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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur getakteten Ansteuerung eines Motors, die folgende Merkmale aufweist:
- – Ausgangsklemmen zum Anschließen an Anschlußklemmen des Motors;
- – an jeder der Ausgangsklemmen einen ersten Halbleiterschalter, der zwischen die jeweilige Ausgangsklemme und ein Versorgungspotential geschaltet ist, und einen zweiten Halbleiterschalter, der zwischen die jeweilige Ausgangsklemme und ein Bezugspotential geschaltet ist;
- – jeweils eine an Steuerelektroden der ersten Halbleiterschalter angeschlossene Treiberschaltung mit einer ersten Eingangsklemme zur Zuführung eines Ansteuersignals, einer zweiten Eingangsklemme zur Zuführung eines Ansteuerpotentials und mit einer Bootstrap-Schaltung.
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Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise aus Maurice: ”Mit dem richtigen Dreh in Schwung kommen”, in: Elektronik, 1996, Heft 24, Seiten 76 bis 87 bekannt. Der Aufbau und die Funktionsweise einer Halbbrückenschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor und einer BootstrapSchaltung zur Ansteuerung eines der Transistoren ist beispielsweise aus der
US 5 373 435 A bekannt.
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Die Schaltungsanordnung ist insbesondere zur Ansteuerung eines drei- oder mehrphasigen Elektromotors geeignet. Dabei werden die über die Anschlußklemmen an die Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung angeschlossenen Statorspulen des Motors mittels der ersten und zweiten Halbleiterschalter abwechselnd an Versorgungspotential und Bezugspotential gelegt.
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Die Ansteuerung der Halbleiterschalter erfolgt dabei derart aufeinander abgestimmt, daß in den Statorwicklungen ein Drehfeld erzeugt wird, welches den Rotor antreibt.
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Eine derartige Ansteuerung von Motoren findet beispielsweise in Kraftfahrzeugen Anwendung, in denen als Versorgungspotential die 12 V-Spannung des Bordnetzes dient. Als Halbleiterschalter werden üblicherweise Leistungs-MOSFET verwendet, die zwischen ihrem Gate- und Source-Anschluß eine Mindestansteuerspannung, üblicherweise 10 V, benötigen, um zuverlässig zu schalten. Zur Ansteuerung der Leistungs-MOSFET sind bei derartigen Schaltungen Treiberschaltungen vorgesehen, wobei die Treiberschaltungen für die ersten Leistungs-MOSFET Bootstrap-Schaltungen aufweisen, um die Gate-Potentiale der ersten Leistungs-MOSFET bei Sperren der zweiten Leistungs-MOSFET nach oben ziehen und damit die ersten Leistungs-MOSFET ansteuern zu können. Um insbesondere ein sicheres Schalten der an das Versorgungspotential angeschlossenen ersten Halbleiterschalter zu gewährleisten muß den Treiberschaltungen der ersten Halbleiterschalter zu deren Ansteuerung ein Ansteuerpotential in Höhe des Mindestansteuerpotentials der Leistungs-MOSFET zur Verfügung stehen. Diese Mindestspannung kann allerdings bedingt durch Spannungsschwankungen im Bordnetz nicht zu jedem Zeitpunkt sicher zur Verfügung gestellt werden, was zu Störungen bei der Ansteuerung des Motors führen kann.
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Dieses Problem könnte durch Verwendung einer Ladungspumpenschaltung gelöst werden, die aus der Bordnetzspannung auch bei deren Absinken ein ausreichend hohes Ansteuerpotential erzeugt. Die erzeugte gegenüber der Bordnetzspannung erhöhte Spannung müßte aber in einem zusätzlich erforderlichen Kondensator zwischengespeichert werden.
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Die
DE 692 26 004 T2 beschreibt eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines High-Side-Schalters, die neben einer Bootstrap-Schaltung eine Ladungspumpenschaltung zur Aufladung des Bootstrap-Kondensators aufweist.
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Zur Vermeidung dieses Problems weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine Spannungsversorgungsschaltung mit einer ersten Eingangsklemme zum Anschluß an ein Versorgungspotential und mit einer Ausgangsklemme zur Bereitstellung eines Ansteuerpotentials nach Maßgabe der an den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung anliegenden Potentiale auf.
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Durch die Bereitstellung eines Ansteuerpotentials, welches über der Mindestansteuerspannung der Halbleiterschalter liegt, kann eine zuverlässige Ansteuerung der Halbleiterschalter gewährleistet werden. Durch die Bereitstellung nach Maßgabe der an den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung anliegenden Potentiale erfolgt eine bedarfsgerechte Bereitstellung des erhöhten Ansteuerpotentials.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, daß das Ansteuerpotential einen unteren Potentialwert annimmt, sobald das Potential an einer der Ausgangsklemmen auf einen oberen Potentialwert ansteigt und daß das Ansteuerpotential einen oberen Potentialwert annimmt, sobald das Potential an einer der Ausgangsklemmen auf einen unteren Wert absinkt. Bei der üblichen Verschaltung, bei der das Bezugspotential Masse und das Versorgungspotential ein gegenüber Masse positives Potential ist, bedeutet ein unterer Potentialwert an einer der Ausgangsklemmen, daß der zweite Halbleiterschalter geschlossen ist. Wird dann von der Spannungsversorgungsschaltung ein erhöhtes Ansteuerpotential zur Verfügung gestellt, kann ein Kondensator der Bootstrap-Schaltung der Treiberschaltung des ersten Halbleiterschalters auf das erhöhte Ansteuerpotential aufgeladen werden, um den ersten Halbleiterschalter nachfolgend mit diesem erhöhten Potential ansteuern zu können. Liegt an einer der Ausgangsklemmen ein oberer Potentialwert an, so ist der an diese Ausgangsklemme angeschlossene zweite Halbleiterschalter geöffnet und der jeweilige erste Halbleiterschalter soll leiten. Ein erhöhtes Ansteuerpotential ist dann nicht mehr erforderlich, da der Bootstrap-Kondensator der Treiberschaltung des ersten Halbleiterschalters bereits vorher aufgeladen wurde.
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Bei dieser Ausführungsform, bei der mit dem zuerst leitenden zweiten Halbleiterschalter ein erhöhtes Ansteuerpotential zur Verfügung gestellt wird und bei dem das Ansteuerpotential auf einen unteren Wert absinkt, sobald einer der zweiten Halbleiterschalter nachfolgend wieder sperrt, macht man sich zunutze, daß die zweiten Halbleiterschalter üblicherweise zeitlich aufeinanderfolgend leitend werden und in der umgekehrten Reihenfolge, in der sie leitend werden, wieder sperren. Zwischen dem Leiten des ersten der zweiten Halbleiterschalter und dem Sperren des als letztes leitenden und zuerst wieder sperrenden zweiten Halbleiterschalters steht dabei ein erhöhtes Ansteuerpotential zur Verfügung, welches geeignet ist, die Bootstrap-Kondensatoren der ersten Treiberschaltungen aufzuladen.
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Zur Zuführung der Ansteuerpotentiale weist die Spannungsversorgungsschaltung Eingangsklemmen auf, die gemäß einer Ausführungsform an die Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung angeschlossen sind.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist vorgesehen, den Eingangsklemmen Ansteuersignale der ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter zuzuführen. Die ersten und zweiten Halbleiterschalter leiten oder sperren nach Maßgabe dieser Steuersignale, das Potential an den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung ist damit von diesen Steuersignalen abhängig.
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Zur Bereitstellung des erhöhten Ansteuerpotentials weist die Spannungsversorgungsschaltung eine Ladungspumpenschaltung mit einer ersten Eingangsklemme zum Anlegen des Versorgungspotentials und mit einer zweiten Eingangsklemme zur Zuführung eines Steuersignals, nach dessen Maßgabe an einer Ausgangsklemme das erhöhte Ansteuerpotential zur Verfügung steht, auf. Zur Bereitstellung des Steuersignals ist eine an die Eingangsklemmen der Spannungsversorgungsschaltung angeschlossene Auswerteschaltung vorgesehen.
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Die Auswerteschaltung weist vorzugsweise eine der Anzahl der Eingangsklemmen entsprechende Anzahl Vergleicherschaltungen auf, denen ein gemeinsames Speicherglied nachgeschaltet ist. Jeder der Vergleicherschaltungen ist dabei eines der Eingangssignale und das am Ausgang der Auswerteschaltung anliegende Steuersignal zugeführt. Jede Vergleicherschaltung weist gemäß einer Ausführungsform der Erfindung einen ersten und zweiten Vergleicher auf, wobei dem ersten Vergleicher das jeweilige Eingangssignal und das Steuersignal, dem Speicherglied ein Ausgangssignal des ersten Vergleichers und dem zweiten Vergleicher, ein Ausgangssignal des Speicherglieds und das jeweilige Eingangssignal zugeführt sind. Die Speicherglieder sind vorzugsweise als Flip-Flop ausgebildet.
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Mit der Auswerteschaltung gemäß der beschriebenen Ausführungsform ist in einfacher und platzsparender Weise eine Schaltung realisiert, an deren Ausgang ein Signal zur Verfügung steht, welches von den an den Eingangsklemmen anliegenden, gleichberechtigten Eingangssignalen abhängt und welches bei einer beliebigen steigenden Flanke an einem seiner Eingänge einen hohen Ausgangspegel und bei einer beliebigen fallenden Flanke an einem seiner Eingänge einen niedrigen Ausgangspegel annimmt.
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Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. Es zeigen:
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1: erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Motors gemäß einer ersten Ausführungsform;
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2: erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Motors gemäß einer zweiten Ausführungsform;
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3: Ausführungsform einer Spannungsversorgungsschaltung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
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4: Signalverlauf eines Ansteuerpotentials bzw. eines Steuersignals von Steuersignalen der Halbleiterschalter;
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5: Ausführungsbeispiel einer Auswerteschaltung der Spannungsversorgungsschaltung;
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6: schaltungstechnische Realisierung der Auswerteschaltung nach 5.
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In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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In 1 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Motors M dargestellt. Als Motor M ist in dem Ausführungsbeispiel ein dreiphasiger Elektromotor verwendet, der dementsprechend drei Anschlußklemmen zur Spannungsversorgung aufweist, die an Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK2 der Schaltungsanordnung angeschlossen sind. Zwischen jede der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 und ein Versorgungspotential UB ist ein erster Halbleiterschalter T11, T12, T13, beispielsweise ein Leistungs-MOSFET, geschaltet. Weiterhin ist zwischen jede der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 und ein Bezugspotential M ein zweiter Halbleiterschalter T21, T22, T23 geschaltet. Als Versorgungspotential UB dient beispielsweise die durch eine Batterie bereitgestellte Bordnetzspannung eines Kraftfahrzeugs, das Bezugspotential M ist beispielsweise Massepotential.
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Die ersten und zweiten Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23 dienen zum getakteten Anlegen des Versorgungspotentials UB an die einzelnen Statorspulen des Motors, wobei die Ansteuerung der Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23 derart aufeinander abgestimmt erfolgt, daß in dem Motor ein Drehfeld erzeugt wird, wodurch dessen Rotor angetrieben wird.
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Die Ansteuerung der ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13 erfolgt nach Maßgabe von ersten Ansteuersignalen S11, S12, S13, die Ansteuerung der zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 erfolgt nach Maßgabe von zweiten Ansteuersignalen S21, S22, S23, wobei die Ansteuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23 von einer Ansteuerschaltung AS zur Verfügung gestellt werden. Die ersten und zweiten Steuersignale S11, S21; S12, S22; S13, S23 eines ersten und zweiten Halbleiterschalters T11, T21; T12, T22; T13, T23 die in Reihe geschaltet sind, sind dabei so aufeinander abgestimmt, daß zur Ansteuerung des Motors M nur jeweils einer der beiden Halbleiterschalter T11, T21; T12, T22; T13, T23 leitet, wobei in einer kurzen Übergangsphase auch beide Halbleiterschalter sperren dürfen. In 4 sind beispielhaft untereinander die zeitlichen Verläufe der zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23 zur Ansteuerung der zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 dargestellt. Der zeitliche Verlauf der ersten Ansteuersignale S11, S12, S13 entspricht dabei im wesentlichen dem zeitlichen Verlauf der invertierten zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23, wobei ein geringer zeitlicher Versatz vorgesehen sein kann, um in einer Übergangsphase beide in Reihe geschalteten Halbleiterschalter T11, T21; T12, T22; T13, T23 sperrend zu machen. Die Ansteuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23 wechseln zwischen einem oberen und einem unteren Pegel, wobei die Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23 in dem Ausführungsbeispiel als n-Kanal-MOSFET ausgebildet sind und bei einem oberen Pegel des zugehörigen Ansteuersignals S11, S12, S13, S21, S22, S23 leiten und bei einem unteren Pegel des Ansteuersignals S11, S12, S13, S21, S22, S23 sperren.
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Die Ansteuerung der Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23 gemäß dem in 4 dargestellten Signalverlauf, wonach die zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 zeitlich aufeinanderfolgend leitend und die zugehörigen ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13 dementsprechend zeitlich aufeinanderfolgend gesperrt werden und wonach die zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 in umgekehrter Reihenfolge wieder gesperrt und die zugehörigen ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13 dementsprechend in der umgekehrten Reihenfolge wieder leitend werden, ist geeignet in dem Motor M ein Drehfeld zu erzeugen, um dessen Rotor anzutreiben.
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Zur Ansteuerung der als Leistungs-MOSFET ausgebildeten Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23 sind Treiberschaltungen 10, 20, 30, 40, 50, 60 vorgesehen, denen je eines der Steuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23 zugeführt ist und die an die Steueranschlüsse, in dem Ausführungsbeispiel an die Gate-Anschlüsse, der MOSFET T11, T12, T13, T21, T22, T23 angeschlossen sind. Aufgabe der Treiberschaltungen ist es, die Gate-Anschlüsse der MOSFET T11, T12, T13, T21, T22, T23 nach Maßgabe der Ansteuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23 an ein Ansteuerpotential AP anzulegen, welches den Treiberschaltungen 10, 20, 30, 40, 50, 60 zugeführt ist.
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Die Treiberschaltungen 40, 50, 60 zur Ansteuerung der zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23, die als Low-Side-Schalter mit ihrer Source-Elektrode an Bezugspotential M angeschlossen sind, bestehen in dem Ausführungsbeispiel nach 1 aus jeweils einem Gate-Treiber TS21, TS22, TS23, der im einfachsten Fall einen nach Maßgabe der zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23 geöffneten oder geschlossenen Schalter aufweist, um das Gate an das Ansteuerpotential AP anzulegen.
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Die Treiberschaltungen 10, 20, 30 zur Ansteuerung der ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13 weisen neben einem Gate-Treiber TS11, TS12, TS13 jeweils eine aus einem Kondensator C1, C2, C3 und einer Diode D1, D2, D3 bestehende Bootstrap-Schaltung auf, die dafür sorgt, daß an der Gate-Elektrode des ersten Leistungs-MOSFET T11, T12, T13 über die Treiberschaltungen 10, 20, 30 ein ausreichend hohes Gate-Potential zur Verfügung gestellt werden kann, auch wenn der zugehörige zweite Leistungs-MOSFET T21, T22, T23 sperrt und sich das Source-Potential des ersten Leistungs-MOSFET T11, T12, T13 auf einem hohen Potential befindet. Dazu wird die Kapazität C1, C2, C3 jeder Bootstrap-Schaltung über die daran angeschlossene Diode D1, D2, D3 auf das Ansteuerpotential AP aufgeladen, wenn der jeweilige zweite Halbleiterschalter T21, T22, T23 leitet, und sich die jeweilige Ausgangsklemme AK1, AK2, AK3 annäherungsweise auf Massepotential M befindet. Sperrt nachfolgend der zweite Halbleiterschalter T21, T22, T23 steigt das Potential an der jeweiligen Ausgangsklemme AK1, AK2, AK3. Die auf den Kapazitäten C1, C2, C3 gespeicherte Ladung kann nicht abfließen und bewirkt, daß an dem Gate-Treiber TS11, TS12, TS13 ein Potential zur Ansteuerung des ersten Leistungs-MOSFET T11, T12, T13 zur Verfügung steht, die um die über der Kapazität C1, C2, C3 anliegenden Spannung über dem Potential an der Source-Elektrode des ersten Leistungs-MOSFET T11, T12, T13 liegt.
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Bei dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel weisen auch die Treiberschaltungen 40, 50, 60 der zweiten Leistungs-MOSFET T21, T22, T23 Bootstrap-Schaltungen C4, D4; C5, D5; C6, D6 auf, die in der für die Treiberschaltungen 10, 20, 30 beschriebenen Weise angeschlossen sind und entsprechend funktionieren.
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Probleme kann die Bereitstellung eines ausreichenden Ansteuerpotentials AP bereiten. Insbesondere die von einer Batterie in Kraftfahrzeugen gelieferte Versorgungsspannung unterliegt Schwankungen, die so groß sein können, daß die für die Leistungs-MOSFET T11, T12, T13, T21, T22, T23 erforderlichen Mindestansteuerpotentials nicht zuverlässig zur Verfügung gestellt werden können. Bei den üblicherweise verwendeten Leistungs-MOSFET, die eine Ansteuerspannung von etwa 10 V benötigen, genügen bereits Schwankungen der Bordspannung von etwa 2 V, um die Ansteuerung der Leistungs-MOSFET T11, T12, T13, T21, T22, T23 zu gefährden.
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Zur Bereitstellung des Ansteuerpotentials AP weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine Spannungsversorgungsschaltung SVS auf, die eine erste Eingangsklemme EV zur Zuführung eines Versorgungspotentials UB und eine Ausgangsklemme AKS zur Bereitstellung eines erhöhten Ansteuerpotential AP abhängig von dem Potential an wenigstens einer der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 aufweisen. Die Bereitstellung des erhöhten Ansteuerpotentials erfolgt abhängig von dem Potential an wenigstens einer der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 bedarfsgerecht nur dann, wenn ein erhöhtes Ansteuerpotential AP benötigt wird, wenn nämlich der zweite Leistungs-MOSFET T21, T22, T23 leitet und dadurch die jeweilige Ausgangsklemme AK1, AK2, AK3 annäherungsweise auf Bezugspotential M liegt. Die Kapazitäten C1, C2, C3 der Bootstrap-Schaltungen werden auf das dann bereitgestellte erhöhte Ansteuerpotential AP aufgeladen, um die ersten Leistungs-MOSFET T11, T12, T13 bei einem nachfolgenden Sperren der zweiten Leistungs-MOSFET T21, T22, T23 sicher leitend machen zu können.
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Die Spannungsversorgungsschaltung SVS weist Eingangsklemmen E1, E2, E2 zur Zuführung der Potentiale an den Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 oder davon abhängiger Signale auf. Dazu werden die Eingangsklemmen E1, E2, E3 beispielsweise an die Anschlußklemmen AK1, AK2, AK3 angeschlossen. Der Spannungsversorgungsschaltung SVS können auch beispielsweise die ersten oder zweiten Ansteuersignals S11, S12, S13, S21, S22, S23 zugeführt werden, von denen die Potentiale an den Anschlußklemmen AK1, AK2, AK3 abhängig sind.
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Ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Spannungsversorgungsschaltung SVS zur Bereitstellung des Ansteuerpotentials AP ist in 3 dargestellt. Die Spannungsversorgungsschaltung weist eine Ladungspumpenschaltung LPS auf, der über die Eingangsklemme EV das Versorgungspotential UB zugeführt ist. Die Bereitstellung des Ansteuerpotentials an der Ausgangsklemme AKS erfolgt nach Maßgabe eines Steuersignals SI, welches von einer Auswerteschaltung AWS aus den an Eingangsklemmen E1, E2, E3 anliegenden Eingangssignalen IN1, IN2, IN3 gebildet wird. Die Eingangssignale IN1, IN2, IN3 sind dabei die Potentiale an den Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 oder die ersten oder zweiten Ansteuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23.
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Die Ladungspumpenschaltung LPS weist einen ersten und zweiten Schalter S1, S2 auf, die in Reihe zwischen die Eingangsklemme EV und Bezugspotential M geschaltet sind und die komplementär nach Maßgabe des Steuersignals SI ansteuerbar sind. Zwischen die Eingangsklemme EV und die Ausgangsklemme AKS ist eine Diode D5 geschaltet, wobei eine Kapazität C4 zwischen die Ausgangsklemme AKS und einen den beiden Schaltern S1, S2 gemeinsamen Knoten geschaltet ist. An der Ausgangsklemme AKS liegt nach Maßgabe des Steuersignals SI als Ansteuerpotential AP in etwa das Versorgungspotential UB oder in etwa das Doppelte des Versorgungspotentials UB an, wie im folgenden beschrieben ist.
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Bei geöffnetem ersten Schalter S1 und geschlossenem zweiten Schalter S2 wird die Kapazität zunächst auf das Versorgungspotential UB abzüglich der über der Diode D5 abfallenden Spannung aufgeladen. Diese über der Kapazität C4 anliegende Spannung liegt als Ansteuerpotential AP an der Ausgangsklemme AKS an. Schließt abhängig von dem Steuersignal SI der erste Schalter S1 und öffnet der zweite Schalter S2, so liegt der dem ersten und zweiten Schalter S1, S2 gemeinsame Knoten annäherungsweise auf Versorgungspotential UB, der Kondensator C4 bleibt geladen und das Potential an der Ausgangsklemme AKS beträgt etwa das Doppelte des Versorgungspotentials UB. Die Spannungsversorgungsschaltung funktioniert damit als von dem Steuersignal SI abhängiger Spannungsverdoppler, wobei ein hoher Ausgangspegel erzeugt wird, wenn das Steuersignal SI einen oberen Pegel aufweist.
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Der zeitliche Verlauf des von der Auswerteschaltung AWS erzeugten Steuersignals SI ist in 4 unter den Zeitverläufen der zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23 dargestellt. Der zeitliche Verlauf der Potentiale an den Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 entspricht dem zeitlichen Verlauf der invertierten zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23. Das Potential an einer der Ausgangsklemmen AK1; AK2; AK3 nimmt einen unteren Wert an, wenn das Steuersignal S21; S22; S23 des zugehörigen zweiten Transistors T21; T22; T23 einen oberen Wert annimmt und der Transistor T21; T22; T23 leitet, und umgekehrt. Aus 4 wird deutlich, daß das Steuersignal SI einen oberen Pegel annimmt, um ein erhöhtes Ansteuerpotential AP am Ausgang der Ladungspumpenschaltung LPS hervorzurufen, sobald eines der zweiten Ansteuersignale S21, S22, S23 von einem unteren Pegel auf einen oberen Pegel ansteigt bzw. sobald das Potential an einer der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 auf einen unteren Pegel absinkt. Das Steuersignal SI nimmt dann wieder einen unteren Pegel an, sobald eines der zweiten Ansteuersignals S21, S22, S23 von einem oberen Pegel wieder auf einen unteren Pegel absinkt, bzw. das Potential an einer der Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 von einem unteren Pegel wieder auf einen oberen Pegel ansteigt. Der zeitliche Verlauf des Ansteuerpotentials AP entspricht dem zeitlichen Verlauf des Steuersignals SI. Befindet sich das Steuersignal auf einem unteren Pegel, nimmt das Ansteuerpotential etwa den Wert des Versorgungspotentials an. Befindet sich das Steuersignal SI auf einem oberen Pegel nimmt das Ansteuerpotential AP etwa den Wert des doppelten Versorgungspotentials UB an.
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Solange sich das Steuersignal SI auf einem oberen Pegel befindet und dadurch an der Ladungspumpenschaltung LPS ein erhöhtes Ansteuerpotential zur Verfügung gestellt wird, befindet sich das Potential an jeder Ausgangsklemme AK1, AK2, AK3 für unterschiedliche Zeitdauern auf einem niedrigen Pegel, annäherungsweise Massepotential, um dadurch den Kondensator C1, C2, C3 der Bootstrap-Schaltung auf das erhöhte Ansteuerpotential aufzuladen.
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Eine Auswerteschaltung zur Erzeugung des Steuersignals SI aus den zweiten Ansteuersignalen S21, S22, S23 weist, wie in 5 dargestellt ist, eine der Anzahl der Eingangssignale IN1, IN2, IN3 entsprechende Anzahl Vergleicherschaltungen auf, wobei jede Vergleicherschaltung einen ersten und zweiten Vergleicher V1A, V2A, V3A, ein Speicherglied FF1, FF2, FF3 und einen zweiten Vergleicher V1B, V2B, V3B aufweist und wobei den Vergleicherschaltungen ein gemeinsames Speicherglied FFQ nachgeschaltet ist. Die Speicherglieder FF1, FF2, FF3 sind vorzugsweise als Flip-Flop ausgebildet. Dem ersten Vergleicher V1A; V2A; V3A einer jeden Vergleicherschaltung ist jeweils eines der Eingangssignale IN1; IN2; IN3 und das am Ausgang des gemeinsamen Speicherglieds FFQ anliegende Steuersignal SI zugeführt. Dem Speicherglied FF1; FF2; FF3 jeder Vergleicherschaltung ist das Ausgangssignal des vorgeschalteten ersten Vergleichers V1A; V2A; V3A zugeführt. Dem zweiten Vergleicher V1B; V2B; V3B jeder Vergleicherschaltung ist das Ausgangssignal des Speicherglieds FF1; FF2; FF3 und das jeweilige Eingangssignal IN1; IN2; IN3 zugeführt.
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Die Vergleicher V1A, V2A, V3A, V1B, V2B, V3B sind vorzugsweise so ausgebildet, daß an ihren Ausgängen ein zu deren Eingangssignalen komplementärer Pegel anliegt, wenn die jeweiligen Eingangssignale gleich sind, und daß der Ausgang einen hochohmigen Zustand annimmt, wenn die Eingangssignale verschieden sind, d. h. verschiedene Pegel an den Eingängen der Vergleicher V1A, V2A, V3A, V1B, V2B, V3B anliegen.
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6 zeigt eine Ausführungsform der Auswerteschaltung AWS, die aus den vorgegebenen zweiten Ansteuersignalen S21, S22, S23 ein Steuersignal SI erzeugt, auf Transistorebene. Jeder der Vergleicher V1A, V2A, V3A, V1B, V2B, V3B weist vier in Reihe zwischen einem oberen Versorgungspotential Vdd und einem unteren Versorgungspotential Vss verschaltete Transistoren P1, P2, N1, N2; P5, P6, N5, N6 auf, wobei in 6 aus Gründen der Übersichtlichkeit nur die Transistoren der Vergleicher V1A, V1B und der als Flip-Flops FF1, FFQ ausgebildeten Speicherglieder mit Bezugszeichen versehen sind. Der Aufbau und die Funktion der übrigen Vergleicher V2A, V2B, V3A, V3B und Flip-Flops FF2, FF3 ist identisch. Die Transistoren P1, P2; P5, P6 sind in dem Ausführungsbeispiel als p-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgebildet und zwischen dem oberen Versorgungspotential Vdd und Ausgängen AV1A, AV1B der Vergleicher V1A, V1B verschaltet. Die Transistoren N1, N2; N5, N6 sind in dem Ausführungsbeispiel als n-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgebildet und zwischen den Ausgängen AV1A, AV1B und dem unteren Versorgungspotential Vss verschaltet. Die Gate-Anschlüsse jeweils eines der p-Kanal-Transistoren P1, P2; P5, P6 und jeweils eines der n-Kanal-Transistoren N1, N2; N5, N6 eines Vergleichers V1A, V1B sind miteinander verbunden und bilden so je einen Eingang der Vergleicher V1A, V1B. In dem Ausführungsbeispiel sind die Gate-Anschlüsse eines p-Kanal- und eines n-Kanal-Transistors P1, N1 der ersten Vergleicher V1A, V2A, V3A an einen der Eingänge E1, E2, E3 und die Gate-Anschlüsse der beiden anderen Transistoren P2, N2 an den Ausgang des Flip-Flops FFQ angeschlossen. Weiterhin sind die Gate-Anschlüsse je eines p-Kanal- und eines n-Kanal-Transistors P5, N5 der zweiten Vergleicher V1B, V2B, V3B an einen der Eingänge E1, E2, E3 und die Gate-Anschlüsse der beiden anderen Transistoren P6, N6 an den Ausgang des vorangeschalteten Flip-Flops FF1, FF2, FF3 angeschlossen.
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Die Flip-Flops weisen jeweils zwei Reihenschaltungen zweier Transistoren P3, N3; P4, N4; P7, N7; P8, N8 zwischen dem oberen und unteren Versorgungspotential Vdd, Vss auf. Die Transistoren P3, P4, P7, P8 sind in dem Ausführungsbeispiel als p-Kanal-Feldeffekttransistoren, die Transistoren N3, N4, N7, N8 als n-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgebildet. Die Gate-Anschlüsse der beiden in Reihe geschalteten Transistoren P3, N3; P4, N4; P7, N7; P8, N8 sind miteinander verbunden und jeweils an einen Knoten angeschlossen, der den Laststrecken der beiden anderen in Reihe geschalteten Transistoren P4, N4; P3, N3; P8, N8; P7, N7 des Flip-Flops FF1; FF2; FF3 gemeinsam ist. Der gemeinsame Gate-Anschluß der Transistoren P4, N4 der Flip-Flops FF1, FF2, FF3 dient als Eingang und Ausgang dieser Flip-Flops und ist dementsprechend an die Ausgänge AV1A der ersten Vergleicher V1A, V2A, V3A und einen der Eingänge der zweiten Vergleicher V1B, V2B, V3B angeschlossen. Die Flip-Flops FF1, FF2, FF3 speichern den Pegel des an ihren Eingängen anliegenden Signals und stellen diesen Pegel an ihren Ausgängen zur Verfügung. Wird der Eingang der Flip-Flops hochohmig angesteuert, bleibt der letzte Pegel gespeichert. Beim Flip-Flop FFQ bilden der gemeinsame Gate-Anschluß der Transistoren P8, N8, der an einen den Laststrecken der Transistoren P7, N7 gemeinsamen Knoten angeschlossen ist, den Eingang und der gemeinsame Gate-Anschluß der Transistoren P7, N7, der an einen den Laststrecken der Transistoren P8, N8 gemeinsamen Knoten angeschlossen ist, den Ausgang. Das Flip-Flop FFQ speichert den an seinem Eingang anliegenden Pegel und stellt den dazu komplementären Pegel am Ausgang zur Verfügung. Bei einer hochohmigen Ansteuerung des Eingangs bleibt der gespeicherte Pegel unverändert.
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Die Auswerteschaltung AWS funktioniert wie im folgenden beschrieben wird. Die dargestellte Auswerteschaltung ist dazu ausgelegt, das Steuersignal SI aus den als Eingangssignale IN1, IN2, IN3 zugeführten Ansteuersignale S21, S22, S23 der zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 zu erzeugen. Ebenso können die Potentiale an den Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3 und die Ansteuersignale der ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13 als Eingangssignale IN1, IN2, IN3 verwendet werden. Bei Verwendung der Potentiale an den Ausgangsklemmen AK1, AK2, AK3, d. h. bei Anschluß der Anschlußklemmen AK1, AK2, AK3 an die Eingänge E1, E2, E2, sind den Eingängen E1, E2, E3 Inverter nachzuschalten. Gleiches gilt bei Verwendung der Ansteuersignale S11, S12, S13 der ersten Halbleiterschalter T11, T12, T13.
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Haben die beiden einem der ersten Vergleicher V1A, V2A, V3A zugeführten Eingangssignale IN1, IN2, IN3; SI unterschiedliche Pegel, ist der Ausgang dieses Vergleichers V1A, V2A, V3A hochohmig, das nachgeschaltete Flip-Flop FF1, FF2, FF3 behält seinen Zustand.
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Haben die beiden einem der ersten Vergleicher V1A, V2A, V3A zugeführten Eingangssignale IN1, IN2, IN3; SI gleiche Pegel liegt am Ausgang dieses ersten Vergleichers V1A, V2A, V3A ein zu dem Eingangspegel komplementärer Pegel an, der auf das nachgeschaltete Flip-Flop FF1; FF2; FF3 übertragen wird und dadurch an einem der Eingänge des dem Flip-Flop FF1; FF2; FF3 nachgeschalteten zweiten Vergleichers V1B; V2B; V3B, anliegt. An dem anderen Eingang des zweiten Vergleichers V1B; V2B; V3B liegt das Eingangssignal IN1; IN2; IN3 an, das komplementär zum Ausgangssignal des Flip-Flop FF1; FF2; FF3 ist, wodurch der Ausgang AV1B des zweiten Vergleichers V1B hochohmig ist und den Zustand des Flip-Flops FFQ nicht beeinflußt. Bei gleichen Pegeln des an einer Vergleicherschaltung anliegenden Eingangssignals IN1; IN2; IN3 und des Steuersignals SI wird in dem Flip-Flop ein zu dem Eingangssignal IN1; IN2; IN3 komplementärer Pegel gespeichert, das Steuersignal SI bleibt unverändert.
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Wechselt bei vorher gleichen Eingangssignalen eines ersten Vergleichers V1A, V2A, V3A das Eingangssignal IN1; IN2; IN3 seinen Pegel, wird der Ausgang des zugehörigen ersten Vergleichers V1A; V2A; V3A zunächst hochohmig, das nachgeschaltete Flip-Flop FF1; FF2; FF3 behält seinen Zustand. An den Eingängen des zugehörigen zweiten Vergleichers V1B; V2B; V3B liegen nun gleiche Pegel an, wodurch am Ausgang dieses Vergleichers V1B; V2B; V3B ein dazu komplementärer Pegel hervorgerufen wird. Dieser Pegel, der dem komplementären Pegel des Eingangssignals IN1; IN2; IN3 entspricht, das seinen Pegel gewechselt hat, wird dem Flip-Flop FFQ eingeprägt, an dessen Ausgang der dazu komplementäre Pegel und damit der Pegel des gewechselten Eingangssignals IN1; IN2; IN3 anliegt. Dadurch liegen an den Eingängen des ersten Vergleichers V1A; V2A; V3A, dessen Eingangssignal zuvor gewechselt hatte gleiche Eingangssignale an, wodurch ein dazu komplementärer Pegel dem nachgeschalteten Flip-Flop FF1; FF2; FF3 eingeprägt wird. Am Eingang des nachgeschalteten zweiten Vergleichers V1B; V2B; V3B liegen dann wieder zwei verschiedene Pegel an, wodurch dessen Ausgang hochohmig ist und das Flip-Flop FFQ nicht beeinflußt.
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Durch den Wechsel des Pegels des Steuersignals SI liegen an den ersten Vergleichern V1A; V2A; V3A an denen zuvor kein Wechsel des Eingangssignals IN1; IN2; IN3 erfolgte unterschiedliche Pegel an, wodurch deren Ausgänge hochohmig werden.
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Die beschriebene Auswerteschaltung AWS, bei der das Steuersignal SI dem Pegel des Eingangssignals IN1, IN2, IN3 folgt, welches seinen Pegel ausgehend von dem Pegel des Steuersignals wechselt, erzeugt aus den Ansteuersignalen S21, S22, S23 der zweiten Halbleiterschalter T21, T22, T23 ein Steuersignal SI gemäß 4 zur Erzeugung eines erhöhten Ansteuerpotentials AP für die Treiberschaltungen 10, 20, 30, 40, 50, 60 der ersten und/oder zweiten Halbleiterschalter T11, T12, T13, T21, T22, T23. Das Steuersignal nimmt mit der ersten steigenden Flanke eines der Ansteuersignale S21, S22, S23 einen hohen Pegel an und nimmt mit der ersten fallenden Flanke eines der Ansteuersignale S21, S22, S23 einen niedrigen Pegel an.
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Die Auswerteschaltung ist bei Verwendung einer entsprechenden Anzahl Vergleicherschaltung auch zur Ansteuerung von Motoren mit mehr als drei Phasen verwendbar.
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Eine weitere Ausführungsform der Erfindung sieht vor, nicht alle Potentiale an den Anschlußklemmen AK1, AK2, AK3 bzw. nicht alle der ersten oder zweiten Ansteuersignale S11, S12, S13, S21, S22, S23 zur Erzeugung des Steuersignals SI zu verwenden. So ist gemäß einer Ausführungsform unter Verzicht auf die Auswerteschaltung vorgesehen, das Ansteuersignal S21 des zweiten Halbleiterschalters T23, der zuletzt geschlossen und zuerst wieder geöffnet wird als Steuersignal SI zu verwenden. In dem Zeitraum, in dem dieser Transistor T21 geschlossen ist, sind auch die anderen zweiten Transistoren T22, T23 geschlossen und die Bootstrap-Kondensatoren C1, C2, C3 aller ersten Treiberschaltungen 10, 20, 30 können in diesem Zeitraum auf das durch die Ladungspumpenschaltung LPS erzeugte erhöhte Ansteuerpotential AP aufgeladen werden.
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Weiterhin besteht die Möglichkeit der Auswerteschaltung AWS eine beliebige von der Zahl der Anschlußklemmen abweichende Anzahl der Ansteuersignale S11, S12, S13; S21, S22, S23 bzw. der Potentiale an den Ansteuerklemmen AK1, AK2, AK3 der Auswerteschaltung AWS zuzuführen, beispielsweise die Ansteuersignale S21, S22.
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Bezugszeichenliste
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- 10, 20, 30
- erste Treiberschaltungen
- 12, 14, 22, 24, 32, 34, 42, 44, 52, 54
- Eingangsklemmen der Treiberschaltungen
- 40, 50, 60
- zweite Treiberschaltungen
- AK1, AK2, AK3
- Anschlußklemmen
- AKS
- Ausgangsklemme
- AP
- Ansteuerpotential
- AS
- Ansteuerschaltung
- AWS
- Auswerteschaltung
- C1–C7
- Kapazitäten
- D1–D8
- Dioden
- E1, E2, E3
- Eingangsklemmen
- EV
- Eingangsklemme
- FF1, FF2, FF3, FFQ
- Flip-Flop
- IN1, IN2, IN3
- Eingangssignale
- LPS
- Ladungspumpenschaltung
- M
- Bezugspotential
- M
- Motor
- N1–N8
- N-Kanal-Transistoren
- P1–P8
- P-Kanal-Transistoren
- S1, S2
- Schalter
- S11, S12, S13
- erste Ansteuersignale
- S21, S22, S23
- zweite Ansteuersignale
- SI, SI'
- Steuersignale
- SVS
- Spannungsversorgungsschaltung
- T11, T12, T13
- erste Halbleiterschalter
- T21, T22, T23
- zweite Halbleiterschalter
- TS11, TS12, TS13
- Gate-Treiber
- TS21, TS22, TS23
- Gate-Treiber
- UB
- Versorgungspotential
- V1A, V2A, V3A
- erste Vergleicher
- V1B, V2B, V3B
- zweite Vergleicher
- Vdd, Vss
- Versorgungspotentiale
