WO2023214473A1 - 伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置 - Google Patents

伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置 Download PDF

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WO2023214473A1
WO2023214473A1 PCT/JP2023/001125 JP2023001125W WO2023214473A1 WO 2023214473 A1 WO2023214473 A1 WO 2023214473A1 JP 2023001125 W JP2023001125 W JP 2023001125W WO 2023214473 A1 WO2023214473 A1 WO 2023214473A1
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WO
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line
electrode
ground electrode
resonant
power supply
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PCT/JP2023/001125
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English (en)
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Inventor
良樹 山田
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/52—Means for reducing coupling between antennas; Means for reducing coupling between an antenna and another structure
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/35—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using two or more simultaneously fed points

Definitions

  • the present disclosure relates to a transmission line, an antenna module and a communication device including the same, and more particularly relates to a configuration of a transmission line that reduces signals in a specific frequency band.
  • JP 2019-92130 A discloses a dual-band type patch antenna in which two radiation conductors with different frequency bands are arranged on a substrate.
  • an open stub with one end open is connected to the feeding conductor connected to each radiation conductor, and the open stub allows the frequency of the other party to be Band signals are blocked. This facilitates adjustment of the resonant frequency or impedance of each radiation conductor.
  • the open stub in the patch antenna disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 2019-92130 extends in a direction perpendicular to the extending direction of the feeding conductor when viewed from the normal direction of each radiation conductor. It is arranged so that In such a configuration, it is possible to ensure isolation between the patch antennas by ensuring the amount of attenuation for the signal in the frequency band to be attenuated, but on the other hand, if the amount of attenuation is large, it is possible to The target frequency band may also be affected. Furthermore, since a relatively large area on the substrate is required for arranging the stub, this may become a factor that hinders miniaturization of the patch antenna.
  • the present disclosure has been made in order to solve such problems, and the purpose is to suppress deterioration of passing characteristics by suppressing excessive attenuation characteristics, which can be realized with a small layout area.
  • the goal is to provide transmission lines.
  • the transmission line according to the first aspect of the present disclosure relates to a transmission line for transmitting high frequency signals.
  • the transmission line includes a ground electrode, a first line, and a second line.
  • the first line is arranged to face the ground electrode, and forms a microstrip line together with the ground electrode.
  • the second line faces the first line and is arranged along the first line.
  • the second line constitutes a resonator for the first line.
  • the first line is arranged between the second line and the ground electrode.
  • An antenna module includes a ground electrode, a first radiation electrode, a second radiation electrode, a first power supply wiring, and a second power supply wiring.
  • Each of the first radiation electrode and the second radiation electrode is arranged to face the ground electrode and has a flat plate shape.
  • the first power supply wiring transmits a high frequency signal to the first radiation electrode.
  • the second power supply wiring transmits a high frequency signal to the second radiation electrode.
  • the second radiation electrode is arranged between the first radiation electrode and the ground electrode. The size of the second radiation electrode is larger than the size of the first radiation electrode.
  • Each of the first power supply wiring and the second power supply wiring includes a first line and a second line.
  • the first line is arranged to face the ground electrode, and forms a microstrip line together with the ground electrode.
  • the second line faces the first line and is arranged along the first line.
  • the second line constitutes a resonator for the first line.
  • the first line is arranged between the second line and the ground electrode.
  • the second line is arranged above the first line that forms the microstrip line together with the ground electrode and along the first line.
  • FIG. 1 is a block diagram of a communication device to which an antenna module including a transmission line according to Embodiment 1 is applied.
  • FIG. FIG. 2 is a perspective view of the antenna module of FIG. 1;
  • FIG. 2 is a side transparent view of the antenna module of FIG. 1;
  • FIG. 2 is a perspective view for explaining the configurations of transmission lines in Embodiment 1 and a comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the passage characteristics in the transmission lines of the first embodiment and the comparative example for the 39 GHz frequency band.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the passage characteristics in the transmission lines of the first embodiment and the comparative example for the 28 GHz frequency band.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the influence of the distance between the main line and the resonant line on the passage characteristics.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the influence of the line width of the resonant line on the transmission characteristics.
  • It is a perspective view which shows the transmission line of a modification.
  • 7 is a diagram showing the configuration and passage characteristics of a transmission line according to a second embodiment.
  • FIG. FIG. 7 is a diagram showing the configuration and passing characteristics of a transmission line according to Embodiment 3; It is a side transparent view which shows the 1st modification of an antenna module. It is a perspective view which shows the 2nd modification of an antenna module.
  • FIG. 1 is an example of a block diagram of a communication device to which an antenna module including a transmission line configuration according to the first embodiment is applied.
  • the communication device 10 is, for example, a mobile terminal such as a mobile phone, a smartphone, or a tablet, or a personal computer with a communication function.
  • An example of the frequency band of radio waves used in the antenna module 100 according to the present embodiment is, for example, radio waves in the millimeter wave band with center frequencies of 28 GHz, 39 GHz, and 60 GHz, but radio waves in frequency bands other than the above may also be used. Applicable.
  • communication device 10 includes an antenna module 100 and a BBIC 200 that constitutes a baseband signal processing circuit.
  • the antenna module 100 includes an RFIC 110 that is an example of a power feeding circuit, an antenna device 120, and a resonant line 150.
  • the communication device 10 up-converts the signal transmitted from the BBIC 200 to the antenna module 100 into a high-frequency signal at the RFIC 110, and radiates the signal from the antenna device 120 via the resonant line 150. Further, the communication device 10 transmits the high frequency signal received by the antenna device 120 to the RFIC 110 via the resonant line 150, down-converts the signal, and processes the signal in the BBIC 200.
  • each of the plurality of radiating elements 125 includes plate-shaped radiation electrodes 121 and 122 that can radiate radio waves in different frequency bands. That is, the antenna device 120 is a so-called dual band type antenna device.
  • FIG. 1 shows an example in which the antenna device 120 is composed of a plurality of radiating elements 125 arranged in a two-dimensional array
  • the antenna device 120 has a plurality of radiating elements 125 arranged in a row. It may be a one-dimensional array arranged.
  • the antenna device 120 may be configured by a single radiating element 125.
  • the radiating element 125 is a patch antenna having a substantially square plate shape.
  • the RFIC 110 includes switches 111A to 111H, 113A to 113H, 117A, and 117B, power amplifiers 112AT to 112HT, low noise amplifiers 112AR to 112HR, attenuators 114A to 114H, phase shifters 115A to 115H, and signal synthesis/mining. It includes wave generators 116A, 116B, mixers 118A, 118B, and amplifier circuits 119A, 119B.
  • the configuration of the amplifier circuit 119A is a circuit for transmitting a high frequency signal to the radiation electrode 121.
  • the configuration of the amplifier circuit 119B is a circuit for transmitting a high frequency signal to the radiation electrode 122.
  • the switches 111A to 111H and 113A to 113H are switched to the power amplifiers 112AT to 112HT, and the switches 117A and 117B are connected to the transmitting side amplifiers of the amplifier circuits 119A and 119B.
  • the switches 111A to 111H and 113A to 113H are switched to the low noise amplifiers 112AR to 112HR, and the switches 117A and 117B are connected to the receiving side amplifiers of the amplifier circuits 119A and 119B.
  • the signal transmitted from the BBIC 200 is amplified by amplifier circuits 119A and 119B, and up-converted by mixers 118A and 118B.
  • the transmission signal which is an up-converted high-frequency signal, is divided into four waves by signal combiners/branchers 116A and 116B, passes through a resonant line 150 and a corresponding signal path, and is fed to different radiation electrodes 121 and 122, respectively. Ru.
  • the directivity of the antenna device 120 can be adjusted by individually adjusting the degree of phase shift of the phase shifters 115A to 115H arranged in each signal path. Further, attenuators 114A to 114H adjust the strength of the transmitted signal.
  • the received signal which is a high frequency signal received by each radiation electrode 121, 122, is transmitted to the RFIC 110 via the resonant line 150, and multiplexed at the signal combiner/brancher 116A, 116B via different signal paths. be done.
  • the multiplexed received signal is down-converted by mixers 118A and 118B, further amplified by amplifier circuits 119A and 119B, and transmitted to BBIC 200.
  • the resonant line 150 includes resonant lines 150A to 150H.
  • Resonant lines 150A to 150H are connected to switches 111A to 111H in RFIC 110, respectively.
  • Each of the resonant lines 150A to 150H constitutes a resonator together with a corresponding transmission path, and functions as a bandstop filter that attenuates signals in a specific frequency band.
  • the high frequency signal output from the RFIC 110 passes through the resonant lines 150A to 150H and is supplied to the corresponding radiation electrodes 121 and 122.
  • the resonant lines 150A to 150D provided in the transmission path of the radiation electrode 121 attenuate signals in the frequency band of radio waves radiated from the radiation electrode 122.
  • the resonant lines 150E to 150H provided in the transmission path of the radiation electrode 122 attenuate signals in the frequency band of radio waves radiated from the radiation electrode 121. Therefore, by arranging the resonant lines 150A to 150H, the isolation between the radiation electrodes 121 and 122 can be improved. Further, regarding the resonant lines 150A to 150D, the signal quality can be improved by attenuating signals in the harmonic band of radio waves radiated from the radiation electrode 121.
  • the resonant line 150 is formed inside the antenna device 120, as described later.
  • FIG. 2 is a perspective view of the antenna module 100.
  • FIG. 3 is a side perspective view of the antenna module 100.
  • the antenna module 100 has a single radiating element 125 (radiating electrodes 121, 122) will be explained as an example, but as explained in FIG. It may be an array antenna in which elements are arranged one-dimensionally or two-dimensionally.
  • antenna module 100 includes, in addition to radiating element 125 and RFIC 110, dielectric substrate 130, feed lines 141 and 142, and ground electrode GND. Note that in FIG. 2, the dielectric substrate 130 and the RFIC 110 are omitted for ease of explanation.
  • the normal direction of the dielectric substrate 130 (radiation direction of radio waves) is defined as the Z-axis direction, and planes perpendicular to the Z-axis direction are defined as the X-axis and the Y-axis.
  • the positive direction of the Z axis in each figure may be referred to as the upper side, and the negative direction may be referred to as the lower side.
  • the dielectric substrate 130 is, for example, a low temperature co-fired ceramics (LTCC) multilayer substrate, a multilayer resin substrate formed by laminating a plurality of resin layers made of resin such as epoxy or polyimide, or the like.
  • LCP liquid crystal polymer
  • the dielectric substrate 130 does not necessarily have a multilayer structure, and may be a single layer substrate.
  • the dielectric substrate 130 has a substantially rectangular parallelepiped shape, and the radiation electrode 121 is arranged on its top surface 131 (the surface in the positive direction of the Z-axis) or on an internal dielectric layer near the top surface 131.
  • the radiation electrode 121 may be placed so as to be exposed on the surface of the dielectric substrate 130, or may be placed on a dielectric layer inside the dielectric substrate 130 as shown in FIG.
  • a radiation electrode 122 is disposed in the dielectric layer on the lower surface 132 side of the radiation electrode 121, facing the radiation electrode 121. Further, a ground electrode GND is arranged across the entire surface of the dielectric layer near the lower surface 132 of the dielectric substrate 130, facing the radiation electrodes 121 and 122. When viewed in plan from the normal direction (Z-axis direction) of the dielectric substrate 130, the radiation electrodes 121, 122 and the ground electrode GND overlap. That is, the radiation electrode 122 is arranged between the radiation electrode 121 and the ground electrode GND.
  • Each of the radiation electrodes 121 and 122 is a flat plate-shaped electrode having a rectangular shape.
  • the size of the radiation electrode 121 is smaller than the size of the radiation electrode 122, and the resonance frequency of the radiation electrode 121 is higher than the resonance frequency of the radiation electrode 122. Therefore, the frequency band of the radio waves radiated from the radiation electrode 121 is higher than the frequency band of the radio waves radiated from the radiation electrode 122.
  • the antenna module 100 is a dual-band type antenna module having a stacked structure and capable of radiating radio waves in two different frequency bands.
  • the frequencies of the radio waves radiated from the radiation electrodes 121 and 122 are 39 GHz and 28 GHz, respectively.
  • the RFIC 110 is mounted on the lower surface 132 of the dielectric substrate 130 via solder bumps 160. Note that the RFIC 110 may be connected to the dielectric substrate 130 using a multipolar connector instead of soldering.
  • a high frequency signal is supplied from the RFIC 110 to the radiation electrodes 121 and 122 via power supply wiring 141 and 142, respectively.
  • the power supply wiring 141 extends from the RFIC 110 through the ground electrode GND and the radiation electrode 122, and is connected to the power supply point SP1 of the radiation electrode 121.
  • the power supply wiring 142 passes through the ground electrode GND from the RFIC 110 and is connected to the power supply point SP2 of the radiation electrode 122.
  • the feeding point SP1 is offset from the center of the radiation electrode 121 in the positive direction of the X-axis
  • the feeding point SP2 is offset from the center of the radiation electrode 122 in the negative direction of the X-axis.
  • the power supply wiring 141 includes vias 1411 and 1413 and a band-shaped flat plate electrode 1412.
  • the via 1413 passes through the ground electrode GND from the solder bump 160 connecting the RFIC 110, and is connected to one end of a flat plate electrode 1412 arranged on the dielectric layer on the upper surface 131 side of the ground electrode GND.
  • the flat electrode 1412 extends to a position below the feeding point SP1 of the radiation electrode 121.
  • Via 1411 is connected to the other end of flat plate electrode 1412 and feeding point SP1 of radiation electrode 121.
  • a resonant line 1501 is arranged in the via 1411.
  • the resonant line 1501 is a band-shaped flat plate electrode, and one end is connected to the via 1411.
  • the other end of the resonant line 1501 is an open end.
  • the resonant line 1501 extends above the flat plate electrode 1412 of the power supply wiring 141 and along the flat plate electrode 1412. In other words, the plate electrode 1412 is arranged between the resonant line 1501 and the ground electrode GND.
  • the length of the resonant line 1501 is set to approximately ⁇ g2 /4, where ⁇ g2 is the wavelength of the radio wave emitted from the radiation electrode 122 within the dielectric substrate 130 .
  • the length of the resonant line 1501 is set to 1/2 of the length of one side of the square radiation electrode 122.
  • the resonant line 1501 is coupled to the flat plate electrode 1412 at the open end, and signals having the same frequency component as the resonant frequency of the resonant line 1501 in the high frequency signal flowing through the flat plate electrode 1412 are canceled out and removed. That is, the resonator constituted by the resonant line 1501 and the flat plate electrode 1412 functions as a bandstop filter that attenuates the signal at the frequency of the radio wave radiated from the radiation electrode 122.
  • the power supply wiring 142 includes vias 1421 and 1423 and a band-shaped flat plate electrode 1422.
  • the via 1423 passes through the ground electrode GND from the solder bump 160 connecting the RFIC 110, and is connected to one end of a flat plate electrode 1422 arranged on the dielectric layer on the upper surface 131 side than the ground electrode GND.
  • the flat plate electrode 1422 extends to a position below the feeding point SP2 of the radiation electrode 122.
  • the via 1421 is connected to the other end of the flat plate electrode 1422 and the feeding point SP2 of the radiation electrode 122.
  • a resonant line 1502 is arranged in the via 1421.
  • the resonant line 1502 is a strip-shaped flat plate electrode, and one end is connected to the via 1421.
  • the other end of the resonant line 1502 is an open end.
  • the resonant line 1502 extends above the flat plate electrode 1422 of the power supply wiring 142 and along the flat plate electrode 1422. In other words, the plate electrode 1422 is arranged between the resonant line 1502 and the ground electrode GND.
  • the length of the resonant line 1502 is set to approximately ⁇ g1 /4, where ⁇ g1 is the wavelength of the radio wave emitted from the radiation electrode 121 within the dielectric substrate 130 .
  • the length of the resonant line 1502 is set to 1/2 the length of one side of the square radiation electrode 121.
  • the resonant line 1502 is coupled to the flat plate electrode 1422 at the open end, and signals having the same frequency component as the resonant frequency of the resonant line 1502 in the high frequency signal flowing through the flat plate electrode 1422 are canceled out and removed. That is, the resonator formed by the resonant line 1502 and the flat plate electrode 1422 functions as a bandstop filter that attenuates the signal at the frequency of the radio wave radiated from the radiation electrode 121.
  • FIG. 4 is a perspective view for explaining the configuration of the transmission line 300 corresponding to the power supply lines 141 and 142 shown in FIG. 2 and the transmission line 300X of the comparative example.
  • Transmission line 300 includes a main line 310 spaced apart from ground electrode GND, a resonant line 320, and via 330.
  • the resonant line 320 is arranged above the main line 310 and along the main line 310.
  • Via 330 connects one end of resonant line 320 and main line 310.
  • Main line 310 corresponds to flat plate electrodes 1412 and 1422 in FIG.
  • Resonant line 320 corresponds to resonant lines 1501 and 1502 in FIG.
  • the via 330 corresponds to the vias 1411 and 1421 in the figure.
  • the length of the resonant line 320 is set to ⁇ /4, where ⁇ is the wavelength of the high-frequency signal of the frequency to be cut off.
  • the transmission line 300X of the comparative example includes a main line 310X arranged apart from the ground electrode GND, and an open stub configured by the line 320X and the flat electrode 330X.
  • the line 320X is arranged along the main line 310X at a position spaced apart from the main line 310X on the same plane as the main line 310X.
  • the flat electrode 330X connects one end of the line 320X and the main line 310X.
  • the length of the line 320X is also set to ⁇ /4, where ⁇ is the wavelength of the high frequency signal of the frequency to be blocked.
  • FIG. 5 is a diagram showing the simulation results of the passage characteristics when the transmission line 300 is the power supply wiring 141 of the radiation electrode 121 that emits radio waves of 39 GHz. That is, signals in the 39 GHz band (37 to 43.5 GHz) on the high band (HB) side are passed, and signals in the 28 GHz band (24.25 to 29.5 GHz) on the low band (LB) side are blocked.
  • the lengths of the resonant line 320 of the transmission line 300 and the line 320X of the transmission line 300X are set to 1/4 of the wavelength of the 28 GHz signal.
  • the left column shows the characteristics of the transmission line 300 (lines LN10, LN20/lines LN30, LN40) corresponding to the first embodiment
  • the right column shows the transmission line of the comparative example.
  • 300X characteristics lines LN11, LN21/lines LN31, LN41
  • the upper row shows the reflection loss
  • the lower row shows the transmission loss.
  • the amount of attenuation in the 28 GHz band to be attenuated is large, and attenuation occurs over a wide band.
  • the effect of attenuation also occurs in the 39 GHz band region on the HB side, which is the passband, with a return loss (line LN11) of 5 to 11 dB and a passing loss (line LN21) of 2 to 3 dB. .
  • the transmission line 300 corresponding to the first embodiment although the amount of attenuation in the 28 GHz band to be attenuated is inferior to that of the comparative example, the reflection loss is about 22 to 40 dB over the entire 39 GHz pass band. (line LN10), and the passing loss is less than 1 dB (line LN20).
  • FIG. 6 is a diagram showing the simulation results of the passage characteristics when the transmission line 300 is the power supply wiring 142 of the radiation electrode 122 that emits 28 GHz radio waves. That is, the signal in the 28 GHz band (24.25 to 29.5 GHz) on the LB side is passed, and the signal in the 39 GHz band (37 to 43.5 GHz) on the HB side is blocked.
  • the lengths of the resonant line 320 of the transmission line 300 and the line 320X of the transmission line 300X are set to 1/4 of the wavelength of the 39 GHz signal.
  • the amount of attenuation in the 39 GHz band to be attenuated is large, and attenuation occurs over a wide band.
  • the effect of attenuation also occurs in the 28 GHz band region on the LB side, which is the passband, and the return loss (line LN31) is 3 to 6 dB, and the transmission loss (line LN41) is 2 to 3 dB. .
  • the transmission line 300 corresponding to the first embodiment although the amount of attenuation in the 39 GHz band to be attenuated is inferior to that of the comparative example, the reflection loss is about 12 to 17 dB over the entire 28 GHz pass band. (Line LN30), and the passing loss is less than 1 dB (Line LN40).
  • the resonator can be configured with a small layout area, and furthermore, the influence on the passband can be reduced. It is possible to secure the amount of attenuation in the frequency band to be attenuated while suppressing the amount of attenuation. In other words, it becomes possible to attenuate the frequency band to be attenuated in a narrow band.
  • the reason for this characteristic is that the main line 310 is arranged between the resonant line 320 and the ground electrode GND, and the main line 310 functions as a shield, so that the line 320X of the comparative example and the ground electrode GND function as a shield. This is considered to be because the coupling between the resonant line 320 and the ground electrode GND becomes weaker than the coupling with GND.
  • the attenuation band can be narrowed in the transmission line configuration of the first embodiment, the absolute value of the attenuation amount is lower than that of the comparative example configuration. and is decreasing. Therefore, in situations where a large amount of attenuation is required, the configuration of the comparative example may be more preferable than the configuration of the first embodiment. Furthermore, if the interval between the two passbands is large and the attenuation effect on one passband does not significantly affect the other passband, there may be cases where the configuration of the comparative example does not cause any problems in use. Therefore, which configuration to adopt, the transmission line of Embodiment 1 or the transmission line of the comparative example, is determined based on specifications such as the frequency bands of the signals to be passed and attenuated, and the required attenuation level. Selected appropriately.
  • FIG. 7 The influence of the distance between the main line 310 and the resonant line 320 on the passage characteristics will be explained using FIG. 7.
  • the upper row shows a side view of the transmission line 300 shown in FIG. 4, and the lower row shows the simulation results of passing loss when the distance H1 between the main line 310 and the resonant line 320 is changed. It is shown.
  • the transmission loss is targeted when the transmission line 300 is used as the LB side power supply wiring 142 (that is, in the case of a 28 GHz power supply wiring).
  • a solid line LN50 shows the case where the distance H1 is H11
  • a broken line LN51 shows the case where the distance H1 is H12
  • a dashed line LN52 shows the case where the distance H1 is H13. Note that among the three examples, the distance H11 is the closest, and the distance H13 is the farthest (H11 ⁇ H12 ⁇ H13).
  • the amount of attenuation in the 39 GHz band gradually increases, and the range of attenuation also expands.
  • the closer the resonant line 320 is to the main line 310 the narrower the attenuation region becomes.
  • the shielding effect of the main line 310 decreases, and the capacitive coupling between the resonant line 320 and the ground electrode GND becomes stronger.
  • the characteristic impedance of the transmission line increases, and as a result, the bandwidth of the attenuation region becomes wider and the amount of attenuation also becomes larger.
  • the amount of attenuation and bandwidth in the target frequency region are adjusted. be able to.
  • the passage loss is targeted when the transmission line 300 is used as the LB side power supply wiring 142 (that is, in the case of the 28 GHz power supply wiring), and the solid line LN60 indicates that the line width W1 of the resonant line 320 is the main one.
  • the dashed line LN61 shows the case where the line width W1 of the resonant line 320 is narrower than the main line 310 (W12), and the dashed line LN62 shows the case where the line width W1 of the resonant line 320 is narrower than the main line 310. (W13) is shown. That is, W12 ⁇ W11 ⁇ W13.
  • the line width W1 of the resonant line 320 is narrower than that of the main line 310, the shielding effect of the main line 310 will increase, and the capacitive coupling between the resonant line 320 and the ground electrode GND will become weaker. This results in an attenuation characteristic with a narrow bandwidth.
  • the line width W1 of the resonant line 320 is wider than the main line 310, the portion protruding from the main line 310 will strengthen the capacitive coupling with the ground electrode GND. This provides attenuation characteristics with a wide bandwidth.1
  • Each of the "flat plate electrodes 1412, 1422" and the “main line 310" in the first embodiment corresponds to the "first line” in the present disclosure.
  • Each of “resonant lines 1501, 1502" and “resonant line 320" in the first embodiment corresponds to a “second line” in the present disclosure.
  • Each of the “vias 1411 and 1421" in the first embodiment corresponds to a “first connection electrode” or a “first via” in the present disclosure.
  • the “via 330” in the first embodiment corresponds to the “first connection electrode” in the present disclosure.
  • “Radiation electrode 121" and “radiation electrode 122" in the first embodiment correspond to “first radiation electrode” and “second radiation electrode” in the present disclosure, respectively.
  • the “power feeding wiring 141" and the “power feeding wiring 142" in the first embodiment correspond to the “first power feeding wiring” and the “second power feeding wiring” in the present disclosure, respectively.
  • FIG. 9 is a perspective view showing a modified transmission line 300A.
  • the transmission line 300A includes a main line 310 arranged apart from the ground electrode GND and a resonant line 320A.
  • a high frequency signal is supplied to the main line 310.
  • the resonant line 320A is arranged above the main line 310 and along the main line 310. Both ends of the resonant line 320A are open ends.
  • the length of the resonant line 320A is set to ⁇ /2, where ⁇ is the wavelength of the high-frequency signal of the frequency to be blocked. Thereby, the resonant line 320A functions as a ⁇ /2 resonator whose resonant frequency is the frequency to be cut off.
  • the resonator formed by the resonant line 320A functions as a bandstop filter that attenuates the signal component of the target frequency band in the high frequency signal passing through the main line 310.
  • Embodiment 2 In Embodiment 2, a configuration will be described in which a plurality of resonant lines having slightly different line lengths are arranged with respect to a main line.
  • FIG. 10 is a diagram showing the configuration and passage characteristics of transmission line 300B according to the second embodiment.
  • the upper row shows a side view of the transmission line 300B
  • the lower row shows the simulation results of the passing loss.
  • the target is the passage loss when the transmission line 300B is used as the LB side power feed wiring 142 (that is, in the case of the power feed wiring for 28 GHz).
  • transmission line 300B includes a main line 310, resonant lines 321, 322, and vias 331, 332.
  • the resonant line 321 and the resonant line 322 each extend along the main line 310 in the same dielectric layer above the main line 310.
  • the line length of the resonant line 321 is L1
  • the line length of the resonant line 322 is L2, which is slightly longer than the resonant line 321 (L1 ⁇ L2).
  • One end of the resonant line 321 is connected to the main line 310 via a via 331, and the other end is an open end.
  • one end of the resonant line 322 is connected to the main line 310 by a via 332, and the other end is an open end.
  • the resonant line 321 and the resonant line 322 are arranged so that their open ends face each other.
  • the interval between the open ends of the resonant line 321 and the resonant line 322 is D1.
  • the resonant line 321 functions as a resonator whose resonant frequency is the frequency of the high-frequency signal whose length L1 is 1/4 wavelength.
  • the resonant line 322 functions as a resonator whose resonant frequency is the frequency of the high frequency signal whose length L2 is 1/4 wavelength.
  • each of the resonant line 321 and the resonant line 322 forms attenuation poles at two different frequencies, as shown in the lines LN70, LN71, and LN72 in the lower row of FIG.
  • the lower passage characteristic graph shows the change in the attenuation characteristic when the distance D1 between the resonant line 321 and the resonant line 322 is changed.
  • a solid line LN70 indicates the case where the interval D1 is D11
  • a broken line LN71 indicates the case where the interval D1 is D12
  • a dashed line LN72 indicates the case where the interval D1 is D13. Note that among the three examples, the interval D11 is the narrowest, and the distance D13 is the widest (D11 ⁇ D12 ⁇ D13).
  • the bandwidth and attenuation amount of the attenuation region and the degree of influence on other passbands can be adjusted as appropriate. I can do it.
  • FIG. 10 shows a configuration in which two resonant lines are arranged so that their open ends face each other, two resonant lines are arranged so that their connection ends to the main line face each other. Good too.
  • the two resonant lines may be arranged such that the open end of one resonant line and the connected end of the other resonant line face each other.
  • the number of resonant lines arranged on the main line may be three or more.
  • resonant line 321 and “resonant line 322” in Embodiment 2 correspond to the “second line” and “third line” in the present disclosure, respectively.
  • “Via 331” and “via 332” in the second embodiment correspond to "first connection electrode” and “second connection electrode” in the present disclosure, respectively.
  • Embodiment 3 In Embodiment 3, a configuration in which the line width of the resonant line changes midway in the extending direction of the resonant line will be described.
  • FIG. 11 is a diagram showing the configuration and passage characteristics of a transmission line 300C according to the third embodiment.
  • a perspective view of the transmission line 300C is shown in the upper part, and simulation results of passing loss are shown in the lower part.
  • the transmission loss is targeted when the transmission line 300C is used as the LB side power feed wiring 142 (that is, in the case of a 28 GHz power feed wiring).
  • the transmission line 300C includes a main line 310, a resonant line 320C, and a via 330.
  • the resonant line 320C includes a first region 3201 having a line width of W1 and a second region 3202 having a line width of W2 wider than W1 (W1 ⁇ W2), and has a main line 310 above the main line 310. It extends along the One end of the first region 3201 is connected to the main line 310 via a via 330. The other end of the first region 3201 is connected to one end of the second region 3202, and the other end of the second region 3202 is an open end.
  • the electric field on the open end side generally tends to be stronger than on the connected end side. Therefore, the open end side becomes relatively capacitive, and the connected end side becomes relatively inductive.
  • the capacitance value on the open end side increases, but the inductance value on the connected end side decreases, so as a result, the resonant frequency of the resonant line does not change.
  • the capacitance value on the open end side increases, but the inductance value on the connection end side does not change.
  • the resonant wave number of the resonant line becomes smaller if the line length is the same. Note that even if the line width on the connection end side is narrowed without changing the line width on the open end side, the capacitance value on the open end side will not change, but the inductance value on the connection end side will increase, so The resonant wave number of the resonant line becomes smaller.
  • the solid line LN80 is the attenuation characteristic in the case of a resonant line with a uniform line width
  • the broken line LN81 is the attenuation characteristic in the case of the resonant line 320C in the second embodiment.
  • the amount of attenuation and the attenuation bandwidth are approximately constant, but in the case of the resonant line 320C, the frequency at which the attenuation pole occurs is lowered.
  • the attenuation amount and attenuation bandwidth can be reduced by making the line width on the open end side wider than the line width on the connected end side without changing the line length.
  • the frequency at which the attenuation pole occurs can be lowered while maintaining the characteristics.
  • the line length of the resonant line can be shortened, and therefore miniaturization can be achieved with the same attenuation characteristics.
  • the line width of both open ends is the extension of the resonant line.
  • FIG. 12 is a side transparent view showing a first modified example of the antenna module.
  • the antenna module 100A in FIG. 12 has a configuration in which a dielectric substrate 130B on which a ground electrode GND is arranged and a dielectric substrate 130A on which a radiating element 125 and resonant lines 1501 and 1502 are formed are separated. Vias 1413 and 1423 in power supply lines 141 and 142 are connected by solder bumps 165 between dielectric substrates 130A and 130B.
  • the frequency band to be attenuated can be achieved with a small layout area. signals can be attenuated in a narrow band.
  • dielectric substrates 130A and 130B in the first example correspond to the “first substrate” and “second substrate” in the present disclosure, respectively.
  • FIG. 13 is a perspective view showing a second modified example of the antenna module.
  • antenna module 100B of FIG. 13 the dimension of dielectric substrate 130 in the Y-axis direction is smaller than antenna module 100 of Embodiment 1 shown in FIG.
  • the feeding point SP1 of the radiation electrode 121 is arranged at a position offset from the center of the radiation electrode 121 in the positive direction of the Y-axis
  • the feeding point SP2 of the radiation electrode 122 is arranged in a position offset from the center of the radiation electrode 122 in the positive direction of the Y-axis. It is located at a position offset in the negative direction. That is, radio waves whose polarization direction is in the Y-axis direction are radiated from the radiation electrodes 121 and 122.
  • the peripheral electrodes 180 are arranged near the ends of the ground electrode GND in the positive and negative directions of the Y axis.
  • the peripheral electrode 180 includes a plurality of flat electrodes 181 extending in the X-axis direction and stacked in the Z-axis direction, and at least one via 182 for connecting these flat electrodes 181 and the ground electrode GND. include.
  • the flat plate electrodes 1412, 1422 of the feeder lines 141, 142 are arranged to extend in the X-axis direction, and accordingly, the resonance lines 1501, 1502 are also arranged to extend in the X-axis direction. Placed. That is, the resonant lines 1501 and 1502 extend from the vias 1411 and 1421 in a direction that does not approach the peripheral electrode 180. With such a configuration, the influence on the resonant frequency of the resonant lines 1501 and 1502 can be suppressed.
  • a transmission line relates to a transmission line for transmitting a high frequency signal.
  • the transmission line includes a ground electrode, a first line, and a second line.
  • the first line is arranged to face the ground electrode, and forms a microstrip line together with the ground electrode.
  • the second line faces the first line and is arranged along the first line.
  • the second line constitutes a resonator for the first line.
  • the first line is arranged between the second line and the ground electrode.
  • the transmission line according to any one of Items 1 to 5 further includes a first connection electrode for connecting the first end of the second line and the first line.
  • the second end of the second line is an open end. If the wavelength of the high frequency signal to be blocked in the first line is ⁇ , then the length of the second line is set to ⁇ /4.
  • the second line includes a first region including the first end of the second line and a second region including the second end of the second line.
  • the line width in the second area is larger than the line width in the first area.
  • the transmission line described in Paragraph 6 includes a third line facing the first line and arranged along the first line, and a first end of the third line connecting the first line. It further includes a second connection electrode for. When viewed in plan from the normal direction of the ground electrode, the second line and the third line do not overlap. The second end of the third line is an open end.
  • the third line constitutes a resonator for the first line. When the wavelength of the high frequency signal to be blocked in the first line is ⁇ , the length of the third line is set to ⁇ /4.
  • both ends of the second line are open ends. If the wavelength of the high-frequency signal to be blocked in the first line is ⁇ , then the length of the second line in the figure is set to the length of ⁇ /2.
  • the transmission line according to any one of Items 1 to 9 includes a first substrate on which a first line and a second line are arranged, and a second substrate on which a ground electrode is arranged. Furthermore, it is equipped with.
  • An antenna module includes a ground electrode, a first radiation electrode, a second radiation electrode, a first power supply wiring, and a second power supply wiring.
  • Each of the first radiation electrode and the second radiation electrode is arranged to face the ground electrode and has a flat plate shape.
  • the first power supply wiring transmits a high frequency signal to the first radiation electrode.
  • the second feed distribution transmits a high frequency signal to the second radiation electrode.
  • the second radiation electrode is arranged between the first radiation electrode and the ground electrode. The size of the second radiation electrode is larger than the size of the first radiation electrode.
  • Each of the first power supply wiring and the second power supply wiring includes a first line and a second line.
  • the first line is arranged to face the ground electrode, and forms a microstrip line together with the ground electrode.
  • the second line faces the first line and is arranged along the first line.
  • the second line constitutes a resonator for the first line.
  • the first line is arranged between the second line and the ground electrode.
  • each of the first feed wiring and the second feed wiring further includes a first via connecting the corresponding radiation electrode and the first line.
  • the first end of the second line is connected to the first via, and the second end of the second line is an open end. If the wavelength of the radio wave emitted from the first radiation electrode is ⁇ 1 , and the wavelength of the radio wave emitted from the second radiation electrode is ⁇ 2 , then the length of the second line of the first power supply wiring is ⁇ 2 /4.
  • the second line of the second power supply wiring is set to have a length of ⁇ 1 /4.
  • the antenna module according to Item 12 further includes a peripheral electrode that is electrically connected to the ground electrode and extends in a first direction from the ground electrode toward the first radiation electrode.
  • the first line and the second line extend from the first via in a direction that does not approach the peripheral electrode.
  • the antenna module according to any one of Items 11 to 13 further includes a feeding circuit configured to supply a high frequency signal to the first radiation electrode and the second radiation electrode.
  • a communication device is equipped with the antenna module according to any one of Items 11 to 14.

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Abstract

伝送線路（３００）は、接地電極（ＧＮＤ）と、第１線路（３１０）と、第２線路（３２０）とを備え、高周波信号を伝達する。第１線路（３１０）は、接地電極（ＧＮＤ）に対向して配置され、接地電極（ＧＮＤ）とともにマイクロストリップ線路を構成する。第２線路（３２０）は、第１線路（３１０）に対向し、第１線路（３１０）に沿って配置されている。第２線路（３２０）は、第１線路（３１０）に対する共振器を構成する。第１線路（３１０）は、第２線路（３２０）と接地電極（ＧＮＤ）との間に配置される。

Description

伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置
　本開示は、伝送線路、ならびに、それを含むアンテナモジュールおよび通信装置に関し、より特定的には、特定の周波数帯域の信号を低減する伝送線路の構成に関する。
　特開２０１９－９２１３０号公報（特許文献１）には、基板上に周波数帯域の異なる２つの放射導体が配置された、デュアルバンドタイプのパッチアンテナが開示されている。特開２０１９－９２１３０号公報（特許文献１）のパッチアンテナにおいては、各放射導体に接続される給電導体について、一端が開放されたオープンスタブが接続されており、当該オープンスタブによって相手側の周波数帯域の信号が遮断される。これによって、個々の放射導体についての共振周波数あるいはインピーダンスの調整が容易となる。
特開２０１９－９２１３０号公報
　特開２０１９－９２１３０号公報（特許文献１）に開示されるパッチアンテナにおけるオープンスタブは、各放射導体の法線方向から平面視した場合に、給電導体の延伸方向に対して直角方向に延在するように配置されている。このような構成の場合、減衰対象の周波数帯域の信号についての減衰量を確保してパッチアンテナ間のアイソレーションを確保することが可能であるが、その一方で、減衰量が大きい場合には通過対象の周波数帯域についても影響が及ぶ場合がある。また、スタブを配置するための基板上の面積が比較的広く必要となるため、パッチアンテナの小型化を阻害する要因にもなり得る。
　本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、少ない配置面積で実現可能であり、かつ、過剰な減衰特性を抑制して通過特性の悪化を抑制した伝送線路を提供することである。
　本開示の第１の局面に係る伝送線路は、高周波信号を伝達するための伝送線路に関する。伝送線路は、接地電極と、第１線路と、第２線路とを備える。第１線路は、接地電極に対向して配置され、接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する。第２線路は、第１線路に対向し、第１線路に沿って配置されている。第２線路は、第１線路に対する共振器を構成する。第１線路は、第２線路と接地電極との間に配置される。
　本開示の第２の局面に係るアンテナモジュールは、接地電極と、第１放射電極および第２放射電極と、第１給電配線および第２給電配線とを備える。第１放射電極および第２放射電極の各々は、接地電極に対向して配置され、平板形状を有する。第１給電配線は、第１放射電極に高周波信号を伝達する。第２給電配線は、第２放射電極に高周波信号を伝達する。第２放射電極は、第１放射電極と接地電極との間に配置される。第２放射電極のサイズは、第１放射電極のサイズよりも大きい。第１給電配線および第２給電配線の各々は、第１線路および第２線路を含む。第１線路は、接地電極に対向して配置され、接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する。第２線路は、第１線路に対向し、第１線路に沿って配置される。第２線路は、第１線路に対する共振器を構成する。第１線路は、第２線路と接地電極との間に配置される。
　本開示に従う伝送線路によれば、接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する第１線路の上方に、当該第１線路に沿って第２線路が配置されている。このような構成によって、少ない配置面積で構成することができ、かつ、過剰な減衰特性を抑制して通過特性の悪化を抑制することができる。
実施の形態１に従う伝送線路を含むアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 図１のアンテナモジュールの斜視図である。 図１のアンテナモジュールの側面透過図である。 実施の形態１および比較例の伝送線路の構成を説明するための斜視図である。 ３９ＧＨｚの周波数帯域用の実施の形態１および比較例の伝送線路における通過特性を説明するための図である。 ２８ＧＨｚの周波数帯域用の実施の形態１および比較例の伝送線路における通過特性を説明するための図である。 メイン線路と共振線路との間の距離の通過特性への影響を説明するための図である。 共振線路の線路幅の通過特性への影響を説明するための図である。 変形例の伝送線路を示す斜視図である。 実施の形態２に従う伝送線路の構成および通過特性を示す図である。 実施の形態３に従う伝送線路の構成および通過特性を示す図である。 アンテナモジュールの第１変形例を示す側面透過図である。 アンテナモジュールの第２変形例を示す斜視図である。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
　［実施の形態１］
　（通信装置の基本構成）
　図１は、実施の形態１に従う伝送線路の構成を含むアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図の一例である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。本実施の形態に係るアンテナモジュール１００に用いられる電波の周波数帯域の一例は、たとえば２８ＧＨｚ、３９ＧＨｚおよび６０ＧＨｚなどを中心周波数とするミリ波帯の電波であるが、上記以外の周波数帯域の電波についても適用可能である。
　図１を参照して、通信装置１０は、アンテナモジュール１００と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ２００とを備える。アンテナモジュール１００は、給電回路の一例であるＲＦＩＣ１１０と、アンテナ装置１２０と、共振線路１５０とを備える。通信装置１０は、ＢＢＩＣ２００からアンテナモジュール１００へ伝達された信号を、ＲＦＩＣ１１０にて高周波信号にアップコンバートし、共振線路１５０を介してアンテナ装置１２０から放射する。また、通信装置１０は、アンテナ装置１２０で受信した高周波信号を共振線路１５０を介してＲＦＩＣ１１０へ送信し、ダウンコンバートしてＢＢＩＣ２００にて信号を処理する。
　図１では、説明を容易にするために、アンテナ装置１２０を構成する複数の放射素子１２５のうち、４つの放射素子１２５に対応する構成のみが示されており、同様の構成を有する他の放射素子１２５に対応する構成については省略されている。複数の放射素子１２５の各々は、互いに異なる周波数帯域の電波を放射可能な、平板形状の放射電極１２１，１２２を含む。すなわち、アンテナ装置１２０は、いわゆるデュアルバンドタイプのアンテナ装置である。
　なお、図１においては、アンテナ装置１２０が二次元のアレイ状に配置された複数の放射素子１２５で構成される例が示されているが、アンテナ装置１２０は、複数の放射素子１２５が一列に配置された一次元アレイであってもよい。あるいは、アンテナ装置１２０は、単独の放射素子１２５によって構成されていてもよい。本実施の形態１の例においては、放射素子１２５は、略正方形の平板形状を有するパッチアンテナである。
　ＲＦＩＣ１１０は、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｈ，１１３Ａ～１１３Ｈ，１１７Ａ，１１７Ｂと、パワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＨＴと、ローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＨＲと、減衰器１１４Ａ～１１４Ｈと、移相器１１５Ａ～１１５Ｈと、信号合成／分波器１１６Ａ，１１６Ｂと、ミキサ１１８Ａ，１１８Ｂと、増幅回路１１９Ａ、１１９Ｂとを備える。このうち、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｄ，１１３Ａ～１１３Ｄ，１１７Ａ、パワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＤＴ、ローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＤＲ、減衰器１１４Ａ～１１４Ｄ、移相器１１５Ａ～１１５Ｄ、信号合成／分波器１１６Ａ、ミキサ１１８Ａ、および増幅回路１１９Ａの構成が、放射電極１２１に伝達する高周波信号のための回路である。また、スイッチ１１１Ｅ～１１１Ｈ，１１３Ｅ～１１３Ｈ，１１７Ｂ、パワーアンプ１１２ＥＴ～１１２ＨＴ、ローノイズアンプ１１２ＥＲ～１１２ＨＲ、減衰器１１４Ｅ～１１４Ｈ、移相器１１５Ｅ～１１５Ｈ、信号合成／分波器１１６Ｂ、ミキサ１１８Ｂ、および増幅回路１１９Ｂの構成が、放射電極１２２に伝達する高周波信号のための回路である。
　高周波信号を送信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｈ，１１３Ａ～１１３Ｈがパワーアンプ１１２ＡＴ～１１２ＨＴ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７Ａ，１１７Ｂが増幅回路１１９Ａ，１１９Ｂの送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ１１１Ａ～１１１Ｈ，１１３Ａ～１１３Ｈがローノイズアンプ１１２ＡＲ～１１２ＨＲ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７Ａ，１１７Ｂが増幅回路１１９Ａ，１１９Ｂの受信側アンプに接続される。
　ＢＢＩＣ２００から伝達された信号は、増幅回路１１９Ａ，１１９Ｂで増幅され、ミキサ１１８Ａ，１１８Ｂでアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号である送信信号は、信号合成／分波器１１６Ａ，１１６Ｂで４分波され、共振線路１５０および対応する信号経路を通過して、それぞれ異なる放射電極１２１，１２２に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器１１５Ａ～１１５Ｈの移相度を個別に調整することにより、アンテナ装置１２０の指向性を調整することができる。また、減衰器１１４Ａ～１１４Ｈは送信信号の強度を調整する。
　各放射電極１２１，１２２で受信された高周波信号である受信信号は、共振線路１５０を経由してＲＦＩＣ１１０に伝達され、それぞれ異なる信号経路を経由して信号合成／分波器１１６Ａ，１１６Ｂにおいて合波される。合波された受信信号は、ミキサ１１８Ａ，１１８Ｂでダウンコンバートされ、さらに増幅回路１１９Ａ，１１９Ｂで増幅されてＢＢＩＣ２００へ伝達される。
　共振線路１５０は、共振線路１５０Ａ～１５０Ｈを含む。共振線路１５０Ａ～１５０Ｈは、ＲＦＩＣ１１０におけるスイッチ１１１Ａ～１１１Ｈにそれぞれ接続される。共振線路１５０Ａ～１５０Ｈの各々は、対応する伝送経路とともに共振器を構成し、特定の周波数帯域の信号を減衰させるバンドストップフィルタとして機能する。ＲＦＩＣ１１０から出力される高周波信号は、共振線路１５０Ａ～１５０Ｈを通過して、対応する放射電極１２１，１２２に供給される。
　より詳細には、放射電極１２１の伝送経路に設けられる共振線路１５０Ａ～１５０Ｄは、放射電極１２２から放射される電波の周波数帯域の信号を減衰させる。一方、放射電極１２２の伝送経路に設けられる共振線路１５０Ｅ～１５０Ｈは、放射電極１２１から放射される電波の周波数帯域の信号を減衰させる。したがって、共振線路１５０Ａ～１５０Ｈを配置することによって、放射電極１２１と放射電極１２２との間のアイソレーションを向上させることができる。また、共振線路１５０Ａ～１５０Ｄについては、放射電極１２１から放射される電波の高調波帯域の信号を減衰させることによって信号品質の向上を図ることができる。
　なお、図１においては、アンテナ装置１２０と共振線路１５０とが個別に記されているが、本開示においては、後述するように、共振線路１５０はアンテナ装置１２０の内部に形成される。
　（アンテナモジュールの構成）
　次に、図２および図３を用いて、本実施の形態１におけるアンテナモジュール１００の構成の詳細を説明する。図２はアンテナモジュール１００の斜視図である。図３はアンテナモジュール１００の側面透視図である。
　図２および図３においては、アンテナモジュール１００が、単独の放射素子１２５（放射電極１２１，１２２）を有する場合を例として説明するが、図１で説明したように、アンテナモジュール１００は複数の放射素子が一次元配列あるいは二次元配列されたアレイアンテナであってもよい。
　図２および図３を参照して、アンテナモジュール１００は、放射素子１２５およびＲＦＩＣ１１０に加えて、誘電体基板１３０と、給電配線１４１，１４２と、接地電極ＧＮＤとを含む。なお、図２においては、説明を容易にするために、誘電体基板１３０およびＲＦＩＣ１１０が省略されている。以降の説明において、誘電体基板１３０の法線方向（電波の放射方向）をＺ軸方向とし、Ｚ軸方向に垂直な面をＸ軸およびＹ軸で規定する。また、各図におけるＺ軸の正方向を上方側、負方向を下方側と称する場合がある。
　誘電体基板１３０は、たとえば、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Low　Temperature　Co-fired　Ceramics）多層基板、エポキシ、ポリイミドなどの樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、より低い誘電率を有する液晶ポリマー（Liquid　Crystal　Polymer：ＬＣＰ）から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、フッ素系樹脂から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、ＰＥＴ（Polyethylene　Terephthalate）材から構成される樹脂層を複数積層して形成された多層樹脂基板、あるいは、ＬＴＣＣ以外のセラミックス多層基板である。なお、誘電体基板１３０は必ずしも多層構造でなくてもよく、単層の基板であってもよい。
　誘電体基板１３０は略直方体の形状を有しており、その上面１３１（Ｚ軸の正方向の面）、あるいは、上面１３１に近い内部の誘電体層に放射電極１２１が配置されている。放射電極１２１は、誘電体基板１３０の表面に露出する態様で配置されてもよいし、図３のように誘電体基板１３０の内部の誘電体層に配置されてもよい。
　放射電極１２１よりも下面１３２側の誘電体層には、放射電極１２２が放射電極１２１に対向して配置されている。また、誘電体基板１３０の下面１３２に近い誘電体層の全面にわたって、放射電極１２１，１２２に対向して接地電極ＧＮＤが配置されている。誘電体基板１３０の法線方向（Ｚ軸方向）から平面視した場合に、放射電極１２１，１２２および接地電極ＧＮＤは重なっている。すなわち、放射電極１２２は、放射電極１２１と接地電極ＧＮＤとの間に配置されている。
　放射電極１２１，１２２の各々は、矩形形状を有する平板形状の電極である。放射電極１２１のサイズは放射電極１２２のサイズよりも小さく、放射電極１２１の共振周波数は放射電極１２２の共振周波数よりも高い。そのため、放射電極１２１から放射される電波の周波数帯域は、放射電極１２２から放射される電波の周波数帯域よりも高い。すなわち、アンテナモジュール１００は、互いに異なる２つの周波数帯域の電波を放射することが可能な、スタック構造を有するデュアルバンドタイプのアンテナモジュールである。なお、実施の形態１の例においては、放射電極１２１，１２２から放射される電波の周波数は、それぞれ３９ＧＨｚ用および２８ＧＨｚ用である。
　誘電体基板１３０の下面１３２には、はんだバンプ１６０を介してＲＦＩＣ１１０が実装されている。なお、ＲＦＩＣ１１０は、はんだ接続に代えて、多極コネクタを用いて誘電体基板１３０に接続されてもよい。
　放射電極１２１，１２２には、それぞれ給電配線１４１，１４２を介して、ＲＦＩＣ１１０から高周波信号が供給される。給電配線１４１は、ＲＦＩＣ１１０から接地電極ＧＮＤおよび放射電極１２２を貫通して、放射電極１２１の給電点ＳＰ１に接続される。また、給電配線１４２は、ＲＦＩＣ１１０から接地電極ＧＮＤを貫通して、放射電極１２２の給電点ＳＰ２に接続される。給電点ＳＰ１は放射電極１２１の中心からＸ軸の正方向にオフセットしており、給電点ＳＰ２は放射電極１２２の中心からＸ軸の負方向にオフセットしている。これにより、放射電極１２１，１２２の各々からは、Ｘ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　給電配線１４１は、ビア１４１１，１４１３および帯状の平板電極１４１２を含む。ビア１４１３は、ＲＦＩＣ１１０を接続するはんだバンプ１６０から接地電極ＧＮＤを貫通し、接地電極ＧＮＤよりも上面１３１側の誘電体層に配置された平板電極１４１２の一方端に接続される。平板電極１４１２は、放射電極１２１の給電点ＳＰ１の下方の位置まで延在している。ビア１４１１は、平板電極１４１２の他方端と放射電極１２１の給電点ＳＰ１とに接続される。
　ビア１４１１には、共振線路１５０１が配置されている。共振線路１５０１は帯状の平板電極であり、一方端がビア１４１１に接続されている。共振線路１５０１の他方端は開放端となっている。共振線路１５０１は、給電配線１４１の平板電極１４１２の上方に、平板電極１４１２に沿って延在している。言い換えれば、平板電極１４１２は、共振線路１５０１と接地電極ＧＮＤとの間に配置されている。
　共振線路１５０１の長さは、放射電極１２２から放射される電波の誘電体基板１３０内の波長の長さをλｇ２とすると約λｇ２／４に設定される。言い換えれば、共振線路１５０１の長さは、正方形の放射電極１２２の一辺の長さの１／２に設定される。このような構成とすることによって、共振線路１５０１およびメイン線路である平板電極１４１２によって、放射電極１２２から放射される電波の周波数を共振周波数とする共振器が形成される。そして、共振線路１５０１は、開放端において平板電極１４１２と結合し、平板電極１４１２を流れる高周波信号における、共振線路１５０１の共振周波数と同じ周波数成分の信号が相殺されて除去される。すなわち、共振線路１５０１および平板電極１４１２によって構成される共振器は、放射電極１２２から放射される電波の周波数の信号を減衰させるバンドストップフィルタとして機能する。
　同様に、給電配線１４２は、ビア１４２１，１４２３および帯状の平板電極１４２２を含む。ビア１４２３は、ＲＦＩＣ１１０を接続するはんだバンプ１６０から接地電極ＧＮＤを貫通し、接地電極ＧＮＤよりも上面１３１側の誘電体層に配置された平板電極１４２２の一方端に接続される。平板電極１４２２は、放射電極１２２の給電点ＳＰ２の下方の位置まで延在している。ビア１４２１は、平板電極１４２２の他方端と放射電極１２２の給電点ＳＰ２とに接続される。
　ビア１４２１には、共振線路１５０２が配置されている。共振線路１５０２は帯状の平板電極であり、一方端がビア１４２１に接続されている。共振線路１５０２の他方端は開放端となっている。共振線路１５０２は、給電配線１４２の平板電極１４２２の上方に、平板電極１４２２に沿って延在している。言い換えれば、平板電極１４２２は、共振線路１５０２と接地電極ＧＮＤとの間に配置されている。
　共振線路１５０２の長さは、放射電極１２１から放射される電波の誘電体基板１３０内の波長の長さをλｇ１とすると約λｇ１／４に設定される。言い換えれば、共振線路１５０２の長さは、正方形の放射電極１２１の一辺の長さの１／２に設定される。このような構成とすることによって、共振線路１５０２およびメイン線路である平板電極１４２２によって、放射電極１２１から放射される電波の周波数を共振周波数とする共振器が形成される。そして、共振線路１５０２は、開放端において平板電極１４２２と結合し、平板電極１４２２を流れる高周波信号における、共振線路１５０２の共振周波数と同じ周波数成分の信号が相殺されて除去される。すなわち、共振線路１５０２および平板電極１４２２によって構成される共振器は、放射電極１２１から放射される電波の周波数の信号を減衰させるバンドストップフィルタとして機能する。
　（伝送線路の通過特性）
　次に、図４～図６を用いて、上記のアンテナモジュール１００に用いられる伝送線路の特性について、比較例とともに説明する。
　図４は、図２で示した給電配線１４１，１４２に対応する伝送線路３００および比較例の伝送線路３００Ｘの構成を説明するための斜視図である。伝送線路３００は、接地電極ＧＮＤから離間して配置されたメイン線路３１０と、共振線路３２０と、ビア３３０とを含む。共振線路３２０は、メイン線路３１０の上方に、メイン線路３１０に沿って配置されている。ビア３３０は、共振線路３２０の一方端とメイン線路３１０とを接続している。メイン線路３１０は、図２における平板電極１４１２，１４２２に対応する。共振線路３２０は、図２における共振線路１５０１，１５０２に対応する。また、ビア３３０は、図におけるビア１４１１，１４２１に対応する。共振線路３２０の長さは、遮断すべき周波数の高周波信号の波長をλとするとλ／４に設定される。
　比較例の伝送線路３００Ｘは、接地電極ＧＮＤから離間して配置されたメイン線路３１０Ｘと、線路３２０Ｘおよび平板電極３３０Ｘによって構成されるオープンスタブとを含む。線路３２０Ｘは、メイン線路３１０Ｘと同一平面上においてメイン線路３１０Ｘから離間した位置に、メイン線路３１０Ｘに沿って配置されている。平板電極３３０Ｘは、線路３２０Ｘの一方端とメイン線路３１０Ｘとを接続している。線路３２０Ｘの長さも、遮断すべき周波数の高周波信号の波長をλとするとλ／４に設定される。
　図５は、伝送線路３００が、３９ＧＨｚの電波を放射する放射電極１２１の給電配線１４１である場合の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。すなわち、ハイバンド（ＨＢ）側の３９ＧＨｚ帯（３７～４３．５ＧＨｚ）の信号を通過させ、ローバンド（ＬＢ）側の２８ＧＨｚ帯（２４．２５～２９．５ＧＨｚ）の信号を遮断する。なお、図５の場合には、伝送線路３００の共振線路３２０および伝送線路３００Ｘの線路３２０Ｘの長さは、２８ＧＨｚの信号の波長の１／４に設定される。
　図５および後述する図６においては、左欄に実施の形態１に対応する伝送線路３００の特性（線ＬＮ１０，ＬＮ２０／線ＬＮ３０，ＬＮ４０）が示されており、右欄に比較例の伝送線路３００Ｘの特性（線ＬＮ１１，ＬＮ２１／線ＬＮ３１，ＬＮ４１）が示されている。また、上段には反射損失が示されており、下段には通過損失が示されている。
　図５に示されるように、比較例の伝送線路３００Ｘにおいては、減衰対象の２８ＧＨｚ帯における減衰量は大きく、かつ、広い帯域にわたって減衰が生じている。しかしながら、通過帯域であるＨＢ側の３９ＧＨｚ帯の領域においても減衰の影響が生じており、反射損失（線ＬＮ１１）では５～１１ｄＢ、通過損失（線ＬＮ２１）では２～３ｄＢの損失が生じている。
　一方、実施の形態１に対応する伝送線路３００においては、減衰対象の２８ＧＨｚ帯における減衰量は比較例よりは劣るものの、通過帯域の３９ＧＨｚ帯の全域にわたって、反射損失は２２～４０ｄＢ程度となっており（線ＬＮ１０）、通過損失については１ｄＢ未満となっている（線ＬＮ２０）。
　図６は、伝送線路３００が、２８ＧＨｚの電波を放射する放射電極１２２の給電配線１４２の場合の通過特性のシミュレーション結果を示す図である。すなわち、ＬＢ側の２８ＧＨｚ帯（２４．２５～２９．５ＧＨｚ）の信号を通過させ、ＨＢ側の３９ＧＨｚ帯（３７～４３．５ＧＨｚ）の信号を遮断する。なお、図６の場合には、伝送線路３００の共振線路３２０および伝送線路３００Ｘの線路３２０Ｘの長さは、３９ＧＨｚの信号の波長の１／４に設定される。
　図６に示されるように、比較例の伝送線路３００Ｘにおいては、減衰対象の３９ＧＨｚ帯における減衰量は大きく、かつ、広い帯域にわたって減衰が生じている。しかしながら、通過帯域であるＬＢ側の２８ＧＨｚ帯の領域においても減衰の影響が生じており、反射損失（線ＬＮ３１）では３～６ｄＢ、通過損失（線ＬＮ４１）では２～３ｄＢの損失となっている。
　一方、実施の形態１に対応する伝送線路３００においては、減衰対象の３９ＧＨｚ帯における減衰量は比較例よりは劣るものの、通過帯域の２８ＧＨｚ帯の全域にわたって、反射損失は１２～１７ｄＢ程度となっており（線ＬＮ３０）、通過損失については１ｄＢ未満となっている（線ＬＮ４０）。
　このように、伝送線路３００のような、異なる層に配置された共振線路３２０を利用した共振器を用いることによって、少ない配置面積で共振器を構成することができ、さらに、通過帯域への影響を抑制しながら、減衰対象の周波数帯域の減衰量を確保することができる。言い換えれば、減衰対象の周波数帯域を狭帯域で減衰させることが可能となる。
　このような特性となる理由は、共振線路３２０と接地電極ＧＮＤとの間にメイン線路３１０が配置されていることにより、メイン線路３１０がシールドとして機能することによって、比較例の線路３２０Ｘと接地電極ＧＮＤとの結合に比べて、共振線路３２０と接地電極ＧＮＤとの間の結合が弱くなることによるためと考えられる。
　なお、図５および図６に示されるように、実施の形態１の伝送線路の構成では、減衰帯域を狭帯域にすることはできるが、減衰量の絶対値については、比較例の構成に比べて低下している。そのため、大きな減衰量を必要とする場面においては、実施の形態１の構成よりも比較例の構成がむしろ好ましい場合もある。また、２つの通過帯域の間隔が大きく、一方の通過帯域に対する減衰効果が他方の通過帯域にさほど影響しない場合には、比較例の構成を用いても使用上問題が生じない場合も生じ得る。したがって、実施の形態１の伝送線路、および、比較例の伝送線路のいずれの構成を採用するかについては、通過対象および減衰対象の信号の周波数帯域、ならびに、要求される減衰レベルなどの仕様から適宜選択される。
　（メイン線路と共振線路との間の距離の影響）
　図７を用いて、メイン線路３１０と共振線路３２０との間の距離による、通過特性の影響について説明する。図７においては、上段に図４で示した伝送線路３００の側面図が示されており、下段にメイン線路３１０と共振線路３２０との間の距離Ｈ１を変化させた場合の通過損失のシミュレーション結果が示されている。図７においては、伝送線路３００がＬＢ側の給電配線１４２として用いられる場合（すなわち、２８ＧＨｚ用の給電配線の場合）の通過損失を対象としている。実線ＬＮ５０は距離Ｈ１がＨ１１の場合を示し、破線ＬＮ５１は距離Ｈ１がＨ１２の場合を示し、一点鎖線ＬＮ５２は距離Ｈ１がＨ１３の場合を示している。なお、３つの例の内で距離Ｈ１１が最も近く、距離Ｈ１３が最も離れている（Ｈ１１＜Ｈ１２＜Ｈ１３）。
　図７に示されるように、メイン線路３１０と共振線路３２０との間の距離Ｈ１が大きくなるにつれて、３９ＧＨｚ帯における減衰量は徐々に大きくなり、減衰の範囲も拡大している。言い換えれば、共振線路３２０がメイン線路３１０に近づくほど減衰領域が狭帯域化されている。共振線路３２０がメイン線路３１０から遠ざかると、メイン線路３１０によるシールド効果が減少し、共振線路３２０と接地電極ＧＮＤとの間の容量結合が強くなる。そうすると、伝送線路の特性インピーダンスが増加してしまうので、結果として減衰領域の帯域幅が広くなり、かつ、減衰量も大きくなる。
　なお、メイン線路３１０と共振線路３２０との間の距離Ｈ１を固定した状態で、接地電極ＧＮＤとメイン線路３１０との間の距離をＨ２を変更した場合、距離Ｈ２が大きくなると、共振線路３２０と接地電極ＧＮＤとの間の容量結合が弱くなるため減衰領域が狭くなる。逆に、距離Ｈ２を小さくすると、接地電極ＧＮＤと共振線路との間の容量結合が強くなるため減衰領域が広くなる。
　したがって、メイン線路３１０と接地電極ＧＮＤとの間の距離、および／または、メイン線路３１０と共振線路３２０との間の距離を調整することによって、対象の周波数領域における減衰量および帯域幅を調整することができる。
　（共振線路の線路幅の影響）
　次に、図８を用いて、共振線路３２０の線路幅による通過特性への影響について説明する。図８においても、伝送線路３００がＬＢ側の給電配線１４２として用いられる場合（すなわち、２８ＧＨｚ用の給電配線の場合）の通過損失を対象としており、実線ＬＮ６０は共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０と同じ場合（Ｗ１１）を示し、破線ＬＮ６１は共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも狭い場合（Ｗ１２）を示し、一点鎖線ＬＮ６２は共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも広い場合（Ｗ１３）を示している。すなわち、Ｗ１２＜Ｗ１１＜Ｗ１３である。
　図８に示されるように、共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも狭くなると、対象の周波数領域における減衰量および帯域幅が小さくなり、共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも広くなると、対象の周波数領域における減衰量および帯域幅が大きくなる。
　共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも狭いと、メイン線路３１０によるシールド効果が大きくなるため、共振線路３２０と接地電極ＧＮＤとの容量結合が弱くなる。これにより、帯域幅が狭い減衰特性となる。一方、共振線路３２０の線路幅Ｗ１がメイン線路３１０よりも広いと、メイン線路３１０からはみ出した部分によって接地電極ＧＮＤとの容量結合が強くなる。これにより、帯域幅が広い減衰特性となる１このように、共振線路３２０の線路幅を調整することによって、対象の周波数領域における減衰量および帯域幅を調整することができる。
　本実施の形態１における「平板電極１４１２，１４２２」および「メイン線路３１０」の各々は、本開示における「第１線路」に対応する。本実施の形態１における「共振線路１５０１，１５０２」および「共振線路３２０」の各々は、本開示における「第２線路」に対応する。本実施の形態１における「ビア１４１１，１４２１」の各々は、本開示における「第１接続電極」または「第１ビア」に対応する。本実施の形態１における「ビア３３０」は、本開示における「第１接続電極」に対応する。本実施の形態１における「放射電極１２１」および「放射電極１２２」は、本開示における「第１放射電極」および「第２放射電極」にそれぞれ対応する。本実施の形態１における「給電配線１４１」および「給電配線１４２」は、本開示における「第１給電配線」および「第２給電配線」にそれぞれ対応する。
　（変形例）
　上記の実施の形態１における伝送線路の共振線路が、一方端がメイン線路に接続されたλ／４共振器で構成される場合の例について説明した。変形例においては、共振線路がλ／２共振器で構成される場合の例について説明する。
　図９は、変形例の伝送線路３００Ａを示す斜視図である。伝送線路３００Ａは、接地電極ＧＮＤから離間して配置されたメイン線路３１０と、共振線路３２０Ａとを含む。メイン線路３１０には高周波信号が供給される。共振線路３２０Ａは、メイン線路３１０の上方に、メイン線路３１０に沿って配置されている。共振線路３２０Ａの両端は開放端とされている。共振線路３２０Ａの長さは、遮断すべき周波数の高周波信号の波長をλとするとλ／２に設定される。これによって、共振線路３２０Ａは、遮断すべき周波数を共振周波数とするλ／２共振器として機能する。
　これにより、実施の形態１と同様に、共振線路３２０Ａによって構成される共振器は、メイン線路３１０を通過する高周波信号における、対象の周波数帯域の信号成分を減衰させるバンドストップフィルタとして機能する。
　なお、変形例における「共振線路３２０Ａ」は、本開示における「第２線路」に対応する。
　［実施の形態２］
　実施の形態２においては、メイン線路に対して、線路長が若干異なる複数の共振線路が配置される構成について説明する。
　図１０は、実施の形態２に従う伝送線路３００Ｂの構成および通過特性を示す図である。図１０においては、図７および図８と同様に、上段に伝送線路３００Ｂの側面図が示されており、下段に通過損失のシミュレーション結果が示されている。図１０においても、伝送線路３００ＢがＬＢ側の給電配線１４２として用いられる場合（すなわち、２８ＧＨｚ用の給電配線の場合）の通過損失を対象としている。
　図１０を参照して、伝送線路３００Ｂは、メイン線路３１０と、共振線路３２１，３２２と、ビア３３１，３３２とを含む。
　共振線路３２１および共振線路３２２の各々は、メイン線路３１０の上方の同じ誘電体層に、メイン線路３１０に沿って延在している。共振線路３２１の線路長はＬ１であり、共振線路３２２の線路長は共振線路３２１よりも若干長いＬ２である（Ｌ１＜Ｌ２）。共振線路３２１の一方端はビア３３１によってメイン線路３１０に接続されており、他方端は開放端とされている。同様に、共振線路３２２の一方端はビア３３２によってメイン線路３１０に接続されており、他方端は開放端とされている。なお、図１０の例においては、共振線路３２１および共振線路３２２は、互いに開放端が対向するように配置されている。共振線路３２１および共振線路３２２の開放端同士の間隔はＤ１である。
　このような構成とすることによって、共振線路３２１は、Ｌ１の長さが１／４波長となる高周波信号の周波数を共振周波数とする共振器として機能する。同様に、共振線路３２２は、Ｌ２の長さが１／４波長となる高周波信号の周波数を共振周波数とする共振器として機能する。そして、伝送線路３００Ｂにおいては、共振線路３２１および共振線路３２２の各々によって、図１０の下段の各線ＬＮ７０，ＬＮ７１，ＬＮ７２のように、異なる２つの周波数に減衰極が形成される。この減衰極が形成される周波数、すなわち各共振線路の長さを調整することによって、減衰対象の周波数帯域における減衰帯域幅を調整することができる。
　下段の通過特性のグラフは、共振線路３２１と共振線路３２２との間隔Ｄ１を変化させた場合の減衰特性の変化を示す。下段のグラフにおいて、実線ＬＮ７０は間隔Ｄ１がＤ１１の場合を示しており、破線ＬＮ７１は間隔Ｄ１がＤ１２の場合を示しており、一点鎖線ＬＮ７２は間隔Ｄ１がＤ１３の場合を示している。なお、３つの例のうち、間隔Ｄ１１が最も狭く、距離Ｄ１３が最も広い（Ｄ１１＜Ｄ１２＜Ｄ１３）。
　図１０に示されるように、２つの共振線路の間隔が狭くなると（実線ＬＮ７０）、高周波数側の減衰量が大きくなり、低周波数側の減衰量が小さくなる。逆に、２つの共振線路の間隔が広くなると（一点鎖線ＬＮ７２）、高周波数側の減衰量が小さくなり、低周波数側の減衰量が大きくなる。図１０の例においては、２つの共振線路の間隔が狭い場合（実線ＬＮ７０）には、他の場合に比べて、ＬＢ側における減衰の影響が大きくなっている。
　各共振線路の長さ（すなわち、減衰極の周波数）および共振線路同士の間隔を調整することによって、減衰領域の帯域幅および減衰量、ならびに、他の通過帯域への影響度合いを適宜調整することができる。
　なお、図１０においては、開放端同士が対向するように２つの共振線路が配置された構成について示したが、メイン線路への接続端同士が対向するように２つの共振線路が配置されていてもよい。あるいは、２つの共振線路は、一方の共振線路の開放端と他方の共振線路の接続端とが対向するように配置されていてもよい。さらに、メイン線路に配置される共振線路が３つ以上であってもよい。
　なお、実施の形態２における「共振線路３２１」および「共振線路３２２」は、本開示における「第２線路」および「第３線路」にそれぞれ対応する。実施の形態２における「ビア３３１」および「ビア３３２」は、本開示における「第１接続電極」および「第２接続電極」にそれぞれ対応する。
　［実施の形態３］
　実施の形態３においては、共振線路の線路幅が、共振線路の延在方向の途中で変化した構成について説明する。
　図１１は、実施の形態３に従う伝送線路３００Ｃの構成および通過特性を示す図である。図１１においては、図１０と同様に、上段に伝送線路３００Ｃの斜視図が示されており、下段に通過損失のシミュレーション結果が示されている。図１１においても、伝送線路３００ＣがＬＢ側の給電配線１４２として用いられる場合（すなわち、２８ＧＨｚ用の給電配線の場合）の通過損失を対象としている。
　図１１を参照して、伝送線路３００Ｃは、メイン線路３１０と、共振線路３２０Ｃと、ビア３３０とを含む。共振線路３２０Ｃは、線路幅がＷ１である第１領域３２０１と、線路幅がＷ１より広いＷ２である第２領域３２０２とを含んでおり（Ｗ１＜Ｗ２）、メイン線路３１０の上方にメイン線路３１０に沿って延在している。第１領域３２０１の一方端はビア３３０を介してメイン線路３１０に接続されている。第１領域３２０１の他方端は第２領域３２０２の一方端に接続されており、第２領域３２０２の他方端は開放端となっている。
　一方端が開放端とされ他方端が接続された線路においては、一般的に、開放端側の電界が接続端側よりも強くなる傾向にある。そのため、開放端側は相対的に容量性が強くなり、接続端側は相対的に誘導性が強くなる。このような共振線路の全体の線路幅を広くした場合、開放端側のキャパシタンス値は大きくなるが、接続端側のインダクタンス値が小さくなるため、結果として共振線路の共振周波数は変わらない。逆に、共振線路の全体の線路幅を狭くした場合には、開放端側のキャパシタンス値は小さくなるが、接続端側のインダクタンス値が大きくなるため、この場合も共振線路の共振周波数は変わらない。
　しかしながら、共振線路３２０Ｃのように開放端側の線路幅Ｗ２を接続端側の線路幅Ｗ１よりも広くすると、開放端側のキャパシタンス値が大きくなるが、接続端側のインダクタンス値は変わらないため、ｆ＝１／｛２π（ＬＣ）１／２｝の関係から、同じ線路長であれば共振線路の共振数波数が小さくなる。なお、開放端側の線路幅を変えずに、接続端側の線路幅を狭くした場合にも、開放端側のキャパシタンス値は変わらないが、接続端側のインダクタンス値が大きくなるため、同様に共振線路の共振数波数が小さくなる。
　下段の通過特性のグラフにおいて、実線ＬＮ８０は一様の線路幅の共振線路の場合の減衰特性であり、破線ＬＮ８１は実施の形態２における共振線路３２０Ｃの場合の減衰特性である。グラフに示されるように、減衰量および減衰帯域幅はほぼ一定であるが、共振線路３２０Ｃの場合には減衰極が生じる周波数が低下している。
　このように、一方端が開放端とされた共振線路において、線路長を変えずに、開放端側の線路幅を接続端側の線路幅よりも広くすることによって、減衰量および減衰帯域幅の特性を保持した状態で、減衰極の生じる周波数を低下することができる。逆に、減衰極の生じる周波数を同じにした場合には、共振線路の線路長を短くすることができるので、同じ減衰特性で小型化を図ることができる。
　なお、図９の変形例で示したような両端が開放端とされた１／２波長共振器で構成される共振線路の場合には、両方の開放端の線路幅を、共振線路の延在方向の中央部の線路幅よりも広くすることによって、実施の形態３の共振線路３２０Ｃと同様の効果を得ることができる。
　［アンテナモジュールの変形例］
　次に、図１２および図１３において、アンテナモジュールの変形例について説明する。
　（第１例）
　図１２は、アンテナモジュールの第１変形例を示す側面透過図である。図１２のアンテナモジュール１００Ａにおいては、接地電極ＧＮＤが配置される誘電体基板１３０Ｂと、放射素子１２５および共振線路１５０１，１５０２が形成される誘電体基板１３０Ａとが分離された構成となっている。給電配線１４１，１４２におけるビア１４１３，１４２３は、誘電体基板１３０Ａ，１３０Ｂの間において、はんだバンプ１６５により接続されている。
　このような、接地電極ＧＮＤが分離配置されたアンテナモジュールにおいても、給電配線の平板電極の上方に、当該平板電極に沿って共振線路を配置することによって、少ない配置面積で、減衰対象の周波数帯域の信号を狭帯域で減衰することができる。
　なお、第１例における「誘電体基板１３０Ａ，１３０Ｂ」は、本開示における「第１基板」および「第２基板」にそれぞれ対応する。
　（第２例）
　図１３は、アンテナモジュールの第２変形例を示す斜視図である。図１３のアンテナモジュール１００Ｂにおいては、図２で示した実施の形態１のアンテナモジュール１００と比べると、誘電体基板１３０のＹ軸方向の寸法が小さくされている。また、放射電極１２１の給電点ＳＰ１が、放射電極１２１の中央からＹ軸の正方向にオフセットした位置に配置されており、放射電極１２２の給電点ＳＰ２が、放射電極１２２の中央からＹ軸の負方向にオフセットした位置に配置されている。すなわち、放射電極１２１，１２２からは、Ｙ軸方向を偏波方向とする電波が放射される。
　このように偏波方向における接地電極ＧＮＤの面積が制限される場合、低周波数側の放射電極１２２からの電気力線は、接地電極ＧＮＤの裏面側に回り込むように発生する。これにより、Ｙ軸方向を偏波方向とする電波のアンテナ特性が低下する可能性がある。
　そこで、アンテナモジュール１００Ｂにおいては、接地電極ＧＮＤにおけるＹ軸の正方向および負方向の端部付近に周辺電極１８０が配置されている。周辺電極１８０は、Ｘ軸方向に延在し、かつ、Ｚ軸方向に積層された複数の平板電極１８１と、これらの平板電極１８１および接地電極ＧＮＤを接続するための少なくとも１つのビア１８２とを含む。このような周辺電極１８０を配置することによって、放射電極１２２と周辺電極１８０との間に優先的に電気力線が生じるので、接地電極ＧＮＤの裏面に電気力線が回り込むことを抑制できる。その結果、Ｙ軸方向を偏波方向とする電波のアンテナ特性の低下を抑制できる。
　このような構成の場合、給電配線１４１，１４２の平板電極１４１２，１４２２がＹ軸方向に延在すると、共振線路１５０１、１５０２と周辺電極との距離が短くなって結合しやすくなり、共振線路１５０１、１５０２の共振周波数に影響を及ぼす可能性がある。そうすると、共振回路によって生じる減衰極の周波数が変動し、所望の減衰特性が得られなくなるおそれがある。
　そのため、アンテナモジュール１００Ｂにおいては、給電配線１４１，１４２の平板電極１４１２，１４２２がＸ軸方向に延在するように配置され、それに伴って共振線路１５０１、１５０２もＸ軸方向に延在するように配置される。すなわち、共振線路１５０１、１５０２は、ビア１４１１，１４２１から、周辺電極１８０に近づかない方向に延在している。このような構成とすることによって、共振線路１５０１、１５０２の共振周波数への影響を抑制することができる。
　［態様］
　（第１項）一態様に係る伝送線路は、高周波信号を伝達するための伝送線路に関する。伝送線路は、接地電極と、第１線路と、第２線路とを備える。第１線路は、接地電極に対向して配置され、接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する。第２線路は、第１線路に対向し、第１線路に沿って配置されている。第２線路は、第１線路に対する共振器を構成する。第１線路は、第２線路と接地電極との間に配置される。
　（第２項）第１項に記載の伝送線路において、第１線路と接地電極との間の距離は、第１線路と第２線路との間の距離よりも大きい。
　（第３項）第１項に記載の伝送線路において、第１線路と第２線路との間の距離は、第１線路と接地電極との間の距離よりも大きい。
　（第４項）第１項～第３項のいずれか１項に記載の伝送線路において、第１線路の線路幅は、第２線路の線路幅よりも大きい。
　（第５項）第１項～第３項のいずれか１項に記載の伝送線路において、第２線路の線路幅は、第１線路の線路幅よりも大きい。
　（第６項）第１項～第５項のいずれか１項に記載の伝送線路は、第２線路の第１端と第１線路とを接続するための第１接続電極をさらに備える。第２線路の第２端は開放端となっている。第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、第２線路の長さはλ／４の長さに設定される。
　（第７項）第６項に記載の伝送線路において、第２線路は、第２線路の第１端を含む第１領域と、第２線路の第２端を含む第２領域とを含む。第２領域の線路幅は、第１領域の線路幅よりも大きい。
　（第８項）第６項に記載の伝送線路は、第１線路に対向するとともに第１線路に沿って配置された第３線路と、第３線路の第１端と第１線路とを接続するための第２接続電極とをさらに備える。接地電極の法線方向から平面視した場合に、第２線路と第３線路とは重なっていない。第３線路の第２端は開放端となっている。第３線路は、第１線路に対する共振器を構成する。第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、第３線路の長さはλ／４の長さに設定される。
　（第９項）第１項～第５項のいずれか１項に記載の伝送線路において、第２線路の両端は開放端となっている。第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、絵第２線路の長さはλ／２の長さに設定される。
　（第１０項）第１項～第９項のいずれか１項に記載の伝送線路は、第１線路および第２線路が配置された第１基板と、接地電極が配置された第２基板とをさらに備える。
　（第１１項）一態様に係るアンテナモジュールは、接地電極と、第１放射電極および第２放射電極と、第１給電配線および第２給電配線とを備える。第１放射電極および第２放射電極の各々は、接地電極に対向して配置され、平板形状を有する。第１給電配線は、第１放射電極に高周波信号を伝達する。第２給電配は、第２放射電極に高周波信号を伝達する。第２放射電極は、第１放射電極と接地電極との間に配置される。第２放射電極のサイズは、第１放射電極のサイズよりも大きい。第１給電配線および第２給電配線の各々は、第１線路および第２線路を含む。第１線路は、接地電極に対向して配置され、接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する。第２線路は、第１線路に対向し、第１線路に沿って配置される。第２線路は、第１線路に対する共振器を構成する。第１線路は、第２線路と接地電極との間に配置される。
　（第１２項）第１１項に記載のアンテナモジュールにおいて、第１給電配線および第２給電配線の各々は、対応する放射電極と第１線路とを接続する第１ビアをさらに含む。第１給電配線および第２給電配線の各々において、第２線路の第１端は第１ビアに接続されており、第２線路の第２端は開放端となっている。第１放射電極から放射される電波の波長をλ１とし、第２放射電極から放射される電波の波長をλ２とすると、第１給電配線の第２線路はλ２／４の長さに設定され、第２給電配線の第２線路はλ１／４の長さに設定される。
　（第１３項）第１２項に記載のアンテナモジュールは、接地電極に電気的に接続され、接地電極から第１放射電極に向かう第１方向に延在する周辺電極をさらに備える。第１給電配線および第２給電配線の各々において、第１線路および第２線路は、第１ビアから、周辺電極に近づかない方向に延在している。
　（第１４項）第１１項～第１３項のいずれか１項に記載のアンテナモジュールは、第１放射電極および第２放射電極に高周波信号を供給するように構成された給電回路をさらに備える。
　（第１５項）一態様に係る通信装置は、第１１項～第１４項のいずれか１項に記載のアンテナモジュールを搭載している。
　今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０　通信装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ　アンテナモジュール、１１０　ＲＦＩＣ、１１１Ａ～１１１Ｈ，１１３Ａ～１１３Ｈ，１１７Ａ，１１７Ｂ　スイッチ、１１２ＡＲ～１１２ＨＲ　ローノイズアンプ、１１２ＡＴ～１１２ＨＴ　パワーアンプ、１１４Ａ～１１４Ｈ　減衰器、１１５Ａ～１１５Ｈ　移相器、１１６Ａ，１１６Ｂ　信号合成／分波器、１１８Ａ，１１８Ｂ　ミキサ、１１９Ａ，１１９Ｂ　増幅回路、１２０　アンテナ装置、１２１，１２２　放射電極、１２５　放射素子、１３０，１３０Ａ，１３０Ｂ　誘電体基板、１３１　上面、１３２　下面、１４１，１４２　給電配線、１５０，１５０Ａ～１５０Ｈ，３２０Ａ，３２０～３２２，３２０Ｃ，１５０１，１５０２　共振線路、１６０，１６５　はんだバンプ、１８０　周辺電極、１８１，３３０Ｘ，１４１２，１４２２　平板電極、１８２，３３０～３３２，１４１１，１４１３，１４２１，１４２３　ビア、２００　ＢＢＩＣ、３００，３００Ａ～３００Ｃ，３００Ｘ　伝送線路、３１０，３１０Ｘ　メイン線路、３２０Ｘ　線路、３２０１　第１領域、３２０２　第２領域、ＧＮＤ　接地電極、ＳＰ１，ＳＰ２　給電点。

Claims (15)

  1. 　高周波信号を伝達するための伝送線路であって、
    　接地電極と、
    　前記接地電極に対向して配置され、前記接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する第１線路と、
    　前記第１線路に対向し、前記第１線路に沿って配置された第２線路とを備え、
    　前記第２線路は、前記第１線路に対する共振器を構成し、
    　前記第１線路は、前記第２線路と前記接地電極との間に配置される、伝送線路。
  2. 　前記第１線路と前記接地電極との間の距離は、前記第１線路と前記第２線路との間の距離よりも大きい、請求項１に記載の伝送線路。
  3. 　前記第１線路と前記第２線路との間の距離は、前記第１線路と前記接地電極との間の距離よりも大きい、請求項１に記載の伝送線路。
  4. 　前記第１線路の線路幅は、前記第２線路の線路幅よりも大きい、請求項１～３のいずれか１項に記載の伝送線路。
  5. 　前記第２線路の線路幅は、前記第１線路の線路幅よりも大きい、請求項１～３のいずれか１項に記載の伝送線路。
  6. 　前記第２線路の第１端と前記第１線路とを接続するための第１接続電極をさらに備え、
    　前記第２線路の第２端は開放端となっており、
    　前記第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、前記第２線路の長さはλ／４の長さに設定される、請求項１～５のいずれか１項に記載の伝送線路。
  7. 　前記第２線路は、
    　　前記第２線路の第１端を含む第１領域と、
    　　前記第２線路の第２端を含む第２領域とを含み、
    　前記第２領域の線路幅は、前記第１領域の線路幅よりも大きい、請求項６に記載の伝送線路。
  8. 　前記第１線路に対向し，前記第１線路に沿って配置された第３線路と、
    　前記第３線路の第１端と前記第１線路とを接続するための第２接続電極とをさらに備え、
    　前記接地電極の法線方向から平面視した場合に、前記第２線路と前記第３線路とは重なっておらず、
    　前記第３線路の第２端は開放端となっており、
    　前記第３線路は、前記第１線路に対する共振器を構成し、
    　前記第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、前記第３線路の長さはλ／４の長さに設定される、請求項６に記載の伝送線路。
  9. 　前記第２線路の両端は開放端となっており、
    　前記第１線路において遮断したい高周波信号の波長をλとした場合に、絵前記第２線路の長さはλ／２の長さに設定される、請求項１～５のいずれか１項に記載の伝送線路。
  10. 　前記第１線路および前記第２線路が配置された第１基板と、
    　前記接地電極が配置された第２基板とをさらに備える、請求項１～９のいずれか１項に記載の伝送線路。
  11. 　接地電極と、
    　前記接地電極に対向して配置され、平板形状を有する第１放射電極および第２放射電極と、
    　前記第１放射電極に高周波信号を伝達する第１給電配線と、
    　前記第２放射電極に高周波信号を伝達する第２給電配線とを備え、
    　前記第２放射電極は、前記第１放射電極と前記接地電極との間に配置され、
    　前記第２放射電極のサイズは、前記第１放射電極のサイズよりも大きく、
    　前記第１給電配線および前記第２給電配線の各々は、
    　　前記接地電極に対向して配置され、前記接地電極とともにマイクロストリップ線路を構成する第１線路と、
    　　前記第１線路に対向し、前記第１線路に沿って配置された第２線路とを含み、
    　　前記第２線路は、前記第１線路に対する共振器を構成し、
    　　前記第１線路は、前記第２線路と前記接地電極との間に配置される、アンテナモジュール。
  12. 　前記第１給電配線および前記第２給電配線の各々は、対応する放射電極と前記第１線路とを接続する第１ビアをさらに含み、
    　前記第１給電配線および前記第２給電配線の各々において、
    　　前記第２線路の第１端は、前記第１ビアに接続されており、
    　　前記第２線路の第２端は、開放端となっており、
    　前記第１放射電極から放射される電波の波長をλ１とし、前記第２放射電極から放射される電波の波長をλ２とすると、
    　　前記第１給電配線の第２線路は、λ２／４の長さに設定され、
    　　前記第２給電配線の第２線路は、λ１／４の長さに設定される、請求項１１に記載のアンテナモジュール。
  13. 　前記接地電極に電気的に接続され、前記接地電極から前記第１放射電極に向かう第１方向に延在する周辺電極をさらに備え、
    　前記第１給電配線および前記第２給電配線の各々において、
    　　前記第１線路および前記第２線路は、前記第１ビアから、前記周辺電極に近づかない方向に延在している、請求項１２に記載のアンテナモジュール。
  14. 　前記第１放射電極および前記第２放射電極に高周波信号を供給するように構成された給電回路をさらに備える、請求項１１～１３のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  15. 　請求項１１～１４のいずれか１項に記載のアンテナモジュールを搭載した、通信装置。
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