CN101957625B - 一种驱动nF级负载的低压差线性稳压器 - Google Patents
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Abstract
本发明属于稳压器设计技术领域,具体为驱动nF级负载的低压差线性稳压器。该线性稳压器包括误差放大器、补偿网络、带反馈的负载、输出采样网络和自适应极点调节电路。该电路只需要20pF的补偿电容就能在全负载电流范围内保持良好的相位裕度,而传统的miller补偿结构则需要至少200pF的补偿电容,而且通过自适应极点调节电路的引入能够大大减小静态功耗。本发明不需要大电容补偿就可以驱动nF级负载并在0-50mA负载下都具有良好的稳定性。
Description
技术领域
本发明属于稳压器设计技术领域,具体涉及一种适用于驱动nF级负载的低压差线性稳压器。
背景技术
低压差线性稳压器是一种常用的电压转换电路,它因为具有面积小,易集成,纹波小的优点而被广泛使用。其设计的难点主要为稳定性问题。如今为了确保其稳定性,主要有两种方法。其一:采用一个很大的输出电容(一般为uF级)以稳定环路,这种方法简单有效易于实现,可是却会增加成本和面积,不易于集成;其二:采用一个很小的输出电容一般为(0-100pF),将主极点放在第一级误差放大器的输出端以实现环路的稳定性。这种方法设计简单,易于集成因此现如今被广泛采用。可是,第二种方法的低压差线性稳压器无法驱动较大的负载(如nF级),如果当所需要驱动的负载电容较大为nF级时,该低压差线性稳压器便无法稳定。从以上的分析中我们可以看到,无论是大负载电容(uF级)或是小负载电容(pF)级,因为可以将主次极点很好的分离从而得到环路的稳定性。但是当输出电容为nF级,电路便很难稳定,因为位于功率管栅极的极点与位于功率管漏级的极点(即输出极点)很难分离,从而形成共轭极点严重影响环路稳定性。若采用传统的miller补偿的方法,至少需要一个300pF的补偿电容才能稳定,这样大大增加了电路面积和成本。
本发明提出了一种新型的,不需要大电容补偿就可以驱动nF级负载并在0-50mA负载下都具有良好的稳定性的低电压线性稳压器,从而提供了一种很好的解决方案。
发明内容
本发明的目的在于提供一种新型无需大电容补偿的,可以驱动nF级电容负载的低压差线性稳压器。
发明提供的低压差线性稳压器,由误差放大器、补偿电容、自适应极点调节电路、输出采样电路、功率管、负载电容和带反馈的负载电路组成。其中,由输出采样电路对输出电压VOUT进行采样后输入到误差放大器的负端,误差放大器将反馈电压与参考电压的误差信号进行比较放大后,单端输出到自适应极点调节电路,通过自适应的对极点进行调节以保证稳定性后输入到功率管的栅极,进行负载调节。最后引入带负反馈的负载电路,以减小负载电阻,从而保证在零电流时电路的稳定性;
输出采样电路由电阻R1、R2构成,接在输出电压VOUT和地之间,采样信号由电阻R1和R2分压之后送到误差放大器的负端,与参考电压Vref进行比较,放大;
补偿电容接在第一级的输出与地之间,以设定主极点;
负载电容接在输出与地之间。
本发明无需大电容补偿,可以驱动nF级电容负载。该低压差线性稳压器采用SMIC0.13um CMOS 1P9M混合信号工艺条件设计,输出电容值为7nF,输入电压标称值为1.2V,输出电压标称值为0.9V,输出最大电流为50mA.利用电路仿真软件对两个主要环路进行仿真后表明,当负载电流为0mA和50mA时,均能保证环路的稳定性。利用电路仿真软件对设计好的版图进行后版图后仿真的结果表明:当输出负载电流从0mA到50mA瞬时跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA瞬时跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压约为0.06V。
附图说明
图1为本发明的低压差线性稳压器整体结构框图。
图2为自适应极点调节电路。
图3为带负反馈的负载电路。
图4为环路的小信号模型以及幅频特性。
图5为输出电流在0mA到50mA之间跳变的输出电流输出电压变化曲线。
图6为该低压差线性稳压器的效率曲线图。
具体实施方式
以下结合附图及实例对本发明进行详细说明。
如图1所示,无需大电容补偿的,可以驱动nF级电容负载的新型低压差线性稳压器,由电阻R1,R2组成的输出采样电路4对输出电压进行采样,将采样电压输入到误差放大器1的负端。误差放大器1通过将输出电压与参考电压的差值进行比较放大,单端输出送到自适应极点调节电路3。我们将主极点p1放在误差放大器1的输出端,通过调节补偿电容2的值可以调节主极点,这里补偿电容2可为20pF。同时,我们将次极点p2放在输出端,将第三个极点p3放在功率管5的栅极,因此,稳定性最差的情况分别出现在电流最大和电流最小的情况下。当负载电流增大的时候,p2增大向p3靠近;而电流减小的时候,p2减小向p1靠近,所以只要能满足这两种极端情况下的稳定性,就能满足整个环路的稳定性。自适应极点调节电路3能够在电流大的时候相应的增大第三个极点p3,从而不需要增大静态功耗便能满足环路的稳定性。将经过自适应极点调节电路3的信号输入到功率管5进行负载调节。同时通过引入带有负反馈的负载电路6可以减小负载对环路稳定性的影响,当负载电流很小的时候也能满足环路的稳定性。
如图2所示,为本发明所采用的自适应极点调节电路。其中,MOS管M1的栅极接在误差放大器的输出端,源级连接输出电压VOUT,漏级与偏置电流源I1以及MOS管M2的源级相连,在该电路中作用为共源放大器。I1为偏置电流,同时偏置MOS管M1和MOS管M2。MOS管M2为一个共栅放大器,其栅极为一个恒定电压源V1偏置,源级与电流源I1和MOS管M1的漏级相连,其漏级与电阻R3、MOS管M3以及功率管5的栅极相连。其中电阻R3一端连接电源VDD,一端连接功率管5的栅极,MOS管M3为二极管连接,其栅极与漏级连在一起共同接到功率管5的栅极,而其源级连接到电源VDD。电阻R3,MOS管M3以及功率管5栅极加上miller效应的寄生电容Ap*Cgsp决定了第三个极点p3的位置。
因为该电路的输出直接接到功率管5的栅极,当负载电流变大的时候,功率管5的栅极电压减小,引起gm3变大,所以p3将移到更高频处,反之,当负载电流减小的时候,gm3减小,引起p3减小,为了防止电流很小的时候p3太小引起不稳定,所以并联一个电阻R3以设定一个可接受的最大电阻值。
如图3所示,为本发明所采用的带负反馈的负载电路。其中箭头所指的方向为环路的负反馈通路的方向。在带负反馈的负载电路中,MOS管M1,MOS管M2,MOS管M3,电阻R3,功率管5,电流源I1以及偏置电压源V1均与图2中的电路复用,这样可以减小电路的复杂程度。不同的是,虽然MOS管M1,MOS管M2,MOS管M3,电阻R3,功率管5,电流源I1以及偏置电压源V1连接与图2完全相同,即MOS管M1的栅极接在误差放大器的输出端,源级连接在VOUT,漏级与偏置电流源I1以及MOS管M2的源级相连,I1为偏置电流,同时偏置MOS管M1和MOS管M2。MOS管M2为一个共栅放大器,其栅极为一个恒定电压源V1偏置,源级与电流源I1和MOS管M1的漏级相连,漏级与电阻R3,MOS管M3,以及功率管5的栅极相连。其中电阻R3一端连接电源VDD,一端连接功率管5的栅极,MOS管M3为二极管连接,其栅极与漏级连在一起共同接到功率管5的栅极,而其源级连接到电源VDD。功率管5源级与电源VDD相接,漏级与下拉MOS管M4以及输出电容和负载相接,同时回连到MOS管M1的源级。但此时MOS管M1并不是作为共源放大器而是作为共栅放大器在工作。MOS管M4为下拉管,其栅极连接到M1的漏级,源级接地,漏级与输出VOUT相连接,可以更好的调制输出电压。如图3所示的反馈环路的环路增益为
输出阻抗减小为
其中Aloop1为该反馈环路的增益,gm1,gm2,gm3,gm4,gmp分别为MOS管M1,MOS管M2,MOS管M3,MOS管M4以及功率管5的跨导,COUT为输出电容,Roeq为输出等效电阻,R3为电阻R3的电阻值,Cp为功率管5的栅极寄生电容,Ap为功率管5的增益,Rloop为加了反馈之后的输出阻抗,Rout为不加反馈的输出阻抗。
当Aloop1>>1时,输出的影响几乎可以忽略不计。
如图4所示,为环路的小信号模型以及幅频特性。如图4.(a)所示将环路在误差方法大器的栅极断开,可得环路增益为:
其中
其中loopgain为该反馈环路的增益,gm0,gm1,gm2,gm3,gm4,gmp分别为MOS管M0,MOS管M1,MOS管M2,MOS管M3,MOS管M4以及功率管5的跨导,其中M0为误差放大器1的输入对管,C1为补偿电容2,COUT为输出电容,Roeq为输出等效电阻,ro0为误差放大器的输出电阻,R3为电阻R3的电阻值,Cp为功率管5的栅极寄生电容,Ap为功率管5的增益,Rloop为加了反馈之后的输出电阻值,Rout为不加反馈的输出电阻值。B为反馈系数值为
可以看到输出电阻对该环路的影响几乎可以忽略。由图4.(b)所示可以看到,电流从0mA到50mA,幅频特性并没有明显变化,且都能保证良好的稳定性。
如图5所示,为输出电流从0mA到50mA变化时的输出电流输出电压变化曲线。曲线(5.a)是输出电流的变化曲线,曲线(5.b)是输出电压的变化曲线,输出电流从0跳变到50mA,再从50mA跳变到0mA。当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA的阶跃跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压约为0.06V。
如图6所示,为该发明中低压差线性稳压器的效率曲线图。其最大效率约为72%,静态电流为250uA。
本发明中提出了一种无需大电容补偿的,具有自适应极点调节,适用于驱动的nF级负载电容的新型低压差线性稳压器,它具有面积小,稳定性好,且幅频特性不随负载变化的优点。该电源采用SMIC 0.13um CMOS 1P9M混合信号工艺条件,输出电容值为7nF。输入电压标称值为1.2V,输出电压标称值为0.9V,输出电流最大值为50mA。利用电路仿真软件模拟结果表明:当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA的阶跃跳变时,该低压差线性稳压器的响应时间小于3us,过冲电压约为0.06V。
本发明提到的新型低压差线性稳压器不需要大电容补偿便可驱动nF级负载电容,静态功耗小,转换效率高,且对于负载变化和输入电压变化的快速响应时间,又能满足电源芯片的快速负载变化的要求。
Claims (1)
1.一种驱动nF级负载电容的低压差线性稳压器,其特征在于该稳压器由误差放大器(1)、补偿电容(2)、自适应极点调节电路(3)、输出采样电路(4)、功率管(5)、带反馈的负载电路(6)以及负载电容(7)组成;其中:输出采样电路由两个电阻(R1,R2)构成,接在输出电压VOUT和地之间,补偿电容(2)接在第一级的输出与地之间,负载电容COUT(7)接在输出与地之间;
所述的自适应极点调节电路(3)中,第一MOS管(M1)的栅极接在误差放大器(1)的输出端,源极连接输出电压VOUT,漏极与偏置电流源I1以及第二MOS管(M2)的源极相连,第一MOS管(M1)在该电路中作用为共源放大器;第二MOS管(M2)为一个共栅放大器,其栅极接一个偏置电压源V1,其源极与偏置电流源I1和第一MOS管(M1)的漏极相连,其漏极与电阻R3、第三MOS管(M3)以及功率管(5)的栅极相连;其中电阻R3一端连接电源VDD,另一端连接功率管(5)的栅极,第三MOS管(M3)为二极管连接,其栅极与漏极连在一起共同接到功率管(5)的栅极,而其源极连接到电源VDD;
所述的带负反馈的负载电路(6)中,第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)、第三MOS管(M3)、电阻R3、功率管(5)、偏置电流源I1以及偏置电压源V1均与自适应极点调节电路(3)中的电路复用;第一MOS管(M1)、第二MOS管(M2)、第三MOS管(M3)、电阻R3、功率管(5)、电流源I1以及偏置电压源V1连接关系与自适应极点调节电路(3)中的完全相同;并且功率管(5)漏极与下拉MOS管(M4)以及输出电容和负载相接,同时回连到第一MOS管(M1)的源级;这里,第一MOS管(M1)作为共栅放大器工作;下拉MOS管(M4)的栅极连接到第一MOS管(M1)的漏极,源极接地,漏极与输出VOUT相连接;
由输出采样电路(4)对输出电压VOUT进行采样,然后输入到误差放大器(1)的负端,误差放大器(1)将反馈电压与参考电压的误差信号进行比较放大后,单端输出到自适应极点调节电路(3),通过自适应的对极点进行调节以保证稳定性后输入到功率管(5)的栅极,进行负载调节;最后,引入带负反馈的负载电路(6),以减小负载电阻,从而保证在零电流时电路的稳定性。
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