JP6547524B2 - 多相電力変換器の制御方法及び多相電力変換器 - Google Patents

Description

本発明は、フライングキャパシタを有する多相電力変換器に係り、特にフライングキャパシタ電圧の制御方法に関する。

図６は、特許文献１に記載されているマルチレベル電力変換器の回路図である。図６（ａ）は単相電力変換器、図６（ｂ）は三相電力変換器を示している。

例えば、図６（ｂ）において、ＰＮ端子間に直流電源、Ｕ，Ｖ，Ｗ端子にモータなどの３相交流負荷を接続した場合には、この三相電力変換器はインバータとして動作する。

一方、Ｕ，Ｖ，Ｗ端子にリアクトルやコンデンサなどからなるフィルタ回路を介して三相交流電源を接続し、ＰＮ端子に負荷を接続した場合には、この３相電力変換器はコンバータとして動作する。

図６の回路のスイッチングパタ一ンの制約と従来のフライングキャパシタの電圧制御法について説明する。

図７，表１に、図６（ｂ）の回路構成の１相あたりのスイッチングモードＭｏｄｅ１〜Ｍｏｄｅ８，Ｍｏｄｅ１’、Ｍｏｄｅ８’を示す。丸印がついているスイッチングデバイスがオン状態中のスイッチングデバイスである。

図６の回路は相の数が３以上の場合、共通スイッチＳｃ１、Ｓｃ２が存在するため、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の充電・放電制御に制約が生じる。その例を図８に示す。

図８に示すように２相がＭｏｄｅ１’とＭｏｄｅ８’を選択しているとき、残りの１相が０の相電圧レベルを出力しようとすると、その残りの１相はＭｏｄｅ４もしくはＭｏｄｅ５を選択することとなる。Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ５では共通スイッチＳｃ１もしくは共通スイッチＳｃ２をオンにする必要があるため、電源の直流コンデンサＣ_DC1（Ｃ_DC2）とフライングキャパシタＣ１（Ｃ２）が短絡されてしまう。

この短絡状態を避けるために、Ｍｏｄｅ１’とＭｏｄｅ４と同時に選択できず、Ｍｏｄｅ８’とＭｏｄｅ５と同時に選択できない。同様に、Ｍｏｄｅ２はＭｏｄｅ４と同時に選択できず、Ｍｏｄｅ６はＭｏｄｅ５と同時に選択できない。

一方、Ｍｏｄｅ４もしくはＭｏｄｅ５が選択できない場合、０の相電圧レベルが出力できないため、出力電圧歪を大きく増大させてしまう。そこで、ある相でＭｏｄｅ４を選択する場合は、他の相ではＭｏｄｅ１’の代わりにＭｏｄｅ１を選択する。同様に、ある相でＭｏｄｅ５を選択する場合は、他の相ではＭｏｄｅ８’の代わりにＭｏｄｅ８を選択する。これらの組み合わせであると、上記の短絡状態は回避できる。

図６の３相インバータにおいて、選択可能なパターン組み合わせ（丸印）と上記の短絡状態が発生するため選択できないパターンの組み合わせ（バツ印）を表２に示す。

表２のパターン組み合わせを満足し、かつ、レベルスキップを発生させない遷移パターンを図９に示す。図９の遷移パターンについては、特許文献１に詳細が記載されている。なお、レベルスキップとは、例えば０→２Ｅのように、相電圧のレベル変化が２レベル以上であることをいう。

図９の遷移パターンを改良し、スイッチングデバイスのデッドタイム中によるレベルスキップを抑制した遷移パターンが図１０である。

次に、従来方式におけるフライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧制御について説明する。なお、この電圧制御については、特許文献１にも記載されている
従来技術では、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２に流れる電流の極性を検出せずに、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の充放電を行っている。したがって、電流センサを使わずに制御でき、さらに電流の極性を用いずに制御できることから、キャリアリプルやノイズ等の影響を受けることなく制御することが可能となる。

多相電力変換器の出力電圧指令値ｖが以下の（１）式で表されるとき、相電圧Ｅ（Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ３）の期間中にフライングキャパシタＣ１に流れる電流の平均値（平均電流Ｉ）は、単位化すると（２）式で表すことができる。または、相電圧−Ｅ（Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ７）の期間中にフライングキャパシタＣ２に流れる電流の平均値（平均電流Ｉ）も同様である。

Ｍは電力変換器の変調率を表す。（１）式を用い、横軸を変調率としてグラフに表わすと平均電流Ｉは図１１のようになる。この時、スイッチングデバイスのスイッチング周波数は十分に高いものとしている。なお、（１）式，（２）式については、一般文献（１）に記載されている。

特願２０１４−１０００５４

Ｚｈｉｇｕｏ Ｐａｎ；Ｆａｎｇ Ｚｈｅｎｇ Ｐｅｎｇ‘‘Ａ Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＰＷＭ Ｍｅｔｈｏｄ Ｗｉｔｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｂａｌａｎｃｉｎｇ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｄｉｏｄｅ−Ｃｌａｍｐｅｄ Ｆｉｖｅ−Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ’’ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＩＮＤＵＳＴＲＹ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．４５，ＮＯ３，ＭＡＹ／ＪＵＮＥ ２００９．

図１１からわかるようにＥ（Ｍｏｄｅ２，３）の期間中に流れる電流の平均値（平均電流Ｉ）は変調率により大きさが異なるが、Ｅ（Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ３）の期間中は電流Ｉｕ（図７の回路図右側の端子に流れる電流）の極性は常に同じである。−Ｅ（Ｍｏｄｅ６，７）の期間中も同様である。

このため、Ｍｏｄｅ２の期間Ｔ２をＭｏｄｅ３の期間Ｔ３より長くすればフライングキャパシタＣ１を充電でき、Ｍｏｄｅ３の期間Ｔ３をＭｏｄｅ２の期間Ｔ２より長くすればフライングキャパシタＣ１を放電できる。

また、同様に、Ｍｏｄｅ６の期間Ｔ６をＭｏｄｅ７の期間Ｔ７より長くすればフライングキャパシタＣ２を充電でき、Ｍｏｄｅ７の期間Ｔ７をＭｏｄｅ６の期間Ｔ６より長くすればフライングキャパシタＣ２を放電できる。

このように、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の瞬時的な電流極性を検出しなくとも、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の充電・放電を選択できるため、電圧を一定に制御することができる。特に、Ｅもしくは−Ｅの出力期間中に下記の（３）式を満たすことでフライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を一定値に保つことができる。

しかし、上述の制御法はフライングキャパシタＣ１，Ｃ２の平均的な電圧を制御しているため、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧リプルの大きさは考慮していない。さらに、期間Ｔ２（または期間Ｔ６）ではフライングキャパシタＣ１（またはＣ２）の充電動作のみ行い、期間Ｔ３（または期間Ｔ７）ではフライングキャパシタＣ１（またはＣ２）の放電動作のみを行っているため、フライングキャパシタの電圧波形には電圧リプルが現れる。

一方、フライングキャパシタの電圧の波形は、多相電力変換器がインバータの場合は交流出力電圧の波形の一部となる。多相電力変換器がコンバータの場合は交流入力電圧の波形の一部となる。

インバータ動作をする電力変換器の交流出力電圧（またはコンバータ動作をする電力変換器の交流入力電圧）の高調波成分を低減するためには、フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧リプルは低い方が望ましい。

上述の制御法では、電圧リプルが大きくなってもその情報がフィードバックされる制御を行っていないため、電圧リプルが過大となる。これにより、インバータ動作時の電力変換器の交流出力電圧（またはコンバータ動作時の電力変換器の交流入力電圧）の高調波成分が増大し、負荷（またはフィルタ回路）に悪影響を与える恐れがあるという問題があった。

以上示したようなことから、多相電力変換器において、フライングキャパシタの電圧を制御し、電圧リプルを抑制することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、前記選択信号Ａが１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂが１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする。

また、他の態様として、直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値の絶対値が第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値の絶対値よりも小さい場合０、大きい場合１となる優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆを有し、優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆと選択信号Ａと選択信号Ｂに基づいて、以下の表５に示す選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’を算出し、前記選択信号Ａ’が１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂ’が１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする。

また、他の態様として、直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値に第１フライングキャパシタに流れる電流を乗算した値の絶対値が、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値に第２フライングキャパシタに流れる電流を乗算した値の絶対値よりも小さい場合０、大きい場合１となる優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆを有し、優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆと選択信号Ａと選択信号Ｂに基づいて、以下の表５に示す選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’を算出し、前記選択信号Ａ’が１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂ’が１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする。

本発明によれば、多相電力変換器において、フライングキャパシタの電圧を制御し、電圧リプルを抑制することが可能となる。

実施形態１における選択信号生成回路を示すブロック図。 実施形態２における選択信号生成回路を示すブロック図。 実施形態２における優先度信号生成回路を示すブロック図。 実施形態３における優先度信号生成回路を示すブロック図。 実施形態２，３のフライングキャパシタの電圧リプルを示す波形図。 多相電力変換器の例を示す回路図。 スイッチングモードを示す図。 同時選択することができないスイッチングモードを示す図。 スイッチングモードの遷移図。 スイッチングモードの遷移図。 平均電流と変調率の関係を示すグラフ。

本願発明では上記の問題を解決したフライングキャパシタ制御法を提案する。負荷に流れる電流を用いることでフライングキャパシタに流れる電流を推定し、フライングキャパシタの電圧を制御する点に特長がある。これにより上述したスイッチングパターンに制約がある場合においても電流に応じて正確なパターン選択ができるようになり、電圧リプルを効果的に抑えられるようになる。

以下、本発明に係る多相電力変換器の実施形態１〜３を図１〜図６に基づいて詳述する。

［実施形態１］
本実施形態１の多相電力変換器の回路構成は図６（ａ）と同様である。ここで、図６（ａ）に示す単相の５レベル電力変換器の構成について説明する。

直列接続された２個の直流電圧源（例えば、直流コンデンサ）Ｃ_DC1，Ｃ_DC2のうち上段の直流電圧源Ｃ_DC1の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチＳ_C1と、第１共通スイッチＳ_C1の他端に一端が接続された第１フライングキャパシタＣ₁と、前記上段の直流電圧源Ｃ_DC1の正極端と第１共通スイッチＳ_C1の他端との間に順次直列接続された２相の第１相スイッチＳ_1U，Ｓ_1V，第３相スイッチＳ_3U，Ｓ_3V，第４相スイッチＳ_4U，Ｓ_4Vと、第１相スイッチＳ_1U，Ｓ_1V，第３相スイッチＳ_3U，Ｓ_3Vの共通接続点と第１フライングキャパシタＣ₁の他端との間に介挿された２相の第２相スイッチＳ_2U，Ｓ_2Vと、を備える。

また、直列接続された２個の直流電圧源Ｃ_DC1，Ｃ_DC2のうち下段の直流電圧源Ｃ_DC2の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチＳ_C2と、第２共通スイッチＳ_C2の他端に一端が接続された第２フライングキャパシタＣ₂と、第２共通スイッチＳ_C2の他端と下段の直流電圧源Ｃ_DC2の負極端との間に順次直列接続された２相の第７相スイッチＳ_7U，Ｓ_7V，第８相スイッチＳ_8U，Ｓ_8V第１０相スイッチＳ_10U，Ｓ_10Vと、第８相スイッチＳ_8U，Ｓ_8Vと第１０相スイッチＳ_10U，Ｓ_10Vの共通接続点と第２フライングキャパシタＣ₂の他端との間に介挿された２相の第９相スイッチＳ_9U，Ｓ_9Vと、を有する。

また、第３相スイッチＳ_3U，Ｓ_3V，Ｓ_3wと第４相スイッチＳ_4U，Ｓ_4Vの共通接続点に２相の第５相スイッチＳ_5U，Ｓ_5Vの一端が接続される。第７相スイッチＳ_7U，Ｓ_7Vと第８相スイッチＳ_8U，Ｓ_8Vの共通接続点に２相の第６相スイッチＳ_6U，Ｓ_6Vの一端が接続される。そして、第５相スイッチＳ_5U，Ｓ_5Vの他端と第６相スイッチＳ_6U，Ｓ_6Vの他端が接続され、この接続点が接続端子Ｕ，Ｖとなる。

ここで、第１〜第１０相スイッチＳ_1U〜Ｓ_10UでＵ相の相モジュール、第１〜第１０相スイッチＳ_1V〜Ｓ_10VでＶ相の相モジュールを構成する。

本実施形態１では図６の単相インバータ（２相以下）のフライングキャパシタに流れる電流の推定方法とパターン選択信号生成方法について説明する。

単相インバータの出力電圧指令値ｖが（１）式で表されるとき、第１フライングキャパシタＣ１に電流が流れる期間のデューティＤｃ１および第２フライングキャパシタＣ２に電流が流れる期間のデューティＤｃ２は、非特許文献１の式を用いると（４）式，（５）式で表される。

この時、負荷電流をｉ１＝√２＊Ｉ１＊ｓｉｎ（θ＋φ）と定めると、負荷電流のうち第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２に流れる電流ｉｄ１，ｉｄ２は（６）式，（７）式で定義される。ここでθは位相、φは負荷電流と出力電圧指令値Ｖとの位相差（すなわち力率角）を表している。

（６）式の電流ｉｄ１からは第１フライングキャパシタＣ１に流れる電流の大きさと極性の情報が得られ、（７）式の電流ｉｄ２からは第２フライングキャパシタＣ２に流れる電流の大きさと極性の情報が得られる。

次に（６）式，（７）式を第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧制御に展開する手法について述べる。第１フライングキャパシタＣ１の電圧検出値をＶｃ１，第２フライングキャパシタＣ２の電圧検出値をＶｃ２、電圧検出値Ｖｃ１，電圧検出値Ｖｃ２の電圧指令値をＥとすると、電圧検出値Ｖｃ１と電流ｉｄ１、電圧検出値Ｖｃ２と電流ｉｄ２、Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ７の関係はそれぞれ表３、表４のようになる。なお、電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２は、電圧センサなどによって検出する値である。

選択信号Ａ，Ｂは図９中の遷移すべきグループを選択するための信号である。ここで、Ｍｏｄｅ２はグループＡに含まれるため、Ｍｏｄｅ２を選ぶ必要があるときは図９中のグループＡを選択する。同様にＭｏｄｅ３はグループＢに含まれるのでＭｏｄｅ３を選ぶ必要があるときはグループＢを選択する。同様にＭｏｄｅ６はグループＢに含まれるため、Ｍｏｄｅ６を選ぶ必要があるときはグループＢを選択し、Ｍｏｄｅ７を選ぶ必要があるときはグループＡを選択する。

選択信号ＡはグループＡを選択するときに１，グループＢを選択するときに０となる。選択信号ＢはグループＢを選択するときに１，グループＡを選択するときに０となる。

図１に表３と表４の真理値表を具体的な回路で表したものを示す。演算器１，２では電圧検出値Ｖｃ１と電圧検出値Ｖｃ２の電圧指令値Ｅとの偏差を計算する。そして、電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２が電圧指令値Ｅよりも大きいとき１を出力し、小さいとき０を出力する。電流Ｉｄ１，Ｉｄ２は０より大きいとき１を出力し、０以下のとき０を出力する。ＮＯＴ回路ＮＯＴ１，ＮＯＴ２は、電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の出力を反転させる。

ＡＮＤ回路ＡＮＤ１は、演算器１の出力とＮＯＴ回路ＮＯＴ１の出力が両方１のとき１を出力し、それ以外の時は０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ２は演算器１の出力と電流Ｉｄ１が両方１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ３は、演算器２の出力とＮＯＴ回路ＮＯＴ２の出力が両方１のとき１を出力し、それ以外の時は０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ４は演算器２の出力と電流Ｉｄ２が両方１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。

ＯＲ回路ＯＲ１はＡＮＤ回路ＡＮＤ１の出力とＡＮＤ回路ＡＮＤ２の出力のうち何れか一方が１のとき１を出力し、両方０のとき０を出力する。ＯＲ回路ＯＲ２はＡＮＤ回路ＡＮＤ３の出力とＡＮＤ回路ＡＮＤ４の出力のうち何れか一方が１のとき１を出力し、両方０のとき０を出力する。このＯＲ回路ＯＲ１の出力が選択信号Ａとなり、ＯＲ回路ＯＲ２の出力が選択信号Ｂとなる。

このように、電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２と電圧指令値Ｅとの偏差と電流Ｉｄ１，Ｉｄ２から表３，表４の真理値表にしたがって選択信号Ａ，Ｂを出力することでグループを選択する。これにより、第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２を制御できる。

図１の判定回路は、表３、表４の通りに動作し、選択信号ＡはＭｏｄｅ２を選択する必要があるとき１となり、Ｍｏｄｅ３を選択する必要があるときは０となる。同様に、選択信号ＢはＭｏｄｅ６を選択する必要があるとき１となり、Ｍｏｄｅ７を選択する必要があるときは０となる。

図１の判定回路を用いると選択信号Ａと選択信号Ｂを生成でき、それに基づいた適正なスイッチングパターンのＭｏｄｅ（表３、表４ではＭｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ７）を選択することができるため、電圧リプルを低減でき、第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を制御することができる。

先行技術では第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧リプルの情報がフィードバックされないため、電圧リプルの抑制が難しいという問題があった。本実施形態１では第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２に流れ込む電流Ｉｄ１，Ｉｄ２を推定し電流極性に応じてモードを選択することで第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の充電・放電状態を判断し、電圧リプルを抑制しつつ、第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を制御することができる。

さらに電圧リプルの抑制により、インバータ動作をする電力変換器の出力電圧の高調波成分を低減することができ、負荷への悪影響を低減することができる。また、コンバータ動作をする電力変換器の入力電圧の高調波成分を低減することができ、フィルタ回路への悪影響を低減することができる。

［実施形態２］
本実施形態２の電力変換回路の主回路は図６（ｂ）に示すように３相電力変換器である。図６（ａ）の単相電力変換器を三相電力変換器に変更しただけであるためここでの説明は省略する。

本実施形態２では三相以上の任意の相に拡張した場合の電流推定方法について説明する。

各相の出力電圧指令値が（８）式、相電流が（９）式で定義される場合、期間のデューティＤｃ（２ｎ−１）およびＤｃ２ｎは（１０）式、（１１）式で表される。この時、ｎは自然数であると同時に相の位置を表している。Ｎは相の数を表している。図６（ｂ）のような３相回路の場合、Ｎ＝３となる。

また、Ｍｎは変調率（０＜Ｍｎ＜１）、θｎは位相、φｎは相電流ｉｎと電圧指令値Ｖｎの位相差を表している。

第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２を流れる負荷電流ｉｄ１，ｉｄ２，デューティＤｃ（２ｎ−１），Ｄｃ２ｎは（１２）、（１３）式で定義される。 選択信号Ａと選択信号Ｂの生成方法は実施形態１と同様である。

図６の回路で３相以上に相数が増える場合、特許文献１にあるようにグループＡとグループＢを同時に選択できないという制約が生じる。本実施形態２ではその制約を守りつつ、選択信号Ａ，Ｂ，優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆに基づいて、選択信号Ａ’、Ｂ’を生成する方法について述べる。表５にその真理値表を示す。

ここで優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆは選択信号Ａと選択信号Ｂを優先的に選択するかを判断するための信号であり、選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’の最終的な出力信号である。優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの生成方法は後述する。

図２に選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’の具体的な生成例を示す。図２では実施形態１にて生成した選択信号Ａ，Ｂを用いる。ＮＯＴ回路ＮＯＴ３は選択信号Ｂの信号を反転して出力する。ＮＯＴ回路ＮＯＴ４は選択信号Ａを反転して出力する。ＮＯＴ回路ＮＯＴ５は優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆを反転して出力する。

ＡＮＤ回路ＡＮＤ５は選択信号Ａの出力とＮＯＴ回路ＮＯＴ３の出力が両方共１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ６は選択信号Ａの出力と優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの出力が両方共１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ７は優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの出力とＮＯＴ回路ＮＯＴ４の出力が両方共１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。ＡＮＤ回路ＡＮＤ８は選択信号Ｂの出力とＮＯＴ回路ＮＯＴ５の出力が両方共１のとき１を出力し、それ以外のときは０を出力する。

ＯＲ回路ＯＲ３はＡＮＤ回路ＡＮＤ５の出力とＡＮＤ回路ＡＮＤ６の出力のうち何れか一方が１のとき１を出力し、両方０のとき０を出力する。ＯＲ回路ＯＲ４はＡＮＤ回路ＡＮＤ７の出力とＡＮＤ回路ＡＮＤ８の出力のうち何れか一方が１のとき１を出力し、両方０のとき０を出力する。

このＯＲ回路ＯＲ３の出力が選択信号Ａ’となり、ＯＲ回路ＯＲ４の出力が選択信号Ｂ’となる。図２の生成回路例において、選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’が同時に１にならないことを説明する。図２において、選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’の論理演算式は以下の（１４）式となる。

したがって、選択信号Ａ’が１となるのは表６に示す３パターンである。同様に選択信号Ｂ’が１となるのは表７に示す４パターンである。

表６の３パターンと表７の４パターン間では、同じパターンは存在しない。したがって、選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’が両方とも同時に１になることを防ぐ働きを持つ。これによりグループＡとグループＢが同時に選択されることを防ぎ、図９の遷移パターンを満足することができる。

さらに、生成した選択信号Ａ’選択信号Ｂ’とＶｃ１−ＥとＩｄ１とＶｃ２−ＥとＩｄ２を用いて、実施形態１の表３，４に従ってＭｏｄｅを選択する。表３，４の「選択信号Ａ」「選択信号Ｂ」の列に、選択信号Ａ’、選択信号Ｂ’を適合させる。これによりフライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２を制御できる。

選択信号Ａ’はグループＡを選択するときに１、グループＢを選択するときに０となり、選択信号Ｂ’はグループＢを選択するときに1、グループＡを選択するときに０となる。選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’が同時に１になることは、図９の遷移パターンを満足できないために禁止している。

次に、優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの生成方法について述べる。優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの真理値表を表８に示す。

図３の回路では演算器３にて電圧検出値Ｖｃ１と電圧指令値Ｅとの電圧偏差を計算する。また、演算器４にて電圧検出値Ｖｃ２と電圧指令値Ｅとの電圧偏差を計算する。絶対値演算部５，６において演算器３，４で演算された電圧偏差の絶対値演算値Ｖｚ１，Ｖｚ２を演算する。比較器７では入力される絶対値演算値Ｖｚ１，Ｖｚ２の大きさを比較し、その出力結果が優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆとして出力される。

表８に、絶対値演算値Ｖｚ１とＶｚ２との大小関係と優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの出力値との関係を示す。優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの出力値によって、電圧検出値Ｖｃ１と電圧指令値Ｅの電圧偏差と電圧検出値Ｖｃ２と電圧指令値Ｅの電圧偏差のどちらが大きいかを判定することができる。

さらに、電圧偏差の大きい方のフライングキャパシタの充放電を行うように、図２の生成回路を用いて選択信号Ａ’および選択信号Ｂ’を定める。すなわち、図３の回路を用いることで、グループＡとグループＢを同時に選択できないという制約を満足しつつ第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を制御することが可能となる。

さらに、図３の回路を用いることで、選択信号Ａと選択信号Ｂの優先度を設けることができるようになり、電圧偏差の大きい方のフライングキャパシタの電圧を優先的に制御できるようになるため、より精度よく第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を制御することが可能となる。

本実施形態２は実施形態１と同様の作用効果を奏する。また、３相以上の電力変換器においては、実施形態２を用いることによって、フライングキャパシタの電圧精度を向上することができ、電力変換器の出力電圧の高調波成分をより低減することができる。

［実施形態３］
本実施形態３は、推定したフライングキャパシタ電流を用いることで、電圧検出値と電圧指令値との偏差量が等しいときにどちらを選択すればよいかの判断ができるようになり、さらに次のスイッチングまでに変化する電圧を推定できる点に特長がある。これにより電圧リプルをより効果的に抑制できるようになる。本実施形態３では、フライングキャパシタ電流に基づいた優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの生成方法について述べる。

使用する電流推定値ｉｄ１，ｉｄ２は実施形態２と同様、（８）式〜（１３）式に基づいて推定演算する。

（１２）式、（１３）式を用いて求めた優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの真理値表を表９に示す。ここでは、フライングキャパシタＣ１の電圧検出値をＶｃ１、フライングキャパシタＣ２の電圧検出値をＶｃ２、Ｖｃ１，Ｖｃ２の電圧指令値をＥとする。

電圧検出値Ｖｃ１，Ｖｃ２と電圧指令埴Ｅの偏差に推定した電流値を積算することで、電力の偏差を演算する。この電力の偏差より、電圧変化量の予測が行えるようになる。ここで、第１フライングキャパシタＣ１側の電力の偏差をΔＷ１とする。偏差ΔＷ１は（１５）式となる。

一方、ｉｄ１は第１フライングキャパシタＣ１に流れる電流であるため、（１６）式となる。

（Ｃは第１フライングキャパシタＣ１の容量である。)
（１５）式を（１４）式に代入すると、（１７）式となる。

したがって、偏差△Ｗ１は第１フライングキャパシタＣ１に印加される電圧の単位時間当たりの変化量を含んだ式となる。また、第２フライングキャパシタＣ２側の電力の偏差ΔＷ２も（１７）式と同様となる。

偏差ΔＷ１の絶対値と偏差ΔＷ２の絶対値を比較すると、フライングキャパシタに印加される電圧の単位時間当たりの変化量を予測したうえで大小関係が判定できるため、表９の判定方法は電圧リプルの抑制に適している。

図４は優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆの生成回路のブロック図である。演算器８，９にて電圧検出値Ｖｃ１と電圧指令値Ｅ、電圧検出値Ｖｃ２と電圧指令値Ｅの電圧偏差を計算する。乗算器１０，１１において、その偏差にそれぞれ電流推定値ｉｄ１および電流推定値ｉｄ２を掛け、絶対値演算部１２，１３にてその絶対値を演算する。比較器ではその大きさを判定し、その出力結果が優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆとして出力される。

図４の回路を用いることで、実施形態１，２と同様、図９、図１０に示した遷移パターンの制約を満足しつつ、精度よく第１，第２フライングキャパシタＣ１，Ｃ２の電圧を制御することが可能となる。

図４の回路を適用した場合の電圧リプルと、実施形態２の回路適用時の電圧リプルを比較したシミュレーション結果を図５に示す。図５（ａ）と（ｂ）を比較すると分かるように、本実施形態３の図５（ａ）が７００Ｖ、実施形態２の図５（ｂ）が１０００Ｖであり、本実施形態３の方が電圧リプルを３０％程度低減できていることがわかる。

本実施形態３では、フライングキャパシタの電圧リプルを実施形態２よりも抑制することができる。さらに電圧リプルの抑制により、インバータ動作をする電力変換器の出力電圧の高調波成分を低減することができ、負荷への悪影響を低減することができる。また、コンバータ動作をする電力変換器の入力電圧の高調波成分を低減することができ、フィルタ回路への悪影響を低減することができる。

また、実施形態２では、フライングキャパシタの電圧検出値と電圧指令値との偏差量が第１フライングキャパシタＣ１と第２フライングキャパシタＣ２で等しい場合にどちらを優先すればよいかの判断がつかなかった。本実施形態３では電圧の偏差量ではなく電力の偏差量で判断するため、電圧の偏差量が第１フライングキャパシタＣ１と第２フライングキャパシタＣ２で等しい場合でも、優先するフライングキャパシタの判断ができるようになる。

なお、本実施形態１〜３は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータに限らない。２相以上の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータヘも適用できる。図１の構成の電力変換器であれば、インバータでもコンバータでもよい。

Ｓｃ１，Ｓｃ２…共通スイッチ
Ｓ１〜Ｓ１０…相スイッチ
Ｃ_DC1，Ｃ_DC2…直流電圧源（直流コンデンサ）
Ｃ₁，Ｃ₂…フライングキャパシタ
Ｖｃ１，Ｖｃ２…電圧検出値
Ｅ…電圧指令値
Ｉｄ１，Ｉｄ２…電流
Ａ、Ａ’、Ｂ、Ｂ’…選択信号
Ｖｃ＿ｄｅｆ…優先度信号

Claims (4)

1. 直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、
   直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、
   第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、
   第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、
   前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、
   第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、
   第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、
   第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、
   第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、
   第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、
   各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、
   表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、
   第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、
   前記選択信号Ａが１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂが１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする多相電力変換器の制御方法。
   

   

   

   
2. 直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、
   直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、
   第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、
   第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、
   前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、
   第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、
   第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、
   第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、
   第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、
   第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、
   各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、
   表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、
   第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、
   第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値の絶対値が第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値の絶対値よりも小さい場合０、大きい場合１となる優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆを有し、
   優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆと選択信号Ａと選択信号Ｂに基づいて、以下の表５に示す選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’を算出し、
   前記選択信号Ａ’が１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂ’が１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする多相電力変換器の制御方法。
   

   

   

   

   
3. 直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、
   直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、
   第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、
   第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、
   前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１相スイッチ，第３相スイッチ，第４相スイッチと、
   第１相スイッチ，第３相スイッチの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２相スイッチと、
   第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７相スイッチ，第８相スイッチ，第１０相スイッチと、
   第８相スイッチと第１０相スイッチの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９相スイッチと、
   第３相スイッチと第４相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第５相スイッチと、
   第７相スイッチと第８相スイッチの共通接続点に一端が接続された各相の第６相スイッチと、を備え、
   各相の第５相スイッチの他端と第６相スイッチの他端が接続された共通接続点を接続端子とした２相以上の多相電力変換器の制御方法であって、
   表１に示すグループＡのＭｏｄｅ１’，Ｍｏｄｅ２，Ｍｏｄｅ５，Ｍｏｄｅ７，Ｍｏｄｅ８，とグループＢのＭｏｄｅ１，Ｍｏｄｅ３，Ｍｏｄｅ４，Ｍｏｄｅ６，Ｍｏｄｅ８’のスイッチングモードを有し、
   第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ１−Ｅと、第１フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ１と、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値Ｖｃ２−Ｅと、第２フライングキャパシタに流れる電流ｉｄ２と、に基づいて以下の表３，表４により選択信号Ａ，選択信号Ｂを算出し、
   第１フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値に第１フライングキャパシタに流れる電流を乗算した値の絶対値が、第２フライングキャパシタの電圧検出値から電圧指令値を減算した値に第２フライングキャパシタに流れる電流を乗算した値の絶対値よりも小さい場合０、大きい場合１となる優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆを有し、
   優先度信号Ｖｃ＿ｄｅｆと選択信号Ａと選択信号Ｂに基づいて、以下の表５に示す選択信号Ａ’と選択信号Ｂ’を算出し、
   前記選択信号Ａ’が１のときグループＡからスイッチングモードを選択し、選択信号Ｂ’が１のときグループＢからスイッチングモードを選択することを特徴とする多相電力変換器の制御方法。
   

   

   

   

   
4. 請求項１〜３のうち何れか１項に記載の多相電力変換器の制御方法を行うことを特徴とする多相電力変換器。

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