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Die
vorliegende Erfindung betrifft elektrische Servolenkvorrichtungen
und insbesondere eine elektrische Servolenkvorrichtung mit einem
Dreiphasenmotor zum Unterstützen
eines Lenkens.
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Eine
elektrische Servolenkvorrichtung unterstützt den Fahrer beim Lenken
durch Liefern einer Antriebskraft von einem Motor. Mit solchen elektrischen
Servolenkvorrichtungen versehene Fahrzeuge sind im allgemeinen Einsatz.
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Das
Vorsehen einer elektrischen Servolenkvorrichtung lässt zu,
dass das Lenken auf einfache Weise betrieben wird, um dadurch zuzulassen,
dass der Fahrer mit weniger Kraft lenkt.
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Techniken
zum Erhalten einer Kraft zum Antreiben von Motoren in elektrischen
Servolenkvorrichtungen enthalten diejenigen, die in der offengelegten
japanischen Patentanmeldung Nr. 11-155297 (1999) offenbart sind.
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Bei
der Erfindung des oben zitierten Patentdokuments ist eine Batterie
zwischen Eingangsanschlüssen
einer Brückenschaltung
(z.B. einer Dreiphasen-Brückenschaltung,
die aus MOS-FETs gebildet ist) angeschlossen. Ein Dreiphasenmotor
ist an Ausgangsanschlüsse
der Brückenschaltung
angeschlossen.
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Ebenso
gibt es Techniken, bei welchen bei der obigen Konfiguration Relaisschaltungen
zwischen Ausgangsanschlüssen
der Brückenschaltung und
dem Dreiphasenmotor angeordnet sind. Die Relaisschaltungen dienen
zum Zuführen
und zum Trennen von Strom zwischen der Brückenschaltung und dem Dreiphasenmotor.
Bei mit einem Dreiphasenmotor angetriebenen elektrischen Servolenkvorrichtungen
sind mechanische Relaisschaltungen nur an zwei der drei Phasenleitungen
vorgesehen, um eine Erhöhung
bezüglich
einer Größe der Vorrichtung
zu unterdrücken.
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Es
ist durch Vorsehen von mechanischen Relaisschaltungen nur an zwei
Phasenleitungen möglich,
eine Leitung und eine Trennung von Strömen auf allen der drei Phasenleitungen
zu steuern.
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Jedoch
haben solche mit einem Dreiphasenmotor angetriebene elektrische
Servolenkvorrichtungen die nachfolgenden Probleme.
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Zuerst
benötigen
die mechanischen Relais aufgrund der Notwendigkeit eines Leitens/Trennens von
relativ großen
Strömen
(um mehrere zehn Ampere bis 100 A) ausreichend große Strompfade
und Kontaktkapazitäten,
und die Spulen müssen
groß genug
bemaßt
sein, um die bewegbaren Kontakte zu bewegen, so dass die mechanischen
Relais einen signifikant großen
Bereich besetzen.
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Das
erste Problem macht es schwierig, elektrische Servolenkvorrichtungen
mit mechanischen Relaisschaltungen in Steuersystemen kleiner Größe vorzusehen,
und zwar insbesondere in Steuersystemen für einen Fahrzeugeinsatz.
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Als
zweites sind Widerstandswerte von einzelnen Phasenleitungen während eines
Leitens unterschiedlich. Mechanische Relaisschaltungen sind nur
an zwei der drei Phasenleitungen vorgesehen, und zwar ohne mechanische
Relaisschaltung an der übrigen
einen Phasenleitung. Dies verursacht einen Widerstandswertunterschied
während
eines Leitens zwischen den Leitungen, die mit mechanischen Relaisschaltungen
versehen sind, und der Leitung ohne mechanische Relaisschaltung.
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Das
zweite Problem kann dazu führen,
dass der Fahrer leichte Vibrationen bzw. Schwingungen oder Geräusche während eines
Lenkens fühlt.
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Als
Drittes können
mechanische Relaisschaltungen in einem EIN-Zustand fixiert werden, was
sie unfähig
dazu macht, auf AUS zu schalten. Dies wird verursacht, weil Relais
verschweißt
werden können,
nachdem die mechanischen Relaisschaltungen wiederholt ein/aus-geschaltet
sind.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht im Bereitstellen einer
elektrischen Servolenkvorrichtung, die zu einer Größenreduktion
und einer Unterdrückung
einer Widerstandsänderung
zwischen Phasenleitungen während
eines Leitens fähig ist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung enthält eine
elektrische Servolenkvorrichtung drei Phasenleitungen, einen Dreiphasenmotor
und Halbleiter-Schaltelemente. Der Dreiphasenmotor wird durch eine
Versorgung mit Energie von den drei Phasenleitungen angetrieben.
Die Halbleiter-Schaltelemente sind
jeweils an allen der drei Phasenleitungen vorgesehen. Die Halbleiter-Schaltelemente
trennen eine elektrisches Leiten zum Dreiphasenmotor. Der Dreiphasenmotor
liefert eine Antriebskraft zum Unterstützen eines Lenkens.
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Es
ist möglich,
eine Widerstandswertvariation unter den Phasenleitungen während eines
Leitens zu unterdrücken.
Dies verhindert ein Auftreten von geringen Schwingungen bzw. Vibrationen
und Geräuschen
während
eines Lenkens. Wenn MOS-FETs als
die Halbleiter-Schaltelemente angenommen sind, genügt ein Vorsehen
eines einzigen MOS-FET auf jeder Phasenleitung zum Trennen eines
Stroms auf jeder Phasenleitung. Dies reduziert nicht nur die Anzahl
von Komponenten bzw. Bauteilen, sondern erniedrigt auch den Widerstandswert
auf einer Phasenleitung während
eines Leitens gegenüber
dem Fall, in welchem zwei MOS-FETs auf einer Phasenleitung vorgesehen
sind.
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Gemäß der Erfindung
enthält
eine elektrische Servolenkvorrichtung einen Inverter vom Spannungstyp,
drei Phasenleitungen, einen Dreiphasenmotor, Halbleiter-Schaltelemente und
eine Erhöhungsschaltung.
Der Inverter vom Spannungstyp wandelt eine Gleichspannung in eine
Wechselspannung um. Die drei Phasenleitungen empfangen eine Ausgabe
vom Inverter vom Spannungstyp. Der Dreiphasenmotor wird durch eine
Versorgung mit Energie von den drei Phasenleitungen angetrieben.
Die Halbleiter-Schaltelemente sind an gegebenen der drei Phasenleitungen
vorgesehen. Die Halbleiter-Schaltelemente trennen ein elektrisches
Leiten zum Dreiphasenmotor. Die Erhöhungsschaltung erzeugt eine Spannung
zum Steuern eines Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente. Der Dreiphasenmotor
stellt eine Antriebskraft zum Unterstützen eines Lenkens zur Verfügung. Die
Erhöhungsschaltung
erzeugt die Spannung zum Steuern eines Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente
durch Durchführen
einer Erhöhungsoperation
unter Verwendung eines Ausgangssignals vom Inverter vom Spannungstyp.
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Es
ist nicht nötig,
ein Impulssignal getrennt als eine Eingabe zur Erhöhungsschaltung
zu erzeugen. Das bedeutet, dass gemäß der Erfindung diesbezüglich eine
Signalausgabe vom Inverter vom Spannungstyp verwendet wird und direkt
zur Erhöhungsschaltung
eingegeben wird. Dies eliminiert die Notwendigkeit für eine zusätzliche
Schaltung.
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Diese
und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden
Erfindung klarer werden, wenn sie in Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen genommen
wird.
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Es
folgt eine kurze Beschreibung der Zeichnungen:
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1 ist
ein Blockdiagramm, das die Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration des Inverters vom Spannungstyp
zeigt;
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3 und 4 sind
Diagramme, die Systeme zum Erzeugen einer Impulssignaleingabe zur
Erhöhungsschaltung
darstellen;
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5 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung gemäß einem
zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel
zeigt;
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6 und 7 sind
Diagramme, die Spannungen an einem Knoten in der Schaltung zeigen;
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8 ist
ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung gemäß einem
dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel
zeigt; und
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9 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration zeigt, bei welcher Halbleiter-Schaltelemente
an nur zwei Phasen vorgesehen sind.
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Es
folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele.
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Die
elektrische Servolenkvorrichtung der vorliegenden Erfindung ist
dadurch gekennzeichnet, dass sie Halbleiter-Schaltelemente anstelle von mechanischen
Relais als Stromtrennschaltung verwendet.
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Wie
es früher
bezüglich
der herkömmlichen Techniken
angegeben ist, sind mechanische Relais nur an zwei Phasenleitungen
vorgesehen. Ein Ersetzen von mechanischen Relaisschaltungen durch Halbleiter-Schaltelemente
(z.B. Leistungs-MOS-FETs) löst
das erste und das dritte Problem, die bezüglich der herkömmlichen
Techniken beschrieben sind.
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Jedoch
bleibt noch das zweite Problem selbst dann ungelöst, wenn Halbleiter-Schaltelemente
anstelle mechanischer Relaisschaltungen verwendet werden.
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Ebenso
erfordert ein perfektes Trennen von Strömen auf allen Leitungen unter
Verwendung von Halbleiter-Schaltelementen, die nur an zwei Phasenleitungen
vorgesehen sind, die nachfolgende Konfiguration. Es soll angenommen
sein, dass Leistungs-MOS-FETs als die Halbleiter-Schaltelemente angenommen
sind. Dann müssen,
wie es in 9 gezeigt ist, zwei MOS-FETs 3a in
Reihe geschaltet auf jeder Phasenleitung angeordnet sein. Dies ist aufgrund
des nachfolgenden Grundes so.
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Normalerweise
sind Körper-
bzw. Flächendioden
in Leistungs-MOS-FETs 3a ausgebildet.
Demgemäß fließt dann,
wenn ein einziger MOS-FET 3a auf einer Phasenleitung angeordnet
ist, ein Strom in der Vorwärtsrichtung
der Flächendiode
selbst dann, wenn der MOS-FET 3a im Aus-Zustand ist.
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Demgemäß erfordert
ein perfektes Trennen eines Stroms in beiden Richtungen in einer
Phasenleitung ein Schalten von zwei MOS-FETs 3a in Reihe auf
dieser Phasenleitung, so dass die Flächendioden in entgegengesetzten
Richtungen sind.
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Somit
erfordert ein Einsetzen von Halbleiter-Schaltelementen (z.B. Leistungs-MOS-FETs 3a) für mechanische
Relaisschaltungen zwei MOS-FETs 3a auf jeder Phasenleitung,
so dass beispielsweise dann, wenn Leistungs-MOS-FETs 3a als
die Halbleiter-Schaltelemente angenommen sind, vier MOS-FETs 3a erforderlich
sind.
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Ebenso
benötigt
ein Steuern einer Schaltoperation von MOS-FETs 3a vom N-Typ ein Steuersignal
mit einer Spannung, die ausreichend höher als ein festes Potential
Vb ist, das später
beschrieben wird. Ein Erzeugen eines solchen Steuersignals hoher
Spannung benötigt
ein Vorsehen einer Impuls-Oszillatorschaltung,
einer Treiberschaltung und einer Erhöhungsschaltung.
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Die
Treiberschaltung wandelt ein von der Impuls-Oszillatorschaltung ausgegebenes Impulssignal in
ein Impulssignal mit einer Spannung um, die für die Erhöhungsschaltung erforderlich
ist. Die Erhöhungsschaltung
akkumuliert die von der Treiberschaltung ausgegebene Impulsspannung
auf eine DC-Spannung bzw. Gleichspannung (feste Spannung) Vb, um eine
Spannung zu erzeugen, die ausreicht, um MOS-FETs vom N-Typ zu schalten.
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Ein
Steuern einer Schaltoperation von MOS-FETs vom N-Typ 3a erfordert
somit eine große Anzahl
von Schaltungen.
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Auf
diese Weise erfährt
ein einfaches Ersetzen von mechanischen Relaisschaltungen durch Halbleiter-Schaltelemente (z.B.
MOS-FETs 3a) nicht nur das zweite Problem, sondern erzeugt
auch neue Probleme: d.h. eine erhöhte Anzahl von Schaltelementen,
einen erhöhten
Widerstand im Ein-Zustand der Phasenleitungen, auf welchen die MOS-FETs 3a vorgesehen
sind, und eine erhöhte
Anzahl von Schaltungskomponenten.
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Unter
diesem Gesichtspunkt hat die vorliegende Erfindung die elektrische
Servolenkvorrichtung erfunden, die in den nachfolgenden bevorzugten
Ausführungsbeispielen
dargestellt ist. Die Erfindung wird nun insbesondere unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen beschrieben, die die bevorzugten Ausführungsbeispiele
zeigen.
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<Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel>
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1 zeigt
den Hauptteil der mit drei Phasen betriebenen elektrischen Servolenkvorrichtung
eines ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels.
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Wie
es in 1 gezeigt ist, enthält die elektrische Servolenkvorrichtung
dieses bevorzugten Ausführungsbeispiels
eine CPU (Zentralverarbeitungseinheit) 1, einen Inverter
vom Spannungstyp 2, eine Stromtrennschaltung 3,
einen Dreiphasenmotor 4, eine Umschaltschaltung 5 und
eine Erhöhungsschaltung 6.
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Die
CPU 1 ist eine Schaltung, die einen ersten PWM-(Pulsbreitenmodulations-)Impuls
zum Antreiben der Inverterschaltung vom Spannungstyp 2 erzeugt.
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Der
Inverter vom Spannungstyp 2 ist eine Schaltung, die eine
DC-Spannung bzw. Gleichspannung in eine AC-Spannung bzw. Wechselspannung umwandelt.
Der Inverter vom Spannungstyp 2 wandelt den ersten PWM-Impuls
in einen zweiten PWM-Impuls um, der zum Antreiben des folgenden Dreiphasenmotors 4 geeignet
ist. Der zweite PWM-Impuls wird von der U-Phase, der V-Phase und der
W-Phase ausgegeben. 2 zeigt eine typische Schaltungskonfiguration
des Inverters vom Spannungstyp 2.
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Wie
es in 2 gezeigt ist, enthält der Inverter vom Spannungstyp 2 einen
FET-(Feldeffekttransistor-)Treiber 2a und eine Dreiphasen-FET-Brücke 2b.
Der FET-Treiber 2a erhöht
die Spannung des von der CPU 1 gelieferten ersten PWM-Impulses zu einer Spannung,
die zum Antreiben der folgenden Dreiphasen-FET-Brücke 2b erforderlich
ist.
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Die
Dreiphasen-FET-Brücke 2b enthält sechs
Halbleiter-Schaltelemente
und sechs Freilaufdioden bzw. Schutzdioden. Dreiphasenzweige sind zwischen
dem festen Potential Vb und Erdung angeschlossen. Zwei Halbleiter-Schaltelemente
sind an jedem Zweig in Reihe geschaltet.
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Die
Stromtrennschaltung 3 enthält drei Halbleiter-Schaltelemente 3a.
Die Halbleiter-Schaltelemente 3a sind auf den jeweiligen
Phasenleitungen vorgesehen, die den Inverter vom Spannungstyp 2 und
den Dreiphasenmotor 4 verbinden. Das bedeutet, dass die
Halbleiter-Schaltelemente 3a auf allen der drei Phasenleitungen
vorgesehen sind, und zwar ein Halbleiter-Schaltelement 3a auf
jeder Phasenleitung.
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Der
Dreiphasenmotor 4 ist eine Vorrichtung, die den Fahrer
beim Betätigen
des Lenkens unterstützt.
Die Antriebskraft des Dreiphasenmotors 4 lässt zu,
dass der Fahrer das Lenken mit weniger Kraft betreibt.
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Die
Umschaltschaltung 5 steuert eine Schaltoperation (ein/aus)
der Halbleiter-Schaltelemente 3a.
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Die
Erhöhungsschaltung 6 erzeugt
eine Spannung zum Steuern des Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente 3a durch
eine gegebene Erhöhungsoperation.
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Genauer
gesagt verwendet die Erhöhungsschaltung 6 dann,
wenn sie eine Spannung zum Steuern des Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente 3a erzeugt,
das an die Inverterschaltung vom Spannungstyp 2 angeschlossene
feste Potential Vb und ein Ausgangssignal vom Inverter vom Spannungstyp 2.
Die Erhöhungsschaltung 6 führt eine
Erhöhungsoperation
durch, wie sie später
beschrieben wird, um die Spannung zum Steuern des Schaltens der
Halbleiter-Schaltelemente 3a zu erzeugen.
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Die
Komponenten der in 1 gezeigten elektrischen Servolenkvorrichtung
sind angeschlossen, wie es nachfolgend gezeigt ist.
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Die
CPU 1 ist mit dem Inverter vom Spannungstyp 2 verbunden.
Der Inverter vom Spannungstyp 2 ist durch die U-, V- und
W-Phasenleitungen
mit dem Dreiphasenmotor 4 verbunden. Ein Halbleiter-Schaltelement 3a ist
auf jeder Phasenleitung vorgesehen. Der Inverter vom Spannungstyp 2 ist
zwischen dem festen Potential Vb und Erdung angeordnet.
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Jede
Phasenleitung verzweigt zum Verbinden des Inverters vom Spannungstyp 2 mit
der Erhöhungsschaltung 6.
Die Erhöhungsschaltung 6 ist
mit der Umschaltschaltung 5 verbunden. Die Umschaltschaltung 5 ist
auch mit der CPU 1 und der Stromtrennschaltung 3 (insbesondere
den Halbleiter-Schaltelementen 3a)
verbunden.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb der elektrischen Servolenkvorrichtung der 1 beschrieben.
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Der
erste PWM-Impuls wird von der CPU 1 zum Inverter vom Spannungstyp 2 ausgegeben.
Die Pulsbreite (das Tastverhältnis)
des ersten PWM-Impulses ist optimiert, um den Dreiphasenmotor 4 anzutreiben.
Die Pulsbreite wird durch Überwachen
des Werts des Stroms eingestellt, der im Dreiphasenmotor 4 fließt.
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Der
Spannungspegel des ersten PWM-Impulses wird im FET-Treiber 2a,
der in 2 gezeigt ist, expandiert bzw. erweitert. Insbesondere
wird der Spannungspegel des ersten PWM-Impulses zu einem Spannungspegel
erweitert, der dazu ausreicht, die Halbleiter-Schaltelemente in
der folgenden Dreiphasen-FET-Brücke 2b einzuschalten.
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Das
erste PWM-Signal mit erweitertem Spannungspegel wird zur folgenden
Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegeben.
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Dann
steuert das bezüglich
des Spannungspegels erweiterte erste PWM-Signal das Schalten der
Halbleiter-Schaltelemente der Dreiphasen-FET-Brücke 2b. Als Ergebnis
der Schaltoperation jedes Halbleiter-Schaltelements gibt der Inverter vom
Spannungstyp 2 einen zweiten PWM-Impuls durch die U-Phasen-,
die V-Phasen- und die W-Phasenleitung aus.
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Die
Schaltsteuerung jedes Halbleiter-Schaltelements wird mit einer Zeitgabe
durchgeführt,
die zum Antreiben des Dreiphasenmotors 4 erforderlich ist.
Der Spannungspegel des zweiten PWM-Impulses liegt zwischen 0 V und
dem festen Potential Vb.
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Nun
soll angenommen sein, dass die Stromtrennschaltung 3 in
einem leitenden Zustand ist (d.h. jedes Halbleiter-Schaltelement 3a im
Ein-Zustand ist). In diesem Fall wird das vom Inverter vom Spannungstyp 2 ausgegebene
zweite PWM-Signal zum Dreiphasenmotor 4 eingegeben. Der
Dreiphasenmotor 4 wird somit angetrieben und die erzeugte
Antriebskraft unterstützt
den Fahrer beim Lenken.
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Als
Nächstes
soll angenommen sein, dass die Stromtrennschaltung 3 in
einem getrennten Zustand ist (d.h. jedes Halbleiter-Schaltelement 3a ist im
Aus-Zustand). Die Stromtrennschaltung 3 wird beispielsweise
in einen getrennten Zustand gebracht, wenn das Fahrzeug, das die
elektrische Servolenkvorrichtung trägt, einem Unfall ausgesetzt
ist und die Lenkunterstützungskraft
für ungültig erklärt werden
sollte.
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Im
getrennten Zustand wird das zweite PWM-Signal vom Inverter vom Spannungstyp 2 nicht zum
Dreiphasenmotor eingegeben und somit wird keine Antriebskraft vom
Dreiphasenmotor 4 erhalten.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb eines Ein- oder Ausschaltens der Halbleiter-Schaltelemente 3a beschrieben.
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Die
Erhöhungsschaltung 6 führt eine
gegebene Erhöhungsoperation
unter Verwendung des von einer Phasenleitung oder von Phasenleitungen erhaltenen
zweiten PWM-Impulses durch. Das bedeutet, dass sie eine Pegelverschiebung
durchführt, um
eine Schaltsteuerung der Halbleiter-Schaltelemente 3a zu
ermöglichen.
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Die
Umschaltschaltung 5 empfängt eine Signaleingabe für "Leiten" oder "Stoppen" von der CPU 1.
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Es
soll angenommen sein, dass die Umschaltschaltung 5 ein
Signal für "Leiten" empfängt. In diesem
Fall wird die durch die Erhöhungsschaltung 6 einer
Pegelverschiebung unterzogene Spannung durch die Umschaltschaltung 5 zu
den Halbleiter-Schaltelementen 3a eingegeben.
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Die
Eingabe der pegelverschobenen Spannung ermöglicht eine Ein-Steuerung selbst
dann, wenn die Halbleiter-Schaltelemente 3a MOS-FETs vom
N-Typ sind. Daher gelangt jede Phasenleitung in einen leitenden
Zustand und wird der Dreiphasenmotor 4 angetrieben.
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Andererseits
soll angenommen sein, dass die Umschaltschaltung 5 ein
Signal für "Stoppen" empfängt. In
diesem Fall trennt die Umschaltschaltung 5 die durch die
Erhöhungsschaltung 6 bezüglich des
Pegels verschobene Spannung, um zu verhindern, dass die Spannung
in die Halbleiter-Schaltelemente 3a eintritt.
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Da
die bezüglich
des Pegels verschobene Spannung nicht zu den Halbleiter-Schaltelementen 3a geliefert
wird, werden die Halbleiter-Schaltelemente 3a auf aus gesteuert.
Daher gelangen die Phasenleitungen in einen getrennten Zustand und wird
das Antreiben des Dreiphasenmotors 4 gestoppt.
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Wie
es oben angegeben ist, ist bei der elektrischen Servolenkvorrichtung
dieses bevorzugten Ausführungsbeispiels
ein Halbleiter-Schaltelement 3a auf jeder der U-, V- und
W-Phasenleitung
vorgesehen.
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Dies
unterdrückt
eine Variation bzw. Schwankung zwischen Widerstandswerten der Phasenleitungen
während
eines Leitens. Dies unterdrückt
wiederum ein Auftreten von geringfügigen Vibrationen bzw. Schwingungen
und Geräuschen
während
eines Lenkens, was sonst durch ein Ungleichgewicht der Dreiphasenströme verursacht
werden würde.
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Es
soll angenommen sein, dass Leistungs-MOS-FETs vom N-Typ als die
Halbleiter-Schaltelemente 3a angenommen sind.
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In
diesem Fall erfordert, wie es früher
angegeben ist, wenn MOS-FETs auf nur zwei Phasenleitungen vorgesehen
sind, ein Trennen von Strömen auf
allen Phasenleitungen ein Vorsehen von zwei MOS-FETs in Reihenschaltung
auf jeder Phasenleitung.
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Jedoch
kann mit der elektrischen Servolenkvorrichtung dieses bevorzugten
Ausführungsbeispiels
ein Strom auf jeder Phasenleitung nur durch Vorsehen von einem MOS-FET
auf einer Phasenleitung getrennt werden. Dies ist aufgrund des nachfolgenden
Grundes so.
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Leistungs-MOS-FETs
enthalten normalerweise Körper-
bzw. Flächendioden.
Jedoch dann, wenn alle Flächendioden
in derselben Richtung auf den jeweiligen Phasenleitungen angeordnet
sind (z.B. wenn die Vorwärtsrichtungen
der Flächendioden
vom Inverter vom Spannungstyp 2 aus in Richtung zum Dreiphasenmotor 4 gerichtet
sind), ist es möglich,
den vom Dreiphasenmotor 4 ausgegebenen Strom zu trennen,
während
ein Durchgang von Strömen
zum Dreiphasenmotor 4 zugelassen wird.
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Wenn
Leistungs-MOS-FETs 3a als die Halbleiter-Schaltelemente 3a verwendet
werden, erfordert die Konfiguration der 9 vier MOS-FETs 3a. Jedoch
erfordert die elektrische Servolenkvorrichtung dieses bevorzugten
Ausführungsbeispiels selbst
dann nur drei MOS-FETs, wenn die Halbleiter-Schaltelemente 3a Leistungs-MOS-FETs
sind.
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Wenn
Leistungs-MOS-FETs 3a als die Halbleiter-Schaltelemente 3a verwendet
werden, erfordert die elektrische Servolenkvorrichtung dieses bevorzugten
Ausführungsbeispiels
nur einen einzigen Leistungs-MOS-FET auf einer Phasenleitung.
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Daher
erniedrigt die Konfiguration dieses bevorzugten Ausführungsbeispiels
den Widerstandswert von einer Leitung während eines Leitens im Gegensatz
zu dem Fall, in welchem zwei Leistungs-MOS-FETs auf einer Phasenleitung
vorgesehen sind, wie es in 9 gezeigt
ist.
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Die 3 und 4 stellen
Schaltungen dar, die bei Verfahren zum Erzeugen eines Signals zum
Steuern des Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente 3a verwendet
werden.
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Das
bedeutet, dass in den 3 und 4 eine Impuls-Oszillatorschaltung 100 oder
eine CPU 400 einen gegebenen Impuls erzeugt. Die Treiberschaltung 200 erhöht den Spannungspegel
des Impulses (in den 3 und 4 wird der
Spannungspegel auf Vb erhöht).
Dann führt
die Erhöhungsschaltung 300 eine
Erhöhungsoperation
unter Verwendung des Impulssignals mit dem erhöhten Spannungspegel durch.
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Jedoch
wird bei der elektrischen Servolenkvorrichtung dieses bevorzugten
Ausführungsbeispiels
anstelle eines solchen Impulssignals der zweite PWM-Impuls vom Inverter
vom Spannungstyp 2 zur Erhöhungsschaltung 6 geliefert.
Das bedeutet, dass die Spannung zum Steuern des Schaltens der Halbleiter-Schaltelemente 3a durch
Verwenden des zweiten PWM-Impulses
erzeugt wird.
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Wie
es durch einen Vergleich bei den 3 und 4 deutlich
gesehen werden kann, entfernt dieses bevorzugte Ausführungsbeispiel
die Notwendigkeit für
die Impuls-Oszillatorschaltung 100,
die Treiberschaltung 200 und ähnliches.
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Die
folgenden bevorzugten Ausführungsbeispiele
stellen spezifische Schaltungskonfigurationen der elektrischen Servolenkvorrichtung
dieses bevorzugten Ausführungsbeispiels
dar.
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<Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel>
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5 zeigt
die spezifische Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung
gemäß einem zweiten
bevorzugten Ausführungsbeispiel.
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In 5 sind
eine Umschaltschaltung 5 und eine Erhöhungsschaltung 6 für jede Phasenleitung vorgesehen.
Den Erhöhungsschaltungen 6 werden der
zweite PWM-Impuls und das feste Potential Vb zugeführt. Jede
Erhöhungsschaltung 6 verwendet somit
den zweiten PWM-Impuls und das feste Potential Vb zum Erzeugen einer
Spannung zur Schaltsteuerung des Halbleiter-Schaltelements 3a.
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Die
Dreiphasen-FET-Brücke 2b und
die vorangehende Schaltung sind genauso wie diejenigen konfiguriert,
die in den 1 und 2 gezeigt
sind, und werden daher hier nicht noch einmal beschrieben. Ebenso
wird, da jede Phasenleitung dieselbe Schaltungskonfiguration hat,
nachfolgend die U-Phasenleitung beschrieben.
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Wie
es in 5 gezeigt ist, wird ein Leistungs-MOS-FET vom
N-Typ als das Halbleiter-Schaltelement 3a verwendet. Die
nachfolgende Beschreibung ist unter der Annahme gemacht, dass das
Halbleiter-Schaltelement 3a somit ein Leistungs-MOS-FET
vom N-Typ 3a ist.
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Ein
Transistor ist als die Umschaltschaltung 5 angenommen.
Die nachfolgende Beschreibung ist unter Betrachten der Umschaltschaltung 5 als
Transistor 5 gemacht.
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Die
Erhöhungsschaltung 6 ist
aus Dioden 6a und 6c und Kondensatoren 6b und 6d gebildet.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb des Halbleiter-Schaltelements (MOS-FET) 3a,
der Umschaltschaltung (des Transistors 5) und der Erhöhungsschaltung 6,
die in 5 gezeigt sind, beschrieben. Zuerst wird der Betrieb
in einem Aus-Zustand des Transistors 5 (einem leitenden
Zustand jeder Phasenleitung) beschrieben.
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In
diesem Fall gibt die CPU 1 ein Signal "L" zur
Basis des Transistors 5 zum Ausschalten des Transistors 5 aus.
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Es
ist angenommen, dass der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls auf dem festen Potential Vb (hoch) ist.
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In
diesem Fall ist die Spannung am Knoten A, der dem MOS-FET 3a vorausgeht,
Vb. 6A zeigt den Impuls beim Knoten A in diesem Zustand.
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Die
Spannung am Knoten B, der von dem Knoten A über den Kondensator 6b angeschlossen ist,
ist wie folgt.
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Nun
ist dann, wenn die Spannung am Knoten A 0 V ist, die Spannung am
Knoten B das feste Potential Vb minus der Vorwärts- bzw. Durchlass-Anstiegsspannung
v1 (z.B. etwa 0,7 V) der Diode 6a, d.h. Vb-v1. In diesem
Zustand wird dann, wenn die Spannung Vb an den Knoten A angelegt
ist, aufgrund eines Pumpens von Ladung die Spannung am Knoten B
2Vb-v1. 6B zeigt den Impuls am Knoten
B in diesem Fall.
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Dann
ist die im Ladekondensator 6d vom Knoten B durch die Diode 6c geladene
Spannung (d.h. die Spannung am Knoten C) 2Vb-v1-v2, d.h. die Spannung
2Vb-v1 am Knoten B minus der Durchlass-Anstiegsspannung v2 der Diode 6c (z.B.
etwa 0,7 V). 6C zeigt die Spannung am Knoten
C in diesem Zustand.
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Der
Transistor 5 ist im Aus-Zustand und die Diode 6c ist
gesehen vom Knoten C aus in der entgegengesetzten Richtung angeordnet.
Daher entlädt sich
die im Ladekondensator 6d gespeicherte Ladung kaum.
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Dieser
Betrieb der Erhöhungsschaltung 6 erzeugt
somit eine erhöhte
Spannung, die nahezu das Zweifache der Spannung des zweiten PWM-Impulses
ist.
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Nun
ist das Halbleiter-Schaltelement 3a aus einem MOS-FET vom
N-Typ 3a gebildet. Daher fließt fast kein Strom durch die
Gate-Elektrode des MOS-FET 3a. Demgemäß ist die Spannung an der Gate-Elektrode
des MOS-FET 3a (d.h. die Spannung am Knoten D) nahezu gleich
der Spannung am Knoten C. 6D zeigt
die Spannung am Knoten D in diesem Zustand.
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Es
wird somit gesehen, dass die Source-Spannung des MOS-FET 3a (d.h.
die Spannung am Knoten A) Vb (hoch) ist und die Gate-Spannung (d.h.
die Spannung am Knoten D) 2Vb-v1-v2 ist. Diese Spannung zwischen
den Source- und Gate-Elektroden schaltet den MOS-FET vom N-Typ 3a ein.
Somit kann der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls durch jede Phasenleitung zum Dreiphasenmotor 4 zugeführt werden.
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Als
Nächstes
soll angenommen sein, dass der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls auf dem Erdungspotential 0 V (niedrig) ist.
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In
diesem Fall ist die Spannung am Knoten A, der dem MOS-FET 3a vorausgeht,
0 V. 7A zeigt den Impuls am Knoten A in diesem Zustand.
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Die
Spannung am Knoten B ist Vb-v1 (V), da das Pumpen von Ladung unter
Verwendung des Kondensators 6b ausgelöscht ist. 7B zeigt
den Impuls am Knoten B in diesem Zustand.
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Nun
ist der Transistor 5 im Aus-Zustand und ist die Diode 6c gesehen
vom Knoten C aus in der entgegengesetzten Richtung.
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Daher
entlädt
sich die im Ladekondenstor 6d gespeicherte Ladung kaum.
Das bedeutet, dass die Spannung am Knoten C auf 2Vb-v1-v2 bleibt. 7C zeigt
die Spannung am Knoten C in diesem Zustand.
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Somit
würde dann,
wenn es keine Zenerdiode 20 gäbe, die Spannung am Knoten
C an die Gate-Elektrode (den Knoten D) des MOS-FET 3a angelegt
werden.
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Dann
würde deshalb,
weil die Spannung am Knoten A nun 0 V ist, die Spannung 2Vb-v1-v2
zwischen den Source- und Gate-Elektroden
des MOS-FET vom N-Typ 3a angelegt werden. Das Anlegen dieser
Spannung zwischen den Source- und Gate-Elektroden kann zu einem Durchbruch
beim MOS-FET vom N-Typ 3a führen.
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Demgemäß ist im
Schaltungsdiagramm der 5 die Zenerdiode 20 zwischen
den Source- und Gate-Elektroden des MOS-FET 3a vorgesehen. Beim
Vorhandensein der Zenerdiode 20 wird die Durchbruchsspannung
Vz der Zenerdiode 20 an den Knoten D angelegt. 7D zeigt
die Spannung am Knoten D in diesem Zustand.
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Die
Durchbruchspannung Vz muss auf eine solche Spannung eingestellt
werden, dass der MOS-FET 3a keinen Durchbruch erfährt. Ebenso
ist die Spannung Vz ausreichend zum Einschalten des MOS-FET 3a.
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Somit
ist die Potentialdifferenz zwischen den Source- und Gate-Elektroden
des MOS-FET 3a Vz so, dass verhindert wird, dass der MOS-FET 3a einen
Durchbruch erfährt.
Der MOS-FET 3a kann somit ohne Durchbruch eingeschaltet
werden.
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Der
von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls
kann somit über
jede Phasenleitung an den Dreiphasenmotor 4 angelegt werden.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb in einem Ein-Zustand des Transistors 5 (einem
Trennzustand jeder Phasenleitung) beschrieben.
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In
diesem Fall gibt die CPU 1 ein Signal "H" zur
Basis des Transistors 5 zum Einschalten des Transistors 5 aus.
Der zur Basis des Transistors 5 zu dieser Zeit zugeführte Strom
ist ausreichend zum Einschalten des Transistors 5.
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Wenn
der Transistor 5 auf ein schaltet, ist die Spannung zwischen
dem Kollektor und dem Emitter nahezu 0 V. Daher entlädt sich
die im Ladekondensator 6d gespeicherte Ladung über den
Transistor 5 zur Erdung.
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Da
sich die Ladung des Ladekondensators 6d entlädt, wird
die Spannung am Knoten D auch nahezu 0 V. Wenn der Spannungswert
des zweiten PWM-Impulses, der in jeder Phasenleitung fließt, Vb ist,
dann wird eine Spannung, die höher
als an der Gate-Elektrode
ist, an den Source-Anschluss des MOS-FET 3a angelegt. Andererseits
wird dann, wenn der Spannungswert des zweiten PWM-Impulses 0 V ist,
die Spannung an der Source-Elektrode und
diejenige an der Gate-Elektrode des MOS-FET 3a nahezu gleich.
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Der
MOS-FET 3a ist somit im Aus-Zustand unabhängig vom
Spannungswert des zweiten PWM-Impulses, der in jeder Phasenleitung
fließt. Das
bedeutet, dass der zweite PWM-Impuls
von jeder Phasenleitung nicht zum Dreiphasenmotor 4 zugeführt wird.
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Ein
vollständiges
Stoppen des Antreibens des Dreiphasenmotors 4 erfordert
ein Trennen von Strömen
auf allen drei Phasenleitungen. Dies ist deshalb so, weil, da die
Leistungs-MOS-FETs 3a für gewöhnlich Körper- bzw.
Flächendioden
enthalten, Ströme
in Vorwärtsrichtung
bzw. Durchlassrichtung der Flächendioden
selbst dann fließen,
wenn die MOS-FETs 3a im Aus-Zustand sind.
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Beispielsweise
soll angenommen sein, dass der Strom auf der V-Phasen- oder W-Phasenleitung nicht
getrennt ist. Wenn der zweite PWM-Impuls bei der Spannung Vb von
der Dreiphasen-FET-Brücke 2b zur
U-Phasenleitung ausgegeben wird, dann wird aufgrund der parasitären Flächendiode
im MOS-FET 3a Strom von der U-Phasenleitung zum Dreiphasenmotor 4 zugeführt.
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Dann
wird dem Dreiphasenmotor 4 Strom über den Strompfad von der U-Phasenleitung
zur V-Phasenleitung oder von der U-Phasenleitung zur W-Phasenleitung zugeführt. Dann
kann das Antreiben des Dreiphasenmotors 4 nicht vollständig gestoppt
werden.
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Demgemäß ist zum
vollständigen
Stoppen des Dreiphasenmotors 4 ein Leistungs-MOS-FET 3a auf
jeder Phasenleitung vorgesehen, wobei alle Flächendioden in den MOS-FETs 3a in
derselben Richtung angeordnet sind.
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Somit
können
genau mit drei MOS-FETs 3a Ströme auf allen drei Phasenleitungen
durch gleichzeitiges Versetzen der MOS-FETs 3a in einen Aus-Zustand
getrennt werden.
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<Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel>
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8 zeigt
insbesondere die Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung
gemäß einem dritten
bevorzugten Ausführungsbeispiel.
In 8 sind eine Umschaltschaltung 5 und eine
Erhöhungsschaltung 6 gemeinsam
zwischen den Phasenleitungen verwendet. Das bedeutet, dass die elektrische Servolenkvorrichtung
der 8 eine Umschaltschaltung 5 und eine Erhöhungsschaltung 6 hat.
Der Ausgang der einzelnen Erhöhungsschaltung 6 ist
mit jedem der Halbleiter-Schaltelemente 3a verbunden.
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Der
Erhöhungsschaltung 6 werden
der zweite PWM-Impuls und das feste Potential Vb zugeführt. Die
Erhöhungsschaltung 6 erzeugt
somit eine Spannung zur Schaltsteuerung der Halbleiter-Schaltelemente 3a durch
Verwenden des zweiten PWM-Impulses
und des festen Potentials Vb.
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Die
Dreiphasen-FET-Brücke 2b und
die vorangehende Schaltung sind genauso konfiguriert wie diejenigen,
die in den 1 und 2 gezeigt
sind, und werden daher hier nicht noch einmal beschrieben. Obwohl 8 den
FET-Treiber der Einfachheit halber nicht zeigt, ist er in der tatsächlichen
Schaltung vorangehend zu der Dreiphasen-FET-Brücke 2b vorgesehen.
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Wie
es in 8 gezeigt ist, werden Leistungs-MOS-FETs vom N-Typ
als die Halbleiter-Schaltelemente 3a verwendet. Die nachfolgende Beschreibung
ist angesichts dessen gemacht, dass die Halbleiter-Schaltelemente 3a Leistungs-MOS-FETs
vom N-Typ 3a sind. Die Umschaltschaltung 5 ist
aus einem Transistor gebildet. Die nachfolgende Beschreibung ist
unter Betrachten der Umschaltschaltung 5 als Transistor 5 gemacht.
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Die
Erhöhungsschaltung 6 ist
aus Dioden 6a, 6c, 6b, Kondensatoren 6b, 6d,
einem Widerstand 6e und einem Transistor 6f ausgebildet.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb der Halbleiter-Schaltelemente (MOS-FETs) 3a,
der Umschaltschaltung (des Transistors) 5 und der Erhöhungsschaltung 6,
die in 8 gezeigt sind, beschrieben. Zuerst wird der Betrieb
in einem Aus-Zustand des Transistors 5 (einem leitenden
Zustand jeder Phasenleitung) beschrieben.
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In
diesem Fall gibt die CPU 1 ein Signal "L" zur
Basis des Transistors 5 aus, um den Transistor 5 auszuschalten.
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Es
wird angenommen, dass der zweite PWM-Impuls, der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegeben
wird und in der U-Phasenleitung fließt, auf
dem festen Potential Vb (hoch) ist.
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In
diesem Fall ist die Spannung am Knoten A, der dem MOS-FET 3a vorausgeht,
Vb. Der Impuls am Knoten A ist in diesem Fall, wie es in 6A gezeigt
ist.
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Wie
es beim zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel
beschrieben ist, ist die Spannung am Knoten B, der vom Knoten A
durch den Kondensator 6b verbunden ist, 2Vb-v1 (V). Der
Impuls am Knoten B in diesem Zustand ist so, wie es in 6B gezeigt ist.
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Ebenso
wie es beim zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben
ist, ist die im Ladekondensator 6d vom Knoten B über die
Diode 6c geladene Spannung (d.h. die Spannung am Knoten
C) 2Vb-v1-v2 (V). Die Spannung am Knoten C in diesem Zustand ist
so, wie es in 6C gezeigt ist.
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Dieser
Betrieb der Erhöhungsschaltung 6 erzeugt
eine erhöhte
Spannung, die nahezu ein Zweifaches der Spannung des zweiten PWM-Impulses ist.
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Die
zweifach erhöhte
Spannung, die im Ladekondensator 6d geladen ist, wird zu
der Basis des Transistors 6f über den Widerstand 6e zugeführt.
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Die
Kollektorspannung des Transistors 6f ist auf demselben
Potential wie der Knoten C, d.h. die zweifach erhöhte Spannung.
Die Emitterspannung des Transistors 6f ist ausreichend
niedriger als die zweifach erhöhte
Spannung. Daher schaltet der Transistor 6f ein. Wie es
oben angegeben ist, ist der Transistor 5 nun im Aus-Zustand.
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Somit
wird die im Ladekondensator 6d geladene Spannung (d.h.
die zweifach erhöhte
Spannung) zu den Gateanschlüssen
der MOS-FETs 3a eingegeben (d.h. zu den Knoten D1, D2 und
D3), die auf den jeweiligen Phasenleitungen vorgesehen sind.
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Es
wird somit gesehen, dass die Sourcespannung der MOS-FETs 3a (d.h.
die Spannung am Knoten A) Vb (hoch) ist und die Gate-Spannung (d.h. die
Spannung an den Knoten D1, D2 und D3) 2Vb-v1-v2 ist (in Wirklichkeit
ist sie etwas niedriger als diese Spannung).
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Diese
Source-Gate-Elektrodenspannung schaltet die MOS-FETs vom N-Typ 3a ein.
Somit kann der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls über
jede Phasenleitung zum Dreiphasenmotor 4 zugeführt werden.
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Als
Nächstes
soll angenommen sein, dass der zweite PWM-Impuls, der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegeben
wird und der in der U-Phasenleitung fließt, auf dem Erdungspotential
0 V (niedrig) ist.
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In
diesem Fall ist die Spannung am Knoten A, der dem MOS-FET vom N-Typ 3a vorangeht,
0 V. Der Impuls am Knoten A in diesem Zustand ist so, wie es in 7A gezeigt
ist.
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Die
Spannung am Knoten B ist Vb-v1 (V), da das Pumpen von Ladung unter
Verwendung des Kondensators 6b ausgelöscht ist. Der Impuls am Knoten
B in diesem Zustand ist so, wie es in 7B gezeigt
ist.
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Nun
ist der Transistor 5 im Aus-Zustand und ist die Diode 6c gesehen
vom Knoten C aus in der Gegenrichtung bzw. Sperrrichtung. Daher
fließt
die im Ladekondensator 6D gespeicherte Ladung kaum. Das
bedeutet, dass die Spannung am Knoten C auf 2Vb-v1-v2 bleibt. Die
Spannung am Knoten C in diesem Zustand ist so, wie es in 7C gezeigt
ist.
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Somit
wird die Spannung am Knoten C zu den Gate-Elektroden der MOS-FETs 3a eingegeben. Dann
wird deshalb, weil die Spannung am Knoten A nun 0 V ist, die Spannung
2Vb-v1-v2 (in Wirklichkeit ist sie etwas niedriger als diese Spannung)
zwischen den Source- und Gate-Elektroden der MOS-FETs vom N-Typ 3a angelegt.
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In
der Schaltung der 8 ist, wie es beim zweiten bevorzugten
Ausführungsbeispiel
beschrieben ist, eine Zenerdiode 20 auf jeder Phasenleitung vorgesehen,
um einen Durchbruch der MOS-FETs 3a zu verhindern. Daher
sind die Potentiale an den Knoten D1 bis D3 gleich der Durchbruchspannung
Vz der Zenerdioden 20. Diese Spannung Vz ist auf ausreichend
eingestellt, um die MOS-FETs vom N-Typ 3a einzuschalten.
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Daher
können
die MOS-FETs vom N-Typ 3a durch die Spannungsdifferenz
zwischen den Source- und Gate-Elektroden (die Differenz zwischen
der Spannung am Knoten A und den Spannungen an den Knoten D1 bis
D3) eingeschaltet werden. Somit kann der von der Dreiphasen-FET-Brücke 2b ausgegebene
zweite PWM-Impuls über
die einzelnen Phasenleitungen zum Dreiphasenmotor 4 zugeführt werden.
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Als
Nächstes
wird der Betrieb in einem Ein-Zustand des Transistors 5 (einem
Trennzustand jeder Phasenleitung) beschrieben.
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In
diesem Fall gibt die CPU 1 ein Signal "H" zur
Basis des Transistors 5 aus, um den Transistor 5 einzuschalten.
Dem Kollektor des Transistors 5 wird die nahezu zweifach
erhöhte
Spannung zugeführt. Daher
schaltet der Transistor 5 ein, wenn das H-Signal von der
CPU 1 an die Basis des Transistors 5 angelegt
wird.
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Der
zur Basis des Transistors 5 zugeführte Strom ist ausreichend,
um den Transistor 5 einzuschalten.
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Wenn
der Transistor 5 einschaltet, wird die Spannung des Emitters
des Transistors 6f nahezu 0 V. Die im Ladekondensator 6d gespeicherte
Ladung entlädt
sich über
dem Transistor 5 zur Erdung. Daher wird die Basisspannung
des Transistors 6f nahezu 0 V und schaltet der Transistor 6f aus.
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Nun
wird dann, wenn der Transistor 5 einschaltet und der Transistor 6f ausschaltet
und in einen eingeschwungenen Zustand gelangt, der Emitter des Transistors 6f nahezu
0 V. Dann werden auch die Potentiale an den Knoten D1 bis D3 nahezu
0 V.
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Wie
es aus dem Obigen gesehen werden kann, ist die Spannung zwischen
den Source- und Gate-Elektroden des MOS-FET vom N-Typ 3a auf
jeder Phasenleitung nicht ausreichend, um den MOS-FET vom N-Typ 3a einzuschalten.
Daher schaltet jeder MOS-FET 3a aus.
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Die
MOS-FETs 3a schalten somit unabhängig von dem Spannungswert
des zweiten PWM-Impulses, der in jeder Phasenleitung fließt, aus,
und der zweite PWM-Impuls von jeder Phasenleitung wird nicht zum
Dreiphasenmotor 4 zugeführt.
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Wie
es früher
angegeben ist, erfordert ein vollständiges Stoppen des Antreibens
des Dreiphasenmotors 4 ein Trennen von Strömen auf
allen drei Phasenleitungen.
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Die
bevorzugten Ausführungsbeispiele
haben Kombinationen einer Konfiguration, bei welcher Halbleiter-Schaltelemente 3a auf
jeweiligen Phasenleitungen vorgesehen sind, und einer Konfiguration, bei
welcher der Erhöhungsschaltung 6 ein
Ausgangssignal (ein zweiter PWM-Impuls) vom Inverter vom Spannungstyp 2 zugeführt wird,
gezeigt. Jedoch kann eine der zwei Konfigurationen allein angenommen
werden, um eine elektrische Servolenkvorrichtung zu bilden.
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Das
bedeutet, dass die Konfiguration mit einem Halbleiter-Schaltelement 3a auf
jeder Phasenleitung zusammen mit der in der 3 oder 4 gezeigten
Konfiguration angenommen werden, ohne der Erhöhungsschaltung 6,
der das Ausgangssignal vom Inverter vom Spannungstyp 2 zugeführt wird.
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In
diesem Fall können
die Impuls-Oszillatorschaltung 100, die Treiberschaltung 200,
etc. nicht weggelassen werden. Jedoch ist es noch möglich, eine
Variation unter Widerstandswerten von einzelnen Phasenleitungen
während
eines Leitens zu verhindern.
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Andererseits
kann die Konfiguration, bei welcher das Ausgangssignal vom Inverter
vom Spannungstyp 2 zur Erhöhungsschaltung 6 eingegeben wird,
zusammen mit einer Konfiguration mit Halbleiter-Schaltelementen 3a nur
auf zwei Phasenleitungen angenommen werden, wie es in 9 gezeigt ist,
ohne ein Halbleiter-Schaltelement 3a auf jeder Phasenleitung
vorzusehen. In 9 sind Leistungs-MOS-FETs als
die Halbleiter-Schaltelemente 3a angenommen. Ebenso sind
bei der Konfiguration der 9, um ein
vollständiges
Stoppen einer Stromzufuhr zum Dreiphasenmotor 4 zu erreichen,
zwei MOS-FETs auf jeder Phasenleitung angeordnet (die Körper- bzw. Flächendioden
sind in Gegenrichtungen angeordnet).
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In
diesem Fall ist es nicht möglich,
eine Widerstandswertvariation unter den Phasenleitungen während eines
Leitens zu verhindern. Jedoch können
die Impuls-Oszillatorschaltung 100,
die Treiberschaltung 200, etc., die in den 3 und 4 gezeigt
sind, weggelassen werden.
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Der
Inverter vom Spannungstyp 2 und die Halbleiter-Schaltelemente 3a können auf
demselben Substrat ausgebildet sein. Dies vereinfacht eine Schaltungskonfiguration
und spart Platz. Die Umschaltschaltung 5 und die Erhöhungsschaltung 6 können auch
auf diesem Substrat vorgesehen sein. Dies bietet eine Größenreduzierung
der gesamten Schaltung.
-
Während die
Erfindung detailliert beschrieben worden ist, ist die vorangehende
Beschreibung bezüglich
aller Aspekte illustrativ und nicht beschränkend. Es wird verstanden,
dass zahlreiche andere Modifikationen und Variationen ausgedacht
werden können,
ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.