KR100964203B1

KR100964203B1 - 채널 품질 측정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100964203B1
Application number: KR1020047005680A
Authority: KR
Inventors: 지앙레이 마; 밍 지아; 페이잉 쥬; 웬 통; 동-셍 유
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2001-10-17
Filing date: 2002-10-15
Publication date: 2010-06-17
Also published as: EP2264927B1; EP2264927A3; WO2003034646A2; CN101355405B; US8170155B2; KR20100021535A; US8594247B2; CN100420178C; CN101355405A; EP2264928A3; US20030072395A1; AU2002331504A1; US20100284480A1; KR101020461B1; US7773699B2; WO2003034646A3; US20120219093A1; CN1605171A; EP1438800A2; KR20040045857A

Abstract

OFDM 프레임 내에서 파일럿 심볼과 전송 파라미터 신호(TPS) 채널에 대한 방법 및 장치가 제공된다. 본 방법은 OFDM 송신기에서 차분 시공간 블록 코딩을 사용하여 고속 신호 메시지를 인코딩한다. OFDM 수신기에서, 상기 인코딩된 고속 신호 메시지는 차분 피드백을 사용하여 디코딩되어 파일럿 심볼에 의해 통상 반송되는 상기 채널 응답에 대한 정보를 복구한다. 적응형 변조 및 코딩을 사용하는 무선 데이터 통신에서, 순시 채널 품질 측정이, 예를 들어, 주변 셀 간섭, 백색 열잡음, 잔류 도플러 시프트 등의 간섭 요인과는 독립적으로 제공된다. 디매핑된 심볼이었던 신호와 또한 소프트 디코딩되고 재인코딩되었던 신호를 간의 상관을 사용하여, 채널 품질 표시기가 제공된다. 다른 실시예는 TPS 데이터를 TPS 디코딩한 후에 재인코딩하여 파일럿 심볼로서 사용한다.

채널 품질, OFDM, 전송 파라미터 신호, 차분 시공간 블록 코딩, 성좌 매핑

Description

채널 품질 측정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL QUALITY MEASUREMENTS}

본 발명은 무선 데이터 전송에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 이러한 데이터 전송에 있어서 채널 품질 측정에 관한 것이다.

고속 무선 데이터 전송에서 적응형 변조 및 코딩은 기본 개념 및 기술이다. 무선 채널은 통상 랜덤 페이딩 채널이다. 적응형 코딩 및 변조는 이러한 미지의 채널을 통해 데이터를 전송하는 일반적으로 사용되는 솔루션이다. 종래 설계 방법은 발생가능한 디프 페이딩(deep fading)을 극복하기 위해 전송 신호 전력에 큰 페이딩 마진을 제공한다. 이러한 페이딩 마진은 통상 6㏈이며, 이는 200-300% 처리율 손실을 의미한다. 적응형 코딩 및 변조의 목적은, 동작 시에 최적 코딩과 변조 구성을 동적으로 선택함으로써 채널 용량을 충분히 사용하고 이러한 페이딩 마진의 필요성을 최소화하는 것이다. 이는 순시 채널 품질에 대한 정확한 정보를 송신기에 요구한다. 이러한 순시 채널 품질 정보는 수신기에서 추출되어 송신기에 피드백된다. 종래의 접근 방법은 수신기 전단에서 채널(신호) 대 간섭 전력비(CIR)를 측정하는 것이었다. 순시 CIR과 목표 성능에 기초하여, 송신기는 적절한 코딩비와 변조를 판단하여 적용한다. 통상, 복잡한 전파환경으로 인하여, CIR의 고속 정밀 측정은 매우 힘든 작업이다.

종래의 채널 품질 측정은 (1) 파일럿 기반 채널 품질 측정, (2) 결정 피드백 기반 채널 품질 측정의 두개의 카테코리로 분류될 수 있다. 이들 방법은, 기지의 시퀀스 - 통상 의사 잡음(PN) 코드 - 와 희망 신호 및 간섭간의 상호 관계를 사용한다. 충분한 측정 시간을 갖는 느리게 변화하는 채널에 있어서, 종래의 방법은 정확한 CIR 측정을 제공할 수 있다.

도 1을 참조하여, 종래의 파일럿 기반 CIR 추정 방식을 이하 설명한다. MIMO-OFDM (다중 입력 다중 출력 -직교 주파수 분할 다중)의 경우에, 종래의 채널 품질 측정은 두개의 동일한 기지의 OFDM 심볼을 포함하는 파일럿 헤더를 사용하고, 이를 기초로, 현재의 채널 품질의 표시한다. 도 1은 각각의 신호를 전송하는 제1, 제2 및 제3 기지국(BTS; 100, 110, 120)와 이들 신호를 수신하는 이동국(130)을 도시한다. 이동국(130)은 제2 기지국(110)에 의해 전송된 신호를 수신, 복조, 및 디코딩하도록 구성된다. 제1 기지국(100)과 제3 기지국(120)에 의해 전송되는 신호는 이동국(130)에 의해 간섭으로 수신된다. 제2 기지국(BTS₂; 110)에 의해 전송된 신호 전력(C)을 수신한 신호에 연관되는 채널이 품질이 측정되는 채널이다. N개의 PN 코드를 가지고 있고, 각각의 PN 코드의 길이가 N 칩이라고 가정하면,

PN 코드가 직교에 가까운 세트를 형성하는 이 중요한 관계식은, 파일럿 채널 PN 코드를 사용하여 특정 채널의 추출을 가능하게 한다. 도 1에는, 단지 3개의 BTS가 도시되어 있으며, 따라서, 단지 3개의 PN 코드가 있게 된다. 제2 BTS(110)는 인코더-2(112)에서 관련 채널 품질이 측정되는 신호를 인코딩한다. 인코딩된 신호는 안테나(118)를 통해 최종적으로 이동국(130)에 전송되기 전에 파일럿 PN₂(114)로 라벨된 PN 코드를 사용하여 변조된다. 제1 BTS(100)는 인코더-1(102)에서 이동국(130)에 제2 간섭 신호로서 나타나는 신호를 인코딩한다. 이 인코딩된 신호는 최종적으로 안테나(108)를 통해 전송되기 전에 PN 코드 파일럿-PN₁(104)을 사용하여 변조된다. 제3 BTS(120)는 인코더-3(122)에서 이동국(130)에 제2 간섭 신호로서 나타나는 신호를 인코딩한다. 이 인코딩된 신호는 안테나(128)를 통해 최종적으로 전송되기 전에 여기서 파일럿 PN₃(124)로 라벨된 PN 코드를 사용하여 변조된다. 안테나(108, 118 및 128)에 의해 전송되는 모든 3개의 신호는 안테나(132)를 통해 수신기 전단(134)에서 이동국(130)에 의해 수신된다. 수신된 신호는 그 후에 복구될 채널의 추출을 위해 디코더(138)에 전달된다. 수신된 신호는 또한 제1 상관기(140), 제2 상관기(142) 및 제3 상관기(144)에 전달된다. 도 1의 상관기들은 승산, 합산 및 절대값 제곱에 대응하는 서브 연산을 수행하여 이들 두 입력의 내적을 취하는 것에 대응하는 연산을 효율적으로 실행한다. 제1 상관기(140)는 제1 간섭 신호로서 이동국에 나타나는 수신된 신호와 PN 코드(파일럿 PN₁) 간의 상관을 실행하여, 간섭 전력 I₁을 출력한다. 제2 상관기는 품질이 측정되는 신호를 변조하는 데 사용되는 PN 코드 파일럿(PN₂)과 신호 간의 상관을 수행하여 신호 전력 C를 출력 한다. 제3 상관기는 제2 간섭 신호로서 이동국에 나타나는 신호를 변조하는 데 사용되는 PN 코드 파일럿 PN₃과 수신 신호 간의 상관을 수행하여 간섭 전력 I₂를 출력한다. 이 경우에, 상관 연산(150)은 단순히 C/(I₁+I₂)인 CIR를 산출한다.

통상, 이러한 접근 방법은 N개의 기지국에 적용될 수 있다. BTS_i(1≤i≤M)가 M개의 주변 기지국이라고 하고, E_i가 이동국(130)에서 측정되는 i번째 기지국으로부터의 대응 에너지이며, S가 수신기 전단(134)에서 이동국에 의해 수신되는 결합된 총 신호 에너지이며, BTS₂가 관련 CIR이 측정되는 기지국이라 하면,

이들 식에서, C와 I는 에너지이고, 비율 C/I를 결정할 목적이더라도 에너지 또는 전력이 사용될 수 있다. 파일럿 헤더는 동일한 OFDM 심볼로 구성되므로, CIR 산출 처리는 두개의 심볼에 대한 평균에 기초함으로써 잡음이 감소될 수 있다. 그러나 이들 방법은 채널이 다중 경로 페이딩 채널 및/또는 이동 속도가 높은 경우에는 작동하지 않는다. 그 해결책 중 하나는 보다 많은 파일럿을 삽입하여 측정 품질을 향상시키는 것이지만, 이는 스펙트럼 효율을 상당히 저하시키는 오버헤드를 야기시킨다. 예를 들어, 2세대 또는 3세대 무선 시스템에서, 파일럿 오버헤드는 약 20 내지 35%이며, 이들 시스템에 대한 파일럿 설계는 고속 채널 품질 측정에 있어서 적절하지 않다. 이는 기본적으로 채널 품질 측정의 정확성이 크레이머 라오 하한(Cramer-Rao lower bound)에 의해 한정되는 경우이기 때문이며, 여기서, 크레이머 라오 하한은 보다 많은 파일럿 오버헤드의 대가로서만 채널 측정의 정확성(시간상 또는 전력상)이 얻어질 수 있다는 것을 의미한다.

타협의 예로서, 제안된 MIMO-OFDM 시스템에서, 파일럿 헤더는 10㎳(15 슬롯)에 매 OFDM 프레임마다 전송된다. 이동 중인 경우에 적응형 변조를 수월하게 하기 위해, CIR 추정은 2㎳(3 슬롯)마다 BTS에 피드백되어야 한다. 따라서, 파일럿 헤더에 기반한 CIR 측정은 정확한 순시 채널 품질 정보를 제공할 수 없다. 실제 CIR이 10㎳ 동안 상당하게 변화하지 않으면, 파일럿의 에너지를 측정함으로써, CIR를 대강은 추적할 수 있다. 그러나, 이렇게 함으로써, 간섭이 일정하다는 가정이 점점 부정확해짐에 따라 슬롯 말단에서는 정확성이 감소할 수 있다.

상술한 채널 품질 측정은 적응형 코딩 및 변조에 대한 것이며, 채널 추정에는 어떤 식으로든 관련되어 있지 않다.

채널 품질 측정은 채널 추정과는 다른 개념이다. 채널 품질 측정은 적절한 코딩 및 변조 세트가 선택되기 위해 채널 품질을 측정하도록 실행된다. 채널 추정은 동기 탐지가 구현될 수 있기 위해 채널 응답을 추정하도록 실행된다.

직교 주파수 분할 다중(OFDM)을 채용하는 어떤 무선 통신 시스템에서, 송신기는 MIMO(다중 입력 다중 출력)의 경우에 OFDM 프레임으로서 수신기에 데이터 심볼을 전송한다. MIM0-OFDM 시스템의 주요한 이점 중의 하나는 보다 큰 QAM 크기, 물 투척(water pouring) 및/또는 적응형 변조를 사용함으로써 다중 경로 페이딩 채 널 상으로 고속 데이터를 전송할 수 있게 된다는 점이다. MIMO-OFDM 시스템에서, 두개의 주요 설계상의 장애물, 즉, (1) 고속 이동성으로 인한 높은 도플러 확산과 고속 페이딩을 극복하는 것 (2) 고속의 물리 및 MAC 레이어 적응 신호를 실현하기 위한 일반적인 고속 신호 채널을 제공하는 것이 있다. 이동성 문제를 해결하기 위해서, 파일럿 채널은 OFDM 설계가 통상 사용되며, 이러한 파일럿 채널은 분산된(시간 및 주파수에서) 파일럿 패턴을 사용함으로써 최적화될 수 있다. 일반적인 고속 신호 채널 설계는 대부분의 모바일이 신호를 탐지할 수 있기에 충분히 신뢰성이 있어서, 상당한 양의 시스템과 스펙트럼 오버헤드를 도입하여 신호 처리율을 유지하게 한다.

데이터 심볼의 위상 및 크기는 채널 손상으로 인해 채널에 따라 전파 동안 변경될 수 있다. 채널 응답은 시간 및 주파수에 따라 변할 수 있다. 수신기가 채널 응답을 추정할 수 있도록, 파일럿 심볼은 OFDM 프레임 내의 데이터 심볼들 사이에서 분산된다. 수신기는 수신된 파일럿 심볼과 파일럿 심볼의 기지의 전송된 값을 비교하여, 파일럿 심볼의 주파수와 시간에서의 채널 응답을 추정하고, 추정된 채널 응답을 보간하여 데이터 심볼의 주파수와 시간에서의 채널 응답을 추정한다.

전송 파라미터 신호(TPS) 심볼은 또한 데이터 심볼을 사용하여 전송된다. TPS 심볼은 OFDM 프레임 내의 특정 서브 캐리어를 통해 전송되며, 공통 신호 채널을 제공하여 고속의 물리 및 매체 접근 제어 레이어 적응 신호를 가능하게 하는데 사용된다.

파일럿 심볼과 TPS 심볼은 데이터를 반송하지 않는다는 점에서 모두 오버헤 드이다. OFDM 통신 시스템에서 데이터 속도를 향상시키기 위해서, OFDM 프레임 내의 오버헤드는 최소화되어야 한다. 오버헤드의 최소화는 특히 다중 입력 다중 출력(MIM0) OFDM 시스템에서 중요하다. M개의 전송 안테나와 N개의 수신 안테나를 갖는 MIMO OFDM 시스템에서, 신호는 M×N 채널을 통해 전파하며, 오버헤드 내에는 M 세트 까지의 파일럿 심볼이 있을 수 있다. 전용 TPS와 파일럿 채널을 갖는 OFDM 프레임 포맷의 예가 단일 입력 단일 출력의 경우에 대하여 도 7에 도시되어 있다. 수평축(704)은 복수의 OFDM 서브 캐리어 각각의 주파수를 나타내는 원을 도시한다. 수직축(706)은 각 행이 OFDM 심볼을 나타내는 시간을 나타낸다. 일련의 OFDM 심볼은 OFDM 프레임을 구성한다. 이 예에서, 파일럿 채널은 세번째 서브 캐리어마다 파일럿 심볼이 전송되고 각 서브 캐리어의 6번째 프레임마다 분산되는 방식으로 전송된다. 따라서, 제1 서브캐리어(700)는 제1 및 제7 (기타 등등) OFDM 심볼에서 파일럿 심볼(701)을 가진다. 제4 서브캐리어(702)는 제4, 제10(기타 등등) OFDM 심볼에서 파일럿 심볼(705)를 갖는다. 또한, 매 OFDM 심볼의 제3, 제9, 제15 및 제21 서브캐리어는 708로 나타낸 TPS 심볼을 전송하는데 사용된다. 나머지 용량은 트래픽용으로 사용된다.

본 발명의 일 실시예는 UMTS 및 발전된 3세대 무선 시스템과 같은 넓은 응용을 갖는 정확하고 강인한 단순 채널 품질 측정을 제공하는 것이다. 채널 품질 표시기(channel quality indicator; CQI)는 간단하게 그리고 정확하게 간접적으로 측정되고 다중 경로 채널 특성과 독립적이고 이동 속도에 독립적이며 왈쉬 코드 동기 손실을 방지하는 이점이 있다. CQI는 CIR과 같은 단지 하나의 요인이 아닌 전반적인 채널 품질의 측정이다. 또한, 본 방법은 CIR 측정에서 사용되는 PN 코드와 같이 임의의 추가 코딩을 요구하지 않으므로 구현하기에 용이하다.

일 실시 양태에 따라, 채널 품질 측정 장치는, 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩하고 성좌 매핑하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 전송하였던 채널의 품질을 측정하는데 사용된다. 이 장치는 품질이 측정되는 채널 상으로 수신 심볼의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 수신 심볼의 시퀀스에 대한 심볼 디매핑을 수행하여 소프트 데이터 성분의 시퀀스 결정을 생성하는 심볼 디매퍼를 구비한다. 심볼 디매퍼에 의해 생성되는 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 소프트 디코더을 구비한다. 인코더는 소프트 디코더에 의해 생성된 디코딩 출력 시퀀스를 입력으로서 수신하고, 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩하는데 사용되는 코드와 동일한 코드를 사용하여 디코딩된 출력 시퀀스를 다시 인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성한다. 마지막으로, 상관기는, 디매퍼에 의해 생성되는 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 인코더에 의해 생성된 재인코딩된 출력 시퀀스를 입력으로서 수신하며, 상기 상관기는 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 재인코딩된 출력 시퀀스 간의 상관을 결정하여 채널 품질 표시기 출력을 생성하는데 사용된다.

몇몇 실시예에서, 심볼 디매퍼는 QPSK 심볼 디매핑을 수행한다.

몇몇 실시예에서, 심볼 디매퍼는 유클리드 거리 조건 LLR 심볼 디매핑을 실 행한다.

본 발명의 다른 실시 양태는 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑함으로써 생성되는 심볼의 시퀀스를 전송한 채널의 채널 품질을 측정하는 방법을 제공한다. 본 방법은 품질이 측정되는 채널 상의 수신 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계; 상기 수신 심볼의 시퀀스를 심볼 디매핑하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드로 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및 상기 재인코딩된 출력 시퀀스와 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 상관시켜 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예에서, 본 방법은 OFDM 채널 품질을 측정한다.

소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 채널 상으로 전송하는 송신기; 및 수신기를 포함하되, 상기 수신기는, a) 상기 채널 상의 수신 심볼의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 수신 심볼의 시퀀스에 대한 심볼 디매핑을 수행하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 심볼 디매퍼; b) 상기 심볼 디매퍼에 의해 생성되는 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 소프트 디코더; c) 상기 소프트 디코더에 의해 생성된 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드로 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 인코더; 및 d) 상기 디매퍼에 의해 생성된 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 인코더에 의해 생성된 상기 재인코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 재인코딩된 출력 시퀀스 간의 상관을 결정하여 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 상관기를 포함하고, 상기 수신기는 상기 채널 품질 표시기를 상기 송신기에 피드백하며, 상기 송신기는 상기 채널 품질 표시기를 사용하여 적절한 코딩 레이트 및 변조를 결정하고 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 적용하는 통신 시스템이 제공된다.

본 발명의 다른 실시 양태에 따르면, 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑하여 생성되는 심볼 시퀀스를 채널 상으로 전송하는 단계; 상기 채널 상의 수신 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계; 상기 수신 심볼의 시퀀스를 심볼 디매핑하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드로 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 재인코딩된 출력 시퀀스와 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 상관시켜 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 단계; 상기 채널 품질 표시기를 전송하는 단계; 및 상기 채널 품질 표시기를 사용하여 적절한 코딩 레이트와 변조를 결정하고 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 적용하는 단계를 포함하는 적응형 변조 및 코딩 방법이 제공된 다.

본 발명의 또다른 실시 양태는, 소프트 데이터 성분 결정 시퀀스와 제2 데이터 성분 시퀀스를 상관시키는 단계를 포함하는 채널 품질을 결정하는 방법에 있어서, 상기 제2 데이터 성분 시퀀스는 상기 소프트 데이터 성분 결정 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 시퀀스를 생성하고, 그 후, 상기 디코딩된 시퀀스를 재인코딩하는 방법이 제공된다.

본 발명의 또다른 실시 양태는, 순방향 에러 코딩을 신호 메시지에 적용하여 코딩된 고속 신호 메시지를 생성하는 단계; 상기 코딩된 신호 메시지를 MPSK 매핑하여 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지를 생성하는 단계; 상기 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지를 복수의 OFDM 심볼을 포함하는 OFDM 프레임 내의 복수의 서브캐리어 상으로 매핑하는 단계; 시간 방향으로 차분 시공간 블록 코딩(D-STBC)을 사용하여 상기 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지의 심볼을 인코딩하여 인코딩된 심볼을 생성하는 단계; 및 채널 조건의 함수로서 상기 OFDM 프레임 내의 다른 심볼에 비해 증가된 전력 레벨에서 전송되는 상기 인코딩 심볼을 복수의 전송 안테나 상으로 전송하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

몇몇 실시예에서, 인코딩된 심볼은 분산 패턴으로 전송된다.

몇몇 실시예에서, 상기 인코딩된 심볼을 복수의 안테나로 전송하는 단계는, N개의 연속적인 OFDM 심볼 상으로 복수의 N개 코딩된 심볼 각각을 선택된 서브 캐리어 상에서 각각의 안테나가 전송하는 단계 - 여기서, N은 N ×N 전송 인코딩 심볼에 대한 전송을 위해 사용되는 안테나 개수이고, N ×N 심볼은 MPSK 매핑 코딩 신호 스트림의 D-STBC 인코딩 L 심볼로부터 획득되며, L, N은 STBC 코드 레이트를 결정하는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예에서, 본 방법은 적어도 하나의 OFDM 심볼로 일련의 파일럿 서브 캐리어를 전송하는 단계, 이후의 OFDM 심볼 동안 전송된 제1 세트의 D-STBC 인코딩 심볼에 대한 기준으로서 파일럿 서브 캐리어를 사용하는 단계를 더 포함한다.

몇몇 실시예에서, 적어도 하나의 OFDM 프레임으로 일련의 파일럿 서브 캐리어를 전송하는 단계는, 복수의 비결합 서브 캐리어 각각으로 각 안테나 상으로 복수의 파일럿을 전송하는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예에서, 비결합 복수의 서브캐리어 각각은, N-1 서브캐리어에 의해 각각 분리되는 일련의 서브 캐리어를 포함하며, 여기서 N은 안테나 개수이다.

몇몇 실시예에서, 파일럿 서브 캐리어는 전송 안테나 수와 동일한 연속 OFDM 프레임 개수에 대하여 전송된다.

상기 방법 들 중의 임의의 것을 구현하는데 사용되는 OFDM 송신기가 또한 제공된다.

본 발명의 다른 실시 양태는, 수신된 D-STBC 코딩 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지 심볼(D-STBC coded MPSK mapped coded signalling message symbols)을 포함하는 OFDM 신호를 적어도 하나의 안테나에서 수신하는 단계; 상기 OFDM 신호(들)로부터 수신된 신호 메시지 심볼을 복구하는 단계; 상기 신호 메시지 심볼로부터 현재의 OFDM 전송이 상기 수신기에 의해 복구될 데이터를 포함하는지를 결정하는 단계; 기 수신기에 의해 복구될 데이터를 상기 현재의 OFDM 전송이 포함하는지를 결정할 때, a) 상기 수신된 코딩 신호 메시지 심볼을 재인코딩, MPSK 매핑 및 D-STBC 코딩하여 재인코딩된 D-STBC 코딩 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지 심볼을 생성하는 단계; b) 상기 수신된 D-STBC 코딩 매핑 코딩 신호 메시지 심볼과 상기 재인코딩된 D-STBC 코딩 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지 심볼을 비교하여 채널 추정을 결정하는 단계를 포함하는 수신 방법이 제공된다.

몇몇 실시예에서, 채널 추정은 D-STBC 코딩 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지 심볼을 포함하는 OFDM 신호에서 각 위치(시간상, 주파수상)에 대하여 결정된다. 본 방법은 OFDM 신호에서 (시간상, 주파수상) 나머지 각 위치에 대하여 보간하여 채널 추정을 얻는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예에서, 본 방법은 D-STBC 코딩 MPSK 매핑 코딩 신호 메시지 심볼의 제1 D-STBC 블록에 대한 기준으로서 사용되는 D-STBC 인코딩되지 않은 파일럿 심볼을 수신하는 단계를 더 포함한다.

상기 방법들 중의 임의의 것을 구현하기 위해 사용되는 OFDM 수신기가 또한 제공된다.

컴퓨터 판독가능 기억 매체를 포함하는 제조물은, 상술한 방법 중의 임의의 것을 구현하기 위한 명령어들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 기억 매체가 또한 제공된다.

본 발명의 다른 실시 양태는, OFDM 수신기에서 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM)으로부터 파일럿 심볼을 생성하는 방법 - 상기 OFDM 프레임은 그 내부에 인코딩 심볼의 형태로 인코딩된 고속 신호 메시지를 포함함 - 을 제공한다. 본 방법은, 분산 파일럿 패턴에 기초하여 인코딩 심볼을 처리하고 인코딩된 고속 신호 메시지를 복구하는 단계, 상기 분산 패턴으로 파일럿 심볼을 생성하기 위해 고속 신호 메시지를 재인코딩하는 단계, 및 결정 피드백을 사용하여 인코딩 심볼에 대한 채널 응답을 복구하는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예에서, 고속 신호 메시지는 현재 전송이 OFDM 수신기에 대한 내용을 포함하는지를 확인하는 것이 점검된다. 단지 이것이 참일 경우에만, 현재 전송에 대하여 진행되는 채널 응답 계산 처리가 있게 된다.

몇몇 실시예에서, 상기 인코딩된 심볼을 처리하는 단계는, 차분 시공간 블록 코딩(D-STBC) 디코딩으로 상기 인코딩된 심볼을 차분 디코딩하여 상기 인코딩된 고속 신호 메시지를 복구하는 단계; 순방향 에러 정정 디코딩을 상기 인코딩된 고속 신호 메시지에 적용하여 고속 신호 메시지를 복구하는 단계; 상기 고속 신호 메시지를 분석하여 원하는 사용자 식별표시를 포함하는지를 결정하는 단계; 및 상기 고속 신호 메시지가 상기 원하는 사용자 식별표시를 포함하고 있으면, 순방향 에러 정정 코딩으로 상기 고속 신호 메시지를 재인코딩하여 상기 인코딩된 고속 신호 메시지를 생성하고, D-STBC를 사용하여 상기 인코딩된 고속 신호 메시지를 재인코딩하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

본 발명의 다른 실시 양태는, OFDM 신호 내의 단일 오버헤드 채널 상에서 파일럿과 전송 파라미터 신호를 결합하는데 사용되는 송신기를 제공한다.

몇몇 실시예에서, 일련의 파라미터 신호 심볼은, 수신기에서, 정확하게 디코딩되고, 재인코딩되며, 재인코딩된 심볼이 채널 추정을 위해 사용될 수 있는 기지의 파일럿 심볼로서 다루어지도록 강한 인코딩을 사용하여 오버헤드 채널상으로 전 송된다.

본 발명의 다른 실시 양태는, 상술한 송신기에 의해 생성되는 결합된 단일 오버헤드 채널을 처리하는데 사용되는 수신기를 제공한다. 수신기는, 인코딩된 전송 파라미터 신호 심볼을 포함하는 수신 신호를 채널에 의해 변형된 바와 같이 디코딩하고, 상기 디코딩된 심볼을 재인코딩하여 기지의 파일럿 심볼을 생성하며, 수신 심볼을 상기 기지의 파일럿 심볼과 비교하여 채널 추정을 생성하는데 사용된다.

본 발명의 다른 양태 및 특징은 첨부 도면과 함께 후술하는 본 발명의 상세한 설명의 특정 실시예를 참조하여 당업자에게 명백해 질 것이다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세히 설명한다.

도 1은 기지의 채널 품질 측정 기술을 사용하는 표준 캐리어 대 간섭 비(CIR)의 도면.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성되는 채널 품질 표시기(CQI) 추정기의 도면.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 QPSK 디매핑을 설명하는 QAM 성좌를 도시하는 그래프.

도 4는 서로 다른 도플러 주파수에 대하여 CQI 대 SNR의 시뮬레이션 결과를 도시하는 그래프.

도 5는 CQI 측정의 통계 결과를 도시하는 그래프.

도 6은 CQI에 기반한 SNR 측정 에러의 CDF를 도시하는 그래프.

도 7은 전용 파일럿 및 TPS 채널에 대한 OFDM 심볼 할당의 도면.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 의해 제공되는 단일 오버헤드 채널에서 결합된 TPS 및 파일럿 신호를 사용하는 OFDM 시스템의 블록도.

도 9는 시간 및 주파수 차분을 도시하는 OFDM 심볼 할당 도면.

도 10은 파일럿과 TPS 심볼 위치를 도시하는 OFDM 심볼 할당 도면의 예.

도 11 및 도 12는 도 8의 시스템에 대한 성능 결과의 예.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 수신 신호의 품질 측정은 수신 신호와 기준 신호 성좌 간의 평균 거리를 나타내는 값을 측정함으로써 획득된다. 통상, 채널이 열악할수록, 기준 신호 성좌에 대하여 수신 신호가 더욱 분산되고 무작위로 되며, 이에 따라, 신호와 그의 가장 가까운 성좌 기준점 간의 평균 거리가 더욱 커진다.

몇몇 실시예에서, 채널 품질 측정의 목적은, C/I 추정의 경우와 같이, 성공적인 코딩 레이트와 변조 할당을 위한 것이다. "성공적인" 할당은 여기서 원하는 성능 특성을 달성하는 것이다. 이러한 목적에 따라, 여기서 "채널 품질 표시기" (CQI)로서 언급된 새로운 채널 품질 측정이 제공된다. CQI는 간섭, 다중 경로 페이딩, 및 도플러 확산의 효과를 포함하는 채널 품질의 전반적인 평가를 제공한다.

CQI를 구하는 과정에서, 디매핑 펑션으로부터의 소프트 출력은, 소프트 출력의 크기가 신호의 신뢰성 표시로서 사용되므로, 채널 품질의 측정을 획득하는데 사용된다. 채널 품질이 높으면, 소프트 출력 값이 높으며, 그 역도 또한 사실이다. 모든 채널 손상은 그 소스와 특성에 독립하여 이러한 표시기에 반영된다. 이는 이 러한 표시기가 간섭, 다중 경로 페이딩 및 도플러 확산에 불변하다는 것을 나타내는 시뮬레이션 결과에 의해 설명되어 있다.

제시된 바람직한 실시예는, QAM 성좌가 사용되는 MIMO-OFDM 프레임 구조에 기반하며, 소프트 QAM 복조 및 디매핑에 기초한 간접적인 채널 품질 측정 방법을 제공한다. 그러나, 보다 일반적으로, 본 발명의 실시예들은, PSK(위상 시프트 키이) 및 PAM(펄스 진폭 변조)와 같은 소프트 복조 및 디매핑에서 사용될 수 있는 관련 기준 심볼 성좌를 갖는 변조 및 매핑의 방법을 사용하는 임의의 프레임 구조에 대하여 몇몇 예들을 지정하는 것을 제공한다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예가 이하 설명되어 있다. 이 예의 목적을 위해, 제2 기지국(210)으로부터의 신호가 관련 채널 품질이 이동국(230)에 의해 측정되는 원하는 신호이고, 다른 두개(제1 및 제3)의 기지국(200, 220)은 이동국(230)에 의해 잡음으로 간주될 수 있다고 가정된다. 다른 노이즈 소스가 또한 있을 수 있으며, 채널은 다중 경로 페이딩, 잔류 도플러 시프트, 및 백색 열잡음과 같은 왜곡을 도입할 수 있다. 제2 BTS(210)는 인코더-2(212)에서 입력 시퀀스(213)(비트 시퀀스로 간주되지만, 보다 일반적으로는 데이터 성분의 시퀀스)를 인코딩하여 인코딩된 비트 시퀀스를 생성한다. 인코딩된 비트 시퀀스는 수신기에서 일부 에러 탐지/정정이 가능한 리던던시를 포함한다. 인코딩된 비트 시퀀스는 그 후에 심볼 매퍼(214)를 사용하여 성좌 지점에 매핑된다. 이들 성좌 지점은 관련 채널 품질이 측정되는 신호로서 변조되고 전송된다. 그 신호는 안테나(218)를 통해 이동국(230)에 전송된다. 인코더-2(212)에 의해 채용되는 변조 유형(및 관련 성좌)와 코딩 유형은 이동국(230)으로부터 피드백되는 채널 품질 표시기의 펑션으로서 모두 적합하게 선택된다.

제1 BTS(200)는 인코더-1(202)로 인코딩하고 심볼 매퍼(204)로 매핑하여 이동국(230)에 제1 간섭 신호로 나타나는 신호를 생성한다. 이 신호는 안테나(208)를 통해 전송된다. 제3 BTS(220)는 인코더-3(222)으로 인코딩하고 심볼 매퍼(224)로 매핑하여 이동국(230)에 제2 간섭 신호로 나타나는 신호를 생성한다. 이 신호는 안테나(228)를 통해 전송된다. 안테나(208,218,228)에 의해 전송되는 모든 3개의 채널은, 비록 이 예에서는, 제2 기지국(210)이 원하는 신호이지만, 안테나(232)를 통해 수신기 전단(234)에서 이동국(230)에 의해 수신된다. 바람직한 실시예에 따르면, 수신 신호는 그 후에 심볼 디매퍼(236)에 전달된다. 심볼 디매퍼(236)는 수신기 전단(234)으로부터 로(raw) 심볼 데이터를 취하고 전송 기지국(210)에서 사용되는 기지의 신호 성좌를 고려하여 로 심볼 데이터를 디매핑하여 소프트 비트 결정 시퀀스를 생성한다. 디매핑된 심볼(소프트 비트 결정)은 신호의 표시를 고유 구성하고, 소프트 디코더(238)에 입력으로서 사용된다. 심볼 디매퍼(236)는 출력(237)에서 디매핑된 출력 신호를 소프트 디코더(238)와 상관기(250) 양자에 출력한다. 소프트 디코더(238)는 디매핑된 출력 신호에 대한 소프트 디코딩을 수행하고 소프트 디코딩 출력 신호를 인코더(240)에 출력한다. 소프트 디코딩 출력은 또한 수신기 출력으로서 239에서 출력되며, 이는 입력 시퀀스(213)의 수신기에서 최적의 추정이다. 다르게는, 서로다른 수신기 구조가 수신기 출력을 생성하는데 사용될 수 있다. 인코더(240)는 소프트 디코더의 출력을 인코딩하여 인코딩된 출 력 신호를 생성하고 이 인코딩된 출력 신호를 출력(242)에서 상관기(250)로 출력한다. 기지국(210)의 인코더-2(212)에서 사용된 것과 동일한 인코딩이 사용된다. 적절한 디코딩과 재인코딩을 가정하면, 인코더(240)의 출력은 기지국(210)에서 인코더(212)에 의해 생성된 인코딩 시퀀스와 동일하다. 상관기(250)는 인코더 출력(242)으로부터 재인코딩된 시퀀스와 심볼 디매퍼 출력(237)으로부터 디매핑된 출력 신호(소프트 비트 결정 시퀀스)를 상관시킨다. 상관기(250)는 채널 품질 표시기(CQI)로서 이 상관을 출력한다. 이 상관이 높을수록, 디매핑된 심볼이 전송된 성좌 심볼에 대한 평균에 근접하게 되며, 이에 따라, 채널 품질이 향상되게 된다. 예시된 도면에서, 상관기(250)는 재인코딩된 비트 시퀀스(242)와 소프트 비트 결정 시퀀스를 승산기(251)를 사용하여 승산하다. 이들은 합산기(252)로 합산된 후에 253에서 절대값 제곱이 취해진다. 다른 상관 방법이 사용될 수 있다.

일 예의 구현에서, 심볼 디매퍼(236)는 수신기 전단(234)에서 입력을 취하고, 유클리드 거리(Euclidean distance)에 기반하여 디매핑을 수행한다. 바람직한 실시예는 PSK 디매핑의 특이한 경우인 QPSK 디매핑의 경우에 대하여 설명되어 있다. 통상, PSK 변조에 있어서, PSK 신호가 정규화되었는지에 따라 두가지 유형의 디매핑 방법이 있다. 코히어런트 디매핑에 있어서, 정확한 기준 성좌가 알려져 있으므로, 최적 디매핑은 유클리드 거리에 기초하는 반면, 차분 인코딩이 사용되는 경우에 흔한 논-코히어런트 디매핑에 있어서는, 디매핑이 단지 각도에 의존할 수 있다. 각도 기반 디매핑 방법은 신호 진폭으로 전달된 정보를 무시하므로, 서브 최적 방법이다. PSK 디매핑의 특별한 경우에는, QPSK 디매핑이 신호 정규화에 의 존하지 않는다. 보다 높은 QAM 신호를 디매핑하는 경우에, QPSK 디매핑은 LLR(가능성 비율 로그)에 기반하고, 이 예에서는, 도 3을 참조하여 설명한 바와 같이, 유클리드 거리를 사용한다. 도 3에 도시된 성좌는 그레이 매핑을 사용하는 QPSK 성좌이다. 비트 시퀀스 00, 01, 10 및 11에 성좌 S₀, S₁, S₂ 및 S₃이 각각 대응되고, 이들의 좌표는 각각 (x₀, y₀), (x₁, y₁), (x₂, y ₂), (x₃, y₃)이다. 점(x,y)은 수신기 전단(234)에서의 단일 입력을 나타낸다. 소프트 디매핑된 비트 b₁b₂는, 유크리드 거리 LLR을 사용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, σ ² =2EN ₀ 이며, E는 QPSK 심볼의 에너지이다.

비트 b₁의 계산은 간략해질 수 있다. 4개의 QPSK 성좌점은 원점 (0,0)에 대하여 동일한 거리를 가진다.

그 후, b1은 다음과 정리된다.

x₀=x₁이고, x₂=x₃이므로,

D를 S₀과 S₁ 사이 그리고 S₂와 S₃ 사이의 I-Q 플롯에서의 수직 거리라 하자. 따라서, y₀-y₁=y₂-y₃=D이고,

성좌의 대칭으로 인해, x₃-x₁=-D. y₁=y₃이므로, b₁은 다음과 같이 표현될 수 있다.

유사하게, b₂는 다음과 같이 표현된다.

잡음이 일정하면, QPSK 디매핑 알고리즘은 다음으로 더욱 간략해질 수 있다.

이는 두개의 BPSK 신호에 등가이며 계산하기 매우 용이하다.

STBC(Space-Time block coding; 시공간 블록 코딩)에서, 결합 QPSK 신호 x는 인수

에 의해 정규화되고, 여기서, h_n,m은 MIMO(다중 입력 다중 출력) 채널 행렬의 성분이다. 4개의 채널의 잡음 분산이 동일하다고, 즉 σ²이라고 가정하면, 잡음 전력은 (σ/δ)²이 된다. 따라서, STBC에 의한 b₁은,

따라서, 이는 정규화에서 사용되는 서로 다른 스케일링 인자에 의해 STBC 디매핑에서 QPSK가 영향을 받지 않음을 증명한다. 조건부 LLR 소프트 디매핑된 b₁b₂는 디매핑된 비트를 사용하는 소프트 디코더(238)에 출력되고, 인코더-2(212)에서 사용되었던 인코딩 알고리즘인 데이터 스트림 이력 정보를 고려하여 원래의 인코딩되지 않은 코드어의 최적 추정을 행한다. 소프트 디코더(238)로부터 출력된 이러한 최적 추정치는 인코더-2(212)와 동일한 인코딩 알고리즘을 사용하여 인코더(240)에 의해 재인코딩된다. 재인코딩된 코드어는 인코더 출력(242)으로부터 상관기(250)로 출력된다. 상관기(250)는 심볼 디매퍼(236)의 출력(237)으로부터의 조건부 LLR 출력을 인코더(240)의 출력으로부터의 재인코딩된 코드어와 상관시킨다. 상관 동작은 조건부 LLR를 재인코딩된 코드어에 투영하며, 그 결과는 채널 품질 표시기(CQI)로서 사용되는 내적 출력이다.

CQI는 심볼 디매퍼 출력과 인코딩된 시퀀스 간의 상관의 측정이므로, 채널 왜곡을 나타낸다는 이점이 있다. 가능치의 사용은 코드 유형(블록 코드, 컨벌루션 코드 또는 터보 코드)이나 디코딩 방법(하드 또는 소프트)에 모두 의존하지 않으 며, 예를 들어, 인접 셀 간섭, 백색 열잡음, 또는 잔류 도플러 시프트 등의 간섭이 발생하는 경우를 구별하지 않는다. CQI는 디매핑된 출력의 값 뿐만 아니라 코드어의 가능성 등의 모든 추정에 이용가능한 정보를 사용하므로, 코드 레이트가 특히 낮은 경우에 소프트 출력 값만을 측정하는 것보다 훨씬 정확하게 된다. 도 4에서, 시뮬레이션 결과는 쌍직교 코드(16,5)에 대한 서로 다른 도플러 주파수에 있어서 정규화된 CQI 대 SNR의 그래프로 도시되어 있다. 도 5에서는, 통계 SNR 측정 에러 결과가 도시되어 있으며, 도 6에서는, 시뮬레이션 결과가 CQI에 기초한 SNR 측정 에러의 CDF로 도시되어 있다. 이들 그래프는 해당 BER에 대하여, CQI가 여러 도플러 주파수와 서로 다른 채널 모델에 대하여 비교적 불변임을 도시하고 있다. 이는 채널 조건에 상관 없이 CQI가 BER의 일정한 표현을 제공하는데 사용할 수 있으며, 이러한 CQI를 사용하여 적응형 코딩과 변조 결정을 수행함으로써 원하는 BER이 달성될 수 있음을 의미한다. 이는 품질이 측정되는 채널 신호와 관련된 송신기에 CQI를 역으로 주입함으로써 달성된다. CQI 및 원하는 성능에 기초하여, 송신기는 적절한 코딩 레이트와 변조를 결정하여 인가한다.

결합된 파일럿 및 TPS 채널

상기 실시예에서, 코딩된 전송 데이터는 수신기에서 적응형 코딩과 변조 결정에 사용하기 위한 채널 품질 표시기를 생성하는데 사용된다. 본 발명의 다른 실시예에서, 채널 추정이 여전히 수행될 수 있는 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 프레임 내에 전송 파라미터 신호(TPS) 심볼과 파일럿 심볼을 결합하는 방법이 제공된다. 그 방법은 SISO(단일 입력 단일 출력) 송신기에서 구현되거나, 다중 입력 다중 출력(MIMO) OFDM 송신기에서 구현될 수 있으며, 대략 4 단계로서 설명될 수 있다. 첫째, 고속 신호 메시지가 순방향 에러 코딩(FEC) 인코딩되어 코딩된 고속 신호 메시지를 생성한다. 둘째, 코딩된 고속 신호 메시지가 OFDM 프레임 내의 심볼 상으로 매핑된다. 셋째, 심볼은 차분 시공간 블록 코딩(D-STBC)를 사용하여 인코딩되어 인코딩된 심볼을 생성한다. D-STBC 코딩은 OFDM 프레임의 시간 방향에서 적용되는 것이 바람직하고, 분산된 파일럿 서브 캐리어가 전송되는 채널의 채널 응답이 시간 방향에서 보다 주파수 방향에서 통상 보다 빨리 변경하므로, 차분 디코딩이 시간 방향을 따라 분포되는 심볼에 대한 것이면 OFDM 수신기에서의 차분 디코딩은 채널 응답의 보다 우수한 추정을 산출할 가능성이 있다. 넷째, 인코딩된 심볼은 OFDM 프레임 내의 다른 트래픽 데이터 심볼에 비해 향상된 전력 레벨에서 분산된 파일럿 패턴으로 전송된다. 몇몇 실시예에서, 전력 레벨은 채널 조건이 열악하면 다른 트래픽 데이터 심볼에 비해 단지 증감할 뿐이다.

본 방법은 파일럿 심볼로서 사용되는 고속 신호 메시지를 가능하게 함으로써, OFDM 프레임 내의 오버헤드를 감소시킨다.

파일럿 심볼이 상술한 바와 같이 TPS 심볼과 결합된 OFDM 프레임으로부터 파일럿 심볼을 추출하는 방법이 또한 제공된다. 본 방법은, 인코딩된 심볼을 포함하는 OFDM 프레임이 OFDM 수신기에서 수신되는 MIMO OFDM 수신기에서 구현되며, 대략 8단계로서 설명될 수 있다. 첫째, OFDM 수신기는 분산된 패턴에 기반하여 인코딩된 심볼을 복구하고 D-STBC 블록을 복구한다. 둘째, OFDM 수신기는 복구된 D-STBC 블록을 D-STBC 디코딩으로 차분 디코딩하여 FEC 인코딩 고속 신호 메시지를 복구한 다. 셋째, OFDM 수신기는 FEC 디코딩을 FEC 인코딩된 고속 신호 메시지에 적용하여 고속 신호 메시지를 복구한다. 넷째, OFDM 수신기는 고속 신호 메시지를 분석하여 원하는 사용자 식별 표시를 포함하고 있는지를 판단한다. 고속 신호 메시지가 원하는 사용자 식별 표시를 포함하고 있으면, OFDM 수신기는 현재의 TPS 프레임이 사용자에 대한 데이터를 포함함을 인식하여 OFDM 프레임 처리를 지속한다. 제5단계로서, OFDM 수신기는 FEC 코딩을 사용하여 고속 신호 메시지를 재인코딩한다. 여섯째, OFDM 수신기는 D-STBC 인코딩을 사용하여 인코딩된 고속 신호 메시지를 재인코딩한다. 고속 신호 메시지가 수신기의 사용자 식별 표시를 포함하지 않으면, 채널 추정 단계의 나머지를 수행하는 것을 진행하지 않음으로써 전력이 절약될 수 있다.

따라서, D-STBC 재인코딩되었던 TPS 심볼은 파일럿으로 사용될 수 있다. D-STBC 인코딩된 심볼에 대한 채널 응답은 기지의 전송 파일럿(재인코딩된 TPS 데이터)을 수신된 신호와 비교함으로써 획득될 수 있다. 채널 응답은 각각의 TPS 삽입 지점에 대하여 획득된다. 따라서, 결정된 채널 응답은, 모든 시간과 주파수에서, OFDM 프레임 내의 모든 트래픽 데이터 심볼에 대하여 채널 응답을 보간하는데 사용될 수 있다. 바람직하게는, 이는 2차원 보간(시간 및 주파수 방향)을 수행하여 TPS가 삽입되지 않은 일부 지점에 대한 채널 추정을 생성함으로써 행해진다. 그 후, TPS 데이터를 포함하는 OFDM 심볼의 서브 캐리어마다 채널 추정을 생성하기 위한 주파수 상의 보간을 행하는 것이 뒤따른다. 일부 실시예에서, 모든 OFDM 심볼은 몇몇 TPS 삽입 지점을 포함하고, 이에 따라, 보간 처리를 완료한다. 다른 실시 예에서, 일부 TPS 삽입 지점을 갖지 않는 일부 OFDM 심볼이 있게 된다. 이들 OFDM 심볼의 채널 추정을 얻기 위하여, 이전에 계산된 채널 추정의 시간상 보간이 행해진다. 높은 이동성의 응용예에서는, TPS는 시간 간격에서 이러한 최종 보간에 대한 요구를 방지하여 모든 OFDM 심볼에 포함되어야 한다.

고속 알고리즘은 결합된 파일럿 및 고속 신호 메시지를 추출하기 위해서 분산 패턴에 기초하여 이산 푸리에 변환을 계산할 때 OFDM 수신기에서 적용될 수 있다. 이는 OFDM 수신기에서 소모 전력을 감소시킨다.

본 발명은 MIMO-OFDM 통신 시스템에 대하여 설명되어 있다. 또한, 본 발명은 단일 송신기 OFDM 통신 시스템에서 사용될 수 있으며, 오버헤드로서 전송된 파일럿 심볼의 개수가 MIMO OFDM 통신 시스템에서 보다 관리가능하게 됨에 따라 덜 이롭게 된다.

TPS 채널을 사용하여 파일럿 심볼을 결합하는 방법과 파일럿 심볼을 추출하는 방법은 OFDM 송신기와 OFDM 수신기 상에서 각각 디지털 신호 처리기에 의해 판독가능한 소프트웨어 명령의 형태로 구현되는 것이 바람직하다. 다르게는, 본 방법은 집적 회로 내의 논리 회로로서 구현될 수 있다. 보다 일반적으로는, 본 방법은 상술한 기능을 실행하기 위한 로직을 포함하는 임의의 컴퓨팅 장치에 의해 구현될 수 있다. 본 방법을 구현하는 컴퓨팅 장치는 단일 프로세서, 하나 이상의 프로세서, 또는 대형 프로세서의 콤포넌트일 수 있다. 로직은 컴퓨터 판독가능 매체 상에 저장된 외부 명령을 포함할 수 있으며, 내부 회로를 포함할 수 있다.

종래의 STBC의 제한점들 중의 하나는 채널 정보의 정확한 지식을 요구한다는 점이다. 채널 지식과 파일럿 심볼 전송에 대한 요건을 제거하기 위해서, D-STBC는 높은 이동성의 응용예에서 보다 바람직하다.

비록 본 기술은 임의 개수의 안테나에 이용가능하지만, 이하, 2입력 2출력 시스템이 사용되는 경우에 대하여 상세한 예가 제공된다. 또한, 이 예에서, OFDM 심볼은 임의 개수의 서브캐리어를 사용할 수 있지만, 25개의 서브 캐리어를 갖는 것으로 가정된다. 이 예는 16 OFDM 심볼의 프레임 상에서 동작하는 것으로 간주되지만, 보다 일반적으로는, 임의 길이의 프레임이 사용될 수 있다.

바람직한 D-STBC 방식이 도 8에 도시되어 있으며 이하 상세히 설명되어 있다. MIMO-OFDM에 대한 D-STBC를 설계하기 위해서는, 3개의 주요 쟁점이 해결되어야 한다.

1. 차분 방향

2. 데이터 보호

3. 초기화/리셋

차분 방향

임의의 차분 인코딩에 대한 주요 가정 중의 하나는 두개의 코딩된 심볼들 간의 채널 변동이 충분히 작아야만 한다는 점이다. 도 9에 도시된 바와 같은 OFDM 신호의 시간-주파수 구조에 있어서, 주파수축에 따른 채널 변동은 다중 경로 채널 유도 주파수 선택성을 나타내며, 시간축에 따른 채널 변동은 시간적 페이딩 변동을 나타낸다. 차분 인코딩 방향은 최적화되어야 한다.

주파수에서의 차분은 다중 경로 지연 확산에 의해 결정되는 채널 동기 대역에 의해 한정된다. 두개의 인접 파일럿 간의 위상 시프트는 예를 들어, 두개의 파일럿 블록이 16개의 빈(bin)으로 떨어져 있으면, ITU 매개 A 채널에 대하여 매우 크게 되어, 두개의 위치 사이의 채널의 위상 시프트는 π만큼 높을 수 있으며, 이는 차분 디코딩을 할 수 없게 만든다. 이 문제를 해결하기 위해서, 주파수 영역에서의 파일럿 간격은 감소되어야 한다. 그러나, 이는 파일럿 오버헤드를 더욱 증가시킬 것이다.

시간상 차분은 고속 이동성에 의해 야기되는 도플러 주파수에 의해 제한된다. 실제 채널 모델에서, 채널은 여러 OFDM 심볼에 따라 거의 일정하게 남게된다고 가정할 수 있다. 시간 방향에 따른 채널 변동은 주파수 방향에 따른 것보다 훨씬 느리게 변동하므로, D-STBC는 시간 방향에 따라 인코딩되는 것이 바람직하다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, STBC 구조로 인하여, STBC 인코딩된 TPS 심볼의 쌍은 두개의 인접한 OFDM 심볼의 동일 주파수 인덱스(서브 캐리어) 상에 할당된다. 이 두개의 가능 차분은 도 9에 도시되어 있다. 시간상 인코딩의 차분은 통상 900으로 나타내고, 주파수 인코딩에서의 차분은 통상 902에 의해 나타낸다.

데이터 보호

수신기를 구성하여 트래픽 데이터를 올바르게 탐지하기 위한 수신기를 구성하고, 정확한 결정 피드백이 TPS를 분산 파일럿으로 신뢰성 있게 변화시키기 위해 TPS 데이터를 올바르게 재인코딩하는 TPS 데이터의 디코딩이 매우 중요하므로, FEC 인코딩이 TPS 데이터에 적용되는 것이 바람직하다. 예를 들어, (32, 6) 하다마드 코드(Hadamard code)가 사용될 수 있다. 그러나, 코드 선택은 이 코드에만 한정되 는 것은 아니다.

초기화 및 리셋

D-STBC는 두개의 연속적인 수신 코드 블록에 의존하여 데이터의 현재 블록을 디코딩한다. OFDM 헤더는 주파수 오프셋 및 샘플링 주파수 추정 등의 이유로 인해 D-STBC를 사용하지 않을 수 있으므로, 제1 수신 D-STBC 블록은 차분 처리를 행하기 위한 임의의 이전 블록을 갖지 않는다. 이는 TPS의 제1 블록이 임의의 신호 정보를 전송할 수 없음을 의미한다. 이 문제를 해결하기 위해서, 바람직하게는, 파일럿 채널 OFDM 심볼은 OFDM 심볼에 주기적으로 삽입된다. 이의 예는 OFDM 심볼에서 서브 캐리어마다 주기적으로 파일럿이 삽입되는 것으로- 매 20 OFDM 심볼마다 예를 들어, 2 파일럿 채널 - 도 10에 도시되어 있다. 파일럿 채널 OFDM 심볼 상에 전송된 파일럿 심볼은 해당 주파수에 대한 시간에서 하나의 안테나에 의해서만 전송되는 것이 바람직하다. 예를 들어, 두개의 안테나 시스템에서, 파일럿 심볼은 제1 안테나와 제2 안테나 사이의 주파수에서 교대할 수 있다. 이는, 두개의 OFDM 심볼(910,912)이 파일럿 심볼을 전송하는데 사용되고, 모든 홀수 서브 캐리어는 제1 안테나에 대하여 사용되며, 모든 짝수 서브 캐리어는 제2 안테나에 대하여 사용되는 것으로 도 10에 도시되어 있다. 따라서, 이들 파일럿 심볼은 이후 D-STBC 심볼에 대한 기준으로서 사용될 수 있다. 각각의 안테나에 있어서, 비전송되는 서브캐리어를 개재하기 위해 파일럿 정보를 획득하는 보간이 행해질 수 있다. 따라서, 보간은 제1 송신기에 있어서는 짝수 서브 캐리어에서 행해지고, 제2 송신기에 있어서는 홀수 서브캐리어에서 행해진다.

그 후, 파일럿 헤더로부터 획득되는 채널 정보는 TPS의 제1 블록을 디코딩하는데 사용된다. 파일럿 헤더는 주기적으로 전송되기 때문에, D-STBC 인코더는 동일 주파수에서 또한 리셋된다. TPS의 제1 블록이 처리된 후에, 사용자는 또한 D-STBC 기준의 제1 블록을 획득할 수 있다. 또한, 주기적 파일럿 헤더에 의한 D-STBC 인코더의 리셋은 결정 피드백 채널 추정 처리에서 에러 전파를 방지한다.

또한, 도 10은 TPS 심볼과 데이터 심볼의 예시적인 위치를 나타낸다. 이 예에서, 매 20 심볼 사이클의 두개의 제1 OFDM 심볼(910, 912)은 상술한 바와 같이 파일럿 심볼을 포함한다. 제3 내지 제20 번째 프레임은 TPS 또는 데이터를 포함한다. 다이아몬드 격자 패턴이 TPS 심볼에 대하여 사용되고, 매 세번째 서브 캐리어는 TPS 심볼을 포함하고, 제1, 제7, 제13, 제19 및 제25 서브 캐리어(914,916,198,920,922) 상에서 두개의 TPS 심볼의 세개의 세트와 제4, 제10, 제16, 제22 서브캐리어(924,925,926,928) 상의 두개의 TPS 심볼의 두개의 세트 사이에서 교대한다.

서브캐리어 당 하나의 안테나에 의해 전송되는 프레임(910,912)으로 전송된 파일럿 심볼과는 달리, 도 10에 도시된 각각의 TPS 심볼 위치에 있어서는, TPS 데이터가 모든 안테나로 전송된다 (즉, 예에서 안테나 둘 모두). 두개의 안테나 상으로 전달된 TPS 데이터는 공통 TPS 채널을 형성한다.

도 11은 다양한 도플러 주파수에 대한 TPS 비트 에러비 대 SNR 곡선을 나타낸다. 도면에서 알 수 있는 바와 같이, 이는 도플러 확산에 매우 강인하다. 도 12는 TPS 보조 채널 추정에 기반한 트래픽 채널에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한 다. 이 도면으로부터, TPS 디코딩 에러로 인한 열화가 무시할 만하다는 점을 알 수 있다.

바람직한 D-STBC 접근 방법의 상세한 사항을 이하 설명한다. D-STBC는 전송 행렬의 회귀적 계산을 포함한다. "차분"이라 함은, 현재 전송된 D-STBC 블록이 이전에 전송된 D-STBC 블록과 현재의 STBC 블록 입력 간의 행렬 곱 연산이라는 것을 의미한다.

상술한 바와 같이, 바람직한 TPS 데이터는 한 세트의 2 OFDM 심볼에서 다른 세트의 2 OFDM 심볼로 변화할 수 있는, 일련의 서브캐리어에 대하여 동일한 서브캐리어에서의 두개의 연속적인 OFDM 심볼로 전송된다. 보다 일반적으로, N 개의 안테나를 갖는 MIMO 시스템에 있어서, TPS 데이터는 동일한 서브 캐리어에 대하여 N개의 연속적인 OFDM 프레임 상으로 전송된다. 전송 행렬은 N(연속 OFDM 프레임)×N(안테나 수) 이용가능한 TPS 심볼 위치상에 무엇이 전송될지를 결정하는 N ×N 행렬이다. 상술한 예에서는, N은 2이다. 전송된 TPS 데이터의 L의 실제양은 D-STBC 코드 레이트에 의존한다. 예를 들어, 4개의 안테나가 있으면, 4 ×4 STBC 행렬은 MPSK 매핑 TPS 신호 스트림으로부터의 3개의 심볼을 인코딩하여 획득된다.

도 10을 참조하면, 양 안테나에 의해 전송되는 제1 서브캐리어는, 제3, 제4, 제9, 제10, 제15, 및 제16 프레임 상으로 TPS 데이터를 포함할 수 있다. 데이터는 서로 다른 시점에서 전송된 심볼들 간의 차이(시간 차) 및 서로 다른 안테나에서 전송된 심볼들간의 차이(공간 차) 모두의 정보임을 의미하는 시공간 차분 인코딩될 수 있다.

제1 서브 캐리어 상의 제1 안테나에 의해 전송된 제1 및 제2 파일럿 심볼(930; 프레임 910)과 932(프레임 912) 및 제1 서브캐리어 상의 제2 안테나에 의해 전송된 제1 파일럿과 제2 파일럿 심볼에 대한 보간값은 두개의 안테나에 의해 전송된 두개의 제1 TPS 심볼(934, 936)에 대한 기준을 제공한다. 이후 TPS 심볼은 기준으로서 이전에 전송된 TPS 심볼에 의존한다.

이하, 도 8을 참조하면, 해당 서브캐리어 상으로 전송될 순방향 에러 정정 TPS 데이터는 원래 M진수로 간주되는 시퀀스 {C1, C2...}(950)로서 나타낸다. 이는 952에서 M-PSK 매핑된다. M-PSK 심볼은 그 후에 시간 i에서 M-PSK 심볼의 쌍이 {x_1,i, x_2,i}로 나타내어 쌍으로 처리된다(2 ×2의 경우). 시공간 블록 코딩은 2 ×2 STBC 행렬 H_x,i(954)을 산출하며, 이는 제1 열에 x_1,i, x_2,i를 제2 열에 -x_2,i*, x_1,i*를 포함한다. TPS 프레임을 위해, STBC 블록 인덱스 i는 매 2개의 OFDM 심볼마다 하나씩 증가한다. 카운터 m은 송신기 STBC 블록 인텍스 i로부터 m번째와 m+1번째 OFDM 심볼로 OFDM 심볼을 나타내어, m=2i이다. 도면에서, 시간 i에서의 인코더 출력은 H_z,i(956)으로 식별되고, 시간 i-1에서의 출력은 지연 성분(958)에 저장되는 H_z,i-1이라 식별된다. H_z,i는 H_x,i와 동일한 구조를 갖는다. 다음 인코더 등식은 입력 함수로서 출력에 대하여 획득될 수 있다.

여기서, H_z,i는 STBC 블록 인덱스 i에서 D-STBC 행렬이고, H_x,i는 STBC 블록 인덱스 i에서 STBC 입력 행렬이며, E_x는 H_x,i에서 각 신호의 에너지이다. 출력 H_z,i는 제1 행의 성분이 하나의 안테나(960) 상으로 전달되고 제2 행의 성분이 다른 안테나(962) 상으로 전달되는 4개의 성분을 갖는 2 ×2 행렬이다. 도 10의 예에서, 행렬 H_x,i는 파일럿 심볼을 기준으로 사용하여 제1 서브 캐리어의 TPS 심볼 위치(934,936) 동안 두개의 안테나에 의해 함께 전송된다.

도 8을 다시 참조하면, 단일 안테나 수신기에서, 안테나는 각 서브캐리어에 대하여 두개의 OFDM 프레임 m, m+1를 통해 STBC 블록 인덱스 i에서 신호 Y₁=y₁(m)y₁(m+1)을 수신한다. 이는 두개의 OFDM 프레임을 통해 단일 서브캐리어 상에서 수신된다.

D-STBC를 이해하기 위해 안테나 1에 대한 참인 다음 주요 등식을 살펴본다.

여기서, y₁(m), y₁(m+1)은 STBC 블록 인덱스 i에 대하여 두개의 OFDM 프레임을 통해 수신된 신호이며, H_x,i는 STBC 블록 인덱스 i에서의 STBC 블록 입력이고, E_x는 H_x,i에 서 신호 성분의 에너지이고, A_1,i는 제1 전송 안테나에서 수신 안테나로의 채널 응답 h₁₁과 제2 전송 안테나에서 수신 안테나로의 h₂₁를 나타내는 STBC 블록 인덱스 i에서의 수신 안테나(1)에 대한 채널 인덱스(1)이며, H_z,i는 STBC 블록 인덱스 i에서 전송된 D-STBC 블록 신호이다. D-STBC는 PSK 변조에만 적용될 수 있고, E_x는 고정값이다. 또한, H_z,i는 H_x,i와 동일한 포맷을 취한다. 즉,

등식으로부터,

4개의 연속적인 수신 신호, y₁(m-2), y₁(m-1), y₁(m), y₁(m+1)로부터 H_x,i를 얻을 수 있다. 다중 수신기 안테나의 경우, 동일한 표현이 각 안테나에 대하여 유효하다. D-STBC는 STBC 블록 상에서 동작하기 때문에, STBC와 동일한 소프트 결함 속성을 또한 가지며, 즉, 적어도 하나의 안테나가 여전히 동작하고 있다면 시스템은 전송 안테나 결함으로 인해 손상되지 않을 것이다. 또한, MIMO 채널에 대한 코드 설계는 실제 STBC에 대한 작업이고, D-STBC에는 무관하다. 따라서, D-STBC는 2이상의 차수의 송신기 다이버시티를 갖는 경우로 용이하게 확장될 수 있다.

다른 시스템 설계 고려

인코딩

이론적으로 차분 인코딩은 STBC 인코딩 후에 있지만(즉, STBC 행렬 H_x,i가 계산된 후에 H_z,i가 계산됨), 실제, 이들 단계는 역순으로 행해질 수 있다. 역순으로 수행하는 주요 이점은 STBC 인코딩 처리가 통합될 수 있다는 점이며, 이는 구현하기에 매우 단순하고 용이하다는 점이다. 보다 상세히 설명하면, 우선, x_1,i와 x_2,i로부터 z_1,i와 z_2,i를 산출한 후 z_1,i와 z_2,i를 STBC 인코딩될 데이터 스트림으로 펑쳐(puncture) 또는 삽입할 수 있다. 성분 z_1,i와 z_2,i는 다음과 같이 계산될 수 있다.

상기 등식은 D-STBC 인코더에 대하여 요구되는 유일한 연산이며, 여기서 어떤 행렬 연산도 포함되지 않는다. 결과적인 행렬 H_z,i의 한 행, 즉, z_1,i와 z_2,i는 하나의 안테나로 전송되고, 다른 행은, 즉, -z^. _2,i, z^. _1,i는 다른 안테나에 의해 전송된다.

디코딩

차분 인코딩 STBC 코드의 디코딩은 어떤 채널 추정도 필요하지 않음을 감안 하면 STBC 디코딩 자체 보다 훨씬 간단한 하나의 단계로 단순화될 수 있다. 여기서의 모든 계산은 주파수 도메인에서 실행되고, 따라서, 전송 신호와 채널 간의 관계는 컨벌루션 보다는 승산이다.

정의

°m: 시간상 OFDM 심볼 인덱스

°i: OFDM 채널 추정 인덱스 = 2m

°k: OFDM 서브캐리어 인덱스

°x_1,i: STBC 블록 H_x,i를 형성하는 제1 PSK 심볼

°x_2,i: STBC 블록 H_x,i를 형성하는 제2 PSK 심볼

°y_j(m): 안테나 j=1,2에서 수신된 신호

시간 m과 m+1에서 전송된 STBC 코딩 신호는 (즉, 차분 인코더 이전에),

여기서, 열 번호는 공간 도메인에 있고, 행 번호는 시간 도메인에 있다. 그 관계는 서브캐리어 기반에서 유효하다.

차분 디코딩을 사용하면, STBC 블록 인덱스에 대하여 두개의 수신 안테나에서 수신된 신호는 각 서브 캐리어에 대하여 다음과 같이 표현될 수 있다(서브캐리 어 인덱스는 미도시), 여기서, m=2i

상기 2개의 등식으로부터, x_1,i와 x_2,i의 최대 가능성 신호는 다음과 같이 획득될 수 있다.

또는 행렬 형태로는 다음과 같다.

블록도에 도시된 상기 행렬식은 도 8의 수신기 경로를 형성한다.

채널 추정

최종적으로 전송된 데이터가 D-STBC 인코딩되기 때문에, TPS가 성공적으로 디코딩된 후에는, 각 경로에 대한 채널 파라미터는 디코딩된 데이터를 재인코딩함으로써 추정될 수 있다. 이 결정 피드백 접근 방법은 분산 파일럿으로서 TPS를 이 용하는 주요 방법이다.

D-STBC 재인코딩 후에, x_1,i와 x_2,i에 대응하는 z_1,i와 z_2,i를 각각 획득하고, 수신기 안테나(1)를 형성하여,

상기 식을 풀면,

여기서,

유사한 방식으로, 수신기 안테나(2)에서 수신된 신호로부터 h₁₂(m,k)와 h₂₂(m,k)를 추정할 수 있다.

각 STBC 블록에 대하여, 이 구간 동안 채널이 대략 동일하다는 가정으로 현재 시간에 대한 일련의 채널 정보 만을 얻을 수 있다는 점이 주목될 필요가 있다. 이전에 지적된 바와 같이, 이 조건은 용이하게 충족될 수 있다. 또한, 이 모두는 파일럿/TPS 데이터의 STBC 블록을 전송하는데 사용되는 각각의 서브캐리어에 대하 여 행해진다.

상술한 것은 본 발명의 원리의 응용을 단지 예시할 뿐이다. 다른 배치 및 방법이 본 발명의 취지 및 범위를 벗어나지 않으면서 당업자에 의해 구현될 수 있다.

Claims

소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑(constellation mapping)하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 전송한 채널의 품질을 측정하는 채널 품질 측정 장치로서,

품질이 측정되는 채널을 통해 수신 심볼의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 수신 심볼의 시퀀스에 대한 심볼 디매핑을 수행하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 심볼 디매퍼(symbol demapper);

상기 심볼 디매퍼에 의해 생성된 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 소프트 디코더;

상기 소프트 디코더에 의해 생성된 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드를 이용하여 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 인코더; 및

상기 심볼 디매퍼의 출력으로부터 직접 나온 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 인코더에 의해 생성된 상기 재인코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 재인코딩된 출력 시퀀스 간의 상관을 결정하여 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 상관기

를 포함하며,

상기 장치는, 적절한 코딩 레이트 및 변조를 결정하고 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 적용하는 데 사용하기 위한 상기 채널 품질 표시기를 송신기에 피드백하는, 채널 품질 측정 장치.
제1항에 있어서,

상기 심볼 디매퍼는 QPSK 심볼 디매핑을 수행하는, 채널 품질 측정 장치.
제1항에 있어서,

상기 심볼 디매퍼는 유클리드 거리 조건부 LLR 심볼 디매핑(Euclidean distance conditional LLR symbol demapping)을 수행하는, 채널 품질 측정 장치.
소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 전송한 채널의 채널 품질을 측정하는 방법으로서,

품질이 측정되는 채널을 통해 수신 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계;

상기 수신 심볼의 시퀀스를 심볼 디매핑하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드를 이용하여 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 재인코딩된 출력 시퀀스와 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 상관시켜 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 단계

를 포함하는 채널 품질 측정 방법.
제4항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 심볼 디매핑은 QPSK 심볼 디매핑인, 채널 품질 측정 방법.
제4항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 심볼 디매핑은 유클리드 거리 조건부 LLR 심볼 디매핑을 포함하는 채널 품질 측정 방법.
인코딩되고 성좌 매핑된 소스 데이터 성분 시퀀스를 포함하는 OFDM 심볼의 시퀀스를 전송한 OFDM 채널의 OFDM 채널 품질을 측정하는 방법으로서,

품질이 측정되는 OFDM 채널을 통해 OFDM 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계;

상기 수신 심볼의 시퀀스를 심볼 디매핑하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 관련된 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드를 이용하여 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계; 및

상기 재인코딩된 출력 시퀀스와 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 상관시켜 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 단계

를 포함하는 OFDM 채널 품질 측정 방법.
제7항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 심볼 디매핑은 QPSK 심볼 디매핑인, OFDM 채널 품질 측정 방법.
제7항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 심볼 디매핑은 유클리드 거리 조건부 LLR 심볼 디매핑을 포함하는 OFDM 채널 품질 측정 방법.
제7항에 있어서,

상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계는, 상기 소프트 데이터 성분 결정의 이력을 사용하는 단계와 상기 채널 상에 전송된 심볼의 시퀀스의 인코딩에 관한 정보를 사용하는 단계를 더 포함하는 OFDM 채널 품질 측정 방법.
통신 시스템으로서,

소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 채널을 통해 전송하는 송신기; 및

수신기를 포함하되,

상기 수신기는,

a) 상기 채널을 통해 수신 심볼의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 수신 심볼의 시퀀스에 대한 심볼 디매핑을 수행하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 심볼 디매퍼;

b) 상기 심볼 디매퍼에 의해 생성된 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 소프트 디코더;

c) 상기 소프트 디코더에 의해 생성된 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드로 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 인코더; 및

d) 상기 심볼 디매퍼의 출력으로부터 직접 나온 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 인코더에 의해 생성된 상기 재인코딩된 출력 시퀀스를 입력으로 수신하고, 상기 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스와 상기 재인코딩된 출력 시퀀스 간의 상관을 결정하여 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 상관기

를 포함하고,

상기 수신기는 상기 채널 품질 표시기를 상기 송신기에 피드백하며,

상기 송신기는 상기 채널 품질 표시기를 사용하여 적절한 코딩 레이트 및 변조를 결정하고 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 적용하는, 통신 시스템.
제11항에 있어서,

상기 심볼 디매퍼는 QPSK 심볼 디매핑을 수행하는, 통신 시스템.
제11항에 있어서,

상기 심볼 디매퍼는 유클리드 거리 조건부 LLR 심볼 디매핑을 수행하는, 통신 시스템.
적응형 변조 및 코딩 방법으로서,

소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩 및 성좌 매핑하여 생성되는 심볼의 시퀀스를 채널을 통해 전송하는 단계;

상기 채널을 통해 수신 심볼의 시퀀스를 수신하는 단계;

상기 수신 심볼의 시퀀스를 심볼 디매핑하여 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 디코딩하여 디코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 소스 데이터 성분 시퀀스를 인코딩할 때 사용된 코드와 동일한 코드를 이용하여 상기 디코딩된 출력 시퀀스를 재인코딩하여 재인코딩된 출력 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 재인코딩된 출력 시퀀스와 버퍼링되지 않은 소프트 데이터 성분 결정의 시퀀스를 상관시켜 채널 품질 표시기 출력을 생성하는 단계;

상기 채널 품질 표시기를 전송하는 단계; 및

상기 채널 품질 표시기를 사용하여 적절한 코딩 레이트와 변조를 결정하고 상기 소스 데이터 성분 시퀀스에 적용하는 단계

를 포함하는 적응형 변조 및 코딩 방법.
제14항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 상기 심볼 디매핑은 QPSK 심볼 디매핑인, 적응형 변조 및 코딩 방법.
제14항에 있어서,

상기 수신 심볼의 시퀀스의 상기 심볼 디매핑은 유클리드 거리 조건부 LLR 심볼 디매핑을 포함하는 적응형 변조 및 코딩 방법.
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
컴퓨터 판독가능 기억 매체를 포함하는 제조물로서,

상기 컴퓨터 판독가능 기억 매체는 제1항의 방법을 실행하는 명령어들을 포함하는 제조물.
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제
삭제