CN100390002C - 电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明的电动动力转向装置，具有：三相线(U、V、W相)；三相电动机(4)；半导体开关元件(3a)。这里，三相线(U、V、W相)分别与三相电动机(4)连接。又，半导体开关元件(3a)是3个，对于每个相线(U、V、W相)各配设1个。故在具有与三相线连接的三相电动机的电动动力转向装置中，提供能将各相线的通电时的电阻值作成相互相等的电动动力转向装置。

Description

电动动力转向装置

技术领域

本发明涉及电动动力转向装置，尤其涉及具有用于减轻转向的操纵力的三相电动机的电动动力转向装置。

背景技术

电动动力转向装置，是利用电动机的驱动力能对驾驶者的方向盘操纵力进行辅助的装置。又，搭载了该电动动力转向装置的车辆，一般正在普及。

通过搭载电动动力转向装置，转向的动作变得轻快，驾驶者就不需要以大的力进行转向操作。

作为获得构成电动动力转向装置的电动机的驱动力的技术，在专利文献1中有这样的记载。

在专利文献1所揭示的发明中，在电桥电路(例如，利用MOS-FET所构成的三相电桥电路)的输入端子之间连接着电池。又，在该电桥电路的输出端子之间连接着三相电动机。

又，在上述结构中，还存在在电桥电路的输出端子与三相电动机之间、配设有继电器电路的技术。这里，该继电器电路，是对电桥电路与三相电动机之间的电流进行供给和截止用的电路。另外，在利用三相电动机驱动的电动动力转向装置中，为了抑制结构的大型化，将机械式的继电器电路配设在三相线中、任何的二相线上。

通过仅在该二相线上配设机械式的继电器电路，就能对所有三相线上的电流的通电·截止进行控制。

[专利文献1]日本专利特开平11-155297号公报

但是，在由上述的三相电动机驱动的电动动力转向装置中，存在以下所述的问题。

第一，需要进行比较大的电流(数十A～100A程度)的通电、截止，如是机械式继电器，则需要将电流路径及接点容量作成足够大，又，由于具有使可动接点进行摆动的足够大小的线圈，故存在不能忽视机械式继电器的占有面积的程度的问题。

因上述第一问题，在小型的控制装置、尤其在车载用控制装置中，要搭载包括机械式的继电器电路在内的电动动力转向装置是有困难的。

第二，存在对于各相线在通电时的电阻值产生偏差的问题。即，在三相线中、仅在二相线上配设机械式的继电器电路，在剩余的一相线上未配设机械式的继电器电路。因此，在配设着机械式继电器电路的线与未配设的线之间，对于通电时的电阻值产生差异。

因上述第二问题，驾驶者在进行转向的操纵时有时会感到微小的振动及噪音。

第三，还存在机械式的继电器电路在成为ON状态下、往往不能回复至OFF状态的问题。这是由于对于机械式的继电器电路反复地进行多次的ON/OFF动作而使发生继电器熔接的可能性增大的缘故。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供能抑制各相线在通电时电阻的偏差、能实现小型化的电动动力转向装置。

为了达到上述目的，本发明中技术方案1所述的电动动力转向装置，具有：三相线；接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机；通过所述三相线而与所述三相电动机连接、将直流电压变换成交流电压而对所述三相电动机进行驱动的电压型变换电路；在所述三相线的所有三相上分别配设的、将向所述三相电动机的通电进行截止的半导体开关元件，利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助。

又，技术方案3所述的电动动力转向装置，具有：将直流电压变换成交流电压的电压型变换电路；接受所述电压型变换电路的输出的三相线；接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机；在所述三相线的规定的相上配设的、将向所述三相电动机的通电进行截止的半导体开关元件；生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压的升压电路，利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助，所述升压电路，通过使用来自所述电压型变换电路的输出信号进行升压动作，生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压。

本发明中技术方案1所述的电动动力转向装置，由于具有：三相线；接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机；通过所述三相线而与所述三相电动机连接、将直流电压变换成交流电压而对所述三相电动机进行驱动的电压型变换电路；在所述三相线的所有三相上分别配设的、将向所述三相电动机的通电进行截止的半导体开关元件，并利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助，故能抑制各相线在通电时产生电阻值偏差的情况。因此，不会在进行转向的操纵时发生微小的振动及噪音。又，作为半导体开关元件采用MOS-FET。该场合，在各相线上仅配设1个MOS-FET，就能将各相线上的电流进行截止。因此，不仅能减少构件的个数，与在一相线上配设了2个MOS-FET时相比，能将一相线通电时的电阻值抑制成较低。

又，技术方案3所述的电动动力转向装置，由于具有：将直流电压变换成交流电压的电压型变换电路；接受所述电压型变换电路的输出的三相线；接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机；在所述三相线的规定的相上配设的、将向所述三相电动机的通电进行截止的半导体开关元件；生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压的升压电路，并利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助，所述升压电路，通过使用来自所述电压型变换电路的输出信号进行升压动作，生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压，故不需要另外生成向升压电路输入用的脉冲信号。即，在技术方案3的发明中，利用从电压型变换电路输出的信号，并将该信号直接地向升压电路输入。因此，能省略多余的电路。

附图说明

图1是表示本发明的电动动力转向装置结构的方框图。

图2是表示电压型变换电路结构的图。

图3是表示输入升压电路的脉冲信号的发生机构的图。

图4是表示输入升压电路的脉冲信号的发生机构的图。

图5是表示实施例2的电动动力转向装置结构的电路图。

图6是表示电路中的各连接点的电压的形态的图。

图7是表示电路中的各连接点的电压的形态的图。

图8是表示实施例3的电动动力转向装置结构的电路图。

图9是表示对半导体开关元件仅配设在二相上的结构的图。

具体实施方式

本发明的电动动力转向装置，作为电流截止电路，不是用机械式继电器，而是以使用半导体开关元件为特征。

但是，如以往技术中说明的那样，机械式继电器，仅配设在二相线上。通过将该机械式的继电器电路置换成半导体开关元件(例如，功率用途的MOS-FET)，就能解决在以往技术中所记载的第1和第3个问题。

但是，在将机械式的继电器电路置换成半导体开关元件的场合，也还不能解决第2个问题。

又，使用将半导体开关元件仅配设在二相线上的结构，为了将所有线上的电流完全截止，需要采用以下所示的结构。作为半导体开关元件，采用功率用途的MOS-FET。于是，如图9所示，对于一相线需要串联地配设2个MOS-FET3a。这是由于以下的理由。

在功率用途的MOS-FET3a上，通常，形成有体二极管。因此，若一相线上仅设置1个MOS-FET3a，则即使MOS-FET3a为OFF的状态，电流也向该体二极管的顺方向进行流动的缘故。

因此，为了将一相线上的双方向的电流完全地截止，要使体二极管的方向成为相互反向状态地、在该一相线上需要串联地配设2个MOS-FET3a。

可是，通过将机械式的继电器电路置换成半导体开关元件(例如，功率用途的MOS-FET3a)，需要对一相线配设2个MOS-FET3a，例如，在作为半导体开关元件采用功率用途的MOS-FET3a的场合，需要4个MOS-FET3a。

又，为了控制N型的MOS-FET3a的开关动作，需要比后面记载的固定电位Vb足够高的电压的控制信号。为了生成该控制信号，需要设置脉冲振荡电路、驱动电路和升压电路。

这里，驱动电路，是将从脉冲振荡电路输出的脉冲信号变换成升压电路所需的电压的脉冲信号的电路。又，升压电路，是将从所述驱动电路输出的脉冲电压与直流电压(固定电压)Vb叠加而产生出对于使N型MOS-FET进行开关动作足够的电压的电路。

这样，为了控制N型的MOS-FET3a的开关动作，需要许多电路。

如上所述，在仅将机械式的继电器电路置换成半导体开关元件(例如，MOS-FET3a)的场合，除了第2个问题以外，还会新产生开关元件的数目增多的问题、配设了MOS-FET3a的各相线的ON电阻增大的问题和电路个数增加的问题。

因此，在本发明中，创作了以下实施形态的电动动力转向装置。以下，根据表示该实施形态的附图对本发明进行具体说明。

[实施形态1]

图1表示本实施形态的利用3相驱动的电动动力转向装置的主要部分。

如图1所示，本实施形态的电动动力转向装置，具有：CPU(CentralProcessing Unit)1、电压型变换电路2、电流截止电路3、三相电动机4、开关电路5和升压电路6。

CPU1，是发送驱动电压型变换电路2的第一PWM(Pulse WidthModulation)脉冲信号的电路。

电压型变换电路2，是将直流电压变换成交流电压的电路。又，电压型变换电路2，是将第一PWM脉冲变换成对于驱动后段的三相电动机4适当的第二PWM脉冲的电路。第二PWM脉冲分别从U相、V相、W相输出。图2表示典型的电压型变换电路2的电路结构。

如图2所示，电压型变换电路2，具有FET(Field Effect Transistor)驱动电路2a和三相FET电桥2b。FET驱动电路2a，是将来自CPU1的第一PWM脉冲的电压上升至对于驱动后段的三相FET电桥2b所需的电压的电路。

又，三相FET电桥2b，由6个半导体开关元件和6个自由旁通(日文：フリ一ホイ一ル)二极管构成。又，在固定电位Vb与接地之间，连接着三相的臂(日文：ア一ム)。并且，在各臂上串联地连接着2个半导体开关元件。

电流截止电路3，由3个半导体开关元件3a构成。在将电压型变换电路2与三相电动机4连接的各相线上各配设有1个半导体开关元件3a。即，半导体开关元件3a，在三相线的各线上分别配设1个。

三相电动机4，是对驾驶者操纵转向装置的力进行辅助的装置。利用该三相电动机4的驱动力，能使驾驶者以轻的力操纵转向装置。

开关电路5，是对半导体开关元件3a的开关动作(ON/OFF)进行控制的电路。

升压电路6，是利用规定的升压动作生成对半导体开关元件3a的开关进行控制的电压的电路。

具体地说，升压电路6，在生成对半导体开关元件3a的开关进行控制的电压时，使用与电压型变换电路2连接的固定电位Vb和来自电压型变换电路2的输出信号。并且，升压电路6通过进行后述的升压动作生成对半导体开关元件3a的开关进行控制的电压。

图1所示的电动动力转向装置的连接关系如下所述。

CPU1与电压型变换电路2连接着。电压型变换电路2通过U、V、W相线与三相电动机4连接着。在各相线上各配设有1个半导体开关元件3a。又，电压型变换电路2被配设在固定电位Vb与接地之间。

又，通过将各相线的中途进行分支，电压型变换电路2与分支对方的升压电路6连接。又，升压电路6，与开关电路5连接着。开关电路5也与CPU1和电流截止电路3(具体地是各半导体开关元件3a)连接着。

接着，对图1所示的电动动力转向装置的动作进行说明。

从CPU1对于电压型变换电路2输出第一PWM脉冲。第一PWM脉冲的脉冲宽度(负载比)，被设定成对于驱动三相电动机4所需的最适当的宽度。该脉冲宽度的设定，通过对流过三相电动机4的电流值的监视来进行。

第一PWM脉冲，在图2所示的FET驱动电路2a中，将电压电平放大。具体地说，将第一PWM脉冲的电压电平放大至能使构成后段的三相FET电桥2b的半导体开关元件ON的足够的电压电平。

将该电压电平进行放大后的第一PWM信号向后段的三相FET电桥2b输出。

并且，利用将电压电平放大后的第一PWM信号，能进行构成三相FET电桥2b的各半导体开关元件的开关控制。各半导体开关元件的开关动作的结果，电压型变换电路2通过U相、V相、W相线输出第二PWM脉冲。

上述各半导体开关元件的开关控制，为了驱动三相电动机4而在所需的时间中进行。另外，第二PWM脉冲的电压电平，是从0V至固定电位Vb的电压电平。

并且，将电流截止电路3作成处于通电状态(即，各半导体开关元件3a为ON状态)。该场合，从电压型变换电路2输出的第二PWM信号向三相电动机4输入，并且，利用驱动三相电动机4而发生的驱动力对驾驶者的转向的操纵力进行辅助。

又，将电流截止电路3作成处于截止状态(即，各半导体开关元件3a为OFF状态)。例如，在对于搭载着电动动力转向装置的车体发生事故、需要使对转向装置进行操纵的辅助力成为无效的场合，作成上述截止状态。

在截止状态的场合，从电压型变换电路2所输出的第二PWM信号，不向三相电动机4输入，不能从三相电动机4获得驱动力。

接着，对于使半导体开关元件3aON或OFF之前的动作进行说明。

在升压电路6中，利用从任1个相线所获得的第二PWM脉冲，进行规定的升压处理。即，为了能进行半导体开关元件3a的开关控制而进行电平移动(日文：レベルシフト)。

但是，在开关电路5中，从CPU1输入与“通电”或“停止”对应的信号。

假设开关电路5接收到了与“通电”对应的信号。该场合，在升压电路6中进行电平移动后的电压，通过开关电路5向半导体开关元件3a输入。

通过进行了该电平移动后的电压的输入，即使半导体开关元件3a为N型的MOS-FET、也能进行其ON控制。因此，各相线成为通电状态，就能进行三相电动机4的驱动。

相比之下，假设开关电路5接收了与“截止”对应的信号。该场合，在升压电路6中进行了电平移动后的电压，通过在开关电路5中进行截止，不会将该电压向半导体开关元件3a输入。

进行了该电平移动后的电压，由于不向半导体开关元件3a输入，故能将半导体开关元件3a进行OFF控制。因此，各相线成为截止状态，就能停止三相电动机4的驱动。

如上所述，在本实施形态的电动动力转向装置中，分别在U、V、W相上各配设1个半导体开关元件3a。

由此，能抑制各相线的通电时的电阻值产生偏差的情况。因此，能抑制因三相电流的不平衡产生的、转向装置的操纵时的微小的振动及噪音的发生。

又，作为半导体开关元件3a，采用功率用途的N型MOS-FET。

该场合，如上面已说明的那样，仅在二相线上配设MOS-FET，为了将所有相线上的电流截止，需要对一相线串联地配设2个MOS-FET。

然而，在采用本实施形态的电动动力转向装置的场合，在各相线上仅配设1个MOS-FET，就能将各相线上的电流截止。

原因是，在功率用途的MOS-FET中，通常包含体二极管。是由于通过使该体二极管的方向在各相线上都凑成相同的方向(例如，在从电压型变换电路2向三相电动机4的方向上将各体二极管凑成顺方向)，即使流过流向三相电动机4的电流，也能将从三相电动机4输出的电流截止的缘故。

在图9所示的结构中，在将功率用途的MOS-FET3a用于半导体开关元件3a的场合，需要4个MOS-FET3a。但是，通过采用本实施形态的电动动力转向装置，即使将功率用途的MOS-FET用于半导体开关元件3a，也能将MOS-FET的数目减少成3个。

另外，在本实施形态的电动动力转向装置中，在将功率用途的MOS-FET配设在一相线上的场合，只要将1个MOS-FET配设在一相线上就可以。

因此，与如图9所示、将2个功率用途的MOS-FET配设在一相线上时相比，本实施形态能将一相线的通电时的电阻值抑制成较低。

又，作为生成控制半导体开关元件3a的开关的信号的方法，有使用图3、4所示电路的方法。

即，在图3、4中，在脉冲振荡电路100或CPU400中，发送规定的脉冲信号。并且，在驱动电路200中，使脉冲的电压电平增大(在图3、4中将电压电平增大至Vb)。并且，在升压电路300中，使用电压电平增大后的脉冲信号来进行升压动作。

但是，在本实施形态的电动动力转向装置中，取代上述脉冲信号，将从电压型变换电路2输出的第二PWM脉冲向升压电路6输入。即，利用第二PWM脉冲生成对半导体开关元件3a的开关进行控制的电压。

因此，从与图3、4的比较可知，在本实施形态中，能省略脉冲振荡电路100、驱动电路200等的构件。

另外，将本实施形态的电动动力转向装置的具体的电路结构记载在以下的实施形态中。

[实施形态2]

图5表示实施形态2的电动动力转向装置的具体结构。在图5中，与各相线对应地分别设置开关电路5和升压电路6。又，成为对各升压电路6，输入第二PWM脉冲和固定电位Vb的结构。因此，利用第二PWM脉冲和固定电位Vb，在升压电路6中能生成进行半导体开关元件3a的开关控制的电压。

三相FET电桥2b的前段的电路结构(包括三相FET电桥2b自身)，因与图1、2相同，故省略说明。另外，由于各相线的电路结构互相是相同的，故仅对U相线的结构进行说明。

如图5所示，作为半导体开关元件3a，采用功率用途的N型MOS-FET。以下，对半导体开关元件3a采用功率用途的N型MOS-FET3a的场合进行讨论。

又，作为开关电路5采用晶体管。以下，将开关电路5作成晶体管5进行讨论。

又，升压电路6，利用二极管6a、6c和电容器6b、6d来构成。

接着，对图5所示的半导体开关元件(MOS-FET)3a、开关电路(晶体管)5和升压电路6的动作进行说明。首先，对晶体管5为OFF状态的场合(各相线的导通状态)进行说明。

该场合，CPU1向该晶体管5的基极输出将晶体管5作成OFF状态的信号“L”。

从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲为固定电位Vb(高)。

该场合，位于MOS-FET3a的前段的连接点A的电压成为Vb。图6(a)表示这时的连接点A的脉冲的形态。

又，从连接点A经过电容器6b的连接点B的电压成为下面的值。

即，在连接点A的电压为0V时，连接点B的电压，为从固定电位Vb扣除二极管6a的顺方向的上升电压v1(例如，为0.7V程度)的Vb-v1。在该状态下，将电压Vb施加在连接点A上。于是，利用充电激励(日文：チヤ一ジボンビング)，连接点B的电压成为2Vb-v1。图6(b)表示这时的连接点B的脉冲的形态。

又，从连接点B经过二极管6c向充电电容器6d充电的电压(即，连接点C的电压)，为从连接点B的电压2Vb-v1扣除二极管6c的顺方向的上升电压v2(例如，为0.7V程度)的2Vb-v1-v2。图6(c)表示这时的连接点C的电压的形态。

晶体管5为OFF状态，将二极管6c配设成从连接点C看为反方向。因此，在充电电容器6d中充电后的电荷几乎上不放电。

利用以上的升压电路6的动作，能生成第二PWM脉冲电压的大致2倍的升压电压。

但是，半导体开关元件3a使用N型的MOS-FET3a。因此，通过MOS-FET3a的栅极电极基本上无电流流动。因此，在MOS-FET3a的栅极电极上的电压(即，在连接点D上的电压)大致与连接点C的电压相同。图6(d)表示这时的连接点D的电压的形态。

如上所述可知，MOS-FET3a的源极电压(即，连接点A的电压)为Vb(高)，栅极电压(即，连接点D的电压)为2Vb-v1-v2。利用上述源极-栅极电极间电压能将N型的MOS-FET3a作成ON。由此，能通过各相线将从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲向三相电动机4供给。

接着，从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲作为接地电位0V(低)。

该场合，位于MOS-FET3a的前段的连接点A的电压为0V。图7(a)表示这时的连接点A的脉冲的形态。

又，连接点B的电压，由于消除了利用电容器6b后的充电激励，故为Vb-v1(V)。图7(b)表示这时的连接点B的脉冲的形态。

可是，晶体管5为OFF状态，二极管6c为从连接点C看的反方向。因此，向充电电容器6d充电后的电荷，基本上不放电。即，连接点C的电压为保持2Vb-v1-v2的状态。图7(c)表示这时的连接点C的电压的形态。

如上所述，未配设有齐纳(日文：ツエナ)二极管20，对于MOS-FET3a的栅极电极(连接点D)施加连接点C的电压。

这样，由于连接点A的电压现在为0V，故在N型的MOS-FET3a的源极-栅极电极间，就施加2Vb-v1-v2的电压。在将该电压施加在源极-栅极电极间的场合，有可能会损坏N型的MOS-FET3a。

因此，在图5所示的电路图中，齐纳二极管20被配设在MOS-FET3a的源极-栅极电极间。因该齐纳二极管20的存在，在连接点D上就施加齐纳二极管20的击穿电压Vz。图7(d)表示这时的连接点D的电压的形态。

这里，需要将该击穿电压Vz设定成不产生MOS-FET3a的损坏程度的电压。又，该电压Vz，作成能将MOS-FET3a作成ON的、足够的电压。

由此，MOS-FET3a的源极-栅极电极间的电位差为Vz，能防止MOS-FET3a的损坏。因此，能不使MOS-FET3a损坏地将该MOS-FET3a作成ON。

由此，能通过各相线将从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲向三相电动机4供给。

接着，对晶体管5为ON状态的场合(各相线的截止状态)进行说明。

该场合，CPU1，将晶体管5作成ON状态的信号“H”向该晶体管5的基极输出。另外，这时向晶体管5的基极供给的电流，对于将该晶体管5作成ON是足够的。

将晶体管5作成ON时，集电极-发射极间的电压大致成为0V。因此，利用充电电容器6d充电后的电荷，通过晶体管5向接地进行放电。

通过将充电电容器6d的电荷进行放电，连接点D的电压也大致成为0V。因此，在各相线上流动的第二PWM脉冲的电压值为Vb的场合，在MOS-FET3a的源极上，就施加比栅极电极高的电压，又，在第二PWM脉冲的电压值为0V的场合，MOS-FET3a的源极电极与栅极电极的电压成为大致相同。

由此，不管在各相线上流动的第二PWM脉冲的电压值如何，MOS-FET3a成为OFF状态。即，来自各相线的第二PWM脉冲，不向三相电动机4供给。

另外，为了使三相电动机4的驱动完全地停止，需要使在所有三相线上的电流截止。这是由于功率用途的MOS-FET3a通常具有体二极管，即使例如MOS-FET3a为OFF状态、电流也向该体二极管的顺方向流动的缘故。

例如，假设在V相或W相线上未将电流截止。在该状态下，若从三相FET电桥2b将电压Vb的第二PWM脉冲向U相线输出，则利用寄生于MOS-FET3a中的体二极管，从U相线向三相电动机4供给电流。

因此，通过U相线→V相线、或U相线→W相线的电流路径将电流向三相电动机4供给。因此，不能使三相电动机4的驱动完全停止。

因此，为了使三相电动机4完全停止，在各相线上各配设1个功率用途的MOS-FET3a。并且，使该MOS-FET3a具有的体二极管的方向都凑成相同的方向。

由此，通过仅配设3个MOS-FET3a、将各MOS-FET3a同时作成OFF状态，就能将在所有三相线上的电流截止。

[实施形态3]

图8表示实施形态3的电动动力转向装置的具体结构。在图8中，设有作为各相线共用的开关电路5和升压电路6。即，在图8所示的电动动力转向装置中，仅各配设1个开关电路5和升压电路6。该1个升压电路6的输出与各个半导体开关元件3a分别连接着。

又，在升压电路6中，成为输入第二PWM脉冲和固定电位Vb的结构。因此，利用第二PWM脉冲和固定电位Vb，能在升压电路6中生成对半导体开关元件3a的开关进行控制的电压。

三相FET电桥2b的前段的电路结构(包括三相FET电桥2b自身)，由于与图1、2相同而省略说明。另外，在图8中，为了简单化而未图示FET驱动电路，但在实际的电路中被配设在三相FET电桥2b的前段。

如图8所示，作为半导体开关元件3a，采用功率用途的N型的MOS-FET。以下，对将半导体开关元件3a作成功率用途的N型的MOS-FET3a进行讨论。又，作为开关电路5采用晶体管。以下，将开关电路5作成晶体管5进行讨论。

又，升压电路6，由二极管6a、6c、6g；电容器6b、6d；电阻6e和晶体管6f构成。

接着，对图8所示的半导体开关元件(MOS-FET)3a、开关电路(晶体管)5和升压电路6的动作进行说明。首先，对晶体管5为OFF状态的场合(各相线的导通状态)进行说明。

该场合，CPU1，将晶体管5作成OFF状态的信号“L”向该晶体管5的基极输出。

从三相FET电桥2b所输出的、向U相线流动的第二PWM脉冲，作成为固定电位Vb(高)。

该场合，位于MOS-FET3a的前段的连接点A的电压为Vb。图6(a)表示这时的连接点A的脉冲的形态。

又，从连接点A经过电容器6b的连接点B的电压，如实施例2中说明的那样，成为2Vb-v1(V)。图6(b)表示这时的连接点B的脉冲的形态。

又，即使在从连接点B经过二极管6c向充电电容器6d充电的电压(即，连接点C的电压)中，与实施例2同样，也为2Vb-v1-v2(V)。图6(c)表示这时的连接点C的电压的形态。

利用以上的升压电路6的动作，能生成第二PWM脉冲电压的大致2倍的升压电压。

并且，在充电电容器6d中所充电的2倍升压电压，通过电阻6e向晶体管6f的基极输入。

晶体管6f的集电极电压，与连接点C为同电位，即为2倍升压电压。又，晶体管6f的发射极电压，比2倍升压电压足够低。因此，将晶体管6f作成ON。另外，如上所述，现在晶体管5为OFF状态。

由此，在配设于各相线上的MOS-FET3a的栅极(即，连接点D1、D2、D3)上，输入在充电电容器6d中所充电的电压(即，2倍升压电压)。

如上所述可知，MOS-FET3a的源极电压(即，连接点A的电压)为Vb(高)，栅极电压(即，连接点D1、D2、D3的电压)为2Vb-v1-v2(实际上，比该电压稍低)。

利用上述源极-栅极电极间电压能将N型的各MOS-FET3a作成ON。由此，能通过各相线将从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲向三相电动机4供给。

接着，从三相FET电桥2b所输出的、向U相线流动的第二PWM脉冲作成为接地电位0V(低)。

该场合，位于N型的MOS-FET3a的前段的连接点A的电压为0V。图7(a)表示这时的连接点A的脉冲的形态。

又，连接点B的电压，由于消除了利用电容器6b后的充电激励，故为Vb-v1(V)。图7(b)表示这时的连接点B的脉冲的形态。

可是，晶体管5为OFF状态，二极管6c被配设成从连接点C看的反方向。因此，向充电电容器6d充电后的电荷，基本上不流动。即，连接点C的电压为保持2Vb-v1-v2的状态。图7(c)表示这时的连接点C的电压的形态。

如上所述，在MOS-FET3a的栅极电极上输入连接点C的电压。这样，由于连接点A的电压现在为0V，故在N型的MOS-FET3a的源极-栅极电极间、施加2Vb-v1-v2的电压(实际上成为比该电压稍低)。

另外，如实施例2中说明的那样，为了防止MOS-FET3a的损坏，在图8所示的电路中，在每个相线上配设有齐纳二极管20。由此，连接点D1～D3的电位，为齐纳二极管20的击穿电压Vz。又，该电压Vz，为了将N型的MOS-FET3a作成ON而作成足够的电压。

因此，利用源极-栅极电极间的电压差(连接点A的电压与连接点D1～D3的电压之差)，能将N型的MOS-FET3a作成ON。由此，能将从三相FET电桥2b所输出的第二PWM脉冲通过各相线向三相电动机4供给。

接着，对晶体管5为ON状态的场合(各相线的截止状态)进行说明。

该场合，CPU1，将晶体管5作成ON状态的信号“H”向该晶体管5的基极输出。在晶体管5的集电极上施加了大致2倍升压电压。由此，将来自CPU1的“H”信号向晶体管5的基极输入时，将该晶体管5作成ON。

另外，这时向晶体管5的基极供给的电流，对于将该晶体管5作成ON是足够的。

将晶体管5作成ON时，晶体管6f的发射极的电压大致成为0V。又，利用充电电容器6d充电后的电荷，通过晶体管5向接地进行放电。由此，晶体管6f的基极电压大致成为0V，晶体管6f成为OFF状态。

可是，在晶体管5成为ON状态、晶体管6f成为OFF状态、趋于稳态(日文：定常)状态时，晶体管6f的发射极大致成为0V。这样，各连接点D1～D3的电位也大致成为0V。

从上述可知，各相线上的N型的MOS-FET3a的源极-栅极电极间电压，不是能将该N型的MOS-FET3a作成ON的电压。因此，各MOS-FET3a成为OFF。

因此，不管在各相线上流动的第二PWM脉冲的电压值如何，MOS-FET3a成为OFF状态，在各相线上流动的第二PWM脉冲，不向三相电动机4供给。

另外，如上所述，为了使三相电动机4的驱动完全地停止，需要使在所有三相线上的电流截止。

在上述实施形态中，谈到了在各相线上将分别配设半导体开关元件3a的结构与将来自电压型变换电路2的输出信号(第二PWM脉冲)向升压电路6输入的结构进行组合的情况。但是，也可以单独地采用上述各结构来构成电动动力转向装置。

即，采用在每个相线上配设半导体开关元件3a的结构，不将来自电压型变换电路2的输出信号输入升压电路6，代之于采用图3、4所示的结构。

另外，在该场合，不能省略脉冲振荡电路100、驱动电路200等的构件。但是，能防止各相线在通电时电阻值的偏差。

对此，采用将来自电压型变换电路2的输出信号向升压电路6输入的结构，不在每个相线上配设半导体开关元件3a，如图9所示，也可以采用仅在二相线上配设半导体开关元件3a的结构。又，在图9所示的结构中，为了完成向三相电动机4的电流的完全停止供给，故在一相线上配设2个MOS-FET(另外，体二极管的方向为互相反向)。

在该场合，不能防止各相线在通电时的电阻值的偏差。但是，能省略图3、4所示的脉冲振荡电路100、驱动电路200等的构件。

又，电压型变换电路2和半导体开关元件3a，也可以形成在同一基板上。由此，能使电路结构简单化、实现省空间化。又，在上述基板上也可以一起搭载开关电路5、升压电路6。由此，能实现电路整体的省空间化。

Claims (10)

1.一种电动动力转向装置，具有：

三相线(U、V、W)；

接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机；

通过所述三相线(U、V、W)而与所述三相电动机(4)连接、将直流电压变换成交流电压而对所述三相电动机进行驱动的电压型变换电路(2)，

其特征在于，还具有在所述三相线的所有的相上分别配设的、将向所述三相电动机的通电截止的半导体开关元件(3a)，

利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助。

2.如权利要求1所述的电动动力转向装置，其特征在于，还具有：

生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压的升压电路(6)，

所述升压电路，通过使用来自所述电压型变换电路的输出信号进行升压动作、生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压。

3.一种电动动力转向装置，具有：

将直流电压变换成交流电压的电压型变换电路(2)；

接受所述电压型变换电路的输出的三相线(U、V、W)；

接受来自所述三相线的电力供给而被驱动的三相电动机(4)，

其特征在于，还具有在所述三相线的规定的相上配设的、将向所述三相电动机的通电进行截止的半导体开关元件(3a)；

生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压的升压电路(6)，

利用所述三相电动机的驱动力对转向的操纵力进行辅助，

所述升压电路，通过使用来自所述电压型变换电路的输出信号进行升压动作、生成对所述半导体开关元件的开关进行控制的电压。

4.如权利要求1～权利要求3中任一项所述的电动动力转向装置，其特征在于，所述半导体开关元件是N型MOS-FET。

5.如权利要求2所述的电动动力转向装置，其特征在于，所述升压电路，分别与各所述半导体开关元件对应地各配设1个。

6.如权利要求3所述的电动动力转向装置，其特征在于，所述升压电路，分别与各所述半导体开关元件对应地各配设1个。

7.如权利要求2所述的电动动力转向装置，其特征在于，所述升压电路，对于所有的所述半导体开关元件仅配设1个。

8.如权利要求3所述的电动动力转向装置，其特征在于，所述升压电路，对于所有的所述半导体开关元件仅配设1个。

9.如权利要求2所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电压型变换电路包含有FET电桥，

所述FET电桥与所述半导体开关元件形成在同一基板上。

10.如权利要求3所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电压型变换电路包含有FET电桥，

所述FET电桥与所述半导体开关元件形成在同一基板上。

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