WO2021131283A1 - アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置 - Google Patents

アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2021131283A1
WO2021131283A1 PCT/JP2020/039808 JP2020039808W WO2021131283A1 WO 2021131283 A1 WO2021131283 A1 WO 2021131283A1 JP 2020039808 W JP2020039808 W JP 2020039808W WO 2021131283 A1 WO2021131283 A1 WO 2021131283A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
radiating element
radiating
antenna module
wiring
sub
Prior art date
Application number
PCT/JP2020/039808
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
薫 須藤
弘嗣 森
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Publication of WO2021131283A1 publication Critical patent/WO2021131283A1/ja
Priority to US17/847,239 priority Critical patent/US20220328971A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H01Q1/241—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set used in mobile communications, e.g. GSM
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/24—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles with receiving set
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/0006—Particular feeding systems
    • H01Q21/0025—Modular arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/06—Arrays of individually energised antenna units similarly polarised and spaced apart
    • H01Q21/061—Two dimensional planar arrays
    • H01Q21/065—Patch antenna array
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/30—Combinations of separate antenna units operating in different wavebands and connected to a common feeder system
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q23/00—Antennas with active circuits or circuit elements integrated within them or attached to them
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
    • H01Q5/42—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements using two or more imbricated arrays

Definitions

  • the present disclosure relates to an antenna module and a communication device on which the antenna module is mounted, and more specifically, to a structure for expanding the frequency bandwidth of the antenna module.
  • Patent Document 1 discloses an array antenna in which a plurality of patch antennas having the same shape are arranged at equal pitches.
  • Patent Document 2 in an array antenna having a plurality of flat plate-shaped radiating elements linearly arranged on a dielectric substrate, the element width of the inner radiating element is outside. A configuration narrower than the element width of the radiating element of the above is disclosed.
  • the directional gain of the inner radiating element becomes higher than the directional gain of the outer radiating element, and the side lobe of the emitted radio wave Can be reduced.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2019-92130 discloses a configuration of a dual band type patch antenna in which a high frequency signal is supplied from a common power supply wiring to two patch antennas having different sizes. There is.
  • an open stub is arranged in the wiring portion from the branch point of the power feeding wiring to each radiating element, and is supplied to one radiating element. It is possible to suppress the transmission of the high frequency signal to the other radiating element.
  • 5G 5th generation mobile communication system
  • a plurality of radiating elements are used to perform advanced beamforming and spatial multiplexing, and in addition to the conventionally used 6 GHz band frequency signal, a higher frequency (several tens of GHz) millimeter wave band is used.
  • a higher frequency (several tens of GHz) millimeter wave band is used.
  • the present disclosure has been made to solve such a problem, and an object thereof is to expand the frequency bandwidth in the antenna module.
  • the antenna module according to the present disclosure is a first power supply that supplies a high frequency signal common to the first radiating element and the second radiating element that emit radio waves in the first polarization direction and the first radiating element and the second radiating element. Equipped with wiring.
  • the first radiating element and the second radiating element are arranged adjacent to each other.
  • the first power feeding wiring includes a first common wiring and a first wiring and a second wiring branched from the first common wiring.
  • the first wiring and the second wiring are coupled to the first radiating element and the second radiating element, respectively.
  • the frequency characteristic of the impedance of the first radiating element is different from the frequency characteristic of the impedance of the second radiating element.
  • the frequency band in which the reflection loss is equal to or less than a predetermined value is defined as the operable bandwidth in each radiating element, the operating bandwidth of the first radiating element and the operable bandwidth of the second radiating element partially overlap. ing.
  • the frequency characteristics of the impedances of the two radiating elements to which the high frequency signal is supplied from the common feeding wiring are different, and the operable bandwidths of the two radiating elements partially overlap. It is configured to do. With such a configuration, the frequency bandwidth of the entire antenna module is a superposition of the frequency bandwidths of each radiating element. Therefore, the frequency bandwidth in the antenna module can be expanded.
  • FIG. 5 is a block diagram of a communication device to which the antenna module according to the first embodiment is applied.
  • FIG. 5 is a plan view and a side perspective view of the antenna module according to the first embodiment of the first embodiment. It is a figure for demonstrating the principle of expanding a frequency bandwidth in Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the first embodiment and the first comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the first embodiment and the first comparative example.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the second embodiment and the second comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the second embodiment and the second comparative example. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 3.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the first embodiment and the first comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the second embodiment and the second comparative example. It is
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 4.
  • FIG. FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the fourth embodiment and the fourth comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the fourth embodiment and the fourth comparative example. It is a side perspective view of the antenna module which concerns on Example 5.
  • FIG. FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operable bandwidth in the third embodiment and the third comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an oper
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in the fifth embodiment and the fifth comparative example. It is a 2nd figure for demonstrating the operable bandwidth in Example 5 and Comparative Example 5. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 6.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an operable bandwidth in Example 6 and Comparative Example 6. It is a 2nd figure for demonstrating the operable bandwidth in Example 6 and Comparative Example 6. It is a 3rd figure for demonstrating the operable bandwidth in Example 6 and Comparative Example 6. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 7.
  • FIG. It is a top view and a side view of the 1st example of the antenna module which concerns on Example 8.
  • FIG. It is a top view of the 2nd example of the antenna module which concerns on Example 8.
  • FIG. It is a top view of the antenna module of the comparative example 8. It is a figure for demonstrating the operable bandwidth in Example 8 and Comparative Example 8. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 9.
  • FIG. It is a top view of the antenna module which concerns on modification 1.
  • FIG. It is a top view of the antenna module which concerns on modification 2.
  • FIG. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 21 of Embodiment 2.
  • FIG. It is a top view of the antenna module of the comparative example. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 22. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 23. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 24. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 25.
  • FIG. 3 is a plan view and a side perspective view of the antenna module according to the 31st embodiment of the third embodiment. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of each radiating element in Example 31. It is a side perspective view of the antenna module which concerns on modification 3.
  • FIG. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 32. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 32.
  • FIG. 3 is a plan view and a side perspective view of the antenna module according to the thirty-third embodiment. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of each radiating element in Example 33. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 33.
  • FIG 3 is a plan view and a side perspective view of the antenna module according to the thirty-fourth embodiment. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of each radiating element in Example 34. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 34. It is a top view and a side perspective view of the antenna module which concerns on Example 35. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of each radiating element in Example 35. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 35. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 36. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 36.
  • FIG. It is a top view of the antenna module which concerns on Example 41 of Embodiment 4.
  • FIG. It is a figure for demonstrating the frequency characteristic of the gain of the antenna module which concerns on Example 41.
  • FIG. It is a side perspective view of the antenna module which concerns on modification 5.
  • FIG. It is a perspective view of the antenna module which concerns on modification 6.
  • FIG. 1 is an example of a block diagram of a communication device 10 to which the antenna module 100 according to the first embodiment is applied.
  • the communication device 10 is, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smartphone or a tablet, a personal computer having a communication function, or the like.
  • An example of the frequency band of the radio wave used for the antenna module 100 according to the present embodiment is a radio wave in the millimeter wave band having a center frequency of, for example, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz, etc., but radio waves in frequency bands other than the above are also available. Applicable.
  • n258, n257, n261 24.25 GHz to 29.5 GHz
  • n260, n259 37 GHz to 43.5 GHz
  • 3GPP Third Generation Partnership Project
  • the communication device 10 includes an antenna module 100 and a BBIC 200 constituting a baseband signal processing circuit.
  • the antenna module 100 includes an RFIC 110, which is an example of a power feeding circuit, and an antenna device 120.
  • the communication device 10 up-converts the signal transmitted from the BBIC 200 to the antenna module 100 into a high-frequency signal and radiates it from the antenna device 120, and down-converts the high-frequency signal received by the antenna device 120 to process the signal at the BBIC 200. To do.
  • the subarray 130 includes at least one radiating element.
  • FIG. 1 shows an example in which the antenna device 120 is formed by a plurality of sub-arrays 130 arranged in a two-dimensional array
  • the sub-array 130 does not necessarily have to be a plurality of sub-arrays 130, and one sub-array 130 is required.
  • the antenna device 120 may be formed. Further, it may be a one-dimensional array in which a plurality of sub-arrays 130 are arranged in a row.
  • the radiating element included in the sub-array 130 is a patch antenna having a substantially square flat plate shape.
  • the RFIC 110 includes switches 111A to 111D, 113A to 113D, 117, power amplifiers 112AT to 112DT, low noise amplifiers 112AR to 112DR, attenuators 114A to 114D, phase shifters 115A to 115D, and signal synthesizer / demultiplexer. It includes 116, a mixer 118, and an amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the power amplifiers 112AT to 112DT side, and the switch 117 is connected to the transmitting side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the switches 111A to 111D and 113A to 113D are switched to the low noise amplifiers 112AR to 112DR side, and the switch 117 is connected to the receiving side amplifier of the amplifier circuit 119.
  • the signal transmitted from the BBIC 200 is amplified by the amplifier circuit 119 and up-converted by the mixer 118.
  • the transmitted signal which is an up-converted high-frequency signal, is demultiplexed by the signal synthesizer / demultiplexer 116, passes through four signal paths, and is fed to different subarrays 130.
  • the directivity of the antenna device 120 can be adjusted by individually adjusting the degree of phase shift of the phase shifters 115A to 115D arranged in each signal path.
  • the received signal which is a high-frequency signal received by the radiating element of each sub-array 130, passes through four different signal paths and is combined by the signal synthesizer / demultiplexer 116.
  • the combined received signal is down-converted by the mixer 118, amplified by the amplifier circuit 119, and transmitted to the BBIC 200.
  • the RFIC 110 is formed as, for example, a one-chip integrated circuit component including the above circuit configuration.
  • the equipment (switch, power amplifier, low noise amplifier, attenuator, phase shifter) corresponding to each sub-array 130 in the RFIC 110 may be formed as an integrated circuit component of one chip for each corresponding sub-array 130.
  • FIG. 2 is a plan view (FIG. 2 (a)) and a side perspective view (FIG. 2 (b)) of the antenna module 100.
  • the antenna module 100 includes an RFIC 110, radiation elements 131 and 132, a dielectric substrate 140, a power supply wiring 150, and a ground electrode GND.
  • the positive direction of the Z axis in each figure may be referred to as the upper surface side, and the negative direction may be referred to as the lower surface side.
  • the dielectric substrate 140 is, for example, a co-fired ceramics (LCC) multilayer substrate, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers composed of resins such as epoxy and polyimide.
  • the dielectric substrate 140 does not necessarily have to have a multi-layer structure, and may be a single-layer substrate.
  • the dielectric substrate 140 has a rectangular planar shape, and the radiating elements 131 and 132 are arranged on the inner layer of the dielectric substrate 140 or the surface 141 on the upper surface side.
  • a flat plate-shaped ground electrode GND is arranged on a layer on the lower surface side of the radiating elements 131 and 132.
  • the RFIC 110 is arranged on the back surface 142 on the lower surface side of the dielectric substrate 140 via the solder bumps 160.
  • Radiating elements 131 and 132 are patch antennas having a substantially square flat plate shape, and are arranged adjacent to each other in the X-axis direction.
  • the element spacing GP is the distance between the radiating element 131 and the radiating element 132 when the antenna module 100 is viewed in a plan view.
  • the element size of the radiating element 131 is larger than the element size of the radiating element 132. That is, the resonance frequency of the radiating element 131 is lower than the resonance frequency of the radiating element 132.
  • the element size of the radiating element may be expressed using the resonance frequency of the radiating element.
  • the power supply wiring 150 includes wiring 151, wiring 152, and common wiring 153.
  • the common wiring 153 rises from the solder bump 160 that electrically connects the RFIC 110 through the ground electrode GND into the dielectric substrate 140, and is branched into the wiring 151 and the wiring 152 at the branch point BP.
  • the wiring 151 is coupled to the feeding point SP1 of the radiating element 131.
  • the wiring 152 is coupled to the feeding point SP2 of the radiating element 132.
  • the length of the wiring 151 and the length of the wiring 152 are set to be the same length.
  • the wiring may be directly connected to the radiating element as shown in FIG. May be combined with.
  • the feeding point SP1 of the radiating element 131 is arranged at a position offset in the negative direction of the X axis with respect to the center of the radiating element 131. Further, the feeding point SP2 of the radiating element 132 is also arranged at a position offset in the negative direction of the X axis with respect to the center of the radiating element 132. By arranging the feeding points at such positions, radio waves having the polarization direction in the X-axis direction are emitted from each radiating element.
  • the conductors constituting the radiation element, the electrode, the via forming the power feeding wiring, etc. are made of aluminum (Al), copper (Cu), gold (Au), silver (Ag), and alloys thereof. It is made of metal as the main component.
  • 5G fifth generation mobile communication system
  • a plurality of radiating elements are used to perform advanced beamforming and spatial multiplexing, and in addition to the conventionally used 6 GHz band frequency signal, a higher frequency (several tens of GHz) millimeter wave band is used.
  • a higher frequency severe tens of GHz
  • millimeter wave band is used.
  • a common high frequency signal is supplied to two radiating elements arranged adjacent to each other and having different element sizes. Since the two radiating elements have different element sizes, the resonance frequencies are different from each other, and the frequency bands in which the radiating elements can operate are set to overlap each other. With such a configuration, the frequency bandwidth of the antenna module as a whole can be expanded as compared with the case where radiating elements having the same element size are used.
  • the resonance frequencies of the radiating element 131 and the radiating element 132 are set to f1 and f2 (f1 ⁇ f2), respectively, the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are different when viewed from the branch point BP.
  • the reflection loss of 132 is as shown by line LN1 (solid line) and line LN2 (broken line), respectively, as shown in FIG. 3A.
  • the radiating element The operable bandwidth of 131 is BW1
  • the operable bandwidth of the radiating element 132 is BW2.
  • the operable bandwidth BW0 of the antenna module 100 as a whole becomes a range from the lower limit of the operable bandwidth of the radiating element 131 to the upper limit of the operating bandwidth of the radiating element 132.
  • the antenna is compared with the case where radiating elements of the same size are used. It is possible to increase the frequency bandwidth of the module.
  • FIG. 4 and 5 are diagrams for explaining the simulation results in Example 1 and Comparative Example 1.
  • FIG. 4 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss.
  • FIG. 5 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each simulation result of FIG.
  • FIGS. 4 and 5 the case where the two radiating elements have the same element size (27 GHz / 27 GHz) is taken as Comparative Example 1, and the two element spacing GPs are set for the radiating elements having different element sizes (26 GHz / 28 GHz).
  • the simulation results when changed are shown in Examples 1-1 to 1-4.
  • the line LN10 shows the case of Comparative Example 1
  • the line LN11 solid line
  • Example 1-1 is shown.
  • Example 4 have element spacing GPs of 0.75 mm (Example 1-2) and 0.50 mm (Example 1), respectively. -3), the case where it is narrowed to 0.25 mm (Example 1-4) is shown.
  • the element spacing GP when the element spacing GP is 0.75 mm, it corresponds to 1/4 of the element size, and when the element spacing GP is 0.50 mm, it corresponds to 1/6 of the element size.
  • the operable bandwidth BW0 at which the reflection loss is 6 dB or less is expanded from 3.0 GHz to 3.3 GHz by using two radiating elements having the same element spacing of 1.0 mm and different element sizes. You can see that it is doing. Further, it can be seen that when radiating elements having different element sizes are used, the operable bandwidth BW0 is further expanded by narrowing the element spacing GP.
  • the element spacing GP is narrowed, the coupling between the radiating elements becomes stronger, and the reflection loss in the part between the two valleys (the overlapping part of the operable bandwidth) in the reflection loss graph gradually increases. Become. Therefore, if the element spacing GP is made too narrow, the operable bandwidth BW0 becomes narrower.
  • the element spacing GP is preferably 1/12 or more of the element size of the radiating element 132 on the high frequency side.
  • the distance between the centers of the radiating element 131 and the radiating element 132 shall be 1/2 or less of the wavelength of the radio wave emitted from the radiating element 131. Is preferable.
  • the frequency bandwidth of the antenna module is expanded by supplying a common high-frequency signal to two radiating elements having different element sizes and partially overlapping operable bandwidths. It becomes possible.
  • the "radiating element 131" and the “radiating element 132" correspond to the “first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • the “feeding point SP1" and the “feeding point SP2” correspond to the "first feeding point” and the “second feeding point” in the present disclosure, respectively.
  • the “power supply wiring 150” in the first embodiment corresponds to the “first power supply wiring” in the present disclosure.
  • the “wiring 151”, “wiring 152”, and “common wiring 153" in the first embodiment correspond to the "first wiring", “second wiring”, and “first common wiring” in the present disclosure, respectively.
  • Example 2 In the examples of FIGS. 4 and 5 in the first embodiment, the frequency bandwidth when the element spacing of the two radiating elements is fixed and the element spacing is changed has been described. In the second embodiment, the frequency bandwidth when the element sizes of the two radiating elements are changed while the element spacing is fixed will be described.
  • FIG. 6 and 7 are diagrams for explaining the simulation results in Example 2 and Comparative Example 2.
  • FIG. 6 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss.
  • FIG. 7 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each simulation result of FIG.
  • the element spacing GP of the two radiating elements is fixed at 0.5 mm, and the case where the two radiating elements have the same element size (27 GHz / 27 GHz) is compared with Comparative Example 2 (line LN20 in FIG. 7).
  • Line LN20 in FIG. 7 the case where the element size is 26 GHz / 28 GHz is Example 2-1 (line LN 21 in FIG. 7: solid line), and the case where the element size is 25 GHz / 29 GHz is Example 2-2 (line LN 22 in FIG. 7: The case where the element size is 24 GHz / 30 GHz is defined as Example 2-3 (line LN23 in FIG. 7: two-dot chain line).
  • the operable bandwidth BW0 increases as the difference in element size (that is, the difference in resonance frequency) increases.
  • the reflection loss increases as the difference in element size increases. This is because the overlap range of the operational bandwidths of the two radiation elements is reduced, and when the operational bandwidths of the two radiation elements do not overlap, the desired reflection at the frequency between the two valleys. There will be areas where loss cannot be realized. That is, if the operable bandwidths of the two radiating elements are within the overlapping range, the frequency bandwidth can be further expanded by increasing the difference in element size.
  • FIG. 8 is a plan view of the antenna module 100A according to the third embodiment.
  • the radiating elements 131A and 132A forming the sub-array 130A have the same element size.
  • the length from the branch point BP to each feeding point that is, the length SL1 of the wiring 151 and the length SL2 of the wiring 152 are different.
  • the frequency characteristics of the impedance of each radiating element when viewed from the branch point BP are set to different values. Can be done.
  • the operable bandwidths of the radiating elements are partially overlapped, so that the frequency bandwidth of the entire antenna module can be expanded as described with reference to FIG.
  • the linear distance in the X-axis direction between the branch point BP and the feeding points SP1 and SP2 when viewed in a plan view from the normal direction of the antenna module 100A is shown. Although it is shown as SL1 and SL2, in reality, the wiring lengths in the Z-axis direction and the Y-axis direction are taken into consideration.
  • FIG. 9 and 10 are diagrams for explaining the simulation results in Example 3 and Comparative Example 3.
  • FIG. 9 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss.
  • FIG. 10 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each simulation result of FIG. 9.
  • the element sizes of the two radiating elements are both set to be the same as 27 GHz.
  • the case where the wiring lengths SL1 and SL2 from the branch point BP are both 2.5 mm is referred to as Comparative Example 3 (line LN30: broken line in FIG. 9), and the wiring lengths SL1 and SL2 are 4.0 mm and 3.0 mm.
  • the case is Example 3-1 (line LN31 in FIG. 9: solid line), and the case where the wiring lengths SL1 and SL2 are 1.5 mm and 3.5 mm is Example 3-2 (line LN32 in FIG. 9: alternate long and short dash line).
  • the wiring lengths SL1 and SL2 are 2.5 mm and 3.5 mm is defined as Example 3-3 (line LN33 in FIG. 9: alternate long and short dash line).
  • the wiring length is adjusted so that the operable bandwidth of the entire antenna module is the widest when the element spacing GP is 2.2 mm, 1.0 mm, and 0.75 mm. ..
  • the operable bandwidth BW0 in the case of Comparative Example 3 in which the wiring lengths are the same is 2.8 GHz
  • the operable bandwidth BW0 in the case of -3 is 7.2 GHz, 7.2 GHz, and 8.0 GHz, respectively. That is, even when two radiating elements having the same element size are used, the operable bandwidth BW0 can be expanded by making the length of the power feeding wiring different.
  • 11 and 12 show the case where the element sizes of the two radiating elements are further different in the case of the same wiring length and the same element spacing as in Examples 3-1 to 3-3 shown in FIG. It is a figure for demonstrating the simulation result.
  • the operable bandwidth BW0 in this case is 8.4 GHz, and it can be seen that the operable bandwidth BW0 is further expanded as compared with the case of Example 3-1 (7.2 GHz).
  • Example 3-5 line LN35 in FIG. 11: alternate long and short dash line
  • the operable bandwidth BW0 is further expanded as compared with the case of Example 3-2.
  • the operable bandwidth BW0 is further expanded as compared with the case of Example 3-3.
  • the antenna module is formed by combining the configuration in which the element sizes of the two radiating elements described in the first and second embodiments are different and the configuration in which the wiring length from the branch point to each radiating element is different. It is possible to further expand the overall frequency bandwidth.
  • the "radiating element 131A” and the “radiating element 132A” correspond to the "first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • Example 4 In the fourth embodiment, a configuration will be described in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by arranging the stub in the feeding wiring connected to the two radiating elements.
  • FIG. 13 is a plan view of the antenna module 100B according to the fourth embodiment.
  • the radiating elements 131B and 132B forming the sub-array 130B are set to the same element size.
  • the length from the branch point BP to each feeding point is set to the same length.
  • a stub 171 is arranged in the wiring 151 from the branch point BP to the feeding point SP1
  • a stub 172 is arranged in the wiring 152 from the branch point BP to the feeding point SP2. ing.
  • the stub 171 is arranged at a position of a distance SL12 from the branch point BP (a position of a distance SL11 from the feeding point SP1) in the wiring 151. Further, the stub 172 is arranged at a position of a distance SL22 from the branch point BP (a position of a distance SL21 from the feeding point SP2) in the wiring 152.
  • These stubs 171 and 172 are not provided to cut off the frequency band of the radiating element on the other side, but are provided to adjust the impedance matching between the RFIC 110 and each radiating element. That is, even if the radiating elements have the same element size and the same wiring length, the frequency characteristics of the impedances of the two radiating elements are adjusted by changing the length of the stub and / or the position of the stub on the feeding wiring. be able to. Further, by arranging the stub, a pole having a minimum reflection loss is added, and the generation of this pole also contributes to the expansion of the frequency band.
  • FIG. 14 and 15 are diagrams for explaining the simulation results in Example 4 and Comparative Example 4.
  • FIG. 14 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss.
  • FIG. 15 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each simulation result of FIG.
  • Comparative Example 4 is an example in which the element size and the wiring length are the same and the stub is not arranged (line LN40 in FIG. 14: broken line), and Example 4-1 is the length. This is an example in which different stubs are arranged at the same position on each wiring (line LN41 in FIG. 14: solid line).
  • the radiating elements 131B and 132B are arranged so that the element spacing GPs have the same dimensions.
  • the operable bandwidth BW0 in which the reflection loss is smaller than 6 dB is 2.9 GHz in the case of Comparative Example 4, whereas in the case of Example 4-1. Is expanded to 5.8 GHz. Therefore, the frequency band of the antenna module 100B as a whole can be expanded by arranging different stubs from the branch point BP to the power supply wiring after branching to change the frequency characteristics of the impedance.
  • Example 4-2 (line LN42 in FIG. 14: alternate long and short dash line) is an example in which radiating elements having different element sizes are used at the same element spacing as in Example 4-1.
  • the stubs corresponding to each radiating element are arranged at the same distance from the branch point BP, but the positions are different from those in Example 4-1.
  • Example 4-3 (line LN43 in FIG. 14: alternate long and short dash line) is an example in which the element spacing GP is further narrowed as compared with Example 4-2.
  • Example 4-4 (line LN44 in FIG. 14: broken line) is an example in which the position of the stub is changed and the element spacing GP is further narrowed with respect to Example 4-3.
  • Example 4-5 (line LN45 in FIG. 14: alternate long and short dash line), the position of the stub on the radiation element 131B side and the position of the stub on the radiation element 132B side were different in the same element spacing GP as in Example 4-4. This is an example.
  • the length of the stub is appropriately adjusted in order to match the impedance.
  • the operable bandwidth BW0 can be expanded by using radiating elements having different element sizes in addition to the arrangement of the stubs. Further, the operable bandwidth BW0 can be further expanded by narrowing the element spacing GP and / or arranging the stubs at different positions on the feeding wiring for the two radiating elements.
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module can be expanded by arranging the stub in the power supply wiring connected to the two radiation elements.
  • the "radiating element 131B" and the “radiating element 132B” correspond to the "first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • the "stub 171" and the “stub 172" in the third embodiment correspond to the "first stub” and the “second stub” of the present disclosure, respectively.
  • Example 5 In the fifth embodiment, a configuration will be described in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by making the dielectric constant of the dielectric forming the dielectric substrate on which the radiating element is arranged different.
  • FIG. 16 is a side perspective view of the antenna module 100C according to the fifth embodiment.
  • the radiating elements 131C and 132C forming the sub-array 130C have the same element size, and the lengths from the branch point BP of the feeding wiring 150 to the feeding points SP1 and SP2 are the same. ..
  • the dielectric in the region where the radiating element 131C is formed has a different dielectric constant than the dielectric in the region where the radiating element 132C is formed.
  • the permittivity ⁇ 1 of the dielectric 1401 arranged between the radiating element 131C and the ground electrode GND is different from the permittivity ⁇ 2 of the dielectric 1402 arranged between the radiating element 132C and the ground electrode GND. ( ⁇ 1 ⁇ ⁇ 2).
  • the dielectric constant between the radiating element and the ground electrode GND is different, a signal propagating through the dielectric substrate 140 As a result, the resonance frequency of the radiating element changes because the effective wavelength of the above changes. Therefore, by making the dielectric constant of the region where the radiating element is formed different, the operable bandwidth in each radiating element can be made different.
  • FIG. 17 and 18 are diagrams for explaining the simulation results in Example 5 and Comparative Example 5.
  • FIG. 17 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss.
  • FIG. 18 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each simulation result of FIG.
  • Comparative Example 5 (line LN50 in FIG. 17: broken line) is an example in which the dielectric constant ⁇ 1 in the region where the radiating element 131C is formed and the dielectric constant ⁇ 2 in the region where the radiating element 132C is formed are both 2.9. is there.
  • Example 5 (line LN51 in FIG. 17: solid line), the dielectric constant ⁇ 1 in the region where the radiating element 131C is formed is 2.9, and the dielectric constant ⁇ 2 in the region where the radiating element 132C is formed is 3.5. This is an example of the case.
  • the operable bandwidth BW0 (3.6 GHz) of Example 5 is wider than the operable bandwidth BW0 (2.9 GHz) of Comparative Example 5 using the same permittivity. ing.
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module can be expanded by making the dielectric constants of the regions of the dielectric substrate on which each radiating element is formed different.
  • a dielectric having a predetermined dielectric constant is arranged in the entire space between the radiating element and the ground electrode, but the dielectric material is placed between the radiating element and the ground electrode. It may be the case that the effective dielectric constant of the dielectric substrate is made different by forming a cavity in a part or partially arranging the dielectrics having different dielectric constants.
  • Example 5 the "radiating element 131C” and the “radiating element 132C” correspond to the “first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • Example 6 In the sixth embodiment, a configuration will be described in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by arranging the positions of the feeding points connecting the feeding wiring and the radiating element at different positions for each radiating element.
  • FIG. 19 is a plan view of the antenna module 100D according to the sixth embodiment.
  • the radiating elements 131D and 132D forming the sub-array 130D have the same element size, and the lengths from the branch point BP of the feeding wiring 150 to the feeding points SP1 and SP2 are the same. ..
  • the positions of the feeding points on the radiating elements 131D and 132D are different from each other. Specifically, the offset amount SF1 of the feeding point SP1 with respect to the center CP1 in the radiating element 131D is larger than the offset amount SF2 of the feeding point SP2 with respect to the center CP2 in the radiating element 132D.
  • the impedance of the radiating element changes when the position of the feeding point changes.
  • the feeding point is arranged at a position (optimal position) where the characteristic impedance (for example, 50 ⁇ ) is obtained, so that the reflection loss in the used bandwidth is reduced.
  • the resonance frequency of the radiating element is changed by shifting the position of the feeding point from the optimum position for at least one of the two radiating elements.
  • FIGS. 20 to 22 are diagrams for explaining the simulation results in Example 6 and Comparative Example 6.
  • FIG. 20 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss when the shift amount of the feeding point SP1 is changed for the radiating elements having the same element size.
  • FIG. 21 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection loss when the element sizes of the two radiating elements are changed in addition to the shift of the feeding point.
  • FIG. 22 is a table showing readings of the operable bandwidth BW0 in each of the simulation results of FIGS. 20 and 21.
  • Example 6-1 line LN61 in FIG. 20: solid line
  • Example 6-2 line LN62 in FIG. 20: alternate long and short dash line
  • the element sizes of the two radiating elements are both 27 GHz, but the radiating element 131D.
  • the offset amount SF1 of the feeding point in is set to 1.3 mm.
  • the element spacing GP in Example 6-1 is set to 2.2 mm, which is the same as in Comparative Example 6, and in Example 6-2, the element spacing GP is narrowed to 0.75 mm.
  • the operable bandwidth BW0 is changed from 2.9 GHz (Comparative Example 6) to 5.0 GHz by changing the shift amount of the feeding point SP1. It is expanded to (Example 6-1). Further, by narrowing the element spacing GP, the operable bandwidth BW0 is further expanded to 5.4 GHz.
  • Example 6-3 line LN63 in FIG. 21: alternate long and short dash line
  • Example 6-4 line LN64 in FIG. 21: alternate long and short dash line
  • the offset amount SF1 of the feeding point in the radiating element 131D is 1.3 mm.
  • the element size of the radiating element 131D is set to 26 GHz and the element size of the radiating element 132D is set to 28 GHz.
  • the element spacing GP in Example 6-3 is set to 2.2 mm, which is the same as in Comparative Example 6 and Example 6-1.
  • the element spacing GP in Example 6-4 is 0, which is the same as in Example 6-2. It is set to .75 mm.
  • the operable bandwidth BW0 is expanded to 5.7 GHz (Example 6-3) by changing the element size in addition to shifting the feeding point SP1. Further, by narrowing the element spacing GP, the operable bandwidth BW0 is expanded to 5.9 GHz (Example 6-4).
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module is increased by changing the positions of the feeding points of the two radiating elements to change the frequency characteristics of the impedance so that the operable bandwidths partially overlap. Can be expanded.
  • Example 6 the "radiating element 131D” and the “radiating element 132D” correspond to the “first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • Example 7 In each of the above-described embodiments, a configuration in which radio waves in a single polarization direction are emitted from each radiating element has been described. In the seventh embodiment, an example in which the above-mentioned features are applied to a so-called dual polarization type antenna module in which radio waves in two polarization directions are radiated from each radiation element will be described.
  • FIG. 23 is a plan view of the antenna module 100E according to the seventh embodiment. Similar to the antenna module 100 shown in FIG. 2, the antenna module 100E has a sub-array 130E formed by radiating elements 131E and 132E having different element sizes. Then, in each radiating element, a high frequency signal is supplied to a feeding point offset in the X-axis direction from the center of the radiating element and a feeding point offset in the Y-axis direction from the center of the radiating element.
  • the feeding point SP11 is offset from the center of the radiating element 131E in the negative direction of the X-axis
  • the feeding point SP12 is offset from the center of the radiating element 131E in the positive direction of the Y-axis.
  • a high frequency signal is supplied.
  • a high frequency signal is supplied to the feeding point SP21 offset in the negative direction of the X axis from the center of the radiating element 132E and the feeding point SP22 offset in the positive direction of the Y axis from the center of the radiating element 132E. Will be done.
  • a common high frequency signal is supplied to the feeding point SP11 of the radiating element 131E and the feeding point SP21 of the radiating element 132E by the feeding wiring 150.
  • the wirings between the branch point BP1 of the power feeding wiring 150 and the feeding points SP11 and SP21 are set to have the same length.
  • a common high frequency signal is supplied to the feeding point SP12 of the radiating element 131E and the feeding point SP22 of the radiating element 132E by the feeding wiring 155.
  • the wirings between the branch point BP2 of the power feeding wiring 155 and the feeding points SP12 and SP22 are set to have the same length.
  • the element sizes of the two radiating elements forming the sub-array are different, and the operable bandwidths of the radiating elements are partially overlapped in each polarization direction. It is possible to expand the frequency bandwidth for radio waves.
  • Example 7 the "radiating element 131E” and the “radiating element 132E” correspond to the “first radiating element” and the “second radiating element” in the present disclosure, respectively.
  • Example 8 In the eighth embodiment, an example in which the above-mentioned features are applied to a so-called dual band type antenna module capable of radiating radio waves of two frequencies from each radiating element will be described.
  • FIG. 24 is a plan view (FIG. 24 (a)) and a side perspective view (FIG. 24 (b)) of the antenna module 100F according to the first example of the eighth embodiment.
  • the radiating elements 131F and 132F forming the sub-array 130F are arranged adjacent to each other in the X-axis direction.
  • Each of the radiating elements 131F and 132F is composed of a feeding element and a non-feeding element facing the feeding element. More specifically, the radiating element 131F includes a feeding element 131F1 and a non-feeding element 131F2, and the radiating element 132F includes a feeding element 132F1 and a non-feeding element 132F2.
  • the feeding elements 131F1 and 132F1 are arranged on the inner layer of the dielectric substrate 140 or the surface 141 on the upper surface side so as to face the ground electrode GND.
  • the non-feeding element 131F2 is arranged between the feeding element 131F1 and the ground electrode GND so as to face the feeding element 131F1.
  • the non-feeding element 132F2 is arranged between the feeding element 132F1 and the ground electrode GND so as to face the feeding element 132F1.
  • the element size of the feeding element is smaller than the element size of the non-feeding element. That is, in each radiating element, the resonance frequency of the feeding element is higher than the resonance frequency of the non-feeding element.
  • the power feeding elements 131F1 and 132F1 are set to an element size capable of radiating radio waves in the 39 GHz band
  • the non-feeding elements 131F2 and 132F2 are set to an element size capable of radiating radio waves in the 27 GHz band.
  • the element size of the feeding element 132F1 is smaller than the element size of the feeding element 131F1.
  • the resonance frequency of the feeding element 132F1 is set to 41 GHz, and the resonance frequency of the feeding element 131F1 is set to 37 GHz.
  • the element size of the non-feeding element 132F2 is smaller than the element size of the non-feeding element 131F2.
  • the resonance frequency of the non-feeding element 132F2 is set to 28 GHz, and the resonance frequency of the non-feeding element 131F2 is set to 26 GHz.
  • a common high frequency signal is supplied to the feeding point SP11 of the feeding element 131F1 and the feeding point SP21 of the feeding element 132F1 by the feeding wiring 150.
  • the wiring 151 from the branch point BP1 of the feeding wiring 150 to the feeding point SP11 penetrates the non-feeding element 131F2 and is coupled to the feeding point SP11.
  • the wiring 152 from the branch point BP1 to the feeding point SP21 penetrates the non-feeding element 132F2 and is coupled to the feeding point SP21.
  • the feeding points SP11 and SP21 are arranged in the negative direction of the X-axis from the center of the corresponding feeding element. Therefore, when a high-frequency signal in the 39 GHz band is supplied to each power supply element by the power supply wiring 150, radio waves in the 39 GHz band with the X-axis direction as the polarization direction are radiated from the power supply elements 131F1 and 132F1. Further, when a high frequency signal in the 27 GHz band is supplied to each power feeding element by the power feeding wiring 150, radio waves in the 27 GHz band having the X-axis direction as the polarization direction are radiated from the non-feeding elements 131F2 and 132F2.
  • a common high frequency signal is also supplied to the feeding point SP12 of the feeding element 131F1 and the feeding point SP22 of the feeding element 132F1 by the feeding wiring 155.
  • the feeding points SP12 and SP22 are arranged in the positive direction of the Y-axis from the center of the corresponding feeding element.
  • the wiring 156 from the branch point BP2 of the feeding wiring 155 to the feeding point SP12 penetrates the non-feeding element 131F2 and is coupled to the feeding point SP12.
  • the wiring 157 from the branch point BP2 to the feeding point SP22 penetrates the non-feeding element 132F2 and is coupled to the feeding point SP22.
  • the antenna module 100F is a dual band type and dual polarization type antenna module capable of radiating radio waves in the 27 GHz band and 39 GHz band.
  • the combination of the 39 GHz band feeding elements 131F1 and 132F1 corresponds to the first embodiment
  • the combination of the 27 GHz band non-feeding elements 131F2 and 132F2 corresponds to the first embodiment. Therefore, the operable bandwidth can be expanded in each of the two frequency bands.
  • FIG. 25 is a plan view of the antenna module 100G according to the second example of the eighth embodiment.
  • stubs are arranged in the common wiring portion of each feeding wiring.
  • the radiating elements 131G and 132G forming the sub-array 130G are arranged adjacent to each other in the X-axis direction.
  • Each of the radiating elements 131G and 132G is composed of a feeding element and a non-feeding element facing the feeding element. More specifically, the radiating element 131G includes a feeding element 131G1 and a non-feeding element 131G2, and the radiating element 132G includes a feeding element 132G1 and a non-feeding element 132G2.
  • the stubs ST11 and ST12 are arranged in the common wiring 153 of the power feeding wiring 150, and the stubs ST21 and ST22 are arranged in the common wiring 158 of the feeding wiring 155.
  • This stub is different from the stub described in Example 4 and is used to reduce the influence on the other frequency band.
  • the impedance is adjusted so that the signal in the 27 GHz band is blocked by the stub.
  • the impedance is adjusted so that the signal in the 39 GHz band is blocked by the stub. This makes it possible to further improve the frequency bandwidth of the antenna module.
  • FIG. 27 shows the frequency characteristics of the reflection loss of the above antenna modules 100F and 100G when compared with the antenna module 100 # of Comparative Example 8 of FIG.
  • the feeding elements 131 # 1, 132 # 1 are set to the same element size (39 GHz) for the two radiating elements, and the non-feeding elements 131 # 2, 132. # 2 is set to the same element size (27 GHz). Then, a high frequency signal is individually supplied to the feeding point of each radiating element.
  • the line LN70 shows the case of Comparative Example 8 of FIG.
  • the line LN71 shows the case of the first example of the eighth embodiment of FIG. 25
  • the line LN72 one-dot chain line
  • the operable bandwidth in each frequency band is expanded as compared with the case of the comparative example 8. ing. Therefore, even in the dual band type antenna module, the frequency bandwidth for each frequency band can be increased by partially overlapping the operating frequency bandwidths of two adjacent radiating elements that target the same frequency band. It will be possible to expand.
  • Example 8 an example in which the frequency characteristic of the impedance of each radiating element is changed by making the element sizes of the two target radiating elements different has been described, but the dual band type antenna module has been described. Also, the methods as described in Examples 2 to 6 may be applied alone or in combination. Further, the non-feeding element in the eighth embodiment may be changed to a feeding element.
  • the "radiating element 131F” and the “radiating element 131G” correspond to the "first radiating element” in the present disclosure.
  • the “radiating element 132F” and the “radiating element 132G” in the eighth embodiment correspond to the “second radiating element” in the present disclosure.
  • the “feeding element 131F1” and the “feeding element 131G1” in the eighth embodiment correspond to the “first element” in the present disclosure.
  • the “non-feeding element 131F2” and the “non-feeding element 131G2” in the eighth embodiment correspond to the “second element” in the present disclosure.
  • the “feeding element 132F1” and the “feeding element 132G1” in the eighth embodiment correspond to the “third element” in the present disclosure.
  • the “non-feeding element 132F2” and the “non-feeding element 132G2” in the eighth embodiment correspond to the “fourth element” in the present disclosure.
  • Example 9 In the above-mentioned Examples 1 to 8, the antenna module formed by a single sub-array has been described. In the ninth embodiment, the case of an array antenna using a plurality of sub-arrays will be described.
  • FIG. 28 is a plan view of the antenna module 100H according to the ninth embodiment.
  • the antenna module 100H has a configuration in which the sub-arrays of the first embodiment shown in FIG. 2 are arranged in a 2 ⁇ 2 two-dimensional array. More specifically, the antenna module 100H includes four sub-arrays 130H1 to 130H4 (hereinafter, also collectively referred to as "sub-array 130H"), and the sub-array 130H1 and the sub-array 130H2 are adjacent to each other in the X-axis direction. Have been placed.
  • the sub-arrays 130H3 and 130H4 are arranged adjacent to each other in the negative direction of the Y-axis of the sub-arrays 130H1 and 130H2, respectively.
  • Each sub-array contains two radiating elements having different element sizes, and the two radiating elements are arranged adjacent to each other in the X-axis direction.
  • the radiating elements having a large element size are referred to as radiating elements 131H1 to 131H4 (hereinafter, also collectively referred to as “radiating element 131H”), and the radiating elements having a small element size are radiating elements 132H1 to 132H4. (Hereinafter, it is also collectively referred to as “radiating element 132H”).
  • the distance between the center of the radiation element 131H and the center of the radiation element 132H is defined as the inter-element pitch PT0, and the distance between the sub-arrays in the X-axis direction (for example, the distance between the radiation element 131H1 and the radiation element 131H2).
  • Is the X-direction pitch PTX, and the distance between the sub-arrays in the Y-axis direction (for example, the distance between the radiation element 131H1 and the radiation element 131H3) is the Y-direction pitch PTY.
  • Each radiating element is arranged so as to be larger than the inter-element pitch PT0 (PTX> PT0, PTY> PT0).
  • each sub-array 130H a common high frequency signal is supplied to the feeding points of the two radiating elements (131H / 132H) by the branched feeding wiring.
  • the feeding point is offset in the negative direction of the X-axis from the center of the radiating element, and each radiating element emits a radio wave having the polarization direction in the X-axis direction. Radiation.
  • the frequency bandwidth can be expanded in each sub-array 130H, so that the frequency bandwidth can be expanded for the entire antenna module 100H as well. Furthermore, it also contributes to the improvement of antenna gain and directivity.
  • the sub-arrays are arranged linearly in the X-axis direction and the Y-axis direction, but the arrangement in the X-axis direction or the Y-axis direction may be arranged in a zigzag manner.
  • three or more sub-arrays may be arranged in the X-axis direction and / or the Y-axis direction. In that case, in order to make the directivity of the radiated radio waves symmetrical, it is preferable that the adjacent sub-arrays are arranged so as to have an equal pitch.
  • the antenna module may be a one-dimensional array in which a plurality of sub-arrays are arranged only in either the X-axis direction or the Y-axis direction.
  • the antenna module of the array antenna is also described.
  • the frequency characteristics of the impedance may be changed by applying the methods described in Examples 2 to 6 alone or in combination.
  • the array antenna may be formed by a dual polarization type and / or a dual band type sub-array as in Examples 7 and 8.
  • Example 9 the "sub-array 130H1" and “sub-array 130H3” correspond to the "first sub-array” in the present disclosure.
  • the “sub-array 130H2” and “sub-array 130H4" in Example 9 correspond to the “second sub-array” in the present disclosure.
  • the “radiating element 131H1” and the “radiating element 131H3” in the ninth embodiment correspond to the "first radiating element” in the present disclosure.
  • the “radiating element 132H1" and the “radiating element 132H3” in the ninth embodiment correspond to the "second radiating element” in the present disclosure.
  • the “radiating element 131H2” and the “radiating element 131H4" in the ninth embodiment correspond to the "third radiating element” in the present disclosure.
  • the “radiating element 132H2” and the “radiating element 132H4" in the ninth embodiment correspond to the "fourth radiating element” in the present disclosure.
  • Example 9 In Example 9 described above, the configuration of an array antenna in which two substantially square-shaped radiating elements forming a sub-array are arranged so that their sides face each other has been described. In the modified example described below, an example of an array antenna in which the arrangement of the two radiating elements forming the sub-array are different will be described.
  • FIG. 29 is a plan view of the antenna module 100H1 according to the first modification.
  • the antenna module 100H1 two radiating elements included in each of the subarrays 130H11 to 130H14 are arranged in the diagonal direction of the radiating elements. Then, in each sub-array, a high-frequency signal is branched and supplied to the two radiating elements from a common power feeding wiring.
  • radio waves having the polarization direction in the X-axis direction are emitted from each radiating element.
  • FIG. 30 is a plan view of the antenna module 100H2 according to the second modification.
  • the antenna module 100H2 of the two substantially square radiating elements included in each of the sub-arrays 130H21 to 130H24, one radiating element 131H21 to 131H24 is arranged so that each side is parallel to the X-axis or the Y-axis.
  • the other radiating elements 132H21 to 132H24 are arranged so that their sides are inclined by 45 ° with respect to the X-axis or the Y-axis.
  • each sub-array For the sub-arrays 130H21 and 130H24, two radiating elements are arranged adjacent to each other in the Y-axis direction, and for the sub-arrays 130H22 and 130H23, two radiating elements are arranged adjacent to each other in the X-axis direction. Then, in each sub-array, a high-frequency signal is branched and supplied to the two radiating elements from a common power feeding wiring.
  • the frequency characteristics of the impedance are changed by applying the method described in Examples 1 to 6 above for the two radiating elements forming each subarray, and the two radiating elements are emitted.
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module may be increased by partially overlapping the operational bandwidth of the elements.
  • the array antenna may be formed by a dual polarization type and / or a dual band type sub-array as in the 7th and 8th embodiments.
  • the antenna module is used in a mobile terminal such as a smartphone.
  • a mobile terminal such as a smartphone.
  • the size of the radiating element is limited to some extent by the frequency of the radio wave to be radiated. Therefore, in order to reduce the size of the antenna module, it is necessary to reduce the size of the dielectric substrate on which the radiating element is formed.
  • the frequency bandwidth of radio waves that can be radiated is affected by the distance from the end of the radiating element to the end of the dielectric substrate in the polarization direction of the radio waves. Therefore, if the size of the dielectric substrate is reduced, the antenna module The desired frequency bandwidth may not be achieved.
  • the configuration for realizing the miniaturization of the antenna module while suppressing the reduction of the frequency band in the array antenna using the sub-array as described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 31 is a plan view of the antenna module 1100 according to the twenty-first embodiment of the second embodiment.
  • the antenna module 1100 is an array antenna including sub-arrays 1130-1 and 1130-2.
  • the sub-array 1130-1 contains radiating elements 1131-1 and 11321
  • the sub-array 1130-2 contains radiating elements 1131-2 and 1132-2.
  • the radiating element 1131-1 and the radiating element 1131-2 have the same element size (for example, 26 GHz).
  • the radiating element 1132-1 and the radiating element 1132-2 are smaller than the radiating element 1131-1 and the radiating element 1131-2, and have the same element size (for example, 28 GHz).
  • the sub-arrays 1130-1 and 1130-2 are arranged adjacent to the X-axis direction (first direction) in FIG. 31 on the rectangular dielectric substrate 1140.
  • the two radiating elements are arranged adjacent to each other in a direction (second direction) inclined by an angle ⁇ (0 ° ⁇ ⁇ 90 °) with respect to the X-axis direction along one side of the dielectric substrate 1140.
  • the above-mentioned second direction is the direction in which the radiating element 1132-1 is viewed from the radiating element 1131-1 in the sub-array 1130-1.
  • the second direction is the direction in which the radiating element 1132-2 is viewed from the radiating element 1131-2 in the sub-array 1130-2.
  • a common high-frequency signal is supplied to the radiating elements 1131-1 and 11321 from the power feeding wiring 1150-1. Further, in the sub-array 1130-2, a common high frequency signal is supplied to the radiating elements 1131-2 and 1132-2 from the power feeding wiring 1150-2.
  • the feeding point SP1-1 of the radiating element 1131-1, the feeding point SP2-1 of the radiating element 11321, the feeding point SP1-2 of the radiating element 1131-2, and the feeding point SP2-2 of the radiating element 1132-2 are It is arranged at a position offset from the center of the corresponding radiating element along the second direction. Therefore, each radiating element emits a radio wave whose polarization direction is along the second direction.
  • the operable bandwidths of the two radiating elements can be partially overlapped in each subarray.
  • the operable bandwidth of each subarray can be expanded, and the frequency bandwidth of the entire antenna module can be expanded.
  • FIG. 32 is a plan view of the antenna module 1100 # of the comparative example.
  • the two radiating elements in each of the subarrays 1130 # -1 and 1130 # -2 are arranged adjacent to each other along the Y axis. That is, the angle ⁇ in FIG. 31 is 90 °.
  • the radiation elements 1131 # -1, 1131 # -2 are arranged in the polarization direction (Y-axis direction in FIG. 32).
  • the distance L1 # from the end to the end of the dielectric substrate 1140 and the distance L2 # from the end of the radiation elements 1132 # -1,1132 # -2 to the end of the dielectric substrate 1140 gradually become narrower. .. It is known that when the region of the dielectric in the polarization direction becomes narrower, the electromagnetic field coupling between the radiating element and the ground electrode becomes weaker and the frequency bandwidth of the antenna module becomes narrower. Then, in the case of the arrangement of the sub-array as in the comparative example, the frequency bandwidth may be narrowed as the antenna module is miniaturized, and the antenna characteristics may be deteriorated.
  • the sub-array is arranged so as to be inclined with respect to the rectangular dielectric substrate 1140 as in the antenna module 1100 shown in FIG. 31, from the end of the radiating element to the end of the dielectric substrate in the polarization direction.
  • the distances L1 and L2 can be made wider than in the case of the comparative example. Therefore, it is possible to reduce the size of the antenna module while suppressing the reduction of the frequency bandwidth.
  • the frequency characteristics of the impedance are changed by applying the methods described in Examples 1 to 6 of the first embodiment for the two radiating elements forming each subarray, and the two radiating elements are emitted.
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module may be increased by partially overlapping the operational bandwidth of the elements.
  • the array antenna may be formed by a dual polarization type and / or a dual band type sub-array as in the 7th and 8th embodiments of the first embodiment.
  • the frequency characteristics of the impedances of the two radiating elements forming the subarray are different, and the frequency characteristics of the impedances of the two radiating elements may be the same. ..
  • the magnitude relation of the element sizes may be reversed from each other. That is, in the sub-array 1130-1, the element size of the radiating element 1131-1 is increased by increasing the element size of the radiating element 1132-1, while in the sub-array 1130-2, the element size of the radiating element 1132-2 is increased by the radiating element.
  • the element size of 1131-2 may be increased.
  • Example 22 In the antenna module 1100 of the twenty-first embodiment, a case where adjacent sub-arrays have the same configuration has been described. In the 22nd embodiment, the case where the configurations of the adjacent subarrays are different will be described.
  • FIG. 33 is a plan view of the antenna module 1100A according to the 22nd embodiment.
  • the sub-array 1130A-1 and the sub-array 1130A-2 are arranged adjacent to each other in the X-axis direction on the rectangular dielectric substrate 1140 as in the above-described 21st embodiment.
  • Each subarray contains two radiating elements, which are arranged adjacent to each other along a direction inclined from the X-axis direction.
  • the sub-array 1130A-1 includes a radiating element 1131A-1 and a radiating element 1132A-1.
  • the element size of the radiating element 1131A-1 is larger than the element size of the radiating element 1132A-1.
  • the element size of the radiating element 1131A-1 is 26 GHz
  • the element size of the radiating element 1132A-1 is 28 GHz.
  • a high frequency signal is supplied to the radiating element 1131A-1 and the radiating element 1132A-1 from a common power feeding wiring.
  • the sub-array 1130A-2 includes a radiating element 1131A-2 and a radiating element 1132A-2.
  • the element size of the radiating element 1131A-2 is larger than the element size of the radiating element 1132A-2.
  • the element size of the radiating element 1131A-12 is 25 GHz
  • the element size of the radiating element 1132A-1 is 27 GHz.
  • a high frequency signal is supplied to the radiating element 1131A-2 and the radiating element 1132A-2 from a common power feeding wiring.
  • the configuration of the sub-array 1130A-1 is different from the configuration of the sub-array 1130A-2. Comparing the radiating element 1131A-1 having a large element size in the sub-array 1130A-1 and the radiating element 1131A-2 having a large element size in the sub-array 1130A-2, the element size of the radiating element 1131A-2 is larger. Similarly, when comparing the radiating element 1132A-1 having a small element size in the sub-array 1130A-1 and the radiating element 1132A-2 having a small element size in the sub-array 1130A-2, the element size of the radiating element 1132A-1 is larger. ..
  • the operable bandwidths of the two radiating elements are partially overlapped, so that the operable bandwidth as the sub-array can be expanded. Further, since the operable bandwidths of the adjacent sub-arrays are partially overlapped, the operable bandwidth of the entire array antenna can be expanded. Therefore, the frequency bandwidth of the antenna module 1100A can be expanded.
  • the antenna module 1100A as a method for changing the frequency characteristic of impedance, a method as described in Examples 1 to 6 of the first embodiment may be applied. Further, the array antenna may be formed by a dual polarization type and / or a dual band type sub-array as in the 7th and 8th embodiments of the first embodiment.
  • Example 23 In the 23rd embodiment, an example of an array antenna of a one-dimensional array in which three or more sub-arrays included in the antenna module are arranged in one direction will be described.
  • FIG. 34 is a plan view of the antenna module 1100B according to the 23rd embodiment.
  • the antenna module 1100B four sub-arrays 1130B-1 to 1130B-4 are arranged in a row in the X-axis direction on the rectangular dielectric substrate 1140.
  • Each sub-array contains two radiating elements, and the arrangement direction of the two radiating elements is arranged so as to be inclined with respect to one side (X-axis) of the dielectric substrate 1140 as in Examples 21 and 22. ..
  • Each radiating element is formed by two radiating elements of different element sizes.
  • the element size of the radiating elements 1131B-1, 1131B-2, 1131B-3, 1131B-4 having a large element size is 26 GHz
  • 1132B-4 has an element size of 28 GHz.
  • each sub-array is formed in the same configuration, and the four sub-arrays are arranged at equal pitches in the X-axis direction. That is, the distance between the radiating element 1131B-1 and the radiating element 1131B-2, the distance between the radiating element 1131B-2 and the radiating element 1131B-3, and the radiating element 1131B-3 and the radiating element 1131B-4. The distances between them are arranged so as to be PT12.
  • the distance between the centers of the two radiating elements in the subarray is PT10 and the distance between the virtual lines passing through the centers of the two radiating elements in each of the two adjacent subarrays is PT11.
  • the distance PT11 is set to be longer than the inter-element distance PT10.
  • the pitch PT12 between the sub-arrays is also set to be longer than the inter-element distance PT10.
  • the coupling between adjacent sub-arrays can be weaker than the coupling between two radiating elements in the sub-array, so that isolation between the sub-arrays can be ensured. It is possible to exert the effect of expanding the frequency bandwidth of the sub-array.
  • the number of sub-arrays may be three or five or more.
  • Example 24 In the 24th embodiment, the case where the four sub-arrays included in the antenna module are arranged in a two-dimensional array shape will be described.
  • FIG. 35 is a plan view of the antenna module 1100C according to the 24th embodiment.
  • the antenna module 1100C includes four subarrays 1130C-1 to 1130C-4. Each sub-array is formed by two radiating elements, and the two radiating elements are arranged so as to be inclined with respect to the X-axis of the dielectric substrate 1140.
  • Each radiating element is formed by two radiating elements of different element sizes.
  • the radiating elements 1131C-1, 1131C-2, 1131C-3, 1131C-4 having a large element size have an element size of 26 GHz
  • 1132C-4 has an element size of 28 GHz.
  • the sub-array 1130C-2 is arranged adjacent to the sub-array 1130C-1 in the positive direction of the X-axis.
  • the sub-array 1130C-4 is arranged adjacent to the sub-array 1130C-3 in the positive direction of the X-axis. Further, the sub-array 1130C-3 is arranged adjacent to the sub-array 1130C-1 in the negative direction (third direction) of the Y-axis orthogonal to the X-axis.
  • the sub-array 1130C-4 is arranged adjacent to the sub-array 1130C-2 in the negative direction of the Y-axis.
  • the distance PT21 is the inter-element distance PT20. Is set to be longer than.
  • the distance between two sub-arrays adjacent to each other in the X-axis direction (that is, the distance between the center of the radiation element 1131C-1 and the center of the radiation element 131C-2) is set to PT22, and the two sub-arrays adjacent to each other in the Y-axis direction are defined as PT22. (That is, the distance between the center of the radiating element 1131C-1 and the center of the radiating element 131C-3) is set to PT23, and the sub-array intervals PT22 and PT23 are set to be longer than the inter-element distance PT20. Will be done.
  • the coupling between adjacent sub-arrays can be weaker than the coupling between two radiating elements in the sub-array, so that isolation between the sub-arrays can be ensured. It is possible to exert the effect of expanding the frequency bandwidth of the sub-array.
  • the sub-array spacing may be defined as the spacing between the branch points of the power supply wiring that supplies high-frequency signals to each sub-array. Further, in order to make the beam shape of the radio wave radiated from the entire antenna module 1100C symmetrical, it is preferable to set the sub-array spacing PT22 in the X-axis direction and the sub-array spacing PT23 in the Y-axis direction equally.
  • FIG. 35 an example of an array antenna in which four radiating elements are arranged in a 2 ⁇ 2 two-dimensional array has been described, but n ⁇ m (n and m are both 2 or more) using more radiating elements. It may be a two-dimensional array of (natural numbers).
  • Example 25 In Example 24, an example in which the adjacent sub-arrays have the same configuration in the two-dimensional array antenna has been described. In the 25th embodiment, the configuration in which the two-dimensional array antennas are arranged so that the magnitude relation of the element sizes of the radiating elements of the adjacent sub-arrays is reversed will be described.
  • FIG. 36 is a plan view of the antenna module 1100D according to the 25th embodiment.
  • the antenna module 1100D includes four subarrays 1130D-1 to 1130D-4. Each sub-array is formed by two radiating elements, and the two radiating elements are arranged so as to be inclined with respect to the X-axis of the dielectric substrate 1140.
  • Each radiating element is formed by two radiating elements of different element sizes.
  • the element size of the radiating elements 1131D-1 and 1131D-4 (for example, 26 GHz) is larger than the element size of the radiating elements 1132D-1 and 1132D-4 (for example, 28 GHz). Is set to be.
  • the element size of the radiating elements 1131D-2 and 1131D-3 (for example, 28 GHz) is larger than the element size of the radiating elements 1132D-2 and 1132D-3 (for example, 26 GHz). Is also set to be small.
  • FIG. 37 is a plan view and a side perspective view of the antenna module 2100 according to the 31st embodiment of the third embodiment.
  • the antenna module 2100 includes a dielectric substrate 2140, radiating elements 2130-1,2130-2, RFIC2110, and a ground electrode GND.
  • the radiating elements 2130-1,2130-2 are arranged adjacent to the inner layer of the dielectric substrate 2140 or the surface 2141 on the upper surface side in the X-axis direction.
  • a flat plate-shaped ground electrode GND is arranged on the layer on the lower surface side of the radiating element 2130-1,2130-2 so as to face the radiating element 2130-1,2130-2.
  • the RFIC 2110 is arranged on the back surface 2142 of the dielectric substrate 2140 via the solder bumps 2160.
  • a common high-frequency signal is supplied to the radiating elements 2130-1,2130-2 by individual power feeding wiring.
  • a high frequency signal is supplied from the RFIC 2110 to the radiating element 2130-1 by the power feeding wiring 21501.
  • the power feeding wiring 2150-1 penetrates the ground electrode GND from the RFIC 2110 and is coupled to the feeding point SP11 of the radiating element 2130-1.
  • a high frequency signal is supplied from the RFIC 2110 to the radiating element 2130-2 by the power feeding wiring 2150-2.
  • the power feeding wiring 2150-2 penetrates the ground electrode GND from the RFIC 2110 and is coupled to the feeding point SP12 of the radiating element 2130-2.
  • the feeding point SP11 of the radiating element 2130-1 and the feeding point SP12 of the radiating element 2130-2 are arranged at positions offset in the negative direction of the X-axis from the center of the corresponding radiating element. As a result, radio waves having the polarization direction in the X-axis direction are radiated from the radiating elements 2130-1,2130-2.
  • the element size of the radiating element 2130-1 is set to be smaller than the element size of the radiating element 2130-2.
  • the element size of the radiating element 2130-1 is set to a size corresponding to 28 GHz
  • the element size of the radiating element 2130-2 is a size corresponding to 26 GHz. Is set to. That is, the frequency characteristic of the impedance of the radiating element 2130-1 when viewed from the RFIC 2110 is different from the frequency characteristic of the impedance of the radiating element 2130-2.
  • FIG. 38 is a diagram showing the frequency characteristics of the reflection loss of each radiating element in the case of the comparative example in which the two radiating elements have the same element size (27 GHz) and the case of the case of Example 31 of FIG. 37.
  • the reflection loss of both radiating elements is as shown by the line LN110.
  • the operable bandwidth at which the reflection loss is 6 dB or less is BW30.
  • the reflection loss of the radiating element 2130-1 is the line LN111 (solid line), and the reflection loss of the radiating element 2130-2 is the line LN112 (broken line). That is, the operable bandwidths of each other partially overlap each other. As a result, the operable bandwidth of the entire antenna module 2100 becomes BW31, so that the frequency bandwidth of the antenna module 2100 can be expanded as compared with the comparative example.
  • the peak gain is high and the frequency band is sharply attenuated (that is, the frequency band). It has a monomodal gain characteristic (narrow width).
  • the gain characteristics are bilateral. Therefore, although the total peak gain is lower than that of the comparative example, the gain characteristic is gradually attenuated as a whole.
  • the region in which a gain reduced by 3 dB from the peak gain can be achieved (that is, the region in which the power of the radio wave is 50% or more of the peak) is wider in Example 31 than in Comparative Example. That is, it is possible to realize a wide band gain.
  • the radiating elements 2130-1,2130-2 are insulated from the ground electrode GND, but as in the antenna module 2100A of the modification 3 of FIG. 39, the radiating elements 2130A
  • the ends of -1,2130A-2 may be inverted F type patch antennas connected to the ground electrode GND by vias V1 and V2, respectively.
  • Example 32 In Example 31, an array antenna in which two radiating elements having different sizes are arranged has been described. However, in this case, since the antenna module as a whole is not symmetric, it may not be possible to realize symmetry in terms of antenna characteristics (gain, loss). In the 32nd embodiment, a configuration in which the antenna characteristics are made symmetrical by arranging the two sets of the configurations described in the 31st embodiment symmetrically will be described.
  • FIG. 40 is a plan view of the antenna module 2100B according to the 32nd embodiment.
  • the antenna module 2100B is a one-dimensional array antenna including four radiating elements 2130B-1 to 2130B-4.
  • the radiating elements 2130B-1 to 2130B-4 are arranged in a row in the order of the radiating elements 2130B-1,2130B-2, 2130B-3, 2130B-4 in the X-axis direction.
  • the radiating element 2130B-1 and the radiating element 2130B-4 have the same configuration, and the radiating element 2130B-2 and the radiating element 2130B-3 have the same configuration. That is, the element sizes of the radiating element 2130B-1 and the radiating element 2130B-4 are the same, and are set to, for example, 28 GHz. Further, the element sizes of the radiating element 2130B-2 and the radiating element 2130B-3 are the same, and are set to, for example, an element size of 26 GHz. Therefore, the frequency characteristic of the impedance of the radiating element 2130-3 when viewed from the RFIC 2110 is different from the frequency characteristic of the impedance of the radiating element 2130-4.
  • Example 32 as well, as in the case of Example 31, a common high frequency signal is supplied to each radiating element, and a high frequency signal is supplied by individual power feeding wiring. ..
  • the distance between the radiating element 2130B-1 and the radiating element 2130B-2 and the distance between the radiating element 2130B-3 and the radiating element 2130B-4 are both set to PT31. ..
  • the distance between the radiating element 2130B-2 and the radiating element 2130B-3 is set to PT32 (> PT31). Since the inner radiating elements 2130B-2 and 2130B-3 have a larger element size than the outer radiating elements 2130B-1,2130B-4, the ground electrode GND wider than the outer radiating elements 2130B-1,2130B-4 is provided. You will need it. Further, when the radiating elements having a large element size are used, the coupling between the elements can be increased.
  • the distance PT32 between the radiating element 2130B-2 and the radiating element 2130B-3 is set between the radiating element 2130B-1 and the radiating element 2130B-2 (or the radiating element 2130B-3 and the radiating element 2130B-4). By making it larger than the distance PT31 (between), it becomes possible to approach the original antenna characteristics of the radiating elements 2130B-2 and 2130B-3, which have relatively large element sizes.
  • the feeding point SP11 of the radiating element 2130B-1 and the feeding point SP12 of the radiating element 2130B-2 are arranged offset from the center of the corresponding radiating element in the negative direction of the X-axis. Further, the feeding point SP13 of the radiating element 2130B-3 and the feeding point SP14 of the radiating element 2130B-4 are arranged offset in the positive direction of the X-axis from the center of the corresponding radiating element. Then, for the radiating element 2130B-3 and the radiating element 2130B-4, a high frequency signal having a phase inverted with respect to the high frequency signal supplied to the radiating element 2130B-1 and the radiating element 2130B-2 is supplied. As a result, radio waves having the polarization direction in the X-axis direction are radiated from each radiating element.
  • FIG. 41 is a diagram showing the frequency characteristics of the gain of the antenna module 2100B according to the 32nd embodiment.
  • the case where the pitches between the radiating elements are different is shown by the line LN122 (solid line).
  • the peak gain is about 10.7 dBi, and the frequency bandwidth (W120) at which the peak gain is -3 dB is 6.0 GHz.
  • the peak gain is about 9.9 dBi, and the frequency bandwidth (W121) at which the peak gain is -3 dB is 7.1 GHz.
  • the peak gain is about 10.2 dBi, and the frequency bandwidth (W122) at which the peak gain is -3 dB is 7.3 GHz.
  • the frequency of the antenna characteristics is obtained by changing the size of the adjacent radiating elements and partially overlapping the operable bandwidths, as in the case of the 31st embodiment.
  • the bandwidth can be expanded, and the symmetry of the antenna characteristics can be improved by arranging the radiating elements symmetrically. Further, by adjusting the pitch between the radiating elements, it is possible to realize a wide range of gain while suppressing a decrease in peak gain.
  • the number of radiating elements may be five or more.
  • Example 33 In Examples 31 and 32, a configuration is described in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by making the element sizes of adjacent radiating elements different.
  • FIG. 42 is a plan view (FIG. 42 (a)) and a side perspective view (FIG. 42 (b)) of the antenna module 2100C according to the thirty-third embodiment.
  • the antenna module 2100C is a one-dimensional array antenna in which four radiating elements 2130C-1 to 2130C-4 are arranged in a row, similarly to the antenna module 2100B of the 32nd embodiment. In the antenna module 2100C, all the radiating elements have the same element size.
  • a common high frequency signal is supplied to the radiating elements 2130C-1 to 2130C-4 by the power feeding wirings 2150C-1 to 2150C-4, respectively.
  • the length of the power feeding wiring 2150C-1,250C-4 used for the outer radiating element 2130C-1,2130C-4 is the power feeding wiring 2150C-2,2150C- used for the inner radiating element 2130C-2,2130C-3. Longer than 3 lengths. In this way, by making the length of the feeding wiring from the RFIC 2110 to each feeding point different, the frequency characteristic of the impedance when viewed from the RFIC 2110 can be set to a different value. As a result, the operable bandwidths of the adjacent radiating elements are partially overlapped, so that the frequency bandwidth of the antenna characteristics (reflection loss, gain) can be expanded.
  • FIG. 43 is a diagram for explaining the frequency characteristic of the reflection loss of each radiating element in the 33rd embodiment.
  • FIG. 43 (a) shows the frequency characteristic (line LN130) in the case of the comparative example in which the feeding wiring from the RFIC 2110 to each radiating element has the same length
  • FIG. 43 (b) shows the frequency characteristic (line LN130) of the 33rd embodiment. The frequency characteristics of the case are shown.
  • the frequency characteristics of the radiating elements 2130C-1,2130C-4 having a long feeding wiring are shown by the line LN131 (solid line), and the frequency of the radiating elements 2130C-2, 2130C-3 having a short feeding wiring.
  • the characteristics are shown by line LN132 (dashed line).
  • the operable bandwidth partially overlaps in the 33rd embodiment, the operational bandwidth of the antenna module as a whole is expanded in the 33rd embodiment as compared with the comparative example. ing.
  • FIG. 44 is a diagram showing the frequency characteristics of the gain of the antenna module 2100C according to the 33rd embodiment.
  • the case of the comparative example in which the length of the feeding wiring to each radiating element is the same is shown by the line LN140 (broken line), and the case of the embodiment 33 in which the length of the feeding wiring is different is shown by the line LN141. It is shown by (solid line).
  • the peak gain is about 10.7 dBi
  • the frequency bandwidth (W140) at which the peak gain is -3 dB is 6.0 GHz.
  • the peak gain is about 10.1 dBi
  • the frequency bandwidth (W141) at which the peak gain is -3 dB is 6.9 GHz.
  • the antenna characteristics are partially overlapped by changing the feeding wiring for supplying the high frequency signal to the adjacent radiating elements to partially overlap the operable bandwidth.
  • Gain frequency bandwidth
  • Example 34 In the 34th embodiment, similarly to the 4th embodiment of the first embodiment, a configuration in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by arranging the stub in the power feeding wiring connected to the adjacent radiating element will be described. To do.
  • FIG. 45 is a plan view (FIG. 45 (a)) and a side perspective view (FIG. 45 (b)) of the antenna module 2100D according to the thirty-fourth embodiment.
  • the antenna module 2100D is a one-dimensional array antenna in which four radiating elements 2130D-1 to 2130D-4 having the same element size are arranged in a row, from RFIC 2110 to each radiating element.
  • the lengths of the power supply wirings 2150D-1 to 2150D-4 are the same.
  • stubs are arranged in the corresponding power feeding wirings for the inner radiating elements 2130D-2 and 2130D-3.
  • the stub 2170D-2 is arranged on the power feeding wiring 2150D-2
  • the stub 2170D-3 is arranged on the power feeding wiring 2150D-3.
  • the stubs 2170D-2 and 2170D-3 are not provided to cut off the frequency band of the radiating element on the other side, but are provided to adjust the impedance matching between the RFIC 2110 and each radiating element.
  • FIG. 46 is a diagram for explaining the frequency characteristics of the reflection loss of each radiating element in the 34th embodiment.
  • FIG. 46A shows the frequency characteristics (line LN150) in the case of the comparative example in which the feeding wiring from the RFIC 2110 to each radiating element has the same length and each feeding wiring is not provided with a stub. .. In this case, each radiating element has the same frequency characteristics.
  • the stub is in the power supply wiring.
  • the resonance frequency is shifted to the higher frequency side due to the change in impedance.
  • the operable bandwidth of the radiating elements 2130D-1,2130D-4 and the operable bandwidth of the radiating elements 2130D-2, 2130D-3 are partially overlapped.
  • the frequency bandwidth of the antenna characteristics in the antenna module 2100D can be expanded.
  • FIG. 47 is a diagram showing the frequency characteristics of the gain of the antenna module 2100D according to the 34th embodiment.
  • the case of the above comparative example is shown by the line LN160 (broken line), and the case of the embodiment 33 in which the stub is arranged in the power feeding wiring of the inner radiating elements 2130D-2 and 2130D-3 is the line LN161. It is shown by (solid line).
  • the peak gain is about 10.7 dBi
  • the frequency bandwidth (W160) at which the peak gain is -3 dB is 6.0 GHz.
  • the peak gain is about 9.8 dBi
  • the frequency bandwidth (W161) at which the peak gain is -3 dB is 7.8 GHz.
  • the antenna in the one-dimensional array antenna, is formed by arranging a stub on one of the feeding lines for supplying a high frequency signal to the adjacent radiating element and partially overlapping the operable bandwidth.
  • the frequency bandwidth of the characteristics can be expanded.
  • the stub is arranged in the power feeding wiring of the inner radiating elements 2130D-2 and 2130D-3, and the stub is not arranged in the power feeding wiring of the outer radiating elements 2130D-1,2130D-4.
  • the frequency characteristics of the impedance of the radiating element may be different by arranging stubs having different lengths for the inner radiating element and the outer radiating element in the feeding wiring.
  • Example 35 In the 35th embodiment, as in the 5th embodiment of the first embodiment, the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by making the dielectric constants of the dielectrics in which the adjacent radiating elements are arranged different. explain.
  • FIG. 48 is a plan view (FIG. 48 (a)) and a side perspective view (FIG. 48 (b)) of the antenna module 2100E according to the 35th embodiment. Similar to the antenna module 2100C of the 33rd embodiment, the antenna module 2100E is a one-dimensional array antenna in which four radiating elements 2130E-1 to 2130E-4 having the same element size are arranged in a row, from RFIC2110 to each radiating element. The lengths of the power supply wirings 2150E-1 to 2150E-4 are the same.
  • the dielectric constant ⁇ 32 of the dielectric in which the inner radiating elements 2130E-2 and 2130E-3 are arranged is the dielectric constant of the dielectric in which the outer radiating elements 2130E-1,2130E-4 are arranged.
  • the rate is higher than ⁇ 31.
  • it is arranged between the dielectric constant ⁇ 31 of the dielectric arranged between the radiating elements 2130E-1,2130E-4 and the ground electrode GND, and between the radiating elements 2130E-2, 2130E-3 and the ground electrode GND.
  • the dielectric constant of the dielectric is different from that of ⁇ 32 ( ⁇ 31 ⁇ ⁇ 32).
  • the dielectric constant between the radiating element and the ground electrode GND is different, a signal propagating through the dielectric substrate 2140.
  • the resonance frequency of the radiating element changes because the effective wavelength of the above changes. Therefore, by making the dielectric constant of the region where the radiating element is formed different, the operable bandwidth in each radiating element can be made different.
  • FIG. 49 is a diagram for explaining the frequency characteristics of the reflection loss of each radiating element in the 35th embodiment.
  • the frequency characteristics (line LN170) in the case of the comparative example are shown. In this case, the resonance frequency of each radiating element is 27 GHz, which has the same frequency characteristics.
  • the resonance frequency is the same as in FIG. 49 (a). Is 27 GHz (LN171: solid line in FIG. 49 (b)).
  • the operable bandwidth of the radiating elements 2130E-1,2130E-4 and the operable bandwidth of the radiating elements 2130E-2,2130E-3 are partially overlapped.
  • the frequency bandwidth of the antenna characteristics in the antenna module 2100E can be expanded.
  • FIG. 50 is a diagram showing the frequency characteristics of the gain of the antenna module 2100E according to the 35th embodiment.
  • the case of the above comparative example is shown by the line LN180 (broken line), and the case of Example 35 in which the dielectric constant of the dielectric in which the inner radiating elements 2130D-2 and 2130D-3 are arranged is changed.
  • the case is indicated by the line LN171 (solid line).
  • the peak gain is about 10.7 dBi
  • the frequency bandwidth (W180) at which the peak gain is -3 dB is 6.0 GHz.
  • the peak gain is about 9.3 dBi
  • the frequency bandwidth (W181) at which the peak gain is -3 dB is 8.0 GHz or more.
  • the operable bandwidths of the adjacent radiating elements are partially overlapped by making the dielectric rates of the dielectrics in which the radiating elements are arranged different.
  • the frequency bandwidth of the antenna characteristics can be expanded.
  • Example 35 As in Example 5 of Embodiment 1, instead of the configuration in which the dielectric material having a predetermined dielectric constant is arranged in the whole between the radiation element and the ground electrode, the radiation element and the radiation element By forming a cavity in a part of the dielectric between the dielectric and the ground electrode, or by partially arranging the dielectrics having different dielectric constants, the effective dielectric constants of the dielectric substrates are made different. May be good.
  • Example 36 In the 36th embodiment, a configuration will be described in which the frequency characteristics of the impedance of each radiating element are made different by arranging the positions of the feeding points connecting the feeding wiring and the radiating element at different positions depending on the radiating element.
  • FIG. 51 is a plan view of the antenna module 2100F according to the 36th embodiment.
  • the antenna module 2100F is a one-dimensional array antenna formed by using four radiating elements having different element sizes, similarly to the antenna module 2100B of the 33rd embodiment shown in FIG. 40. More specifically, the element size of the outer radiating elements 2130F-1,2130F-4 is set smaller than the element size of the inner radiating elements 2130F-2 and 2130F-3.
  • a high frequency signal is individually supplied to each radiation element from the RFIC 2110 by a power supply wiring having the same length.
  • the position of the feeding point of the outer radiating elements 2130F-1,2130F-4 is different from the position of the feeding point of the inner radiating elements 2130F-2 and 2130F-3. More specifically, for the radiating elements 2130F-1,2130F-4, the respective distances from the centers CP1 and CP4 of the radiating element to the feeding points SP11 and SP14 are set to SF11. On the other hand, for the radiating elements 2130F-2 and 2130F-3, the respective distances from the center CP2 and CP3 of the radiating element to the feeding points SP12 and SP13 are set to SF12 (SF11> SF12).
  • the impedance of the radiating element changes when the position of the feeding point changes.
  • the position of the feeding point at which the characteristic impedance (for example, 50 ⁇ ) is obtained is also different. Therefore, in the case of an array antenna formed by using radiating elements having different element sizes as shown in FIG. 51, the gain in each radiating element is optimized by appropriately arranging the positions of the feeding points according to the element size. be able to.
  • the frequency bandwidth of the entire antenna module is expanded by making the element sizes of adjacent radiating elements different. Then, the gain of the antenna module can be further improved by making the position of the feeding point in each radiating element different according to the element size and matching it with the characteristic impedance.
  • FIG. 52 is a diagram showing the frequency characteristics of the gain of the antenna module 2100F according to the 36th embodiment.
  • the frequency characteristics line LN190: broken line
  • the frequency characteristics line LN191: solid line
  • the frequency bandwidth at which the peak gain is -3 dB is about the same, but the peak gain is slightly higher in Example 36. That is, by optimizing the position of the feeding point, high gain can be realized while maintaining the frequency bandwidth.
  • the configuration in which the positions of the feeding points are different depending on the element size so as to have the characteristic impedance for the radiating elements having different element sizes has been described, but as in the sixth embodiment of the first embodiment.
  • the frequency bandwidth of the antenna module is expanded by partially overlapping the operable bandwidths by different positions of the feeding points for the radiating elements of the same element size arranged adjacent to each other. Good.
  • the one-dimensional array antenna has been described, but it may be applied to the two-dimensional array antenna.
  • a plurality of one-dimensional array antennas arranged in the X-axis direction may be arranged in the Y-axis direction, or the radiation elements arranged in the Y-axis direction may be arranged.
  • the configuration may have different impedance frequency characteristics as in the above embodiment.
  • FIG. 53 is a plan view of the antenna module 3100 according to the 41st embodiment of the fourth embodiment.
  • the antenna module 3100 four subarrays 3130-1 to 3130-4 are arranged in a row in the X-axis direction (first direction) on the rectangular dielectric substrate 3140.
  • Each subarray contains two radiating elements, and the arrangement direction of the two radiating elements is a direction (second direction) in which the two radiating elements are inclined by an angle ⁇ (0 ° ⁇ ⁇ 90 °) with respect to the X axis of the dielectric substrate 3140. Is located in.
  • the distance between the sub-array 3130-1 and the sub-array 3130-2 and the distance between the sub-array 3130-3 and the sub-array 3130-4 are both set to PT1.
  • the distance between the sub-array 3130-2 and the sub-array 3130-3 is set to PT2 (PT1 ⁇ PT2).
  • Each radiating element is formed by two radiating elements of different element sizes.
  • the sub-array 31301 includes a radiating element 3131-1 having a large element size and a radiating element 3132-1 having a small element size.
  • the sub-array 3130-2 includes a radiating element 3131-2 having a large element size and a radiating element 3132-2 having a small element size.
  • the subarray 3130-3 includes a radiating element 3131-3 having a large element size and a radiating element 3132-3 having a small element size.
  • the subarray 3130-4 includes a radiating element 3131-4 having a large element size and a radiating element 3132-4 having a small element size.
  • each sub-array high-frequency signals branched from a common power supply wiring are supplied to the two radiating elements.
  • the distance from the branch point of the feeding wiring to the feeding point of each radiating element is set to the same length.
  • the large-sized radiating elements 3131-1 and 3131-4 are set to the element size corresponding to 26 GHz
  • the small-sized radiating elements 3132-1 and 3132-4 are set to the element size corresponding to 28 GHz. There is.
  • the sub-array 3130-2 and the sub-array 3130-3 arranged inside both have the same configuration.
  • the large-sized radiating elements 3131-2 and 3131-3 are set to the element size corresponding to 25 GHz
  • the small-sized radiating elements 3132-2 and 3132-3 are set to the element size corresponding to 27 GHz. There is.
  • the operable bandwidth as the subarray can be expanded. Further, since the operable bandwidths of the adjacent subarrays are partially overlapped, the operable bandwidth of the entire antenna module 3100 can be expanded.
  • the sub-array by arranging the sub-array at an angle with respect to the side of the rectangular dielectric substrate 3140, from the end orthogonal to the polarization direction of the radiating element forming the sub-array to the end of the dielectric substrate 3140. You can secure a distance. Therefore, from these configurations, the frequency bandwidth of the antenna module 3100 can be expanded and the antenna gain can be widened.
  • FIG. 54 is a diagram for explaining the frequency characteristics of the gain of the antenna module according to the 41st embodiment.
  • line LN210 broken line
  • the element sizes of the two radiating elements included in each subarray are the same.
  • the frequency characteristics of the gain in the case of Comparative Example 42 of 26 GHz / 28 GHz (line LN211: alternate long and short dash line) and in the case of the antenna module 3100 of FIG. 53 (line LN212: solid line) are shown.
  • the peak gain is about 10.7 dBi, and the frequency bandwidth (W210) at which the peak gain is -3 dB is 6.0 GHz.
  • the peak gain is about 11.7 dBi, and the frequency bandwidth (W211) at which the peak gain is -3 dB is 6.75 GHz.
  • the peak gain is about 11.5 dBi, and the frequency bandwidth (W212) at which the peak gain is -3 dB is 7.0 GHz.
  • the peak gain is different in Comparative Example 42 and Example 41 in which the element sizes of the radiating elements in the subarray are different from those in Comparative Example 41 in which the element sizes of the radiating elements are all the same. It is higher and the frequency bandwidth of the gain is expanded.
  • Example 41 by making the element size of the inner subarrays 3130-2 and 3130-3 different from the element size of the outer subarrays 3130-1, 3130-4, the peak gain is higher than that of Comparative Example 42.
  • the gain frequency bandwidth can be increased, albeit slightly lower.
  • the "sub-array 3130-1”, “sub-array 3130-2”, “sub-array 3130-3” and “sub-array 3130-4" are the “first sub-array” and “second sub-array” in the present disclosure. , “Third sub-array” and “fourth sub-array” respectively.
  • the “radiating element 3131-1”, “radiating element 3132-1”, “radiating element 3131-2” and “radiating element 3132-2” in the 41st embodiment are the “first radiating element” and “second radiating element” in the present disclosure. Corresponds to “radiating element”, “third radiating element” and “fourth radiating element” respectively.
  • FIG. 55 is a plan view of the antenna module 3100A according to the 42nd embodiment to which these various methods are comprehensively applied.
  • the distances from the branch point of the feeding wiring to the feeding point may be different from each other for the two radiating elements in the sub-array.
  • Stubs of different lengths may be arranged in the wiring from the branch point to the feeding point, and the stubs may be arranged at different positions.
  • the distance from the center of the radiating element may be different for each radiating element.
  • the spacing of the radiating elements within the subarray and / or the spacing of the radiating elements between the subarrays may be different.
  • the dielectric constants of the dielectrics arranged between each radiating element and the ground electrode GND may be different.
  • the various methods shown above can be applied alone or in combination. Further, when adjusting the frequency characteristic of impedance by applying any of the above methods, the two radiating elements in the subarray may have the same element size.
  • FIG. 56 is a plan view of the antenna module 3100B of the 43rd embodiment, which is a dual polarization type and a dual band type.
  • Each sub-array in the antenna module 3100B includes two radiating elements, and each radiating element is formed of a feeding element and a non-feeding element facing each other.
  • Two feeding points are arranged on each feeding element so that two orthogonal polarized waves are radiated. Then, in the two feeding elements in the sub-array, high frequency signals branched from the common feeding wiring are supplied to each feeding point for radiating radio waves in the same polarization direction.
  • the feeding wiring penetrates the non-feeding wiring and is coupled to the feeding element.
  • the relationship between the radiating elements (feeding element, non-feeding element) in each sub-array and the relationship between the radiating elements between the sub-arrays are as described in FIGS. 53 and 55.
  • the frequency bandwidth of the antenna characteristics of the entire antenna module can be expanded.
  • 57 and 58 are diagrams showing a modified example of the dual polarization type and dual band type antenna module.
  • the two feeding points of the sub-array 3130C-4 are arranged at positions opposite to the corresponding feeding points of the sub-array 3130C-1.
  • the two feeding points of the sub-array 3130C-3 are arranged at positions opposite to the corresponding feeding points of the sub-array 3130C-2.
  • the radio waves radiated from the sub-array 3130C-1 and the sub-array 3130C-4 are symmetrical to each other, and the radio waves radiated from the sub-array 3130C-2 and the sub-array 3130C-3 are symmetrical to each other. Become. Thereby, the symmetry of the directivity radiated from the entire antenna module 3100C can be improved.
  • the two feeding points of the sub-array 3130D-2 are arranged at positions opposite to the corresponding feeding points of the sub-array 3130D-1. Further, the two feeding points of the sub-array 3130C-4 are arranged at positions opposite to the corresponding feeding points of the sub-array 3130C-3. Although the sub-array 3130D-1 and the sub-array 3130D-2 have different element size configurations, they radiate radio waves with adjacent frequency bandwidths that overlap each other.
  • the sub-array 3130D-1 and the sub-array 3130D-2 By arranging the feeding points at opposite positions, the directivity of the radiated radio waves can be improved by integrating the sub-array 3130D-1 and the sub-array 3130D-2.
  • the sub-array 3130D-3 and the sub-array 3130D-4 have the same configuration, so that the symmetry of the directivity radiated from the entire antenna module 3100D can be improved.
  • the radiating element in each of the above-described embodiments may be an inverted-F type patch antenna whose end is connected to the ground electrode by a via, as shown in the modified example 3 of FIG. 39.
  • the radiating element is formed as in the antenna module of the modified example shown in FIGS. 59 to 61.
  • the substrate to be formed and the substrate on which the ground electrode is formed are separated, and these substrates may be connected by bonding or solder mounting.
  • the antenna modules of FIGS. 59 and 60 are modifications of the antenna module 100 of the first embodiment shown in FIG. Further, the antenna module of FIG. 61 is a modification of the antenna module 1100 of the second embodiment shown in FIG. 31. In FIGS. 59 to 61, the description of the elements overlapping with FIGS. 2 or 31 will not be repeated.
  • the radiating elements 131 and 132 are formed on the dielectric substrate 140A, and the ground electrode GND is formed on the dielectric substrate 140B.
  • the common wiring 153 transmits a high frequency signal from the dielectric substrate 140B to the dielectric substrate 140A via the solder bump 180.
  • the common wiring 153 branches into the wiring 151 and the wiring 152 in the dielectric substrate 140A, and a high frequency signal is transmitted to the radiating elements 131 and 132.
  • the radiating elements 131 and 132 are formed on the dielectric substrate 140C, and the ground electrode GND is formed on the dielectric substrate 140D.
  • the common wiring 153 is arranged on the dielectric substrate 140D.
  • the wiring 151 branched from the common wiring 153 transmits a high frequency signal from the dielectric substrate 140D to the radiating element 131 formed on the dielectric substrate 140C via the solder bumps 181.
  • the wiring 152 branched from the common wiring 153 transmits a high frequency signal from the dielectric substrate 140D to the radiating element 132 formed on the dielectric substrate 140C via the solder bumps 182.
  • the dielectric substrate 140A in FIG. 59 and the dielectric substrate 140C in FIG. 60 are, for example, housings for communication devices.
  • the portions of the sub-arrays 1130-1 and 1130-2 including the radiating element are formed on the dielectric substrates 1140A-1 and 1140A-2, respectively, and the ground electrode GND is dielectric. It is formed on the body substrate 1140B.
  • the dielectric substrates 1140A-1 and 1140A-2 are connected by solder bumps (not shown), and the dielectric substrates 1140B are connected to the radiation elements included in the subarrays 1130-1 and 1130-2 via the solder bumps. A high frequency signal is transmitted.
  • the dielectric substrates 1140A-1 and 1140A-2 are of a size capable of including the radiation element of the sub-array, that is, the dielectric substrate when the antenna module 1100E is viewed in a plan view.
  • the size (area) of 1140A-1 and 1140A-2 is smaller than that of the dielectric substrate 1140B.
  • the size of the dielectric substrate on which the radiating element is formed may be smaller than that on the dielectric substrate on which the ground electrode is formed.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

アンテナモジュール（１００）は、第１偏波方向の電波を放射する放射素子（１３１，１３２）と、当該放射素子（１３１，１３２）に共通の高周波信号を供給する給電配線（１５０）とを備える。放射素子（１３１）および放射素子（１３２）は隣接して配置される。給電配線（１５０）は、共通配線（１５３）と、共通配線（１５３）から分岐した配線（１５１，１５２）とを含む。配線（１５１，１５２）は、放射素子（１３１，１３２）にそれぞれ結合されている。給電配線（１５０）の分岐点（ＢＰ）から放射素子（１３１，１３２）を見たときに、放射素子（１３１）のインピーダンスの周波数特性は、放射素子（１３２）のインピーダンスの周波数特性と異なっている。各放射素子において反射損失が所定以下となる周波数帯域を動作可能帯域幅と規定した場合に、放射素子（１３１）の動作可能帯域幅と放射素子（１３２）の動作可能帯域幅とは部分的に重複している。

Description

アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
　本開示は、アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置に関し、より特定的には、アンテナモジュールの周波数帯域幅を拡大するための構造に関する。
　従来から、誘電体基板に平面形状を有するパッチアンテナが形成されたアンテナモジュールが知られている。たとえば、国際公開第２０１６／０６７９６９号（特許文献１）には、同一形状の複数のパッチアンテナが等ピッチで配列されたアレイアンテナが開示されている。
　特開２０００－２６９７３５号公報（特許文献２）には、誘電体基板上に直線的に配列された、平板形状の複数の放射素子を有するアレイアンテナにおいて、内側の放射素子の素子幅が、外側の放射素子の素子幅よりも狭くされた構成が開示されている。特開２０００－２６９７３５号公報（特許文献２）のような構成とすることによって、内側の放射素子の指向性利得が外側の放射素子の指向性利得よりも高くなり、放射される電波のサイドローブを低減することができる。
　また、特開２０１９－９２１３０号公報（特許文献３）には、サイズの異なる２つのパッチアンテナに対して共通の給電配線から高周波信号が供給されるデュアルバンドタイプのパッチアンテナの構成が開示されている。特開２０１９－９２１３０号公報（特許文献３）に開示された構成においては、給電配線の分岐点から各放射素子までの配線部分にオープンスタブが配置されており、一方の放射素子に供給される高周波信号が、他方の放射素子へ伝達されることを抑制することができる。
国際公開第２０１６／０６７９６９号 特開２０００－２６９７３５号公報 特開２０１９－９２１３０号公報
　近年、スマートフォンなどの携帯端末が普及し、さらにはＩｏＴなどの技術革新により無線通信機能を有する家電製品や電子機器が増加している。これにより、無線ネットワークの通信トラフィックが増大し、通信速度および通信品質が低下することが懸念されている。
　このような課題を解決するための１つの対策として、第５世代移動通信システム（５Ｇ）の開発が進められている。５Ｇにおいては、複数の放射素子を用いて高度なビームフォーミングおよび空間多重を行なうとともに、従来から使用されている６ＧＨｚ帯の周波数の信号に加えて、より高い周波数（数十ＧＨｚ）のミリ波帯の信号を使用することによって、通信速度の高速化および通信品質の向上を図ることを目指している。
　このようなミリ波帯の高い周波数を用いる場合、通信に用いられるアンテナにおいては、広い動作周波数帯域幅を実現することが望まれている。具体的には、６０ＧＨｚ帯においては、従来の３ＧＨｚの周波数帯域幅よりも広い５ＧＨｚの周波数帯域幅で動作できることが求められている。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、アンテナモジュールにおける周波数帯域幅を拡大することである。
　本開示に係るアンテナモジュールは、第１偏波方向の電波を放射する第１放射素子および第２放射素子と、当該第１放射素子および第２放射素子に共通の高周波信号を供給する第１給電配線とを備える。第１放射素子および第２放射素子は隣接して配置される。第１給電配線は、第１共通配線と、第１共通配線から分岐した第１配線および第２配線とを含む。第１配線および第２配線は、第１放射素子および第２放射素子にそれぞれ結合されている。第１給電配線の分岐点から第１放射素子および第２放射素子を見たときに、第１放射素子のインピーダンスの周波数特性は、第２放射素子のインピーダンスの周波数特性と異なっている。各放射素子において反射損失が所定以下となる周波数帯域を動作可能帯域幅と規定した場合に、第１放射素子の動作可能帯域幅と第２放射素子の動作可能帯域幅とは部分的に重複している。
　本開示のアンテナモジュールによれば、共通の給電配線から高周波信号が供給される２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性が異なっており、かつ、２つの放射素子の動作可能帯域幅が部分的に重複するように構成されている。このような構成とすることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅は、各放射素子の周波数帯域幅の重ね合わせとなる。したがって、アンテナモジュールにおける周波数帯域幅を拡大することができる。
実施の形態１に係るアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 実施の形態１の実施例１に係るアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 実施の形態１において周波数帯域幅が拡大する原理を説明するための図である。 実施例１および比較例１における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例１および比較例１における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例２および比較例２における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例２および比較例２における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例３に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例３および比較例３における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例３および比較例３における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例３および比較例３における動作可能帯域幅を説明するための第３図である。 実施例３および比較例３における動作可能帯域幅を説明するための第４図である。 実施例４に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例４および比較例４における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例４および比較例４における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例５に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施例５および比較例５における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例５および比較例５における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例６に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例６および比較例６における動作可能帯域幅を説明するための第１図である。 実施例６および比較例６における動作可能帯域幅を説明するための第２図である。 実施例６および比較例６における動作可能帯域幅を説明するための第３図である。 実施例７に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例８に係るアンテナモジュールの第１例の平面図および側面透視図である。 実施例８に係るアンテナモジュールの第２例の平面図である。 比較例８のアンテナモジュールの平面図である。 実施例８および比較例８における動作可能帯域幅を説明するための図である。 実施例９に係るアンテナモジュールの平面図である。 変形例１に係るアンテナモジュールの平面図である。 変形例２に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施の形態２の実施例２１に係るアンテナモジュールの平面図である。 比較例のアンテナモジュールの平面図である。 実施例２２に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例２３に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例２４に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例２５に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施の形態３の実施例３１に係るアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 実施例３１における各放射素子の周波数特性を説明するための図である。 変形例３に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 実施例３２に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例３２に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施例３３に係るアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 実施例３３における各放射素子の周波数特性を説明するための図である。 実施例３３に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施例３４に係るアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 実施例３４における各放射素子の周波数特性を説明するための図である。 実施例３４に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施例３５に係るアンテナモジュールの平面図および側面透視図である。 実施例３５における各放射素子の周波数特性を説明するための図である。 実施例３５に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施例３６に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例３６に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施の形態４の実施例４１に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例４１に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。 実施例４２に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例４３に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例４３の第１の変形例に係るアンテナモジュールの平面図である。 実施例４３の第２の変形例に係るアンテナモジュールの平面図である。 変形例４に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 変形例５に係るアンテナモジュールの側面透視図である。 変形例６に係るアンテナモジュールの斜視図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　＜通信装置の基本構成＞
　図１は、本実施の形態１に係るアンテナモジュール１００が適用される通信装置１０のブロック図の一例である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。本実施の形態に係るアンテナモジュール１００に用いられる電波の周波数帯域の一例は、たとえば２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚおよび６０ＧＨｚなどを中心周波数とするミリ波帯の電波であるが、上記以外の周波数帯域の電波についても適用可能である。具体的な周波数帯域としては、３ＧＰＰ（Third　Generation　Partnership　Project）で用いられる、ｎ２５８，ｎ２５７，ｎ２６１（２４．２５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚ）、および、ｎ２６０，ｎ２５９（３７ＧＨｚ～４３．５ＧＨｚ）に適用することができる。
　図１を参照して、通信装置１０は、アンテナモジュール１００と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ２００とを備える。アンテナモジュール１００は、給電回路の一例であるＲＦＩＣ１１０と、アンテナ装置１２０とを備える。通信装置１０は、ＢＢＩＣ２００からアンテナモジュール１００へ伝達された信号を高周波信号にアップコンバートしてアンテナ装置１２０から放射するとともに、アンテナ装置１２０で受信した高周波信号をダウンコンバートしてＢＢＩＣ２００にて信号を処理する。
　図１では、説明を容易にするために、アンテナ装置１２０を構成する複数のサブアレイ１３０のうち、４つのサブアレイ１３０に対応する構成のみ示され、同様の構成を有する他のサブアレイ１３０に対応する構成については省略されている。サブアレイ１３０には、少なくとも１つの放射素子が含まれている。
　なお、図１においては、アンテナ装置１２０が二次元のアレイ状に配置された複数のサブアレイ１３０で形成される例を示しているが、サブアレイ１３０は必ずしも複数である必要はなく、１つのサブアレイ１３０でアンテナ装置１２０が形成される場合であってもよい。また、複数のサブアレイ１３０が一列に配置された一次元アレイであってもよい。本実施の形態１においては、サブアレイ１３０に含まれる放射素子は、略正方形の平板状を有するパッチアンテナである。
　ＲＦＩＣ１１０は、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄ，１１７と、パワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴと、ローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲと、減衰器１１４Ａ～１１４Ｄと、移相器１１５Ａ～１１５Ｄと、信号合成／分波器１１６と、ミキサ１１８と、増幅回路１１９とを備える。
　高周波信号を送信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄがパワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄがローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の受信側アンプに接続される。
　ＢＢＩＣ２００から伝達された信号は、増幅回路１１９で増幅され、ミキサ１１８でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号である送信信号は、信号合成／分波器１１６で４分波され、４つの信号経路を通過して、それぞれ異なるサブアレイ１３０に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器１１５Ａ～１１５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、アンテナ装置１２０の指向性を調整することができる。
　各サブアレイ１３０の放射素子で受信された高周波信号である受信信号は、それぞれ、異なる４つの信号経路を経由し、信号合成／分波器１１６で合波される。合波された受信信号は、ミキサ１１８でダウンコンバートされ、増幅回路１１９で増幅されてＢＢＩＣ２００へ伝達される。
　ＲＦＩＣ１１０は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。あるいは、ＲＦＩＣ１１０における各サブアレイ１３０に対応する機器（スイッチ、パワーアンプ、ローノイズアンプ、減衰器、移相器）については、対応するサブアレイ１３０毎に１チップの集積回路部品として形成されてもよい。
　＜アンテナモジュールの構成＞
　（実施例１）
　次に、図２を用いて、本実施の形態１の実施例１におけるアンテナモジュール１００の構成の詳細を説明する。図２は、アンテナモジュール１００の平面図（図２（ａ））および側面透視図（図２（ｂ））である。
　図２を参照して、アンテナモジュール１００は、ＲＦＩＣ１１０と、放射素子１３１，１３２と、誘電体基板１４０と、給電配線１５０と、接地電極ＧＮＤとを含む。なお、以降の説明において、各図におけるＺ軸の正方向を上面側、負方向を下面側と称する場合がある。
　誘電体基板１４０は、たとえば、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）多層基板、エポキシ、ポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、ＬＴＣＣ以外のセラミックス多層基板である。なお、誘電体基板１４０は必ずしも多層構造でなくてもよく、単層の基板であってもよい。
　誘電体基板１４０は矩形の平面形状を有しており、誘電体基板１４０の内部の層あるいは上面側の表面１４１に、放射素子１３１，１３２が配置される。誘電体基板１４０において、放射素子１３１，１３２よりも下面側の層に平板状の接地電極ＧＮＤが配置される。また、誘電体基板１４０の下面側の裏面１４２には、はんだバンプ１６０を介してＲＦＩＣ１１０が配置される。
　放射素子１３１，１３２は、略正方形の平板形状を有するパッチアンテナであり、Ｘ軸方向に隣接して配置される。図２において、素子間隔ＧＰは、アンテナモジュール１００を平面視した場合の、放射素子１３１と放射素子１３２との間の距離である。実施例１のアンテナモジュール１００においては、放射素子１３１の素子サイズは放射素子１３２の素子サイズよりも大きい。すなわち、放射素子１３１の共振周波数は放射素子１３２の共振周波数よりも低い。なお、以降の説明において、放射素子の素子サイズを、当該放射素子の共振周波数を用いて表現する場合がある。
　給電配線１５０は、配線１５１、配線１５２および共通配線１５３を含む。共通配線１５３は、ＲＦＩＣ１１０を電気的に接続するはんだバンプ１６０から接地電極ＧＮＤを貫通して誘電体基板１４０内に立ち上がり、分岐点ＢＰで配線１５１および配線１５２に分岐される。
　配線１５１は放射素子１３１の給電点ＳＰ１に結合される。配線１５２は放射素子１３２の給電点ＳＰ２に結合される。実施例１においては、配線１５１の長さおよび配線１５２の長さは同じ長さに設定されている。なお、配線１５１と放射素子１３１との結合、および、配線１５２と放射素子１３２との結合は、図２に示されるように配線が放射素子に直接接続されてもよいし、容量結合によって非接触で結合されてもよい。
　放射素子１３１の給電点ＳＰ１は、放射素子１３１の中心に対してＸ軸の負方向にオフセットした位置に配置される。また、放射素子１３２の給電点ＳＰ２についても、放射素子１３２の中心に対してＸ軸の負方向にオフセットした位置に配置される。このような位置に給電点を配置することによって、各放射素子からは、Ｘ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　図２において、放射素子、電極、および、給電配線を形成するビア等を構成する導体は、アルミニウム（Ａｌ）、銅（Ｃｕ）、金（Ａｕ）、銀（Ａｇ）、および、これらの合金を主成分とする金属で形成されている。
　近年、スマートフォンなどの携帯端末の普及、およびＩｏＴなどの技術革新により無線通信における通信トラフィックが増大し、通信速度および通信品質が低下することが懸念されている。このような課題を解決するための１つの対策として、第５世代移動通信システム（５Ｇ）の開発が進められている。５Ｇにおいては、複数の放射素子を用いて高度なビームフォーミングおよび空間多重を行なうとともに、従来から使用されている６ＧＨｚ帯の周波数の信号に加えて、より高い周波数（数十ＧＨｚ）のミリ波帯の信号を使用することによって、通信速度の高速化および通信品質の向上を図ることを目指している。このようなミリ波帯の高い周波数を用いる場合、通信に用いられるアンテナにおいては、広い動作周波数帯域幅を実現することが望まれている。
　一般的に、パッチアンテナにおいては、供給される高周波信号の周波数（以下、「駆動周波数」をも称する。）が素子の共振周波数に一致する場合に反射損失が最小となり、駆動周波数が共振周波数から離れるに従って反射損失が大きくなる傾向を有している。本実施の形態１の実施例１のアンテナモジュールにおいては、隣接配置された素子サイズが異なる２つの放射素子に対して共通の高周波信号が供給される。当該２つの放射素子は、異なる素子サイズを有しているため共振周波数が互いに異なっており、さらに放射素子が動作可能な周波数帯域が互いに重複するように設定される。このような構成により、同一の素子サイズの放射素子を用いた場合に比べて、アンテナモジュール全体としての周波数帯域幅を拡大することができる。
　次に、図３を用いて、実施の形態１において周波数帯域幅が拡大する原理を説明する。放射素子１３１および放射素子１３２の共振周波数をそれぞれｆ１およびｆ２（ｆ１＜ｆ２）とした場合、分岐点ＢＰから見たときに各放射素子のインピーダンスの周波数特性が異なるため、放射素子１３１および放射素子１３２の反射損失は、図３（ａ）に示されるように、それぞれ線ＬＮ１（実線）および線ＬＮ２（破線）のようになる。このとき、反射損失が所定値（たとえば６ｄＢ）となるしきい値を線ＬＮ３のように定め、当該しきい値よりも反射損失が低くなる領域を「動作可能帯域幅」とした場合、放射素子１３１の動作可能帯域幅はＢＷ１となり、放射素子１３２の動作可能帯域幅はＢＷ２となる。
　ここで、図３（ａ）に示されるように、２つの放射素子１３１，１３２の動作可能帯域幅が部分的に重複するように設定すると、アンテナモジュール１００全体の反射損失は、図３（ｂ）に示されるように、各放射素子の反射損失を重ね合わせた状態（線ＬＮ４）となる。これにより、アンテナモジュール１００全体としての動作可能帯域幅ＢＷ０は、放射素子１３１の動作可能帯域幅の下限から放射素子１３２の動作可能帯域幅の上限までの範囲となる。このように、動作可能帯域幅が部分的に重複するような２つの放射素子に共通の高周波信号が供給されるような構成とすることによって、同一サイズの放射素子を用いる場合に比べて、アンテナモジュールの周波数帯域幅を拡大することが可能となる。
　図４および図５は、実施例１および比較例１におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図４は、反射損失の周波数特性を示すグラフである。図５は、図４の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　なお、図４および図５においては、２つの放射素子が同じ素子サイズ（２７ＧＨｚ／２７ＧＨｚ）である場合を比較例１とし、異なる素子サイズ（２６ＧＨｚ／２８ＧＨｚ）の放射素子において２つの素子間隔ＧＰを変化させた場合のシミュレーション結果を実施例１－１～１－４で示している。具体的には、図４において、線ＬＮ１０（破線）は比較例１の場合が示されており、線ＬＮ１１（実線）は比較例１と同じ素子間隔（１．０ｍｍ）で素子サイズを異ならせた場合（実施例１－１）を示している。また、図４における線ＬＮ１２（一点鎖線）、線ＬＮ１３（二点鎖線）および線ＬＮ１４（破線）は、それぞれ素子間隔ＧＰを０．７５ｍｍ（実施例１－２），０．５０ｍｍ（実施例１－３），０．２５ｍｍ（実施例１－４）と狭くした場合を示している。なお、本実施例において、素子間隔ＧＰが０．７５ｍｍの場合は素子サイズの１／４に対応し、素子間隔ＧＰが０．５０ｍｍの場合は素子サイズの１／６に対応し、素子間隔ＧＰが０．２５ｍｍの場合は素子サイズの１／１２に対応する。
　図４および図５から、同じ素子間隔１．０ｍｍにおいて、素子サイズの異なる２つの放射素子を用いることで、反射損失が６ｄＢ以下となる動作可能帯域幅ＢＷ０は３．０ＧＨｚから３．３ＧＨｚへ拡大していることがわかる。また、異なる素子サイズの放射素子を用いた場合において、素子間隔ＧＰを狭くすることによって、さらに動作可能帯域幅ＢＷ０が拡大していることがわかる。
　ただし、素子間隔ＧＰを狭くしていくと、放射素子同士の結合が強まってしまい、反射損失のグラフにおける２つの谷の間の部分（動作可能帯域幅の重複部分）の反射損失が徐々に大きくなる。そのため、素子間隔ＧＰを狭くしすぎるとかえって動作可能帯域幅ＢＷ０が狭くなってしまう。実施例１のように、２６ＧＨｚおよび２８ＧＨｚに対応する放射素子を用いる場合、素子間隔ＧＰは、高周波数側の放射素子１３２の素子サイズの１／１２以上とすることが好ましい。また、アンテナモジュール１００の法線方向から平面視した場合に、放射素子１３１と放射素子１３２との間の中心間距離は、放射素子１３１から放射される電波の波長の１／２以下とすることが好ましい。
　以上のように、互いに異なる素子サイズを有し、動作可能帯域幅が部分的に重複する２つの放射素子に共通の高周波信号を供給する構成とすることによって、アンテナモジュールの周波数帯域幅を拡大することが可能となる。
　なお、実施例１において、「放射素子１３１」および「放射素子１３２」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。「給電点ＳＰ１」および「給電点ＳＰ２」は、本開示における「第１給電点」および「第２給電点」にそれぞれ対応する。実施例１における「給電配線１５０」は、本開示における「第１給電配線」に対応する。実施例１における「配線１５１」、「配線１５２」および「共通配線１５３」は、本開示における「第１配線」、「第２配線」および「第１共通配線」にそれぞれ対応する。
　（実施例２）
　実施例１における図４および図５の例では、２つの放射素子の素子サイズは固定した状態で、素子間隔を変更させた場合の周波数帯域幅について説明した。実施例２においては、素子間隔を固定した状態で、２つの放射素子の素子サイズを変更させた場合の周波数帯域幅について説明する。
　図６および図７は、実施例２および比較例２におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図６は、反射損失の周波数特性を示すグラフである。図７は、図６の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　図６および図７においては、２つの放射素子の素子間隔ＧＰを０．５ｍｍに固定し、２つの放射素子が同じ素子サイズ（２７ＧＨｚ／２７ＧＨｚ）である場合を比較例２（図７の線ＬＮ２０：破線）とし、素子サイズが２６ＧＨｚ／２８ＧＨｚの場合を実施例２－１（図７の線ＬＮ２１：実線）、素子サイズが２５ＧＨｚ／２９ＧＨｚの場合を実施例２－２（図７の線ＬＮ２２：一点鎖線）、素子サイズが２４ＧＨｚ／３０ＧＨｚの場合を実施例２－３（図７の線ＬＮ２３：二点鎖線）としている。
　図６および図７からわかるように、素子サイズの差（すなわち、共振周波数の差）が大きくなるに従って、動作可能帯域幅ＢＷ０が拡大していることがわかる。ただし、図６に示されるように、反射損失の２つの谷の間の領域については、素子サイズの差が大きくなるにつれて反射損失が大きくなっている。これは、２つの放射素子の動作可能帯域幅の重複範囲が少なくなっているためであり、２つの放射素子の動作可能帯域幅が重複しなくなると、２つの谷の間の周波数において所望の反射損失が実現できない領域が生じる。すなわち、２つの放射素子の動作可能帯域幅が重複する範囲内であれば、素子サイズの差を大きくすることで、周波数帯域幅をより拡大することができる。
　（実施例３）
　実施例１および実施例２においては、素子サイズが異なる２つの放射素子を用いることによって、２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明した。
　実施例３においては、２つの放射素子に接続される給電配線を異なる長さとすることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図８は、実施例３に係るアンテナモジュール１００Ａの平面図である。アンテナモジュール１００Ａにおいては、サブアレイ１３０Ａを形成する放射素子１３１Ａ，１３２Ａは同じ素子サイズを有している。しかしながら、給電配線１５０において、分岐点ＢＰから各給電点までの長さ、すなわち配線１５１の長さＳＬ１と配線１５２の長さＳＬ２とが異なっている。分岐点ＢＰから給電点ＳＰ１，ＳＰ２までの配線長さを異ならせて、配線のインダクタンスを異ならせることによって、分岐点ＢＰから見たときの各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異なる値とすることができる。これにより、各放射素子の動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるので、図３で説明したようにアンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、図８においては、説明を容易にするために、アンテナモジュール１００Ａの法線方向から平面視したときの分岐点ＢＰと給電点ＳＰ１，ＳＰ２との間のＸ軸方向の直線的な距離をＳＬ１，ＳＬ２と示しているが、実際には、Ｚ軸方向およびＹ軸方向の配線長さが考慮される。
　図９および図１０は、実施例３および比較例３におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図９は、反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１０は、図９の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　図９および図１０のシミュレーションにおいては、２つの放射素子の素子サイズはいずれも２７ＧＨｚと同一に設定されている。分岐点ＢＰからの配線長さＳＬ１，ＳＬ２がいずれも２．５ｍｍである場合を比較例３（図９の線ＬＮ３０：破線）とし、配線長さＳＬ１，ＳＬ２が４．０ｍｍ，３．０ｍｍの場合を実施例３－１（図９の線ＬＮ３１：実線）、配線長さＳＬ１，ＳＬ２が１．５ｍｍ，３．５ｍｍの場合を実施例３－２（図９の線ＬＮ３２：一点鎖線）、配線長さＳＬ１，ＳＬ２が２．５ｍｍ，３．５ｍｍの場合を実施例３－３（図９の線ＬＮ３３：二点鎖線）としている。なお、各実施例においては、素子間隔ＧＰを２．２ｍｍ，１．０ｍｍ，０．７５ｍｍとした場合に、アンテナモジュール全体の動作可能帯域幅が最も広くなるように配線長さを調整している。
　図９および図１０を参照して、配線長さを同一とした比較例３の場合の動作可能帯域幅ＢＷ０は２．８ＧＨｚであるのに対して、実施例３－１，３－２，３－３の場合の動作可能帯域幅ＢＷ０は、それぞれ７．２ＧＨｚ，７．２ＧＨｚ，８．０ＧＨｚとなっている。すなわち、素子サイズが同じ２つの放射素子を用いる場合であっても、給電配線の長さを異ならせることによって、動作可能帯域幅ＢＷ０を拡大することができる。
　図１１および図１２は、図１０で示した実施例３－１～実施例３－３と同じ配線長さおよび同じ素子間隔の場合において、さらに２つの放射素子の素子サイズを異ならせた場合のシミュレーション結果を説明するための図である。
　実施例３－４は、実施例３－１と同じ配線長さ（ＳＬ１，ＳＬ２）＝（４．０ｍｍ，３．０ｍｍ）で素子間隔ＧＰが２．２ｍｍの場合において、放射素子１３１Ａの素子サイズを２６ＧＨｚ、放射素子１３２Ａの素子サイズを２８ＧＨｚとした例である（図１１の線ＬＮ３４：実線）。この場合の動作可能帯域幅ＢＷ０は８．４ＧＨｚとなっており、実施例３－１の場合（７．２ＧＨｚ）よりもさらに動作可能帯域幅ＢＷ０が拡大していることがわかる。
　同様に、実施例３－５の場合（図１１の線ＬＮ３５：一点鎖線）についても、実施例３－２の場合よりも動作可能帯域幅ＢＷ０がさらに拡大している。そして、実施例３－６の場合（図１１の線ＬＮ３６：二点鎖線）についても、実施例３－３の場合よりも動作可能帯域幅ＢＷ０がさらに拡大している。
　このように、実施例１および実施例２で説明した２つの放射素子の素子サイズを異ならせる構成と、分岐点から各放射素子までの配線長さを異ならせる構成とを組み合わせることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅をよりいっそう拡大することが可能となる。
　なお、実施例３において、「放射素子１３１Ａ」および「放射素子１３２Ａ」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。
　（実施例４）
　実施例４においては、２つの放射素子に接続される給電配線にスタブを配置することによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図１３は、実施例４に係るアンテナモジュール１００Ｂの平面図である。アンテナモジュール１００Ｂにおいては、サブアレイ１３０Ｂを形成する放射素子１３１Ｂ，１３２Ｂは同じ素子サイズに設定されている。そして、給電配線１５０において、分岐点ＢＰから各給電点までの長さは同じ長さに設定されている。一方で、アンテナモジュール１００Ｂにおいては、分岐点ＢＰから給電点ＳＰ１までの配線１５１にはスタブ１７１が配置されており、さらに、分岐点ＢＰから給電点ＳＰ２までの配線１５２にはスタブ１７２が配置されている。
　スタブ１７１は、配線１５１において、分岐点ＢＰから距離ＳＬ１２の位置（給電点ＳＰ１から距離ＳＬ１１の位置）に配置される。また、スタブ１７２は、配線１５２において、分岐点ＢＰから距離ＳＬ２２の位置（給電点ＳＰ２から距離ＳＬ２１の位置）に配置される。
　これらのスタブ１７１，１７２は、相手側の放射素子の周波数帯域を遮断するために設けられるのではなく、ＲＦＩＣ１１０と各放射素子とのインピーダンスマッチングを調整するために設けられる。すなわち、同じ素子サイズおよび同じ配線長さの放射素子であっても、スタブの長さおよび／または給電配線上におけるスタブの位置を異ならせることによって、２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性を調整することができる。また、スタブを配置することによって、反射損失が極小となる極が追加されるため、この極の生成も周波数帯域の拡大に寄与する。
　図１４および図１５は、実施例４および比較例４におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図１４は、反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１５は、図１４の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　なお、図１４および図１５において、比較例４は素子サイズおよび配線長さが同一でスタブを配置しない場合の例（図１４の線ＬＮ４０：破線）であり、実施例４－１は長さの異なるスタブを各配線の同じ位置に配置した場合の例（図１４の線ＬＮ４１：実線）である。なお、比較例４および実施例４－１においては、素子間隔ＧＰが同じ寸法になるように放射素子１３１Ｂ，１３２Ｂが配置されている。
　比較例４および実施例４－１を比較すると、反射損失が６ｄＢより小さくなる動作可能帯域幅ＢＷ０は、比較例４の場合が２．９ＧＨｚであるのに対して、実施例４－１の場合には５．８ＧＨｚと拡大されている。したがって、分岐点ＢＰから分岐後の給電配線に互いに異なるスタブを配置してインピーダンスの周波数特性を変更することによって、アンテナモジュール１００Ｂ全体としての周波数帯域を拡大することができる。
　また、図１４および図１５において、実施例４－２～実施例４－４においては、スタブの追加に加えて、さらに異なる素子サイズの放射素子を用いた場合の例である。実施例４－２（図１４の線ＬＮ４２：一点鎖線）は、実施例４－１と同じ素子間隔において、異なる素子サイズの放射素子を用いた場合の例である。なお、実施例４－２において、各放射素子に対応するスタブは分岐点ＢＰから同じ距離に配置されているが、実施例４－１とは異なった位置となっている。
　実施例４－３（図１４の線ＬＮ４３：二点鎖線）は、実施例４－２に対して素子間隔ＧＰをさらに狭くした例である。実施例４－４（図１４の線ＬＮ４４：破線）は、実施例４－３に対してスタブの位置を変更するとともに、素子間隔ＧＰをさらに狭くした例である。実施例４－５（図１４の線ＬＮ４５：一点鎖線）は、実施例４－４と同じ素子間隔ＧＰにおいて、放射素子１３１Ｂ側のスタブの位置と放射素子１３２Ｂ側のスタブの位置を異ならせた例である。なお、各実施例において、インピーダンをスマッチングさせるために、スタブの長さは適宜調整されている。
　実施例４－２～実施例４－４のシミュレーション結果に示されるように、スタブの配置に加えて、異なる素子サイズの放射素子を用いることによって、動作可能帯域幅ＢＷ０を拡大することができる。また、素子間隔ＧＰを狭くすること、および／または、２つの放射素子について給電配線上の異なる位置にスタブを配置することによって、さらに動作可能帯域幅ＢＷ０を拡大することができる。
　以上のように、２つの放射素子に接続される給電配線にスタブを配置することによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、実施例４において、「放射素子１３１Ｂ」および「放射素子１３２Ｂ」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。また、実施例３における「スタブ１７１」および「スタブ１７２」は、本開示の「第１スタブ」および「第２スタブ」にそれぞれ対応する。
　（実施例５）
　実施例５においては、放射素子が配置される誘電体基板を形成する誘電体の誘電率を異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図１６は、実施例５に係るアンテナモジュール１００Ｃの側面透視図である。アンテナモジュール１００Ｃにおいては、サブアレイ１３０Ｃを形成する放射素子１３１Ｃ，１３２Ｃは同じ素子サイズを有しており、給電配線１５０の分岐点ＢＰから各給電点ＳＰ１，ＳＰ２までの長さは同じ長さである。一方で、アンテナモジュール１００Ｃにおいては、放射素子１３１Ｃが形成される領域の誘電体は、放射素子１３２Ｃが形成される領域の誘電体とは異なった誘電率を有している。言い換えると、放射素子１３１Ｃと接地電極ＧＮＤとの間に配置される誘電体１４０１の誘電率ε１は、放射素子１３２Ｃと接地電極ＧＮＤとの間に配置される誘電体１４０２の誘電率ε２とは異なっている（ε１≠ε２）。放射素子の素子サイズ、および、放射素子と接地電極ＧＮＤとの間の距離が同じであっても、放射素子と接地電極ＧＮＤとの間の誘電率が異なると、誘電体基板１４０を伝搬する信号の実効波長が変わるため、結果として放射素子の共振周波数が変化する。そのため、放射素子が形成される領域の誘電率を異ならせることによって、各放射素子における動作可能帯域幅を異ならせることができる。
　図１７および図１８は、実施例５および比較例５におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図１７は、反射損失の周波数特性を示すグラフである。図１８は、図１５の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　比較例５（図１７の線ＬＮ５０：破線）は、放射素子１３１Ｃが形成される領域の誘電率ε１および放射素子１３２Ｃが形成される領域の誘電率ε２がいずれも２．９の場合の例である。実施例５（図１７の線ＬＮ５１：実線）は、放射素子１３１Ｃが形成される領域の誘電率ε１が２．９であり、放射素子１３２Ｃが形成される領域の誘電率ε２が３．５の場合の例である。
　図１７および図１８に示されるように、実施例５の動作可能帯域幅ＢＷ０（３．６ＧＨｚ）は、同じ誘電率を用いる比較例５の動作可能帯域幅ＢＷ０（２．９ＧＨｚ）よりも広くなっている。このように、各放射素子が形成される誘電体基板の領域の誘電率を異ならせることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、図１６においては、放射素子と接地電極との間の全体に、所定の誘電率を有する誘電体が配置される構成であったが、放射素子と接地電極との間において、誘電体の一部に空洞が形成されていたり、誘電率の異なる誘電体が部分的に配置されることによって、誘電体基板の実効誘電率を異ならせる場合であってもよい。
　なお、実施例５において、「放射素子１３１Ｃ」および「放射素子１３２Ｃ」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。
　（実施例６）
　実施例６においては、給電配線と放射素子とを結合する給電点の位置を放射素子ごとに異なる位置に配置することによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図１９は、実施例６に係るアンテナモジュール１００Ｄの平面図である。アンテナモジュール１００Ｄにおいては、サブアレイ１３０Ｄを形成する放射素子１３１Ｄ，１３２Ｄは同じ素子サイズを有しており、給電配線１５０の分岐点ＢＰから各給電点ＳＰ１，ＳＰ２までの長さは同じ長さである。しかしながら、アンテナモジュール１００Ｄにおいては、放射素子１３１Ｄ，１３２Ｄにおける給電点の位置が互いに異なっている。具体的には、放射素子１３１Ｄにおいて中心ＣＰ１に対する給電点ＳＰ１のオフセット量ＳＦ１が、放射素子１３２Ｄにおいて中心ＣＰ２に対する給電点ＳＰ２のオフセット量ＳＦ２よりも大きくなっている。
　パッチアンテナにおいて、給電点の位置が変化すると放射素子のインピーダンスが変化することが知られている。通常は、特性インピーダンス（たとえば、５０Ω）となる位置（最適位置）に給電点を配置することで、使用帯域幅における反射損失を低減するように設計される。実施例６においては、２つの放射素子の少なくとも一方について、給電点の位置を最適位置からシフトさせることによって当該放射素子の共振周波数を変化させる。これによって、給電点がシフトされた放射素子単体については反射損失が多少劣化するものの、２つの放射素子の動作可能帯域幅がずれることにより、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図２０～図２２は、実施例６および比較例６におけるシミュレーション結果を説明するための図である。図２０は、同一素子サイズの放射素子について給電点ＳＰ１のシフト量を変化させた場合の反射損失の周波数特性を示すグラフである。また、図２１は、給電点のシフトに加えて、さらに、２つの放射素子の素子サイズを変更した場合の反射損失の周波数特性を示すグラフである。図２２は、図２０および図２１の各シミュレーション結果における動作可能帯域幅ＢＷ０を読み取ったものを示した表である。
　比較例６（図２０，図２１の線ＬＮ６０：破線）は、放射素子１３１Ｄ，１３２Ｄの素子サイズがいずれも２７ＧＨｚであり、かつ、放射素子１３１Ｄにおける給電点ＳＰ１のオフセット量ＳＦ１および放射素子１３２Ｄにおける給電点ＳＰ２のオフセット量ＳＦ２のいずれもが０．７ｍｍである場合の例である。実施例６－１（図２０の線ＬＮ６１：実線）および実施例６－２（図２０の線ＬＮ６２：一点鎖線）は、２つの放射素子の素子サイズはいずれも２７ＧＨｚであるが、放射素子１３１Ｄにおける給電点のオフセット量ＳＦ１が１．３ｍｍに設定された場合の例である。実施例６－１における素子間隔ＧＰは、比較例６と同じ２．２ｍｍに設定されており、実施例６－２においては素子間隔ＧＰが０．７５ｍｍに狭められている。
　図２０および図２２に示されるように、同一の素子サイズであっても、給電点ＳＰ１のシフト量を変更することによって、動作可能帯域幅ＢＷ０が２．９ＧＨｚ（比較例６）から５．０ＧＨｚ（実施例６－１）に拡大している。さらに、素子間隔ＧＰを狭めることによって、動作可能帯域幅ＢＷ０が５．４ＧＨｚへとさらに拡大している。
　また、実施例６－３（図２１の線ＬＮ６３：二点鎖線）および実施例６－４（図２１の線ＬＮ６４：一点鎖線）は、放射素子１３１Ｄにおける給電点のオフセット量ＳＦ１が１．３ｍｍに設定され、さらに、放射素子１３１Ｄの素子サイズが２６ＧＨｚ、放射素子１３２Ｄの素子サイズが２８ＧＨｚに設定された場合の例である。実施例６－３における素子間隔ＧＰは、比較例６および実施例６－１と同じ２．２ｍｍに設定されており、実施例６－４の素子間隔ＧＰは、実施例６－２と同じ０．７５ｍｍに設定されている。
　図２１および図２２に示されるように、給電点ＳＰ１のシフトに加えて素子サイズを変更することによって、動作可能帯域幅ＢＷ０が５．７ＧＨｚ（実施例６－３）へと拡大している。さらに、素子間隔ＧＰを狭めることによって、動作可能帯域幅ＢＷ０が５．９ＧＨｚ（実施例６－４）へと拡大している。
　以上のように、２つの放射素子の給電点の位置を異ならせてインピーダンスの周波数特性を変化させ、動作可能帯域幅が部分的に重複するようにすることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、実施例６において、「放射素子１３１Ｄ」および「放射素子１３２Ｄ」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。
　（実施例７）
　上述の各実施例においては、各放射素子から単一の偏波方向の電波が放射される構成について説明した。実施例７においては、各放射素子から２つの偏波方向の電波が放射される、いわゆるデュアル偏波タイプのアンテナモジュールに上記の特徴を適用した例について説明する。
　図２３は、実施例７に係るアンテナモジュール１００Ｅの平面図である。アンテナモジュール１００Ｅは、図２で示したアンテナモジュール１００と同様に、異なる素子サイズの放射素子１３１Ｅ，１３２Ｅによってサブアレイ１３０Ｅが形成されている。そして、各放射素子においては、放射素子の中心からＸ軸方向にオフセットした給電点、および、放射素子の中心からＹ軸方向にオフセットした給電点に高周波信号が供給される。
　より具体的には、放射素子１３１Ｅにおいては、放射素子１３１Ｅの中心からＸ軸の負方向にオフセットした給電点ＳＰ１１、および、放射素子１３１Ｅの中心からＹ軸の正方向にオフセットした給電点ＳＰ１２に高周波信号が供給される。また、放射素子１３２Ｅにおいては、放射素子１３２Ｅの中心からＸ軸の負方向にオフセットした給電点ＳＰ２１、および、放射素子１３２Ｅの中心からＹ軸の正方向にオフセットした給電点ＳＰ２２に高周波信号が供給される。
　放射素子１３１Ｅの給電点ＳＰ１１および放射素子１３２Ｅの給電点ＳＰ２１には、給電配線１５０によって共通の高周波信号が供給される。図２３においては、給電配線１５０の分岐点ＢＰ１と各給電点ＳＰ１１，ＳＰ２１との間の配線は同じ長さに設定されている。給電配線１５０によって放射素子１３１Ｅ，１３２Ｅに高周波信号を供給することによって、各放射素子からはＸ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　同様に、放射素子１３１Ｅの給電点ＳＰ１２および放射素子１３２Ｅの給電点ＳＰ２２には、給電配線１５５によって共通の高周波信号が供給される。給電配線１５５の分岐点ＢＰ２と各給電点ＳＰ１２，ＳＰ２２との間の配線は同じ長さに設定されている。給電配線１５５によって放射素子１３１Ｅ，１３２Ｅに高周波信号を供給することによって、各放射素子からはＹ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　このようなデュアル偏波タイプのアンテナモジュールにおいても、サブアレイを形成する２つの放射素子の素子サイズを異ならせて、各放射素子の動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、各偏波方向の電波に対する周波数帯域幅を拡大することが可能となる。
　なお、上記の図２３においては、２つの放射素子の素子サイズを異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を変更させる例について説明したが、デュアル偏波タイプのアンテナモジュールについても、実施例２～実施例６で説明したような手法を単独であるいは組み合わせて適用してもよい。
　なお、実施例７において、「放射素子１３１Ｅ」および「放射素子１３２Ｅ」は、本開示における「第１放射素子」および「第２放射素子」にそれぞれ対応する。
　（実施例８）
　実施例８においては、各放射素子から２つの周波数の電波を放射可能な、いわゆるデュアルバンドタイプのアンテナモジュールに上記の特徴を適用した例について説明する。
　図２４は、実施例８の第１例に係るアンテナモジュール１００Ｆの平面図（図２４（ａ））および側面透視図（図２４（ｂ））である。アンテナモジュール１００Ｆにおいては、サブアレイ１３０Ｆを形成する放射素子１３１Ｆ，１３２ＦがＸ軸方向に隣接して配置されている。放射素子１３１Ｆ，１３２Ｆの各々は、給電素子とそれに対向する無給電素子によって構成されている。より具体的には、放射素子１３１Ｆは給電素子１３１Ｆ１および無給電素子１３１Ｆ２を含んでおり、放射素子１３２Ｆは給電素子１３２Ｆ１および無給電素子１３２Ｆ２を含んでいる。
　図２４（ｂ）に示されるように、給電素子１３１Ｆ１，１３２Ｆ１は、誘電体基板１４０の内部の層あるいは上面側の表面１４１に、接地電極ＧＮＤに対向して配置される。無給電素子１３１Ｆ２は、給電素子１３１Ｆ１と接地電極ＧＮＤとの間に、給電素子１３１Ｆ１と対向して配置される。無給電素子１３２Ｆ２は、給電素子１３２Ｆ１と接地電極ＧＮＤとの間に、給電素子１３２Ｆ１と対向して配置される。
　各放射素子においては、給電素子の素子サイズは無給電素子の素子サイズよりも小さい。すなわち、各放射素子において、給電素子の共振周波数は無給電素子の共振周波数よりも高い。たとえば、給電素子１３１Ｆ１，１３２Ｆ１は３９ＧＨｚ帯の電波を放射可能な素子サイズに設定されており、無給電素子１３１Ｆ２，１３２Ｆ２は２７ＧＨｚ帯の電波を放射可能な素子サイズに設定されている。
　給電素子１３２Ｆ１の素子サイズは給電素子１３１Ｆ１の素子サイズよりも小さく、たとえば、給電素子１３２Ｆ１の共振周波数は４１ＧＨｚ、給電素子１３１Ｆ１の共振周波数は３７ＧＨｚに設定される。また、無給電素子１３２Ｆ２の素子サイズは無給電素子１３１Ｆ２の素子サイズよりも小さく、たとえば、無給電素子１３２Ｆ２の共振周波数は２８ＧＨｚ、無給電素子１３１Ｆ２の共振周波数は２６ＧＨｚに設定される。
　給電素子１３１Ｆ１の給電点ＳＰ１１および給電素子１３２Ｆ１の給電点ＳＰ２１には、給電配線１５０により共通の高周波信号が供給される。給電配線１５０の分岐点ＢＰ１から給電点ＳＰ１１までの配線１５１は、無給電素子１３１Ｆ２を貫通して給電点ＳＰ１１に結合される。分岐点ＢＰ１から給電点ＳＰ２１までの配線１５２は、無給電素子１３２Ｆ２を貫通して給電点ＳＰ２１に結合される。
　給電点ＳＰ１１，ＳＰ２１は、対応する給電素子の中心からＸ軸の負方向に配置されている。そのため、給電配線１５０により３９ＧＨｚ帯の高周波信号が各給電素子に供給されると、給電素子１３１Ｆ１，１３２Ｆ１から、Ｘ軸方向を偏波方向とする３９ＧＨｚ帯の電波が放射される。また、給電配線１５０により２７ＧＨｚ帯の高周波信号が各給電素子に供給されると、無給電素子１３１Ｆ２，１３２Ｆ２から、Ｘ軸方向を偏波方向とする２７ＧＨｚ帯の電波が放射される。
　さらに、アンテナモジュール１００Ｆにおいては、給電素子１３１Ｆ１の給電点ＳＰ１２および給電素子１３２Ｆ１の給電点ＳＰ２２にも、給電配線１５５により共通の高周波信号が供給される。給電点ＳＰ１２，ＳＰ２２は、対応する給電素子の中心からＹ軸の正方向に配置されている。給電配線１５５の分岐点ＢＰ２から給電点ＳＰ１２までの配線１５６は、無給電素子１３１Ｆ２を貫通して給電点ＳＰ１２に結合される。分岐点ＢＰ２から給電点ＳＰ２２までの配線１５７は、無給電素子１３２Ｆ２を貫通して給電点ＳＰ２２に結合される。これにより、給電配線１５５により３９ＧＨｚ帯の高周波信号が各給電素子に供給されると、給電素子１３１Ｆ１，１３２Ｆ１から、Ｙ軸方向を偏波方向とする３９ＧＨｚ帯の電波が放射される。また、給電配線１５０により２７ＧＨｚ帯の高周波信号が各給電素子に供給されると、無給電素子１３１Ｆ２，１３２Ｆ２から、Ｙ軸方向を偏波方向とする２７ＧＨｚ帯の電波が放射される。
　すなわち、アンテナモジュール１００Ｆは、２７ＧＨｚ帯および３９ＧＨｚ帯の電波が放射可能なデュアルバンドタイプかつデュアル偏波タイプのアンテナモジュールである。
　アンテナモジュール１００Ｆにおいては、３９ＧＨｚ帯の給電素子１３１Ｆ１，１３２Ｆ１の組み合わせが実施例１に対応する構成となり、さらに、２７ＧＨｚ帯の無給電素子１３１Ｆ２，１３２Ｆ２の組み合わせが実施例１に対応する構成となる。したがって、２つの周波数帯域の各々において動作可能帯域幅を拡大することができる。
　図２５は、実施例８の第２例に係るアンテナモジュール１００Ｇの平面図である。アンテナモジュール１００Ｇにおいては、図２４のアンテナモジュール１００Ｆの構成に加えて、各給電配線の共通配線部分にスタブが配置される。
　アンテナモジュール１００Ｇにおいては、サブアレイ１３０Ｇを形成する放射素子１３１Ｇ，１３２ＧがＸ軸方向に隣接して配置されている。放射素子１３１Ｇ，１３２Ｇの各々は、給電素子とそれに対向する無給電素子によって構成されている。より具体的には、放射素子１３１Ｇは給電素子１３１Ｇ１および無給電素子１３１Ｇ２を含んでおり、放射素子１３２Ｇは給電素子１３２Ｇ１および無給電素子１３２Ｇ２を含んでいる。そして、アンテナモジュール１００Ｇにおいては、給電配線１５０の共通配線１５３にはスタブＳＴ１１，ＳＴ１２が配置され、給電配線１５５の共通配線１５８にはスタブＳＴ２１，ＳＴ２２が配置される。このスタブは、実施例４で説明したスタブとは異なり、他方の周波数帯域に対する影響を低減するために用いられる。
　言い換えると、給電素子１３１Ｇ１，１３２Ｇ１から３９ＧＨｚ帯の電波を放射する場合には、スタブにより２７ＧＨｚ帯の信号が遮断されるようにインピーダンスが調整される。これにより、無給電素子１３１Ｇ２，１３２Ｇ２から不要波が放射されることを防止できる。逆に、無給電素子１３１Ｇ２，１３２Ｇ２から２７ＧＨｚ帯の電波を放射させる場合には、スタブにより３９ＧＨｚ帯の信号が遮断されるようにインピーダンスが調整される。これにより、アンテナモジュールの周波数帯域幅をさらに改善することができる。
　上記のアンテナモジュール１００Ｆ，１００Ｇについて、図２６の比較例８のアンテナモジュール１００＃と比較した場合の反射損失の周波数特性を図２７に示す。なお、比較例８のアンテナモジュール１００＃においては、２つの放射素子について、給電素子１３１＃１，１３２＃１が同一の素子サイズ（３９ＧＨｚ）に設定され、かつ、無給電素子１３１＃２，１３２＃２が同一の素子サイズ（２７ＧＨｚ）に設定されている。そして、各放射素子の給電点にはそれぞれ個別に高周波信号が供給される。
　図２７を参照して、線ＬＮ７０（破線）は図２６の比較例８の場合を示している。また、線ＬＮ７１（実線）は図２５の実施例８の第１例の場合を示しており、線ＬＮ７２（一点鎖線）は図２６の実施例８の第２例の場合を示している。図２７に示されるように、実施例８の第１例および第２例のいずれの場合も、比較例８の場合に比べて、各周波数帯（２７ＧＨｚ，３９ＧＨｚ）における動作可能帯域幅が拡大している。したがって、デュアルバンドタイプのアンテナモジュールにおいても、同一周波数帯域を対象とする隣接配置された２つの放射素子について、動作周波数帯域幅を部分的に重複させることによって、各周波数帯域についての周波数帯域幅を拡大することが可能となる。
　なお、上記の実施例８においては、対象となる２つの放射素子の素子サイズを異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を変更させる例について説明したが、デュアルバンドタイプのアンテナモジュールについても、実施例２～実施例６で説明したような手法を単独であるいは組み合わせて適用してもよい。また、実施例８における無給電素子を給電素子に変更してもよい。
　なお、実施例８において、「放射素子１３１Ｆ」および「放射素子１３１Ｇ」は、本開示における「第１放射素子」に対応する。実施例８における「放射素子１３２Ｆ」および「放射素子１３２Ｇ」は、本開示における「第２放射素子」に対応する。実施例８における「給電素子１３１Ｆ１」および「給電素子１３１Ｇ１」は、本開示における「第１素子」に対応する。実施例８における「無給電素子１３１Ｆ２」および「無給電素子１３１Ｇ２」は、本開示における「第２素子」に対応する。実施例８における「給電素子１３２Ｆ１」および「給電素子１３２Ｇ１」は、本開示における「第３素子」に対応する。実施例８における「無給電素子１３２Ｆ２」および「無給電素子１３２Ｇ２」は、本開示における「第４素子」に対応する。
　（実施例９）
　上述の実施例１～実施例８においては、単独のサブアレイで形成されるアンテナモジュールについて説明した。実施例９においては、複数のサブアレイを用いたアレイアンテナの場合について説明する。
　図２８は、実施例９に係るアンテナモジュール１００Ｈの平面図である。アンテナモジュール１００Ｈにおいては、図２で示した実施例１のサブアレイを２×２の二次元アレイに配列した構成を有している。より具体的には、アンテナモジュール１００Ｈは、４つのサブアレイ１３０Ｈ１～１３０Ｈ４（以下、包括的に「サブアレイ１３０Ｈ」とも称する。）を含んでおり、サブアレイ１３０Ｈ１とサブアレイ１３０Ｈ２とがＸ軸方向に隣接して配置されている。サブアレイ１３０Ｈ３，１３０Ｈ４は、それぞれサブアレイ１３０Ｈ１，１３０Ｈ２のＹ軸の負方向に隣接して配置されている。
　各サブアレイは、素子サイズが異なる２つの放射素子を含んでおり、当該２つの放射素子はＸ軸方向に隣接して配置されている。図２８のアンテナモジュール１００Ｈにおいては、素子サイズの大きい放射素子を放射素子１３１Ｈ１～１３１Ｈ４（以下、包括的に「放射素子１３１Ｈ」とも称する。）とし、素子サイズの小さい放射素子を放射素子１３２Ｈ１～１３２Ｈ４（以下、包括的に「放射素子１３２Ｈ」とも称する。）とする。
　各サブアレイ１３０Ｈにおいて、放射素子１３１Ｈの中心と放射素子１３２Ｈの中心との距離を素子間ピッチＰＴ０とし、Ｘ軸方向のサブアレイ間の距離（たとえば、放射素子１３１Ｈ１と放射素子１３１Ｈ２との間の距離）をＸ方向ピッチＰＴＸとし、Ｙ軸方向のサブアレイ間の距離（たとえば、放射素子１３１Ｈ１と放射素子１３１Ｈ３との間の距離）をＹ方向ピッチＰＴＹとすると、Ｘ方向ピッチＰＴＸおよびＹ方向ピッチＰＴＹは、素子間ピッチＰＴ０よりも大きくなるように各放射素子が配置される（ＰＴＸ＞ＰＴ０，ＰＴＹ＞ＰＴ０）。
　各サブアレイ１３０Ｈにおいて、２つの放射素子（１３１Ｈ／１３２Ｈ）の給電点には、分岐された給電配線によって共通の高周波信号が供給される。図２８の例においては、各放射素子においては、放射素子の中心からＸ軸の負方向に給電点がオフセットしており、各放射素子からはＸ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　このような構成により、実施例１で説明したように、各サブアレイ１３０Ｈにおいて周波数帯域幅を拡大することができるので、アンテナモジュール１００Ｈ全体についても周波数帯域幅を拡大することができる。さらに、アンテナゲインおよび指向性の改善にも寄与する。
　なお、図２８のアンテナモジュール１００Ｈにおいては、Ｘ軸方向およびＹ軸方向にサブアレイが直線状に配置されているが、Ｘ軸方向またはＹ軸方向の配列がジグザグに配列されていてもよい。
　また、Ｘ軸方向および／またはＹ軸方向に３つ以上のサブアレイが配列されてもよい。その場合には、放射される電波の指向性を対称化するために、隣接するサブアレイ間隔が等ピッチとなるように配置されることが好ましい。
　アンテナモジュールは、Ｘ軸方向あるいはＹ軸方向のいずれか一方にのみ複数のサブアレイが配列された一次元アレイであってもよい。
　なお、上記の図２８においては、各サブアレイの２つの放射素子の素子サイズを異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を変更させる例について説明したが、アレイアンテナのアンテナモジュールについても、実施例２～実施例６で説明したような手法を単独であるいは組み合わせて適用することによって、インピーダンスの周波数特性を変更させるようにしてもよい。さらに、実施例７および実施例８のような、デュアル偏波タイプおよび／またはデュアルバンドタイプのサブアレイでアレイアンテナを形成してもよい。
　なお、実施例９において、「サブアレイ１３０Ｈ１」および「サブアレイ１３０Ｈ３」は、本開示における「第１サブアレイ」に対応する。実施例９における「サブアレイ１３０Ｈ２」および「サブアレイ１３０Ｈ４」は、本開示における「第２サブアレイ」に対応する。実施例９における「放射素子１３１Ｈ１」および「放射素子１３１Ｈ３」は、本開示における「第１放射素子」に対応する。実施例９における「放射素子１３２Ｈ１」および「放射素子１３２Ｈ３」は、本開示における「第２放射素子」に対応する。実施例９における「放射素子１３１Ｈ２」および「放射素子１３１Ｈ４」は、本開示における「第３放射素子」に対応する。実施例９における「放射素子１３２Ｈ２」および「放射素子１３２Ｈ４」は、本開示における「第４放射素子」に対応する。
　（変形例）
　上述の実施例９においては、サブアレイを形成する略正方形状の２つの放射素子が、互いの辺が対向するように配置されるアレイアンテナの構成について説明した。以下で説明する変形例においては、サブアレイを形成する２つの放射素子の配置が異なったアレイアンテナの例について説明する。
　図２９は、変形例１に係るアンテナモジュール１００Ｈ１の平面図である。アンテナモジュール１００Ｈ１においては、サブアレイ１３０Ｈ１１～１３０Ｈ１４の各々に含まれる２つの放射素子が、放射素子の対角線方向に配置されている。そして、各サブアレイにおいて、２つの放射素子には共通の給電配線から高周波信号が分岐されて供給される。なお、図２９の例においては、各放射素子からはＸ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　図３０は変形例２に係るアンテナモジュール１００Ｈ２の平面図である。アンテナモジュール１００Ｈ２においては、サブアレイ１３０Ｈ２１～１３０Ｈ２４の各々に含まれる略正方形の２つの放射素子のうち、一方の放射素子１３１Ｈ２１～１３１Ｈ２４は、各辺がＸ軸あるはＹ軸に平行となるように配置されており、他方の放射素子１３２Ｈ２１～１３２Ｈ２４は、各辺がＸ軸あるいはＹ軸に対して４５°傾斜して配置されている。サブアレイ１３０Ｈ２１，１３０Ｈ２４については２つの放射素子がＹ軸方向に隣接して配置されており、サブアレイ１３０Ｈ２２，１３０Ｈ２３については２つの放射素子がＸ軸方向に隣接して配置されている。そして、各サブアレイにおいて、２つの放射素子には共通の給電配線から高周波信号が分岐されて供給される。
　変形例のアンテナモジュール１００Ｈ１，１００Ｈ２においても、各サブアレイを形成する２つの放射素子について、上記の実施例１～６で説明したような手法を適用してインピーダンスの周波数特性を変更し、２つの放射素子の動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大してもよい。また、アンテナモジュール１００Ｈ１においても、実施例７および実施例８のような、デュアル偏波タイプおよび／またはデュアルバンドタイプのサブアレイでアレイアンテナを形成してもよい。
　［実施の形態２］
　上述のように、アンテナモジュールはスマートフォンなどの携帯端末に用いられる。このような携帯端末においては、小型化および薄型化のニーズが依然として高く、それに伴って、電波を放射するためのアンテナモジュールについてもさらなる小型化が望まれている。放射される電波の周波数は、基本的には放射素子のサイズに依存するため、放射素子のサイズについては、放射すべき電波の周波数によりある程度制限される。そのため、アンテナモジュールを小型化するためには、放射素子が形成される誘電体基板のサイズを小さくすることが必要となる。しかしながら、放射可能な電波の周波数帯域幅は、電波の偏波方向における放射素子の端部から誘電体基板の端部までの距離に影響されるため、誘電体基板のサイズを小さくすると、アンテナモジュールの所望の周波数帯域幅が実現できなくなる可能性がある。
　実施の形態２においては、実施の形態１で説明したようなサブアレイを用いたアレイアンテナにおいて、周波数帯域の低減を抑制しつつアンテナモジュールの小型化を実現するための構成について説明する。
　（実施例２１）
　図３１は、実施の形態２の実施例２１に係るアンテナモジュール１１００の平面図である。アンテナモジュール１１００は、サブアレイ１１３０－１，１１３０－２を含むアレイアンテナである。サブアレイ１１３０－１は放射素子１１３１－１，１１３２－１を含んでおり、サブアレイ１１３０－２は放射素子１１３１－２，１１３２－２を含んでいる。放射素子１１３１－１および放射素子１１３１－２は、互いに同じ素子サイズ（たとえば、２６ＧＨｚ）を有している。また、放射素子１１３２－１および放射素子１１３２－２は、放射素子１１３１－１および放射素子１１３１－２よりも小さく、かつ互いに同一の素子サイズ（たとえば、２８ＧＨｚ）を有している。
　アンテナモジュール１１００においては、サブアレイ１１３０－１，１１３０－２は、矩形状の誘電体基板１１４０において、図３１のＸ軸方向（第１方向）に隣接して配置される。各サブアレイにおいて、２つの放射素子は、誘電体基板１１４０の一辺に沿ったＸ軸方向に対して角度φ（０°＜φ＜９０°）だけ傾斜した方向（第２方向）に隣接して配置されている。上記の第２方向は、サブアレイ１１３０－１において放射素子１１３１－１から放射素子１１３２－１を見た方向である。また第２方向は、サブアレイ１１３０－２において放射素子１１３１－２から放射素子１１３２－２を見た方向である。
　サブアレイ１１３０－１において、放射素子１１３１－１，１１３２－１には、給電配線１１５０－１から共通の高周波信号が供給される。また、サブアレイ１１３０－２において、放射素子１１３１－２，１１３２－２には、給電配線１１５０－２から共通の高周波信号が供給される。放射素子１１３１－１の給電点ＳＰ１－１、放射素子１１３２－１の給電点ＳＰ２－１、放射素子１１３１－２の給電点ＳＰ１－２、および放射素子１１３２－２の給電点ＳＰ２－２は、対応する放射素子の中心から第２方向に沿ってオフセットした位置に配置されている。したがって、各放射素子からは第２方向に沿った方向を偏波方向とする電波が放射される。
　このような構成とすることより、実施の形態１で説明したように、各サブアレイにおいて、２つの放射素子の動作可能帯域幅を部分的に重複させることができる。その結果、各サブアレイの動作可能帯域幅を拡大することができ、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図３２は、比較例のアンテナモジュール１１００＃の平面図である。アンテナモジュール１１００＃においては、各サブアレイ１１３０＃－１，１１３０＃－２における２つの放射素子が、Ｙ軸に沿って隣接して配置されている。すなわち、図３１における角度φが９０°の場合である。
　図３２のようなサブアレイの配置において、アンテナモジュールを小型化するために誘電体基板１１４０を小さくすると、偏波方向（図３２ではＹ軸方向）において放射素子１１３１＃－１，１１３１＃－２の端部から誘電体基板１１４０の端部までの距離Ｌ１＃、および、放射素子１１３２＃－１，１１３２＃－２の端部から誘電体基板１１４０の端部までの距離Ｌ２＃がしだいに狭くなる。偏波方向の誘電体の領域が狭くなると、放射素子と接地電極との間の電磁界結合が弱くなりアンテナモジュールの周波数帯域幅が狭くなることが知られている。そうすると、比較例のようなサブアレイの配置の場合、アンテナモジュールの小型化に伴って周波数帯域幅が狭くなり、アンテナ特性が低下する可能性がある。
　一方、図３１で示したアンテナモジュール１１００のように、矩形状の誘電体基板１１４０に対してサブアレイが傾斜するように配置すると、偏波方向における放射素子の端部から誘電体基板の端部までの距離Ｌ１，Ｌ２を、比較例の場合よりも広くすることができる。したがって、周波数帯域幅の低減を抑制しつつアンテナモジュールの小型化を図ることができる。
　なお、アンテナモジュール１１００においても、各サブアレイを形成する２つの放射素子について、実施の形態１の実施例１～６で説明したような手法を適用してインピーダンスの周波数特性を変更し、２つの放射素子の動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大してもよい。また、アンテナモジュール１１００においても、実施の形態１の実施例７および実施例８のような、デュアル偏波タイプおよび／またはデュアルバンドタイプのサブアレイでアレイアンテナを形成してもよい。
　なお、実施の形態２の各実施例において、サブアレイを形成する２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性が異なることは必須ではなく、当該２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性が同じであってもよい。
　また、隣接するサブアレイにおいて、素子サイズの大小関係が互いに逆になっていてもよい。すなわち、サブアレイ１１３０－１においては、放射素子１１３１－１の素子サイズを放射素子１１３２－１の素子サイズを大きくし、一方、サブアレイ１１３０－２においては、放射素子１１３２－２の素子サイズを放射素子１１３１－２の素子サイズを大きくするようにしてもよい。
　（実施例２２）
　実施例２１のアンテナモジュール１１００においては、隣接するサブアレイが同じ構成を有する場合について説明した。実施例２２においては、隣接するサブアレイの構成が異なる場合について説明する。
　図３３は、実施例２２に係るアンテナモジュール１１００Ａの平面図である。アンテナモジュール１１００Ａにおいては、上述の実施例２１と同様に、矩形状の誘電体基板１１４０に、サブアレイ１１３０Ａ－１およびサブアレイ１１３０Ａ－２がＸ軸方向に隣接して配置されている。各サブアレイには、２つの放射素子が含まれており、当該２つの放射素子はＸ軸方向から傾斜した方向に沿って隣接して配置されている。
　サブアレイ１１３０Ａ－１は、放射素子１１３１Ａ－１および放射素子１１３２Ａ－１を含む。放射素子１１３１Ａ－１の素子サイズは、放射素子１１３２Ａ－１の素子サイズよりも大きい。たとえば、放射素子１１３１Ａ－１の素子サイズは２６ＧＨｚであり、放射素子１１３２Ａ－１の素子サイズは２８ＧＨｚである。放射素子１１３１Ａ－１および放射素子１１３２Ａ－１には、共通の給電配線から高周波信号が供給される。
　また、サブアレイ１１３０Ａ－２は、放射素子１１３１Ａ－２および放射素子１１３２Ａ－２を含む。放射素子１１３１Ａ－２の素子サイズは、放射素子１１３２Ａ－２の素子サイズよりも大きい。たとえば、放射素子１１３１Ａ－１２素子サイズは２５ＧＨｚであり、放射素子１１３２Ａ－１の素子サイズは２７ＧＨｚである。放射素子１１３１Ａ－２および放射素子１１３２Ａ－２には、共通の給電配線から高周波信号が供給される。
　すなわち、サブアレイ１１３０Ａ－１の構成はサブアレイ１１３０Ａ－２の構成とは異なっている。そして、サブアレイ１１３０Ａ－１において大きい素子サイズの放射素子１１３１Ａ－１と、サブアレイ１１３０Ａ－２において大きい素子サイズの放射素子１１３１Ａ－２とを比較すると、放射素子１１３１Ａ－２の素子サイズの方が大きい。同様に、サブアレイ１１３０Ａ－１において小さい素子サイズの放射素子１１３２Ａ－１と、サブアレイ１１３０Ａ－２において小さい素子サイズの放射素子１１３２Ａ－２とを比較すると、放射素子１１３２Ａ－１の素子サイズの方が大きい。
　このような構成とすることによって、サブアレイにおいては、２つの放射素子の動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるため、サブアレイとしての動作可能帯域幅を拡大することができる。さらに、隣接したサブアレイについても、動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるため、アレイアンテナ全体の動作可能帯域幅を拡大することができる。したがって、アンテナモジュール１１００Ａの周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、アンテナモジュール１１００Ａにおいても、インピーダンスの周波数特性を変更する手法として、実施の形態１の実施例１～６で説明したような手法を適用してもよい。また、実施の形態１の実施例７および実施例８のような、デュアル偏波タイプおよび／またはデュアルバンドタイプのサブアレイでアレイアンテナを形成してもよい。
　（実施例２３）
　実施例２３においては、アンテナモジュールに含まれる３つ以上の複数のサブアレイが一方向に配列された一次元アレイのアレイアンテナの例について説明する。
　図３４は、実施例２３に係るアンテナモジュール１１００Ｂの平面図である。アンテナモジュール１１００Ｂにおいては、矩形状の誘電体基板１１４０に４つのサブアレイ１１３０Ｂ－１～１１３０Ｂ－４が、Ｘ軸方向に一列に配置されている。各サブアレイは２つの放射素子を含んでおり、実施例２１，２２と同様に、２つの放射素子の配置方向は誘電体基板１１４０の一辺（Ｘ軸）に対して傾斜するように配置されている。
　各放射素子は、異なる素子サイズの２つの放射素子によって形成されている。たとえば、大きい素子サイズを有する放射素子１１３１Ｂ－１，１１３１Ｂ－２，１１３１Ｂ－３，１１３１Ｂ－４の素子サイズは２６ＧＨｚであり、小さい素子サイズを有する放射素子１１３２Ｂ－１，１１３２Ｂ－２，１１３２Ｂ－３，１１３２Ｂ－４の素子サイズは２８ＧＨｚである。
　アンテナモジュール１１００Ｂにおいては、各サブアレイは同じ構成に形成されており、４つのサブアレイはＸ軸方向に等ピッチで配置されている。すなわち、放射素子１１３１Ｂ－１と放射素子１１３１Ｂ－２との間の距離、放射素子１１３１Ｂ－２と放射素子１１３１Ｂ－３との間の距離、および、放射素子１１３１Ｂ－３と放射素子１１３１Ｂ－４との間の距離が、いずれもＰＴ１２となるように配置されている。
　図３４に示されるように、サブアレイにおける２つの放射素子の中心間の距離をＰＴ１０とし、隣接する２つのサブアレイの各々における２つの放射素子の中心を通る仮想線間の距離をＰＴ１１とした場合、距離ＰＴ１１が素子間距離ＰＴ１０よりも長くなるように設定される。また、サブアレイ間のピッチＰＴ１２についても、素子間距離ＰＴ１０よりも長くなるように設定される。
　サブアレイをこのような位置関係で配置することによって、サブアレイ内の２つの放射素子間の結合よりも、隣接するサブアレイ間の結合を弱くすることができるため、サブアレイ間のアイソレーションを確保することができ、サブアレイの周波数帯域幅の拡大効果を発揮することが可能となる。
　なお、図３４においては４つのサブアレイで形成される一次元アレイアンテナについて説明したが、サブアレイの数は３つあるいは５つ以上であってもよい。
　（実施例２４）
　実施例２４においては、アンテナモジュールに含まれる４つのサブアレイが二次元のアレイ状に配置されたアレイアンテナの場合について説明する。
　図３５は、実施例２４に係るアンテナモジュール１１００Ｃの平面図である。アンテナモジュール１１００Ｃは、４つのサブアレイ１１３０Ｃ－１～１１３０Ｃ－４を含む。各サブアレイは、２つの放射素子によって形成されており、２つの放射素子の配置方向は誘電体基板１１４０のＸ軸に対して傾斜するように配置されている。
　各放射素子は、異なる素子サイズの２つの放射素子によって形成されている。たとえば、大きい素子サイズを有する放射素子１１３１Ｃ－１，１１３１Ｃ－２，１１３１Ｃ－３，１１３１Ｃ－４は２６ＧＨｚの素子サイズであり、小さい素子サイズを有する放射素子１１３２Ｃ－１，１１３２Ｃ－２，１１３２Ｃ－３，１１３２Ｃ－４は２８ＧＨｚの素子サイズである。
　サブアレイ１１３０Ｃ－２は、サブアレイ１１３０Ｃ－１に対してＸ軸の正方向に隣接して配置される。サブアレイ１１３０Ｃ－４は、サブアレイ１１３０Ｃ－３に対してＸ軸の正方向に隣接して配置される。また、サブアレイ１１３０Ｃ－３は、サブアレイ１１３０Ｃ－１に対してＸ軸に直交するＹ軸の負方向（第３方向）に隣接して配置される。サブアレイ１１３０Ｃ－４は、サブアレイ１１３０Ｃ－２に対してＹ軸の負方向に隣接して配置される。
　各サブアレイにおける２つの放射素子の中心間の距離をＰＴ２０とし、隣接する２つのサブアレイの各々における２つの放射素子の中心を通る仮想線間の距離をＰＴ２１とした場合、距離ＰＴ２１が素子間距離ＰＴ２０よりも長くなるように設定される。サブアレイをこのような位置関係で配置することによって、サブアレイ内の２つの放射素子間の結合よりも、隣接するサブアレイ間の結合を弱くすることができるため、サブアレイ間のアイソレーションを確保することができ、サブアレイの周波数帯域幅の拡大効果を発揮することが可能となる。
　また、Ｘ軸方向に隣接する２つのサブアレイの間隔（すなわち、放射素子１１３１Ｃ－１の中心と放射素子１３１Ｃ－２の中心との間の距離）をＰＴ２２とし、Ｙ軸方向に隣接する２つのサブアレイの間隔（すなわち、放射素子１１３１Ｃ－１の中心と放射素子１３１Ｃ－３の中心との間の距離）をＰＴ２３とした場合、サブアレイ間隔ＰＴ２２，ＰＴ２３は、素子間距離ＰＴ２０よりも長くなるように設定される。サブアレイをこのような位置関係で配置することによって、サブアレイ内の２つの放射素子間の結合よりも、隣接するサブアレイ間の結合を弱くすることができるため、サブアレイ間のアイソレーションを確保することができ、サブアレイの周波数帯域幅の拡大効果を発揮することが可能となる。
　なお、サブアレイ間隔については、各サブアレイに高周波信号を供給する給電配線の分岐点の間隔として定義してもよい。また、アンテナモジュール１１００Ｃ全体から放射される電波のビーム形状を対称化するために、Ｘ軸方向のサブアレイ間隔ＰＴ２２と、Ｙ軸方向のサブアレイ間隔ＰＴ２３とを等しく設定することが好ましい。
　図３５においては、４つの放射素子が２×２の二次元アレイに配置されたアレイアンテナの例について説明したが、より多くの放射素子を用いてｎ×ｍ（ｎ，ｍはいずれも２以上の自然数）の二次元アレイとしてもよい。
　（実施例２５）
　実施例２４においては、二次元アレイアンテナにおいて、隣接するサブアレイが同じ構成とした例について説明した。実施例２５においては、二次元アレイアンテナにおいて、隣接するサブアレイの放射素子の素子サイズの大小関係が逆になるように配置された構成について説明する。
　図３６は、実施例２５に係るアンテナモジュール１１００Ｄの平面図である。アンテナモジュール１１００Ｄは、４つのサブアレイ１１３０Ｄ－１～１１３０Ｄ－４を含む。各サブアレイは、２つの放射素子によって形成されており、２つの放射素子の配置方向は誘電体基板１１４０のＸ軸に対して傾斜するように配置されている。
　各放射素子は、異なる素子サイズの２つの放射素子によって形成されている。サブアレイ１１３０Ｄ－１，１１３０Ｄ－４については、放射素子１１３１Ｄ－１，１１３１Ｄ－４の素子サイズ（たとえば、２６ＧＨｚ）が、放射素子１１３２Ｄ－１，１１３２Ｄ－４の素子サイズ（たとえば、２８ＧＨｚ）よりも大きくなるように設定される。一方、サブアレイ１１３０Ｄ－２，１１３０Ｄ－３については、放射素子１１３１Ｄ－２，１１３１Ｄ－３の素子サイズ（たとえば、２８ＧＨｚ）は、放射素子１１３２Ｄ－２，１１３２Ｄ－３の素子サイズ（たとえば、２６ＧＨｚ）よりも小さくなるように設定される。
　このように隣接サブアレイ内の放射素子の大小関係が逆になるように配置することによって、放射される電波の指向性を調整することが可能となる。
　［実施の形態３］
　実施の形態１，２においては、サブアレイを形成する放射素子の動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって全体の周波数帯域幅を拡大する構成について説明した。
　実施の形態３においては、単一の放射素子がアレイ状に配置されたアレイアンテナにおいて、周波数帯域幅を拡大する構成について説明する。
　（実施例３１）
　図３７は実施の形態３の実施例３１に係るアンテナモジュール２１００の平面図および側面透視図である。図３７を参照して、アンテナモジュール２１００は、誘電体基板２１４０と、放射素子２１３０－１，２１３０－２と、ＲＦＩＣ２１１０と、接地電極ＧＮＤとを含む。
　放射素子２１３０－１，２１３０－２は、誘電体基板２１４０の内部の層あるいは上面側の表面２１４１に、Ｘ軸方向に隣接して配置される。誘電体基板２１４０において、放射素子２１３０－１，２１３０－２よりも下面側の層に、放射素子２１３０－１，２１３０－２に対向して平板状の接地電極ＧＮＤが配置される。ＲＦＩＣ２１１０は、はんだバンプ２１６０を介して、誘電体基板２１４０の裏面２１４２に配置される。
　放射素子２１３０－１，２１３０－２には、共通の高周波信号が、個別の給電配線によって供給される。具体的には、放射素子２１３０－１には、給電配線２１５０－１によってＲＦＩＣ２１１０から高周波信号が供給される。給電配線２１５０－１は、ＲＦＩＣ２１１０から接地電極ＧＮＤを貫通して、放射素子２１３０－１の給電点ＳＰ１１に結合される。また、放射素子２１３０－２には、給電配線２１５０－２によってＲＦＩＣ２１１０から高周波信号が供給される。給電配線２１５０－２は、ＲＦＩＣ２１１０から接地電極ＧＮＤを貫通して、放射素子２１３０－２の給電点ＳＰ１２に結合される。
　放射素子２１３０－１の給電点ＳＰ１１および放射素子２１３０－２の給電点ＳＰ１２は、対応する放射素子の中心からＸ軸の負方向にオフセットした位置に配置されている。これにより、放射素子２１３０－１，２１３０－２からは、Ｘ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　ここで、アンテナモジュール２１００においては、放射素子２１３０－１の素子サイズは、放射素子２１３０－２の素子サイズよりも小さくなるように設定される。たとえば、アンテナモジュール２１００から２７ＧＨｚ帯の高周波信号を放射する場合には、放射素子２１３０－１の素子サイズは２８ＧＨｚに対応したサイズに設定され、放射素子２１３０－２の素子サイズは２６ＧＨｚに対応したサイズに設定される。すなわち、ＲＦＩＣ２１１０から見たときの、放射素子２１３０－１のインピーダンスの周波数特性は、放射素子２１３０－２のインピーダンスの周波数特性とは異なっている。
　図３８は、２つの放射素子を同じ素子サイズ（２７ＧＨｚ）とした比較例の場合および図３７の実施例３１の場合における、各放射素子の反射損失の周波数特性を示す図である。同一素子サイズの比較例の場合（図３８（ａ））には、双方の放射素子の反射損失は線ＬＮ１１０のようになる。この場合に、反射損失が６ｄＢ以下となる動作可能帯域幅はＢＷ３０となる。
　一方、実施例３１の場合（図３８（ｂ））には、放射素子２１３０－１の反射損失は線ＬＮ１１１（実線）となり、放射素子２１３０－２の反射損失は線ＬＮ１１２（破線）となる。すなわち、互いの動作可能帯域幅が部分的に重複する状態なる。これによって、アンテナモジュール２１００全体の動作可能帯域幅はＢＷ３１となるため、比較例に比べて、アンテナモジュール２１００の周波数帯域幅を拡大することができる。
　また、アンテナモジュールから放射される電波のゲインの周波数特性について見ると、比較例の場合には、２つの放射素子の特性が同じであるため、ピークゲインが高く急峻に減衰する（すなわち、周波数帯域幅が狭い）単峰性のゲイン特性となる。一方、実施例３１の場合には、異なる２つのゲイン特性の合成となるため双方性のゲイン特性となる。そのため、トータルピークゲインは比較例に比べると低くなるものの、全体としてなだらかに減衰するゲイン特性となる。したがって、たとえば、ピークゲインから３ｄＢ低減したゲインを達成可能な領域（すなわち、電波のパワーがピークの５０％以上となる領域）は、実施例３１の方が比較例よりも広くなる。すなわち、ゲインの広帯域化を実現することができる。
　なお、図３７においては、放射素子２１３０－１，２１３０－２が接地電極ＧＮＤと絶縁されたパッチアンテナの場合について説明したが、図３９の変形例３のアンテナモジュール２１００Ａのように、放射素子２１３０Ａ－１，２１３０Ａ－２の端部が、ビアＶ１，Ｖ２によって接地電極ＧＮＤにそれぞれ接続された、逆Ｆ型のパッチアンテナであってもよい。
　（比較例３２）
　実施例３１においては、異なるサイズを有する２つの放射素子が配列されたアレイアンテナについて説明した。しかしながら、この場合には、アンテナモジュール全体として対称となっていないため、アンテナ特性（ゲイン，損失）についても対称性が実現できない場合がある。実施例３２においては、実施例３１で説明した構成を２組用いて対称配置することによって、アンテナ特性を対称化する構成について説明する。
　図４０は、実施例３２係るアンテナモジュール２１００Ｂの平面図である。アンテナモジュール２１００Ｂは、４つの放射素子２１３０Ｂ－１～２１３０Ｂ－４を含む一次元アレイアンテナである。放射素子２１３０Ｂ－１～２１３０Ｂ－４は、Ｘ軸方向に、放射素子２１３０Ｂ－１，２１３０Ｂ－２，２１３０Ｂ－３，２１３０Ｂ－４の順に一列に配置されている。
　アンテナモジュール２１００Ｂにおいて、放射素子２１３０Ｂ－１と放射素子２１３０Ｂ－４とは同じ構成を有しており、放射素子２１３０Ｂ－２と放射素子２１３０Ｂ－３とは同じ構成を有している。すなわち、放射素子２１３０Ｂ－１および放射素子２１３０Ｂ－４の素子サイズは同じであり、たとえば２８ＧＨｚの素子サイズに設定される。また、放射素子２１３０Ｂ－２および放射素子２１３０Ｂ－３の素子サイズは同じであり、たとえば２６ＧＨｚの素子サイズに設定される。したがって、ＲＦＩＣ２１１０から見たときの、放射素子２１３０－３のインピーダンスの周波数特性は、放射素子２１３０－４のインピーダンスの周波数特性とは異なっている。なお、図４０には示されていないが、実施例３２においても、実施例３１の場合と同様に、各放射素子には、共通の高周波信号が、個別の給電配線により高周波信号が供給される。
　実施例３２においては、放射素子２１３０Ｂ－１と放射素子２１３０Ｂ－２との間の距離、ならびに、放射素子２１３０Ｂ－３と放射素子２１３０Ｂ－４との間の距離はいずれもＰＴ３１に設定されている。一方で、放射素子２１３０Ｂ－２と放射素子２１３０Ｂ－３との間の距離はＰＴ３２（＞ＰＴ３１）に設定されている。内側の放射素子２１３０Ｂ－２，２１３０Ｂ－３は、外側の放射素子２１３０Ｂ－１，２１３０Ｂ－４よりも素子サイズが大きいため、外側の放射素子２１３０Ｂ－１，２１３０Ｂ－４よりも広い接地電極ＧＮＤが必要となる。また、素子サイズが大きい放射素子同士であると、素子間の結合も増加し得る。そのため、放射素子２１３０Ｂ－２と放射素子２１３０Ｂ－３との間の距離ＰＴ３２を、放射素子２１３０Ｂ－１と放射素子２１３０Ｂ－２との間（あるいは、放射素子２１３０Ｂ－３と放射素子２１３０Ｂ－４との間）の距離ＰＴ３１よりも大きくすることで、相対的に素子サイズが大きい放射素子２１３０Ｂ－２，２１３０Ｂ－３の本来のアンテナ特性に近づけることが可能となる。
　放射素子２１３０Ｂ－１の給電点ＳＰ１１および放射素子２１３０Ｂ－２の給電点ＳＰ１２は、対応する放射素子の中心からＸ軸の負方向にオフセットして配置されている。また、放射素子２１３０Ｂ－３の給電点ＳＰ１３および放射素子２１３０Ｂ－４の給電点ＳＰ１４は、対応する放射素子の中心からＸ軸の正方向にオフセットして配置されている。そして、放射素子２１３０Ｂ－３および放射素子２１３０Ｂ－４については、放射素子２１３０Ｂ－１および放射素子２１３０Ｂ－２に供給される高周波信号に対して反転した位相を有する高周波信号が供給される。これにより、各放射素子からはＸ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　図４１は、実施例３２に係るアンテナモジュール２１００Ｂのゲインの周波数特性を示す図である。図４１においては、４つの放射素子がすべて同じ素子サイズである比較例の場合が線ＬＮ１２０（破線）で示されており、放射素子間のピッチが同じ場合（ＰＴ３１＝ＰＴ３２）が線ＬＮ１２１（一点鎖線）で、放射素子間のピッチが異なる場合（ＰＴ３１＜ＰＴ３２）場合が線ＬＮ１２２（実線）で示されている。
　図４１を参照して、比較例の場合（線ＬＮ１２０）には、ピークゲインは約１０．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１２０）は６．０ＧＨｚである。異なる素子サイズで同一の素子間ピッチの場合（線ＬＮ１２１）においては、ピークゲインは約９．９ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１２１）は７．１ＧＨｚである。また、異なる素子サイズで素子間ピッチを異ならせた場合（線ＬＮ１２２）においては、ピークゲインは約１０．２ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１２２）は７．３ＧＨｚである。
　このように、アンテナモジュール２１００Ｂにおいては、実施例３１と同様に、隣接する放射素子のサイズを変更して動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナ特性（反射損失，ゲイン）の周波数帯域幅を拡大することができ、さらに、放射素子を対称に配置することよってアンテナ特性の対称性を改善することができる。また、放射素子間のピッチを調整することによって、ピークゲインの低下を抑制しつつ、ゲインの広域化を実現することができる。
　なお、実施例３２においては、４つの放射素子を有する一次元アレイアンテナについて説明したが、放射素子の数は５つ以上であってもよい。
　（実施例３３）
　実施例３１，３２においては、隣接する放射素子の素子サイズを異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明した。
　実施例３３においては、実施の形態１の実施例３と同様に、隣接する放射素子に接続される給電配線を異なる長さとすることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図４２は、実施例３３に係るアンテナモジュール２１００Ｃの平面図（図４２（ａ））および側面透視図（図４２（ｂ））である。アンテナモジュール２１００Ｃは、実施例３２のアンテナモジュール２１００Ｂと同様に、４つの放射素子２１３０Ｃ－１～２１３０Ｃ－４が一列に配置される一次元アレイアンテナである。なお、アンテナモジュール２１００Ｃにおいては、各放射素子はすべて同一の素子サイズとなっている。
　放射素子２１３０Ｃ－１～２１３０Ｃ－４には、それぞれ給電配線２１５０Ｃ－１～２１５０Ｃ－４によって、共通の高周波信号が供給される。外側の放射素子２１３０Ｃ－１，２１３０Ｃ－４に用いられる給電配線２１５０Ｃ－１，２１５０Ｃ－４の長さは、内側の放射素子２１３０Ｃ－２，２１３０Ｃ－３に用いられる給電配線２１５０Ｃ－２，２１５０Ｃ－３の長さよりも長い。このように、ＲＦＩＣ２１１０から各給電点へと至る給電配線の長さを異ならせることによって、ＲＦＩＣ２１１０から見た時のインピーダンスの周波数特性を異なる値とすることができる。これにより、隣接する放射素子の動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるので、アンテナ特性（反射損失，ゲイン）の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図４３は、実施例３３における各放射素子の反射損失の周波数特性を説明するための図である。図４３（ａ）は、ＲＦＩＣ２１１０から各放射素子までの給電配線が同じ長さである比較例の場合の周波数特性（線ＬＮ１３０）が示されており、図４３（ｂ）は、実施例３３の場合の周波数特性が示されている。図４３（ｂ）において、給電配線が長い放射素子２１３０Ｃ－１，２１３０Ｃ－４の周波数特性が線ＬＮ１３１（実線）で示されており、給電配線が短い放射素子２１３０Ｃ－２，２１３０Ｃ－３の周波数特性が線ＬＮ１３２（破線）で示されている。図４３に示されるように、実施例３３においては動作可能帯域幅が部分的に重複しているため、比較例に比べて実施例３３の方が、アンテナモジュール全体として動作可能帯域幅が拡大している。
　図４４は、実施例３３に係るアンテナモジュール２１００Ｃのゲインの周波数特性を示す図である。図４４においては、各放射素子への給電配線の長さが同じ比較例の場合が線ＬＮ１４０（破線）で示されており、給電配線の長さを異ならせた実施例３３の場合が線ＬＮ１４１（実線）で示されている。比較例の場合には、ピークゲインは約１０．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１４０）は６．０ＧＨｚである。一方、実施例３３の場合には、ピークゲインは約１０．１ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１４１）は６．９ＧＨｚである。
　このように、アンテナモジュール２１００Ｃにおいては、一次元アレイアンテナにおいて、隣接する放射素子について高周波信号を供給する給電配線を変更して動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナ特性（反射損失，ゲイン）の周波数帯域幅を拡大することができる。
　（実施例３４）
　実施例３４においては、実施の形態１の実施例４と同様に、隣接する放射素子に接続される給電配線にスタブを配置することによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図４５は、実施例３４に係るアンテナモジュール２１００Ｄの平面図（図４５（ａ））および側面透視図（図４５（ｂ））である。アンテナモジュール２１００Ｄは、実施例３３のアンテナモジュール２１００Ｃと同様に、同一素子サイズの４つの放射素子２１３０Ｄ－１～２１３０Ｄ－４が一列に配置される一次元アレイアンテナであり、ＲＦＩＣ２１１０から各放射素子までの給電配線２１５０Ｄ－１～２１５０Ｄ－４の長さは同じ長さとなっている。しかしながら、アンテナモジュール２１００Ｄにおいては、内側の放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３については、対応する給電配線にスタブが配置されている。具体的には、給電配線２１５０Ｄ－２にはスタブ２１７０Ｄ－２が配置され、給電配線２１５０Ｄ－３にはスタブ２１７０Ｄ－３が配置される。なお、これらのスタブ２１７０Ｄ－２，２１７０Ｄ－３は、相手側の放射素子の周波数帯域を遮断するために設けられるのではなく、ＲＦＩＣ２１１０と各放射素子とのインピーダンスマッチングを調整するために設けられる。
　図４６は、実施例３４における各放射素子の反射損失の周波数特性を説明するための図である。図４６（ａ）は、ＲＦＩＣ２１１０から各放射素子までの給電配線が同じ長さであり、かつ各給電配線にスタブが設けられていない比較例の場合の周波数特性（線ＬＮ１５０）が示されている。この場合、各放射素子は同じ周波数特性となっている。
　一方、図４６（ｂ）に示されるように、給電配線にスタブが配置された放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３の場合（図４６（ｂ）のＬＮ１５２：破線）においては、給電配線にスタブが配置されていない放射素子２１３０Ｄ－１，２１３０Ｄ－４の場合（図４６（ｂ）のＬＮ１５１：実線）に比べて、インピーダンスの変化によって共振周波数が高周波数側にシフトしている。これにより、放射素子２１３０Ｄ－１，２１３０Ｄ－４における動作可能帯域幅と、放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３における動作可能帯域幅とが部分的に重複した状態となる。これにより、アンテナモジュール２１００Ｄにおける、アンテナ特性の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図４７は、実施例３４に係るアンテナモジュール２１００Ｄのゲインの周波数特性を示す図である。図４７においては、上記の比較例の場合が線ＬＮ１６０（破線）で示されており、内側の放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３の給電配線にスタブを配置した実施例３３の場合が線ＬＮ１６１（実線）で示されている。比較例の場合には、ピークゲインは約１０．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１６０）は６．０ＧＨｚである。一方、実施例３４の場合には、ピークゲインは約９．８ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１６１）は７．８ＧＨｚである。
　このように、アンテナモジュール２１００Ｄにおいては、一次元アレイアンテナにおいて、隣接する放射素子に高周波信号を供給する給電配線の一方にスタブを配置して動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナ特性（反射損失，ゲイン）の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、図４７の例においては、内側の放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３の給電配線にスタブを配置し、外側の放射素子２１３０Ｄ－１，２１３０Ｄ－４の給電配線にスタブを配置しない構成であったが、内側の放射素子と外側の放射素子とで異なる長さのスタブを給電配線に配置することによって、放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成としてもよい。
　（実施例３５）
　実施例３５においては、実施の形態１の実施例５と同様に、隣接する放射素子が配置される誘電体の誘電率を異ならせることによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図４８は、実施例３５に係るアンテナモジュール２１００Ｅの平面図（図４８（ａ））および側面透視図（図４８（ｂ））である。アンテナモジュール２１００Ｅは、実施例３３のアンテナモジュール２１００Ｃと同様に、同一素子サイズの４つの放射素子２１３０Ｅ－１～２１３０Ｅ－４が一列に配置される一次元アレイアンテナであり、ＲＦＩＣ２１１０から各放射素子までの給電配線２１５０Ｅ－１～２１５０Ｅ－４の長さは同じ長さとなっている。しかしながら、アンテナモジュール２１００Ｅにおいては、内側の放射素子２１３０Ｅ－２，２１３０Ｅ－３が配置される誘電体の誘電率ε３２が、外側の放射素子２１３０Ｅ－１，２１３０Ｅ－４が配置される誘電体の誘電率ε３１よりも高くされている。言い換えれば、放射素子２１３０Ｅ－１，２１３０Ｅ－４と接地電極ＧＮＤとの間に配置される誘電体の誘電率ε３１と、放射素子２１３０Ｅ－２，２１３０Ｅ－３と接地電極ＧＮＤとの間に配置される誘電体の誘電率ε３２とが異なっている（ε３１≠ε３２）。放射素子の素子サイズ、および、放射素子と接地電極ＧＮＤとの間の距離が同じであっても、放射素子と接地電極ＧＮＤとの間の誘電率が異なると、誘電体基板２１４０を伝搬する信号の実効波長が変わるため、結果として放射素子の共振周波数が変化する。そのため、放射素子が形成される領域の誘電率を異ならせることによって、各放射素子における動作可能帯域幅を異ならせることができる。
　図４９は、実施例３５における各放射素子の反射損失の周波数特性を説明するための図である。図４９（ａ）は、ＲＦＩＣ２１１０から各放射素子までの給電配線が同じ長さであり、かつ各放射素子が配置される誘電体の誘電率がすべてε３１＝２．９と同じ値に設定された比較例の場合の周波数特性（線ＬＮ１７０）が示されている。この場合、各放射素子の共振周波数は２７ＧＨｚであり、同じ周波数特性となっている。
　図４９（ｂ）は、外側の放射素子２１３０Ｅ－１，２１３０Ｅ－４が配置される誘電体の誘電率をε３１＝２．９に設定し、内側の放射素子２１３０Ｅ－２，２１３０Ｅ－３が配置される誘電体の誘電率をε３２＝３．５に設定した場合の周波数特性である。図４９（ｂ）に示されるように、低い誘電率（ε３１＝２．９）の誘電体に配置された放射素子２１３０Ｅ－１，２１３０Ｅ－４については、図４９（ａ）と同様に共振周波数は２７ＧＨｚとなっている（図４９（ｂ）のＬＮ１７１：実線）。一方、高い誘電率（ε３２＝３．５）の誘電体に配置された放射素子２１３０Ｅ－２，２１３０Ｅ－３の共振周波数は２４ＧＨｚにシフトしている（図４９（ｂ）のＬＮ１７２：破線）。これにより、放射素子２１３０Ｅ－１，２１３０Ｅ－４における動作可能帯域幅と、放射素子２１３０Ｅ－２，２１３０Ｅ－３における動作可能帯域幅とが部分的に重複した状態となる。これにより、アンテナモジュール２１００Ｅにおける、アンテナ特性の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図５０は、実施例３５に係るアンテナモジュール２１００Ｅのゲインの周波数特性を示す図である。図５０においては、上記の比較例の場合が線ＬＮ１８０（破線）で示されており、内側の放射素子２１３０Ｄ－２，２１３０Ｄ－３が配置される誘電体の誘電率を変更した実施例３５の場合が線ＬＮ１７１（実線）で示されている。比較例の場合には、ピークゲインは約１０．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１８０）は６．０ＧＨｚである。一方、実施例３５の場合には、ピークゲインは約９．３ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ１８１）は８．０ＧＨｚ以上となっている。
　このように、アンテナモジュール２１００Ｅにおいては、一次元アレイアンテナにおいて、隣接する放射素子について、当該放射素子が配置される誘電体の誘電率を異ならせて動作可能帯域幅を部分的に重複させることによって、アンテナ特性（反射損失，ゲイン）の周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、実施例３５においても、実施の形態１の実施例５と同様に、放射素子と接地電極との間の全体に所定の誘電率を有する誘電体を配置する構成に代えて、放射素子と接地電極との間の誘電体の一部に空洞を形成したり、誘電率の異なる誘電体を部分的に配置する構成としたりすることによって、誘電体基板の実効誘電率を異ならせるようにしてもよい。
　（実施例３６）
　実施例３６においては、給電配線と放射素子とを結合する給電点の位置を放射素子によって異なる位置に配置することによって、各放射素子のインピーダンスの周波数特性を異ならせる構成について説明する。
　図５１は、実施例３６に係るアンテナモジュール２１００Ｆの平面図である。アンテナモジュール２１００Ｆは、図４０で示した実施例３３のアンテナモジュール２１００Ｂと同様に、異なる素子サイズの４つの放射素子を用いて形成された一次元アレイアンテナである。より具体的には、外側の放射素子２１３０Ｆ－１，２１３０Ｆ－４の素子サイズは、内側の放射素子２１３０Ｆ－２，２１３０Ｆ－３の素子サイズよりも小さく設定されている。
　各放射素子には、ＲＦＩＣ２１１０から同じ長さの給電配線によって、各給電点に個別に高周波信号が供給される。アンテナモジュール２１００Ｆにおいては、外側の放射素子２１３０Ｆ－１，２１３０Ｆ－４の給電点の位置が、内側の放射素子２１３０Ｆ－２，２１３０Ｆ－３の給電点の位置と異なっている。より具体的には、放射素子２１３０Ｆ－１，２１３０Ｆ－４については、放射素子の中心ＣＰ１，ＣＰ４から給電点ＳＰ１１，ＳＰ１４までのそれぞれの距離はＳＦ１１に設定されている。一方で、放射素子２１３０Ｆ－２，２１３０Ｆ－３については、放射素子の中心ＣＰ２，ＣＰ３から給電点ＳＰ１２，ＳＰ１３までのそれぞれの距離はＳＦ１２（ＳＦ１１＞ＳＦ１２）に設定されている。
　パッチアンテナにおいて、給電点の位置が変化すると放射素子のインピーダンスが変化することが知られている。そして、素子サイズが異なると、特性インピーダンス（たとえば、５０Ω）となる給電点の位置も異なる。そのため、図５１のように素子サイズの異なる放射素子を用いて形成されるアレイアンテナの場合、素子サイズに応じて給電点の位置を適切に配置することによって、各放射素子におけるゲインを最適化することができる。
　アンテナモジュール２１００Ｆにおいては、隣接する放射素子の素子サイズを異ならせることによってアンテナモジュール全体の周波数帯域幅を拡大している。そして、各放射素子における給電点の位置を素子サイズに応じて異ならせて、特性インピーダンスに整合させることによって、アンテナモジュールのゲインをさらに改善することができる。
　図５２は、実施例３６に係るアンテナモジュール２１００Ｆのゲインの周波数特性を示す図である。図５２においては、図５１のアンテナモジュール２１００Ｆにおいて、各放射素子における中心から給電点までの距離を同じ距離（ＳＦ１１＝ＳＦ１２）とした比較例の場合の周波数特性（線ＬＮ１９０：破線）、および、各放射素子における給電点の位置を最適位置に配置した実施例３６の場合の周波数特性（線ＬＮ１９１：実線）が示されている。
　図５２に示されるように、比較例および実施例３６では、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅は同程度であるが、ピークゲインについては、実施例３６の方がやや高くなっている。すなわち、給電点の位置を最適化することによって、周波数帯域幅を維持しつつ高ゲイン化が実現できている。
　なお、上記の例においては、異なる素子サイズの放射素子について、特性インピーダンスとなるように給電点の位置を素子サイズに応じて異ならせる構成について説明したが、実施の形態１の実施例６のように、隣接して配置された同じ素子サイズの放射素子について、給電点の位置を異ならせることによって動作可能帯域幅が部分的に重複するようにして、アンテナモジュールの周波数帯域幅を拡大してもよい。
　上述の実施の形態３の各実施例においては、いわゆるシングル偏波タイプかつシングルバンドタイプのアンテナモジュールについて説明したが、デュアル偏波タイプおよび／またはデュアルバンドタイプのアンテナモジュールにも当該特徴を適用してもよい。
　また、各実施例においては、一次元アレイアンテナについて説明したが、二次元アレイアンテナに適用してもよい。二次元アレイアンテナの場合、上述したＸ軸方向に配列された一次元アレイアンテナを、Ｙ軸方向に複数個配列する形態であってもよいし、あるいは、Ｙ軸方向に配列された放射素子についても、上記の実施例のようにインピーダンスの周波数特性を異ならせた構成としてもよい。
　［実施の形態４］
　実施の形態４においては、実施の形態１～実施の形態３の態様を組み合わせた実施例について説明する。
　（実施例４１）
　図５３は、実施の形態４の実施例４１に係るアンテナモジュール３１００の平面図である。アンテナモジュール３１００においては、矩形状の誘電体基板３１４０に、４つのサブアレイ３１３０－１～３１３０－４がＸ軸方向（第１方向）に一列に配置されている。各サブアレイは２つの放射素子を含んでおり、２つの放射素子の配置方向は誘電体基板３１４０のＸ軸に対して角度φ（０°＜φ＜９０°）だけ傾斜する方向（第２方向）に配置されている。
　サブアレイ３１３０－１とサブアレイ３１３０－２との間の間隔、および、サブアレイ３１３０－３とサブアレイ３１３０－４との間の間隔は、ともにＰＴ１に設定されている。一方、サブアレイ３１３０－２とサブアレイ３１３０－３との間の間隔はＰＴ２（ＰＴ１＜ＰＴ２）に設定されている。
　各放射素子は、異なる素子サイズの２つの放射素子によって形成されている。具体的には、サブアレイ３１３０－１は、大きい素子サイズを有する放射素子３１３１－１と、小さい素子サイズを有する放射素子３１３２－１とを含む。サブアレイ３１３０－２は、大きい素子サイズを有する放射素子３１３１－２と、小さい素子サイズを有する放射素子３１３２－２とを含む。サブアレイ３１３０－３は、大きい素子サイズを有する放射素子３１３１－３と、小さい素子サイズを有する放射素子３１３２－３とを含む。サブアレイ３１３０－４は、大きい素子サイズを有する放射素子３１３１－４と、小さい素子サイズを有する放射素子３１３２－４とを含む。
　各サブアレイにおいて、２つの放射素子には、共通の給電配線から分岐された高周波信号が供給される。各サブアレイにおいて、給電配線の分岐点から各放射素子の給電点までの距離は同じ長さに設定されている。
　外側に配置されているサブアレイ３１３０－１とサブアレイ３１３０－４は、ともに同じ構成を有している。たとえば、大きいサイズの放射素子３１３１－１，３１３１－４は２６ＧＨｚに対応した素子サイズに設定されており、小さいサイズの放射素子３１３２－１，３１３２－４は２８ＧＨｚに対応した素子サイズに設定されている。
　また、内側に配置されているサブアレイ３１３０－２とサブアレイ３１３０－３は、ともに同じ構成を有している。たとえば、大きいサイズの放射素子３１３１－２，３１３１－３は２５ＧＨｚに対応した素子サイズに設定されており、小さいサイズの放射素子３１３２－２，３１３２－３は２７ＧＨｚに対応した素子サイズに設定されている。
　アンテナモジュール３１００においては、各サブアレイ内において、２つの放射素子の動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるため、サブアレイとしての動作可能帯域幅を拡大することができる。また、隣接したサブアレイについても、動作可能帯域幅が部分的に重複した状態となるため、アンテナモジュール３１００全体の動作可能帯域幅を拡大することができる。
　さらに、矩形状の誘電体基板３１４０の辺に対して、サブアレイを傾斜して配置することによって、サブアレイを形成する放射素子の偏波方向に直交する端部から誘電体基板３１４０の端部までの距離を確保できる。したがって、これらの構成から、アンテナモジュール３１００の周波数帯域幅を拡大することができるとともに、アンテナゲインを広域化することができる。
　図５４は、実施例４１に係るアンテナモジュールのゲインの周波数特性を説明するための図である。図５４においては、各サブアレイに含まれる２つの放射素子の素子サイズがすべて同じ（２７ＧＨｚ）である比較例４１の場合（線ＬＮ２１０：破線）、各サブアレイに含まれる２つの放射素子の素子サイズが２６ＧＨｚ／２８ＧＨｚである比較例４２の場合（線ＬＮ２１１：一点鎖線）、および、図５３のアンテナモジュール３１００の場合（線ＬＮ２１２：実線）のゲインの周波数特性が示されている。
　比較例４１の場合（線ＬＮ２１０）において、ピークゲインは約１０．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ２１０）は６．０ＧＨｚである。比較例４２の場合（線ＬＮ２１１）において、ピークゲインは約１１．７ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ２１１）は６．７５ＧＨｚである。また、実施例４１の場合（線ＬＮ２１２）において、ピークゲインは約１１．５ｄＢｉであり、ピークゲイン－３ｄＢとなる周波数帯域幅（Ｗ２１２）は７．０ＧＨｚである。
　図５４に示されるように、放射素子の素子サイズがすべて同じ比較例４１の場合に比べて、サブアレイ内の放射素子の素子サイズを異ならせた比較例４２および実施例４１においては、ピークゲインが高くなり、さらにゲインの周波数帯域幅が拡大されている。
　また、実施例４１のように、内側のサブアレイ３１３０－２，３１３０－３の素子サイズを、外側のサブアレイ３１３０－１，３１３０－４の素子サイズと異ならせることによって、ピークゲインは比較例４２よりもやや低くなるものの、ゲインの周波数帯域幅を拡大することができる。
　なお、サブアレイ内の２つの放射素子のインピーダンスの周波数特性の異ならせる手法、および、サブアレイ間の放射素子においてインピーダンスの周波数特性の異ならせる手法として、実施の形態１および実施の形態３で説明したような手法を適用することができる。
　なお、実施例４１において、「サブアレイ３１３０－１」、「サブアレイ３１３０－２」、「サブアレイ３１３０－３」および「サブアレイ３１３０－４」は、本開示における「第１サブアレイ」、「第２サブアレイ」、「第３サブアレイ」および「第４サブアレイ」にそれぞれ対応する。実施例４１における「放射素子３１３１－１」、「放射素子３１３２－１」、「放射素子３１３１－２」および「放射素子３１３２－２」は、本開示における「第１放射素子」、「第２放射素子」、「第３放射素子」および「第４放射素子」にそれぞれ対応する。
　（実施例４２）
　図５５は、これらの各種手法を包括的に適用した実施例４２に係るアンテナモジュール３１００Ａの平面図である。アンテナモジュール３１００Ａにおいては、サブアレイ内の２つの放射素子について、給電配線の分岐点から給電点までの距離を互いに異なる長さにしてもよい。当該分岐点から給電点までの配線に、異なる長さのスタブが配置されてもよく、さらに、当該スタブは異なる位置に配置されてもよい。また、各放射素子の給電点の位置についても、放射素子の中心からの距離が放射素子ごとに異なっていてもよい。サブアレイ内の放射素子の間隔、および／または、サブアレイ間の放射素子の間隔が異なっていてもよい。さらに、各放射素子と接地電極ＧＮＤとの間に配置される誘電体の誘電率が異なっていてもよい。
　なお、上記に示した各種の手法については、単独であるいは組み合わせて適用することができる。また、上記のいずれかの手法を適用してインピーダンスの周波数特性を調整する場合には、サブアレイ内の２つの放射素子を同じ素子サイズとしてもよい。
　（実施例４３）
　図５６は、デュアル偏波タイプかつデュアルバンドタイプである実施例４３のアンテナモジュール３１００Ｂの平面図である。アンテナモジュール３１００Ｂにおける各サブアレイには２つの放射素子が含まれており、さらに各放射素子は、互いに対向する給電素子および無給電素子から形成されている。
　各給電素子には、直交する２つの偏波が放射されるように２つの給電点が配置されている。そして、サブアレイ内の２つの給電素子において、同じ偏波方向の電波を放射するための各給電点には、共通の給電配線から分岐された高周波信号が供給される。給電配線は、無給電配線を貫通して給電素子と結合している。
　このようなアンテナモジュール３１００Ｂの構成においても、各サブアレイ内の放射素子（給電素子，無給電素子）の関係、および、サブアレイ間の放射素子の関係について、図５３および図５５で説明したような手法を適用することによって、アンテナモジュール全体のアンテナ特性の周波数帯域幅を拡大することができる。
　図５７および図５８は、デュアル偏波タイプかつデュアルバンドタイプのアンテナモジュールの変形例を示す図である。図５７のアンテナモジュール３１００Ｃにおいては、サブアレイ３１３０Ｃ－４の２つの給電点が、サブアレイ３１３０Ｃ－１における対応する給電点と反対となる位置に配置されている。また、サブアレイ３１３０Ｃ－３の２つの給電点が、サブアレイ３１３０Ｃ－２における対応する給電点と反対となる位置に配置されている。
　アンテナモジュール３１００Ｃのような構成とすることによって、サブアレイ３１３０Ｃ－１およびサブアレイ３１３０Ｃ－４から放射される電波が互いに対称となり、さらにサブアレイ３１３０Ｃ－２およびサブアレイ３１３０Ｃ－３から放射される電波が互いに対称となる。これにより、アンテナモジュール３１００Ｃ全体から放射される指向性の対称性を改善することができる。
　また、図５８のアンテナモジュール３１００Ｄにおいては、サブアレイ３１３０Ｄ－２の２つの給電点が、サブアレイ３１３０Ｄ－１における対応する給電点と反対となる位置に配置されている。また、サブアレイ３１３０Ｃ－４の２つの給電点が、サブアレイ３１３０Ｃ－３における対応する給電点と反対となる位置に配置されている。サブアレイ３１３０Ｄ－１とサブアレイ３１３０Ｄ－２とは、素子サイズの構成は異なっているが、互いに重複する近接した周波数帯域幅の電波を放射する構成であるため、サブアレイ３１３０Ｄ－１とサブアレイ３１３０Ｄ－２とで給電点を反対の位置に配置することで、サブアレイ３１３０Ｄ－１およびサブアレイ３１３０Ｄ－２一体として、放射される電波の指向性を改善することができる。そして、サブアレイ３１３０Ｄ－３およびサブアレイ３１３０Ｄ－４についても同様の構成とすることよって、アンテナモジュール３１００Ｄ全体から放射される指向性の対称性を改善することができる。
　なお、上述した各実施の形態における放射素子は、図３９の変形例３で示したような、端部がビアによって接地電極に接続された逆Ｆ型のパッチアンテナであってもよい。
　また、各実施例においては、放射素子と接地電極とが同じ誘電体基板に形成される構成について説明したが、図５９～図６１に示される変形例のアンテナモジュールのように、放射素子が形成される基板と接地電極が形成される基板が分離されており、これらの基板を接着あるいははんだ実装などにより接続する構成であってもよい。
　図５９および図６０のアンテナモジュールは、図２で示した実施の形態１のアンテナモジュール１００の変形例である。また、図６１のアンテナモジュールは、図３１で示した実施の形態２のアンテナモジュール１１００の変形例である。図５９～図６１において、図２または図３１と重複する要素の説明は繰り返さない。
　図５９の変形例４のアンテナモジュール１００Ｊにおいては、放射素子１３１，１３２が誘電体基板１４０Ａに形成されており、接地電極ＧＮＤが誘電体基板１４０Ｂに形成されている。共通配線１５３は、はんだバンプ１８０を介して、誘電体基板１４０Ｂから誘電体基板１４０Ａへ高周波信号を伝達する。共通配線１５３は、誘電体基板１４０Ａ内において配線１５１および配線１５２に分岐し、放射素子１３１，１３２へ高周波信号が伝達される。
　図６０の変形例５のアンテナモジュール１００Ｋにおいては、放射素子１３１，１３２が誘電体基板１４０Ｃに形成されており、接地電極ＧＮＤが誘電体基板１４０Ｄに形成されている。アンテナモジュール１００Ｋの場合、共通配線１５３は誘電体基板１４０Ｄに配置されている。共通配線１５３から分岐した配線１５１は、はんだバンプ１８１を介して誘電体基板１４０Ｄから誘電体基板１４０Ｃに形成された放射素子１３１へと高周波信号を伝達する。また、共通配線１５３から分岐した配線１５２は、はんだバンプ１８２を介して誘電体基板１４０Ｄから誘電体基板１４０Ｃに形成された放射素子１３２へと高周波信号を伝達する。
　なお、図５９における誘電体基板１４０Ａ、および、図６０における誘電体基板１４０Ｃは、たとえば通信装置の筐体である。
　図６１の変形例６のアンテナモジュール１１００Ｅにおいては、放射素子を含むサブアレイ１１３０－１，１１３０－２の部分がそれぞれ誘電体基板１１４０Ａ－１，１１４０Ａ－２に形成されており、接地電極ＧＮＤが誘電体基板１１４０Ｂに形成されている。誘電体基板１１４０Ａ－１，１１４０Ａ－２は、図示しないはんだバンプによって接続されており、当該はんだバンプを介して、誘電体基板１１４０Ｂからサブアレイ１１３０－１，１１３０－２に含まれる各放射素子へと高周波信号が伝達される。
　図６１に示されるように、誘電体基板１１４０Ａ－１，１１４０Ａ－２は、サブアレイの放射素子を含むことができる程度の大きさであり、すなわち、アンテナモジュール１１００Ｅを平面視したときの誘電体基板１１４０Ａ－１，１１４０Ａ－２の大きさ（面積）は、誘電体基板１１４０Ｂよりも小さい。このように、放射素子が形成される誘電体基板の大きさは、接地電極が形成される誘電体基板よりも小さくてもよい。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　通信装置、１００，１００Ａ～１００Ｈ，１００Ｈ１，１００Ｈ２，１００Ｊ，１００Ｋ，１００＃，１１００，１１００Ａ～１１００Ｅ，１１００＃，２１００，２１００Ａ～２１００Ｆ，３１００，３１００Ａ～３１００Ｄ　アンテナモジュール、１１０，１１１０，２１１０　ＲＦＩＣ、１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄ，１１７　スイッチ、１１２ＡＲ～１１２ＤＲ　ローノイズアンプ、１１２ＡＴ～１１２ＤＴ　パワーアンプ、１１４Ａ～１１４Ｄ　減衰器、１１５Ａ～１１５Ｄ　移相器、１１６　信号合成／分波器、１１８　ミキサ、１１９　増幅回路、１２０　アンテナ装置、１３０，１３０Ａ～１３０Ｆ，１３０Ｈ，１３０Ｈ１～１３０Ｈ４，１３０Ｈ１１～１３０Ｈ１４，１３０Ｈ２１～１３０Ｈ２４，１１３０，１１３０Ａ～１１３０Ｄ，１１３０＃，３１３０，３１３０Ａ～３１３０Ｄ　サブアレイ、１３１，１３１Ａ～１３１Ｈ，１３１Ｈ１～１３１Ｈ４，１３１Ｈ２１～１３１Ｈ２４，１３１＃，１３２，１３２Ａ～１３２Ｈ，１３２Ｈ１～１３２Ｈ４，１３２Ｈ２１～１３２Ｈ２４，１３２＃，１１３１，１１３１Ａ～１１３１Ｄ，１１３１＃，１１３２，１１３２Ａ～１１３２Ｄ，１１３２＃，２１３０，２１３０Ａ～２１３０Ｆ，３１３１，３１３１Ａ，３１３２，３１３２Ａ　放射素子、１３１＃１，１３１Ｆ１，１３１Ｇ１，１３２＃１，１３２Ｆ１，１３２Ｇ１，３１３１Ｂ１～３１３１Ｄ１，３１３２Ｂ１～３１３２Ｄ１　給電素子、１３１＃２，１３１Ｆ２，１３１Ｇ２，１３２＃２，１３２Ｆ２，１３２Ｇ２，３１３１Ｂ２～３１３１Ｄ２，３１３２Ｂ２～３１３２Ｄ２　無給電素子、１４０，１４０Ａ～１４０Ｄ，１１４０，１１４０Ａ，１１４０Ｂ，２１４０，３１４０　誘電体基板、１４１，２１４１　表面、１４２，２１４２　裏面、１５０，１５５，１１５０，２１５０，２１５０Ｃ，２１５０Ｄ，２１５０Ｅ　給電配線、１５１，１５２，１５６，１５７　配線、１５３，１５８　共通配線、１６０，１８０～１８２，２１６０　はんだバンプ、１７１，１７２，２１７０Ｄ，３１７１Ａ，３１７２Ａ，ＳＴ１１，ＳＴ１２，ＳＴ２１，ＳＴ２２　スタブ、２００　ＢＢＩＣ、１４０１，１４０２　誘電体、ＢＰ，ＢＰ１，ＢＰ２　分岐点、ＣＰ１～ＣＰ４　中心、ＧＮＤ　接地電極、ＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ１１～ＳＰ１４，ＳＰ２１，ＳＰ２２　給電点、Ｖ１，Ｖ２　ビア。

Claims (15)

  1. 　第１偏波方向の電波を放射する第１放射素子と、
    　前記第１放射素子に隣接して配置され、前記第１偏波方向の電波を放射する第２放射素子と、
    　前記第１放射素子および前記第２放射素子に共通の高周波信号を供給する第１給電配線とを備え、
    　前記第１給電配線は、第１共通配線と、前記第１共通配線から分岐した第１配線および第２配線とを含み、
    　前記第１配線および前記第２配線は、前記第１放射素子および前記第２放射素子にそれぞれ結合されており、
    　前記第１給電配線の分岐点から前記第１放射素子および前記第２放射素子を見たときに、前記第１放射素子のインピーダンスの周波数特性は、前記第２放射素子のインピーダンスの周波数特性と異なっており、
    　各放射素子において反射損失が所定以下となる周波数帯域を動作可能帯域幅と規定した場合に、前記第１放射素子の動作可能帯域幅と前記第２放射素子の動作可能帯域幅とは部分的に重複している、アンテナモジュール。
  2. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子の各々は、平板形状を有するパッチアンテナであり、
    　前記第１放射素子のサイズは、前記第２放射素子のサイズよりも大きい、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  3. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子は略正方形状を有しており、
    　前記第１放射素子の法線方向から平面視した場合に、前記第１放射素子と前記第２放射素子との間の距離は、前記第２放射素子の一辺の長さの１／１２以上である、請求項２に記載のアンテナモジュール。
  4. 　前記第１放射素子の法線方向から平面視した場合に、前記第１放射素子と前記第２放射素子との間の中心間距離は、前記第１放射素子から放射される電波の波長の１／２以下である、請求項２または３に記載のアンテナモジュール。
  5. 　前記第１配線の長さと前記第２配線の長さは異なっている、請求項１～４のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  6. 　前記第１配線に接続された第１スタブと、
    　前記第２配線に接続され、前記第１スタブと長さが異なる第２スタブとをさらに備える、請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  7. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子が形成される誘電体基板と、
    　前記誘電体基板において、前記第１放射素子および前記第２放射素子に対向して配置される接地電極とをさらに備え、
    　前記第１放射素子と前記接地電極との間の領域の実効誘電率は、前記第２放射素子と前記接地電極との間の領域の実効誘電率と異なる、請求項１～６のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  8. 　前記第１配線は、前記第１放射素子の第１給電点に接続され、
    　前記第２配線は、前記第２放射素子の第２給電点に接続され、
    　前記第１放射素子の中心から前記第１給電点までの距離は、前記第２放射素子の中心から前記第２給電点までの距離とは異なっている、請求項１～７のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  9. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子は、前記第１偏波方向とは異なる第２偏波方向にも電波を放射可能に構成される、請求項１～８のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  10. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子の各々は、異なる２つの周波数帯域の電波を放射可能に構成される、請求項１～９のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  11. 　前記第１放射素子および前記第２放射素子の各々は、平板形状を有するパッチアンテナであり、
    　前記アンテナモジュールは、前記第１放射素子および前記第２放射素子に対向して配置される接地電極をさらに備え、
    　前記第１放射素子は、
    　　第１素子と、
    　　前記第１素子と前記接地電極との間に配置され、前記第１素子よりもサイズが大きい第２素子とを含み、
    　前記第２放射素子は、
    　　第３素子と、
    　　前記第３素子と前記接地電極との間に配置され、前記第３素子よりもサイズが大きい第４素子とを含み、
    　前記第１配線は、前記第２素子を貫通して前記第１素子に接続され、
    　前記第２配線は、前記第４素子を貫通して前記第３素子に接続される、請求項１に記載のアンテナモジュール。
  12. 　前記第１偏波方向の電波を放射する第３放射素子および第４放射素子と、
    　前記第３放射素子および前記第４放射素子に共通の高周波信号を供給する第２給電配線とをさらに備え、
    　前記第２給電配線は、第２共通配線と、前記第２共通配線から分岐した第３配線および第４配線とを含み、
    　前記第３配線および前記第４配線は、前記第３放射素子および前記第４放射素子にそれぞれ結合されており、
    　前記第２給電配線の分岐点から前記第３放射素子および前記第４放射素子を見たときに、前記第３放射素子のインピーダンスの周波数特性は、前記第４放射素子のインピーダンスの周波数特性と異なっており、
    　前記第３放射素子の動作可能帯域幅と前記第４放射素子の動作可能帯域幅は部分的に重複しており、
    　前記第１放射素子および前記第２放射素子は第１サブアレイを形成し、
    　前記第３放射素子および前記第４放射素子は第２サブアレイを形成し、
    　前記第１サブアレイは、前記第２サブアレイと隣接して配置される、請求項１～１１のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  13. 　前記第１サブアレイの動作可能帯域幅と前記第２サブアレイの動作可能帯域幅とは異なっており、
    　前記アンテナモジュールは、
    　前記第２サブアレイと共通の構成を有する第３サブアレイと、
    　前記第１サブアレイと共通の構成を有する第４サブアレイとをさらに備え、
    　前記第１～第４サブアレイは、第１方向に、前記第１サブアレイ、前記第２サブアレイ、前記第３サブアレイ、前記第４サブアレイの順に配置されており、
    　前記第１サブアレイおよび前記第４サブアレイにおいては、前記第１放射素子および前記第２放射素子は第２方向に隣接して配置されており、
    　前記第２サブアレイおよび前記第３サブアレイにおいては、前記第３放射素子および前記第４放射素子は前記第２方向に隣接して配置されており、
    　前記第１方向と前記第２方向とのなす角は、０°より大きく９０°よりも小さい、請求項１２に記載のアンテナモジュール。
  14. 　各放射素子に高周波信号を供給する給電回路をさらに備える、請求項１～１３のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  15. 　請求項１～１４のいずれか１項に記載のアンテナモジュールを搭載した、通信装置。
PCT/JP2020/039808 2019-12-26 2020-10-23 アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置 WO2021131283A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/847,239 US20220328971A1 (en) 2019-12-26 2022-06-23 Antenna module and communication device equipped with the same

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019236701 2019-12-26
JP2019-236701 2019-12-26

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US17/847,239 Continuation US20220328971A1 (en) 2019-12-26 2022-06-23 Antenna module and communication device equipped with the same

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021131283A1 true WO2021131283A1 (ja) 2021-07-01

Family

ID=76574229

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/039808 WO2021131283A1 (ja) 2019-12-26 2020-10-23 アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20220328971A1 (ja)
WO (1) WO2021131283A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023032581A1 (ja) * 2021-08-31 2023-03-09 株式会社村田製作所 アンテナモジュール、およびそれを搭載した通信装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS601014A (ja) * 1983-06-20 1985-01-07 Nissan Motor Co Ltd 車両用空調装置
JP2003198230A (ja) * 2001-12-28 2003-07-11 Ntn Corp 誘電性樹脂統合アンテナ
JP2004112397A (ja) * 2002-09-19 2004-04-08 Yokohama Tlo Co Ltd 多周波共用アンテナ、及びマルチバンド送受信機
JP2018056937A (ja) * 2016-09-30 2018-04-05 沖電気工業株式会社 パッチアンテナ組立体およびパッチアンテナ
WO2019188471A1 (ja) * 2018-03-30 2019-10-03 株式会社村田製作所 アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4356492A (en) * 1981-01-26 1982-10-26 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Multi-band single-feed microstrip antenna system
JP7077587B2 (ja) * 2017-11-17 2022-05-31 Tdk株式会社 デュアルバンドパッチアンテナ

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS601014A (ja) * 1983-06-20 1985-01-07 Nissan Motor Co Ltd 車両用空調装置
JP2003198230A (ja) * 2001-12-28 2003-07-11 Ntn Corp 誘電性樹脂統合アンテナ
JP2004112397A (ja) * 2002-09-19 2004-04-08 Yokohama Tlo Co Ltd 多周波共用アンテナ、及びマルチバンド送受信機
JP2018056937A (ja) * 2016-09-30 2018-04-05 沖電気工業株式会社 パッチアンテナ組立体およびパッチアンテナ
WO2019188471A1 (ja) * 2018-03-30 2019-10-03 株式会社村田製作所 アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023032581A1 (ja) * 2021-08-31 2023-03-09 株式会社村田製作所 アンテナモジュール、およびそれを搭載した通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20220328971A1 (en) 2022-10-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6930591B2 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
WO2020261806A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
JP6881675B2 (ja) アンテナモジュール
JP6747624B2 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2020241271A1 (ja) サブアレイアンテナ、アレイアンテナ、アンテナモジュール、および通信装置
WO2020145392A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
US11936125B2 (en) Antenna module and communication device equipped with the same
WO2021131284A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
JP7375936B2 (ja) アンテナモジュール、接続部材、およびそれを搭載した通信装置
WO2022185917A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2020066604A1 (ja) アンテナモジュール、通信装置およびアレイアンテナ
WO2022130877A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2021131283A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
JP6798656B1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2021039102A1 (ja) アンテナ装置、アンテナモジュールおよび通信装置
WO2021039075A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置、ならびに回路基板
JP6760553B1 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
JP6973663B2 (ja) アンテナモジュールおよび通信装置
WO2021131285A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
WO2022038868A1 (ja) 通信装置
WO2023090182A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2023047801A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載する通信装置
WO2024004283A1 (ja) アンテナモジュールおよびそれを搭載した通信装置
WO2023032581A1 (ja) アンテナモジュール、およびそれを搭載した通信装置
WO2023214473A1 (ja) 伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20906939

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 20906939

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP