CN101047353A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，对具备作为磁场的转子以及U相、V相和W相的定子绕线的电动机进行驱动。该电动机控制装置包括：探查电压施加单元，其按照由分别施加到U相、V相和W相的定子绕线的电压而表示的电压矢量其大小保持恒定且以规定周期旋转的方式，对所述定子绕线施加探查电压；电流检测单元，其在由所述探查电压施加单元施加了探查电压的期间中，对所述电动机中流动的电流进行检测；和转子旋转角推断单元，其根据该电流检测单元所检测的电流的大小取极大值时的所述电压矢量的相位，推断所述转子的旋转角。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及一种用于对无刷电动机进行无传感器(sensorless)驱动的电动机控制装置。无刷电动机例如被用作电动转向动力装置中的转向助力的产生源。

背景技术

用于对无刷DC电动机进行驱动控制的电动机控制装置一般构成为，根据用于对转子的旋转位置进行检测的位置传感器的输出来控制电动机电流的供给。但是，位置传感器的耐环境性会成为问题。而且，高价的位置传感器和与此关联的布线阻碍了成本的降低和装置的小型化。因此，提出了不使用位置传感器而采用对无刷DC电动机进行驱动的无传感器驱动方式。无传感器驱动方式是通过推断伴随转子的旋转的感应电压，来推断磁极的相位(转子的电角度)的方式。

由于在转子停止时和极低速旋转时无法推断感应电压，因此以其他方式推断磁极的相位。具体而言，如图2(a)所示，高频探查电压被施加到U、V、W相的定子绕线51、52、53。由此，在以转子50的旋转中心为原点的固定坐标，即αβ坐标的原点周围，形成沿转子50的旋转方向而旋转的高频电压矢量(大小恒定)。高频电压矢量是相对于转子50的旋转速度非常快地旋转的电压矢量。伴随该高频电压矢量的施加，U、V、W相的定子绕线51、52、53中会流动电流。在αβ坐标上表示了该三相电流的大小和方向的电流矢量在原点周围旋转。

转子50的电感在沿磁通方向的磁极轴即d轴和与d轴垂直的q轴(沿转矩方向的轴)上取不同的值。因此，电流矢量的大小在靠近d轴的方向时变大，在靠近q轴的方向时变小。结果，如图2(b)所示，电流矢量的终点在αβ坐标上描绘出以转子50的d轴方向为长轴的椭圆形轨迹55。

因此，电流矢量的大小在转子50的N极方向和S极方向具有极大值。即，如图3(a)所示，在电流矢量的一个周期内，其大小具有两个极大值。在该情况下，若电流矢量的大小充分大，则N极方向的电流矢量的大小将取最大值(参照曲线L1)。这是由于因定子的磁饱和的影响而转子50的N极侧比S极侧电感小。

因此，首先，施加充分大的高频电压矢量，预先确定与N极相对应的电流矢量的最大。然后，施加大小减小了的高频电压矢量，根据电流矢量的极大值，可推断转子50的相位。更具体而言，根据大小取极大值时的电流矢量的α轴成分I_α和β轴成分I_β，转子50的相位角(电角度)θ可作为θ＝Tan^-1(I_β/I_α)而被求出。

但是，如图2(b)所示，在施加高频电压矢量时的电流的响应中，会产生因d轴方向和q轴方向的电感的差异而引起的失真。因此，为了求出电流矢量的α轴成分I_α和β轴成分I_β，需要使计算机进行复杂的运算处理。所以，存在着针对处理装置的运算负荷大的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能使无传感器驱动用的处理简单化的电动机控制装置。

本发明的电动机控制装置用于驱动具备作为磁场的转子以及U相、V相和W相的定子绕线的电动机，包括：探查电压施加单元，其按照由分别施加到所述U相、V相和W相的定子绕线的电压而表示的电压矢量其大小保持恒定且以规定周期旋转的方式，对所述定子绕线施加探查电压；电流检测单元，其在由所述探查电压施加单元施加了探查电压的期间中，对所述电动机中流动的电流进行检测；和转子旋转角推断单元，其根据所述电流检测单元所检测的电流的大小取极大值时的所述电压矢量的相位，推断所述转子的旋转角(相位角、电角度)。

由于转子的极轴方向(d轴方向)的电感、和与极轴方向垂直的方向(q轴方向)的电感的差异，所以，伴随大小恒定的电压矢量的旋转，电动机中流动的电流(电流矢量的大小)发生变化。具体而言，电流矢量在沿着转子的极位置(N极、S极)的方向时，其大小取极大值。因此，根据电流取极大值时的电压矢量的相位，可推断转子的旋转角。

由于电流矢量的大小恒定，因此与产生失真的电流矢量相比，其相位的计算容易。由此，可使运算处理简化，且能在无传感器的情况下推断转子的旋转角。

优选所述探查电压施加单元在所述转子停止旋转或极低速旋转(例如，250rpm以下)时，对定子绕线施加探查电压。而且，优选所述探查电压施加单元按照使所述电压矢量比转子的旋转更快地(优选为20倍以上的速度)旋转的方式施加探查电压。

所述转子旋转角推断单元可包括计数单元，其与所述探查电压施加单元进行的探查电压的施加同步进行计数动作，生成表示所述电压矢量的相位的计数值，将所述电流检测单元所检测的电流的大小取极大值时的所述计数单元的计数值，作为表示所述转子的旋转角的旋转角信息而输出。

所述计数单元可按照将所述电压矢量的旋转周期T实施n等分的周期T/n进行计数动作。在该情况下，能以360度/n的分辨率推断转子的旋转角。而且，所述计数单元也可在电压矢量为规定相位(例如0度)时被初始化而开始计数动作。在该情况下，所述计数单元对从该规定相位开始的经过时间进行计时。

所述电流检测单元可包括通过根据d轴电流和q轴电流而对范数进行运算来求出电流的大小的单元。

优选所述电动机控制装置还包括旋转控制信号生成单元，其根据由所述转子旋转角推断单元推断的转子旋转角，生成为了使所述转子旋转而施加到所述定子绕线的控制信号。

本发明的上述或其他目的、特征以及效果，通过参照附图和在下面描述的实施方式可进一步明确。

附图说明

图1是用于说明应用了本发明一个实施方式所涉及的电动机控制装置的电动转向动力装置的电气结构的框图；

图2(a)和图2(b)是用于说明高频电压矢量和电流矢量的旋转的图；

图3(a)、图3(b)和图3(c)是用于说明基于施加高频电压矢量的转子相位角推断动作的图；

图4是用于说明转子相位角推断动作的流程图。

具体实施方式

图1是用于说明应用了本发明一个实施方式所涉及的电动机控制装置的电动转向动力装置的电气结构的框图。该电动转向动力装置具备：转矩传感器1，其对施加到车辆的转向盘的转向转矩进行检测；电动机3，其对车辆的操舵机构2赋予转向助力；和电动机控制装置5，其对该电动机3进行驱动控制。电动机控制装置5根据由转矩传感器1检测到的转向转矩来驱动电动机3，实现与转向状况相对应的适当的转向辅助。在该实施方式中，电动机3是三相无刷DC电动机，如图2(a)所示，具备：作为磁场的转子50以及U相、V相和W相的定子绕线51、52、53。电动机3可以是在转子的外部配置有定子的内转子(inner rotor)型电动机，也可以是在筒状的转子的内部配置有定子的外转子(outer rotor)型电动机。

电动机控制装置5具备：d轴电流指令值生成部11、q轴电流指令值生成部12、d轴PI(比例积分)控制部13、q轴PI控制部14、d轴指示电压生成部15、q轴指示电压生成部16、对d轴指示电压和q轴指示电压进行坐标变换的坐标变换部17、PWM控制部10、驱动电路(逆变器电路)18、作为电流检测单元的电流检测电路19、对电流检测电路19的输出进行坐标变换的坐标变换部20。

d轴电流指令值生成部11生成沿电动机3的转子磁极方向的d轴电流成分的指示值。同样，q轴电流指令值生成部12生成与d轴垂直的q轴(其中，dq坐标平面是沿转子50的旋转方向的平面)电流成分的指示值。若采用对应赋予给电动机3的U相、V相和W相的电流(正弦波电流)的振幅进行表示的电流指令值I^*，则d轴电流指令值I_d ^*和q轴电流指令值I_q ^*如下式(1)、(2)所示。

I_d ^*＝0          …(1)

${I_q}^{*}=-{\sqrt{\frac{3}{2}}I}^{*}---\left(2\right)$

因此，d轴电流指令值生成部11生成常数“0”，q轴电流指令值生成部12生成与转向转矩相对应的q轴电流指令值I_q ^*。更具体而言，q轴电流指令值生成部12，可由存储有与转向转矩相对应的q轴电流指令值I_q ^*的映射(表(table))构成。

电流检测电路19例如对电动机3的U相电流I_U和V相电流I_V进行检测。该检测值被赋予给坐标变换部20。坐标变换部20按照下式(3)、(4)，将U相电流I_U和V相电流I_V变换为dq坐标上的电流成分，即d轴电流I_d和q轴电流I_q。

$I_d=-\sqrt{2}\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·I_U+\sqrt{2}\sin \mathrm{\θ}\·I_V---\left(3\right)$

$I_q=-\sqrt{2}\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·I_U+\sqrt{2}\cos \mathrm{\θ}\·I_V---\left(4\right)$

电动机控制装置5具备：d轴电流偏差运算部21，其对d轴电流I_d相对于d轴电流指令值I_d ^*的偏差进行运算；和q轴电流偏差运算部22，其对q轴电流I_q相对于q轴电流指令值I_q ^*的偏差进行运算。它们所输出的偏差分别被赋予到d轴PI控制部13和q轴PI控制部14，接受PI运算处理。然后，根据这些运算结果，通过d轴指示电压生成部15和q轴指示电压生成部16，生成d轴指示电压V_d ^*和q轴指示电压V_q ^*，赋予到坐标变换部17。坐标变换部17按照下式(5)、(6)、(7)，将d轴指示电压V_d ^*和q轴指示电压V_q ^*变换为U相、V相和W相的电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*。

${V_U}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{\cos \mathrm{\θ}\·{V_d}^{*}-\sin \mathrm{\θ}\·{V_q}^{*}\}---\left(5\right)$

${V_V}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·{V_d}^{*}-\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·{V_q}^{*}\}---\left(6\right)$

${V_W}^{*}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{\cos (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\·{V_d}^{*}-\sin (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\·{V_q}^{*}\}---\left(7\right)$

PWM控制部10生成根据三相的电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*而被控制的占空比的驱动信号，并赋予到驱动电路18。由此，对电动机3的各相，以与电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*相对应的占空比来施加电压。

为了实现所述式(3)～(7)的坐标变换，需要转子50的相位角(电角度)θ。因此，电动机控制装置5具备转子角度推断部25，其推断转子相位角θ而不采用位置传感器。电流检测电路19的输出经由高频响应提取部24而被赋予给该转子角度推断部25。高频响应提取部24例如是旁路滤波器。

在转子50停止时和极低速旋转时(250rpm以下)，为了推断转子50的相位角θ，电动机控制装置5还具备作为探查电压施加单元的高频电压产生部30。该高频电压产生部30生成电压指令值并赋予到PWM控制部10，所述电压指令值用于将与电动机3的额定频率相比非常高的频率(例如，200Hz)的高频正弦电压作为探查电而压施加到电动机3的U相、V相和W相的定子绕线51、52、53。更具体而言，通过施加不会引起转子50旋转程度的占空比的高频电压，并通过依次重复V-W相通电、W-U相通电和U-V相通电，由此，施加了在转子50的旋转中心周围空间上旋转的高频电压矢量。该高频电压矢量是在以转子50的旋转中心为原点的固定坐标，即αβ坐标的原点周围，恒速旋转的恒定大小的电压矢量(旋转恒定电压矢量)(参照图2(a))。

在转子50停止时和极低速旋转时，高频电压产生部30生成用于施加如所述那样的高频电压(探查电压)的指令值并赋予给PWM控制部10。若转子50的旋转非常快(例如，超过250rpm)，则高频电压产生部30停止产生高频电压指令。

在转子50停止时和极低速旋转时，高频响应提取部24执行从电流检测电路19的输出信号中提取出与高频电压产生部30所产生的高频电压的频率相对应的频率成分的滤波处理。而且，若转子50的旋转非常快(例如，超过250rpm)，则高频响应提取部24不进行所述滤波处理，而将电流检测电路19的输出信号直接送到转子角度推断部25。

因此，在转子50停止时和极低速旋转时，转子角度推断部25基于由高频响应提取部24提取出的高频成分来推断转子相位角θ。而且，若转子50的旋转非常快，则转子角度推断部25通过利用未经高频响应提取部24进行的滤波处理的电流检测电路19的输出，来推断伴随转子50的旋转而在U、V和W相的定子绕线51、52、53中出现的感应电压，并据此推断转子50的相位角θ。关于感应电压的推断，例如可参照如下文献：陈志谦等，“基于干扰观测器和速度适应鉴定的圆筒型无刷DC电动机的无位置/速度传感器控制”(电气学会论文集D，118卷7/8号，平成10年)。

转子角度推断部25具备在转子50停止时和极低速旋转时为了求出转子50的旋转角而使用的作为计数单元的计数器26。该计数器26按照在基于高频电压产生部30的作用而被施加的高频电压矢量沿α轴(与U相方向一致)时(即，高频电压矢量的相位为零时)被初始化而开始计数动作的方式反复动作。计数器26例如按将高频电压的周期(高频电压矢量以转子50的电角度旋转360度所需的时间)T进行n等分(n是平均一个周期的采样数。例如n＝360)后的每个周期T/n而计数(count up)，其输出表示高频电压矢量的相位。因此，如图3所示，在检测出高频响应提取部24的输出(电流)的极大值的时刻，若参照计数器26的计数值，则该数值表示转子50的磁极位置(电流矢量的大小最大时的高频电压矢量的相位角)。另外，图3(a)表示电流矢量的大小的时间变化，图3(b)表示高频电压矢量的β轴成分的时间变化，图3(c)表示计数器26的计数值的时间变化。

图4是用于说明在转子50停止时和极低速旋转时的转子相位角推断动作的流程图，与因高频电压产生部30的作用而被施加的高频电压矢量的一个周期(一次旋转)相对应。与高频电压矢量的施加开始(相位角零。α轴方向)同步，计数器26被初始化，开始计数(步骤S1、S2、S3)。另一方面，转子角度推断部25对高频响应提取部24输出的极大值进行检测(步骤S4)，将检测到极大值时的计数器26的计数值作为转子相位角推断值而输出(步骤S5)。

如上所述，在电流矢量的方向朝向转子50的N极方向和S极方向时，电流矢量的大小取极大值。并且，当定子越发生磁饱和高频电压矢量的大小越大的情况下，电流矢量的大小在该电流矢量朝向转子50的N极方向时比朝向转子50的S极方向时大(参照图3(a)的曲线L1)。

因此，当N极位置不明确时，高频电压产生部30施加能够使定子产生磁饱和的大小的高频电压矢量。另一方面，转子角度推断部25根据在高频电压矢量的一个周期中电流矢量的大小为最大值时的计数器26的计数值来判断N极位置(N极判断动作)。即，确定高频电压矢量的一个周期内出现两次的极大值中的哪一个是与N极对应的极大值。之后，高频电压产生部30施加大至产生磁饱和程度的不大的高频电压矢量。然后，转子角度推断部25在由N极判断动作确定的极大值所对应的极大值的位置，参照计数器26的计数值，将该计数值作为转子角度位置而输出(参照图3(a)的曲线L2)。

以上，对本发明的一个实施方式进行了说明，但本发明还能以其他实施方式实施。例如，在所述的实施方式中，转子角度推断部25参照了高频响应提取部24的输出，但也可将由坐标变换部20变换后的电流成分I_d、I_q的范数{I_d ²+I_q ²}^1/2用作电流矢量的大小。在该情况下，只要转子角度推断部25根据计数器26的计数值来求出范数{I_d ²+I_q ²}^1/2取极大值时的高频电压矢量的相位即可。

而且，在所述的实施方式中，利用与高频电压矢量的施加同步进行计数的计数器26求出了转子相位角θ，但不使用计数器26也能求出转子相位角θ。例如，可根据检测到电流的极大值时的高频电压矢量的α轴成分V_α和β轴成分V_β，通过θ＝Tan^-1(V_β/V_α)求出相位角θ。

对本发明的实施方式进行了详细说明，但这些只是为了明确本发明的技术内容而使用的具体例，本发明并非应该解释为限定于这些具体例，本发明的精神和范围仅由添加的技术方案的范围来限定。

本申请对应于2006年3月29日向日本专利局提出的特愿2006-92091号，该申请的全部公开内容通过在此引用而被组合到本申请中。

Claims (4)

1.一种电动机控制装置，用于驱动具备作为磁场的转子以及U相、V相和W相的定子绕线的电动机，包括：

探查电压施加单元，其按照由分别施加到所述U相、V相和W相的定子绕线的电压而表示的电压矢量其大小保持恒定且以规定周期旋转的方式，对所述定子绕线施加探查电压；

电流检测单元，其在由所述探查电压施加单元施加了探查电压的期间中，对所述电动机中流动的电流进行检测；和

转子旋转角推断单元，其根据该电流检测单元所检测的电流的大小取极大值时的所述电压矢量的相位，推断所述转子的旋转角。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述转子旋转角推断单元包括计数单元，其与所述探查电压施加单元进行的探查电压的施加同步进行计数动作，生成表示所述电压矢量的相位的计数值，将所述电流检测单元所检测的电流的大小取极大值时的所述计数单元的计数值，作为表示所述转子的旋转角的旋转角信息而输出。

3.根据权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述计数单元按照将所述电压矢量的旋转周期T实施n等分的周期T/n进行计数动作。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

还包括旋转控制信号生成单元，其根据由所述转子旋转角推断单元推断的转子的旋转角，生成为了使所述转子旋转而施加到所述定子绕线的控制信号。

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