WO2019207673A1 - 保護リレー - Google Patents

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WO2019207673A1
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failure
output signal
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一磨 村田
尾田　重遠
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H02H3/08—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to excess current
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/08—Locating faults in cables, transmission lines, or networks
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
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    • H02H3/40—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal electric working condition with or without subsequent reconnection ; integrated protection responsive to ratio of voltage and current
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values

Definitions

  • This disclosure relates to protection relays, for example, digital protection relays used for power system protection.
  • the digital protection relay is an A / D converter that performs A / D (Analog-to-Digital) conversion of the voltage or current sample value of the power system, and a DC component other than the fundamental wave component from the sample value after A / D conversion. And a digital filter for removing the above.
  • a / D Analog-to-Digital
  • the time width from the newest current data point to the oldest data point among a plurality of data points used for the digital filter processing is referred to as a window length.
  • Patent Document 1 uses a first filter with a short window length from the detection of a system failure to the first time, and the window length from the first time to the second time. Uses a medium second filter, and uses a third filter with a long window length from the second time.
  • the overcurrent relay disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-250518 includes a first overcurrent determination unit and a second overcurrent determination unit.
  • the first overcurrent determination unit performs the operation determination by comparing the effective value calculated using the current data of the first period and the first determination threshold.
  • the second overcurrent determination unit compares the effective value calculated using the current data of the second period shorter than the first period with the second determination threshold higher than the first determination threshold to determine the operation. Do.
  • the overcurrent relay generates an operation output based on the operation determination result output at an earlier timing among the operation determination results of the first overcurrent determination unit and the second overcurrent determination unit.
  • JP-A-60-204219 JP 2011-250518 A Japanese Patent Laid-Open No. 01-227613
  • the first and second time points for switching the filter are adjusted, and in the case of the protection relay of Patent Document 2, the first and second determination thresholds are set.
  • This disclosure takes the above-mentioned problems into consideration, and an object thereof is to provide a protection relay capable of achieving both response speed and operation determination accuracy.
  • a protection relay performs an analog input circuit that generates time-series data by detecting a signal representing a current or voltage of a power system and performing A / D conversion, and performs digital processing based on the time-series data. And an arithmetic circuit.
  • the calculation circuit includes a first filter, a second filter, a coefficient calculation unit, an operation determination unit, and a coefficient setting unit.
  • the first filter attenuates or removes a direct current component and harmonic components of at least a part of the power system from the time series data to pass at least a part of the fundamental wave component of the power system, and the first window length
  • the second filter attenuates or removes the direct current component and the harmonic component of at least a part of the power system in the time series data to pass at least a part of the fundamental wave component of the power system, and the first window length It has a shorter second window length.
  • the coefficient computing unit multiplies the value based on the output signal of the first filter by the first coefficient, multiplies the value based on the output signal of the second filter by the second coefficient, and synthesizes the multiplication results.
  • the motion determination unit performs a motion determination based on the synthesis result by the coefficient calculation unit.
  • the coefficient setting unit sets the first coefficient and the second coefficient.
  • the coefficient setting unit decreases the first coefficient and increases the second coefficient when a failure of the power system is detected, and then changes the first coefficient and the second coefficient with time.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of setting coefficient values k1 and k2 in Embodiment 2.
  • FIG. It is a figure which shows the filter input waveform in simulation.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a setting example of coefficient values k1 and k2 in the third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an amplitude value calculation result of the filter output signal waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the setting of the coefficient values k1 and k2 illustrated in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a setting example of coefficient values k1 and k2 in the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an amplitude value calculation result of the filter output signal waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the setting of the coefficient values k1 and k2 illustrated in FIG.
  • FIG. 10 is a functional block diagram for explaining digital processing realized by the arithmetic circuit in FIG. 2 in the protection relay according to the fifth embodiment. It is a flowchart which shows the process sequence of the digital processing part of FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a filter output waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the protection relay of the fifth embodiment. It is a figure which shows the calculation result of the amplitude value based on the filter output waveform of FIG.
  • an overcurrent relay will be mainly described as an example, but this disclosure is not limited to an overcurrent relay.
  • the same reference number is attached
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power system including a protection relay.
  • a power source 42 is provided at one end of the power transmission line 40.
  • the power transmission line 40 is a three-phase power transmission line, but in FIG. 1, it is shown as a single line for ease of illustration.
  • the transmission line 40 is provided with a current transformer (CT). Furthermore, a circuit breaker (CB: Circuit Breaker) 43 is provided on the power transmission line 40.
  • CT current transformer
  • CB Circuit Breaker
  • the protection relay 50 acquires a signal representing a three-phase alternating current flowing through the transmission line 40 from the current transformer CT.
  • the protection relay 50 generates current data by sampling the acquired current signal and performing A / D (Analog to Digital) conversion.
  • the current data may be referred to as current time series data or simply time series data.
  • the protection relay 50 performs an overcurrent relay calculation based on the generated current data. As a result, when an abnormality is detected, the protection relay 50 outputs a trip signal for opening the circuit breaker 43.
  • the above is a case of an overcurrent relay, but the same applies to the case of other relay elements (for example, when voltage data based on a three-phase AC voltage is used).
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a hardware configuration of the protection relay of FIG.
  • the protection relay 50 in FIG. 2 has the same configuration as a so-called digital relay device.
  • the protection relay 50 includes an analog input circuit 51, an arithmetic circuit 60, and an I / O (Input and Output) circuit 70.
  • the analog input circuit 51 includes an input transformer 52, analog filters (AF: Analog Filter) 54_1, 54_2,... 54_n, sample hold circuits (S / H: Sample Hold Circuits) 55_1, 55_2,. (MPX: Multiplexer) 56, A / D converter 57, and DMA (Direct Memory Access) controller 58 are included.
  • analog filters AF: Analog Filter
  • S / H Sample Hold Circuits
  • MPX Multiplexer
  • a / D converter 57 A / D converter 57
  • DMA Direct Memory Access
  • the input transformer 52 includes auxiliary transformers 53_1, 53_2, ..., 53_n for each input channel.
  • the input transformer 52 receives a current signal from the current transformer CT of FIG.
  • Each auxiliary transformer 53 converts the current signal from the current transformer CT into a signal having a voltage level suitable for signal processing in the analog input circuit 51 and the arithmetic circuit 60.
  • the analog filter 54 and the sample hold circuit 55 are provided for each channel of the input signal.
  • Each analog filter 54 is a low-pass filter provided to remove aliasing errors during A / D conversion.
  • Each sample and hold circuit 55 samples and holds the signal that has passed through the corresponding analog filter 54 at a specified sampling frequency.
  • the sampling frequency is, for example, 4800 Hz.
  • the multiplexer 56 sequentially selects the voltage signals held in the sample hold circuits 55_1, 55_2,.
  • the A / D converter 57 converts the signal selected by the multiplexer 56 into a digital value.
  • the DMA controller 58 transfers the digital data output from the A / D converter 57 to the RAM 62.
  • the arithmetic circuit 60 includes a CPU (Central Processing Unit) 61, a RAM (Random Access Memory) 62, a ROM (Read Only Memory) 63, a memory 64, and a bus 65 for connecting them.
  • the CPU 61 controls the overall operation of the protection relay 50 by operating according to a program.
  • the RAM 62 and the ROM 63 are used as the main memory of the CPU 61.
  • the memory 64 can store programs, setting values for signal processing, and the like by using a nonvolatile memory such as a flash memory.
  • the arithmetic circuit 60 is not limited to the example of FIG.
  • the arithmetic circuit 60 may include a plurality of CPUs.
  • the arithmetic circuit 60 may be configured by at least one ASIC (Application Specific Integrated Circuit) instead of a processor such as a CPU, or may be configured by at least one FPGA (Field Programmable Gate Array). Good.
  • the arithmetic circuit 60 may be configured by any combination of a processor, an ASIC, and an FPGA.
  • the I / O circuit 70 includes a digital input (D / I) circuit 71 and a digital output (D / O) circuit 72.
  • the digital input circuit 71 and the digital output circuit 72 are interface circuits for performing communication between the CPU 61 and an external device.
  • the digital output circuit 72 outputs a trip signal to the circuit breaker 43A or 43B on its own end side shown in FIG.
  • the contents of the digital processing realized by the arithmetic circuit 60 will be described in detail.
  • the following functions are described as being realized by the CPU 61 operating according to a program.
  • the arithmetic circuit 60 may be realized by an ASIC, an FPGA, or the like.
  • an overcurrent relay will be mainly described as an example, but the present disclosure is not limited to the overcurrent relay.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of the digital processing unit realized by the arithmetic circuit of FIG.
  • the digital processing unit 80 includes a first filter 81, a second filter 82, a third filter 83, amplitude value calculation units 84 and 85, a failure determination unit 86, and a coefficient calculation unit 90. And an operation determination unit 95.
  • the digital processing unit 80 receives time-series data 79 (that is, current data and / or voltage data of the power system) captured in the RAM 62.
  • the time series data 79 is power system current data.
  • Each of the first filter 81 and the second filter 82 is a digital filter that can be configured as a finite impulse response (FIR) filter.
  • the first filter 81 and the second filter 82 are configured to remove from the time-series data 79 a direct current component and at least a part of higher order harmonic components that impede relay operation and relay characteristics.
  • the first filter 81 and the second filter 82 pass at least a part of the fundamental component of the power system necessary for the relay calculation.
  • the first filter 81 is configured to block or attenuate the DC component as much as possible, attenuate the harmonic component of the power system as much as possible, and pass the fundamental wave component of the power system as much as possible.
  • the frequency characteristic of the second filter 82 may be different from the frequency characteristic of the first filter 81. Specifically, the second filter 81 blocks or attenuates the DC component as much as possible, but the attenuation factor of the harmonic component of the second filter 82 may be smaller than the attenuation factor of the harmonic component of the first filter 81.
  • the window length of the first filter 81 is characterized by being longer than the window length of the second filter 82.
  • the filter function is represented by the difference between the current value i (t) at the current time and the current value i (t ⁇ 2T) 60 ° before the current time.
  • i (t-2T) may be simply referred to as i (t-2).
  • the first filter 81 can attenuate the harmonic components more than the second filter 82.
  • the fundamental wave component can be extracted with high accuracy.
  • the output of the second filter 82 includes harmonic components without being attenuated as compared with the case of the first filter 81. Therefore, when performing amplitude value calculation using time-series data when the current suddenly increases due to the occurrence of a failure, since harmonic components are transiently included, it is better to use the data that has passed through the first filter 81. The calculation can be performed with higher accuracy than using the second filter 82.
  • the response when the input time-series data (current data and / or voltage data) changes is slower in the first filter 81 than in the second filter 82.
  • the first filter 81 performs a filter operation using both the data before the occurrence of the failure and the data after the occurrence of the failure immediately after the occurrence of the failure in the power system (specifically, during the time corresponding to the window length). It will be.
  • the third filter 83 is a digital filter that can be configured as an FIR filter.
  • the third filter 83 detects a sudden change when a failure occurs by removing the fundamental wave component from the output data of the second filter 82.
  • the third filter 83 outputs at least a part of components other than the basic component. However, since the output of the third filter 83 is used for failure determination, the abnormality output is configured to continue for a certain time or more when a failure occurs.
  • the first amplitude value calculation unit 84 performs the amplitude value calculation using the time series data output from the first filter 81.
  • the second amplitude value calculation unit 85 performs amplitude value calculation using the time series data output from the second filter 82.
  • the method of calculating the amplitude value is not particularly limited, but for example, the method described in Japanese Patent Laid-Open No. 01-227613 (Patent Document 3) can be used.
  • the current value at the present time is i (t), and the current values at 30 °, 60 °, and 90 ° before the current angle are i (t-1) and i (t-2), respectively.
  • Patent Document 3 A more general expression is disclosed in Patent Document 3 above.
  • the failure determination unit 86 determines whether a failure has occurred in the power system based on the output of the third filter 83. For example, the failure determination unit 86 determines that a failure has occurred in the power system when the output level of the third filter 83 exceeds a threshold value. Since the third filter 83 removes the fundamental wave component, when the amplitude of the time series data does not change, the magnitude of the output is almost zero. When a failure occurs in the power system, the magnitude and phase of the current change greatly, so that a harmonic component is transiently generated, and the third filter 83 outputs a signal having a magnitude exceeding the threshold.
  • the coefficient calculation unit 90 includes a multiplier 91, a multiplier 92, an adder 94, and a coefficient setting unit 93.
  • the multiplier 91 multiplies the amplitude value (that is, DF (t) long ) of the first filter 81 output from the amplitude value calculation unit 84 by the coefficient k1.
  • the multiplier 92 multiplies the amplitude value (that is, DF (t) short ) of the second filter 82 output from the amplitude value calculation unit 85 by the coefficient k2.
  • the adder 94 adds k1 * DF (t) long , which is the output of the multiplier 91, and k2 * DF (t) short , which is the output of the multiplier 92, and outputs the addition result.
  • the coefficient setting unit 93 sets the values of the coefficients k1 and k2 in accordance with a predetermined correspondence between the coefficients k1 and k2 and the elapsed time after the failure detection. This correspondence is stored in the memory in the form of a table or a mathematical expression.
  • FIG. 4 is a functional block diagram showing a modification of FIG.
  • time series data 79 that is, current data and / or voltage data of the power system taken in the RAM 62 is input to the third filter 83.
  • time series data 79 that is, current data and / or voltage data of the power system
  • FIG. 4 Since the other points of FIG. 4 are the same as those of FIG. 3, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated. Even with the configuration of FIG. 4, substantially the same function as in the case of FIG. 3 can be achieved.
  • FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure by the arithmetic circuit of FIG.
  • the flowchart in FIG. 5 shows the operation of the digital processing unit in FIGS. 3 and 4 in time series. Each step in FIG. 5 is executed by the CPU 61 in FIG.
  • the CPU 61 takes out data necessary for the filter operation from the RAM 62.
  • time-series current data and / or voltage data detected from the power system and subjected to A / D conversion are stored in the RAM 62.
  • the CPU 61 performs a filter operation using the read data as the first filter 81, the second filter 82, and the third filter 83 described above.
  • the first filter 81 and the second filter 82 are FIR filters that remove DC components and specific harmonic components. When a failure occurs, the DC component and the harmonic component transiently increase greatly, so it is important to remove the DC component and the harmonic component in order to reduce the calculation error of the amplitude value calculation. Further, the first filter 81 and the second filter 82 have a feature that the window length of the first filter 81 is longer than the window length of the second filter 82 filter. Both the first filter 81 and the second filter 82 pass at least part of the fundamental wave component, but the magnitude of transmission differs for each filter.
  • the second filter 82 When each filter is normalized with respect to the fundamental wave component, the second filter 82 has less attenuation of the harmonic component and the value of a certain harmonic component is larger than that of the fundamental wave as compared with the first filter 81. Sometimes. In addition, when the input changes suddenly, the second filter with a shorter window length follows the data after the failure more quickly, but overshoot (that is, the amplitude value calculation result becomes transiently larger than the actual input). It is easy to cause.
  • the third filter 83 is an FIR filter that removes a fundamental wave component.
  • the magnitude of the output of the third filter 83 is almost zero.
  • the current changes greatly, so that components other than the fundamental wave increase.
  • the magnitude of the output of the third filter 83 increases in accordance with the sudden change in current.
  • the CPU 61 calculates the amplitude value of the output signal of the first filter 81 and calculates the amplitude value of the output signal of the second filter 82. Any known method may be used as an amplitude value calculation method, and is not particularly limited.
  • the CPU 61 determines whether or not a failure has occurred in the power system based on the output of the third filter 83. For example, when the state where the output level of the third filter 83 exceeds a preset threshold value continues for a predetermined verification period (for example, 2T), the CPU 61 causes a failure in the power system. It is determined that
  • step S70 the CPU 61 uses the values of the initially set coefficients k1 and k2, and the first filter 81.
  • the output signal amplitude value DF (t) long is multiplied by a factor k1
  • the output signal amplitude value DF (t) short of the second filter 82 is multiplied by a factor k2.
  • the CPU 61 adds these multiplication results to each other.
  • the CPU 61 performs an operation determination based on the addition result. In this case, since the addition result is almost determined by the output of the first filter 81, it is possible to prevent the overcurrent relay from making an erroneous determination due to a sudden surge current or the like. Thereafter, the procedure from step S20 is repeated.
  • the CPU 61 sets the coefficients k1 and k2 based on a table or mathematical formula created in advance according to the passage of time from the failure detection time.
  • the CPU 61 calculates k1 * DF (t) long + k2 * DF (t) short using the values of the coefficients k1 and k2 changed in step S60.
  • the CPU 61 performs an operation determination based on the calculation result in step S70. For example, when the multiplication result exceeds the threshold value, the CPU 61 sets the operation flag to 1 to open the circuit breaker.
  • the first filter 81 and the second filter 82 having different window lengths are used, and k1 times the output signal of the first filter 81 and the output of the second filter 82 are used.
  • the operation is determined based on the sum of k2 times the signal.
  • the first coefficient is decreased and the second coefficient is increased, and thereafter, the first coefficient and the second coefficient are changed over time. Accordingly, it is possible to provide a protection relay that can suppress the occurrence of overshoot and can achieve both response speed and operation determination accuracy.
  • Embodiment 2 a specific example of the first filter 81, the second filter 82, and the third filter 83 described in the first embodiment and a specific method for setting the coefficients k1 and k2 will be described.
  • first and second filters [Specific examples of first and second filters]
  • the full cycle cosine filter is i (t) + i (t-1) ⁇ cos30 ° + i (t-2) ⁇ cos60 ° + i (t-3) ⁇ cos90 ° + i (t-4) ⁇ cos120 ° + I (t-5), cos 150 ° + i (t-6), cos 180 ° + i (t-7), cos 210 ° + i (t-8), cos 240 ° + I (t-9) ⁇ cos270 ° + i (t-10) ⁇ cos300 ° + i (t-11) ⁇ cos330 °... (2) It is expressed as Therefore, the window length of the full cycle cosine filter is 330 ° in electrical angle.
  • FIG. 6 is a diagram showing the gain characteristics of the full cycle cosine filter.
  • the horizontal axis is a frequency normalized with the rated frequency f of the power system, and the vertical axis is the gain.
  • the direct current component and the harmonic component that is an integral multiple of the rated frequency f are completely removed.
  • the fundamental wave component passes through without being attenuated.
  • a signal having a rated frequency is output after being delayed by 360 °.
  • a 60 ° difference filter is used as the second filter 82.
  • FIG. 7 is a diagram showing the gain characteristics of the 60 ° difference filter. As shown in FIG. 7, the DC component is completely attenuated, but the signal of the fundamental component is attenuated though passing through the 60 ° difference filter. Regarding the phase characteristics, a signal having a rated frequency is output in a state where the phase is advanced by 60 °.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a setting example of the coefficient values k1 and k2 in the second embodiment.
  • coefficient values k1 and k2 are shown in a tabular form
  • FIG. 8B numerical values k1 and k2 are shown in a graph.
  • T corresponds to 30 ° in electrical angle
  • the coefficient setting unit 93 when a fault in the power system is detected, the coefficient setting unit 93 rapidly decreases the first coefficient k1 and increases the second coefficient k2. Thereafter, the coefficient setting unit 93 increases the first coefficient k1 and decreases the second coefficient k2, and then decreases the first coefficient k1 and increases the second coefficient k2. Thereafter, the coefficient setting unit 93 increases the first coefficient and decreases the second coefficient.
  • FIG. 9 is a diagram showing a filter input waveform in the simulation.
  • the current value when a failure occurs in the power system is represented by the superposition of an alternating current component and a direct current component.
  • the resistance component of the transmission line 40 in FIG. 1 is R and the inductance component is L
  • the time constant ⁇ at which the DC component changes is expressed by L / R.
  • ⁇ tan ⁇ 1 ⁇ L / R (where ⁇ is the angular frequency of the fundamental wave of the power system) and the instantaneous voltage phase at the time of the failure is ⁇
  • the current waveform when the magnitude of the DC component is maximum is used as a virtual filter input waveform.
  • the coefficients k1 and k2 are determined so that good response and accuracy can be obtained even under the most severe conditions.
  • FIG. 10 is a diagram showing a filter output waveform with respect to the input waveform of FIG.
  • the input signal waveform is indicated by a broken line
  • the output waveform of the full cycle cosine filter is indicated by a thick solid line
  • the output waveform of the 60 ° difference filter is indicated by a thin solid line.
  • FIG. 11 is a diagram showing the calculation result of the amplitude value based on the filter output waveform of FIG.
  • the amplitude value DF (t) long of the output signal of the first filter 81 is indicated by a thick broken line
  • the amplitude value DF (t) short of the output signal of the second filter 82 is indicated by a thin broken line
  • the coefficient calculation unit 90 The output signal amplitude value (k1 * DF (t) long + k2 * DF (t) short ) is indicated by a solid line.
  • the coefficients k1 and k2 are those shown in FIG. 8, but are determined as follows.
  • the first coefficient k1 is set to 1 and the second coefficient k2 is set to 0 until failure detection.
  • the amplitude value of the output signal of the coefficient calculation unit 90 becomes equal to 1 that is the amplitude of the input time series data (that is, The coefficients k1 and k2 are determined (so as not to overshoot).
  • the coefficient k1 and k2 are set so that the amplitude value of the output signal of the coefficient calculation unit 90 rapidly increases up to the amplitude value of the input signal after the failure occurs, and hardly changes thereafter. can do.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a procedure for determining the coefficient values k1 and k2. Each step in FIG. 12 can be realized by a computer that operates according to a program.
  • step S100 the computer generates virtual time-series data as an input signal according to the above-described equations (4A) and (4B).
  • This virtual time series data corresponds to the case where the DC component of the power system becomes maximum at the time of failure.
  • the computer calculates the output waveforms of the first filter 81 and the second filter 82 based on the input time-series data.
  • the computer changes the time variation waveform of the amplitude value DF (t) long of the output signal of the first filter 81 and the time variation waveform of the amplitude value DF (t) short of the output signal of the second filter 82. And calculate.
  • the timing at which the values of the coefficients k1 and k2 are switched from the normal value of the power system to the value at the time of failure detection is not limited after 1T has elapsed since the failure detection as described above.
  • the coefficients k1 and k2 may be switched simultaneously with the failure detection.
  • the third filter 83 will be described.
  • a 180 ° addition filter is used as the third filter 83.
  • the 180 ° addition filter i (t) + i (t-6) (5) It is represented by However, the relay calculation cycle T is 30 ° in electrical angle. Therefore, the window length of the 180 ° addition filter is 180 ° in electrical angle.
  • FIG. 13 is a diagram showing gain characteristics of the 180 ° addition filter. As shown in FIG. 13, the fundamental wave component and the odd-order harmonic components can be completely removed, but the DC component and the even-order harmonic components pass through the 180 ° addition filter. Thus, by removing the basic component by the 180 ° addition filter, it is easy to determine the failure of the power system.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of an output waveform of the 180 ° addition filter.
  • FIG. 14A shows an example of the waveform of the input current signal. A failure has occurred in the power system at around 0.185 seconds.
  • FIG. 14B is a diagram showing an output signal waveform of the 180 ° addition filter with respect to the input signal waveform of FIG. As shown in FIG. 14B, since the input signal waveform changes greatly before and after the failure detection, an output exceeding the detection threshold Th1 is obtained.
  • Embodiment 3 In the third embodiment, another setting method of the coefficients k1 and k2 in the coefficient calculation unit 90 will be described.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of setting the coefficient values k1 and k2 in the third embodiment.
  • the coefficient values k1 and k2 are shown in a table format
  • the coefficient values k1 and k2 are shown in a graph.
  • the coefficient setting unit 93 in FIG. 3 rapidly decreases the coefficient k1 to 0.1 when 1T has elapsed since the failure was detected in the power system, and sets the coefficient k2 to 0.9. Increase rapidly. Thereafter, with the passage of time, the coefficient k1 is gradually increased and the coefficient k2 is gradually decreased. As shown in FIG. 15B, in the case of Embodiment 3, k1 and k2 change linearly.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an amplitude value calculation result of the filter output signal waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the setting of the coefficient values k1 and k2 illustrated in FIG.
  • the amplitude value DF (t) long of the output signal of the first filter 81 is indicated by a thick broken line
  • the amplitude value DF (t) short of the output signal of the second filter 82 is indicated by a thin broken line
  • the coefficient calculation unit 90 The output signal amplitude value (k1 * DF (t) long + k2 * DF (t) short ) is indicated by a solid line.
  • FIG. 16 When FIG. 16 is compared with FIG. 11, the response performance to the input signal is comparable, but in the case of FIG. 16, the output signal overshoots. However, the magnitude of the overshoot and the period in which the overshoot occurs can be reduced as compared with the case where the second filter 82 (60 ° difference filter) is used alone.
  • this period is referred to as a verification period.
  • the overshoot period can be made shorter than before, the above-described verification period can be shortened. As a result, a protection relay capable of high speed operation can be provided.
  • Embodiment 4 FIG. In the fourth embodiment, another method for setting the coefficients k1 and k2 in the coefficient calculation unit 90 will be described.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a setting example of coefficient values k1 and k2 in the fourth embodiment.
  • coefficient values k1 and k2 are shown in a table format
  • coefficient values k1 and k2 are shown in a graph.
  • the coefficient setting unit 93 in FIG. 3 decreases the coefficient k1 rapidly to 0 and increases the coefficient k2 rapidly to 1 when 1T has elapsed since the failure was detected in the power system. Let Thereafter, this coefficient value is maintained for 2T (T is a relay operation cycle). Thereafter, the coefficient setting unit 93 gradually increases the coefficient k1 and gradually decreases the coefficient k2 over time. As shown in FIG. 17B, in the case of Embodiment 3, k1 and k2 change linearly.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating the amplitude value calculation result of the filter output signal waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the setting of the coefficient values k1 and k2 illustrated in FIG.
  • the amplitude value DF (t) long of the output signal of the first filter 81 is indicated by a thick broken line
  • the amplitude value DF (t) short of the output signal of the second filter 82 is indicated by a thin broken line
  • the coefficient calculation unit 90 The output signal amplitude value (k1 * DF (t) long + k2 * DF (t) short ) is indicated by a solid line.
  • the response to the input signal is slightly improved in the case of FIG. 18, but the overshoot of the output signal is larger.
  • the magnitude of the overshoot and the period in which the overshoot occurs can be reduced as compared with the case where the second filter 82 (60 ° difference filter) is used alone. Therefore, the above-described verification period can be made shorter than before, and thus a protection relay capable of operating at a higher speed than before can be provided.
  • FIG. The fifth embodiment is a modification of the first embodiment.
  • the phase of the output signal of the first filter 81 and the phase of the output signal of the second filter 82 are the same or different from each other by 180 ° with respect to the fundamental frequency.
  • the technique of the present disclosure can also be applied to a relay calculation using an instantaneous value such as a distance relay.
  • FIG. 19 is a functional block diagram illustrating digital processing realized by the arithmetic circuit of FIG. 2 in the protection relay of the fifth embodiment. It is a functional block diagram which shows the digital processing content of CPU.
  • the coefficient calculation unit 90 multiplies the output signal df (t) long of the first filter 81 by the coefficient k1, multiplies the output signal df (t) short of the second filter 82 by the coefficient k2, and these multiplication results. Are added to each other.
  • the digital processing unit 80A of FIG. 19 is different from the digital processing unit 80 of FIG. 3 in that it further includes an amplitude value calculation unit 88 provided between the coefficient calculation unit 90 and the operation determination unit 95.
  • the amplitude value calculation unit 88 obtains the amplitude value of the output signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ) of the coefficient calculation unit 90.
  • the operation determination unit 95 performs operation determination based on the amplitude value calculated by the amplitude value calculation unit 88.
  • the amplitude value calculation unit 88 needs to be provided when an amplitude value calculation is necessary for operation determination like an overcurrent relay, but is not necessary for a distance relay that performs operation determination using instantaneous values. It is.
  • the operation determination unit 95 performs the operation determination based on the output signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ) of the coefficient calculation unit 90.
  • FIG. 20 is a flowchart showing a processing procedure of the digital processing unit of FIG.
  • the flowchart in FIG. 20 shows the operation of the digital processing unit in FIG. 19 in chronological order.
  • Each step in FIG. 20 is executed by the CPU 61 in FIG.
  • the CPU 61 takes out data necessary for the filter calculation from the RAM 62.
  • time-series current data and / or voltage data detected from the power system and subjected to A / D conversion are stored in the RAM 62.
  • the CPU 61 performs a filter operation using the read data as the first filter 81, the second filter 82, and the third filter 83 described above.
  • the first filter 81 and the second filter 82 are FIR filters that remove DC components. Further, the first filter 81 and the second filter 82 have a feature that the window length of the first filter 81 is longer than the window length of the second filter 82 filter. Both the first filter 81 and the second filter 82 pass at least a part of the fundamental wave component, but the second filter 82 having a shorter window length has a larger attenuation of the fundamental wave component and a higher content ratio of the harmonic component. .
  • the third filter 83 is an FIR filter that removes the fundamental wave component.
  • the CPU 61 determines whether or not a failure has occurred in the power system based on the output of the third filter 83. For example, when the state where the output level of the third filter 83 exceeds a preset threshold value continues for a predetermined verification period (for example, 2T), the CPU 61 causes a failure in the power system. It is determined that
  • step S250 the CPU 61 uses the initially set values of the coefficients k1 and k2, and then uses the first filter 81. Output signal df (t) long is multiplied by a coefficient k1, and the output signal df (t) short of the second filter 82 is multiplied by a coefficient k2. The CPU 61 adds these multiplication results to each other (when the phase difference is 0 °). When the phase difference is 180 °, the CPU 61 subtracts these multiplication results from each other.
  • the CPU 61 calculates the amplitude value of the calculated signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ). Any known method may be used as an amplitude value calculation method, and is not particularly limited.
  • step S270 the CPU 61 performs an operation determination based on the result of the amplitude value calculation.
  • the amplitude value calculation result is almost determined by the output of the first filter 81, it is possible to prevent the overcurrent relay from making an erroneous determination due to a sudden surge current or the like. Thereafter, the procedure from step S210 is repeated.
  • the CPU 61 sets the coefficients k1 and k2 based on a preset table or mathematical expression as time elapses from the failure detection time.
  • the CPU 61 calculates k1 * df (t) long + k2 * df (t) short using the values of the coefficients k1 and k2 changed in step S240.
  • the CPU 61 calculates the amplitude value of the output signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ) of the coefficient calculation unit 90.
  • the CPU 61 performs an operation determination based on the output result of the amplitude value calculation. For example, in the case of an overcurrent relay, if the result of the amplitude value calculation exceeds the threshold value, the CPU 61 sets the operation flag to 1 to open the circuit breaker.
  • step S260 need not be executed.
  • the condition that the phase of the output signal of the first filter 81 and the phase of the output signal of the second filter 82 are equal or different from each other by 180 ° with respect to the fundamental frequency. Is added.
  • the instantaneous values of the output signals of the respective filters are synthesized (added in the case of in-phase and subtracted in the case of reverse phase) without obtaining the amplitude values of the output signals of the first filter 81 and the second filter 82. It is possible.
  • the protection relay of the fifth embodiment can be realized.
  • at least one of the first filter 81 and the second filter 82 includes a phase shifter that changes the phase of the time-series data obtained as a filter calculation result.
  • the operation delay can be further reduced.
  • the technology of the present disclosure can also be applied to a relay calculation that uses an instantaneous value such as a distance relay.
  • Embodiment 6 FIG. In the sixth embodiment, a specific example of the first filter 81 described in the fifth embodiment will be described.
  • a 60 ° difference filter can be used as a specific configuration of the second filter 82, and a 180 ° addition filter can be used as a specific configuration of the third filter 83. Since these filter characteristics have been described in the second embodiment, description thereof will not be repeated. Further, as the values of the coefficients k1 and k2, the setting values shown in FIG. 15 described in the third embodiment are used.
  • the first filter 81 is configured by connecting a plurality of addition filters and a difference filter in series. Specifically, when the current input signal is i (t), the following filters (a) to (f) are connected in series.
  • the relay calculation period T is 30 ° in electrical angle.
  • the input signal i (t) is input to the 30 ° addition filter represented by Expression (6A).
  • the output i 1 (t) of the 30 ° addition filter represented by Expression (6A) is input to the 30 ° difference filter represented by Expression (6B).
  • the output i 2 (t) of the 30 ° difference filter represented by Expression (6B) is input to the 60 ° addition filter represented by Expression (6C). Thereafter, the same calculation is performed, and finally an output signal i 6 (t) is obtained with respect to the input signal i (t).
  • the phase advance with respect to the fundamental frequency is 60 °, which is the same as the 60 ° difference filter constituting the second filter 82.
  • the window length of the first filter 81 is 390 ° in electrical angle, and is longer than the window length of the second filter 82 (60 ° in electrical angle).
  • Simulation result A simulation result when using the first filter 81 will be described.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a filter output waveform with respect to the input signal waveform of FIG. 9 in the protection relay of the fifth embodiment.
  • the input signal is indicated by a thick broken line
  • the output signal df (t) long of the first filter 81 is indicated by a two-dot chain line
  • the output signal df (t) short of the second filter 82 is indicated by a thin broken line.
  • the output signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ) of the coefficient calculation unit 90 is indicated by a solid line.
  • the output signal df (t) long of the first filter 81, the output signal df (t) short of the second filter 82, and the output signal of the coefficient calculation unit 90 may be in phase with each other. Recognize.
  • FIG. 22 is a diagram showing the calculation result of the amplitude value based on the filter output waveform of FIG.
  • the amplitude value of the output signal (k1 * df (t) long + k2 * df (t) short ) of the coefficient calculation unit 90 (that is, the output signal of the amplitude value calculation unit 88) is indicated by a solid line.
  • the amplitude value DF (t) long of the output signal df (t) long of the first filter 81 and the amplitude value DF (t) short of the output signal df (t) short of the second filter 82 are used. It also shows.
  • protection relay 51 analog input circuit, 57 A / D converter, 60 arithmetic circuit, 61 CPU, 62 RAM, 63 ROM, 64 memory, 71 digital input circuit, 72 digital output circuit, 79 time series data, 80, 80A Digital processing unit, 81 1st filter, 82 2nd filter, 83 3rd filter, 84, 85, 88 amplitude value calculation unit, 86 failure determination unit, 90 coefficient calculation unit, 91, 92 multiplier, 93 coefficient setting unit, 94 adder, 95 operation determination unit, T relay operation cycle, k1 first coefficient, k2 second coefficient.

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Abstract

保護リレーにおいてデジタル処理部（８０）は、電力系統の電流または電圧を表す時系列データに基づいてリレー演算を行う。デジタル処理部（８０）は、時系列データのうち直流成分を除去して第１の窓長を有する第１フィルタ（８１）と、時系列データのうち直流成分を除去して第１の窓長より短い第２の窓長を有する第２フィルタ（８２）とを備える。デジタル処理部（８０）は、さらに、第１フィルタ（８１）の出力信号の振幅値と第２フィルタ（８２）の出力信号の振幅値とをそれぞれ第１および第２係数（ｋ１，ｋ２）倍して合成する係数演算部（９０）を備える。動作判定部（９５）は、係数演算部（９０）の出力に基づいて動作判定を行う。ここで、電力系統の故障が検出されたときに、第１係数（ｋ１）は減少し、第２係数（ｋ２）は増加し、その後、時間経過とともに第１係数（ｋ１）および第２係数（ｋ２）が変化する。

Description

保護リレー
　この開示は、保護リレーに関し、たとえば、電力系統の保護に用いられるデジタル保護リレーに関するものである。
　デジタル保護リレーは、電力系統の電圧または電流のサンプル値をＡ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換後のサンプル値から基本波成分以外の直流成分などを取り除くデジタルフィルタとを備える。ここで、デジタルフィルタ処理に使用する複数のデータ点のうち、最も新しい現時点のデータ点から最も古いデータ点までの時間幅を窓長と称する。
　リレー演算の精度を高めるためには、窓長の長いデジタルフィルタを用いて不要成分の減衰率を高めたほうが望ましい。しかしながら、そうすると、応答時間が長くなるという問題が生じる。
　上記の問題を考慮して、窓長の異なる複数のデジタルフィルタを組み合わせて用いるという手法が公知となっている。たとえば、特開昭６０－２０４２１９号公報（特許文献１）は、系統故障を検出してから第１時刻までは窓長の短い第１フィルタを用い、第１時刻から第２時刻までは窓長が中程度の第２フィルタを用い、第２時刻からは窓長が長い第３フィルタを用いることを開示する。
　また、特開２０１１－２５０５１８号公報（特許文献２）に開示された過電流リレーは、第１過電流判定部と第２過電流判定部とを備える。第１過電流判定部は、第１期間の電流データを用いて計算した実効値と第１の判定閾値とを比較することにより動作判定を行う。第２過電流判定部は、第１期間よりも短い第２期間の電流データを用いて計算した実効値と、第１の判定閾値よりも高い第２の判定閾値と比較することにより動作判定を行う。過電流リレーは、第１過電流判定部および第２過電流判定部の各々の動作判定結果のうち早いほうのタイミングで出力された動作判定結果に基づいて動作出力を生成する。
特開昭６０－２０４２１９号公報 特開２０１１－２５０５１８号公報 特開平０１－２２７６１３号公報
　電力系統の故障発生時のように電流の大きさが急激に変化する場合に窓長の短いデジタルフィルタを使用すると、振幅値計算結果にオーバーシュートが生じる。この結果、保護リレーの動作判定に誤りが生じる場合がある。
　上記の特許文献１の保護リレーの場合にはフィルタを切り替える第１および第２時刻を調整することにより、上記の特許文献２の保護リレーの場合には第１および第２の判定閾値の設定を調整することにより、オーバーシュートの判定精度への影響を抑制することが可能である。しかしながら、フィルタの切替え時刻を調整したり、動作判定のための判定閾値を調整したりするだけでは限界があり、動作判定精度をさらに高めることは困難である。
　この開示は、上記の問題点を考慮したものであり、その目的は、応答速度と動作判定精度とを両立することが可能な保護リレーを提供することである。
　一実施形態による保護リレーは、電力系統の電流または電圧を表す信号を検出してＡ／Ｄ変換することにより、時系列データを生成するアナログ入力回路と、時系列データに基づいたデジタル処理を行う演算回路とを備える。演算回路は、第１フィルタと、第２フィルタと、係数演算部と、動作判定部と、係数設定部とを含む。第１フィルタは、時系列データのうち直流成分および電力系統の少なくとも一部の次数の高調波成分を減衰または除去して電力系統の基本波成分の少なくとも一部を通過させ、第１の窓長を有する。第２フィルタは、時系列データのうち直流成分および電力系統の少なくとも一部の次数の高調波成分を減衰または除去して電力系統の基本波成分の少なくとも一部を通過させ、第１の窓長より短い第２の窓長を有する。係数演算部は、第１フィルタの出力信号に基づく値に第１係数を乗算し、第２フィルタの出力信号に基づく値に第２係数を乗算し、乗算結果を合成する。動作判定部は、係数演算部による合成結果に基づいて動作判定を行う。係数設定部は、第１係数および第２係数を設定する。係数設定部は、電力系統の故障が検出されたときに、第１係数を減少させかつ第２係数を増加させ、その後、時間経過とともに第１係数および第２係数を変化させる。
　上記の実施形態によれば、第１フィルタに乗算する第１係数および第２フィルタに乗算する第２の係数を、故障検出時からの時間経過とともに変化させることによって、応答速度と動作判定精度とを両立することが可能になる。
保護リレーを備えた電力系統の構成例を示す図である。 図１の保護リレーのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 図２の演算回路によって実現されるデジタル処理を説明する機能ブロック図である。 図３の変形例を示す機能ブロック図である。 図２の演算回路による処理手順を示すフローチャートである。 フル・サイクル・コサイン・フィルタのゲイン特性を示す図である。 ６０°差分フィルタのゲイン特性を示す図である。 実施の形態２における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。 シミュレーションにおけるフィルタ入力波形を示す図である。 図９の入力波形に対するフィルタ出力波形を示す図である。 図１０のフィルタ出力波形に基づく振幅値の演算結果を示す図である。 係数値ｋ１，ｋ２の決定手順を示すフローチャートである。 １８０°加算フィルタのゲイン特性を示す図である。 １８０°加算フィルタの出力波形の一例を示す図である。 実施の形態３における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。 図１５に示す係数値ｋ１，ｋ２の設定において、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力信号波形の振幅値演算結果を示す図である。 実施の形態４における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。 図１７に示す係数値ｋ１，ｋ２の設定において、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力信号波形の振幅値演算結果を示す図である。 実施の形態５の保護リレーにおいて、図２の演算回路によって実現されるデジタル処理を説明する機能ブロック図である。 図１９のデジタル処理部の処理手順を示すフローチャートである。 実施の形態５の保護リレーにおいて、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力波形を示す図である。 図２１のフィルタ出力波形に基づく振幅値の演算結果を示す図である。
　以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。以下の説明では、主として過電流リレーを例に挙げて説明するが、この開示は過電流リレーに限定して適用されるものではない。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない場合がある。
　実施の形態１．
　［電力系統の構成例］
　図１は、保護リレーを備えた電力系統の構成例を示す図である。図１を参照して、送電線４０の一端には電源４２が設けられる。なお、送電線４０は三相送電線であるが図１では図解を容易にするために１本の線で示している。
　送電線４０には電流変成器（ＣＴ：Current　Transformer）ＣＴが設けられる。さらに、送電線４０上には、遮断器（ＣＢ：Circuit　Breaker）４３が設けられる。
　保護リレー５０は、送電線４０を流れる三相交流電流を表す信号を電流変成器ＣＴから取得する。保護リレー５０は、取得した電流信号をサンプリングしてＡ／Ｄ（Analog　to　Digital）変換することによって電流データを生成する。電流データを電流時系列データ、または、単に時系列データと称する場合がある。保護リレー５０は、生成した電流データに基づいて過電流リレー演算を行い、この結果、異常を検知した場合には遮断器４３を開路するためのトリップ信号を出力する。以上は、過電流リレーの場合について説明したが、他のリレー要素の場合（たとえば、三相交流電圧に基づく電圧データを使用する場合）についても同様である。
　［保護リレーのハードウェア構成の一例］
　図２は、図１の保護リレーのハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２の保護リレー５０は、いわゆるデジタルリレー装置と同様の構成を有している。具体的に図２を参照して、保護リレー５０は、アナログ入力回路５１と、演算回路６０と、Ｉ／Ｏ（Input　and　Output）回路７０とを備える。
　アナログ入力回路５１は、入力トランス５２と、アナログフィルタ（ＡＦ：Analog　Filter）５４＿１，５４＿２，…，５４＿ｎと、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ：Sample　Hold　Circuit）５５＿１，５５＿２，…，５５＿ｎと、マルチプレクサ（ＭＰＸ：Multiplexer）５６と、Ａ／Ｄ変換器５７と、ＤＭＡ（Direct　Memory　Access）コントローラ５８とを含む。
　入力トランス５２は、入力チャンネルごとに補助変成器５３＿１，５３＿２，…，５３＿ｎを備える。入力トランス５２は、図１の電流変成器ＣＴからの電流信号が入力される。各補助変成器５３は、電流変成器ＣＴからの電流信号をアナログ入力回路５１および演算回路６０での信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。アナログフィルタ５４およびサンプルホールド回路５５は、入力信号のチャンネルごとに設けられる。
　各アナログフィルタ５４は、Ａ／Ｄ変換の際の折返し誤差を除去するために設けられたローパスフィルタである。各サンプルホールド回路５５は、対応のアナログフィルタ５４を通過した信号を規定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。サンプリング周波数は、たとえば、４８００Ｈｚである。
　マルチプレクサ５６は、サンプルホールド回路５５＿１，５５＿２，…，５５＿ｎに保持された電圧信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器５７は、マルチプレクサ５６によって選択された信号をデジタル値に変換する。
　ＤＭＡコントローラ５８は、Ａ／Ｄ変換器５７から出力されたデジタルデータをＲＡＭ６２に転送する。
　演算回路６０は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）６１と、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）６２と、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）６３と、メモリ６４と、これらを接続するバス６５とを含む。ＣＰＵ６１は、プログラムに従って動作することにより、保護リレー５０の全体の動作を制御する。ＲＡＭ６２およびＲＯＭ６３は、ＣＰＵ６１の主記憶として用いられる。メモリ６４は、フラッシュメモリなどの不揮発性メモリを用いることにより、プログラムおよび信号処理用の設定値などを収納することができる。
　なお、演算回路６０は、何らかの回路によって構成されていればよく、図２の例には限定されない。たとえば、演算回路６０は、複数のＣＰＵを備えていてもよい。また、演算回路６０は、ＣＰＵなどのプロセッサに代えて、少なくとも１つのＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）によって構成されていてもよいし、少なくとも１つのＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）によって構成されていてもよい。もしくは、演算回路６０は、プロセッサ、ＡＳＩＣ、およびＦＰＧＡのうちのいずれかの組み合わせによって構成されていてもよい。
　Ｉ／Ｏ回路７０は、デジタル入力（Ｄ／Ｉ：Digital　Input）回路７１と、デジタル出力（Ｄ／Ｏ：Digital　Output）回路７２とを含む。デジタル入力回路７１およびデジタル出力回路７２は、ＣＰＵ６１と外部装置との間で通信を行う際のインターフェース回路である。たとえば、デジタル出力回路７２は、図１に示す自端側の遮断器４３Ａまたは４３Ｂにトリップ信号を出力する。
　［デジタル処理部の構成］
　次に、演算回路６０で実現されるデジタル処理の内容について詳しく説明する。以下の機能は、ＣＰＵ６１がプログラムに従って動作することによって実現されるものとして説明するが、前述のように、演算回路６０は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどによって実現されていてもよい。また、以下では、主として過電流リレーを例に挙げて説明するが、本開示は過電流リレーに限定されるものではない。
　図３は、図２の演算回路によって実現されるデジタル処理部の構成を示す機能ブロック図である。図３を参照して、デジタル処理部８０は、第１フィルタ８１と、第２フィルタ８２と、第３フィルタ８３と、振幅値演算部８４，８５と、故障判定部８６と、係数演算部９０と、動作判定部９５とを含む。デジタル処理部８０には、ＲＡＭ６２に取り込まれた時系列データ７９（すなわち、電力系統の電流データおよび／または電圧データ）が入力される。図３の例では、時系列データ７９は、電力系統の電流データである。
　第１フィルタ８１および第２フィルタ８２の各々は、有限インパルス応答（ＦＩＲ：Finite　Impulse　Response）フィルタとして構成することが可能なデジタルフィルタである。第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、時系列データ７９からリレー演算およびリレー特性に障害となる直流成分および少なくとも一部の次数の高調波成分を除去するように構成される。リレー演算に必要な電力系統の基本波成分については、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、少なくともその一部を通過させる。特に、第１フィルタ８１は、直流成分を阻止またはできるだけ減衰させ、電力系統の高調波成分をできるだけ減衰させ、電力系統の基本波成分をできるだけ通過させるように構成される。第２フィルタ８２の周波数特性は、第１フィルタ８１の周波数特性と異なっていてもよい。具体的に、第２フィルタ８１は直流成分を阻止またはできるだけ減衰させるが、第２フィルタ８２の高調波成分の減衰率は第１フィルタ８１の高調波成分の減衰率よりも小さくてよい。
　さらに、第１フィルタ８１の窓長は、第２フィルタ８２の窓長よりも長い点に特徴がある。
　たとえば、リレー演算周期Ｔを電気角で３０度とし、現時点の電流値ｉ（ｔ）と現時点よりも６０°前の電流値ｉ（ｔ－２Ｔ）との差分によってフィルタ関数が表されるとする。この場合、窓長は、２Ｔ＝６０°である。なお、以下の説明では、ｉ（ｔ－２Ｔ）を簡単にｉ（ｔ－２）と記載する場合がある。
　上記のように、第１フィルタ８１の窓長のほうが第２フィルタ８２の窓長よりも長いので、第１フィルタ８１のほうが第２フィルタ８２に比べて、高調波成分をより減衰させることができ、基本波成分を精度良く取り出すことができる。逆に第２フィルタ８２の出力には、高調波成分が第１フィルタ８１の場合と比べて減衰されずに含まれている。したがって、故障発生で電流が急増したときの時系列データを用いて振幅値演算を行う場合には、過渡的に高調波成分が含まれるので、第１フィルタ８１を通過したデータを用いたほうが、第２フィルタ８２を用いるよりも精度良く演算を行うことができる。
　一方、入力された時系列データ（電流データおよび／または電圧データ）が変化したときの応答性は、第１フィルタ８１のほうが第２フィルタ８２よりも遅い。第１フィルタ８１は、電力系統の故障発生の直後は（具体的に、窓長に対応する時間の間）、故障発生前のデータと故障発生後のデータとの両方を用いてフィルタ演算を行うことになる。
　第３フィルタ８３は、ＦＩＲフィルタとして構成することが可能なデジタルフィルタである。第３フィルタ８３は、第２フィルタ８２の出力データから基本波成分を除去することで故障発生時の急変を検出する。第３フィルタ８３は、基本成分以外の成分のうち少なくとも一部を出力する。ただし、第３フィルタ８３の出力は、故障判定に用いられるので、故障発生時には一定時間以上異常出力が持続するよう構成される。
　第１の振幅値演算部８４は、第１フィルタ８１から出力された時系列データを用いて振幅値演算を行う。第２の振幅値演算部８５は、第２フィルタ８２から出力された時系列データを用いて振幅値演算を行う。振幅値演算の方法は、とくに限定されないが、たとえば、特開平０１－２２７６１３号公報（特許文献３）に記載された方法を用いることができる。
　具体的に、現時点の電流値をｉ（ｔ）とし、現時点よりも電気角で３０°前、６０°前、９０°前の電流値をそれぞれｉ（ｔ－１），ｉ（ｔ－２），ｉ（ｔ－３）とすれば、電流振幅Ｉは、
　Ｉ2＝［i(t-1)・ｉ(t-2)－i(t)・ｉ(t-3)］／［sin30°・sin60°］　　…(1)
で求めることができる。より、一般的な表式は上記の特許文献３に開示されている。
　故障判定部８６は、第３フィルタ８３の出力に基づいて、電力系統で故障が生じているか否かを判定する。たとえば、故障判定部８６は、第３フィルタ８３の出力の大きさが閾値を超えたときに電力系統で故障が生じていると判定する。第３フィルタ８３は、基本波成分を除去するので、時系列データの振幅が変化しないときには、その出力の大きさはほぼ０となる。電力系統で故障が生じると電流の大きさおよび位相が大きく変化するために過渡的に高調波成分が生じたかのようになり、第３フィルタ８３は閾値を超える大きさの信号を出力する。
　係数演算部９０は、乗算器９１，乗算器９２と、加算器９４と、係数設定部９３とを含む。
　乗算器９１は、振幅値演算部８４から出力された第１フィルタ８１の振幅値（すなわち、ＤＦ（ｔ）long）に係数ｋ１を乗算する。同様に、乗算器９２は、振幅値演算部８５から出力された第２フィルタ８２の振幅値（すなわち、ＤＦ（ｔ）short）に係数ｋ２を乗算する。加算器９４は、乗算器９１の出力であるｋ１＊ＤＦ（ｔ）longと、乗算器９２の出力であるｋ２＊ＤＦ（ｔ）shortとを加算し、加算結果を出力する。
　係数設定部９３は、係数ｋ１，ｋ２と故障検出後の経過時間との間の予め定められた対応関係に従って、係数ｋ１，ｋ２の値を設定する。この対応関係は、テーブルまたは数式の形でメモリに格納されている。
　具体的に、係数設定部９３は、故障判定部８６から電力系統の故障が通知されていない場合には、たとえば、ｋ１＝１、ｋ２＝０に設定する。これによって、窓長のより長い第１フィルタ８１の出力値を用いて演算された電流振幅に基づいて過電流の有無が判定される。したがって、たとえば、突発的なサージ電流などによって過電流リレーが誤動作しないようにすることができる。
　一方、係数設定部９３は、故障判定部８６から電力系統の故障が通知されると、係数ｋ１を急激に減らし、係数ｋ２を急激に増やす。たとえば、ｋ１＝０、ｋ２＝１に設定される。これによって、保護リレー５０の応答性を増すことができる。その後、係数設定部９３は、時間の経過とともに徐々に係数ｋ１，ｋ２の値を変化させ、最終的に元の係数ｋ１，ｋ２の値もしくはそれに近い値（たとえば、ｋ１＝１，ｋ２＝０）まで変化させる。このように、係数ｋ１，ｋ２の値を徐々に変化させることによって、オーバーシュートの量を減らすことができる。
　図４は、図３の変形例を示す機能ブロック図である。図４のデジタル処理部８０Ａは、第２フィルタ８２の出力に代えて、ＲＡＭ６２取り込まれた時系列データ７９（すなわち、電力系統の電流データおよび／または電圧データ）が第３フィルタ８３に入力される点で、図３のデジタル処理部８０と異なる。図４のその他の点は図３と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。図４の構成であっても、図３の場合とほぼ同様の機能を奏することができる。
　［デジタル処理部の動作］
　図５は、図２の演算回路による処理手順を示すフローチャートである。図５のフローチャートは、図３および図４のデジタル処理部の動作を時系列順に示したものである。図５の各ステップは、図２のＣＰＵ６１によって実行される。
　まず、図５のステップＳ１０において、ＣＰＵ６１は、係数ｋ１，ｋ２を電力系統で故障が生じていない場合の初期値に設定する。たとえば、ＣＰＵ６１は、ｋ１＝１，ｋ２＝０に設定する。窓長のより長い第１フィルタ８１の出力を用いることによって、サージ電流などに基づく誤判定を防止することができる。
　次のステップＳ２０において、ＣＰＵ６１は、フィルタ演算に必要なデータをＲＡＭ６２から取り出す。前述のとおり、電力系統から検出され、Ａ／Ｄ変換された時系列の電流データおよび／または電圧データは、ＲＡＭ６２に格納されている。
　その次のステップＳ３０において、ＣＰＵ６１は、読み出したデータを用いて、前述の第１フィルタ８１、第２フィルタ８２、および第３フィルタ８３としてフィルタ演算を行う。
　第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、直流成分および特定の高調波成分を除去するＦＩＲフィルタである。故障発生時には、過渡的に直流成分および高調波成分が大きく増加するので、振幅値演算の演算誤差を低減するために、直流成分および高調波成分を除去することが重要である。さらに、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、第１フィルタ８１の窓長の方が第２フィルタ８２フィルタの窓長よりも長いという特徴を有している。第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は共に基本波成分の少なくとも一部を通過させるが、フィルタ毎に透過の大きさは異なる。各フィルタを基本波成分に対して規格化した場合、第２フィルタ８２は第１フィルタ８１と比べて、高調波成分の減衰が少なく、また、ある高調波成分の値が基本波よりも大きくなることがある。また、入力が急変した場合、窓長のより短い第２のフィルタほうが出力がより早く故障後のデータに追随するが、オーバーシュート（すなわち、振幅値演算結果が実際の入力より過渡的に大きくなること）を起こしやすい。
　第３フィルタ８３は、基本波成分を除去するＦＩＲフィルタである。電力系統の電流の大きさが変化していない場合には、第３フィルタ８３の出力の大きさはほぼ０である。電力系統で故障が発生したときに、電流が大きく変化するので、基本波以外の成分が増加する。この結果、第３フィルタ８３の出力の大きさが電流の急変量に応じて増加する。
　その次のステップＳ４０において、ＣＰＵ６１は、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値を計算し、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値を計算する。振幅値演算の方法として、公知のいずれの方法を用いてもよく、特に限定されない。
　その次のステップＳ５０において、ＣＰＵ６１は、第３フィルタ８３の出力に基づいて電力系統で故障が発生しているか否かを判定する。たとえば、ＣＰＵ６１は、第３フィルタ８３の出力の大きさが予め設定された閾値を超えた状態が、予め定められた照合期間（たとえば、２Ｔ）の間継続したときに、電力系統で故障が発生したと判定する。
　上記の判定の結果、電力系統の故障が検出されなかった場合には（ステップＳ５０でＮＯ）、ステップＳ７０において、ＣＰＵ６１は、初期設定された係数ｋ１，ｋ２の値を用いて、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）longを係数ｋ１倍し、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）shortを係数ｋ２倍する。ＣＰＵ６１は、これらの乗算結果を互いに加算する。そして、次のステップＳ８０において、ＣＰＵ６１は、加算結果に基づいて動作判定を行う。この場合、加算結果はほぼ第１フィルタ８１の出力によって決まるので、突発的なサージ電流などによって過電流リレーが誤判定することを防止することができる。その後、ステップＳ２０からの手順が繰り返される。
　一方、ステップＳ５０の判定の結果、電力系統の故障が検出された場合には、ＣＰＵ６１は、故障検出時刻からの時間経過に応じて、予め作成されたテーブルまたは数式に基づいて係数ｋ１，ｋ２の値を変更する（ステップＳ６０）。具体的には、故障検出時点において、ＣＰＵ６１は、係数ｋ１に対する係数ｋ２の比率を高め、最終的に係数ｋ１に対する係数ｋ２の比率を下げる。この場合、ｋ１＋ｋ２＝１の関係を満たすように変化させてもよい。
　次のステップＳ７０において、ＣＰＵ６１は、ステップＳ６０で変更された係数ｋ１，ｋ２の値を用いて、ｋ１＊ＤＦ（ｔ）long＋ｋ２＊ＤＦ（ｔ）shortを計算する。次のステップＳ８０において、ＣＰＵ６１は、ステップＳ７０での計算結果に基づいて動作判定を行う。たとえば、乗算結果が閾値を超えている場合には、ＣＰＵ６１は、動作フラグを１に設定することによって、遮断器を開路させる。
　［実施の形態１の効果］
　以上のとおり、実施の形態１の保護リレーによれば、互いに窓長の異なる第１フィルタ８１および第２フィルタ８２を利用し、第１フィルタ８１の出力信号のｋ１倍と第２フィルタ８２の出力信号のｋ２倍との和に基づいて動作判定が行われる。電力系統に故障が検出されたときには、前記第１係数を減少させかつ前記第２係数を増加させ、その後、時間の経過とともに前記第１係数および前記第２係数を変化させるようにする。これにより、オーバーシュートの発生を抑制することができ、応答速度と動作判定精度とを両立することが可能な保護リレーを提供することができる。
　実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明した第１フィルタ８１、第２フィルタ８２、おおよび第３フィルタ８３の具体例と、係数ｋ１，ｋ２の具体的な設定方法について説明する。
　［第１および第２フィルタの具体例］
　（第１フィルタ８１）
　具体的に、第１フィルタ８１としてフル・サイクル・コサイン・フィルタ（Full　Cycle　Cosine　Filter）が用いられる。リレー演算周期Ｔを電気角で３０°としたとき、フル・サイクル・コサイン・フィルタは、
　i(t)＋i(t-1)・cos30°＋i(t-2)・cos60°＋i(t-3)・cos90°＋i(t-4)・cos120°
　＋i(t-5)・cos150°＋i(t-6)・cos180°＋i(t-7)・cos210°＋i(t-8)・cos240°
　＋i(t-9)・cos270°＋i(t-10)・cos300°＋i(t-11)・cos330°　　…(2)
のように表される。したがって、フル・サイクル・コサイン・フィルタの窓長は電気角で３３０°である。
　図６は、フル・サイクル・コサイン・フィルタのゲイン特性を示す図である。図６において、横軸は電力系統の定格周波数ｆで規格化した周波数であり、縦軸はゲインである。図６に示すように、直流成分と定格周波数ｆの整数倍の高調波成分は完全に除去される。また、基本波成分は減衰されずに通過する。また、位相特性に関して、定格周波数の信号は３６０°遅延して出力される。
　（第２フィルタ８２）
　第２フィルタ８２として、６０°差分フィルタが用いられる。６０°差分フィルタは、
　i(t)－i(t-2)　　…(3)
で表される。ただし、リレー演算周期Ｔを電気角で３０°としている。したがって、６０°差分フィルタの窓長は電気角で６０°である。
　図７は、６０°差分フィルタのゲイン特性を示す図である。図７に示すように、直流成分は完全に減衰するが、基本波成分の信号は６０°差分フィルタを通過するけれども減衰される。また、位相特性に関して、定格周波数の信号は６０°位相が進んだ状態で出力される。
　［係数ｋ１，ｋ２の設定方法］
　図８は、実施の形態２における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。図８（Ａ）では係数値ｋ１，ｋ２を表形式で示し、図８（Ｂ）では数値ｋ１，ｋ２をグラフで示す。図８（Ａ）では、電力系統の故障検出後の経過時間がリレー演算周期Ｔ（Ｔは電気角で３０°に対応する）を基準にして示されている。すなわち、故障検出から１Ｔの時間が経過した以降において係数値ｋ１，ｋ２が変化する。
　図８（Ｂ）に示すように、電力系統の故障が検出されたときに、係数設定部９３は、第１係数ｋ１を急激に減少させかつ第２係数ｋ２を急激に増加させる。その後、係数設定部９３は、第１係数ｋ１を増加させかつ第２係数ｋ２を減少させた後に、再び第１係数ｋ１を減少させかつ第２係数ｋ２を増加させる。係数設定部９３は、その後、第１係数を増加させかつ第２係数を減少させる。このように係数ｋ１，ｋ２を変化させることによって、係数演算部９０の出力信号に生じるオーバーシュートを減らすことができる。
　具体的な係数ｋ１，ｋ２の値は、シミュレーションによって求められる。以下、その方法を具体的に説明する。
　図９は、シミュレーションにおけるフィルタ入力波形を示す図である。一般に、電力系統で故障が生じた場合の電流値は、交流成分と直流成分との重ね合わせによって表される。図１の送電線４０の抵抗成分をＲとし、インダクタンス成分をＬとすると、直流成分が変化する時定数τはＬ／Ｒで表される。ここで、ψ＝ｔａｎ-1ωＬ／Ｒ（ただし、ωは電力系統の基本波の角周波数）とし、故障発生時の瞬時電圧位相をφとすれば、直流成分の大きさは、φ－ψ＝９０°または２７０°のとき（一般に電圧の瞬時値が０付近のとき）最大になる。
　シミュレーションでは、このように直流成分の大きさが最大のときの電流波形が仮想のフィルタ入力波形として用いられる。そして、このような最も厳しい条件でも良好な応答性および精度が得られるように、係数ｋ１，ｋ２が決定される。
　具体的に、図９に示す入力電流波形は、
　ｉ（ｔ）＝０　ただし、０≦ｔ＜０．０５（秒）　　…(4A)
　ｉ（ｔ）＝sin（ωｔ）＋ｅｘｐ（－ｔ／τ）　ただし、ｔ≧０．０５（秒）
　　…(4B)
によって表される。時刻ｔ＝０．０５（秒）において、１相地絡などの単純故障が生じたと仮定している。系統周波数ｆを５０Ｈｚとし、リレー演算周期Ｔを１．６６７ｍｓｅｃ（対応する電気角を３０°）とする。
　図１０は、図９の入力波形に対するフィルタ出力波形を示す図である。図１０では、入力信号波形を破線で示し、フル・サイクル・コサイン・フィルタの出力波形を太い実線で示し、６０°差分フィルタの出力波形を細い実線で示している。
　図１１は、図１０のフィルタ出力波形に基づく振幅値の演算結果を示す図である。図１１では、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）longを太い破線で示し、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）shortを細い破線で示し、係数演算部９０の出力信号の振幅値（ｋ１＊ＤＦ（ｔ）long＋ｋ２＊ＤＦ（ｔ）short）を実線で示している。係数ｋ１，ｋ２は、図８に示したものであるが、以下のように決定される。
　まず、時刻ｔ＝０．０５で故障が発生する。故障発生と同時に故障判定部８６によって電力系統の故障が検出される。ただし、突発的なサージ電流などによって誤動作しないようにするために、故障判定部８６は、２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）の期間、故障状態が継続した場合に（すなわち、時刻ｔ＝０．０５３３秒において）故障検出を報知する。言い替えると、故障発生時、故障発生から１Ｔ経過後、および故障発生から２Ｔ経過後の３回にわたって、故障判定部８６は、第３フィルタ８３の出力異常を検知し、これにより故障検出を報知する。この明細書では、この２Ｔの期間を照合期間と称する。遅延時間が２Ｔのオンディレイタイマーが故障判定部８６の後段に設けられていると考えることもできる。
　故障検出時までは第１係数ｋ１は１に設定され、かつ第２係数ｋ２は０に設定される。故障検出から１Ｔの時間経過後から（すなわち、時刻ｔ=０．０５５秒から）、係数演算部９０の出力信号の振幅値が入力時系列データの振幅である１に等しくなるように（すなわち、オーバーシュートしないように）係数ｋ１，ｋ２が決定される。この結果、図１１に示すように、係数演算部９０の出力信号の振幅値は、故障発生後に、入力信号の振幅値まで急激に増加し、その後、ほとんど変化しないように係数ｋ１，ｋ２を設定することができる。
　図１２は、係数値ｋ１，ｋ２の決定手順を示すフローチャートである。図１２の各ステップはプログラムに従って動作するコンピュータによって実現可能である。
　まず、ステップＳ１００において、コンピュータは、前述の式（４Ａ）および（４Ｂ）に従って仮想の時系列データを入力信号として生成する。この仮想時系列データは、故障時に電力系統の直流成分が最大になる場合に対応している。
　次のステップＳ１１０において、コンピュータは、入力された時系列データに基づいて、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２の出力波形を計算する。その次のステップＳ１２０において、コンピュータは、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）longの時間変化波形と、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）shortの時間変化波形とを計算する。
　次のステップＳ１３０において、コンピュータは、故障発生時刻（ｔ＝０．０５秒）から２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）が経過した、ｔ＝０．０５＋２Ｔにおいて、故障判定部８６が故障を検出したと仮定する。故障検出時刻まで係数値ｋ１＝１かつｋ２＝０に設定される。
　次のステップＳ１４０において、コンピュータは、たとえば、故障検出から１Ｔが経過した時点を開始時刻として、その後、係数演算部９０の出力信号の振幅値が入力信号の振幅値（＝１）に等しくなるように、係数ｋ１，ｋ２を決定する。ここで、係数ｋ１,ｋ２の値を電力系統の正常時の値から故障検出時の値に切り替えるタイミングは、上記したような故障検出から１Ｔ経過後には限定されない。たとえば、故障検出と同時に係数ｋ１，ｋ２の切り替えを行ってもよい。また、上記の係数ｋ１，ｋ２の値として、ｋ１＋ｋ２＝１としてもよく、さらに、ｋ１，ｋ２は負の値に設定してもよいものとする。
　［第３フィルタの具体例］
　次に、第３フィルタ８３について説明する。第３フィルタ８３として１８０°加算フィルタが用いられる。１８０°加算フィルタは、
　i(t)＋i(t-6)　　…(5)
で表される。ただし、リレー演算周期Ｔを電気角で３０°としている。したがって、１８０°加算フィルタの窓長は電気角で１８０°である。
　図１３は、１８０°加算フィルタのゲイン特性を示す図である。図１３に示すように、基本波成分と奇数次の高調波成分は完全に除去できるが、直流成分と偶数次の高調波成分は、１８０°加算フィルタを通過する。このように基本成分を１８０°加算フィルタで除去することによって、電力系統の故障の判定が容易になる。
　図１４は、１８０°加算フィルタの出力波形の一例を示す図である。図１４（Ａ）は入力電流信号の波形の一例を示す。時刻０．１８５秒付近で電力系統に故障が発生している。
　図１４（Ｂ）は、図１４（Ａ）の入力信号波形に対する１８０°加算フィルタの出力信号波形を示す図である。図１４（Ｂ）に示すように、故障検出の前後で入力信号波形が大きく変化するために検出閾値Ｔｈ１を超える出力が得られる。
　［実施の形態２の効果］
　実施の形態２では、実施の形態１で説明した第１フィルタ８１、第２フィルタ８２、および第３フィルタ８３の具体例と、係数ｋ１，ｋ２の具体的な設定方法について説明した。実施の形態１の場合と同様に、オーバーシュートの発生を抑制することができ、応答速度と動作判定精度とを両立することが可能な保護リレーを提供することができる。
　実施の形態３．
　実施の形態３では、係数演算部９０における係数ｋ１，ｋ２の他の設定方法について説明する。
　図１５は、実施の形態３における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。図１５（Ａ）では係数値ｋ１，ｋ２を表形式で示し、図１５（Ｂ）では係数値ｋ１，ｋ２をグラフで示す。図１５（Ａ）では、故障検出時刻からの経過時間がリレー演算周期Ｔ（Ｔ＝３０°）を基準にして示されている。なお、故障検出時刻までは、たとえば、係数値ｋ１＝１、ｋ２＝０に設定されている。
　図１５を参照して、図３の係数設定部９３は、電力系統で故障が検出されてから１Ｔが経過した時点で、係数ｋ１を０．１まで急激に減少させ、係数ｋ２を０．９まで急激に増加させる。その後、時間の経過とともに、係数ｋ１を徐々に増加させ、係数ｋ２を徐々に減少させる。図１５（Ｂ）に示すように、実施の形態３の場合には、ｋ１，ｋ２は直線的に変化する。
　図１６は、図１５に示す係数値ｋ１，ｋ２の設定において、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力信号波形の振幅値演算結果を示す図である。図１６では、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）longを太い破線で示し、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）shortを細い破線で示し、係数演算部９０の出力信号の振幅値（ｋ１＊ＤＦ（ｔ）long＋ｋ２＊ＤＦ（ｔ）short）を実線で示している。
　なお、図１１の場合と同様に、時刻ｔ＝０．０５秒で電力系統に故障が発生する。故障判定部８６は、２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）の期間、故障状態が継続した場合に（すなわち、時刻ｔ＝０．０５３３秒において）故障検出を報知する。
　図１６を図１１と比較すると、入力信号に対する応答性能は同程度であるが、図１６の場合には出力信号のオーバーシュートが生じている。しかし、オーバーシュートの大きさおよびオーバーシュートが生じている期間は、第２フィルタ８２（６０°差分フィルタ）を単独で用いる場合よりも減少させることができる。
　実施の形態３の構成を実際の過電流リレーに組み込む場合には、故障時以外に突発的なサージ電流によって誤動作しないようにする必要がある。そこで、保護リレー５０は、動作フラグ＝１の状態がリレー演算周期Ｔの数倍程度（この期間を照合期間と称する）継続した場合に、外部に動作信号を出力するように構成される。実施の形態３の保護リレーでは、オーバーシュートの期間を従来よりも短くできるので、上記の照合期間を短くできる。この結果、高速動作が可能な保護リレーを提供することができる。
　実施の形態４．
　実施の形態４では、係数演算部９０における係数ｋ１，ｋ２のさらに他の設定方法について説明する。
　図１７は、実施の形態４における係数値ｋ１，ｋ２の設定例を示す図である。図１７（Ａ）では係数値ｋ１，ｋ２を表形式で示し、図１７（Ｂ）では係数値ｋ１，ｋ２をグラフで示す。図１７（Ａ）では、故障検出時刻からの経過時間がリレー演算周期Ｔ（Ｔ＝３０°）を基準にして示されている。なお、故障検出時刻までは、たとえば、係数値ｋ１＝１、ｋ２＝０に設定されている。
　図１７を参照して、図３の係数設定部９３は、電力系統で故障が検出されてから１Ｔが経過した時点で、係数ｋ１を０まで急激に減少させ、係数ｋ２を１まで急激に増加させる。その後、２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）の間、この係数値を維持する。その後、係数設定部９３は、時間の経過とともに、係数ｋ１を徐々に増加させ、係数ｋ２を徐々に減少させる。図１７（Ｂ）に示すように、実施の形態３の場合には、ｋ１，ｋ２は直線的に変化する。
　図１８は、図１７に示す係数値ｋ１，ｋ２の設定において、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力信号波形の振幅値演算結果を示す図である。図１８では、第１フィルタ８１の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）longを太い破線で示し、第２フィルタ８２の出力信号の振幅値ＤＦ（ｔ）shortを細い破線で示し、係数演算部９０の出力信号の振幅値（ｋ１＊ＤＦ（ｔ）long＋ｋ２＊ＤＦ（ｔ）short）を実線で示している。
　なお、図１１の場合と同様に、時刻ｔ＝０．０５秒で電力系統に故障が発生する。故障判定部８６は、２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）の期間、故障状態が継続した場合に（すなわち、時刻ｔ＝０．０５３３秒において）故障検出を報知する。
　図１８と図１６とを比較すると、図１８の場合のほうが、入力信号に対する応答性は若干向上しているが、出力信号のオーバーシュートがより大きくなっている。しかし、オーバーシュートの大きさおよびオーバーシュートが生じている期間は、第２フィルタ８２（６０°差分フィルタ）を単独で用いる場合よりも減少させることができる。したがって、前述の照合期間を従来よりも短くできるので、従来よりも高速動作が可能な保護リレーを提供することができる。
　実施の形態５．
　実施の形態５は、実施の形態１を変形したものである。実施の形態５では、基本波周波数に対して、第１フィルタ８１の出力信号の位相と第２フィルタ８２の出力信号の位相とが、同じか互いに１８０°異なる場合について説明する。この場合、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２の各々の出力信号の振幅値を求めずに、各フィルタの出力信号の瞬時値を合成(加算または減算）することが可能である。この結果、動作遅れをより少なくすることができる。さらに、距離リレーなど瞬時値を用いるリレー演算にも、本開示の技術を適用することが可能になる。以下、図面を参照して詳しく説明する。
　図１９は、実施の形態５の保護リレーにおいて、図２の演算回路によって実現されるデジタル処理を説明する機能ブロック図である。ＣＰＵのデジタル処理内容を示す機能ブロック図である。
　図１９のデジタル処理部８０Ａは、振幅値演算部８４，８５が設けられていない点で図３のデジタル処理部８０と異なる。したがって、係数演算部９０は、第１フィルタ８１の出力信号ｄｆ（ｔ）longに係数ｋ１を乗算し、第２フィルタ８２の出力信号ｄｆ（ｔ）shortに係数ｋ２を乗算し、これらの乗算結果を互いに加算する。
　さらに、図１９のデジタル処理部８０Ａは、係数演算部９０と動作判定部９５との間に設けられた振幅値演算部８８をさらに含む点で、図３のデジタル処理部８０と異なる。振幅値演算部８８は、係数演算部９０の出力信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）の振幅値を求める。動作判定部９５は、振幅値演算部８８によって算出された振幅値に基づいて動作判定を行う。
　ただし、振幅値演算部８８は、過電流リレーのように振幅値演算が動作判定に必要な場合には設ける必要があるが、瞬時値を用いて動作判定を行う距離リレーなどの場合には不要である。この場合、動作判定部９５は、係数演算部９０の出力信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）に基づいて動作判定を行う。
　図１９のその他の点は図３の場合と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図２０は、図１９のデジタル処理部の処理手順を示すフローチャートである。図２０のフローチャートは、図１９のデジタル処理部の動作を時系列順に示したものである。図２０の各ステップは、図２のＣＰＵ６１によって実行される。
　まず、図２０のステップＳ２００において、ＣＰＵ６１は、係数ｋ１，ｋ２を電力系統で故障が生じていない場合の初期値に設定する。たとえば、ＣＰＵ６１は、ｋ１＝１，ｋ２＝０に設定する。窓長のより長い第１フィルタ８１の出力を用いることによって、サージ電流などに基づく誤判定を防止することができる。
　次のステップＳ２１０において、ＣＰＵ６１は、フィルタ演算に必要なデータをＲＡＭ６２から取り出す。前述のとおり、電力系統から検出され、Ａ／Ｄ変換された時系列の電流データおよび／または電圧データは、ＲＡＭ６２に格納されている。
　その次のステップＳ２２０において、ＣＰＵ６１は、読み出したデータを用いて、前述の第１フィルタ８１、第２フィルタ８２、および第３フィルタ８３としてフィルタ演算を行う。
　第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、直流成分を除去するＦＩＲフィルタである。さらに、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は、第１フィルタ８１の窓長の方が第２フィルタ８２フィルタの窓長よりも長いという特徴を有している。第１フィルタ８１および第２フィルタ８２は共に基本波成分の少なくとも一部を通過させるが、窓長のより短い第２フィルタ８２のほうが基本波成分の減衰が大きく、高調波成分の含有割合が大きい。
　第３フィルタ８３は、基本波成分を除去するＦＩＲフィルタである。
　その次のステップＳ２３０において、ＣＰＵ６１は、第３フィルタ８３の出力に基づいて電力系統で故障が発生しているか否かを判定する。たとえば、ＣＰＵ６１は、第３フィルタ８３の出力の大きさが予め設定された閾値を超えた状態が、予め定められた照合期間（たとえば、２Ｔ）の間継続したときに、電力系統で故障が発生したと判定する。
　上記の判定の結果、電力系統の故障が検出されなかった場合には（ステップＳ２３０でＮＯ）、ステップＳ２５０において、ＣＰＵ６１は、初期設定された係数ｋ１，ｋ２の値を用いて、第１フィルタ８１の出力信号ｄｆ（ｔ）longに係数ｋ１を乗算し、第２フィルタ８２の出力信号ｄｆ（ｔ）shortに係数ｋ２を乗算する。ＣＰＵ６１は、これらの乗算結果を互いに加算する（位相差が０°の場合）。位相差が１８０°の場合には、ＣＰＵ６１は、これらの乗算結果を互いに減算する。
　その次のステップＳ２６０において、ＣＰＵ６１は、算出した信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）の振幅値を演算する。振幅値演算の方法として、公知のいずれの方法を用いてもよく、特に限定されない。
　その次のステップＳ２７０において、ＣＰＵ６１は、振幅値演算の結果に基づいて動作判定を行う。この場合、振幅値演算結果はほぼ第１フィルタ８１の出力によって決まるので、突発的なサージ電流などによって過電流リレーが誤判定することを防止することができる。その後、ステップＳ２１０からの手順が繰り返される。
　一方、ステップＳ２３０の判定の結果、電力系統の故障が検出された場合には、ＣＰＵ６１は、故障検出時刻からの時間経過に応じて、予め設定されたテーブルまたは数式に基づいて係数ｋ１，ｋ２の値を変更する（ステップＳ２４０）。具体的には、故障検出から１Ｔが経過した時点において、ＣＰＵ６１は、係数ｋ１に対する係数ｋ２の比率を高め、最終的に係数ｋ１に対する係数ｋ２の比率を下げる。この場合、ｋ１＋ｋ２＝１の関係を満たすように変化させてもよい。
　次のステップＳ２５０において、ＣＰＵ６１は、ステップＳ２４０で変更された係数ｋ１，ｋ２の値を用いて、ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）shortを計算する。次のステップＳ２６０において、ＣＰＵ６１は、係数演算部９０の出力信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）の振幅値を演算する。
　その次のステップＳ２７０において、ＣＰＵ６１は、振幅値演算の出力結果に基づいて動作判定を行う。たとえば、過電流リレーの場合には、振幅値演算の結果が閾値を超えている場合には、ＣＰＵ６１は、動作フラグを１に設定することによって、遮断器を開路させる。
　なお、上記において、瞬時値を用いて動作判定を行うリレー要素の場合には、ステップＳ２６０を実行しなくてよい。
　以上のとおり、実施の形態５の保護リレーでは、基本波周波数に対して、第１フィルタ８１の出力信号の位相と第２フィルタ８２の出力信号の位相とが、等しいか互いに１８０°異なるという条件が加えられる。この場合、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２の各々の出力信号の振幅値を求めずに、各フィルタの出力信号の瞬時値を合成（同相の場合に加算、逆相の場合に減算）することが可能である。なお、第１フィルタ８１の出力信号と第２フィルタ８２の出力信号との位相差が０°または１８０°でない場合は、位相補正によって両フィルタの出力信号の位相差を０°または１８０°にすることで、実施の形態５の保護リレーが実現できる。この場合、第１フィルタ８１および第２フィルタ８２の少なくとも一方は、フィルタ演算結果として得られた時系列データの位相を変化させる移相器を含む。この結果、動作遅れをより少なくすることができる。さらに、距離リレーなど瞬時値を用いるリレー演算にも、本開示の技術を適用することができる。
　実施の形態６．
　実施の形態６では、実施の形態５で説明した第１フィルタ８１の具体例について説明する。なお、第２フィルタ８２の具体的構成として６０°差分フィルタを用いることができ、第３フィルタ８３の具体的構成として１８０°加算フィルタを用いることができる。これらフィルタ特性は実施の形態２で説明したので、説明を繰り返さない。また、係数ｋ１，ｋ２の値として、実施の形態３で説明した図１５の設定値が用いられる。
　［第１フィルタの具体的構成例］
　第１フィルタ８１は、複数の加算フィルタと差分フィルタとを直列に接続することによって構成される。具体的に、現時点の入力信号をｉ（ｔ）としたとき以下のフィルタ（ａ）～（ｆ）が直列に接続される。なお、リレー演算周期Ｔは電気角で３０°とする。
　（ａ）　i1(t)＝i(t)＋i(t-1)　　…(6A)
　（ｂ）　i2(t)＝i1(t)－i1(t-1)　　…(6B)
　（ｃ）　i3(t)＝i2(t)＋i2(t-2)　　…(6C)
　（ｄ）　i4(t)＝i3(t)＋i3(t-3)　　…(6D)
　（ｅ）　i5(t)＝i4(t)＋√(3)*i4(t-1)＋i4(t-2)　　…(6E)
　（ｆ）　i6(t)＝－i5(t)－i5(t-4)　　…(6F)
　上式において、入力信号ｉ（ｔ）は式（６Ａ）で表される３０°加算フィルタに入力される。次に、式（６Ａ）で表される３０°加算フィルタの出力ｉ1（ｔ）は式（６Ｂ）で表される３０°差分フィルタに入力される。次に、式（６Ｂ）で表される３０°差分フィルタの出力ｉ2（ｔ）は、式（６Ｃ）で表される６０°加算フィルタに入力される。以下同様の演算が行われ、最終的に入力信号ｉ（ｔ）に対して出力信号ｉ6（ｔ）が得られる。
　上記の第１フィルタ８１の構成によれば、基本周波数に対する位相進みが６０°となり、第２フィルタ８２を構成する６０°差分フィルタと同じになる。さらに、第１フィルタ８１の窓長は電気角で３９０°であり、第２フィルタ８２の窓長（電気角で６０°）よりも長い。
　［シミュレーション結果］
　上記の第１フィルタ８１を用いた場合のシミュレーション結果について説明する。
　図２１は、実施の形態５の保護リレーにおいて、図９の入力信号波形に対するフィルタ出力波形を示す図である。図２１では、入力信号を太い破線で示し、第１フィルタ８１の出力信号ｄｆ（ｔ）longを２点鎖線で示し、第２フィルタ８２の出力信号ｄｆ（ｔ）shortを細い破線で示す。また、係数演算部９０の出力信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）を実線で示す。
　図２１に示すように、第１フィルタ８１の出力信号ｄｆ（ｔ）long、第２フィルタ８２の出力信号ｄｆ（ｔ）short、および係数演算部９０の出力信号は、互いに同位相であることがわかる。
　図２２は、図２１のフィルタ出力波形に基づく振幅値の演算結果を示す図である。図２２では、係数演算部９０の出力信号（ｋ１＊ｄｆ（ｔ）long＋ｋ２＊ｄｆ（ｔ）short）の振幅値（すなわち、振幅値演算部８８の出力信号）を実線で示す。また、参考のために、第１フィルタ８１の出力信号ｄｆ（ｔ）longの振幅値ＤＦ（ｔ）longと第２フィルタ８２の出力信号ｄｆ（ｔ）shortの振幅値ＤＦ（ｔ）shortとを併せて示している。
　なお、図１１の場合と同様に、時刻ｔ＝０．０５秒で電力系統に故障が発生する。故障判定部８６は、２Ｔ（Ｔはリレー演算周期）の期間、故障状態が継続した場合に（すなわち、時刻ｔ＝０．０５３３秒において）故障検出を報知する。
　図２２に示された結果を、同じ係数ｋ１，ｋ２を用いて計算を行った図１６の場合と比較すると、ほぼ同程度のオーバーシュートに抑制されていることがわかる。これにより、上記で説明した第１フィルタ８１の構成例を用いることにより、従来よりも高速かつ高精度の動作判定が可能な保護リレーを提供することができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　５０　保護リレー、５１　アナログ入力回路、５７　Ａ／Ｄ変換器、６０　演算回路、６１　ＣＰＵ、６２　ＲＡＭ、６３　ＲＯＭ、６４　メモリ、７１　デジタル入力回路、７２　デジタル出力回路、７９　時系列データ、８０，８０Ａ　デジタル処理部、８１　第１フィルタ、８２　第２フィルタ、８３　第３フィルタ、８４，８５，８８　振幅値演算部、８６　故障判定部、９０　係数演算部、９１，９２　乗算器、９３　係数設定部、９４　加算器、９５　動作判定部、Ｔ　リレー演算周期、ｋ１　第１係数、ｋ２　第２係数。

Claims (12)

  1. 　電力系統の電流または電圧を表す信号を検出してＡ／Ｄ（Analog　to　Digital）変換することにより、時系列データを生成するアナログ入力回路と、
    　前記時系列データに基づいたデジタル処理を行う演算回路とを備え、
    　前記演算回路は、
    　前記時系列データのうち直流成分および電力系統の少なくとも一部の次数の高調波成分を減衰または除去して前記電力系統の基本波成分の少なくとも一部を通過させ、第１の窓長を有する第１フィルタと、
    　前記時系列データのうち直流成分および電力系統の少なくとも一部の次数の高調波成分を減衰または除去して前記基本波成分の少なくとも一部を通過させ、前記第１の窓長より短い第２の窓長を有する第２フィルタと、
    　前記第１フィルタの出力信号に基づく値に第１係数を乗算し、前記第２フィルタの出力信号に基づく値に第２係数を乗算し、乗算結果を合成する係数演算部と、
    　前記係数演算部による合成結果に基づいて動作判定を行う動作判定部と、
    　前記第１係数および前記第２係数を設定する係数設定部とを含み、
    　前記係数設定部は、前記電力系統の故障が検出されたときに、前記第１係数を減少させかつ前記第２係数を増加させ、その後、時間経過とともに前記第１係数および前記第２係数を変化させる、保護リレー。
  2. 　前記演算回路は、さらに、
    　前記時系列データのうち基本波成分を除去する第３フィルタと、
    　前記第３フィルタの出力信号に基づいて前記電力系統の故障を検出する故障判定部とを含む、請求項１に記載の保護リレー。
  3. 　前記第１フィルタは、フル・サイクル・コサイン・フィルタを含み、
    　前記第２フィルタは、６０°差分フィルタを含み、
    　前記第３フィルタは、１８０°加算フィルタを含む、請求項２に記載の保護リレー。
  4. 　前記演算回路は、さらに、
    　前記第１フィルタの出力信号の振幅を計算する第１振幅値演算部と、
    　前記第２フィルタの出力信号の振幅を計算する第２振幅値演算部とを含み、
    　前記係数演算部は、前記第１振幅値演算部によって算出された振幅値に前記第１係数を乗算し、前記第２振幅値演算部によって算出された振幅値に前記第２係数を乗算する、請求項１～３のいずれか１項に記載の保護リレー。
  5. 　前記基本波成分の周波数に対して、前記第１フィルタの出力信号の位相と前記第２フィルタの出力信号の位相とは同じであるか、互いに１８０°異なり、
    　前記係数演算部は、前記第１フィルタの出力信号に前記第１係数を乗算し、前記第２フィルタの出力信号に前記第２係数を乗算し、乗算結果を合成し、
    　前記動作判定部は、前記係数演算部による前記合成結果に基づいて動作判定を行う、請求項１～３のいずれか１項に記載の保護リレー。
  6. 　前記係数設定部は、前記第１係数および前記第２係数と故障検出後の経過時間との間の予め決定された対応関係に基づいて、前記第１係数および前記第２係数を設定する、請求項１～５のいずれか１項に記載の保護リレー。
  7. 　前記係数設定部は、前記電力系統の故障が検出されたときに、前記第１係数を減少させかつ前記第２係数を増加させ、その後、前記第１係数を増加させかつ前記第２係数を減少させた後に、再び前記第１係数を減少させかつ前記第２係数を増加させ、その後、前記第１係数を増加させかつ前記第２係数を減少させる、請求項１～６のいずれか１項に記載の保護リレー。
  8. 　前記係数設定部は、前記電力系統の故障が検出されたときに、前記第１係数を減少させかつ前記第２係数を増加させ、その後、時間の経過とともに前記第１係数を徐々に増加させかつ前記第２係数を徐々に減少させる、請求項１～６のいずれか１項に記載の保護リレー。
  9. 　前記係数設定部は、前記電力系統の故障が検出されたときに、前記第１係数を０に設定しかつ前記第２係数を１に設定する、請求項８に記載の保護リレー。
  10. 　前記係数設定部は、前記電力系統の故障が検出されたときに、前記第１係数を０に設定しかつ前記第２係数を１に設定してからその状態を維持した後に、時間の経過とともに前記第１係数を徐々に増加させかつ前記第２係数を徐々に減少させる請求項１～６のいずれか１項に記載の保護リレー。
  11. 　前記第１係数と前記第２係数との和は１に等しい、請求項１～１０のいずれか１項に記載の保護リレー。
  12. 　前記対応関係は、故障時における前記電力系統の直流電流成分が最大となるような仮想の前記時系列データに基づいて、前記電力系統の故障検出後に前記合成結果の振幅が入力信号の振幅に等しくなるように決定される、請求項６に記載の保護リレー。
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