CN100431270C - 增量△模数转换 - Google Patents

Abstract

一种用增量Δ转换把模拟输入信号(X)转换成数字输出信号(Y)的方法和转换器，其中在时钟脉冲间隔，非均匀量化器(7)产生数字量化器信号，数模转换器(5)产生是数字量化器信号的函数的模拟量化器信号，在整个反馈回路上施加模拟差分信号(Q)到量化器(7)，模拟差分信号(Q)是输入信号(X)和在自复位信号后模拟量化器信号的积分之间的差的函数，并且产生数字输出信号(Y)作为在复位信号后数字量化器信号的和的函数。数字量化器信号具有第一幅度(q)，如果模拟差分信号(Q)的幅度小于阈值幅度(V_t)和第二幅度(r)，则基本大于第一幅度(q)，如果模拟差分信号的幅度(Q)大于阈值幅度(V_t)，则阈值幅度(V_t)基本小于对应于第二幅度(r)的所述模拟量化器信号的幅度(V_r)。在两个连续时钟周期之间的模拟差分信号(Q)中改变的幅度基本小于对应模拟量化器信号(V_q，V_r)的幅度，使得从数模转换器(5)到量化器(7)的反馈回路的增益(g)基本小于1。

Description

增量△模数转换

技术领域

本发明涉及一种用于模数转换的方法和设备，更具体涉及增量Δ模数转换。

背景技术

用于测量应用的模数转换器不同于用在电信中的调制器，某种意义上来说，模数转换器在每个转换程序的起点复位，但调制器连续地调整模拟输入信号变化而不用复位。

已知道许多不同类型的模数转换器，如它们之中的Δ转换器和∑-Δ转换器。已证实用于测量应用的∑-Δ模数转换器能够得到高分辨率。然而，因为N位的分辨率需要2^N时钟脉冲，所以增量∑-Δ的转换时间很长。因此，增量∑-Δ转换器仅能用在非常低速的应用中。

在调制器领域中，一般使用Δ调制以对超过几个位的声音信号编码；Δ调制器可以包括非均匀量化器。过去，还没有发现Δ转换器普遍用于测量应用。

在图1中示出了基本Δ调制器以及在图2中示出了基本∑-Δ调制器。尽管为了示例分别示出了基本电路元件的功能，但应意识到实际上使用的确切元件事实上可以与多种不同功能的调制器是共用的。

图1中所示的Δ调制器从源1接收各种(典型地交互)输入信号X。输入信号X施加到调制器中的减法器2上，减法器2还接收反馈信号F，在每个时钟脉冲周期从输入信号X采样的振幅中减去反馈信号F的振幅。来自减法器2的输出信号施加到量化器3，量化器3的输出信号Q是表示减法器输出信号的符号(正或负)的二进制信号。量化器输出信号Q施加到输出电路4以产生输出信号Y，输出电路4包括抽取器，即低通滤波器和下采样器。量化器输出信号Q还施加到数模转换器5并施加到积分器6以产生反馈信号F，数模转换器5的信号的振幅产生表示量化器输出信号Q，积分器6在有限的时间周期内对数模转换器的输出信号积分。因此，减法器的输出信号对应于输入信号X和来自积分器6的反馈信号之间的差。

图2中所示的基本∑-Δ调制器包括与图1的Δ调制器相同的元件，其用相同的参考标记指示。∑-Δ调制器包括从源1接收输入信号X而且还接收反馈信号F的减法器2，在每个时钟脉冲周期从输入信号X采样的振幅中减去反馈信号F的振幅。来自减法器2的输出信号施加到积分器6以产生施加到量化器3的信号，在有限的时间周期内积分器6对减法器2的输出信号积分。量化器3的输出信号Q是表示减法器输出信号的符号(正或负)的二进制信号。量化器输出信号Q施加到输出电路4以产生输出信号Y，输出电路4包括抽取器，即低通滤波器和下采样器。量化器输出信号Q还施加到产生反馈信号F的数模转换器5，反馈信号F的振幅表示量化器输出信号Q。因此，减法器的输出信号对应于输入信号X和来自数模转换器5的反馈信号之间的差。

应看到Δ调制器包括在反馈路径中的模拟积分器6，而在∑-Δ调制器中模拟积分器6是在前馈(feed-forward)路径中。

R.Gregorian和J.G.Gord的论文“A Continuously Variable SlopeModulation Codec System(连续可变斜率调节编解码器系统)”，IEEEJSSC，vol.SC-18，No.6，pp.692-700，1983年12月，提出使用非均匀量化器提高Δ调制器的反应，非均匀量化器的输出信号的振幅具有用于施加到其输入的大信号的较大值和用于施加到其输入的小信号的较小值。在该方法中，Δ调制器能响应大步长以迅速地改变输入信号，而响应对应于较细分辨率的小步长，用于较慢地改变输入信号，降低过载失真和颗粒噪声。

本发明涉及一种增量Δ模数转换。

增量Δ转换器的基本电路不同于图1中所示的Δ调制器的转换器，其中输出电路含有数字累加器(或上/下计数器)，模拟积分器6和数字累加器都在转换周期的起点复位。数字累加器和模拟积分器6分别累加自复位以来来自量化器3的数字差分信号，并积分自复位以来的相应的模拟信号。

发明内容

如所附权利要求所介绍地，本发明提供一种用于通过增量Δ转换把模拟输入信号(X)转换成数字输出信号(Y)的方法和转换器。

附图说明

图1是Δ调制器的示意图；

图2是∑-Δ调制器的示意图；

图3是根据本发明一个实施例的增量Δ模数转换器的示意图；

图4是图3的转换器中的量化器的输入和输出信号图；

图5是图3的转换器的操作流程图；

图6是出现在图3的转换器的操作模拟的信号图；

图7是图3的转换器的转换时间与输入信号函数关系的图；

图8是根据本发明的一个实践实施例的增量Δ模数转换器的简化电路图；

图9是图8的转换器的优选实施例的更详细的电路图；和

图10是图8的转换器中的偏移补偿电路的简化电路图。

具体实施方式

图3示出了根据本发明的一个实施例用于测量应用的增量Δ转换器。在图3中，用相同的参考标记指示与图1和图2中所示的那些元件相同的元件。

图3中所示的增量Δ转换器包括输入信号X的信号源1，输入信号X是在测量周期的起点采样的，并因此假设在测量周期内为基本恒量。通过随后接收反馈信号F的减法器2施加采样的输入信号X，在每个随后的时钟脉冲周期，输入信号X的振幅减去反馈信号F的振幅。来自减法器2的输出信号施加到量化器7。量化器输出信号Q施加到包括累加器的输出电路8。量化器输出信号Q还施加到数模转换器5，数模转换器5产生具有与量化器输出信号Q的数值成比例的振幅的信号，量化器输出信号Q还施加到使数模转换器的输出信号积分的积分器6以产生反馈信号F。如开关9和10象征性所示，复位装置在测量周期的起点使累加器8和积分器6复位。因此，减法器的输出信号对应于输入信号X的原始值和反馈信号F之间的差，反馈信号F包括对应由积分器6积分的量化器输出信号的模拟信号连续值的积分。

根据本发明的实施例，量化器7是非均匀量化器，量化器7的输出信号取四个不同数值±q、±r之一。如果其输入Q大于阈值V_t(小于-V_t)，输出信号为±r，以及如果其输入Q小于阈值V_t(大于-V_t)，输出信号为±q，数模转换器5的输出取四个对应值±V_q和±V_r之一，其中r和V_r基本大于q和V_q。这样的非均匀量化器的优点在于缩短转换时间而不会恶化测量精度，由于用大步长|r|和|V_r|使转换更迅速地达到渐进值，直到积分器6的输出比±V_t更接近输入信号X，然后用提供高精度结果的小步长|q|和|V_q|继续使其更慢慢地接近渐进值。限定模数转换器的输入电压范围为±V_r。

图4示出了量化器7的特性，在对应于量化器7输出的数模转换器5输出处，横轴表示来自减法器2的信号Q以及纵轴表示模拟信号的值。在测量周期的起点，信号Q具有等于输入信号X的值，并且如果X大于V_t，量化器的输出取数值r以及数模转换器5的输出取电压值V_r。在每个随后的时钟脉冲周期，反馈信号F减少减法器2的输出Q的幅度，直到其小于V_t。当X的幅度小于V_t时，量化器7的输出取数值q，并且数模转换器5的输出变成V_q。

图5示出了操作方法并且开始于复位阶段11，其中积分器6和累加器8复位为零，使得反馈信号F为零，并且在对输入信号X采样之前，减法器2的输出Q为零。在下一个阶段12中，使转换器初始化，由减法器2采样输入信号X，使得减法器输出Q等于X，设置数字输出Y为累加器8的最大范围，这里所示例的累加器8用于9级二进制计数器，使得Y等于511，并且设置指针E1以指示减法器2的输出信号Q的符号(正或负)。初始化步骤12可以取几个时钟脉冲周期，在该步骤的末尾，程序进入反馈回路。

在第一反馈阶段13中，接着设置来自减法器2的输出信号Q为其在前面时钟脉冲周期的值减去新的反馈信号F，以及设置指针E2为输出信号Q的新的符号。随后的阶段取决于条件14，即减法器2的输出信号Q的模是否大于阈值V_t。如果是，在阶段15中，对应于用减法器2的输出信号Q的符号乘以大步长以及用积分器反馈的增益g乘以大步长，用数模转换器的输出V_r增加反馈信号F；对应于用减法器2的输出信号Q的符号乘以大步长，用数值r(＝2⁵在该例中)增加数字输出信号Y；设置指针E1为指针E2的值并且操作返回反馈步骤13。

如果条件14为负，信号Q的模小于V_t，下一个阶段取决于条件16，即指针E1是否不同于指针E2以及E1是否为正；如果E1与E2没有差异，这意味着模数转换器仍在向输入信号X收敛；在这种情况下，在阶段17，用小步长分别以输出信号Q的符号乘以V_q和q(＝2¹在该例中)来调整反馈信号F和输出信号Y。当模拟积分器6的输出达到并通过输入信号X的初始振幅时，量化器7的输出改变符号并且这用于限定转换操作的终点。这通过条件16的肯定响应来表示，并且测量周期到达最低有效位(‘LSB’)阶段18。如果在条件16，尽管E2为负但E1为正，这表示X为正并且程序直接进行到LSB阶段18；然而，如果尽管E2为正但E1为负，那么这表示X为负，并且为了保持相同的LSB阶段18，程序首先又通过阶段18，以转化信号Q的符号。

在LSB阶段18，通过用信号Q的符号乘以V_q/2以及用积分器反馈的增益乘以V_q/2来增加反馈信号的值，设置E1为E2，E2设定为信号Q的符号，并且信号Q设置为在前一个时钟脉冲周期的值，其小于反馈信号F的值。

最低有效位(LSB)的提取仅仅是一个额外的时钟周期。实际上，在转换终点，当步长改变成V_q/2，随后的步长取决于条件19，即指针E2是否为正：如果是，累加器8的计数增加1，以及如果不是就不变。接着终止转换周期。

假定在转换程序期间输入电压值X是常数。上述描述示出输出信号可以写作如下：

y_d[N_ck]＝N₁·r+N_s·q            (1)

y_a[N_ck]＝N₁·g·V_r+N_s·g·V_q    (2)

V_r/V_q＝r/q                      (3)

其中N_ck表示电流测量周期中的步长或时钟脉冲的总数量，y_d[N_ck]表示N_ck步长之后的数字输出信号Y的值，N₁表示大步长的数量，N_s表示小步长的数量，步长或时钟脉冲的总数量N_ck＝N₁+N_s

明显地，最小的步长表示ADC的分辨率。所以对于N-1位的分辨率我们要求：

g.V_q＝2.LSB＝2.V_r/2^N-1    (4)

在本例中，用频带隙参考电压V_r＝1.2V设置电压参考值。超过2.4V的输入电压范围，ADC的目标分辨率为10位，这样1LSB＝2.34375mV。优选用电阻分压器产生电压。优选模拟积分器为开关电容积分器，用电容比值设置其增益。在模数转换器中要选择的两个第一参数为电压和积分器增益g。采取预防以确保当量化器输入传送阈值电压V_t时，在下一个时钟量化器输入在+V_t和-V_t之间的区域内。否则，量化器输入将在+V_t和-V_t周围振荡。该条件要求：

2.V_t＞g.V_r    (5)

下列值用在本例中并发现在精确度、转换时间和电耗之间给出良好的平衡：

g＝1/16；V_q＝V_r/16；V_t＝V_r/24    (7)

这些值对应9位的分辨率。ADC的最后位是从仅用在转换周期的最后时钟脉冲的半值步长V_q/2中取得的。

现在参考图6，模拟示例了按照图5的算法的图3的电路的操作，其中用成比例的电压表示输出信号Y，使得满刻度处Y等于V_r。这种模拟表示在测量周期操作18和19的终点不能进行操作。从时钟脉冲周期零至19，输入信号X为零并且输出信号Y在正负V_q之间变化。在时钟脉冲周期20，增加输入X到+0.2伏。在时钟脉冲周期21，用与V_r一致的量增加输出信号Y。在时钟脉冲周期22，积分器6用相同的量V_r增加反馈信号F，并且用一致的量增加来自累加器8的输出Y。在时钟脉冲周期23，积分器6和累加器8的输出F和Y再次用相同量V_r增加。在时钟脉冲周期24，减法器2的输出Q变得小于阈值V_t并且用较小得量V_q增加输出信号Y。当来自减法器2的信号Q的符号由正变负并且通过V_q不是增加而是降低输出信号Y时，通过小步长V_q继续增加输出信号Y和反馈信号F直到时钟脉冲周期28。在该模拟中，输出信号Y和反馈信号F随后振荡在大约与输入信号X一致的值，尽管实际上用操作18和19按照图5所示的算法终止测量周期。

图7中标绘出时钟脉冲周期的数量与用于完成转换的输入信号的电平的函数关系。应看到所需的最小时钟脉冲N_ck|_min＝2、最大时钟脉冲N_ck|_max＝28以及平均时钟脉冲N_ck|_ave＝14.28。这意味着电路电耗还取决于输入信号电平。由此，在优选实施例中，在每个转换程序的终点切断电路，使得有效地以2除平均电路电耗。完全切断数字区而不切断模拟区，以避免引起任何恢复(recovery)问题。

图8更详细地示出了图3的基本模数转换器的实际实施例。在该实施例中，首先采样输入信号X并且随后在连续的时钟脉冲周期内使用开关电容电路从其中减去反馈信号F，开关电路具有执行采样、积分和减法操作的共用放大器。

对端子20施加输入信号X，端子20通过第一初始化开关S1连接到采样电容器C_s的左侧板上，电容器C_s的左侧板通过第一采样开关S2接地。采样电容器C_s的右侧板通过第二初始化开关S1接地并且通过第二采样开关S2接放大器21的负输入，放大器21的正输入接地。通过反馈回路把放大器21的输出信号Q施加到通过积分电容器C_i的负输入，电容器C_i与复位开关10并联。数模转换器5的输出通过第一积分相位开关φ1连接到反馈电容器C_f的右侧板，电容器C_f的右侧板还通过第二积分相位开关φ2接地。电容器C_f的左侧板通过另一第一积分相位开关φ1接地并且通过另一第二积分相位开关φ2连接到放大器21的负端。

量化器7包括三个比较器22、23和24以及逻辑电路25。每个比较器22、23的正输入端和比较器24的负输入端连接到放大器21的输出。比较器22的负输入端接收电压V_t，比较器23的负输入端接地以及比较器24的正输入端接收阈值电压-V_t。每个比较器22、23和24的输出连接到逻辑电路25，逻辑电路25选择具有适当的正或负符号施加到上/下计数器8的增量的数值r、q或q/2，逻辑电路25还选择数模转换器5的一致输出电压V_r、V_q或V_q/2。

在操作中，测量周期开始于复位阶段11，其中打开第一初始化开关S1和第二采开关S2，当闭合第二初始化开关S1和第一采样开关S2时，使得采样电容器C_s短路接地而与放大器21绝缘。还闭合开关10以使积分电容器C_i短路。

在采样相位12期间，在一个或多个初始化时钟脉冲周期内闭合初始化开关S1并打开采样开关S2，使得对具有右侧板接地的电容器C_s的左侧板充电到信号X的电压值。在随后的一个或多个时钟脉冲周期内，打开初始化开关S1并闭合采样开关S2，使得电容器C_s的左侧板接地并且施加电容器C_s的右侧板的电压到放大器21的负输入端。在该时间期间，电路充当具有统一增益的开关电容器放大器，以便对积分电容器C_i充电到电压X。当完成采样时，打开开关S1和S2以使放大器与采样电容器C_s绝缘。量化器7相对于阈值电压正负V_t并相对地，寄存放大器21的输出信号Q的值，作为比较器22、23和24输出的函数。

在下一个时钟脉冲周期内，增量正负r、q或q/2的值施加到计数器8上以及选择在数模转换器5输出处的对应值正负V_r、V_q或V_q/2并施加到反馈回路。

在反馈相位13至19期间，最初闭合第一反馈开关φ1以充电反馈电容器C_f至从所选择的数模转换器侧中选择的输出电压值，以及在下一个时钟脉冲周期内，打开开关φ1并闭合开关φ2以通过放大器21的负输入传送反馈电容器C_f的电荷到电容器C_i。

通过反馈和积分电容的比值给出积分器的增益：g＝C_f/C_i。由于积分器泄漏量在0.2LSB以下并且75dB的增益缩小误差到0.04LSB，可以发现用于放大器21的增益A的60dB的值足够保持误差；因此，电路不对放大器21的增益A敏感。

现在参考图9，在优选实施例中，适合于在积分电路中实施，减法器和积分器电路2和6以及量化器电路7是全微分实施，以减小残余误差。在图9中相同的参考标记用于相同的元件。

在微分减法器2中，将施加到微分实施上半部的输入信号X与施加到微分实施下半部的电压值V_ref相比较。控制逻辑25从比较器22、23和24的输出中产生信号符号，该符号指示从放大器21输出信号Q的符号。根据信号符号把数模转换器5的输出施加到放大器21的正负输入。

为了补偿放大器偏移电压，在开关S2和放大器21的输入之间插入偏移补偿电路26。图10示出了用于图8的放大器21的单边形式的偏移补偿电路；采用如图9中的完全差分实施对于本领域的技术人员是清楚的。偏移补偿元件包括插入在开关S2和放大器21的负输入之间的电容器C_c、连接在电容器C_c的左侧板和地之间的开关D、串联在电容器C_i的左侧板和放大器21的负输入之间的开关D以及连接在电容器C_i的左侧板和电容器C_c的左侧板之间的开关D。在操作中，每次在复位阶段11结束的每个转换周期的起始处采样放大器偏移。在时钟脉冲相位D期间，闭合开关D并也同样闭合开关10；打开开关D；积分电容器C_i放电并且同时补偿电容器C_c充电到放大器输入偏移电压。在随后的采样相位和反馈相位期间，电路的虚假接地将在电容器C_c的左侧板，以便用通过电容器C_c的电压纠正偏移电压。

再参考图9，每个比较器22、23和24包括各自的前置放大器22a、23a、24a，执行用于比较器的微分比较和偏移补偿的功能，并且各自的电容器C_cmp串联在每个前置放大器22a、23a和24a的每个输入上。比较器22的前置放大器正输入通过各自的电容器C_cmp、通过开关φ1连接到积分器放大器21的正输出以及通过开关φ2连接到参考电压V_ref。前置放大器的负输入通过各自的电容器C_cmp、通过开关φ1连接到积分器放大器21的负输出端以及通过开关φ2连接到电压V_ref-V_t。比较器24以相反的方式连接。比较器23具有正负输入，正负输入通过各自的电容器C_cmp、通过开关φ1分别连接到积分器放大器21的正负输出上，以及通过开关φ2连接到参考电压V_ref。每个前置放大器22a、23a和24a的每个输出通过各自的开关φ1连接到其对应的输入。在操作中，在时钟脉冲相位φ1期间，构造前置放大器作为电压跟随器，以便最初对和前置放大器输入串联插入的电容器C_cmp的右侧板充电到前置放大器输入偏移，左侧板连接到积分器输出上。在时钟脉冲相位φ2上，对补偿电容器C_cmp的左侧板充电到输入电压V_ref或V_ref-V_t。

数模转换器5含有一串单位电阻。电压Vr施加到4单位电阻27、2单位电阻28、12单位电阻29、3单位电阻30和3单位电阻31的串联上。单个单位电阻32与单位电阻27和28的串联进行并联，单位电阻33与单位电阻30和31的串联进行并联。从电阻27和28的接合处中得到电压V_ref减V_t。从电阻29和30之间的接合处中得到电压V_q以及从电阻30和31之间的接合处中得到电压V_q/2。由于只有电压V_q和V_q/2是从电阻串中导出的，电压V_r是从参考电压直接导出的，串中单位电阻的值中的误差仅仅影响用在积分器中的1*LSB和2*LSB的值。因此结果具有对单位电阻的误差的低敏感度。

图中所示的模数转换器表现出速度、精确度和电耗之间良好的平衡。此外，对于降低对模拟电路的敏感度允许专用设计技术。所提出的构造尤其适用于低功率媒介速度和媒介清晰度应用。要快于∑-Δ转换器。与循环转换器相比，附图中所示的转换器仅需要一个而不是两个操作放大器，并且用两个大电容器取代七个；虽然使用更多的比较器，它们相对占用较小的半导体面积并且时钟脉冲产生基本更加简单。图中所示的转换器具有令人满意的精确度。

Claims (11)

1.一种用增量Δ转换把模拟输入信号(X)转换成数字输出信号(Y)的方法，其中，在时钟脉冲间隔，量化器(7)产生数字量化器信号，数模转换器(5)产生是所述数字量化器信号的函数的模拟量化器信号，在反馈回路上施加模拟差分信号(Q)到所述量化器(7)，模拟差分信号(Q)是所述输入信号(X)和在复位信号后所述模拟量化器信号积分之间的差的函数，并且产生所述数字输出信号(Y)作为在所述复位信号后所述数字量化器信号的和的函数，

其特征在于，所述量化器(7)是非均匀量化器，其中如果所述模拟差分信号(Q)的幅度小于阈值幅度(V_t)，则所述数字量化器信号具有第一幅度(q)，如果所述模拟差分信号的幅度(Q)大于所述阈值幅度(V_t)，则所述数字量化器信号具有第二幅度(r)，所述第二幅度(r)基本大于所述第一幅度(q)，所述阈值幅度(V_t)基本小于对应于所述第二幅度(r)的所述模拟量化器信号的幅度(V_r)，并且在两个连续时钟脉冲周期之间的所述模拟差分信号(Q)中改变的幅度基本小于对应模拟量化器信号(V_q，V_r)的幅度，使得从所述数模转换器(5)到所述量化器(7)的反馈回路的增益(g)基本小于1。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述阈值幅度(V_t)大于用对应于所述第二幅度(r)的所述模拟量化器信号的幅度(V_r)乘所述增益(g)的值的一半，用公式表示为2V_t＞gV_r。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，持续所述转换，直到两个连续时钟脉冲周期之间的所述模拟差分信号(Q)的变化改变正负符号。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，在转换的终点，修改所述数字输出信号(Y)的最低有效数位作为所述量化器数字信号(q，r)的剩余幅度的函数。

5.一种增量Δ模数转换器，用于把模拟输入信号(X)转换成数字输出信号(Y)，包括：用于限定时钟脉冲间隔的时钟脉冲装置，用于在所述时钟脉冲间隔产生数字量化器信号的量化器装置(7)，用于产生是所述数字量化器信号的函数的模拟量化器信号的数模转换器装置(5)，用于产生复位信号的复位装置(9，10)，用于在反馈回路上施加模拟差分信号(Q)到所述量化器装置(7)的反馈装置(2，6)、模拟差分信号(Q)是所述输入信号(X)和在所述复位信号后所述模拟量化器信号的积分之间的差的函数，以及用于产生作为在所述复位信号后所述数字量化器信号的和的函数的所述数字输出信号(Y)的输出装置(8)，

其特征在于，所述量化器装置包括非均匀量化器装置(7)，使得如果所述模拟差分信号(Q)的幅度小于阈值幅度(V_t)，则所述数字量化器信号具有第一幅度(q)，如果所述模拟差分信号的幅度(Q)大于所述阈值幅度(V_t)，则所述数字量化器信号具有第二幅度(r)，所述第二幅度(r)基本大于所述第一幅度(q)，并且积分与所述第一和第二幅度(q，r)成比例的模拟信号(V_q，V_r)并将其施加到所述量化器装置(7)，则从所述数模转换器(5)到所述量化器(7)的反馈回路的增益(g)基本小于1，使得在两个连续时钟脉冲周期之间的所述模拟差分信号(Q)中改变的幅度基本小于对应模拟量化器信号(V_q，V_r)的幅度。

6.根据权利要求5所述的增量Δ模数转换器，其中，所述阈值幅度(V_t)大于用对应于所述第二幅度(r)的所述模拟量化器信号(Q)的幅度(V_r)乘所述增益(g)的值的一半，用公式表示为2V_t＞gV_r。

7.根据权利要求5或6所述的增量Δ模数转换器，其中，持续所述转换，直到两个连续时钟脉冲周期之间的所述模拟差分信号(Q)的变化改变正负符号。

8.根据权利要求7所述的增量Δ模数转换器，其中，在转换的终点，修改所述数字输出信号(Q)的最低有效数位作为所述量化器数字信号的剩余幅度的函数。

9.根据权利要求5或6所述的增量Δ模数转换器，其中，所述输出装置包括数字累加器(8)。

10.根据权利要求5或6所述的增量Δ模数转换器，其中，所述反馈装置(2，6)和所述量化器装置(7)包括具有输入电压偏移补偿(26，C_c，C_cmp)的开关电容器放大器(A，C_f，C_i； 22a，23a，24a)。

11.根据权利要求5或6所述的增量Δ模数转换器，其中，所述数模转换器装置(5)包括电阻串(27至33)，所述电阻串由对应所述第二幅度(r)的所述模拟信号(V_r)提供，以限定所述阈值幅度(V_t)和对应于所述第一幅度(q)的所述模拟信号(V_q)。

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