BR102015000684B1 - Sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador - Google Patents

Sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador Download PDF

Info

Publication number
BR102015000684B1
BR102015000684B1 BR102015000684-5A BR102015000684A BR102015000684B1 BR 102015000684 B1 BR102015000684 B1 BR 102015000684B1 BR 102015000684 A BR102015000684 A BR 102015000684A BR 102015000684 B1 BR102015000684 B1 BR 102015000684B1
Authority
BR
Brazil
Prior art keywords
node
switching
converter
circuit
controller
Prior art date
Application number
BR102015000684-5A
Other languages
English (en)
Other versions
BR102015000684A2 (pt
Inventor
Zhongyuan Cheng
Bin Wu
Mehdi Narimani
Navid Zargari
Original Assignee
Rockwell Automation Technologies, Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rockwell Automation Technologies, Inc filed Critical Rockwell Automation Technologies, Inc
Publication of BR102015000684A2 publication Critical patent/BR102015000684A2/pt
Publication of BR102015000684B1 publication Critical patent/BR102015000684B1/pt

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador. as técnicas de controle de modulação por largura de pulso senoidal (spwm), meios legíveis por computador, e aparelho são apresentados para operar um conversor de múltiplos níveis, no qual um nível de tensão desejado de nó ca é determinado através da comparação de uma pluralidade de sinais ou valores transportadores com pelo menos um sinal ou valor de referência, e um estado de comutação é selecionado de uma pluralidade de estados de comutação redundantes correspondentes ao nível de tensão desejado de nó ca para gerar sinais de controle de comutação com base pelo menos parcialmente em um objetivo de equilíbrio de tensão do capacitor comutado ou outro objetivo de controle.

Description

HISTÓRICO DA INVENÇÃO
[001] Conversores de múltiplos níveis podem ser utilizados para retificar CA para produzir CC, e podem ainda ser empregados para gerar tensões de saída CA para uso em motores ou outros sistemas de conversão de potência. Esta forma modular do conversor possui uso particular em situações onde tensões de saída relativamente grandes são necessárias. As arquiteturas do conversor da fonte de tensão de múltiplos níveis incluem desenhos do capacitor oscilante ou do capacitor comutado (FC), desenhos do ponto neutro fixado (NPC), conversor modular de múltiplos níveis (MMC), bem como tipologias em cascata ou híbrida e os desenhos de ponte em H em cascata (CHB). Desenhos de NPC incluem um par de capacitores conectados por uma entrada CC provendo um nó neutro, com cada capacitor sendo carregado a metade do valor de entrada CC, e uma série de interruptores são conectados pelo barramento CC, com um par de diodos conectando os nós do interruptor intermediário ao ponto neutro. Os conversores de múltiplos níveis oferecem certas vantagens para aplicações de conversão de tensão média em alta potência; como motores, micro-redes e sistemas de geração distribuída. As funções principais destas topologias, conforme comparado com os conversores da fonte de tensão de dois níveis (VSC), são a capacidade de reduzir a distorção harmônica das formas de onda do lado CA, para reduzir as forças de comutação dv/dt, para reduzir as perdas de comutação, e para minimizar ou ainda eliminar a necessidade de um transformador de interface. Certas configurações variantes e híbridas foram propostas, incluindo NPC em ponte em H de cinco níveis (5L- HNPC), NPC ativo de três níveis (3L-ANPC), e NPC ativo de cinco níveis (5L-ANPC). Embora estas topologias híbridas mitigassem algumas desvantagens das topologias convencionais de múltiplos níveis, certos defeitos permanecem. Por exemplo, um 5L-ANPC é uma combinação de 3L-ANPC e 3L-FC, que aumenta o número de níveis para atingir níveis de saída mais elevados. Entretanto, além da complexidade do sistema devido à necessidade de controlar as tensões do capacitor oscilante para facilitar o uso da mesma classificação do interruptor para todos os interruptores, dois dispositivos são conectados em série para os interruptores superior e inferior visto que as forças de tensão dos interruptores para 5L-ANPC são diferentes, com as classificações do interruptor externo sendo metade da tensão do dc-link enquanto os dispositivos internos vêm apenas uma terceira da tensão do dc-link.
[002] Os desenhos de múltiplos níveis do ponto neutro agrupado fixado (NNPC) direcionam estes defeitos, como um conversor de quatro níveis NNPC, que pode operar por uma ampla faixa de tensão (por exemplo, 2,4 - 7,2 Kv) com todos os interruptores que apresentam os mesmos níveis de força de tensão ou níveis de força de tensão semelhantes sem exigir conexão em série de múltiplos interruptores. Além disso, arquiteturas NNPC geralmente têm poucos componentes que não sejam os conversores de múltiplos níveis convencionais e podem mitigar a necessidade por transformadores complexos. Algumas destas vantagens, ainda, são facilitadas pelo controle de tensões do capacitor oscilante, assim controlando os níveis de tensão do dispositivo de comutação. Entretanto, a implementação do controle de tensão do capacitor comutado ou outros objetivos de controle utilizando a modulação do vetor de espaço (SVM) exige muitos cálculos em cada período de comutação, e assim aumenta a complexidade do sistema de controle complexidade e atrasos computacionais podem deteriorar o desempenho do sistema de controle. Certamente, uma necessidade permanece para técnicas de controle simples, ainda robustas, e aparelho para operar NNPC e outras arquiteturas do conversor de múltiplos níveis sem as complexidades computacionais das técnicas de modulação do vetor de espaço.
SUMÁRIO
[003] Vários aspectos da presente revelação são agora resumidos para facilitar um entendimento básico da revelação, em que este sumário não é uma visão geral extensiva da revelação, e é direcionada nem para identificar certos elementos da revelação, nem para delinear o escopo deste. Ainda, a finalidade principal deste sumário é apresentar vários conceitos da revelação em uma forma simplificada antes da descrição mais detalhada que é apresentada a seguir.
[004] A presente revelação provê técnicas de modulação por largura de pulso senoidal (SPWM) pelas quais a complexidade das técnicas de modulação do vetor de espaço é mitigada ou evitada e os benefícios de NNPC e outras configurações do conversor de múltiplos níveis são obtidos através do controle de PWM senoidal simples (SPWM) que pode ser aplicado em cada fase de um conversor de múltiplos níveis multifásico. Os inventores observarão que diferentes técnicas de PWM podem ser utilizadas como modulação do vetor de espaço para controlar e equilibrar as tensões do capacitor oscilante de um NNPC ou outro conversor do capacitor de múltiplos níveis ou comutados utilizando a redundância de comutação para produzir os níveis de saída e ao mesmo tempo regular as tensões do capacitor oscilante. Entretanto, os inventores observaram que as abordagens com base em SVM exigem muitos cálculos que aumentam a complexidade da implementação do sistema de controle, particularmente em operação do índice de baixa modulação onde há grandes números de estados de comutação redundantes. As técnicas de SPWM da presente revelação podem ser vantajosamente empregadas para reduzir a complexidade da implementação para o sistema de controle e assim melhorar o desempenho de todo o sistema enquanto mantém os benefícios de NNPC e outros conversores de múltiplos níveis para sistemas de conversão de potência de fase única ou multifásicos.
[005] Um sistema de conversão de potência e aparelho de controle são providos de acordo com vários aspectos da revelação nos quais um conversor de múltiplos níveis é operável de acordo com os sinais de controle para prover múltiplos níveis de tensão distintos em um nó CA, com um controlador configurado para comparar uma pluralidade de sinais ou valores transportadores com pelo menos um sinal ou valor de referência em hardware e/ou firmware/software para determinar um nível de tensão desejado de nó CA para operação do conversor de múltiplos níveis. O controlador seletivamente escolhe de uma pluralidade de estados de comutação redundantes para pelo menos um dos níveis de tensão distintos com base pelo menos parcialmente em um objetivo de controle, como regular ou equilibrar as tensões do capacitor comutado do conversor. Em certas realizações, o controlador seleciona dos estágios redundantes pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA, as condições atuais de tensão dos capacitores comutados, e a polaridade da corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA para facilitar a regulagem da tensão do capacitor. Em várias realizações, um ou mais objetivos de controle podem ser facilitados pela seleção do estado de comutação redundante, incluindo sem limitação, o equilíbrio ou regulagem da tensão do capacitor comutado, redução de modo comum, correção do fator de potência, regulagem de uma tensão do barramento CC, redução ou controle de ruído, etc.
[006] O uso de SPWM e a seleção do estado redundante seletivo pode ser vantajosamente empregado para evitar a complexidade e intensidade computacional associada com as abordagens da modulação do vetor de espaço enquanto ainda implementa um ou mais objetivos de controle e prover vantagens de conversores de múltiplos níveis. Em certas realizações, ainda, o conversor de múltiplos níveis é um conversor do ponto neutro agrupado fixo (NNPC) operável para prover quatro ou mais níveis de tensão distintos em um nó CA, e várias realizações podem incluir vários conversores que formam um sistema multifásico. Além disso, o conversor pode ser empregado como um retificador ou como um inversor em várias realizações. Em certas realizações, o sistema de conversão de potência inclui primeiro e segundo conversores de múltiplos níveis que formam uma combinação do retificador/inversor de ponta a ponta com um circuito do barramento CC de intervenção, com um controlador comparando os sinais ou valores transportadores com referências para prover controles de comutação ao retificador de múltiplos níveis e estágios do inversor, com seleção de uma pluralidade de estados de comutação redundantes para facilitar um ou mais objetivos de controle. Em outras realizações, ainda, o conversor de múltiplos níveis é uma estrutura em ponte H NNPC incluindo dois estágios do conversor NNPC de múltiplos níveis.
[007] Métodos são providos de acordo com outros aspectos da presente revelação, para operar o conversor de múltiplos níveis. Os métodos incluem a determinação de um nível de tensão desejado de nó CA comparando os sinais ou valores transportadores com pelo menos um sinal ou valor de referência, bem como seletivamente escolher de uma pluralidade de estados de comutação redundantes correspondentes ao nível de tensão desejado de nó CA com base pelo menos parcialmente em um objetivo de controle, e prover os sinais de controle de comutação ao circuito conversor. O objetivo de controle em certas realizações se refere à regulagem da tensão do capacitor comutado, com a escolha do estado de comutação redundante sendo feita pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA, as tensões do capacitor comutado atuais e a polaridade da corrente que flui no nó CA do conversor. Os métodos podem ser empregados em inversores de múltiplos níveis para converter a potência de entrada CC e prover a potência de saída CA no nó CA pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA e o objetivo de controle através dos sinais de controle de comutação. Nas implementações do retificador, o controlador provê os sinais de controle de comutação para converter a potência de entrada CA recebida através do nó CA para prover potência de saída CC nos nós CC e para fazer com que o conversor de múltiplos níveis controle um nível de tensão no nó CA pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA e o objetivo de controle. De acordo com outros aspectos da presente revelação, meios legíveis por computador não transitórios são providos com as instruções executáveis por computador para realizar os métodos.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS
[008] A seguinte descrição e desenhos estabeleceu certas implementações ilustrativas da revelação em detalhes, que são indicativas de várias formas exemplares nas quais os vários princípios da revelação podem ser realizados. Os exemplos ilustrados, entretanto, não são completos das muitas possíveis realizações da revelação. Outros objetos, vantagens e características de novidade da revelação serão estabelecidos na seguinte descrição detalhada quando considerado em conjunto com os desenhos, nos quais:
[009] A figura 1 é um diagrama esquemático que ilustra um conversor de potência de múltiplos níveis do ponto neutro agrupado fixado (NNPC) exemplar incluindo um circuito do inversor e um circuito do capacitor comutado com um controlador utilizando a seleção do estado de comutação redundante para controlar a carga e descarga do primeiro e do segundo capacitores oscilantes para prover tensão CA do nó de múltiplos níveis enquanto facilita um ou mais objetivos de controle e para regular as tensões do capacitor oscilante de acordo com um ou mais aspectos da presente revelação;
[010] A figura 2 é um diagrama esquemático parcial que ilustra um conjunto exemplar dos estados de comutação para o conversor de potência NNPC da figura 1 para prover uma tensão CA do nó de quatro níveis com etapas substancialmente espaçadas igualmente;
[011] A figura 3 é um diagrama esquemático que ilustra três conversores de potência NNPC e alimentações CC do retificador NNPC associadas para prover uma saída de tensão trifásica para acionar uma carga do motor;
[012] A figura 4 é um gráfico que mostra uma forma de onda de saída de tensão linha para neutro de quatro níveis para o conversor de potência NNPC das figuras 1 e 2;
[013] A figura 5 é um gráfico que ilustra uma forma de onda de saída de tensão linha para linha de sete níveis para a implementação do acionamento do motor trifásico da figura 3;
[014] A figura 6 é um gráfico que ilustra uma implementação da modulação por largura de pulso comutada por nível exemplar no controlador do conversor de potência NNPC das figuras 1 e 2;
[015] A figura 7 é um diagrama esquemático que ilustra outro conversor de potência NNPC com estágios de agrupamento do capacitor comutado múltiplo provendo uma saída de cinco níveis de acordo com outros aspectos da presente revelação;
[016] A figura 8 é uma tabela que mostra um conjunto exemplar de estados de comutação para o conversor de potência NNPC de cinco níveis da figura 7;
[017] A figura 9 é um fluxograma que ilustra um método exemplar para operar um conversor de múltiplos níveis utilizando a modulação por largura de pulso senoidal de acordo com um ou mais aspectos da presente revelação;
[018] A figura 10 é um diagrama esquemático que ilustra uma implementação exemplar do circuito de um controlador provendo sinais de controle de comutação com seleção do vetor redundante seletiva para implementar um objetivo de controle para operar um conversor de múltiplos níveis de acordo com vários aspectos da revelação;
[019] As figuras 11A e 11B provêm um fluxograma que ilustra um processo detalhado para controlar um conversor NNPC de quatro níveis para facilitar regulagem do nível de tensão do capacitor comutado; e
[020] A figura 12 é um diagrama esquemático que ilustra um sistema de conversão de potência em ponte H NNPC (NNPCHB) incluindo dois estágios do conversor de potência NNPC com uma saída do inversor do primeiro estágio provendo um sistema neutral e a saída do inversor do segundo estágio provendo uma saída da tensão em linha para acionar uma carga do motor.
DESCRIÇÃO DETALHADA
[021] Agora com referência às figuras, várias realizações ou implementações são a seguir descritas em conjunto com os desenhos, em que números de referência semelhantes são utilizados para se referir aos elementos semelhantes em todo o relatório, e em que as várias funções não são necessariamente desenhadas em escala.
[022] Os processos operacionais da modulação por largura de pulso senoidal (SPWM) e aparelho conversor de potência são revelados no contexto dos estágios do conversor de múltiplos níveis do ponto neutro agrupado fixado (NNPC) 100. Vários aspectos e conceitos da presente revelação podem ser empregados em outras formas e tipos de estágios do conversor de múltiplos níveis responsáveis pela operação de SPWM, incluindo sem limitação, os conversores de múltiplos níveis do capacitor comutado, conversores de múltiplos níveis em cascata como pontes H em cascata (CHBs), estágios do conversor de múltiplos níveis do ponto neutro fixado (NPC), conversor modular de múltiplos níveis (MMC), estágios NNPC, e semelhantes.
[023] A figura 1 ilustra um estágio exemplar do conversor de múltiplos níveis 100 no qual vários aspectos da presente revelação podem ser implementados. O conversor ilustrado 100 é uma configuração do ponto neutro agrupado fixado (NNPC), que combina uma topologia do capacitor comutado ou oscilante (FC) com a topologia do ponto neutro fixado (NPC) para implementar a operação de tensão de quatro níveis em um nó CA 116, se operar como um retificador ou como um inversor. Nesta realização, ainda, a fim de garantir os passos igualmente espaçados nas tensões de saída, as tensões pelos capacitores comutados C1 e C2 do estágio do conversor 100 são reguladas em uma terceira da tensão de ligação CC total, embora não seja uma exigência estrita de todas as realizações da presente revelação. O conversor NNPC 100 emprega vantajosamente alguns componentes que não das topologias convencionais de quatro níveis e é de complexidade inferior. Além disso, o número de diodos e capacitores no estágio do conversor 100 é muito menor do que dos desenhos NPC de quatro níveis convencionais. Embora ilustrado na figura 1 na forma de um conversor de quatro níveis 100, os vários conceitos da presente revelação encontram a utilidade na associação com os estágios do conversor de múltiplos níveis provendo qualquer nível de tensão CA discreta do número inteiro N, onde N > 4. Quatro níveis de saída são obtidos no conversor 100 de seis combinações de comutação distintas mostradas na tabela 126 da figura 2, conforme descrito abaixo, onde os dispositivos de comutação do conversor NNPC S1-S6 são classificados em VDC/3.
[024] O estágio do conversor de quatro níveis NNPC exemplar 100 da figura 1 pode ser combinado com outros estágios 100 para formar um sistema de conversão de potência de múltiplos níveis multifásico (por exemplo, figura 3 abaixo) e os conversores de potência NNPC 100 descritos ou outros conversores de múltiplos níveis tendo capacitores comutados ou oscilantes podem ser utilizados para formar fontes de alimentação única ou multifásicas para acionar qualquer tipo de carga, por exemplo, como motores, embora vários conceitos da presente revelação não sejam limitados em qualquer aplicação, e podem ser empregados em qualquer forma do sistema de conversão de potência que aciona qualquer tipo de carga.
[025] Além disso, os estágios do conversor de múltiplos níveis 100 podem ser utilizados para formar um inversor para conversão CC-CA, como um estágio de saída de um motor, e/ou o(s) estágio(s) 100 podem ser utilizados para formar um circuito do retificador de múltiplos níveis para converter a potência de entrada CA multifásica ou única recebida para prover potência de saída CC. Como visto na figura 1, o estágio do conversor 100 tem primeiro e segundo terminais CC 101 e 102, respectivamente, que são as entradas no caso de uma aplicação do inversor, bem como um terminal CA 120 que provê uma tensão de saída monofásica CA e corrente de saída associada iout para acionar uma carga (não mostrada) no caso de uma aplicação do inversor.
[026] O conversor NNPC de múltiplos níveis 100 da figura 1 inclui um circuito do capacitor comutado (por exemplo, capacitor oscilante) 104 agrupando um circuito do inversor do tipo NPC 110. Exemplos dos conversores NNPC de múltiplos níveis e sistemas utilizando estágios do conversor NNPC são mostrados e descritos no Pedido de Patente Norte- americano No. Serial 13/922,401, depositado em 20 de junho de 2013, intitulado MULTILEVEL VOLTAGE SOURCE CONVERTERS AND SYSTEMS e atribuído ao requerente do presente pedido, que é completamente aqui incorporado por referência. Embora aqui referido como um conversor de potência NNPC, o nó central 119 do circuito do inversor do tipo NPC 110 não precisa ser conectado a qualquer sistema “neutro”. O conversor 100 recebe a energia elétrica de entrada CC de uma fonte 90 através dos terminais CC 101 e 102, onde a figura 1 ilustra uma configuração de entrada exemplar incluindo duas baterias conectadas em série, cada uma tendo um valor de tensão de VDC/2 com o conversor de potência 100 assim sendo provido com uma tensão de entrada CC tendo um valor VDC. Além disso, embora não seja uma exigência estrita de todas as implementações do conversor de potência 100, a configuração mostrada na figura 1 inclui um nó neutro “N” conectado ao ponto de conexão de duas baterias da fonte de entrada CC 90. Qualquer fonte CC adequada 90 pode ser utilizada em conexão com o conversor de potência 100 quando empregado como um estágio do inversor, incluindo sem limitação uma ou mais baterias, retificadores ativos e/ou passivos, etc. Além disso, a fonte CC 90 pode incluir capacitâncias do barramento CC, se um único capacitor ou qualquer combinação de múltiplos capacitores conectados em qualquer série e/ou configuração paralela. Além disso, certas realizações do estágio do conversor NNPC 100 podem incluir uma ou mais capacitâncias de bordo conectadas entre os terminais de entrada CC 101 e 102.
[027] O estágio do conversor 100 inclui um circuito do inversor (ou conversor) 110 com um primeiro circuito de comutação provendo dispositivos de comutação S2- S5 conectados em série entre si entre primeiro e segundo nós de entrada do circuito do inversor 111 e 112, bem como uma saída do inversor ou nó “CA” 116 conectando dois dos dispositivos de comutação do inversor S3 e S4, onde o nó de saída do inversor 116 é conectado direta ou indiretamente ao terminal de saída CA 120 do conversor 100 no exemplo da figura 1. O circuito do inversor 110, ainda, pode incluir qualquer número inteiro dos dispositivos de comutação S conectados em série entre si entre os nós 111 e 112. No exemplo ilustrado, quatro dispositivos S2-S5 são providos, com o nó CA 116 tendo dois dispositivos de comutação S2 e S3 entre o nó CA 116 e o nó de entrada superior 111, e dois interruptores S4 e S5 conectados entre o nó de saída 116 e o segundo nó de entrada do inversor 112. Além disso, o circuito do capacitor comutado 104 inclui interruptores adicionais S1 e S6 conectados conforme mostrado entre as entradas do inversor 111 e 112 e os terminais de entrada CC 101 e 102 correspondentes. Qualquer tipo adequado de dispositivos de comutação S1-S6 pode ser utilizado nos circuitos 104 e 110 do estágio de energia 100, incluindo sem limitação interruptores com base no semicondutor como transistores bipolares do portão isolado (IGBTs), retificadores controlados de silicone (SCRs), tristores de desligamento de porta (GTOs), tristores de comutação por porta integrada (IGCTs), etc. Além disso, conforme ilustrado na figura 1, os interruptores individuais S1-S6 incluem diodos antiparalelos para conduzir a corrente nas direções reversas quando o interruptor é desligado, embora não seja uma exigência estrita de todas as realizações.
[028] O circuito do inversor 110 ainda inclui um circuito de fixação tendo primeiro e segundo elementos de fixação, como diodos D1 e D2 conectados em série entre si, com o catodo de D1 conectado a um primeiro nó interno 114, e o anodo de D2 conectado a um segundo nó interno 118. O catodo de D2 é unido ao anodo de D1 em um terceiro nó interno 119. O diodo D1 provê uma passagem condutora do terceiro nó interno 119 ao primeiro nó interno 114, e D2 provê uma passagem condutora do segundo nó interno 118 ao terceiro nó interno 119. OS interruptores de fixação ativos ou outros elementos de fixação podem ser utilizados em outras realizações ao invés dos diodos de fixação conforme mostrado nos desenhos. Outras configurações são possíveis nas quais os diodos ou outros elementos de fixação são conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno do circuito do inversor de comutação. Ainda, diodos únicos D1 e D2 podem ser utilizados conforme mostrado, ou múltiplos diodos ou outros elementos de fixação podem ser utilizados. Por exemplo, D1 pode ser substituído com dois ou mais diodos em qualquer configuração em série adequada e/ou paralela entre os nós 119 e 114, e D2 pode ser substituído com dois ou mais diodos interconectados em qualquer forma adequada entre os nós 118 e 119. Além disso, os diodos D1 e D2 e/ou os diodos de fixação pelos dispositivos de comutação S1-S6 dos conversores NNPC 100 podem de modo alternativo ser interruptores de fixação (não mostrados). Os diodos de fixação D1 e D2 ainda podem ser substituídos por interruptores ativos para atingir a fixação do ponto neutro.
[029] O circuito do capacitor comutado 104 inclui interruptores S1 e S6 conectados entre os respectivos terminais de entrada CC 101 e 102 e um correspondente dos nós de entrada do inversor 111 e 112. Além disso, o circuito do capacitor comutado 104 inclui primeiro e segundo capacitores C1 e C2 individualmente conectados entre o terceiro nó interno 119 e os nós de entrada correspondentes do circuito do inversor 111 e 112 com um nó central que une os capacitores C1 e C2 sendo conectados ao nó 119 conforme mostrado. Qualquer tipo adequado e configuração de capacitores C1 e C2 pode ser utilizado, onde os capacitores individuais C1 e C2 podem ser um único capacitor ou múltiplos capacitores conectados em qualquer configuração em série adequada e/ou paralela para prover uma primeira capacitância C1 entre os nós 111 e 119 bem como uma segunda capacitância C2 entre os nós 119 e 112. Além disso, os capacitores comutados ou oscilantes C1 e C2 são preferivelmente de valores de capacitância substancialmente iguais, embora não seja uma exigência estrita da presente revelação.
[030] Ainda com referência às figuras 2-5, um controlador 122 provê sinais de controle de comutação 124-2, 124-3, 124-4 e 124-5 aos respectivos dispositivos de comutação do inversor S2-S5 e provê sinais de controle de comutação 124-1 e 124-6 aos dispositivos de comutação do circuito do capacitor comutado S1 e S6 para gerar um de quatro possíveis níveis de tensão de saída distintos no nó CA 116, por exemplo, como uma tensão de saída CA quando o conversor 100 é operado como um inversor. Semelhantemente, quando operado como um retificador, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 para prover um dos quatro possíveis níveis de tensão distintos no nó CA 116, assim facilitando a operação do retificador para realizar as várias funções de controle como regulagem de uma tensão de saída do barramento CC, correção do fator de potência, etc., onde típicas instalações incluem uma indutância conectada entre uma rede ou tensão de alimentação e o nó CA 116, pelo qual a operação do conversor 100 controla a tensão no nó CA 116 em um dos quatro possíveis níveis de tensão distintos implementa uma conversão de múltiplos níveis. Em outras realizações onde os dispositivos de fixação D1 e D2 são dispositivos ativos, o controlador 122 pode ainda prover sinais de controle de comutação para ativar estes dispositivos ativos de fixação D1 e D2.
[031] Ainda conforme descrito abaixo, a presente revelação provê técnicas de modulação que podem ser implementadas no controlador 122 com base na modulação por largura de pulso senoidal (SPWM), por exemplo, utilizando três transportadores triangulares alternados por nível (figura 6 abaixo), todos tendo a mesma frequência e a mesma amplitude. A deposição em fase (IPD) ou outras técnicas de modulação em triângulo do sinal pode ser utilizada, em que o exemplo IPD ilustrado provê todos os transportadores em fase, conforma ainda ilustrado na figura 6 abaixo. Na operação, o controlador 122 compara os transportadores e um ou mais sinais de modulação ou de referência, assim determinando o nível CA desejado a ser provido no nó CA 116. Com base no nível desejado no nó CA 116 (se para operação como um retificador ou como um inversor), a comutação correspondente pode ser aplicada aos interruptores de potência S1-S6 através dos sinais de controle gerados 124-1 a 124-6, conforme mostrado na tabela 126 e na figura 2.
[032] Como ainda mostrado na tabela 126, ainda, há estágios redundantes para dois níveis médios (nível 1 e 2). Os inventores observaram que o uso seletivo de certos estágios redundantes em consideração da corrente que flui no nó CA 116 pode carregar ou descarregar os capacitores oscilantes conforme exigido para implementar um objetivo de controle de regulagem de tensão ou equilíbrio de tensão do capacitor. Além disso, a seleção dentre os estados de comutação redundantes pode ser empregada para facilitar ou implementar um ou mais objetivos de controle adicionais, como controle ou redução de tensões do modo comum em um sistema de conversão de potência, e/ou controle do fator de potência para a operação do conversor do retificador, controle ou regulagem de uma tensão de saída do barramento CC para os conversores retificadores 100, etc. Assim, o controlador 122 vantajosamente opera para determinar o nível de tensão desejado de nó CA comparando os transportadores e um ou mais sinais de modulação ou de referência, determina as tensões atuais do capacitor para C1 e C2 e determina a direção da corrente que flui para dentro ou para fora do nó CA 116, e com base nisso determina (se houver estados de comutação redundantes para o nível de tensão desejado de nó CA) que dos estados de comutação redundantes selecionam a fim de implementar a regulagem das tensões do capacitor comutado através de C1 e C2 para cada ciclo de controle do estágio do conversor 100.
[033] O controlador 122 assim capitaliza na redundância nos estados de comutação para produzir o nível de tensão desejado de nó CA, e ao mesmo tempo controla as tensões dos capacitores oscilantes C1 e C2. Como pode ser visto na tabela 126 da figura 2, para o nível médio de tensões VDC/6 e -VDC/6, há dois estados de comutação redundantes no conversor de quatro níveis ilustrado 100. Cada estado redundante provê uma passagem de corrente de carga e descarga específica para cada capacitor flutuante C1 e C2. Estágios redundantes semelhantes estão disponíveis para conversores de nível mais elevado, como o conversor de cinco níveis ilustrado e descrito em conexão com as figuras 7 e 8 abaixo. Em certas realizações, o controlador utiliza a capacidade de selecionar dos estados de comutação redundantes para carregar ou descarregar os capacitores C1 e C2 para reduzir a diferença entre os valores de tensão de referência nominal (por exemplo, Vref = VDC/3 em um exemplo) e os valores da tensão do capacitor medidos Vc1, Vc2.
[034] O controlador 122 em certas realizações pode ainda receber sinais de retroalimentação como as tensões e/ou correntes que são mostradas nas figuras, incluindo sem limitação, os sinais ou valores medidos, detectados ou deduzidos indicando a polaridade e amplitude da corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA 116, as tensões Vc1 e Vc2 pelos capacitores C1 e C2, etc. O controlador 122 pode ser implementado como parte do conversor 100 e/ou pode ser um componente ou sistema separado, e um único controlador 122 pode prover sinais 124 aos múltiplos estágios do conversor 100 para implementar as técnicas de SPWM para facilitar a obtenção de um ou mais objetivos de controle ainda conforme descrito abaixo. O conversor controlador 122 pode ser implementado utilizando qualquer hardware adequado, software ou firmware executado por processador, lógica programável ou combinações destes, em que uma realização exemplar do controlador 122 inclui um ou mais elementos de processamento como microprocessadores, microcontroladores, FPGAs, DSPs, lógica programável, etc., com a memória eletrônica, memória do programa e circuito do driver de condicionamento do sinal, com o(s) elemento(s) de processamento programados ou, caso contrário, configurados para gerar os sinais de controle de comutação do inversor 124 adequado para operar os dispositivos de comutação dos estágios de energia 100, bem como para realizar outras tarefas operacionais para acionar uma carga. Além disso, os meios legíveis por computador são observados com instruções executáveis por computador para implementar os processos e técnicas do controle de comutação do conversor de potência descrito, que pode ser armazenado como instruções do programa em uma memória eletrônica que forma uma parte de, ou, caso contrário, associada operativamente com, o controlador 122.
[035] Como bem visto na figura 2, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 aos interruptores S1-S6 na forma modulada por largura de pulso (PWM) para prover uma tensão de saída de múltiplos níveis (por exemplo, tensão linha para neutro VAN) no nó CA (por exemplo, saída do inversor) 116. Na realização ilustrada, por exemplo, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 aos interruptores S1-S6 para prover a tensão de saída VAN em um dos quatro níveis de tensão linha para neutro distintos. Um gráfico 210 na figura 4 ilustra uma forma de onda exemplar da tensão linha para neutro de quatro níveis 212 (VAN) no nó de saída do inversor 116 com relação ao nó neutro “N”. Na figura 3, três estágios NNPC 100a, 100b e 100c são conectados às fases correspondentes A, B e C de uma fonte de energia trifásica 102 para formar um circuito do retificador trifásico 70 provendo tensão CC em um circuito do barramento CC 90 incluindo duas capacitâncias do barramento CC com valor igual, com um nó de conexão provendo um sistema neutro N. Como visto na figura 3, ainda, três diferentes estágios do conversor NNPC 100r, 100s e 100t podem ser conectados às linhas positiva e negativa 90a e 90b do circuito do barramento CC 90 para formar um inversor de múltiplos níveis trifásico 80 provendo tensões de saída CA em linhas da fase do motor 202 para acionar uma carga do motor trifásica 200, com o controlador 122 provendo um conjunto de sinais de controle de comutação do inversor 124b em cada um dos estágios NNPC 100r-100t. A figura 5 ilustra um gráfico 220 que mostra uma forma de tensão exemplar de linha para linha 222 no sistema da figura 3, no qual a comutação controlada dos três estágios NNPC do inversor 100r, 100s e 100t nos ângulos de fase relativa de 120° provê uma forma de onda da tensão linha para linha de sete níveis 222 para acionar a carga do motor 200.
[036] Como ainda mostrado no gráfico 230 da figura 6, ainda, o controlador 122 é configurado para implementar a modulação por largura de pulso senoidal a fim de verificar ou caso contrário determinar um nível de tensão desejado para a tensão no nó CA 116 do estágio de energia do conversor 100. Como visto na figura 6, por exemplo, uma implementação da modulação por largura de pulso de deposição em fase é mostrada, na qual sinais ou valores transportadores da onda triangular 233, 234 e 235 são deslocados entre si, e o controlador 122 compara os sinais ou valores 233-235 com um ou mais sinais de modulação ou sinais de referência 231 e/ou 232. Em certas implementações, apenas um único sinal de referência 231 precisa ser utilizado, e a referência pode ser gerada de acordo com qualquer entrada adequada, como comparação de uma condição operacional do sistema desejado (por exemplo, ponto de ajuste) com um ou mais sinais ou valores de retroalimentação. O controlador 122 emprega a lógica ou programação adequada para implementar sinais de controle de comutação para os seis dispositivos de comutação S1-S6 do estágio de energia do conversor 100. Em particular, o controlador 122 pode implementar a modulação do seno- triângulo utilizando circuito do gerador de sinal transportador de hardware e comparadores de hardware adequado e/ou pode gerar valores digitais que representam os transportadores 233-235 e realizam as comparações aos sinais de referência 231, 232 em firmware/software, utilizando o circuito do processador adequado programado com as instruções de programação. Seguindo a determinação do nível de nó CA desejado para o estágio do conversor 100, o controlador 122 determina se o nível de tensão desejado de nó CA envolve os estados de comutação redundantes, e se assim, realiza a seleção ou escolha dentre os estágios redundantes para implementar a tensão do nó CA desejada bem como um ou mais objetivos de controle, como o objetivo de regulagem da tensão do capacitor ilustrado e descrito, redução de modo comum, correção do fator de potência (para implementações do retificador), etc. Com relação a isso o controlador 122 pode implementar os conceitos de seleção do vetor da presente revelação no firmware/software executado por processador e/ou utilizando circuito lógico, ou combinações destes, etc.
[037] Com relação a isso, os inventores ainda observaram que a tensão do modo comum do sistema Vcm em um conversor de potência CA-CC-CA construído utilizando configurações do conversor de múltiplos níveis back-to-back NNPC ou outro back-to-backé a soma da contribuição da tensão do modo comum Vcmr do retificador 70 e a contribuição da tensão do modo comum Vcmi do inversor 80. Na configuração ilustrada tendo um nó neutro “N”, e nó do terra de entrada “g”, e uma tensão zero de saída ou nó neutro “0”, onde a contribuição do retificador Vcmr = Vg - Vn, a contribuição do inversor Vcmi = Vo - Vn, e a contribuição geral ou total no sistema de conversão de potência 2 é dada por Vcm = Vog = Vcmi - Vcmr. Além disso, certos aspectos da presente revelação vantajosamente provêm para operação do sistema da conversão de múltiplos níveis multifásica back-to-back 2 pela provisão do retificador e sinais de controle de comutação do inversor 124 pelo controlador 122 para facilitar o controle da tensão do modo comum sobre as contribuições do modo comum do retificador 70 e do inversor 80. Em alguns casos, os sinais de controle de comutação 124a providos aos estágios do retificador 100a-100c e os sinais de controle de comutação do inversor 124b providos aos estágios do inversor de múltiplos níveis 100r-100t provêm cancelamento completo ou pelo menos parcial, com a contribuição do modo comum do inversor completamente ou pelo menos parcialmente compensando ou cancelando a contribuição da tensão do modo comum associada com o retificador 70 através da seleção do vetor redundante pelo controlador 122. Assim, a seleção dos estados de comutação redundantes na tabela 126 pelo controlador 122 pode ser seletivamente empregada para facilitar a redução da tensão do modo comum além da regulagem da tensão do capacitor objetivo de controle.
[038] Além disso, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 em certas realizações para controlar a carga e a descarga dos capacitores comutados C1 e C2 a fim de regular as tensões correspondentes do capacitor Vc1 e Vc2 dos estágios individuais 100 em uma fração alvo da tensão CC VDC do circuito do barramento CC 90. O controle das tensões do capacitor Vc1 e Vc2, ainda, facilita a distribuição substancialmente igual das tensões vistas nos dispositivos de comutação individuais S1-S6 de um dado estágio 100. A tabela 126 e a figura 2 mostram seis possíveis vetores de comutação V1, V2, V3, V4, V5 e V6 correspondentes aos diferentes estados de comutação dos dispositivos de comutação NNPC S1-S6, com os valores de tensão CA do nó linha para neutro correspondente com relação ao nível CC de entrada VDC, onde “1” indica que o interruptor correspondente S está 'ligado' ou condutivo. Além disso, a tabela 126 mostra os níveis de tensão distintos correspondentes “L” no terminal CA do estágio 100 correspondente, neste caso, provendo quatro níveis de tensão distintos L0-L3 com relação ao neutro N. Conforme discutido acima, as técnicas de modulação por largura de pulso senoidal são empregadas pelo controlador 122 para inicialmente determinar o nível desejado (L0, L1, L2 ou L3) para o conversor 100 durante um dado ciclo de controle de modulação por largura de pulso. Então, se os estados de comutação redundantes ou vetores estão disponíveis para o nível de tensão desejado de nó CA (por exemplo, L1 ou L2 no cenário ilustrado do conversor de quatro níveis), o controlador 122 emprega os algoritmos implementados por lógica e/ou processador adequado para preferencialmente selecionar um dos estados de comutação redundantes para geração dos sinais de controle da modulação por largura de pulso correspondentes 124 para controlar o estágio do conversor 100.
[039] O vetor de comutação V1 no exemplo de quatro níveis da figura 2 corresponde a um primeiro nível “3”, os vetores de comutação redundantes V2 e V3 provêm um segundo nível de tensão “2”, os vetores de comutação V4 e V5 ambos provêm um terceiro nível “1”, e o sexto vetor de comutação V6 provê um quarto nível “0”. Especificamente, o primeiro vetor V1 provê um nível de tensão do nó CA de +VDC/2, o segundo e terceiro vetores de comutação V2 e V3 (L2) são redundantes entre si com relação à tensão do nó CA linha para neutro, cada um produzindo um valor de +VDC/6. Os vetores V4 e V5 (L1) ainda são um par do estado de comutação redundante, cada um provendo um valor de tensão do nó CA de - VDC/6, e o estado de comutação final ou vetor V6 produz uma tensão de -VDC/2 no nó CA 116 do conversor 100. Como visto na figura 2, ainda, a carga e descarga dos capacitores C1 e C2 é controlada através da seleção do vetor redundante, onde o efeito sobre as tensões correspondentes do capacitor pode ser diferente para os estados de comutação redundantes permitindo que a seleção inteligente do vetor controle a carga e/ou descarga do capacitor. Por exemplo, se o nível de tensão desejado de nó CA deve ser VDC/6, o vetor V2 pode ser selecionado para carregar C1 se a corrente de saída IOUT for positiva (>0), ou para descarregar C1 se a corrente de saída for negativa. De modo alternativo, a seleção do vetor redundante V3 descarrega C1 e C2 para a corrente de saída positiva, e carrega estes capacitores C1 e C2 se a corrente de saída for negativa. Como visto na tabela 126 da figura 2, ainda, as escolhas semelhantes de carga e/ou descarga pode ser feita pela seleção no controlador 122 dentre os vetores redundantes V4 e V5 onde o nível de tensão de saída desejado é -VDC/6 (nível L1).
[040] A figura 7 mostra outro conversor de potência NNPC 100, neste caso incluindo múltiplos estágios de agrupamento do capacitor comutado configurados ao redor de um circuito central NPC 110, e provendo uma saída de cinco níveis. Este conversor de potência agrupado 100 inclui um circuito do inversor 110, um circuito do capacitor comutado 104 e um controlador 122. Como na célula NNPC descrita acima 100 da figura 1, o circuito do inversor 110 no conversor 100 da figura 7 inclui dispositivos de comutação S3-S6 conectados em série entre si entre nós de entrada do circuito do inversor 111 e 112, com um nó de saída do inversor 116 conectando S4 e S5. Além disso, o circuito do inversor 110 inclui interruptores de fixação ou outros elementos de fixação D1 e D2 conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno 114 e 118 ao redor dos interruptores S4 e S5 conforme mostrado. O circuito de fixação ainda inclui um terceiro nó interno 119 que une elementos de fixação D1 e D2. Os dispositivos de fixação no desenho são mostrados como diodos. Entretanto, interruptores ativos como IGBTs e IGCTs podem ainda ser utilizados para finalidades de fixação.
[041] O conversor 100 da figura 7 ainda inclui um circuito do capacitor comutado agrupado duplo 104, com um primeiro interruptor S1 conectado entre a primeira entrada CC 101 e um quarto nó interno 106, e um segundo interruptor S2 conectado entre o nó 106 e o primeiro nó de entrada do inversor 111. Além disso, um terceiro interruptor S7 é conectado entre o segundo circuito do nó de entrada do inversor 112 e um quinto nó interno 108, e um quarto interruptor S8 é conectado entre o quinto nó interno 108 e a segunda entrada CC 102. Dois níveis de capacitores comutados conectados em série C1/C2 e C3 são providos na figura 7, com C1 conectada entre os nós 111 e 119 e C2 conectada entre nós 119 e 112, bem como C3 conectada entre nós 106 e 108. O controlador 122 provê sinais de controle de comutação 124 para operar os inversor interruptores S3-S6 e os dispositivos de comutação do capacitor S1, S2, S7 e S8 para prover uma tensão de saída de múltiplos níveis no nó de saída do inversor 116 bem como para controlar a carga e descarga dos capacitores C1-C3, por exemplo; utilizando a seleção de vetores de comutação redundantes conforme descrito acima.
[042] A figura 8 ilustra uma tabela 240 que mostra os estados de comutação para os oito interruptores S1- S8 e sinais de controle de comutação correspondentes 124-1 a 124-8 do conversor de cinco níveis 100 da figura 7 com os impactos correspondentes sobre as tensões do capacitor (não aplicáveis ou “N/A”, carga ou descarga dependente da polaridade da corrente de saída Iout). Como com o exemplo de quatro níveis ilustrado acima (por exemplo, tabela 126 na figura 2 acima), o controlador 122 emprega as características do impacto da tensão do capacitor comutado de cada um dos estados de comutação redundantes para os níveis de tensão do nó CA tendo estágios redundantes, juntos com um ou mais valores medidos como a corrente da polaridade do nó CA, os níveis de tensão do capacitor comutado, etc., ao selecionar dos estágios redundantes disponíveis. Como visto na tabela 240 da figura 8, semelhante ao da tabela 126 e da figura 2, há vários níveis de tensão do nó CA (por exemplo, os níveis de faixa média 1-3 neste exemplo de cinco níveis) para qual há múltiplos estágios redundantes. Especificamente, o nível L3 inclui possíveis vetores de comutação V2-V4, cada um tendo diferentes impactos potenciais sobre as tensões pelos capacitores C1, C2 e C3. Semelhantemente, três estágios redundantes V9-V11 estão disponíveis para seleção pelo controlador 122 a fim de implementar o nível de tensão do nó CA L1 na figura 8. O nível médio L2, ainda, tem quatro estados de comutação redundantes disponíveis ou vetores V5-V8 conforme mostrado.
[043] Embora as implementações de quatro e cinco níveis sejam ilustradas e descritas, será observado que as várias técnicas de modulação por largura de pulso senoidal da presente revelação podem ser empregadas em conexão com a operação dos conversores de múltiplos níveis operáveis para prover qualquer número N de níveis de tensão discretos do nó CA, onde N > 4. Além disso, embora os exemplos ilustrados sejam os conversores de múltiplos níveis do tipo NNPC 100, os vários conceitos da presente revelação podem ser utilizados em associação com qualquer forma adequada do conversor de múltiplos níveis capaz de prover mais do que três níveis de tensão discretos em um nó CA.
[044] Agora com referência às figuras 9 e 10, a figura 9 ilustra um processo ou método exemplar 250 para operar um conversor de múltiplos níveis operante de acordo com uma pluralidade de sinais de controle de comutação 124 para prover uma pluralidade de níveis de tensão distintos L0- L3 em um nó CA 116, como os conversores 100 ilustrados e descritos acima. Além disso, a figura 10 esquematicamente ilustra a implementação do método 250 no controlador 122. O controlador exemplar 122 pode incluir pelo menos um processador programado e/ou lógica adequada para realizar o processo 250, e as realizações adequadas podem ser implementadas utilizando hardware, software executado por processador, firmware executado por processador, lógica programável, ou combinações destes, etc., com instruções do programa sendo armazenadas em uma memória associada com o controlador 122 conforme necessário. Com relação a isso o método exemplar 250 da figura 9 e outros métodos da presente revelação podem ser implementados utilizando instruções executáveis por computador de um meio legível por computador não transitório, como uma memória do computador, uma memória dentro de um sistema de controle do conversor de potência (por exemplo, controlador 14), um CD-ROM, disquete, pen drive, banco de dados, servidor, computador, etc. que tem instruções executáveis por computador para realizar os processos e funcionalidade do controlador descrita neste documento. Enquanto o método exemplar 250 é descrito e detalhado na forma de uma série de ações ou eventos, será observado que os vários métodos da revelação não são limitados pela ordem ilustrada destas ações ou eventos exceto conforme especificamente estabelecido neste documento. Com relação a isso exceto conforme especificamente provido a seguir, algumas ações ou eventos podem ocorrer em ordem diferente e/ou simultaneamente com outros atos ou eventos separado dos ilustrados e descritos aqui, e nem todas as etapas ilustradas podem ser necessárias para implementar um processo ou método de acordo com a presente revelação.
[045] O método 250 da figura 9 começa em 252 com o controlador 122 determinando um nível de tensão desejado de nó CA (nível desejado 271 na figura 10) comparando uma pluralidade de sinais ou valores transportadores (por exemplo, transportadores 233, 234 e 235 na figura 6) com pelo menos um sinal ou valor de referência (231, 232 na figura 6 acima). Conforme previamente observado, o controlador 122 pode realizar a comparação de vários sinais utilizando circuito de hardware e/ou isso pode ser feito através de um processador programado para geração e uso de valores transportadores e valores de referência que podem ser comparados por um processador programado. Em 254, o controlador 122 determina se há estágios redundantes para o nível desejado do nó CA. Por exemplo, se o nível atualmente desejado do nó CA for L1 ou L2 para o exemplo de quatro níveis exemplificados pela tabela 126 na figura 2 acima, o controlador 122 tem dois diferentes estágios redundantes ou vetores para escolher a fim de atingir o nível de tensão desejado de nó CA, com a seleção dentre os estágios redundantes permitindo a facilitação seletiva de um ou mais objetivos de controle (por exemplo, objetivo de controle 274 na figura 10).
[046] Se os estágios redundantes estão disponíveis para o nível desejado atual do nó CA (SIM em 254), o processo 250 continua em 256 onde o controlador escolhe ou seleciona de uma pluralidade de estados de comutação redundantes correspondentes ao nível de tensão desejado de nó CA 271 pelo menos parcialmente de acordo com um objetivo de controle 274. Como visto na figura 9, ainda, onde não há estágios redundantes para escolher o nível desejado do nó CA (NÃO em 254), o processo 250 não inclui seleção do estado redundante, pelo qual a seleção dentre os estágios redundantes pelo controlador 122 é seletiva no método 250. Neste caso, ou após o controlador 122 ter selecionado dentre os estágios redundantes disponíveis em 256, o método 250 procede para 258 no qual o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 ao circuito conversor para operar o conversor de múltiplos níveis 100. Por exemplo, no exemplo da figura 2 acima, o controlador 122 implementa os sinais de controle de comutação 124-1 a 124-6 de acordo com o estado de comutação selecionado ou vetor V1V6 conforme detalhado acima. Com relação a isso, o controlador 122 pode incluir qualquer condicionamento do sinal adequado ou circuito do driver (não mostrado) a fim de acionar os dispositivos de comutação S1-S6 correspondentes do conversor de múltiplos níveis 100.
[047] Em certas realizações do método 250, o controlador 122 recebe um ou mais sinais ou valores de retroalimentação (FB 264 na figura 10), como as tensões do capacitor comutado, a polaridade da corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA 116, etc. Em certas realizações, ainda, onde o objetivo de controle 274 se refere às tensões do capacitor comutado regulador, a seleção em 256 da pluralidade de estados de comutação redundantes é feita para facilitar a regulagem das tensões dos capacitores comutados C1, C2 pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA 271, as condições atuais de tensão dos capacitores comutados C1, C2, e a polaridade de uma corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA 116. Além disso, onde o conversor 100 é um inversor (por exemplo, inversor 80 na figura 3 acima), o controlador provê os sinais de controle de comutação 124 em 258 ao circuito conversor para fazer com que o conversor 100 converta a potência de entrada CC recebida através dos nós CC 101, 102 para prover potência de saída CA no nó CA 116 pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA 271 e o objetivo de controle 274.
[048] Além disso, onde o conversor 100 é utilizado como um retificador 70, o controlador 122 provê os sinais de controle de comutação 124 em 258 para fazer com que o conversor de múltiplos níveis 100 converta a potência de entrada CA recebida através do nó CA 116 para prover potência de saída CC no nós CC 101,102 e para fazer com que o conversor de múltiplos níveis 100 controle a tensão do nó CA pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA 271 e o objetivo de controle (s) 274.
[049] A figura 10 ainda ilustra uma implementação detalhada da lógica e/ou programação do controlador 122 a fim de implementar o processo 250 da figura 9. Como visto na figura 10, o controlador exemplar 122 inclui um circuito ou componente de controle de loop fechado 260 que recebe pelo menos um sinal do ponto de ajuste (SP) ou valor 262 bem como um ou mais sinais ou valores de retroalimentação (FB) 264, onde o componente de controle de loop fechado 262 provê pelo menos uma saída de referência (REF) a um componente ou circuito que implementa um ou mais comparadores 266 para comparação dos sinais ou valor(es) de referência emitidos do componente de controle de loop fechado 216 com uma pluralidade de transportadores 268 (por exemplo, sinais ou valores transportadores 233-235 na figura 6 acima). Os comparadores 266 provêm uma ou mais saídas que indicam um nível desejado do nó CA 271 para o estágio do conversor 100, como um número inteiro do nível (por exemplo, 0,1, 2 ou 3 no exemplo de quatro níveis acima). O nível desejado 271 é provido a uma seleção do componente do estado redundante 272 (por exemplo, lógica programada por firmware/software, e/ou lógica de hardware, etc.) que seletivamente realiza a seleção dentre quaisquer estados de comutação redundantes disponíveis ou vetores de acordo com pelo menos um objetivo de controle 274.
[050] Como visto nas figuras 9 e 10 acima, o processo 250 e a implementação no controlador 122 são muito simples e fáceis para implementar em hardware e/ou firmware/software comparado à grande quantidade de cálculos e complexidade associada com as técnicas de modulação do vetor de espaço. Além disso, a quantidade de cálculo ou processamento pelo controlador 122 utilizando a modulação por largura de pulso senoidal é independente do índice de modulação, que não é o caso para as técnicas SVM. Além disso, a abordagem das figuras 9 e 10 é facilmente adaptável aos conversores de múltiplos níveis de ordem mais alta 100 (por exemplo, o exemplo de cinco níveis das figuras 7 e 8 acima).
[051] As figuras 11A e 11B ilustram um processo detalhado 300 para operar o conversor de quatro níveis ilustrado 100 de acordo com vários aspectos da presente revelação, com o objetivo de controle 274 referente ao equilíbrio ou regulagem das tensões Vc1 e Vc2 do conversor 100 a um valor de referência predeterminado Vref, como VDC/3 em uma possível implementação. Uma determinação é feita em 302 na figura 11A ao nível desejado do nó CA (por exemplo, níveis L0-L3 na tabela 126 da figura 3 acima). Se o nível de tensão desejado de nó CA for “0”, o controlador 122 seleciona o vetor V6 em 304 e utiliza isso para gerar os sinais de controle de comutação 124 (nenhum vetor redundante ou estado de comutação para L0 de acordo com a tabela 126). Semelhantemente, se o nível desejado do nó CA for “3”, o controlador 122 seleciona o vetor V1 em 306 por tabela 126 na figura 2. Se o nível de tensão desejado de nó CA for “2”, o processo 300 continua na figura 11B conforme ainda discutido abaixo.
[052] Caso contrário, se o nível de tensão desejado de nó CA for “1”, o controlador 122 faz uma determinação em 308 (por exemplo, de acordo com um ou mais sinais ou valores de retroalimentação 264 na figura 10) como se a polaridade da corrente do nó CA fosse positiva ou negativa. Para o fluxo de corrente positiva (SIM em 308 na figura 11A), o controlador verifica as condições 310, e se verdadeiro (SIM em 310), seleciona o vetor V5 em 312. Com relação a isso as condições 310 ((Vc1>Vref) e (Vc2>Vref)) OU ( (Vc1<Vref) e (Vc2>Vref) e (ΔVc1<ΔVc2) ) representam as condições nas quais ambas as tensões do capacitor Vc1 e Vc2 excedem o nível desejado de referência Vref ou a tensão Vc1 por C1 está baixa e a tensão Vc2 por C2 está alta e a diferença de tensão ΔVc2associada com o capacitor C2 (representando o valor absoluto da diferença entre Vc2 e Vref) é maior do que este de C1. Na realização ilustrada, sob estas condições, o controlador 122 seleciona o vetor V5 em 310, 312, pois isso não terá impacto na tensão Vc1, mas carregará C2 assim aumentando a tensão por C2 para o fluxo de corrente do nó CA positivo conforme mostrado na tabela 126 na figura 2.
[053] Caso contrário, (NÃO em 310), o controlador 122 verifica a presente situação contra as condições estabelecidas em 314 na figura 11A, e se verdadeiro (SIM em 314), seleciona o vetor V4 em 316. Caso contrário (NÃO em 314), o controlador 122 seleciona tanto V4 quanto V5, com o controlador 122 opcionalmente selecionando entre V4 e V5 em 318 a fim de facilitar um objetivo de controle adicional 274 (por exemplo, redução da tensão do modo comum ou controle, correção do fator de potência, regulagem do barramento CC, redução do ruído de comutação, redução THD, etc.). Para o nível desejado do nó CA L1, onde a corrente do nó CA é negativa (NÃO em 308 na figura 11A), o controlador verifica as condições em 322. Se verdadeiro (SIM em 320), o controlador 122 seleciona o vetor V5 em 322, e caso contrário (NÃO em 320) verifica as condições em 324, e se verdadeiro (SIM em 324), o controlador 122 seleciona o vetor V4 em 326. Caso contrário (NÃO em 324), o controlador 122 seleciona tanto o vetor V4 quanto o V5 em 328, por exemplo, a fim de facilitar um objetivo de controle adicional 274.
[054] Ainda com referência à figura 11B, se o nível de tensão desejado de nó CA for “2”, o controlador determina se a corrente do nó CA é positiva ou negativa em 329. Para a correntepositiva do nó CA (SIM em 329), o controlador 122 verifica as condições em 330, e se verdadeiro (SIM em 330), seleciona o vetor V3 em 332. Caso contrário (NÃO em 330), o controlador 122 verifica as condições em 334 na figura 11B. Se estes são verdadeiros (SIM em 334), o vetor V2 é selecionado em 336, e caso contrário (NÃO em 334) o controlador 122 seleciona tanto V2 ou V3 em 338 para operar o estágio do conversor 100 no ciclo de controle PWM da corrente. Para o nível do nó CA de “2” com corrente negativa do fluxo de nó CA (NÃO em 329 na figura 11B), o controlador 122 verifica as condições em 340, e se verdadeiro (SIM em 340), seleciona o vetor V3 em 342. Caso contrário (NÃO em 340), o controlador 122 verifica as condições em 344 e se verdadeiro (SIM em 344), seleciona o vetor V2 em 346. Se estas condições não são cumpridas (NÃO em 344), o controlador 122 seleciona tanto V2 quanto V3 em 348, por exemplo, de acordo com um diferente objetivo de controle 274.
[055] Outras implementações são possíveis para os conversores de quatro níveis 100, por exemplo, utilizando diferentes verificações condicionais ao decidir como implementar a carga/descarga dos capacitores C1 e C2 para uma regulagem da tensão do capacitor objetivo de controle 274. Além disso, várias outras realizações são possíveis utilizando lógica adequada, se implementadas em hardware e/ou programação de firmware/software dos componentes de processamento no controlador 122, a fim de implementar ou facilitar um ou mais objetivos de controle 274, incluindo sem limitação os mencionados acima. Além disso, o processamento semelhante pode ser realizado para os controladores de qualquer número de níveis adequado “N” (por exemplo, o conversor de cinco níveis 100 das figuras 7 e 8 acima).
[056] Ainda com referência à figura 12, o controlador 122 pode implementar os mesmos processos de controle ou processos de controle semelhantes 250, 350 para estágios do conversor 100 individuais nos sistemas que empregam múltiplos conversores 100. Um conversor de potência 350 é ilustrado na figura 12, incluindo dois estágios NNPC 100A e 100B conforme descrito acima em conexão com as figuras 1 e 2, conectados em uma configuração de ponte em H para implementar um inversor, aqui referido como uma ponte em H NNPC (NNPCHB). O conversor NNPCHB 350 inclui terminais de entrada CC 351 e 352 tensão CC de entrada de recepção de uma fonte 90 conforme descrito acima, com os terminais de entrada 351 e 352 sendo conectados às entradas CC de ambos os estágios NNPC 100A e 100B conforme mostrado. Semelhante ao estágio do conversor NNPC 100 da figura 1, o primeiro estágio 100A na figura 12 inclui dispositivos de comutação SA1, SA2, SA3, SA4, SA5 e SA6, bem como interruptores de fixação ou outros elementos de fixação DA1 e DA2 e capacitores CA1 e CA2 tendo tensões correspondentes VCA1 e VCA2 (por exemplo, VDC/3). Da mesma forma, o segundo estágio 100B inclui interruptores SB1, SB2, SB3, SB4, SB5 e SB6, bem como elementos de fixação DB1 e DB2 e capacitores CB1 e CB2 com tensões correspondentes do capacitor VCB1 e VCB2 (por exemplo, VDC/3). Os dispositivos de comutação DA1, DA2, DB1 e DB2 são mostrados como diodos no desenho, mas os interruptores ativos como IGBTs e IGCTs podem ainda ser utilizados para os elementos de fixação. O nó CA 116 do conversor 100A na figura 12 é conectado a um nó neutro do sistema 356, e o nó CA 116 do segundo conversor de potência de múltiplos níveis 100B provê uma saída CA 354 para o sistema de conversão de potência 350.
[057] O controlador 122 neste caso provê sinais de controle de comutação 124A ao primeiro conversor NNPC 100A bem como um conjunto de sinais de controle de comutação 124B ao segundo estágio de NNPC 100B. A principal função da técnica proposta de SPWM é que pode ser aplicada em cada perna separadamente para controlar o capacitor oscilante desta perna e ao mesmo tempo gerar formas de onda de saída. Em cada fase, apenas os sinais de modulação têm alternação de fase em 180 graus com relação aos outros. Ainda para diferentes fases os sinais de modulação têm alternação da fase em ±120 graus com relação a cada um dos outros.
[058] Os exemplos acima são meramente ilustrativos de várias possíveis realizações de vários aspectos da presente revelação, em que as alterações e/ou modificações equivalentes ocorrerão a outros técnicos no assunto ao ler e entender esta especificação e os desenhos anexos. Em particular com relação às várias funções realizadas pelos componentes descritos acima (conjuntos, dispositivos, sistemas, circuitos, e semelhantes), os termos (incluindo uma referência a um “meio”) utilizados para descrever estes componentes são direcionados para corresponder, a menos que indicado de outra forma, a qualquer componente, como hardware, software executado por processador, ou combinações destes, que realiza a função especificada do componente descrito (ou seja, que é funcionalmente equivalente), embora não estruturalmente equivalente à estrutura revelada que realiza a função nas implementações ilustradas da revelação. Além disso, embora uma função particular da revelação possa ter sido revelada com relação apenas a uma das várias implementações, esta função pode ser combinada com uma ou mais outras funções das outras implementações como pode ser desejado e vantajoso para qualquer aplicação dada ou particular. Ainda, na extensão que os termos “incluindo”, “inclui”, “tendo”, “tem”, “com”, ou variantes destes são utilizados na descrição detalhada e/ou nas reivindicações, estes termos são direcionados como inclusivos de forma semelhante ao termo “compreendendo”.

Claims (15)

1. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), caracterizado por compreender: um conversor de múltiplos níveis (100) incluindo primeiro e segundo nós CC (101, 102), um nó CA (116), e um circuito conversor incluindo dispositivos de comutação (S1- S6) e uma pluralidade de capacitores comutados (C1, C2), sendo o circuito conversor operante de acordo com uma pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para prover uma pluralidade de níveis de tensão distintos (L0-L3) no nó CA (116), em que conversor de múltiplos níveis (100) compreende: um primeiro circuito (110), incluindo um primeiro circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação (S2-S5) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó de entrada (111, 112), com o nó CA (116) conectando dois da pluralidade de dispositivos de comutação (S3, S4), e um circuito de fixação incluindo primeiro e segundo elementos de fixação (D1, D2) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno (114, 118) do primeiro circuito de comutação, e um terceiro nó interno (119) que une o primeiro e o segundo elemento de fixação (D1, D2), e um circuito do capacitor comutado (104), incluindo um segundo circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação do capacitor (S1, S6) individualmente conectados entre um nó CC correspondente (101, 102) e um nó de entrada correspondente (111, 112) do primeiro circuito de comutação, e a pluralidade de capacitores (C1, C2) individualmente conectados entre um nó de entrada correspondente (111, 112) do primeiro circuito de comutação e o terceiro nó interno (119); e um controlador (122) provendo a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) à pluralidade de dispositivos de comutação (S2-S5) do primeiro circuito de comutação e aos dispositivos de comutação de capacitores (S1, S6), o controlador (122) configurado para comparar (252) uma pluralidade de sinais ou valores transportadores (233, 234, 235) com pelo menos um sinal ou valor de referência (231, 232) para determinar um nível de tensão desejado de nó CA (271) para operação do conversor de múltiplos níveis (100), e para selecionar (256) de uma pluralidade de estados de comutação redundantes para pelo menos um dos níveis de tensão distintos (L1, L2) no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado do nó CA (271) e um objetivo de controle (274).
2. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo objetivo de controle (274) estar relacionado às tensões do capacitor comutado regulador, e em que o controlador (122) é configurado para selecionar da pluralidade de estados de comutação redundantes para pelo menos um nível de tensão distinto (L1, L2) para facilitar a regulagem das tensões dos capacitores comutados (C1, C2) pelo menos parcialmente de acordo com: o nível de tensão desejado de nó CA (271), condições atuais de tensão dos capacitores comutados (C1, C2), e uma polaridade de uma corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA (116).
3. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo controlador (122) ser configurado para selecionar da pluralidade de estados de comutação redundantes pelo menos parcialmente para regular as tensões dos capacitores comutados (C1, C2) em pelo menos um nível de referência (Vref).
4. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser configurado para seletivamente prover um de um dos níveis de tensão N do número inteiro no nó CA (116), onde N > 4, de acordo com os sinais de controle de comutação (124) provido pelo controlador (122).
5. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser um inversor (80), e em que o controlador (122) é configurado para prover a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) converta a potência de entrada CC recebida através dos nós CC (101, 102) para prover potência de saída CA no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA (271) e o objetivo de controle (274).
6. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser um retificador (70), e em que o controlador (122) é configurado para prover a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) converta a potência de entrada CA recebida através do nó CA (116) para prover potência de saída CC nos nós CC (101, 102).
7. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado por compreender uma pluralidade de conversores de múltiplos níveis (100) que formam um sistema de conversão multifásico com uma pluralidade de nós CA (116), e em que o controlador (122) é configurado para prover os sinais de controle de comutação (124) à pluralidade de conversores de múltiplos níveis (100) e à pluralidade de estados de comutação redundantes para pelo menos um nível de tensão distinto (L1, L2) nos nós CA correspondentes (116) pelo menos parcialmente de acordo com um nível de tensão desejado de nó CA (271) e o objetivo de controle (274), ou em que o conversor de múltiplos níveis (100) ser configurado para seletivamente prover um de um nível de tensão N do número inteiro no nó CA (116), onde N > 4, de acordo com os sinais de controle de comutação (124) provido pelo controlador (122).
8. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser um conversor em ponte H fixado do ponto neutro agrupado (350), e compreender primeiro e segundo estágios do conversor fixado (NNPC) do ponto neutro agrupado (100A, 100B), os estágios do conversor NNPC individual compreendendo: um primeiro circuito (110), incluindo um primeiro circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação (S2-S5) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó de entrada (111, 112), com o nó CA (116) conectando dois da pluralidade de dispositivos de comutação (S3, S4), e um circuito de fixação incluindo primeiro e segundo elementos de fixação (D1, D2) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nó interno (114, 118) do primeiro circuito de comutação, e um terceiro nó interno (119) que une o primeiro e o segundo elemento de fixação (D1, D2), e um circuito do capacitor comutado (104), incluindo um segundo circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação do capacitor (S1, S6) individualmente conectados entre um nó CC correspondente (101, 102) e um nó de entrada correspondente (111, 112) do primeiro circuito de comutação, e a pluralidade de capacitores (C1, C2) individualmente conectados entre um nó de entrada correspondente (111, 112) do primeiro circuito de comutação e o terceiro nó interno (119); e em que o controlador (122) é configurado para prover os sinais de controle de comutação (124) à pluralidade de conversores de múltiplos níveis (100) e à pluralidade de estados de comutação redundantes para pelo menos um nível de tensão distinto (L1, L2) nos nós CA correspondentes (116) pelo menos parcialmente de acordo com um nível de tensão desejado de nó CA (271) e o objetivo de controle (274).
9. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 8, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser um conversor back-to- back e compreender: pelo menos um estágio do retificador de múltiplos níveis (70); pelo menos um estágio do inversor de múltiplos níveis (80); e um circuito CC intermediário (90) conectado entre o estágio do retificador de múltiplos níveis (70) e o estágio do inversor de múltiplos níveis (80); em que o estágio do retificador de múltiplos níveis (70) e o estágio do inversor de múltiplos níveis (80) cada um inclui primeiro e segundo nós CC (101, 102), um nó CA (116), e um circuito conversor incluindo dispositivos de comutação (S1-S6) e uma pluralidade de capacitores comutados (C1, C2), sendo o circuito conversor operante de acordo com uma pluralidade de sinais de controle de comutação (124) do controlador (122) para prover uma pluralidade de níveis de tensão distintos (L0-L3) no nó CA (116); em que o controlador (122) é configurado para prover a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para fazer com que o estágio do retificador de múltiplos níveis (70) converta a potência de entrada CA recebida através do nó CA (116) para prover potência de saída CC no nós CC (101, 102) e para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) controle um nível de tensão no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com um nível de tensão desejado de nó CA (271) para o estágio do retificador (70) e o objetivo de controle (274); e em que o controlador (122) é configurado para prover a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para fazer com que o estágio do inversor de múltiplos níveis (80) converta a potência de entrada CC recebida através dos nós CC (101, 102) para prover potência de saída CA no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com um nível de tensão desejado de nó CA (271) para o estágio do inversor (80) e o objetivo de controle (274).
10. SISTEMA DE CONVERSÃO DE POTÊNCIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 9, caracterizado pelo objetivo de controle (274) estar relacionado à rejeição do modo comum e em que o controlador (122) é configurado para prover a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para pelo menos facilitar parcialmente as tensões do modo comum reduzidas no sistema de conversão de potência (2).
11. SISTEMA DE CONVERSÃO DE ENERGIA (2), de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 10, caracterizado pelo primeiro circuito de comutação incluir pelo menos quatro dispositivos de comutação conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nós de entrada (111, 112) e/ou em que a pluralidade de capacitores (C1, C2) são cada individualmente conectado ao terceiro nó interno (119).
12. MÉTODO (250) PARA OPERAR UM CONVERSOR DE MÚLTIPLOS NÍVEIS (100), tendo primeiro e segundo nós cc (101, 102), um nó ca (116), e um circuito conversor incluindo dispositivos de comutação (s1-s6) e uma pluralidade de capacitores comutados (c1, c2), sendo o circuito conversor operante de acordo com uma pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para prover uma pluralidade de níveis de tensão distintos (l0-l3) no nó ca (116), caracterizado pelo conversor múltiplos nível (100) compreender um primeiro circuito (110), incluindo um primeiro circuito de comutação, incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação (S2- S5) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nós de entrada (111, 112), com o nó AC (116) conectando dois dentre a pluralidade de dispositivos de comutação (S3, S4) e um circuito de fixação, incluindo o primeiro e o segundo elementos de fixação (D1, D2) conectados em série entre si, entre o primeiro e o segundo nós internos (114, 118) do primeiro circuito de comutação e um terceiro nó interno (119) que une o primeiro e o segundo elementos de fixação (D1, D2) e um circuito de capacitor comutado (104), incluindo um segundo circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação de capacitor (S1, S6) conectados individualmente entre um nó CC (101, 102) correspondente e um nó de entrada (111, 112) correspondente do primeiro circuito de comutação, e uma pluralidade de capacitores (C1, C2) conectados individualmente entre um nó de entrada (111, 1 12) correspondente do primeiro circuito de comutação e do terceiro nó interno (119), o método compreendendo:: determinar (252) um nível de tensão desejado de nó CA (271) comparando uma pluralidade de sinais ou valores transportadores (233, 234, 235) com pelo menos um sinal ou valor de referência (231, 232); escolher seletivamente (256) de uma pluralidade de estados de comutação redundantes correspondentes ao nível de tensão desejado de nó CA (271) pelo menos parcialmente de acordo com um objetivo de controle (274); e prover (258) a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) a pluralidade de dispositivos de comutação (S2-S5) do primeiro circuito de comutação e os dispositivos de comutação de capacitor (S1, S6)para operar o conversor de múltiplos níveis (100).
13. MÉTODO (250), de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo objetivo de controle (274) estar relacionado às tensões do capacitor comutado regulador, e em que a escolha seletiva (256) da pluralidade de estados de comutação redundantes é feita para facilitar a regulagem das tensões dos capacitores comutados (C1, C2) pelo menos parcialmente de acordo com: o nível de tensão desejado de nó CA (271), condições atuais de tensão dos capacitores comutados (C1, C2), e uma polaridade de uma corrente fluindo para dentro ou para fora do nó CA (116).
14. MÉTODO (250), de acordo com a reivindicação 12 ou 13, caracterizado pelo conversor de múltiplos níveis (100) ser um inversor (80), e em que os sinais de controle de comutação (124) são providos ao circuito conversor para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) converta a potência de entrada CC recebida através dos nós CC (101, 102) para prover potência de saída CA no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA (271) e o objetivo de controle (274) ou em que o conversor de múltiplos níveis (100) ser um retificador (70), e em que os sinais de controle de comutação (124) são providos ao circuito conversor para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) converta a potência de entrada CA recebida através do nó CA (116) para prover potência de saída CC nos nós CC (101, 102) e para fazer com que o conversor de múltiplos níveis (100) controle um nível de tensão no nó CA (116) pelo menos parcialmente de acordo com o nível de tensão desejado de nó CA (271) e o objetivo de controle (274).
15. MEIO LEGÍVEL POR COMPUTADOR NÃO TRANSITÓRIO COM INSTRUÇÕES EXECUTÁVEIS POR COMPUTADOR, para operar um conversor de múltiplos níveis (100) tendo primeiro e segundo nós cc (101, 102), um nó ca (116), e um circuito conversor incluindo dispositivos de comutação (s1-s6) e uma pluralidade de capacitores comutados (c1, c2), sendo o circuito conversor operante de acordo com uma pluralidade de sinais de controle de comutação (124) para prover uma pluralidade de níveis de tensão distintos (L0-L3) no nó ca (116), caracterizado pelo conversor múltiplo nível (100) compreender um primeiro circuito (110), incluindo um primeiro circuito de comutação, incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação (S2- S5) conectados em série entre si entre o primeiro e o segundo nós de entrada (111, 112), com o nó AC (116) conectando dois dentre a pluralidade de dispositivos de comutação (S3, S4) e um circuito de fixação, incluindo o primeiro e o segundo elementos de fixação (D1, D2) conectados em série entre si, entre o primeiro e o segundo nós internos (114, 118) do primeiro circuito de comutação e um terceiro nó interno (119) que une o primeiro e o segundo elementos de fixação (D1, D2) e um circuito de capacitor comutado (104), incluindo um segundo circuito de comutação incluindo uma pluralidade de dispositivos de comutação de capacitor (S1, S6) conectados individualmente entre um nó CC (101, 102) correspondente e um nó de entrada (111, 112) correspondente do primeiro circuito de comutação, e uma pluralidade de capacitores (C1, C2) conectados individualmente entre um nó de entrada correspondente (111, 112) do primeiro circuito de comutação e do terceiro nó interno (119), o meio legível por computador tendo armazenado nele instruções executáveis por computador para fazer com que o sistema de conversão de potência da reivindicação 1 execute as etapas do método da reivindicação 12 para: determinar (252) um nível de tensão desejado de nó CA (271) comparando uma pluralidade de sinais ou valores transportadores (233, 234, 235) à pelo menos um sinal ou valor de referência (231, 232); escolher seletivamente (256) de uma pluralidade de estados de comutação redundantes correspondente ao nível de tensão desejado de nó CA (271) pelo menos parcialmente de acordo com um objetivo de controle (274); e prover (258) a pluralidade de sinais de controle de comutação (124) a pluralidade de dispositivos de comutação (S2-S5) do primeiro circuito de comutação e dos dispositivos de comutação de capacitores (S1, S6)para operar o conversor de múltiplos níveis (100).
BR102015000684-5A 2014-01-13 2015-01-12 Sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador BR102015000684B1 (pt)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/153,103 2014-01-13
US14/153,103 US9325252B2 (en) 2014-01-13 2014-01-13 Multilevel converter systems and sinusoidal pulse width modulation methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
BR102015000684A2 BR102015000684A2 (pt) 2015-09-22
BR102015000684B1 true BR102015000684B1 (pt) 2021-12-21

Family

ID=52232110

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
BR102015000684-5A BR102015000684B1 (pt) 2014-01-13 2015-01-12 Sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9325252B2 (pt)
EP (1) EP2897279B1 (pt)
CN (1) CN104779824A (pt)
BR (1) BR102015000684B1 (pt)

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9425705B2 (en) * 2012-08-13 2016-08-23 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing cascaded H-bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9755551B2 (en) * 2014-01-06 2017-09-05 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device
US11063531B2 (en) * 2014-02-14 2021-07-13 Wisconsin Alumni Research Foundation Series connected DC input inverters
DE102014203553A1 (de) * 2014-02-27 2015-08-27 Robert Bosch Gmbh Elektrisches Antriebssystem
WO2015138744A1 (en) * 2014-03-13 2015-09-17 Qatar Foundation For Education, Science And Community Development Modulation and control methods for quasi-z-source cascade multilevel inverters
EP3138190B1 (en) * 2014-05-01 2022-11-16 Schneider Electric IT Corporation Power supply control
KR101630510B1 (ko) * 2014-05-13 2016-06-14 엘에스산전 주식회사 모듈형 멀티레벨 컨버터
GB2528894B (en) * 2014-08-01 2017-05-10 Eisergy Ltd Power factor correction stages in power conversion
EP3002867B1 (en) * 2014-10-01 2019-12-04 ABB Schweiz AG Three-level converter and method for controlling three-level converter
US9923484B2 (en) * 2014-10-31 2018-03-20 Ecole De Technologie Superieure Method and system for operating a multilevel electric power inverter
CN104393778B (zh) * 2014-12-18 2017-01-18 阳光电源股份有限公司 五电平逆变器调制方法、装置以及光伏系统
JP6426462B2 (ja) * 2014-12-24 2018-11-21 株式会社東芝 電力変換装置およびその制御方法
KR101711947B1 (ko) * 2014-12-29 2017-03-03 주식회사 효성 모듈러 멀티레벨 컨버터
US10732685B2 (en) * 2015-02-27 2020-08-04 Ge Energy Power Conversion Technology Limited System and method for operating power converters
CN106329974B (zh) * 2015-07-10 2018-12-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
CN106329975B (zh) * 2015-07-10 2019-02-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
CN106341050A (zh) * 2015-07-17 2017-01-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 多电平变频器及多电平变频器的控制方法
JP6547524B2 (ja) * 2015-09-04 2019-07-24 株式会社明電舎 多相電力変換器の制御方法及び多相電力変換器
US9840968B2 (en) * 2015-09-16 2017-12-12 Hamilton Sundstrand Corporation Topologies and methods for turbine engine start inverters
US10218285B2 (en) * 2015-10-19 2019-02-26 Siemens Aktiengesellschaft Medium voltage hybrid multilevel converter and method for controlling a medium voltage hybrid multilevel converter
CN108476000B (zh) * 2015-11-06 2020-06-30 汪洪亮 单相四电平逆变器拓扑电路及三相四电平逆变器拓扑电路
CN108292896B (zh) * 2015-11-13 2020-07-21 西门子股份公司 中压无变压器多电平变换器及用于控制中压无变压器多电平变换器的方法
US9991820B2 (en) * 2016-03-04 2018-06-05 Caterpillar Inc. Multi-level converter and method of operating same
US9917543B1 (en) 2016-10-19 2018-03-13 Wisconsin Alumni Research Foundation Inverter for common mode voltage cancellation
KR101923690B1 (ko) * 2016-11-11 2018-11-29 엘에스산전 주식회사 전력보상장치의 서브모듈성능시험을 위한 합성시험회로 및 그 시험방법
US10601305B2 (en) * 2017-02-06 2020-03-24 University Of Florida Research Foundation, Incorporated Control to output dynamic response and extend modulation index range with hybrid selective harmonic current mitigation-PWM and phase-shift PWM for four-quadrant cascaded H-bridge converters
US10680508B2 (en) * 2017-02-06 2020-06-09 University Of Florida Research Foundation, Incorporated Control to output dynamic response and extend modulation index range with hybrid selective harmonic current mitigation-PWM and phase-shift PWM for four-quadrant cascaded H-bridge converters
US10177679B2 (en) 2017-03-23 2019-01-08 Vacon Oy Multilevel inverter
US10361626B2 (en) * 2017-07-14 2019-07-23 Futurewei Technologies, Inc. Multi-level power factor correction circuit using hybrid devices
US10355609B2 (en) 2017-08-15 2019-07-16 Texas Instruments Incorporated Voltage step-down technique for deriving gate-charge using multi-level core architecture
US11362587B2 (en) 2017-08-15 2022-06-14 Texas Instruments Incorporated Hysteretic pulse modulation for charge balance of multi-level power converters
US10439494B2 (en) 2017-08-15 2019-10-08 Texas Instruments Incorporated Inductor current sensing and regulation for power converter
US10541602B2 (en) * 2017-10-30 2020-01-21 University Of Florida Research Foundation, Inc. SPWM with DC offset based on total energy reduction
CN108092534B (zh) * 2017-12-26 2020-02-21 华为技术有限公司 单相五电平变流器的控制方法以及装置
EP3729637B1 (en) * 2018-01-11 2021-11-10 ABB Schweiz AG Model predictive control of a converter based on pulse width modulated switching patterns
US10581313B2 (en) * 2018-02-28 2020-03-03 Eaton Intelligent Power Limited Hybrid I-T type multi-level converters
US10158299B1 (en) 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
US11563327B2 (en) * 2018-08-31 2023-01-24 Kk Wind Solutions A/S Flexible and efficient switched string converter
US10396681B1 (en) * 2018-09-05 2019-08-27 King Abdulaziz University Multilevel inverters with increased number of output steps
WO2020173557A1 (en) * 2019-02-27 2020-09-03 Abb Schweiz Ag Buck boost converter cell for mmc
CN109861570B (zh) * 2019-04-02 2020-04-03 南京师范大学 一种载波层叠脉宽调制下模块化多电平变换器的低频环流抑制方法
CN110649831B (zh) * 2019-05-10 2021-04-13 阳光电源股份有限公司 多电平逆变电路的关机封波控制方法及其应用装置
EP4032175A1 (en) * 2019-09-19 2022-07-27 Vestas Wind Systems A/S Modular multilevel converter pre-charging
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
TWI728503B (zh) * 2019-10-14 2021-05-21 台達電子工業股份有限公司 電力系統
CN112994494B (zh) * 2019-12-13 2022-04-19 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于飞跨电容多电平变换电路的电压平衡控制方法
CN111064371B (zh) * 2019-12-26 2024-04-05 杭州电子科技大学 混合五电平双向dc/dc变流器及其电压匹配调制方法
US20230087350A1 (en) * 2020-02-14 2023-03-23 Ecole De Technologie Superieure Three-phase multilevel electric power converter
US10917021B1 (en) * 2020-09-03 2021-02-09 King Abdulaziz University Multilevel inverter with reduced number of components
CN112653348B (zh) * 2020-12-16 2022-03-29 中国人民解放军海军工程大学 五电平有源中点钳位h桥变频器单相空间矢量调制方法
US11342878B1 (en) 2021-04-09 2022-05-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Regenerative medium voltage drive (Cascaded H Bridge) with reduced number of sensors
CN115313886B (zh) * 2022-10-09 2023-01-17 武汉新能源接入装备与技术研究院有限公司 一种交错并联型五电平变换器空间矢量调制方法及系统
CN115459670B (zh) * 2022-11-10 2023-06-20 西南交通大学 一种永磁牵引变流器的多模式调制方法

Family Cites Families (116)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1295261A (pt) 1969-01-24 1972-11-08
JPS56115182A (en) 1980-02-15 1981-09-10 Toshiba Corp Inverter
US4894621A (en) 1988-06-13 1990-01-16 Westinghouse Electric Corp. Circuit for five level waveform synthesis
JP2954333B2 (ja) 1990-11-28 1999-09-27 株式会社日立製作所 交流電動機可変速システム
CA2087832C (en) 1992-01-24 1998-06-23 Satoshi Miyazaki Method and apparatus for controlling an inverter
AU651034B2 (en) 1992-04-24 1994-07-07 Hitachi Limited Power converter for converting DC voltage into AC phase voltage having three levels of positive, zero and negative voltage
US5638263A (en) 1994-03-01 1997-06-10 Halmar Robicon Group Low and medium voltage PWM AC/DC power conversion method and apparatus
US5625545A (en) 1994-03-01 1997-04-29 Halmar Robicon Group Medium voltage PWM drive and method
US5642275A (en) 1995-09-14 1997-06-24 Lockheed Martin Energy System, Inc. Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources
US5790396A (en) 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
KR19990077114A (ko) 1996-01-10 1999-10-25 가나이 쓰도무 다중레벨 전력변환장치
GB2330254B (en) 1997-10-09 2000-10-18 Toshiba Kk Multiple inverter system
US6058031A (en) * 1997-10-23 2000-05-02 General Electric Company Five level high power motor drive converter and control system
AU2765599A (en) 1998-02-13 1999-08-30 Wisconsin Alumni Research Foundation Hybrid topology for multilevel power conversion
US5933339A (en) 1998-03-23 1999-08-03 Electric Boat Corporation Modular static power converter connected in a multi-level, multi-phase, multi-circuit configuration
US6101109A (en) * 1998-03-23 2000-08-08 Duba; Greg A. Static power converter multilevel phase driver containing power semiconductors and additional power semiconductor to attenuate ripple voltage
US6075350A (en) 1998-04-24 2000-06-13 Lockheed Martin Energy Research Corporation Power line conditioner using cascade multilevel inverters for voltage regulation, reactive power correction, and harmonic filtering
US5986909A (en) 1998-05-21 1999-11-16 Robicon Corporation Multiphase power supply with plural series connected cells and failed cell bypass
US6031738A (en) 1998-06-16 2000-02-29 Wisconsin Alumni Research Foundation DC bus voltage balancing and control in multilevel inverters
US6320767B1 (en) 1998-12-18 2001-11-20 Kabushiki Kaisha Toshiba Inverter apparatus
SE513776C2 (sv) 1999-03-18 2000-11-06 Abb Ab Falsningsverktyg, förfarande för dess framställning samt användning av detta verktyg
US6236580B1 (en) 1999-04-09 2001-05-22 Robicon Corporation Modular multi-level adjustable supply with series connected active inputs
USRE38439E1 (en) 1999-05-12 2004-02-24 Otis Elevator Company Control of a DC matrix converter
TW439350B (en) 1999-07-20 2001-06-07 Lai Yan Sheng Pulse-width modulation control apparatus and methods for common mode voltage reduction of voltage-controlled inverters/converters
US6269010B1 (en) 2000-02-29 2001-07-31 Rockwell Technologies, Llc CSI based drive having feedforward control of inverter input voltage
US6166929A (en) 2000-02-29 2000-12-26 Rockwell Technologies, Llc CSI based drive having active damping control
US6411530B2 (en) 2000-04-06 2002-06-25 Robicon Corporation Drive and power supply with phase shifted carriers
US6366483B1 (en) 2000-07-24 2002-04-02 Rockwell Automation Technologies, Inc. PWM rectifier having de-coupled power factor and output current control loops
US6697271B2 (en) 2000-08-16 2004-02-24 Northrop Grumman Corporation Cascaded multi-level H-bridge drive
AU2001287710A1 (en) 2000-09-13 2002-03-26 Abb Research Ltd Controlling and regulating method for a three-level power converter having active clamping switches, and a device therefor
US6359416B1 (en) 2000-09-29 2002-03-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adaptive predictive synchronous current frame regulator method and apparatus
US6795323B2 (en) 2000-12-07 2004-09-21 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller
US6847531B2 (en) 2001-01-02 2005-01-25 General Electric Company System and method for regenerative PWM AC power conversion
US6617821B2 (en) 2001-09-20 2003-09-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for compensating for device dynamics by adjusting inverter carrier frequency
US6636012B2 (en) 2001-09-28 2003-10-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. Stator and rotor resistance identifier using high frequency injection
US6469916B1 (en) 2001-10-01 2002-10-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for compensating for device dynamics and voltage drop in inverter based control systems
US6477067B1 (en) 2001-10-02 2002-11-05 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for compensating for device dynamics in inverter based control systems
US6556461B1 (en) 2001-11-19 2003-04-29 Power Paragon, Inc. Step switched PWM sine generator
US6541933B1 (en) 2001-11-20 2003-04-01 Rockwell Automation Technologies, Inc. Angle control of modulating wave to reduce reflected wave overvoltage transients
US6703809B2 (en) 2002-03-05 2004-03-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Flux position identifier using high frequency injection with the presence of a rich harmonic spectrum in a responding signal
CN1253999C (zh) 2002-03-08 2006-04-26 北京利德华福电气技术有限公司 无谐波污染高压大功率变频器
JP3841282B2 (ja) 2002-03-20 2006-11-01 株式会社安川電機 Ｐｗｍインバータ装置
CN2577503Y (zh) 2002-03-25 2003-10-01 天津电气传动设计研究所 中压变频器中单相桥式逆变器的过电压保护装置
FI113720B (fi) 2002-06-13 2004-05-31 Abb Oy Menetelmä suuntaajasiltojen yhteydessä
US6720748B1 (en) 2003-02-12 2004-04-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Static commissioning method and apparatus to identify rated flux current
US6819070B2 (en) 2003-02-12 2004-11-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for controlling reflected voltage using a motor controller
US6819077B1 (en) 2003-05-21 2004-11-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for reducing sampling related errors in a modulating waveform generator used with a PWM controller
US7040391B2 (en) * 2003-06-30 2006-05-09 Baker Hughes Incorporated Low harmonic diode clamped converter/inverter
DE10330473A1 (de) 2003-07-05 2005-01-27 Alstom Technology Ltd Frequenzumwandler für Hochgeschwindigkeitsgeneratoren
US7057905B2 (en) 2003-08-05 2006-06-06 Jl Audio, Inc Method and apparatus for power conversion having a four-quadrant output
US6842354B1 (en) 2003-08-08 2005-01-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor charge balancing technique for a three-level PWM power converter
US6982533B2 (en) 2003-09-17 2006-01-03 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus to regulate loads
CN2737060Y (zh) 2003-12-26 2005-10-26 哈尔滨九洲电气股份有限公司 高压变频器中的控制信号传送装置
JP4601044B2 (ja) 2004-08-30 2010-12-22 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機
US7215559B2 (en) 2004-09-28 2007-05-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus to reduce common mode voltages applied to a load by a drive
JP4742229B2 (ja) 2005-02-08 2011-08-10 富士電機株式会社 ５レベルインバータとその駆動方法
US7164254B2 (en) 2005-02-28 2007-01-16 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modulation methods and apparatus for reducing common mode voltages
US7106025B1 (en) 2005-02-28 2006-09-12 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cancellation of dead time effects for reducing common mode voltages
US7034501B1 (en) 2005-02-28 2006-04-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adjusting gate pulse time intervals for reflected wave mitigation
US7495938B2 (en) 2005-04-15 2009-02-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
JP4600159B2 (ja) 2005-06-01 2010-12-15 三菱電機株式会社 ３レベル電力変換装置
US7428158B2 (en) 2005-09-09 2008-09-23 Siemens Energy & Automation, Inc. System and method for reducing harmonic effects on a power delivery system
US7356441B2 (en) 2005-09-28 2008-04-08 Rockwell Automation Technologies, Inc. Junction temperature prediction method and apparatus for use in a power conversion module
US7336509B2 (en) 2005-09-28 2008-02-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for estimating line inductance for PWM rectifier control
ATE476779T1 (de) 2006-01-23 2010-08-15 Abb Oy Verfahren zum starten von pulsbreitmodulation
US7274576B1 (en) 2006-03-01 2007-09-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter with reduced common mode voltage
TWI332746B (en) 2006-04-17 2010-11-01 Delta Electronics Inc Low cost, low power loss ups device
US7400518B2 (en) 2006-05-22 2008-07-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modulation methods and apparatus for reducing common mode noise
JP2008005659A (ja) 2006-06-23 2008-01-10 Toyota Motor Corp 電動車両
US7511976B2 (en) 2006-06-27 2009-03-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Self powered supply for power converter switch driver
US7342380B1 (en) 2006-08-31 2008-03-11 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for adjustable carrier waveform generator
CN100463338C (zh) 2006-09-15 2009-02-18 哈尔滨九洲电气股份有限公司 高压变频标准换流功率单元
US20080174182A1 (en) 2006-09-28 2008-07-24 Siemens Energy And Automation, Inc. Method for operating a multi-cell power supply having an integrated power cell bypass assembly
US8008923B2 (en) 2006-09-28 2011-08-30 Siemens Industry, Inc. Method for bypassing a power cell of a power supply
US8093764B2 (en) 2007-09-13 2012-01-10 Siemens Industry, Inc. Method and system for bypassing a power cell of a power supply
US7568931B2 (en) 2006-09-28 2009-08-04 Siemens Energy & Automation, Inc. Integrated power cell bypass assembly and power supply including same
US8441147B2 (en) 2006-09-28 2013-05-14 Siemens Industry, Inc. Device and system for bypassing a power cell of a power supply
US7800254B2 (en) 2006-09-28 2010-09-21 Siemens Industry, Inc. System for bypassing a power cell of a power supply
KR100863767B1 (ko) 2006-12-28 2008-10-16 현대중공업 주식회사 Ｈ-브릿지 멀티레벨 인버터 파워 셀 고장시 레이어 단위의정격감소 연속운전 장치 및 방법
US7495410B2 (en) 2007-01-30 2009-02-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for improved motor drive power factor control
JP4957304B2 (ja) 2007-03-14 2012-06-20 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
US8138697B2 (en) 2007-04-27 2012-03-20 International Rectifier Corporation Sensorless speed detection during zero vector
US7800348B2 (en) 2007-11-21 2010-09-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor drive with VAR compensation
JP5527497B2 (ja) 2008-01-11 2014-06-18 富士電機株式会社 交流電動機駆動回路及び電気車駆動回路
KR20090100655A (ko) 2008-03-20 2009-09-24 엘에스산전 주식회사 멀티 레벨 인버터
US8030791B2 (en) 2008-07-31 2011-10-04 Rockwell Automation Technologies, Inc. Current source converter-based wind energy system
US8279640B2 (en) 2008-09-24 2012-10-02 Teco-Westinghouse Motor Company Modular multi-pulse transformer rectifier for use in symmetric multi-level power converter
US7830681B2 (en) 2008-09-24 2010-11-09 Teco-Westinghouse Motor Company Modular multi-pulse transformer rectifier for use in asymmetric multi-level power converter
US7990097B2 (en) 2008-09-29 2011-08-02 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power conversion system and method for active damping of common mode resonance
US7894224B2 (en) 2008-10-07 2011-02-22 DRS Power & Technologies, Inc. Voltage drive system with hysteretic current control and method of operating the same
JP2012513756A (ja) 2008-12-24 2012-06-21 ワイルド リバー コンサルティング グループ リミテッド ライアビリティー カンパニー 可変密度の材料を有する釣り用ルアー
US8144491B2 (en) 2008-12-31 2012-03-27 Drs Power & Control Technologies, Inc. Cascaded flying capacitor modular high voltage inverters
US7738267B1 (en) 2009-01-07 2010-06-15 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for common-mode voltage reduction in AC drives
KR101270802B1 (ko) 2009-02-11 2013-06-05 에이비비 리써치 리미티드 캐스케이드형 2-레벨 컨버터에서의 방법, 제어 디바이스 및 컴퓨터 프로그램
EP2427942B1 (en) 2009-05-07 2013-05-01 Siemens Aktiengesellschaft Method of adapting a configuration of a voltage converting device and voltage converting unit for a voltage converting device
US8130501B2 (en) 2009-06-30 2012-03-06 Teco-Westinghouse Motor Company Pluggable power cell for an inverter
JP5449893B2 (ja) 2009-07-21 2014-03-19 株式会社日立製作所 電力変換装置
FR2958815B1 (fr) 2010-04-07 2012-03-16 Schneider Toshiba Inverter Procede de commande d'un onduleur de type npc
JP2012060735A (ja) 2010-09-07 2012-03-22 Sharp Corp マルチレベルインバータ
EP2671311A1 (en) 2011-02-04 2013-12-11 Hyundai Heavy Industries Co., Ltd. Method and circuits for common mode current depression in 3 phase transformerless pv inverter
US9362839B2 (en) 2011-02-09 2016-06-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter with common mode voltage reduction
EP2731250B1 (en) * 2011-07-05 2019-04-03 Fuji Electric Co., Ltd. Multilevel converter circuit
EP2568591A1 (en) 2011-09-12 2013-03-13 Green Power Technologies, S.L. Multilevel-clamped multilevel converters (MLC2)
JP6123219B2 (ja) 2011-10-14 2017-05-10 株式会社明電舎 マルチレベル電力変換器
EP2590312A1 (en) 2011-11-04 2013-05-08 Alstom Technology Ltd Voltage source converter (VSC) with neutral-point-clamped (NPC) topology and method for operating such voltage source converter
CN105610312A (zh) 2011-11-11 2016-05-25 台达电子企业管理（上海）有限公司 一种级联型变频器及功率单元
US9036379B2 (en) 2011-11-15 2015-05-19 General Electric Company Power converter based on H-bridges
US9007789B2 (en) 2011-12-12 2015-04-14 Chen Na Electric circuit for high voltage power conversion
US8619446B2 (en) * 2012-04-27 2013-12-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
US9007787B2 (en) 2012-08-13 2015-04-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing Cascaded H-Bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9876347B2 (en) 2012-08-30 2018-01-23 Siemens Aktiengesellschaft Apparatus and methods for restoring power cell functionality in multi-cell power supplies
US8929111B2 (en) * 2012-10-22 2015-01-06 Hamilton Sundstrand Corporation System and method for common-mode elimination in a multi-level converter
EP2760122A1 (en) 2013-01-24 2014-07-30 DET International Holding Limited Cascaded H-Bridge Converter with transformer based cell power balancing in each voltage level
US9270168B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-23 Hamilton Sundstrand Corporation Electromagnetic interference (EMI) reduction in multi-level power converter
US9246407B2 (en) * 2013-03-29 2016-01-26 General Electric Company Voltage balancing system and method for multilevel converters
US9083230B2 (en) * 2013-06-20 2015-07-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel voltage source converters and systems

Also Published As

Publication number Publication date
US9325252B2 (en) 2016-04-26
EP2897279B1 (en) 2018-09-26
EP2897279A1 (en) 2015-07-22
BR102015000684A2 (pt) 2015-09-22
US20150200602A1 (en) 2015-07-16
CN104779824A (zh) 2015-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
BR102015000684B1 (pt) Sistema de conversão de potência, método para operar um conversor de múltiplos níveis, e meio legível por computador não transitório com instruções executáveis por computador
US9520800B2 (en) Multilevel converter systems and methods with reduced common mode voltage
BR102014011275B1 (pt) conversor de energia multinível, e, sistema de conversão de energia
Najafi et al. Design and implementation of a new multilevel inverter topology
RU2693573C1 (ru) Бестрансформаторный многоуровневый преобразователь среднего напряжения и способ для управления бестрансформаторным многоуровневым преобразователем среднего напряжения
US9252681B2 (en) Power converter with a first string having controllable semiconductor switches and a second string having switching modules
WO2007129456A1 (ja) 電力変換装置
BR102013023246A2 (pt) Conversor de energia, método de conversão de energia e sistema de conversão de energia
WO2015144644A1 (en) Voltage source converter and control thereof
US11804788B2 (en) Power converter
JP6666058B2 (ja) 系統連系インバータ装置及びその運転方法
JP5362657B2 (ja) 電力変換装置
US9515574B2 (en) Modular embedded multi-level converter with midpoint balancing
US11038436B2 (en) Inverter system
KR101312589B1 (ko) 멀티레벨 인버터 및 그 인버터의 구동 방법
KR101287444B1 (ko) 멀티레벨 인버터 및 그 인버터의 구동 방법
JP5752580B2 (ja) 電力変換装置
JP2014054152A (ja) 電力変換装置及び電力制御装置
Gierschner et al. Five-Level Cascaded Flying-Capacitor Converter
KR102261330B1 (ko) 인버터 시스템
RU2564992C1 (ru) Регулятор переменного напряжения
JP5863451B2 (ja) 電力変換装置
JP2019216509A (ja) 多段変換器の制御装置
Cardona et al. Three-Phase Multi-pulse Converter Based on FPGA

Legal Events

Date Code Title Description
B03A Publication of a patent application or of a certificate of addition of invention [chapter 3.1 patent gazette]
B06F Objections, documents and/or translations needed after an examination request according [chapter 6.6 patent gazette]
B06U Preliminary requirement: requests with searches performed by other patent offices: procedure suspended [chapter 6.21 patent gazette]
B09A Decision: intention to grant [chapter 9.1 patent gazette]
B16A Patent or certificate of addition of invention granted [chapter 16.1 patent gazette]

Free format text: PRAZO DE VALIDADE: 20 (VINTE) ANOS CONTADOS A PARTIR DE 12/01/2015, OBSERVADAS AS CONDICOES LEGAIS.