CN100420178C - 信道质量测量方法和设备、通信系统、自适应调制和编码方法 - Google Patents

Abstract

提供一种用于将导频符号和传输参数信令(TPS)信道组合在OFDM帧内的方法和设备。该方法使用差分空时块编码技术在OFDM发射机处编码快速信令消息。在OFDM接收机处，可以使用差分反馈来译码该编码的快速信令消息，从而恢复关于通常由导频符号携带的信道响应的信息。在采用自适应调制和编码技术的无线数据传输中，提供了与干扰来源无关的瞬时信道质量测量，这些干扰例如是邻近小区干扰、白热噪声或剩余多普勒频移。使用在已被符号解映射的信号与同样已被软译码和重编码的信号之间的相关性，产生信道质量指示符。另一个实施例通过译码TPS以及然后重编码TPS来使用TPS数据作为导频符号。

Description

信道质量测量方法和设备、通信系统、自适应调制和编码方法

技术领域

本发明涉及无线数据传输，更具体地涉及关于这种数据传输的信道质量测量。

背景技术

自适应调制和编码是使高速无线数据传输的概念和技术成为可能的关键。无线信道典型地是随机衰落信道。自适应编码和调制是一般采用的用于在这种未知信道上传输数据的解决方法。传统的设计方法学在传输信号功率中提供很大的衰落储备以对抗可能发生的深衰落。这样的衰落储备典型地至少是6dB，表示200％-300％的吞吐量损耗。使用自适应编码和调制的目的是通过在工作中动态地选择最佳的编码和调制配置，充分利用信道容量以及将使用这种衰落储备的需要降到最小。这要求发射机具有关于瞬时信道质量的精确信息。这样的瞬时信道质量信息在接收机处提取并反馈回发射机。传统的方法是在接收机前端测量信道(信号)与干扰功率比(CIR)。根据瞬时CIR和目标性能，发射机确定并应用适合的编码速率和调制。一般而言，由于复杂的传播环境，快速和精确的测量CIR是非常困难的任务。

传统的信道质量测量可以被分成两种类型：(1)基于导频的信道质量测量以及(2)基于判决反馈的信道质量测量。这些方法使用已知序列的相关，特别是伪噪声(PN)码，具有所希望的信号和干扰。对于具有充分测量时间的缓慢变化的信道，传统的方法能够提供精确的CIR测量。

参考图1，现在将描述传统的基于导频的CIR估计机制。在MIMO-OFDM(多输入多输出-正交频分复用)的环境中，传统的信道质量测量使用包含两个相同的已知OFDM符号的导频头，使当前信道质量的指示基于该OFDM符号。图1示出传送它们各自信号的第一、第二和第三基站收发信台(BTS)100、110和120，以及接收这些信号的移动台130。移动台130被配置成接收、解调和译码由第二基站收发信台110传送的信号。由第一基站收发信台100和第三基站收发信台120传送的信号被移动台130当作干扰接收。与由基站收发信台2(BTS₂)110传送的具有接收信号功率C的信号相关的信道是其质量要被测量的信道。假设具有N个PN码，每个PN码的长度是N个码片，则得到：

PN_i·PN_j≈0      i≠j

PN_i·PN_i＝N      1≤i≤N.

该PN码形成接近正交集的重要关系式允许使用导频信道PN码提取特定信道。在图1中只示出三个BTS，因此只有三个PN码。第二BTS110在编码器-2 112处将其相关的信道质量要被测量的信号编码。在最终通过天线118传输到移动台130之前，使用在此被标记为导频-PN₂114的PN码调制该编码的信号。第一BTS 100在编码器-1102处编码信号，该信号表现为到移动台130的第一干扰信号。在最终通过天线108传输之前，使用PN码导频-PN₁104调制这个编码的信号。第三BTS120在编码器-3122处编码信号，该信号表现为到移动台130的第二干扰信号。在最终通过天线128传输之前，使用在此被标记为导频-PN₃124的PN码调制这个编码的信号。所有三个由天线108、118和128传输的信号都被移动台130在接收机前端134通过天线132接收。接收到的信号然后被传到译码器138，以便提取要被恢复的信道。接收到的信号还被传到第一相关器140、第二相关器142和第三相关器144。图1的相关器执行对应于乘法、求和以及绝对值平方的子操作，有效地执行对应于取两个输入的内积的操作。第一相关器140执行接收到的信号和PN码导频-PN₁之间的相关并输出干扰功率I₁，其中该PN码被用来调制对于移动台来说看起来是第一干扰信号的信号。第二相关器142执行该信号和PN码导频-PN₂之间的相关并输出信号功率C，其中该PN码被用来调制其质量要被测量的信号。第三相关器144执行接收到的信号和PN码导频-PN₃之间的相关并输出干扰功率I₂，其中该PN码被用来调制对于移动台来说看起来是第二干扰信号的信号。计算操作150计算CIR，其在这种情况下仅仅是C/(I₁+I₂)。

一般而言，这种方法可以应用到M个基站收发信台。使BTS_i(1≤i≤M)是M个相邻的基站收发信台，E_i是来自在移动台130测量的第i个基站的对应能量，S是移动台在接收机前端134处接收到的组合的总信号能量，并且BTS₂是其相关的CIR要被测量的基站收发信台，则

$C=\underset{1\≤i\≤M}{\max }(S\·{\mathrm{PN}}_i)=E_2\·N_i$ 和

$I=\underset{i\≠2}{\mathrm{\Σ}}(S\·{\mathrm{PN}}_i)=N\·\underset{i\≠2}{\mathrm{\Σ}}{E}_i.$

在这些公式中C和I是能量，尽管为了确定比率C/I，既可以使用能量也可以使用功率。因为导频头包括两个相同的OFDM符号，所以CIR计算过程可以基于这两个符号的平均值，从而降低噪声。然而，如果该信道是多路径衰落信道和/或移动速度很高，则这些方法就不起作用了。一种解决方法是插入更多的导频以改善测量质量，然而，这引入了显著降低频谱效率的开销。例如，在2G和3G无线系统中，导频开销大约是20-35％，而且这些系统的导频设计不适合快速信道质量测量。情况如此是因为基本上信道质量测量的精确度被克莱默-劳(Cramer-Rao)下限所限制，这意味着只能在以更多的导频开销(时间或功率)为代价的情况下才能获得信道测量的精确度。

作为这种折衷的例子，在建议的MIMO-OFDM系统中，每个OFDM帧在10ms内(15个时隙)传送导频头。为了方便移动情形中的自适应调制，CIR估计必须每2ms(3个时隙)反馈回BTS。因此，基于导频头的CIR测量不能提供精确的瞬时信道质量信息。如果实际的CIR在该10ms期间没有显著改变，则通过测量导频的能量可以粗略地跟踪CIR。然而，这样做，则会因为干扰是常数的假设变得越来越不精确，而使精确度向着时隙的末端而减少。

上述讨论的信道质量测量用于自适应编码和调制，且在任何情况下都不涉及信道估计。

信道质量测量是不同于信道估计的概念。执行信道质量测量来测量信道质量，从而可以选择合适的编码和调制设置。执行信道估计来估计信道响应，从而可以实现相干检测。

在一些使用正交频分复用(OFDM)的无线通信系统中，发射机在MIMO(多输入，多输出)环境中将数据符号作为OFDM帧来传送到接收机。MIMO-OFDM系统的其中一个关键优点是通过使用更高的QAM大小、注水(water pouring)和/或自适应调制，在多路径衰落信道上传递高速数据的能力。在MIMO-OFDM系统中，有两个主要的设计难题：(1)对抗由于高速移动性造成的高多普勒扩展和快速衰落，(2)提供公共的快速信令信道来实现快速的物理和MAC层的适配信令。为了解决移动性的问题，通常在OFDM设计中使用导频信道；可以使用(时间和频率)分散的导频模式最优化这样的导频信道。公共的快速信令信道设计必须足够可靠，以允许大多数移动台能够检测信令，这引入相当大量的系统和频谱开销以维持该信令吞吐量。在传统的OFDM设计中，分散的导频和快速信令信道被安排为分离的开销信道。

由于信道的损害，数据符号的相位和振幅可能在沿信道传播期间改变。信道响应可以随时间和频率变化。为了允许接收机估计信道响应，导频符号分散在OFDM帧内的数据符号之中。接收机将接收到的导频符号的值和导频符号的已知传输值进行比较，估计在导频符号的频率和时间的信道响应，并且内插估计的信道响应以便估计在该数据符号的频率和时间处的信道响应。

传输参数信令(TPS)符号也和数据符号一起被传输。TPS符号在OFDM帧内的特定副载波上被传输，并用于提供公共的信令信道以允许快速物理和媒体访问控制层的适配信令。

导频符号和TPS符号都是开销，因为它们不携带数据。为了增加OFDM通信系统的数据速率，应该将OFDM帧内的开销减到最小。开销的最小化在多输入多输出(MIMO)OFDM系统中特别重要。在具有M个传送天线和N个接收天线的MIMO OFDM系统中，信号将在M×N个信道上传播，并且开销中有多达M组的导频符号。在图7中示出单输入、单输出情形下的具有专用的TPS和导频信道的OFDM帧格式的例子。水平轴704示出表示多个OFDM副载波的每一个的频率的周期。垂直轴706是时间，其中每一行表示一个OFDM符号。一组OFDM符号构成OFDM帧。在这个例子中，以分散的方式传输导频信道，使该导频符号在每第三个副载波传输，并且对于每个副载波是在每第六个帧传输。因此，第一副载波700在第一、第七(等等)OFDM符号中具有导频符号701。第四副载波702在第四、第十(等等)OFDM符号中具有导频符号705。此外，每个OFDM符号的第三、第九、第十五和第二十一副载波被用于传输TPS符号，共同地以708指示。其余的容量用于业务量。

发明内容

本发明的一个实施例提供了一种具有广泛应用(例如UMTS和3G无线系统演进)的简单精确而且健壮的信道质量测量方法。有利的是信道质量指示符(CQI)是间接地、简单地且精确地被测量的，并且该指示符与移动速度和多路径信道特性无关，而且避免了沃尔什编码相干损失。CQI是对信道的总体质量的测量，而不仅是对于诸如CIR的一个因子的测量。此外，该方法易于实现，因为它不需要任何附加的编码，例如用于CIR测量中的PN码。

根据一个广义的方面，提供了一种信道质量测量设备，该设备适于测量信道质量，在该信道上传输通过对源数据元素序列进行编码和星座映射(constellation mapping)而产生的符号序列。该设备具有符号解映射器(demapper)，用于在其质量要被测量的信道上，将接收到的符号序列接收作为输入，该符号解映射器适于对所述接收到的符号序列执行符号解映射，以便产生软数据元素判决的序列。存在有软译码器，用于接收由该符号解映射器产生的软数据元素判决的序列作为输入，该软译码器适于对软数据元素判决的序列进行译码以便产生译码的输出序列。编码器接收由该软译码器产生的译码的输出序列作为输入，所述编码器适于使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列。最后，相关器接收由该解映射器产生的软数据元素判决序列和由该编码器产生的重编码的输出序列作为输入，所述相关器适于通过确定软数据元 素判决序列和重编码输出序列之间的相关性来产生信道质量指示符输出。

在一些实施例中，符号解映射器适于执行QPSK符号解映射。

在一些实施例中，符号解映射器适于执行欧几里德距离条件LLR符号解映射。

本发明的另一个广义方面提供了一种测量信道的信道质量的方法，在该信道上传输由编码和星座映射源数据元素序列产生的符号序列。该方法包括：通过其质量要被测量的信道来接收一个接收到符号的序列；符号解映射所述接收符号的序列以产生软数据元素判决的序列；译码所述软数据元素判决的序列以产生译码的输出序列；使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以便产生信道质量指示符输出。

在一些实施例中，该方法应用于测量OFDM信道质量。

本发明的另一个广义的方面提供了一种测量正交频分复用信道的正交频分复用信道质量的方法，在该信道上已传输正交频分复用符号序列，所述正交频分复用符号包含有编码和星座映射的源数据元素序列，该方法包括：通过其质量要被测量的正交频分复用信道接收正交频分复用符号的序列；符号解映射所述接收到符号的序列以产生软数据元素判决的序列；译码所述软数据元素判决的序列以产生关于所述源数据元素序列的、译码的输出序列；使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以产生信道质量指示符输出。

本发明的另一个广义的方面提供了一种通信系统，该系统具有一个发射机，适于通过信道传输由编码和星座映射源数据元素序列而产生的符号序列；以及一个接收机，该接收机具有a)符号解映射器，用于通过信道接收一个接收到符号的序列作为输入，所述符号解映射器适于对所述接收到符号的序列执行符号解映射，以便产生软数据元素判决的序列；b)软译码器，用于接收由该符号解映射器产生的软数据元素判决的序列作为输入，该软译码器适于对软数据元素判决的序列进行译码，以便产生译码的输出序列；c)编码器，用于接收由该软译码器产生的译码的输出序列作为输入，所述编码器适于使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及d)相关器，用于接收由该解映射器产生的软数据元素判决的序列和由该编码器产生的重编码的输出序列作为输入，所述相关器适于通过确定软数据元素判决的序列和重编码输出序列之间的相关性来产生信道质量指示符输出。该接收机适于将信道质量指示符反馈回发射机，而该发射机适于使用所述信道质量指示符以确定适合的编码速率和调制并将其应用到源数据元素序列。

本发明的另一个广义方面提供了一种自适应调制和编码的方法，该方法包括：通过信道传输由编码和星座映射源数据元素序列产生的符号序列；通过该信道接收一个接收到符号的序列；符号解映射所述接收符号的序列以产生软数据元素判决的序列；译码所述软数据元素判决的序列以产生译码的输出序列；使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以便产生信道质量指示符输出；传输该信道质量指示符；以及使用所述信道质量指示符以确定适合的编码速率和调制并将其应用到源数据元素序列。

本发明的又一个广义方面提供了一种确定信道质量的方法，该方法包括将软数据元素判决的序列和一个第二数据元素序列相关，该第二数据元素序列是通过以下方式而产生的：译码该软数据元素判决序列以便产生一个译码的序列，以及然后重编码该译码的序列。

本发明的另一个广义方面提供了一种方法，该方法包括将前向误差编码应用到信令消息以生成编码的快速信令消息；MPSK映射该编码的信令消息以产生MPSK映射的编码信令消息；将该MPSK映射的编码信令消息映射到包括多个OFDM符号的OFDM帧内的多个副载波上；使用差分空时块编码(D-STBC)以时间方向编码该MPSK映射的编码信令消息的符号以生成编码的符号；以及在多个发射天线上发射该编码的符号，其中该编码的符号以作为信道状态的函数的、相对于OFDM帧内其他符号的增加的功率电平被发射。

在一些实施例中，该编码的符号以分散的模式被传输。

在一些实施例中，在多个天线上发射该编码的符号包括：在选择的副载波上每个天线分别通过N个连续OFDM符号来发射相应当N个编码的符号，其中N是用于发射的天线数目，对于全部N×N个传输的编码符号，该N×N个符号从D-STBC编码的MPSK映射编码信令流的L个符号得到，其中L和N确定STBC编码率。

在一些实施例中，该方法还包括在至少一个OFDM符号中传输一组导频副载波，以及使用该导频副载波作为在随后的OFDM符号期间传输的第一组D-STBC编码符号的参考。

在一些实施例中，在至少一个OFDM帧中传输一组导频副载波包括在每个天线上的各个不相交的多个副载波上传输多个导频。

在一些实施例中，每个不相交的多个副载波包括一组副载波，每个都由N-1个副载波分开，其中N是天线的数目。

在一些实施例中，导频副载波传输多个连续的OFDM帧，该帧的数量等于发射天线的数目。

还提供了适于实现任何一个上述方法的OFDM发射机。

本发明的另一个广义的方面提供了一种接收方法，该方法包括：在至少一个天线上接收包含接收的D-STBC编码的MPSK映射的编码信令消息符号在内的OFDM信号；从该OFDM信号恢复接收的信令消息符号；重编码、MPSK映射和D-STBC编码该接收的编码信令消息符号以产生重编码的D-STBC编码的MPSK映射的编码信令消息符号；以及通过将接收的D-STBC编码的映射编码信令消息符号和重编码的D-STBC编码的MPSK映射编码信令消息符号进行比较来确定信道估计。

在一些实施例中，为包含D-STBC编码的MPSK映射编码信令消息符号在内的OFDM信号中的每个(时间、频率的)位置确定信道估计。该方法还包括进行内插以便为OFDM信号中的其余每个(时间、频率的)位置确定信道估计。

在一些实施例中，该方法还包括接收不是D-STBC编码的导频符号，它们被用作D-STBC编码的MPSK映射编码信令消息符号的第一D-STBC块的参考。

还提供了适于实现任何一个上述方法的OFDM接收机。

还提供了包括计算机可读存储介质的制造物品，该计算机可读存储介质包括用于实现任何一个上面概述的方法的指令。

本发明的另一个广义的方面提供了一种从在正交频分复用(OFDM)接收机接收到的OFDM帧来生成导频符号的方法，该OFDM帧包含OFDM帧内的以编码符号形式的编码快速信令消息。该方法包括处理以分散导频模式为基础的编码符号以恢复编码快速信令消息，重编码快速信令消息以便生成分散模式的导频符号，以及使用判决反馈为编码符号恢复信道响应。

在一些实施例中，检查快速信令消息来看当前的传输是否包含用于OFDM接收机的内容。只有当包含该内容时，才继续用于当前传输的信道响应计算过程。

在一些实施例中，处理编码符号包括使用差分空时块编码(D-STBC)译码技术来差分译码该编码的符号，以便恢复编码快速信令消息；将前向纠错译码技术应用到编码快速信令消息以便恢复快速信令消息；分析快速信令消息以便确定其是否包含所需的用户识别；如果快速信令消息包括所需的用户识别，则使用前向纠错编码技术来重编码快速信令消息以便生成编码的快速信令消息，以及使用D-STBC重编码该编码的快速信令消息。

本发明的另一个广义方面提供一种适于在OFDM信号内在单个开销信道上组合导频和传输参数信令的发射机。

在一些实施例中，在开销信道上用强编码技术(strongencoding)传输一组传输参数信令符号，使得在接收机处，它们可以被精确地译码并重编码，该重编码的符号被当作已知导频符号，该已知的导频符号然后可以用于信道估计。

本发明的另一个广义方面提供了一种适于处理由上面概述的发射机产生的组合的单个开销信道的接收机。该接收机适于对包含被信道修改的编码传输参数信令符号在内的接收信号进行译码，重编码该译码的符号以产生已知的导频符号，将接收的符号和已知的导频符号进行比较以便产生信道估计。

结合附图参考下面对于本发明的具体实施例的描述，本发明的其他方面和特征对于本领域的普通技术人员来说将变得显而易见。

附图说明

现在将参考附图更详细地描速本发明，其中：

图1是使用已知信道质量测量技术的标准载波与干扰比(CIR)估计器的图；

图2是根据本发明实施例构成的信道质量指示符(CQI)估计器的图；

图3是示出QAM星座的图，说明根据本发明实施例的QPSK解映射；

图4是示出对于不同多普勒频率CQI相对SNR的仿真结果的图；

图5是示出CQI测量的统计结果的图；

图6是示出基于CQI的SNR测量误差的CDF的图；

图7是为专用导频和TPS信道分配的OFDM符号的图；

图8是在由本发明实施例提供的单个开销信道中采用组合的TPS和导频信令的OFDM系统的框图；

图9是示出时间和频率差分的OFDM符号分配图；

图10是示出导频和TPS符号位置的OFDM符号分配图的一个例子；以及

图11和12是图8系统的举例的性能结果。

具体实施方式

根据本发明的一个实施例，通过测量表示接收到的信号和参考信号星座之间平均距离的值获得对接收到的信号质量的测量。一般而言，越差的信道，在参考信号星座上的接收信号就越分散和随机，因此该信号和离它最近的星座参考点之间的平均距离就越大。

在一些实施方案中，如C/I估计的情况，信道质量测量的目的是为了成功的编码速率和调制指配。在此的“成功的”指配是得到所希望的性能特性。根据这个目的，提供了在此被称为“信道质量指示符”(CQI)的新的信道质量测量。CQI提供了信道质量的全面评估，包括干扰效果、多路径衰落和多普勒扩展。

在开发CQI时，来自解映射功能的软输出被用于获得信道质量的测量，因为软输出的振幅可以被用作信号可信度的指示。如果信道质量很高，则软输出值会很高，反之亦然。所有的信道损害都将反映在这样的指示符中，而与它们的源和特性无关。这已经被仿真结果证明了，仿真结果显示这样的指示符对于干扰、多路径衰落和多普勒扩展是不变的。

提出的优选实施例是基于MIMO-OFDM帧结构的，其中采用QAM星座，并且提供一种基于软QAM解调和解映射的间接信道质量测量方法。然而，一般而言，本发明的实施例提供任何一种采用具有相关的参考符号星座的调制和映射方法的帧结构，该星座可以被用在诸如PSK(相移键控)和PAM(脉幅调制)的软解调和解映射中以提出几个例子。

参考图2，现在将描述本发明的优选实施例。对于这个例子来说，假设来自第二基站收发信台210的信号是希望的信号，其相关的信道质量由移动台230测量，并且假设来自其他两个(第一和第三)基站200和220的信号可以被移动台230认为是噪声。可能还有其他的噪声源，而且信道可能引入诸如多径衰落、剩余多普勒频移和热白噪声的失真。第二BTS 210在编码器-2212处编码输入序列213(假设是比特序列，但更一般而言是数据元素序列)，以便产生编码的比特序列。该编码的比特序列包含在接收机处允许某些检错/纠错的冗余。然后用符号映射器214将编码的比特序列映射到星座点。这些星座点被调制为信号并作为信号传输，该信号的相关信道质量要被测量。该信号通过天线218传输到移动台230。调制类型(和相关的星座)以及编码器-2212所采用的编码类型都是作为从移动台230反馈的信道质量指示符的函数而自适应选择的。

第一BTS 200用编码器-1202编码并用符号映射器204映射以产生信号，该信号对于移动台230来说是第一干扰信号。这个信号通过天线208传输。第三BTS 220用编码器-3222编码并用符号映射器224映射以产生信号，该信号对于移动台230来说是第二干扰信号。这个信号通过天线228传输。由天线208、218和228传输的所有三个信道在接收机前端234被移动台230通过天线232接收，尽管在这个例子中，来自第二基站收发信台210的信号才是希望的信号。根据该优选实施例，接着将接收到的信号传到符号解映射器236。符号解映射器236从接收机前端234取出原始符号数据，并且考虑在发射基站210处使用的已知信号星座来解映射该原始符号数据以便产生软比特判决序列。该解映射的符号(软比特判决)固有地构成可信度的表示并被用作到软译码器238的输入。符号解映射器236在输出端237将一个解映射输出信号既输出到软译码器238又输出到相关器250。软译码器238对解映射的输出信号执行软译码并输出软译码的输出信号到编码器240。该软译码的输出也在239处输出作为接收机输出，这是在输入序列213的接收机处最佳可得到的估计。可替换地，可以使用不同的接收机结构来生成接收机输出。编码器240重编码软译码器的输出以产生编码的输出信号，并且将这个编码的输出信号从输出端242输出到相关器250。使用与在基站210的编码器-2212处采用的编码技术相同的编码技术。假设使用适当的译码和重编码技术，编码器240的输出与编码器212在基站收发信台210处产生的编码序列相同。相关器250将来自编码器输出端242的重编码序列与来自符号解映射器输出端237的解映射输出信号(软比特判决序列)进行相关。相关器250输出这个相关性作为信道质量指示符(CQI)。这个相关性越高，平均的解映射符号就越接近传输的星座符号，因而信道质量就越高。在所述的例子中，相关器250用乘法器251将重编码的比特序列242和软比特判决序列相乘。用求和器252对它们求和，然后取平方绝对值，如在253处所示。也可以使用其他相关方法。

在一个示例性的实施方案中，符号解映射器236从接收机前端234取输入，并根据欧几里德距离执行解映射。将在QPSK解映射的上下文中描述该优选实施例，QPSK解映射是PSK解映射的一种特殊情况。一般而言，对于PSK调制来说，根据PSK信号是否已经归一化而存在有两种解映射方法。对于相干的解映射，因为精确的参考星座是已知的，所以最优化的解映射是基于欧几里德距离的；而对于不相干的解映射(当使用差分编码技术时通常是这种情况)，解映射只能基于角度。基于角度的解映射方法是一种次最优的方法，因为它忽略了信号的振幅中携带的信息。作为PSK解映射的一种特殊情况，QPSK解映射不取决于信号归一化。作为解映射较高QAM信号的情况，QPSK解映射基于LLR(似然比的对数)，在这个例子中，如参考图3描述的，使用欧几里德距离。在图3中所描述的星座是具有格雷映射的QPSK星座。对应于比特序列00，01，10和11分别是星座点S₀，S₁，S₂和S₃，它们的坐标分别是(x₀，y₀)，(x₁，y₁)，(x₂，y₂)和(x₃，y₃)。点(x，y)表示来自接收机前端234的信号输入。使用欧几里德距离LLR的软解映射比特b₁b₂可以表示为：

$b_1=\log \frac{e^{-({(x-x_2)}^2+{(y-y_2)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_3)}^2+{(y-y_3)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}}{e^{-({(x-x_0)}^2+{(y-y_0)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_1)}^2+{(y-y_1)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}}$

$b_2=\log \frac{e^{-({(x-x_1)}^2+{(y-y_1)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_3)}^2+{(y-y_3)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}}{e^{-({(x-x_0)}^2+{(y-y_0)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_2)}^2+{(y-y_2)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}},$

其中σ²＝2EN₀，E是每个QPSK符号的能量。

可以简化比特b₁的计算。因为四个QPSK星座点到原点(0，0)具有相等的距离：

x₀ ²+y₀ ²＝x₁ ²+y₁ ²＝x₂ ²+y₂ ²＝x₃ ²+y₃ ².

则b₁简化成：

$b_1=\log \frac{e^{-({(x-x_2)}^2+{(y-y_2)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_3)}^2+{(y-y_3)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}}{e^{-({(x-x_0)}^2+{(y-y_0)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}+e^{-({(x-x_1)}^2+{(y-y_1)}^2)/{2\mathrm{\σ}}^2}}$

$=\log \frac{e^{({\mathrm{xx}}_2+{\mathrm{yy}}_2)/{\mathrm{\σ}}^2}+e^{({\mathrm{xx}}_3+{\mathrm{yy}}_3)/{\mathrm{\σ}}^2}}{e^{({\mathrm{xx}}_0+{\mathrm{yy}}_0)/{\mathrm{\σ}}^2}+e^{({\mathrm{xx}}_1+{\mathrm{yy}}_1)/{\mathrm{\σ}}^2}}$

$=\log \frac{e^{({\mathrm{xx}}_3-{\mathrm{yy}}_3)/{\mathrm{\σ}}^2}(1+e^{({\mathrm{xx}}_2+{\mathrm{yy}}_2)-({\mathrm{xx}}_3+{\mathrm{yy}}_3)/{\mathrm{\σ}}^2})}{e^{({\mathrm{xx}}_1+{\mathrm{yy}}_1)/{\mathrm{\σ}}^2}(1+e^{({\mathrm{xx}}_0+{\mathrm{yy}}_0)-({\mathrm{xx}}_1+{\mathrm{yy}}_1)/{\mathrm{\σ}}^2})}$

因为x₀＝x₁且x₂＝x₃：

$b_1=\log \frac{e^{({\mathrm{xx}}_3+{\mathrm{yy}}_3)/{\mathrm{\σ}}^2}(1+e^{y(y_2-y_3)/{\mathrm{\σ}}^2})}{e^{({\mathrm{xx}}_1+{\mathrm{yy}}_1)/{\mathrm{\σ}}^2}(1+e^{y(y_0-y_1)/{\mathrm{\σ}}^2})}$

让D为I-Q曲线中S₀和S₁以及S₂和S₃之间的垂直距离。因此y₀-y₁＝y₂-y₃＝D，并且：

$b_1=\log \frac{e^{({\mathrm{xx}}_3+{\mathrm{yy}}_3)/{\mathrm{\σ}}^2}}{e^{({\mathrm{xx}}_1+{\mathrm{yy}}_1)/{\mathrm{\σ}}^2}}$

$=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\log \left(e^{x(x_3-x_1)+y(y_3-y_1)}\right)$

因为星座的对称性，x₃-x₁＝-D。因为y₁＝y₃，所以b₁可以表示为：

$b_1=-\frac{D}{{\mathrm{\σ}}^2}x$

类似地，b₂可以表示为：

$b_2=-\frac{D}{{\mathrm{\σ}}^2}y$

如果噪声是固定的，则QPSK解映射算法可以进一步简化成：

b₁＝-x

b₂＝-y，

这等价于两个BPSK信号并且非常容易计算。

在STBC(空时块编码)中，组合的QPSK信号x被因数δ²＝|h₁₁|²+|h₂₁|²+|h₁₂|²+|h₂₂|²归一化，其中h_n， m是MIMO(多输入多输出)信道矩阵的元素。假设这四个信道的噪声方差相同，即σ²，则噪声功率变为(σ/δ)²。因此具有STBC的b₁是：

$b_1=-\frac{D}{{(\mathrm{\σ}/\mathrm{\δ})}^2}\left(\frac{x}{{\mathrm{\δ}}^2}\right)$

$=-\frac{D}{{\mathrm{\σ}}^2}x$

因此，这证明了STBC解映射中的QPSK不会受到用于归一化的不同缩放因子影响。有条件的LLR软解映射比特b₁b₂被输出到软译码器238，该译码器使用这些解映射比特，并且考虑数据流历史信息，用于编码器-2212的编码算法，以便对原始未编码的码字作出最佳估计。这个从软译码器238输出的最佳估计被编码器240使用与编码器-2212相同的编码算法进行重编码。该重编码的码字从编码器输出端242输出到相关器250。相关器250将从符号解映射器236的输出端237输出的有条件LLR与从编码器240的输出端242输出的重编码码字进行相关。该相关的行为将有条件的LLR投射到重编码的码字上，其结果是用作为信道质量指示符(CQI)的内积输出。

有利地，因为CQI是对符号解映射器输出和重编码序列之间的相关性的测量，所以它指示信道失真。使用似然值既不依赖于编码类型(块码、卷积码或涡轮码)，也不依赖于译码方法(硬或软)，而且不区分干扰从何处起源，例如邻近小区干扰、白热噪声或剩余多普勒频移。CQI使用所有对于估计可用的信息，不只使用解映射输出的值，也使用是一个码字的似然性，它比只测量软输出的值更精确，特别是在编码率低的时候。在图4中，以双正交码(16，5)的不同多普勒频率下的归一化的CQI相对SNR的图来示出仿真结果。在图5中示出统计SNR测量误差结果，而在图6中以基于CQI的SNR测量误差的CDF示出仿真结果。这些图示出了对于给定的BER，CQI相对于各种多普勒频率和不同的信道模型来说是相对不变的。这意味着反过来说，不管信道状态如何都可以使用CQI提供BER的一致表示，因而使用CQI来执行自适应编码和调制判决，可以得到希望的BER。这通过将CQI反馈到发射机来实现，该发射机的信号与其质量要被测量的信道相关。根据CQI和希望的性能，发射机决定并应用适合的编码速率和调制。

组合的导频和TPS信道

在上述实施例中，在接收机处使用编码传输的数据来生成用于作出自适应编码和调制判决的信道质量指示符。在本发明的另一个实施例中，提供了一种以这样的方式来将导频符号与传输参数信令(TPS)符号组合在正交频分复用(OFDM)帧内的方法，即：仍然可以执行信道估计。该方法可以在SISO(单输入单输出)发射机上实现或者在多输入多输出(MIMO)OFDM发射机上实现，并且可以概括地描述为四个步骤。第一，用前向误差编码技术(FEC)编码快速信令消息以生成编码的快速信令消息。第二，将编码的快速信令消息映射到OFDM帧内的符号上。第三，使用差分空时块编码技术(D-STBC)编码这些符号以生成编码的符号。由于在其上传输分散的导频副载波的信道的信道响应通常沿频率方向变化比沿时间方向变化快得多，所以优选地在OFDM帧的时间方向上应用D-STBC编码，并且如果差分译码是关于沿时间方向分布的符号，则在OFDM接收机处的差分译码更有可能产生对信道响应的较好估计。第四，在OFDM帧内以相对于其他业务量数据符号增加的功率电平、以分散导频模式来传输编码的符号。在一些实施例中，如果信道状态很差，该功率电平只相对于其他业务量数据符号而增加。

该方法允许使用快速信令消息用作为导频符号，由此降低了OFDM帧内的开销。

还提供了一种从OFDM帧中提取导频符号的方法，在该OFDM帧中，如上所述，已经将导频符号和TPS符号相组合。当在OFDM接收机处接收包含有编码符号的OFDM帧时，在MIMO OFDM接收机处实现该方法，而且该方法可以概括描述为八个步骤。第一，OFDM接收机根据分散模式恢复编码的符号以恢复D-STBC块。第二，OFDM接收机使用D-STBC译码技术差分译码该恢复的D-STBC块，以便恢复FEC编码的快速信令消息。第三，OFDM接收机将FEC译码技术应用到FEC编码的快速信令消息，以便恢复快速信令消息。第四，OFDM接收机分析该快速信令消息以便确定它是否包含有需要的用户识别。如果该快速信令消息包含需要的用户识别，则OFDM接收机知道当前的TPS帧包含有用于用户的数据并且继续处理该OFDM帧。作为第五步骤，OFDM接收机使用FEC编码技术重编码快速信令消息。第六，OFDM接收机使用D-STBC编码技术重编码该编码的快速信令消息。如果该快速信令消息不包括接收机的用户识别，则由于不处理而节省了功率以便进行剩余的信道估计步骤。

现在已经被D-STBC重编码的TPS符号可以被用作导频。通过将已知的传输导频(重编码的TPS数据)与接收到的信号进行比较可以获得对于D-STBC编码符号的信道响应。为每个TPS插入点获得一个信道响应。这样确定的信道响应然后可以用于在OFDM帧内、在所有时间和频率为每个业务量数据符号来内插信道响应。优选地，这通过执行2维内插(以时间方向和频率方向)来实现，以便为没有插入TPS的一些点生成信道估计。随后，通过频率内插，为包含有TPS数据的OFDM符号的每个副载波生成信道估计。在一些实施例中，每个OFDM符号包含有一些TPS插入点，因此这样完成了内插过程。在其他实施例中，有一些OFDM符号不具有任何TPS插入点。为了得到对于这些OFDM符号的信道估计，执行对先前计算的信道估计的时间内插。在高移动性的应用中，应该在每个OFDM符号中都包括TPS以避免在时间步中对于这种最后内插的需要。

当根据分散模式计算离散傅立叶变换时，在OFDM接收机处可以应用一种快速算法，以便提取组合的导频和快速信令消息。这降低了OFDM接收机处的功率损耗。

已经关于MIMO-OFDM通信系统描述了本发明。本发明还可以用于单个发射机OFDM通信系统中，但是优点较少，因为作为开销传输的导频符号的数目比在MIMO OFDM通信系统中更加易于管理。

将导频符号和TPS信道相组合的方法和提取导频符号的方法，优选地由数字信号处理器以可读的软件指令的形式分别在OFDM发射机和OFDM接收机上实现。可替换地，这些方法可被实现为集成电路内的逻辑电路。一般而言，这些方法可以通过任何包含有用于执行所描述功能的逻辑部分的计算设备来实现。实现这些方法的计算设备可以是单个的处理器，多于一个处理器或是较大处理器的一部分。该逻辑部分可以包括存储在计算机可读介质上的外部指令，或者可以包括内部电路。

传统STBC的其中一个限制是对于精确的信道信息知识的需要。为了消除对于信道知识和导频符号传输的要求，D-STBC优选地用于高移动性应用。

尽管该技术可适用于任意数目的天线，但现在提供一个详细的例子，其中采用2输入2输出系统。此外，尽管可以采用任意数目的副载波，但对于这个例子，假设OFDM符号具有25个副载波。假设这个例子是对有16个OFDM符号的帧进行操作，但更一般而言可以采用任何长度的帧。

优选的D-STBC机制在图8中示出，并在下面详细描述。为了设计用于MIMO-OFDM的D-STBC，有3个主要问题需要解决。

1.差分方向

2.数据保护

3.初始化/复位

差分方向

对于任何差分编码的一个关键性假设是两个编码符号之间的信道变化应该充分小。对于如图9中所示的OFDM信号的时间-频率结构，沿频率轴的信道变化表示多径信道引起的频率选择性，沿时间轴的信道变化表示时间的衰落变化。差分编码方向应该被最优化。

频率差分被由多径延迟扩展所确定的信道相干带宽所限制。两个相邻导频之间的相移可能非常大，例如，对于ITU车辆(Vehicular)A信道来说，如果两个导频块分开16个仓(bin)，则两个位置之间的信道的相移高达π，这使得不可能进行差分译码。为了解决这个问题，在频域的导频的跨距必须被减少。但是，这将进一步增加导频开销。

时间差分被由高速移动性造成的多普勒频率所限制。对于实际的信道模型，我们可以假设信道随着几个OFDM符号近似保持相同。沿时间方向的信道变化比沿频率方向的信道变化慢得多，因此，应该优选地沿时间方向编码D-STBC。根据本发明的优选实施例，由于STBC结构，在两个相邻的OFDM符号的相同频率索引(副载波)上分配一对STBC编码的TPS符号。两个可能的差分在图9中示出。时间差分编码通常用900指示，而频率差分编码通常用902指示。

数据保护

优选地将FEC编码技术应用到TPS数据，因为TPS数据的译码对于配置接收机以正确地检测业务量数据，以及正确地重编码TPS数据以便允许精确的判决反馈可靠地将TPS转换成分散的导频来说是关键的。例如可以使用(32，6)哈德马得(Hadamard)码。然而，编码选择并只不局限于这种码。

初始化和复位

D-STBC依靠两个连续接收的码块来对当前的数据块进行译码。因为由于频率偏移和采样频率估计等的原因，OFDM头可能没有采用D-STBC，所以第一个接收到的D-STBC块不具有任何先前的块来进行差分处理。这意味着TPS的第一个块不能携带任何信令信息。为了解决这个问题，优选地将导频信道OFDM符号周期性地插入OFDM符号中。图10中示出这样的一个例子，其中在每个副载波中周期性地插入导频符号，例如每20个OFDM符号中插入2个导频信道OFDM符号。在给定频率，优选地在某一时间只由一个天线发送在导频信道OFDM符号上传输的导频符号。例如，在具有两个天线的系统中，导频符号可以在第一和第二天线之间的频率中交替。这在图10中示出，其中两个OFDM符号910和912用于传输导频符号，每个奇数副载波用于第一天线，每个偶数副载波用于第二天线。然后，这些导频符号可以被用作随后的D-STBC符号的参考。对于每个天线，可以执行内插来获得导频信息，用于介于中间的未传输的副载波。这样，对于第一发射机对偶数副载波执行内插，对于第二发射机对奇数副载波执行内插。

然后，将从导频头获得的信道信息用于译码TPS的第一个块。因为导频头是周期性传输的，所以也以相同的频率复位D-STBC编码器。在处理过TPS的第一个块之后，用户还已经得到D-STBC参考的第一个块。此外，通过周期性的导频头执行的D-STBC编码器复位防止在判决反馈信道估计过程中的错误传播。

图10还示出TPS符号和数据符号的示例性的位置。在这个例子中，每20个符号周期的最初两个OFDM符号910和912包含如上所述的导频符号。第三到第二十个帧包含TPS或数据。菱形点阵模式被用于TPS符号，其中每第三个副载波包含有TPS符号，在第一、第七、第十三、第十九和第二十五副载波914、916、918、920、922上的三组两个TPS符号，以及在第四、第十、第十六和第二十二副载波924、925、926、928上的两组两个TPS符号之间交替。

不同于由每个副载波一个天线传输的帧910和912中传输的导频符号，对于图10中所示的每个TPS符号位置，TPS数据由所有天线传输(即，这个例子中的两个天线)。在两个天线上发射的TPS数据共同形成公共的TPS信道。

图11示出在各种多普勒频率下的TPS误码率相对SNR的曲线。可以从图中看到，对于多普勒扩展来说，它是非常健壮的。图12示出基于TPS辅助的信道估计的业务量信道的仿真结果。从这张图中可以看出，由于TPS译码误差造成的降级是可以忽略的。

现在将说明优选的D-STBC方法的细节。D-STBC包括传输矩阵的递归计算。通过“差分”是指当前传输的D-STBC块是先前传输的D-STBC块和当前STBC块输入之间的矩阵积运算。

如上所述，优选地，TPS数据为一组副载波的同一个副载波而在两个连续OFDM符号上传输，该组副载波可以从一组两个OFDM符号变到另一组两个OFDM符号。一般而言，对于具有N个天线的MIMO系统，TPS数据通过同一个副载波的N个连续的OFDM帧传输。传输矩阵是N×N矩阵，确定在N(连续的OFDM帧)×N(天线的数目)个可用的TPS符号位置上传输的是什么。对于该详细描述的例子，N＝2。传输的TPS数据的实际数量L取决于D-STBC编码率。例如，如果有四个天线，则对来自MPSK映射的TPS信令流的三个符号进行编码可以获得4×4的STBC矩阵。

参考图10，由两个天线传输的第一副载波将在第三、第四、第九、第十和第十五、第十六帧上包含TPS数据。该数据既被时间差分编码又被空间差分编码，这意味着既有在不同时间(差分时间)发送的符号之间的差别的信息，又有在不同天线(差分空间)上发送的符号之间的差别的信息。

由第一天线在第一副载波上传输的第一和第二导频符号930(帧910)和932(帧912)以及由第二天线在第一副载波上传输的该第一导频和第二导频符号的内插值一起共同提供由这两个天线传输的最初两个TPS符号934和936的参考。随后的TPS符号依靠先前传输的TPS符号作为参考。

现在参考图8，要在给定副载波上传输的前向纠错的TPS数据被表示为序列{c₁，c₂...}950，实际上假设为多元的。这在952被M-PSK映射。然后，M-PSK符号被成对地处理(2×2的情况)，令一对在时间i的M-PSK符号被称为{x_1，i，x_2，i}。空时块编码产生一个2×2的STBC矩阵H_x，i954，它在第一列中包含x_1，i和x_2，i，在第二列中包含-x_2，i*和-x_1，i*。对于TPS帧来说，STBC块的索引i每2个OFDM符号递增一次。计数器m将根据发射机STBC块的索引i，用第m和第m+1OFDM符号来表示OFDM符号，其中m＝2i。在图中，在时间i的编码器输出被标识为H_z，i，956，而存储在延迟元件中的在时间i-1的输出被标识为H_z，i-1*H_z，i具有和H_x，i相同的结构。可以获得下列的编码器公式，输出作为输入的函数：

$H_{z,i}=\frac{1}{\sqrt{E_x}}{H}_{x,i}{H}_{z,i-1}$

其中H_z，i是STBC块的索引为i的D-STBC矩阵，H_x，i是STBC块的索引为i的STBC输入矩阵，E_x是H_z，i中每个信号的能量。输出H_z，i是具有四个元素的2×2矩阵，其中第一行元素是在天线960上传输的，而第二行元素是在另一个天线962上传输的。对于图10的例子，矩阵H_z，i是在第一副载波的TPS符号位置934和936使用导频符号作为参考期间，由两个天线共同传输的。

再次参考图8，在单个的天线接收机处，天线通过每个副载波的两个OFDM帧m和m+1接收STBC块索引i的信号Y₁＝y₁(m)，y₁(m+1)。这将会通过两个OFDM帧在单个副载波上接收。

为了理解D-STBC，注意观察下列对于天线1适用的关键公式：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1(m+1)\end{array}\right]=H_{z,i}{A}_{1,i}$

$=\frac{1}{\sqrt{E_x}}{H}_{x,i}{H}_{z,i-1}{A}_{1,i}$

$\≈\frac{1}{\sqrt{E_x}}{H}_{x,i}\left[\begin{array}{c}{y}_1(m-2)\\ y_1(m-1)\end{array}\right]$

其中y₁(m)和y₁(m+1)是通过STBC块索引为i的两个OFDM帧接收到的信号，H_x，i是STBC块索引为i时的STBC块输入，E_x是H_x，i中信号元素的能量，A_1，i是接收天线1的信道矩阵，表示STBC块索引为i时从第一发射天线到接收天线的信道响应h₁₁以及h₂₁表示从第二发射天线到接收天线的信道响应，并且H_z，i是STBC块索引为i时传输的D-STBC块信号。D-STBC只可以用于PSK调制，因此E_x是固定值。此外，H_z，i和H_x，i的格式相同，即：

$H_{z,i}=\left[\begin{array}{cc}{z}_{1,i}& z_{2,i}\\ {{-z}_{2,i}}^{*}& {z_{1,i}}^{*}\end{array}\right].$

根据该公式

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1(m+1)\end{array}\right]\≈\frac{1}{\sqrt{E_x}}{H}_{x,i}\left[\begin{array}{c}{y}_1(m-2)\\ y_1(m-1)\end{array}\right]$

我们可以从四个连续接收到的信号y₁(m-2)，y₁(m-1)，y₁(m)和y₁(m+1)中得到H_x，i。注意在具有多个接收机天线的情况下，相同的表达适用于每个天线。因为D-STBC在STBC块上工作，所以它具有和STBC一样的软故障特性，即，只要仍有至少一个天线在工作，系统就不会由于发射天线的故障而被破坏。此外，用于MIMO信道的代码设计实际上是STBC的任务，与D-STBC不相关。因此，D-STBC可以容易地扩展到具有多于2的发射机分集级的情况。

其他系统设计考虑因素

编码

尽管在理论上差分编码是在STBC编码之后(即，先计算STBC矩阵H_x，i然后才计算H_z，i)，但是实际上，这些步骤的顺序可以颠倒。颠倒顺序的主要优点是STBC编码过程可以统一，这使得它非常简单而且容易实现。为了说明起见，我们可以首先从x_1，i和x_2，i计算z_1，i和z_2，i，然后将z_1，i和z_2，i凿入(puncture)或插入到要被STBC编码的数据流中。元素z_1，i和z_2，i可以按如下计算：

$z_{1,i}=\frac{1}{\sqrt{E}}(x_{1,i}{z}_{1,i-1}-x_{2,i}{x_{2,i-1}}^{*})$

$z_{2,i}=\frac{1}{E}(x_{1,i}{z}_{2,i-1}+x_{2,i}{z_{1,i-1}}^{*})$

上述公式是D-STBC编码器需要的唯一运算，其中不包括矩阵运算。合成矩阵H_z，i的一行，即z_1，i和z_2，i由一个天线传输，而另一行，即-z_2，I ^*和z_1，I ^*由另一个天线传输。

译码

考虑不需要信道估计的情况，对差分编码的STBC码进行译码可以简化成一个步骤，甚至比STBC译码本身更简单。注意在此的所有计算都在频域执行，因此，传输信号和信道之间的关系是相乘而不是卷积的关系。

定义：

m：OFDM符号对应时间的索引

i：OFDM信道估计索引＝2m

k：OFDM副载波索引

x_1，i：形成STBC块H_x，i的第一PSK符号

x_2，i：形成STBC块H_x，i的第二PSK符号

y_j(m)：在天线接收到的信号，j＝1，2

在时间m和m+1传输的STBC编码信号(即，在差分编码器之前)是：

$\left[\begin{array}{cc}{x}_{1,i}& x_{2,i}\\ -x_{2,i}^{*}& x_{1,i}^{*}\end{array}\right],$

其中列数是在空间域，而行数是在时间域。注意该关系在每一副载波的基础上适用。

在使用差分编码的情况下，对于STBC块索引在两个接收天线处接收到的信号可以为每个副载波用如下公式表示(未示出副载波索引)，其中仍然m＝2i：

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1(m+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{x}_{1,i}& x_{2,i}\\ -x_{2,i}^{*}& x_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_1(m-2)\\ y_1(m-1)\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{y}_2\left(m\right)\\ y_2(m+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{x}_{1,i}& x_{2,i}\\ -x_{2,i}^{*}& x_{1,i}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_2(m-2)\\ y_2(m-1)\end{array}\right]$

根据上述两个公式，x_1，i和x_2，i的最大似然信号可以由如下公式得到：

${\tilde{x}}_{1,i}=y_1{(m-2)}^{*}{y}_1\left(m\right)+y_1(m-1)y_1{(m+1)}^{*}$

$+y_2{(m-2)}^{*}{y}_2\left(m\right)+y_2(m-1)y_2{(m+1)}^{*}$

${\tilde{x}}_{2,i}=y_1{(m-1)}^{*}{y}_1\left(m\right)-y_1(m-2)y_1{(m+1)}^{*}$

$+y_2{(m-1)}^{*}{y}_2\left(m\right)-y_2(m-2)y_2{(m+1)}^{*}$

或者以矩阵形式表示：

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{1,i}\\ {\tilde{x}}_{2,i}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{y}_1{(m-2)}^{*}& y_1(m-1)\\ y_1{(m-1)}^{*}& -y_1(m-2)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1{(m+1)}^{*}\end{array}\right]$

$+\left[\begin{array}{cc}{y}_2{(m-2)}^{*}& y_2(m-1)\\ y_2{(m-1)}^{*}& {-y}_2(m-2)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_2\left(m\right)\\ y_2{(m+1)}^{*}\end{array}\right]$

以框图形式在图8的接收机路径中描述上述矩阵公式。

信道估计

因为最后传输的数据是D-STBC编码的，所以每条路径的信道参数只能在TPS已经被成功译码之后，才能通过重编码该译码的数据进行估计。这种判决反馈方法是如何使用TPS作为分散的导频的关键。

假设在D-STBC重编码之后，我们获得分别对应于x_1，i和x_2，i的z_1，i和z_2，i，然后从接收机天线1我们得到

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1(m+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{z}_{1,i}& z_{2,i}\\ -z_{2,i}^{*}& z_{1,i}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_{11}\left(m\right)\\ h_{21}\left(m\right)\end{array}\right].$

通过求解上述公式，我们得到

$\left[\begin{array}{c}{h}_{11}\left(m\right)\\ h_{21}\left(m\right)\end{array}\right]=\frac{1}{{\mathrm{\δ}}^2}\left[\begin{array}{cc}{z}_{1,i}^{*}& -z_{2,i}\\ z_{2,i}^{*}& z_{1,i}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(m\right)\\ y_1(m+1)\end{array}\right],$

其中

δ²＝|z_1，i|²+|z_2，i|²

用相似的方式，我们可以根据在接收机天线2处接收到的信号估计h₁₂(m，k)和h₂₂(m，k)：

$\left[\begin{array}{c}{h}_{12}\left(m\right)\\ h_{22}\left(m\right)\end{array}\right]=\frac{1}{{\mathrm{\δ}}^2}\left[\begin{array}{cc}{z}_{1,i}^{*}& {-z}_{1,i}\\ z_{2,i}^{*}& z_{2,i}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_2\left(m\right)\\ y_2(m+1)\end{array}\right].$

需要注意的是：对于每个STBC块，我们只能得到当前时间的一组信道信息，假设该信道在这段时期期间近似相同。如前面所指出的，这个条件很容易满足。此外，所有这些都是适合于用于传输导频/TPS数据的STBC块的副载波。

上述只是为了说明本发明的原理的应用。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本领域的技术人员可以实现其他的装置和方法。

Claims (16)

1. 一种适于测量信道质量的信道质量测量设备，在该信道上已传输由编码和星座映射源数据元素序列而产生的符号序列，该设备包括：

符号解映射器，用于通过其质量要被测量的信道，接收一个接收到的符号的序列作为输入，所述符号解映射器适于在所述接收到符号的序列上执行符号解映射，以便产生软数据元素判决的序列；

软译码器，用于接收由该符号解映射器产生的软数据元素判决的序列作为输入，该软译码器适于对软数据元素判决的序列进行译码以便产生译码的输出序列；

编码器，用于接收由该软译码器产生的译码的输出序列作为输入，所述编码器适于使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及

相关器，用于接收由该解映射器产生的软数据元素判决序列和由该编码器产生的重编码的输出序列作为输入，所述相关器适于通过确定软数据元素判决序列和重编码输出序列之间的相关性来产生信道质量指示符输出。

2. 根据权利要求1所述的信道质量测量设备，其中所述符号解映射器适于执行QPSK符号解映射。

3. 根据权利要求1所述的信道质量测量设备，其中所述符号解映射器适于执行欧几里德距离条件对数似然比符号解映射。

4. 一种测量信道的信道质量的方法，在该信道上已传输由编码和星座映射源数据元素序列产生的符号序列，该方法包括：

通过其质量要被测量的信道接收一个接收到的符号的序列；

符号解映射所述接收到符号的序列以产生软数据元素判决的序列；

译码所述软数据元素判决的序列以产生译码的输出序列；

使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及

将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以便产生信道质量指示符输出。

5. 根据权利要求4所述的测量信道的信道质量的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是QPSK符号解映射。

6. 根据权利要求4所述的测量信道的信道质量的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是欧几里德距离条件对数似然比符号解映射。

7. 一种测量正交频分复用信道的正交频分复用信道质量的方法，在该信道上已传输正交频分复用符号序列，所述正交频分复用符号包含有编码和星座映射的源数据元素序列，该方法包括：

通过其质量要被测量的正交频分复用信道接收正交频分复用符号的序列；

符号解映射所述接收到符号的序列以产生软数据元素判决的序列；

译码所述软数据元素判决的序列以产生关于所述源数据元素序列的、译码的输出序列；

使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及

将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以产生信道质量指示符输出。

8. 根据权利要求7所述的测量正交频分复用信道的正交频分复用信道质量的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是QPSK符号解映射。

9. 根据权利要求7所述的测量正交频分复用信道的正交频分复用信道质量的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是欧几里德距离条件对数似然比符号解映射。

10. 根据权利要求7所述的测量正交频分复用信道的正交频分复用信道质量的方法，其中译码所述软数据元素判决的序列以便产生译码的输出序列还包括：使用软数据元素判决的历史；以及使用与编码通过所述信道传输的符号序列有关的信息。

11. 一种通信系统，包括：

一个发射机，适于通过信道传输由编码和星座映射源数据元素序列而产生的符号序列；以及

一个接收机，该接收机包括：

a)符号解映射器，用于通过信道接收一个接收到的符号的序列作为输入，所述符号解映射器适于在所述接收到符号的序列上执行符号解映射，以便产生软数据元素判决的序列；

b)软译码器，用于接收由该符号解映射器产生的软数据元素判决的序列作为输入，该软译码器适于对软数据元素判决的序列进行译码，以便产生译码的输出序列；

c)编码器，用于接收由该软译码器产生的译码的输出序列作为输入，所述编码器适于使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；以及

d)相关器，用于接收由该解映射器产生的软数据元素判决的序列和由该编码器产生的重编码的输出序列作为输入，所述相关器适于通过确定软数据元素判决的序列和重编码的输出序列之间的相关性来产生信道质量指示符输出，

其中，该接收机适于将信道质量指示符反馈回发射机，而该发射机适于使用所述信道质量指示符以确定适合的编码速率和调制并将其应用到源数据元素序列。

12. 根据权利要求11所述的通信系统，其中所述符号解映射器适于执行QPSK符号解映射。

13. 根据权利要求11所述的通信系统，其中所述符号解映射器适于执行欧几里德距离条件对数似然比符号解映射。

14. 一种自适应调制和编码的方法，该方法包括：

发送方通过信道传输由编码和星座映射源数据元素序列产生的符号序列；

接收方通过该信道接收一个接收到的符号的序列；

符号解映射所述接收到符号的序列以产生软数据元素判决的序列；

译码所述软数据元素判决的序列以产生译码的输出序列；

使用一个与用于编码该源数据元素序列的码相同的码来重编码所述译码的输出序列，以便产生重编码的输出序列；

将所述重编码的输出序列和所述软数据元素判决的序列相关以便产生信道质量指示符输出；

接收方传输该信道质量指示符到发送方；以及

发送方使用所述信道质量指示符以确定适合的编码速率和调制并将其应用到源数据元素序列。

15. 根据权利要求14所述的自适应调制和编码的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是QPSK符号解映射。

16. 根据权利要求14所述的自适应调制和编码的方法，其中所述接收到符号的序列的符号解映射是欧几里德距离条件对数似然比符号解映射。

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