JP2017093230A - 多相電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチングデバイスのｍｏｄｅ選択を的確にし、ｍｏｄｅの誤選択によるフライングキャパシタの電圧変動を抑制する。【解決手段】Ｍｏｄｅ１，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ５，ｍｏｄｅ６，ｍｏｄｅ７，ｍｏｄｅ８，ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ８’のスイッチングパターンを有する多相電力変換装置において、電圧指令とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒとの比較により生成された出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒに同期したグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐと、に基づいて、スイッチングパターンのｍｏｄｅを決定する。【選択図】図１

Description

本発明は、フライングキャパシタを持つ多相電力変換装置に係り、特にフライングキャパシタにおける電圧の制御方法に関する。

多相電力変換装置は、スイッチングデバイスとコンデンサなどにより構成される。この多相電力変換装置を高圧化するために、複数のスイッチングデバイスを直列に接続する方法が従来から知られている。また、スイッチングデバイスを直列接続した多相電力変換装置として、５レベルの電圧を出力する５レベル電力変換装置が知られている。図７は特許文献１の３相５レベル多相電力変換装置を示す回路図である。各相の主回路構成は同一である。

図７においてＤＣ１，ＤＣ２は直流電圧源（例えば、コンデンサ）、ＦＣ１，ＦＣ２はフライングキャパシタ、Ｓ１Ｕ〜Ｓ１０ＵはＵ相のスイッチングデバイス、Ｓ１Ｖ〜Ｓ１０ＶはＶ相のスイッチングデバイス、Ｓ１Ｗ〜Ｓ１０ＷはＷ相のスイッチングデバイス、ＳＣ１，ＳＣ２は共通スイッチである。

具体的な回路構成は、直列接続された２個の直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２のうち上段の直流電圧源ＤＣ１の負極端に各相共通の共通スイッチＳＣ１の一端が接続され、直列接続された２個の直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２のうち下段の直流電圧源ＤＣ２の正極端に各相共通の共通スイッチＳＣ２の一端が接続される。

また、共通スイッチＳＣ１の他端に各相共通のフライングキャパシタＦＣ１の一端が接続され、共通スイッチＳＣ２の他端に各相共通のフライングキャパシタＦＣ２の一端が接続される。

直流電圧源ＤＣ１の正極端と共通スイッチＳＣ１の他端との間に各相のスイッチングデバイスＳ１Ｕ，Ｓ１Ｖ，Ｓ１Ｗ，スイッチングデバイスＳ３Ｕ，Ｓ３Ｖ，Ｓ３Ｗ，スイッチングデバイスＳ４Ｕ，Ｓ４Ｖ，Ｓ４Ｗが順次直列接続される。

スイッチングデバイスＳ１Ｕ，Ｓ１Ｖ，Ｓ１Ｗ，スイッチングデバイスＳ３Ｕ，Ｓ３Ｖ，Ｓ３Ｗの共通接続点とフライングキャパシタＦＣ１の他端との間に各相のスイッチングデバイスＳ２Ｕ，Ｓ２Ｖ，Ｓ２Ｗが介挿される。

共通スイッチＳＣ２の他端と直流電圧源ＤＣ２の負極端との間にＳ７Ｕ，Ｓ７Ｖ，Ｓ７Ｗ，スイッチングデバイスＳ８Ｕ，Ｓ８Ｖ，Ｓ８Ｗ，スイッチングデバイスＳ１０Ｕ，Ｓ１０Ｖ，Ｓ１０Ｗが順次直列接続される。

スイッチングデバイスＳ８Ｕ，Ｓ８Ｖ，Ｓ８Ｗ，スイッチングデバイスＳ１０Ｕ，Ｓ１０Ｖ，Ｓ１０Ｗの共通接続点とフライングキャパシタＦＣ２の他端との間にスイッチングデバイスＳ９Ｕ，Ｓ９Ｖ，Ｓ９Ｗが介挿される。

スイッチングデバイスＳ３Ｕ，Ｓ３Ｖ，Ｓ３ＷとスイッチングデバイスＳ４Ｕ，Ｓ４Ｖ，Ｓ４Ｗの共通接続点に各相のスイッチングデバイスＳ５Ｕ，Ｓ５Ｖ，Ｓ５Ｗの一端が接続される。

スイッチングデバイスＳ７Ｕ，Ｓ７Ｖ，Ｓ７ＷとスイッチングデバイスＳ８Ｕ，Ｓ８Ｖ，Ｓ８Ｗの共通接続点に各相のスイッチングデバイスＳ６Ｕ，Ｓ６Ｖ，Ｓ６Ｗの一端が接続される。各相のスイッチングデバイスＳ５Ｕ，Ｓ５Ｖ，Ｓ５Ｗの他端と各相のスイッチングデバイスＳ６Ｕ，Ｓ６Ｖ，Ｓ６Ｗの他端が接続される。

直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧は２Ｅ、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧はＥであり、これらの電圧の組み合わせにて５レベルの電圧を中性点端子ＮＰと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力する。

５レベルの選択はＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を用いる。ＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧指令と三角波状のキャリア信号とを大小比較することにより、各スイッチングデバイスのスイッチング信号を生成する方法である。このスイッチング信号によりスイッチングのタイミングが調整される。

図８に、ＰＷＭ制御の電圧指令とキャリア信号を示す。キャリア信号１〜４は同じ振幅であり、オフセット値のみが異なる信号である。表１に、Ｕ相のスイッチングパターンのｍｏｄｅを示す。図９に、スイッチングパターンのｍｏｄｅ１〜ｍｏｄｅ８，ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ８’の動作を示す。

例として、電圧指令＞キャリア信号１の期間では、電圧２Ｅを中性点端子ＮＰと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力する。この時の各スイッチングデバイスのオンオフ状態は、表１のｍｏｄｅ１またはｍｏｄｅ１’に示す状態になる。

キャリア信号１＞電圧指令＞キャリア信号２の期間では、電圧Ｅを中性点端子ＮＰと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力する。この時の各スイッチングデバイスのオンオフ状態は、表１のｍｏｄｅ２またはｍｏｄｅ３に示す状態になる。

さらに、この電圧指令の振幅は変調率Ｍによって変化する。変調率Ｍが変化するとスイッチングパターンも変化して、電力変換装置の出力電圧も変化する。このように変調率Ｍを制御することにより、電力変換装置の出力電圧を制御することができる。

表１のスイッチングパターンにて５レベルの電圧を出力できる。５レベルを出すパターンはそれぞれ２種あり、フライングキャパシタＦＣ１を充 電し、フライングキャパシタＦＣ２を放電するパターン群をグループＡ、逆にフライングキャパシタＦＣ１を放電し、フライングキャパシタＦＣ２を充電するパターンをグループＢと呼称している。具体的には、ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ５，ｍｏｄｅ７，ｍｏｄｅ８をグループＡ、ｍｏｄｅ１，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ６，ｍｏｄｅ８’をグループＢとしている。

表１において、１は半導体素子がオンの状態、０はオフの状態を示す。例としてＵ相を示したが、他相も同様にスイッチングを行う。

５レベルを出力する際に、グループＡ，Ｂを切り替えることでフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電を行い、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧バランスを保っている。フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２のバランス制御はフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２に流れる電流を前記変調率Ｍにて推定し、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧を制御する。

フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２に流れる電流Ｉを推定する式は、以下の（１）式となる。

特願２０１４−１００５４号

特許文献１では（１）式、フライングキャパシタＦＣ１の電圧値およびフライングキャパシタＦＣ２の電圧値を用いて制御を行っているが、以下の問題が挙げられる。

前述のように、電力変換装置の出力電圧の制御は変調率Ｍを用いて行う。出力電圧の制御をフィードバックを伴う閉ループにて制御する場合、変調率Ｍはフィードバック値（電力変換装置の出力電圧検出値、直流電圧検出値など）の変動に応じて振動する。

また、前述のフィードバック値にノイズ外乱が注入した場合、変調率Ｍを適正な値に制御できなくなる。

さらに、（１）式は電流の基本波のみを推定している式になる。しかし、実際にはＰＷＭを用いて制御をしているため、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２に流れる電流には基本波以外の成分も含まれる。

以上の問題点があるため、（１）式で示した電流推定値と実際にフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２に流れる電流との間には、偏差が生じる。この偏差により、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の充放電制御を行う上で適正なスイッチングパターンのｍｏｄｅを選択できない恐れがある。

ｍｏｄｅの選択を誤った場合、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の電圧は大きく変動し、多相電力変換装置が停止する恐れがある。

さらに、特許文献１では、（１）式の演算が複雑なため演算時間が多く、そのことが制御応答限界を制限する、という問題もあった。

以上示したようなことから、多相電力変換装置においては、スイッチングデバイスのｍｏｄｅ選択を的確にし、ｍｏｄｅの誤選択によるフライングキャパシタの電圧変動を抑制することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、 直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１スイッチングデバイス，第３スイッチングデバイス，第４スイッチングデバイスと、第１スイッチングデバイス，第３スイッチングデバイスの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２スイッチングデバイスと、第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７スイッチングデバイス，第８スイッチングデバイス，第１０スイッチングデバイスと、第８スイッチングデバイス，第１０スイッチングデバイスの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９スイッチングデバイスと、第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスの共通接続点に一端が接続された各相の第５スイッチングデバイスと、第７スイッチングデバイスと第８スイッチングデバイスの共通接続点に一端が接続された各相の第６スイッチングデバイスと、を備え、第５スイッチングデバイスの他端と第６スイッチングデバイスの他端とが接続された相数が２以上の多相電力変換装置の制御方法であって、表３に示すＭｏｄｅ１，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ５，ｍｏｄｅ６，ｍｏｄｅ７，ｍｏｄｅ８，ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ８’のスイッチングパターンを有し、電圧指令とキャリア信号との比較により生成された出力電圧レベルと、キャリア信号に同期したグループ選択指令信号と、に基づいて、スイッチングパターンのｍｏｄｅを決定することを特徴とする。

また、その一態様として、グループ選択指令信号の周波数がキャリア信号の周波数の１／２であることを特徴とする。

また、その一態様として、キャリア信号に同期した充放電信号と、上段の直流電圧源の電圧の１／２が第１フライングキャパシタの電圧よりも大きい場合１、上段の直流電圧源の電圧の１／２が第１フライングキャパシタの電圧以下の場合０を出力する第１フライングキャパシタの充放電指令と、下段の直流電圧源の電圧の１／２が第２フライングキャパシタの電圧よりも大きい場合１、下段の直流電圧源の電圧の１／２が第２フライングキャパシタの電圧以下の場合０を出力する第２フライングキャパシタの充放電指令と、に応じ表４に基づいてグループ選択指令信号を生成することを特徴とする。

また、その一態様として、キャリア信号に同期した充放電信号と、上段の直流電圧源の電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第１フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値よりも大きい場合１、上段の直流電圧源の電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第１フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値以下の場合０を出力する第１フライングキャパシタの充放電指令と、下段の直流電圧源の電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第２フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値よりも大きい場合１、下段の直流電圧源の電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第２フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値以下の場合０を出力する第２フライングキャパシタの充放電指令と、に応じ表４に基づいてグループ選択指令信号を生成することを特徴とする。

また、その一態様として、充放電信号の周波数は、キャリア信号の周波数の１／２であることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチングデバイスのｍｏｄｅ選択を的確にし、ｍｏｄｅの誤選択によるフライングキャパシタの電圧変動を抑制することが可能となる。

実施形態１におけるＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌ、Ｇｒｏｕｐのｍｏｄｅ遷移図。 実施形態１における直流電圧源の電圧，フライングキャパシタの電圧を示す図。 実施形態３におけるグループ選択指令信号の生成部を示すブロック図。 実施形態３における充放電信号の遷移図。 実施形態３における直流電圧源の電圧、フライングキャパシタの電圧を示す図。 実施形態４におけるグループ選択指令信号の生成部を示すブロック図。 ３相５レベルの電力変換装置を示す回路図。 電圧指令とキャリア信号を示す図。 ｍｏｄｅ１〜ｍｏｄｅ８，ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ８’のスイッチングパターンを示す図。

本願発明では、スイッチングパターンのグループＡ，グループＢの選択において、変調率Ｍおよび、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧検出値を使用しない。変調率Ｍを使用しないため、（１）式も使用しない。

また、（１）式の代わりに、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの半周期に同期した一定のグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐを使用する。ただし、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの周波数が出力電圧の周波数に対して十分に高く（例えば、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの周波数＝２ｋＨｚ、出力電圧の周波数＝５０Ｈｚ）、直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧は外部電源によって安定に供給されていることが条件になる。

以下、本願発明に係る多相電力変換装置の制御方法における実施形態１〜４を図１〜図６に基づいて詳述する。

［実施形態１］
図１に、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒに同期したスイッチングパターンのｍｏｄｅの遷移図を示す。まず、正弦波状の電圧指令（図１には示していない）とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒとを比較し、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌを演算する。出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌを演算する方法は特許文献１と同様である。

なお、図１では、図８のオフセット値が異なる４つのキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒのうち、代表の１信号のみを示している。実際にはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒは４つあり、図８と同様の電圧指令と各キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒとの比較によって、図１の出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌが決まる。さらに、この時キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの周波数をＦｃ［Ｈｚ］とする。

この出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌの信号とは別に、表１の同一間隔にてグループＡ，Ｂを遷移するグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐを生成する。グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点と同期した信号とし、その周波数をＦｇ［Ｈｚ］とする。図１ではＦｇ＝Ｆｃ／２［Ｈｚ］とした。

スイッチングパターンのｍｏｄｅは出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの組み合わせ応じて決定される。具体的には表１のｍｏｄｅとなる。ｍｏｄｅが決まれば、各スイッチングデバイスのオンオフが決定される。

本実施形態１における多相電力変換装置の制御方法では、グループＡ，Ｂを同一間隔にすることができる。したがって、フライングキャパシタＦｃ１，Ｆｃ２の充電時間と放電時間を均一にすることができ、フライングキャパシタＦｃ１，Ｆｃ２の電圧を一定値に制御することが可能となる。

フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電制御時のスイッチングパターンのｍｏｄｅ選択において、フィードバック値（多相電力変換装置の出力電圧検出値、直流電圧検出値、変調率Ｍなど）を用いていない。したがって、特許文献１の方法で問題であったスイッチングパターンのｍｏｄｅの誤選択は発生せず、ｍｏｄｅの誤選択によるフライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の電圧変動は発生しなくなる。これにより、多相電力変換装置が停止する可能性を抑制することができる。

また、フィードバック値を用いていないため、フィードバック検出値にノイズ外乱が注入してフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電制御の精度が劣化する恐れがなくなる。以上により、電力変換装置の信頼性が向上する。

また、（１）式を用いる特許文献１と比較して簡易な演算で済むため、充放電制御時の演算時間を短縮することができる。したがって、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧制御の制御応答を向上させることができる。

［実施形態２］
実施形態１ではＦｇ＝Ｆｃ／２としているが、これに限らなくともよい。（２）式にグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの周波数Ｆｇの設計式を示す。

グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと同期させることが望ましい。このことを説明する。

仮にグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐとキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒが同期していない場合、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌの切り替えとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生する可能性がある。

出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生した場合、スイッチング中に意図していない電圧を出力する可能性がある。これを抑制するために、グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと同期させる。

そこで、グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの周波数Ｆｇは（２）式に示すように、キャリア周波数Ｆｃの２倍の周波数２Ｆｃの１／ｎ倍の周波数にする。この条件ではグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐは必ずキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点で切り替わるため、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌの切り替えとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生することがない。

本実施形態２を適用した多相電力変換装置での実際の測定結果を図２に示す。図２ではＦｇ＝Ｆｃ［Ｈｚ］としている。

ＶＤＣ１，ＶＤＣ２は直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧である。ＶＦＣ１，ＶＦＣ２は、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧である。図２に示す通り、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の電圧がほぼ電圧Ｅに制御されていることがわかる。また、図２の最上段に代表としてＵ相を示したが、他のＶ相，Ｗ相も同様に制御が可能である。

本実施形態２は、実施形態１と同様の作用効果を奏する。

［実施形態３］
図７に示す多相電力変換装置はフライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２を同時に充電すると短絡ループが発生するため、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２を同時に充電することはできない。同様の理由で、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２を同時に放電させることもできない。

したがって、フライングキャパシタＦＣ１の電圧とフライングキャパシタＦＣ２の電圧がともに設定した闘値より下回った場合でも、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２を同時に充電するスイッチングパターンのｍｏｄｅは選択できない。同様に、フライングキャパシタＦＣ１の電圧とフライングキャパシタＦＣ２の電圧がともに設定した闘値より上回った場合でも、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２を同時に放電するスイッチングパターンのｍｏｄｅは選択できない。

一方、フライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の一方を充電、他方を放電する場合では短絡ループは発生しない。

このフライングキャパシタＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の一方を充電、他方を放電する場合におけるフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧制御精度の向上が、本実施形態３の課題である。

これらの問題を解決するため、以下の方式をとる。まず、（１）式を使用せず、代わりに直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２，フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧ＶＦＣ１，ＶＦＣ２を用いて、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅを生成する。

さらに、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２ともに充電指令、または、ともに放電指令の場合は、そのままともに充電または放電すると短絡するので、それを避けるために、表１のグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えを行う。このグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えにおいて、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの半周期に同期した一定の充放電信号ｓｔｓを使用する。

ただし、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの周波数が出力電圧の周波数に対して十分に高く（例えば、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの信号周波数＝２ｋＨｚ、出力電圧の周波数＝５０Ｈｚ）、直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧は外部電源によって安定に供給されていることが条件になる。

一方、フライングキャパシタの一方が充電指令で他方が放電指令の場合は、グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えにおいて、充放電信号ｓｔｓを使用せず、一方の充電指令と他方の放電指令の両方を満足するグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐを選択する。

図３にフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電指令作成ブロック図を示す。

図３に示すように、乗算器１ａ，１ｂは、直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２に１／２を乗算する。減算器２ａ，２ｂは、乗算器１ａ，１ｂの出力からフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧ＶＦＣ１，ＶＦＣ２を減算する。比較器３ａ，３ｂは、減算器２ａ，２ｂの出力と０とをそれぞれ比較する。比較器３ａ，３ｂは、減算器２ａ，２ｂの出力が０よりも大きければ充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅを１として出力し、減算器２ａ，２ｂが０以下であれば充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅを０として出力する。ｔａｂｌｅ２では、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅと充放電信号ｓｔｓに基づいてグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐを出力する。

フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電指令をそれぞれＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅとする。充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅの生成法は以下の（３）式，（４）式によって決定する。

また、直流電圧源ＤＣ１，ＤＣ２の電圧ＶＤＣ１，ＶＤＣ２，フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧ＶＦＣ１，ＶＦＣ２は、各々、電圧センサなどを用いて検出する。

充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ＝１のときはフライングキャパシタＦＣ１の充電指令、０のときは放電指令を意味する。充放電指令ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅ＝１も同様の意味を有する。この信号によって、フライングキャパシタＦＣ１およびフライングキャパシタＦＣ２の望ましい充放電状態（充電または放電）が決まる。

ただし、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅがともに１、または０の場合は、図２のキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒに同期した一定周期の充放電信号ｓｔｓを使用する。

キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと充放電信号ｓｔｓの関係を図４に示す。充放電信号ｓｔｓはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点に同期してＡとＢを一定周期で繰り返す信号である。

充放電信号ｓｔｓの周波数Ｆｓｔｓは以下の（５）式で表される。

なお、図４では、充放電信号ｓｔｓの周波数Ｆｓｔｓ［Ｈｚ］＝Ｆｃ／２［Ｈｚ］としている
最後に、充放電指令１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅおよび充放電信号ｓｔｓを入力としてＧｒｏｕｐＡ，ＧｒｏｕｐＢを決定する。その真理値表を表２に示す。

ここで、ここで＊は０，１のどちらでも構わない。

表１，図９のｍｏｄｅ２は、フライングキャパシタＦＣ１を充電するｍｏｄｅで、グループＡである。表１，図９のｍｏｄｅ３は、フライングキャパシタＦＣ１を放電するｍｏｄｅで、グループＢである。表１，図９のｍｏｄｅ６は、フライングキャパシタＦＣ２を充電するｍｏｄｅで、グループＢである。表１，図９のｍｏｄｅ７は、フライングキャパシタＦＣ２を放電するｍｏｄｅで、グループＡである。

一方、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ＝０、ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅ＝１の状態は、フライングキャパシタＦＣ１を放電するｍｏｄｅ３の選択が望ましい状態であり、かつ、フライングキャパシタＦＣ２を充電するｍｏｄｅ６の選択が望ましい状態である。さらに、ｍｏｄｅ３とｍｏｄｅ６はともにグループＢである。したがって、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ＝０，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅ＝１の状態では、充放電信号ｓｔｓの状態にかかわらずグループＢを選択する。

同様に、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ＝１，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅ＝０の状態は、フライングキャパシタＦＣ１を充電するｍｏｄｅ２の選択が望ましい状態であり、かつ、フライングキャパシタＦＣ２を放電するｍｏｄｅ７の選択が望ましい状態である。さらに、ｍｏｄｅ２とｍｏｄｅ７はともにグループＡである。したがって、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ＝１，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅ＝０の状態では、充放電信号ｓｔｓの状態にかかわらずグループＡを選択する。

上記以外の充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅの状態（フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の両方が充電指令、または、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の両方が放電指令の状態）では、グループＡ，Ｂの選択は充放電信号ｓｔｓに従う。この動作を示しだのが、表２である。

図３のｔａｂｌｅ２は、表２に従って、グループ選択指令信号（グループＡまたはグループＢを選択する信号）を出力する。

なお、充放電信号ｓｔｓはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと同期させることが望ましい。このことを説明する。

仮に、充放電信号ｓｔｓとキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒが同期していない場合、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌの切り替えとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生する可能性がある。

出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生した場合、スイッチング中に意図していない電圧を出力する可能性がある。

これを防ぐために、充放電信号ｓｔｓはキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒと同期させる。そこで充放電信号ｓｔｓの周波数Ｆｓｔｓは（５）式に示すように、２ＦＣの１／ｎ倍の周波数にする。

また、グループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが充放電信号ｓｔｓに依存しない、充放電信号ｓｔｓ＝＊の条件時においても、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点でグループＡ，Ｂが切り替わるようにする。その機能は図３のｔａｂｌｅ２に持たせる。ｔａｂｌｅ２は、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅ，ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅと、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点の情報を持っている充放電信号ｓｔｓを入力しているため、ｔａｂｌｅ２内に充放電信号ｓｔｓの同期信号を生成する機能を設ければ、キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点でのグループＡ，Ｂの切り替えは容易に実現できる。

この条件ではグループＡ，Ｂは必ずキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの頂点で切り替わるため、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌの切り替えとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの切り替えが同時に発生することがない。

図１にキャリア信号ＣａｒｒｉｅｒとフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電遷移図を示す。まず、電圧指令とキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒとを比較し、出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌを演算する。

スイッチングパターンのｍｏｄｅは出力電圧レベルＯｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌとグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの組み合わせに応じて決定される。具体的には表１のｍｏｄｅとなる。ｍｏｄｅが決まれば各スイッチングデバイスのオンオフが決定される。

図１は、表２のｓｔｓ＝＊でない状態（フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の両方が充電指令、または、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の両方が放電指令の状態）での、各信号の出力例である。

本実施形態３の制御方法では、フライングキャパシタＦＣ１の充電が望ましく、かつ、フライングキャパシタＦＣ２の放電が望ましい状態では、優先的にグループＡを選択できる。これにより、フライングキャパシタＦＣ１を充電するスイッチングパターンのｍｏｄｅ２と、フライングキャパシタＦＣ２を放電するスイッチングパターンのｍｏｄｅ７を優先的に選択できる。

同様に、フライングキャパシタＦＣ１の放電が望ましく、かつ、フライングキャパシタＦＣ２の充電が望ましい状態では、優先的にグループＢを選択できる。これにより、フライングキャパシタＦＣ１を放電するスイッチングパターンのｍｏｄｅ３と、フライングキャパシタＦＣ２を充電するスイッチングパターンのｍｏｄｅ６を優先的に選択できる。

これにより、フライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧制御の精度を向上させることができる。

本実施形態３を適用した電力変換装置での実際の測定結果を図５に示す。図５に示す通り、フライングキャパシタＦＣ１の電圧ＶＦＣ１とフライングキャパシタＦＣ２の電圧ＶＦＣ２がほぼ一定値の電圧Ｅに制御されていることがわかる。また、代表としてＵ相を示したが、他のＶ相、Ｗ相も同様に制御が可能である
［実施形態４］
実施形態３は、充放電指令ＦＣ１＿Ｃｈａｒｇｅおよび充放電指令ＦＣ２＿Ｃｈａｒｇｅの決定を直流電圧の変動を考慮したものである。

実施形態３ではグループ選択指令信号Ｇｒｏｕｐの生成ブロックとして図３を示したが、その代わりに図６に本実施形態４のフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の充放電指令作成ブロック図を示す。本実施形態４では図６_に示すようにフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧ＶＦＣ１，ＶＦＣ２の出力にそれぞれローパスフィルタＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を追加して、直流電圧の変動を除去して充放電を決定する。これにより、より安定したフライングキャパシタＦＣ１，ＦＣ２の電圧制御が可能となる。

また、図６では、乗算器１ａ，１ｂの出力にもローパスフィルタＬＰＦを追加している。また、ローパスフィルタＬＰＦのカットオフ周波数Ｆｃｕｔ［Ｈｚ］の設定条件を以下の（６）式に示す。

キャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒを用いた電力変換装置は、電圧制御に用いる検出電圧の更新周期がキャリア信号Ｃａｒｒｉｅｒの半周期になるため、（６）式のように設定することが望ましい。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

なお、図７は３相回路であるが、本実施形態１〜４は３相に限らなくともよい。相数が２以上の回路構成であれば適用できる。

さらに、本実施形態１〜４は、図７の回路構成において、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ動作と、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ動作の両方について、適用することができる。

ＤＣ１，ＤＣ２…直流電圧源
ＦＣ１，ＦＣ２…フライングキャパシタ
Ｓ１Ｕ〜Ｓ１０Ｕ，Ｓ１Ｖ〜Ｓ１０Ｖ，Ｓ１Ｗ〜Ｓ１０Ｗ…スイッチングデバイス
ＳＣ１，ＳＣ２…共通スイッチ
Ｏｕｔｐｕｔ Ｌｅｖｅｌ…出力電圧レベル
Ｃａｒｒｉｅｒ…キャリア信号
Ｇｒｏｕｐ…グループ選択指令信号

Claims (5)

1. 直列接続された２個の直流電圧源のうち上段の直流電圧源の負極端に一端が接続された各相共通の第１共通スイッチと、
   直列接続された２個の直流電圧源のうち下段の直流電圧源の正極端に一端が接続された各相共通の第２共通スイッチと、
   第１共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第１フライングキャパシタと、
   第２共通スイッチの他端に一端が接続された各相共通の第２フライングキャパシタと、
   前記上段の直流電圧源の正極端と第１共通スイッチの他端との間に順次直列接続された各相の第１スイッチングデバイス，第３スイッチングデバイス，第４スイッチングデバイスと、
   第１スイッチングデバイス，第３スイッチングデバイスの共通接続点と第１フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第２スイッチングデバイスと、
   第２共通スイッチの他端と下段の直流電圧源の負極端との間に順次直列接続された各相の第７スイッチングデバイス，第８スイッチングデバイス，第１０スイッチングデバイスと、
   第８スイッチングデバイス，第１０スイッチングデバイスの共通接続点と第２フライングキャパシタの他端との間に介挿された各相の第９スイッチングデバイスと、
   第３スイッチングデバイスと第４スイッチングデバイスの共通接続点に一端が接続された各相の第５スイッチングデバイスと、
   第７スイッチングデバイスと第８スイッチングデバイスの共通接続点に一端が接続された各相の第６スイッチングデバイスと、
   を備え、第５スイッチングデバイスの他端と第６スイッチングデバイスの他端とが接続された相数が２以上の多相電力変換装置の制御方法であって、
   表３に示すＭｏｄｅ１，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ５，ｍｏｄｅ６，ｍｏｄｅ７，ｍｏｄｅ８，ｍｏｄｅ１’，ｍｏｄｅ８’のスイッチングパターンを有し、
   電圧指令とキャリア信号との比較により生成された出力電圧レベルと、
   キャリア信号に同期したグループ選択指令信号と、
   に基づいて、スイッチングパターンのｍｏｄｅを決定することを特徴とする多相電力変換装置の制御方法。
   

   
2. グループ選択指令信号の周波数がキャリア信号の周波数の１／２であることを特徴とする請求項１記載の多相電力変換装置の制御方法。
3. キャリア信号に同期した充放電信号と、
   上段の直流電圧源の電圧の１／２が第１フライングキャパシタの電圧よりも大きい場合１、上段の直流電圧源の電圧の１／２が第１フライングキャパシタの電圧以下の場合０を出力する第１フライングキャパシタの充放電指令と、
   下段の直流電圧源の電圧の１／２が第２フライングキャパシタの電圧よりも大きい場合１、下段の直流電圧源の電圧の１／２が第２フライングキャパシタの電圧以下の場合０を出力する第２フライングキャパシタの充放電指令と、
   に応じ表４に基づいてグループ選択指令信号を生成することを特徴とする請求項１または２記載の多相電力変換装置の制御方法。
   

   
4. キャリア信号に同期した充放電信号と、
   上段の直流電圧源における電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第１フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値よりも大きい場合１、上段の直流電圧源における電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第１フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値以下の場合０を出力する第１フライングキャパシタの充放電指令と、
   下段の直流電圧源における電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第２フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値よりも大きい場合１、下段の直流電圧源における電圧の１／２がローパスフィルタを通過した値が、第２フライングキャパシタの電圧がローパスフィルタを通過した値以下の場合０を出力する第２フライングキャパシタの充放電指令と、
   に応じ表４に基づいてグループ選択指令信号を生成することを特徴とする請求項１または２記載の多相電力変換装置の制御方法。
   

   
5. 充放電信号の周波数は、キャリア信号の周波数の１／２であることを特徴とする請求項３または４記載の多相電力変換装置の制御方法。

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