WO2019012777A1 - 電子制御装置 - Google Patents

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克己 池ヶ谷
恵士 小森山
水橋　嘉章
大島　隆文
和田　真一郎
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
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    • H02H9/08—Limitation or suppression of earth fault currents, e.g. Petersen coil

Definitions

  • the present invention relates to an electronic control unit that electrically drives a coil load, and more particularly to an electronic control unit that detects a current flowing through the coil load and feedback controls the current input to the coil load.
  • an electric actuator for example, an electromagnetic solenoid, an electric motor, etc.
  • it controls the operating oil of an electromagnetic solenoid that controls the operating oil of an automatic transmission such as a CVT of an automobile or a stepped transmission, or the hydraulic variable valve mechanism that adjusts the open / close phase of an intake / exhaust valve of an internal combustion engine.
  • the electromagnetic solenoid or the like adjusts the flow rate of hydraulic oil by driving the hydraulic oil adjustment valve in accordance with the current value of the current flowing through the coil.
  • the current value of the current flowing through the coil is controlled in the range of several tens of milliamperes to several amperes using a current output transistor such as a power transistor such as a MOSFET.
  • the coil is driven.
  • control means comprising a microcomputer and a driver circuit to calculate a gate control signal, and the gate control signal from this control means is input to the gate terminal of the current output transistor.
  • the on / off time ratio of the current output transistor is controlled to control the value of the current flowing through the coil.
  • Patent Document 1 JP-A-2011-109812
  • the electromagnetic solenoid used in the automatic transmission and the hydraulic variable valve mechanism drives the hydraulic oil adjustment valve in response to (eg, in proportion to) the current value of the current flowing through the coil. Then, when the current value of the current flowing through the coil fluctuates with respect to the set current value, there arises a problem that the drive amount of the hydraulic oil adjustment valve fluctuates and the flow rate of the hydraulic oil also fluctuates. In order to cope with such a problem, the current value of the current flowing through the coil may be controlled to match the set current value.
  • the current value of the current flowing through the coil is detected by the sense transistor, and if the detected current value is smaller than the set current value, the current value flowing through the coil is increased. If the determined current value is larger than the set current value, the value of the current flowing through the coil is reduced to compensate for the variation of the current flowing through the coil.
  • the sense current detected by the sense transistor (hereinafter referred to as a sense current) is an analog value, convert it into a digital value that can be processed by the microcomputer. is necessary. Therefore, the sense current detected by the sense transistor is input to the analog / digital converter and converted to a digital value (quantization).
  • the current flowing through the current output transistor (hereinafter referred to as a main current) is increased or decreased in the range of several tens of milliamperes to several amperes in accordance with the set current value.
  • the sense current detected by the sense transistor is in the range of several tens of ⁇ A to 1 mA according to the “main / sense ratio” which is the ratio of the main current value to the sense current value according to the increase or decrease of the main current. Be increased or decreased.
  • the current value of the sense current also decreases, but especially in the region where the current value of the sense current is small, the quantization error of analog to digital conversion is relatively large. This causes a new problem that the accuracy of the current feedback control is reduced.
  • it is possible to reduce the quantization error by increasing the number of bits of the analog / digital converter if the number of bits is increased, the area of the analog / digital converter increases and the read response time becomes longer and control is performed. Since the above problems also occur, increasing the number of bits is not a reasonable solution.
  • An object of the present invention is to provide a novel electronic control device capable of improving the detection accuracy of a sense current even in a region where the current value of the sense current is small.
  • the electromagnetic solenoid is described in the above description and the embodiment, the present invention is not limited to this, and an electric motor or the like in which the current flowing to the coil load is variably adjusted within a predetermined operation range
  • the invention is also applicable to the electric actuator of
  • a feature of the present invention is that a sense current detection means comprising a plurality of sense transistors having different flow rates is connected to a current output transistor for controlling the current flowing to the coil load, and the current of the sense current detection means In the region where the current value of the main current is smaller than the region where the current value of the main current of the current output transistor is large, the current value input to the analog / digital converter is converted to the digital value.
  • the combination of a plurality of sense transistors of the sense current detection means or the selection is made to increase the current value of the sense current flowing in the sense current detection means.
  • the current value of the sense current input to the analog / digital converter is increased.
  • the detection error of the sense current can be improved by reducing the quantization error of the analog-to-digital conversion.
  • FIG. 2 is an explanatory view for explaining layouts and gate widths of a low side current output transistor shown in FIG. 1 and a plurality of sense transistors.
  • FIG. 6 is an operation explanatory diagram for explaining the operation of the load drive circuit shown in FIG. 1;
  • FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining layouts and gate widths of a low side current output transistor shown in FIG. 4 and a plurality of sense transistors.
  • FIG. 5 is an operation explanatory diagram for explaining the operation of the load drive circuit shown in FIG. 4;
  • FIG. 1 shows a configuration of an electronic control unit (ECU) including a load drive circuit configured as a low side load drive circuit, which is used for an automatic transmission of an internal combustion engine.
  • the electronic control unit (ECU) is for controlling an electromagnetic solenoid that drives a hydraulic oil adjustment valve that controls the flow rate of hydraulic oil of an automatic transmission.
  • an electromagnetic solenoid 10 is disposed in the hydraulic fluid passage of an automatic transmission, and has a hydraulic fluid adjusting valve built therein.
  • the electromagnetic solenoid 10 is internally provided with a coil 11, and the position of the hydraulic oil adjustment valve is adjusted according to the value of the current flowing through the coil 11.
  • One end of the coil 11 is connected to the battery, and the other end of the coil is connected to an intermediate point between the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13.
  • the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13 are arranged in series between the power supply and the ground, and function as a current output transistor.
  • the high side current output transistor 12 is connected to the control circuit 15 through the prebuffer 14, and similarly, the low side current output transistor 13 is connected to the control circuit 15 through the prebuffer 16.
  • the control circuit 15 is composed of a microcomputer, an input / output circuit and the like, and the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13 are controlled by a program described in a ROM incorporated in the microcomputer. Each gate control signal is calculated.
  • the respective gate control signals complementarily turn on / off the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13.
  • the on / off time ratio so-called PWM control, causes the electromagnetic
  • the control of the current flowing through the coil 11 of the solenoid 10 is performed.
  • This current is the above-mentioned main current, corresponds to the set current value set by the microcomputer, and is controlled in the range of several tens of milliamperes to several amperes in this embodiment.
  • the sense current detection unit 17 is connected to a midpoint between the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13, and the control transistor 18, the first sense transistor 19, the first sense transistor 19, A two-sense transistor 20 is formed. These transistors 18, 19 and 20 are connected in parallel to the low side current output transistor 13.
  • the gate side of the control transistor 18 is connected to an intermediate point between the high side current output transistor 12 and the low side current output transistor 13.
  • the source side of the control transistor 18 is connected to the drain side of the first sense transistor 19 and the drain side of the second sense transistor 20. Furthermore, the source side of the first sense transistor 19 and the source side of the second sense transistor 20 are both grounded. Therefore, the first sensing transistor 19 and the second sensing transistor 20 are in a parallel connection relationship. Therefore, the current from the control transistor 18 flows to the first sense transistor 19 and the second sense transistor 20.
  • the gate side of the low side current output transistor 13 and the middle point of the prebuffer 16 are connected to the gate side of the first sensing transistor 19 and the gate side of the second sensing transistor 20.
  • a switch element 21 is interposed between the gate side of the second sensing transistor 20 and the middle point of the pre-buffer 16 and the gate side of the low side current output transistor 13.
  • the switch element 21 can use a semiconductor switch such as a transistor.
  • the gate control signal is always input to the gate side of the first sensing transistor 19. Therefore, the current from the control transistor 18 always flows to the first sense transistor 19 as the first sense current.
  • This configuration is the same as the configuration of the conventional sense transistor, and in the present embodiment, in the “first current value region”, which is a region where the current value of the main current of the current output transistor is large, The current value is detected.
  • the switch element 21 is interposed on the gate side of the second sensing transistor 20, when the switch element 21 is "OFF", the gate side of the second sensing transistor 20 and the low side current The gate side of the output transistor 13 and the intermediate point of the prebuffer 16 are electrically disconnected. Therefore, the second sensing transistor 20 does not operate (does not operate), and no current flows. This state corresponds to the above-mentioned first current value region.
  • the gate side of the second sensing transistor 20 when the switch element 21 is "ON", the gate side of the second sensing transistor 20, the gate side of the low side current output transistor 13 and the middle point of the prebuffer 16 are electrically connected. Therefore, the gate control signal is input to the gate side of the second sensing transistor 20. As a result, the second sensing transistor 20 operates to additionally flow the second sense current. Thus, the first sensing transistor 19 and the second sensing transistor 20 are combined and operated.
  • This state is a "second current value region” in which the current value of the main current is smaller than the "first current value region” in which the current value of the main current is large, and the current value of the sense current at this time Is larger than the sense current value in the “first current value region”.
  • the sense current value in the “second current value region” is obtained by adding the first sense current value flowing through the first sense transistor 19 and the second sense current value flowing through the second sense transistor 20. It becomes a synthetic sense current value.
  • the combined sense current value obtained by adding the first sense current and the second sense current to the combined current value (referred to as the combined current value for convenience) composed of the first sense current is analog / digital converter 22. Converted to digital values.
  • the analog / digital converter 22 converts the combined sense voltage value corresponding to the combined sense current value into a digital value based on the reference voltage value corresponding to the not-shown reference current value. The current value and the voltage value correspond to each other.
  • the current value that defines (partitions) the first current value region and the second current value region can be determined arbitrarily, in particular, quantization of the “first current value region” by the analog / digital converter 22 It is desirable to determine the current value at which the influence of the error is not a problem.
  • the current from the control transistor 18 always flows to the first sense transistor 19 as the first sense current, which is similar to the conventional sense transistor. is there. Therefore, in the first sense current generated only by the first sensing transistor 19, the quantization error of analog-to-digital conversion is relative in the region where the main current value (or set current value) is small, in other words, the region where the sense current is small. And the accuracy of the current feedback control is reduced.
  • the sense current value is also large, so the quantization error of analog-to-digital conversion does not cause much problem. Only the first sensing transistor 19 of the means 17 is operated to detect a sense current.
  • the sense current value is small. Since the quantization error becomes a problem, the first sense transistor 19 and the second sense transistor 20 of the sense current detection means 17 are operated together to increase the current value of the combined sense current flowing through the sense current detection means 17. It is like that.
  • the current value of the sense current input to the analog / digital converter 22 is increased, so the quantization error of analog to digital conversion is reduced. Therefore, the detection accuracy of the sense current can be improved.
  • the “first current value region” can be obtained.
  • the current value of the analog signal has to be excessive, and the conversion range of the analog / digital converter 22 has to be increased.
  • a current output transistor such as the low side current output transistor 13 is formed of a MOSFET, and a MOSFET having a large total gate width Wm is used.
  • the sense transistor is also composed of a MOSFET, and a MOSFET with a small total gate width Ws is used. Then, a MOSFET having a larger total gate width can flow more current than a MOSFET having a smaller total gate width.
  • the total gate width of the MOSFET and the current value that can be supplied to the MOSFET (hereinafter sometimes referred to as current flow rate for convenience) are closely correlated.
  • the gate width Ws2 of the second sensing transistor 20 is set larger than the gate width Ws1 of the first sensing transistor 19, and under the same conditions, the second sensing transistor 20 is set. Can flow more current than the first sensing transistor 19.
  • the ratio of the main current to the sense current is “Wm / Ws1” in the “first current value region” and “Wm / (Ws1 + Ws2)” in the “second current value region”. Therefore, the "second current value region” has a smaller value as the main / sense ratio.
  • the sense current value is one digit from the maximum value.
  • turning on the switch element 21 causes the sense current value to be 10 times that in the case where the switch element 21 is "OFF”, and the current detection error of the analog / digital converter 22 Can be reduced to 1/10. In other words, it is possible to use the current value up to 1/10 with the same current detection accuracy.
  • the value of the main / sense ratio is about 10 times with switching between "ON” and “OFF" of the switch element 21, but in the practical range it is set in the range of 6 times to 20 times It is a good thing to do.
  • the current value of the main current can be obtained by multiplying the current value of the sense current by the main / sense ratio.
  • the analog / digital converter 22 performs analog-to-digital conversion including this added portion. Therefore, if this added portion is used as it is, it is erroneously detected as a state in which the current value of the main current is large, and it is necessary to reconvert it.
  • the ratio of the current values of the sense transistors (the ratio of the total gate width) is stored in the ROM area of the microcomputer, and is used in an arithmetic expression of a program that performs reconversion.
  • the sense current value can be switched by comparing it with a predetermined current threshold value.
  • the example described above is an example using a comparator, it is also possible to control the switch element 21 by the set current value. For example, when the set current value is set to the "first current value region" by the control circuit 15, the switch element 21 is set to "OFF", and the switch is set if the set current value is set to the "second current value region". It is also possible to store a program for turning on the element 21 in the ROM of the microcomputer and to control the switch element 21 accordingly.
  • the main current is measured by the sense current flowing through the first sensing transistor 19 in the “first current value setting region”, and the first sensing transistor 19 and the second sense are measured in the “second current value setting region”. It is sufficient if the main current can be measured by the sense current obtained by adding the sense current flowing to the transistor 20.
  • the gate control signal rises at time T1 and then falls at time T2, and then continues to rise at time T3 and then falls at time T4.
  • the gate signal is supplied to the low side current output transistor 13, and the main current correspondingly increases from time T1 to time t2, decreases from time T2 to time T3, and from time T3 to time t4. Increases and decreases from time T4.
  • the gate control signal is supplied to the first sense transistor 19 and the second sense transistor 20, but the switch element 21 is "OFF" until time T2. Therefore, at this time, the sense current value of the first sensing transistor 19 does not reach the current value exceeding the minimum resolution of the analog / digital converter 22. Therefore, the detection accuracy of the sense current may be reduced.
  • the sense current from time T3 to time T4 is a combined current of the sense current (indicated by a broken line) flowing in the first sense transistor 19 indicated by a broken line and the sense current flowing in the second sense transistor 20. 22 makes it possible to perform good analog-to-digital conversion.
  • the switch element 21 is controlled to be switched in a section (between time T2 and time T3) in which the gate control signal is not input to the first sensing transistor 19 and the second sensing transistor 20. . This can suppress irregular fluctuation of the sense current.
  • the respective transistors constituting the sense current detecting means are mounted on a common semiconductor substrate. Furthermore, the sense current detection means and the current output transistor are mounted on a common module substrate.
  • a plurality of parallel connected sense current detection means connected to the current output transistor for controlling the current flowing to the coil load are provided, and the sense current detection means is provided. Is input to the analog / digital converter to convert the current value flowing to the sense current detection means into a digital value, and the main current value is smaller than in a region where the current value of the main current of the current output transistor is large. In the region, by operating a plurality of sense transistors in combination, the current value of the sense current is increased.
  • the current value of the sense current input to the analog / digital converter is increased, so the quantization error of analog to digital conversion is reduced. Therefore, the detection accuracy of the sense current can be improved.
  • first embodiment two sense transistors are connected in parallel, one sense transistor is operated in the “first current value region”, and two in parallel are connected in the “second current value region”. It is configured to operate by combining the sense transistors.
  • FIG. 4 The configuration of the electronic control unit (ECU) shown in FIG. 4 is basically the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1, and therefore the description of the same components will be omitted.
  • ECU electronice control unit
  • the source side of the control transistor 18 is connected to the drain side of the first sensing transistor 23 and the drain side of the second sensing transistor 25. Furthermore, the source side of the first sensing transistor 23 and the source side of the second sensing transistor 25 are both grounded. Therefore, the first sensing transistor 23 and the second sensing transistor 25 are in a parallel connection relationship. Therefore, the current from the control transistor 18 is configured to selectively flow to the first sense transistor 23 and the second sense transistor 25 by the switch element described later.
  • the gate side of the low side current output transistor 13 and the middle point of the prebuffer 16 are connected to the gate side of the first sensing transistor 23 and the gate side of the second sensing transistor 25. Furthermore, a first first switch element 24 is interposed between the gate side of the first sensing transistor 23 and the middle point of the pre-buffer 16 and the gate side of the low side current output transistor 13. Similarly, a second switch element 26 is interposed between the gate side of the second sensing transistor 25 and the middle point of the pre-buffer 16 and the gate side of the low side current output transistor 13.
  • the switch elements 24 and 26 can use semiconductor switches such as transistors.
  • the switch elements 24 and 26 are controlled by the control circuit 15 and operate complementarily. That is, when the first switch element 24 is "ON”, the second switch element 26 is “OFF”, and conversely, when the first switch element 24 is "OFF", the second switch 24 is "off". Element 26 is "ON”.
  • the gate side of the first sensing transistor 23, the gate side of the low side current output transistor 13, and the precharging The middle point of the buffer 16 is electrically disconnected. For this reason, the first sense transistor 23 does not operate, and no current flows.
  • the gate control signal is input to the gate side of the first sensing transistor 23. As a result, the first sensing transistor 23 operates and the first sensing current flows.
  • the second switch element 26 when the second switch element 26 is “OFF” (in the “first current value region”), the gate side of the second sensing transistor 25 and the gate side of the low side current output transistor 13 The midpoint of the prebuffer 16 is electrically disconnected. For this reason, the second sensing transistor 25 does not operate, and no current flows.
  • the second switch element 26 when the second switch element 26 is "ON” (in the "second current value region"), the gate side of the second sensing transistor 23, the gate side of the low side current output transistor 13, and Since the middle point of the buffer 16 is electrically connected, the gate control signal is input to the gate side of the second sensing transistor 25. As a result, the second sensing transistor 25 operates to allow the second sensing current to flow.
  • the total gate width Ws2 of the second sensing transistor 25 is set larger than the total gate width Ws1 of the first sensing transistor 23, under the same conditions.
  • the second sense transistor 25 can flow more current than the first sense transistor 23.
  • the total gate width Wm of the low-side current output transistor 13 the total gate width Ws1 of the first sensing transistor 23, and the total gate width Ws2 of the second sensing transistor 25 are The main / sense ratio is “Wm / Ws1” in the “first current value region” and “Wm / Ws2” in the “second current value region”. Therefore, the "second current value region" has a smaller value as the main / sense ratio.
  • the sense current value is one digit smaller than the maximum value
  • the second switch element 26 is turned “ON” and the first switch element 24 is turned “OFF”
  • the second switch element 26 is turned “OFF” and the first switch element 24 is turned “ON”.
  • the sense current value becomes 10 times, and the current detection error of the analog / digital converter 22 can be reduced to 1/10.
  • the analog / digital converter 22 since the current flowing through the second sensing transistor 25 is increased in the “second current value region”, the analog / digital converter 22 performs analog-to-digital conversion including this increase. ing. Therefore, in order to obtain the main current value of the low side current output transistor 13 from the sense current value read by the analog / digital converter 22 as in the first embodiment, the ratio of the current value of each sense transistor is used. And perform reconversion to correct the read sense current value. For this reason, the ratio of the current values of the sense transistors (the ratio of the total gate width) is stored in the ROM area of the microcomputer, and is used in an arithmetic expression of a program that performs reconversion.
  • the sense current value is set to a predetermined current threshold value as in the first embodiment. It can switch by comparing. Furthermore, it is also possible to complementarily control the switch elements 24, 26 by means of the set current value. For example, when the set current value is set to the “first current value region” by the control circuit 15, the first switch element 24 is set to “ON”, the second switch element 26 is set to “OFF”, and the set current value is set to “first If it is set in the "2 current value region”, a program for setting the second switch element 26 to "ON” and the first switch element 24 to "OFF” is stored in the ROM of the microcomputer. It is also possible to control
  • FIG. 6 shows a change in sensor current caused by switching between the first sensing transistor 23 and the second sensing transistor 25.
  • the control circuit 15 changes the second switch element 26 to “ON” and the first switch element 24 to “OFF”. In this state, the second sensing transistor 25 operates, the first sensing transistor 23 does not operate, and the sense current becomes the second sense current.
  • the control circuit 15 changes the first switch element 24 to “ON” and the second switch element 26 to “OFF”. In this state, the first sensing transistor 25 operates, the second sensing transistor 23 does not operate, and the sense current becomes the first sense current.
  • the switching of the switch elements 24 and 26 is performed when the gate control signal is not input as in the first embodiment.
  • sense current detection means is provided which is connected to the current output transistor for controlling the current flowing to the coil load, and is composed of a plurality of parallel connected sense transistors having different current flow rates.
  • the current of the sense current detection means is input to the analog / digital converter to convert the current value flowing to the sense current detection means into a digital value, and the current value of the main current of the current output transistor is large "first current value region"
  • a sense transistor with a small current flow rate is used, and in the “second current value region” with a small current value of the main current, the sense transistor with a large current flow rate is switched to operate.
  • the current value of the sense current is increased in two current value regions.
  • the current value of the sense current input to the analog / digital converter is increased, so the quantization error of analog to digital conversion is reduced. Therefore, the detection accuracy of the sense current can be improved.
  • the present invention is not limited to the embodiments described above, but includes various modifications.
  • the embodiments described above are described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the configurations described.
  • part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
  • ECU electronic control unit
  • 10 electromagnetic solenoid
  • 11 coil
  • 12 high side main transistor
  • 13 low side main transistor
  • 14 prebuffer
  • 15 control circuit
  • 16 prebuffer
  • 17 sense current detection Means
  • 18 control transistor
  • 21 switch element
  • 22 analog / digital converter

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Abstract

センス電流の電流値が小さい領域においても、センス電流の検出精度を向上することができる新規な電子制御装置を提供することにある。 コイル負荷に流れる電流を制御する電流出力用トランジスタ１２、１３に接続される、複数個の電流通流量が異なるセンス用トランジスタ１９、２０からなるセンス電流検出手段１７を設け、センス電流検出手段１７の電流をアナログ/デジタルコンバータ２２に入力してセンス電流検出手段１７に流れる電流値をデジタル値に変換する共に、電流出力用トランジスタ１２、１３のメイン電流の電流値が大きい領域に比べてメイン電流の電流値が小さい領域においては、センス電流検出手段１７の複数のセンス用トランジスタ１９、２０の組合せ、或いは選択によってセンス電流検出手段に流れるセンス電流の電流値を増加させる。

Description

電子制御装置
　本発明はコイル負荷を電気的に駆動する電子制御装置に係り、特にコイル負荷に流れる電流を検出してコイル負荷に入力される電流を帰還制御する電子制御装置に関するものである。
　一般的な産業機械分野、或いは自動車分野等においては、電動アクチュエータ(例えば、電磁ソレノイド、電動モータ等)によって機構系要素や、流体系要素を駆動することが行われている。例えば、自動車のＣＶＴや有段式変速機等の自動変速機の作動油を制御する電磁ソレノイドや、内燃機関の吸排気弁の開閉位相を調整する油圧式可変動弁機構の作動油を制御する電磁ソレノイド等は、コイルに流れる電流の電流値に対応して作動油調整弁を駆動して作動油の流量を調整している。そして、これらの電磁ソレノイドにおいては、例えば、コイルに流れる電流の電流値を、ＭＯＳＦＥＴのようなパワートランジスタ等からなる電流出力用トランジスタを用いて、数十ミリアンペアから数アンペアの範囲で制御して、コイルを駆動するようにしている。
　そして、このような電流出力用トランジスタを用いて電磁ソレノイドのコイルに流れる電流の電流値を制御する場合においては、電流出力用トランジスタに接続したＭＯＳＦＥＴのようなセンス用トランジスタを用いてコイルに流れる電流を検出し、検出した電流をマイクロコンピュータやドライバ回路からなる制御手段に入力してゲート制御信号を演算し、この制御手段からのゲート制御信号を電流出力用トランジスタのゲート端子に入力することで、電流出力用トランジスタのオン・オフの時間比を制御してコイルに流れる電流値を制御するようにしている。
　このような、電流制御方式は、例えば特開２０１１-１０９８１２号公報(特許文献１)にある通り、良く知られているものである。
特開２０１１-１０９８１２号公報
　上述した通り、自動変速機や油圧式可変動弁機構に用いられる電磁ソレノイドは、コイルに流れる電流の電流値に対応(例えば、比例)して作動油調整弁を駆動している。そして、コイルに流れる電流の電流値が設定電流値に対して変動すると、作動油調整弁の駆動量が変動して作動油の流量も変動するという課題が生じる。このような課題を対策するためには、コイルに流れる電流の電流値を設定電流値に一致するように制御してやれば良いものである。
　このため、従来では、上述したようにコイルに流れる電流の電流値をセンス用トランジスタによって検出し、検出された電流値が設定電流値より小さければ、コイルに流れる電流値を大きくし、逆に検出された電流値が設定電流値より大きければ、コイルに流れる電流値を小さくして、コイルに流れる電流の変動を補償するようにしている。
　ところで、このような電流帰還制御を実行する場合においては、センス用トランジスタで検出される電流(以下、センス電流と表記する)はアナログ値であるので、マイクロコンピュータが処理できるデジタル値に変換することが必要である。このため、センス用トランジスタで検出されるセンス電流は、アナログ／デジタルコンバータに入力されてデジタル値(量子化)に変換される。
　ところで、電流出力用トランジスタに流れる電流(以下、メイン電流と表記する)は、設定電流値に対応して数十ミリアンペアから数アンペアの範囲で増減される。また、センス用トランジスタで検出されるセンス電流は、メイン電流の増減に合わせて、且つメイン電流値とセンス電流値の比である「メイン／センス比」にしたがって、数１０μＡから１ｍＡ程度の範囲で増減される。
　したがって、メイン電流値（或いは、設定電流値）が小さい領域では、センス電流の電流値も小さくなるが、特にセンス電流の電流値が小さい領域では、アナログデジタル変換の量子化誤差が相対的に大きくなり、電流帰還制御の精度が低下するという新たな課題が生じる。尚、アナログ／デジタルコンバータのビット数を増加して量子化誤差を小さくすることも可能であるが、ビット数を増加するとアナログ／デジタルコンバータの面積が増大する共に、読み取り応答時間が長くなって制御上の不具合も生じるので、ビット数を増加することは合理的な解決方法ではないものである。
　本発明の目的は、センス電流の電流値が小さい領域においても、センス電流の検出精度を向上することができる新規な電子制御装置を提供することにある。尚、上述の説明、及び実施形態の説明おいては、電磁ソレノイドについて説明しているが、本発明はこれに限らず、コイル負荷に流れる電流が所定の動作範囲で可変調整される電動モータ等の電動アクチュエータにも適用できるものである。
　本発明の特徴は、コイル負荷に流れる電流を制御する電流出力用トランジスタに接続される、複数個の電流通流量が異なるセンス用トランジスタからなるセンス電流検出手段を設け、センス電流検出手段の電流をアナログ/デジタルコンバータに入力してセンス電流検出手段に流れる電流値をデジタル値に変換する共に、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい領域に比べてメイン電流の電流値が小さい領域においては、センス電流検出手段の複数のセンス用トランジスタの組合せ、或いは選択によってセンス電流検出手段に流れるセンス電流の電流値を増加させる、ところにある。
　本発明によれば、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい領域に比べメイン電流の電流値が小さい領域においては、アナログ/デジタルコンバータに入力されるセンス電流の電流値が増加されるので、アナログデジタル変換の量子化誤差を小さくしてセンス電流の検出精度を向上することができる。
本発明の第１の実施形態になる電子制御装置の主要な負荷駆動回路の構成を示す構成図である。 図１に示すローサイド側電流出力トランジスタと、複数のセンス用トランジスタのレイアウトとゲート幅を説明する説明図である。 図１に示す負荷駆動回路の動作を説明する動作説明図である。 本発明の第２の実施形態になる電子制御装置の主要な負荷駆動回路の構成を示す構成図である。 図４に示すローサイド側電流出力トランジスタと、複数のセンス用トランジスタのレイアウトとゲート幅を説明する説明図である。 図４に示す負荷駆動回路の動作を説明する動作説明図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
　図１は、内燃機関の自動変速機に使用される、ローサイド型負荷駆動回路として構成された負荷駆動回路を備える電子制御装置(ＥＣＵ)の構成を示している。この電子制御装置(ＥＣＵ)は、自動変速機の作動油の流量を制御する作動油調整弁を駆動する電磁ソレノイドを制御するためのものである。
　図1において、電磁ソレノイド１０は自動変速機の作動油通路に配置され、内部に作動油調整弁が内蔵されている。電磁ソレノイド１０には、内部にコイル１１が備えられており、このコイル１１に流れる電流値に対応して作動油調整弁の位置が調整される。コイル１１の一端側はバッテリに接続され、またコイルの他端側はハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３の中間点に接続されている。尚、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３は、電源と接地間で直列に配置されており、電流出力用トランジスタとして機能する。
　ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２はプリバッファ１４を介して制御回路１５に接続され、同様にローサイド側電流出力用トランジスタ１３はプリバッファ１６を介して制御回路１５に接続されている。制御回路１５は、マイクロコンピュータ、及び入出力回路等から構成されており、マイクロコンピュータに内蔵されたＲＯＭに記述されたプログラムによって、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３のそれぞれのゲート制御信号が演算される。
　この夫々のゲート制御信号は、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３を相補的にオン・オフするものであり、このオン・オフの時間比、いわゆるＰＷＭ制御によって、電磁ソレノイド１０のコイル１１に流れる電流の制御を行なうものである。この電流は上述したメイン電流であり、マイクロコンピュータで設定される設定電流値に対応しており、本実施形態では数十ミリアンペアから数アンペアの範囲で制御される。
　本実施形態になるセンス電流検出手段１７は、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３の中間点に接続されており、制御用トランジスタ１８、第１センス用トランジスタ１９、第２センス用トランジスタ２０とから構成されている。これらのトランジスタ１８、１９、２０は、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３に対して並列接続の関係となっている。
　制御用トランジスタ１８のゲート側は、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３の中間点に接続されている。また、制御用トランジスタ１８のソース側は、第１センス用トランジスタ１９のドレイン側と第２センス用トランジスタ２０のドレイン側と接続されている。更に、第１センス用トランジスタ１９のソース側と第２センス用トランジスタ２０のソース側は、共に接地されている。したがって、第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０は並列接続の関係となっている。このため、制御用トランジスタ１８からの電流は、第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０に流れる構成となっている。
　また、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点は、第１センス用トランジスタ１９のゲート側と、第２センス用トランジスタ２０のゲート側に接続されている。但し、第２センス用トランジスタ２０のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点の間には、スイッチ要素２１が介装されている。尚、このスイッチ要素２１は、トランジスタのような半導体スイッチを使用することができる。
　したがって、ハイサイド側電流出力用トランジスタ１２とローサイド側電流出力用トランジスタ１３からなる電流出力用トランジスタが動作している間は、第１センス用トランジスタ１９のゲート側には常にゲート制御信号が入力されているので、制御用トランジスタ１８からの電流は、常に第１センス用トランジスタ１９に第１センス電流として流れている。この構成は、従来のセンス用トランジスタの構成と同様であり、本実施形態では、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい領域である「第１電流値領域」で、第１センス電流の電流値を検出するものである。
　一方、第２センス用トランジスタ２０のゲート側にはスイッチ要素２１が介装されているので、このスイッチ要素２１が「ＯＦＦ」の場合は、第２センス用トランジスタ２０のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に遮断される．このため、第２センス用トランジスタ２０は動作せず(非動作)、電流が流れないものである。この状態は、上述の第１電流値領域に対応するものである。
　これに対して、スイッチ要素２１が「ＯＮ」の場合は、第２センス用トランジスタ２０のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に接続されるので、第２センス用トランジスタ２０のゲート側にゲート制御信号が入力される。このため、第２センス用トランジスタ２０が動作して、第２センス電流が追加的に流れるようになる。このように、第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０とが組み合されて動作されることになる。
　この状態は、メイン電流の電流値が大きい「第１電流値領域」に比べて、メイン電流の電流値が小さい領域である「第２電流値領域」であり、この時のセンス電流の電流値は、「第１電流値領域」のセンス電流値より大きいものとなる。このように、この「第２電流値領域」でのセンス電流値は、第１センス用トランジスタ１９を流れる第１センス電流値と、第２センス用トランジスタ２０を流れる第２センス電流値を加算した合成センス電流値となる。
　ここで、第１センス電流からなる合成電流値(便宜的に合成電流値と表記している)と、第１センス電流と第２センス電流を加算した合成センス電流値は、アナログ／デジタルコンバータ２２でデジタル値に変換される。尚、この場合は、アナログ／デジタルコンバータ２２は、図示しない基準電流値に対応した基準電圧値を基準にして、合成センス電流値に対応した合成センス電圧値がデジタル値に変換されるものであり、電流値と電圧値は相互に対応するものである。
　尚、第１電流値領域と第２電流値領域を画定(区切る)する電流値は、任意に決めることができるが、特に、アナログ／デジタルコンバータ２２による、「第１電流値領域」の量子化誤差の影響が問題とならない電流値に決めることが望ましいものである。
　上述した通り、電流出力用トランジスタが動作している間は、制御用トランジスタ１８からの電流は、常に第１センス用トランジスタ１９に第１センス電流として流れており、従来のセンス用トランジスタと同様である。したがって、第１センス用トランジスタ１９だけによる第１センス電流では、メイン電流値(或いは設定電流値)が小さい領域、言い換えればセンス電流の電流値が小さい領域では、アナログデジタル変換の量子化誤差が相対的に大きくなり、電流帰還制御の精度が低下するという課題が生じる。
　これに対して、本実施形態では、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい領域においては、センス電流値も大きいのでアナログデジタル変換の量子化誤差はさほど問題とはならず、センス電流検出手段１７の第１センス用トランジスタ１９だけを動作させてセンス電流を検出している。
　一方、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい「第１電流値領域」に比べてメイン電流の電流値が小さい「第２電流値領域」においては、センス電流値が小さくアナログデジタル変換の量子化誤差が問題となるので、センス電流検出手段１７の第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０を共に動作させて、センス電流検出手段１７に流れる合成センス電流の電流値を増加させるようにしている。
　このように、メイン電流の電流値が小さい「第２電流値領域」において、アナログ/デジタルコンバータ２２に入力されるセンス電流の電流値が増加されるので、アナログデジタル変換の量子化誤差を小さくしてセンス電流の検出精度を向上することができる。
　ここで、従来の第１センス用トランジスタだけを使用して「第２電流値領域」での検出精度を高めるため、第１センス用トランジスタに流れる電流を多くすると、「第１電流値領域」での電流値が過剰となって、アナログ/デジタルコンバータ２２の変換レンジを大きくしなければならないという不具合がある。
　ところで、図２に示すように、一般的にローサイド側電流出力用トランジスタ１３のような電流出力用トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴから構成されており、全体の総ゲート幅Ｗｍが大きいＭＯＳＦＥＴが使用される。一方、センス用トランジスタは、これもＭＯＳＦＥＴから構成されており、全体の総ゲート幅Ｗｓが小さいＭＯＳＦＥＴが使用される。そして、総ゲート幅が大きいＭＯＳＦＥＴの方が、総ゲート幅が小さいＭＯＳＦＥＴより、多くの電流を流すことができる。このように、ＭＯＳＦＥＴの総ゲート幅と、ＭＯＳＦＥＴに流すことができる電流値（以下では、便宜的に電流通流量と表記する場合もある）とは、密接に相関している。
　本実施形態では、第２センス用トランジスタ２０のゲート幅Ｗｓ２の方が、第１センス用トランジスタ１９のゲート幅Ｗｓ１に比べて大きく設定されており、同一条件の下で、第２センス用トランジスタ２０の方が、第１センス用トランジスタ１９より多くの電流通流量を流すことができる。
　ここで、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３の総ゲート幅Ｗｍ、第１センス用トランジスタ１９の総ゲート幅Ｗｓ１、第２センス用トランジスタ２０の総ゲート幅Ｗｓ２としたとき、メイン電流とセンス電流の比である「メイン／センス比」は、「第１電流値領域」では「Ｗｍ／Ｗｓ１」となり、「第２電流値領域」では「Ｗｍ／(Ｗｓ１＋Ｗｓ２)」となる。したがって、「第２電流値領域」の方が、メイン／センス比としては小さな値となる。
　例えば、「第１電流値領域」で「Ｗｍ／Ｗｓ1＝１０００」、「第２電流値領域」で「Ｗｍ／(Ｗｓ1＋Ｗｓ２)＝１００」に設定したとすると、センス電流値が最大値より１桁小さい値になった時に、スイッチ要素２１を「ＯＮ」することによって、スイッチ要素２１が「ＯＦＦ」の場合と比較して、センス電流値は１０倍となってアナログ／デジタルコンバータ２２の電流検出誤差を１／１０にすることが可能となる。言い換えると、同じ電流検出精度で、１/１０の電流値まで使用することが可能になるものである。
　尚、本実施形態では、スイッチ要素２１の「ＯＮ」と「ＯＦＦ」の切り換えに伴う、メイン／センス比の値は１０倍程度としているが、実用範囲内では６倍～２０倍の範囲に設定してやれば良いものである。尚、メイン電流の電流値は、センス電流の電流値にメイン／センス比を乗じることで求めることができる。
　ここで、「第２電流値領域」では第２センス用トランジスタ２０を流れる電流が加算されているため、アナログ／デジタルコンバータ２２は、この加算分を含めてアナログデジタル変換を行なっている。したがって、この加算分をそのまま使用すると、メイン電流の電流値が大きい状態として誤検出されるため、これの再変換が必要となる。
　そこで、本実施形態では、アナログ／デジタルコンバータ２２で読み取ったセンス電流値から、ローサイド側電流出力トランジスタ１３のメイン電流値を求めるために、それぞれのセンス用トランジスタの電流値の比を用いて、読み取ったセンス電流値を補正する再変換を行なっている。このため、センス用トランジスタの電流値の比(総ゲート幅の比)がマイクロコンピュータのＲＯＭ領域に記憶され、再変換を行なうプログラムの演算式で使用される構成となっている。
　また、「第１電流値領域」と「第２電流値領域」とで、スイッチ要素２１を切り換える場合は、センス電流値を、所定の電流閾値と比較することにより切り換えることができる。また、「第１電流値領域」(＝スイッチ要素はＯＦＦ)から「第２電流値領域」(＝スイッチ要素はＯＮ)に切り換える際の電流閾値は、「第２電流値領域」(＝スイッチ要素はＯＮ)から「第１電流値領域」(＝スイッチ要素はＯＦＦ)に切り換える際の電流閾値より低い値とすることにより、スイッチ要素２１の切り換え動作を安定させるようにしている。
　上述した例は比較器を使用した例であるが、設定電流値によってスイッチ要素２１を制御することも可能である。例えば、制御回路１５によって設定電流値が「第１電流値領域」に設定された場合はスイッチ要素２１を「ＯＦＦ」とし、設定電流値が「第２電流値領域」に設定された場合はスイッチ要素２１を「ＯＮ」とするプログラムをマイクロコンピュータのＲＯＭに記憶させておき、これにしたがってスイッチ要素２１を制御することも可能である。
　いずれにしても、「第１電流値設定領域」で第１センス用トランジスタ１９に流れるセンス電流でメイン電流を測定し、「第２電流値設定領域」で第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０に流れるセンス電流を加算したセンス電流でメイン電流を測定できれば良いものである。
　図３には、「第２電流値領域」(＝メイン電流の電流値が小さい領域)でのローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点のゲート制御信号の変化、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３に流れるメイン電流の変化、スイッチ要素２１の変化、及びセンス電流の変化を示している。
　そして、今、ゲート制御信号が時刻Ｔ１で立ち上り、その後に時刻Ｔ２で立ち下がり、更に続けて時刻Ｔ３で立ち上り、その後に時刻Ｔ４で立ち下がるように変化する。このゲート信号は、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３に供給され、これに応じてメイン電流は、時刻Ｔ１から時刻ｔ２までは増加し、時刻Ｔ２から時刻Ｔ３までは減少し、時刻Ｔ３から時刻ｔ４までは増加し、時刻Ｔ４からは減少するものである。
　また、このゲート制御信号は第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０に供給されるが、時刻Ｔ２まではスイッチ要素２１は「ＯＦＦ」となっている。したがって、この時は第１センス用トランジスタ１９のセンス電流値では、アナログ／デジタルコンバータ２２の最小分解能を越える電流値に到達していない。このため、センス電流の検出精度が低下する恐れがある。
　そこで、時刻Ｔ２と時刻Ｔ３の間でスイッチ要素２１を「ＯＮ」にすることで、時刻Ｔ３以降では、第２センス用トランジスタ２０にもセンス電流を追加して流すようにしている。したがって、時刻Ｔ３から時刻Ｔ４でのセンス電流は破線で示す第１センス用トランジスタ１９に流れるセンス電流(破線で表示)と第２センス用トランジスタ２０を流れるセンス電流の合成電流となり、アナログ／デジタルコンバータ２２によって良好なアナログデジタル変換を行なうことが可能となる。
　ここで、スイッチ要素２１は、第１センス用トランジスタ１９と第２センス用トランジスタ２０にゲート制御信号が入力されていない区間(時刻Ｔ２～時刻Ｔ３の間)で、スイッチングされるように制御される。これによって、センス電流の不規則な変動を抑制することができる。
　尚、上述した実施形態では、並列接続されたセンス用トランジスタとして、２個のセンス用トランジスタとしたが、これ以上のセンス用トランジスタを設けて、メイン電流が小さくなるにつれて、段階的に動作するセンス用トランジスタの数を増やしていくことも可能である。また、本実施形態ではセンス電流検出手段を構成する各トランジスタは、共通の半導体基板上に実装されている。更に、センス電流検出手段、電流出力用トランジスタは共通のモジュール基板上に実装されている。
　以上述べた通り、本実施形態では、コイル負荷に流れる電流を制御する電流出力用トランジスタに接続される、複数個の並列接続したにセンス用トランジスタからなるセンス電流検出手段を設け、センス電流検出手段の電流をアナログ/デジタルコンバータに入力してセンス電流検出手段に流れる電流値をデジタル値に変換する共に、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい領域に比べてメイン電流の電流値が小さい領域においては、複数のセンス用トランジスタを組み合せて動作させることで、センス電流の電流値を増加させる構成としている。
　これによれば、メイン電流の電流値が小さい「第２電流値領域」において、アナログ/デジタルコンバータに入力されるセンス電流の電流値が増加されるので、アナログデジタル変換の量子化誤差を小さくしてセンス電流の検出精度を向上することができる。
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。第１の実施形態は、２個のセンス用トランジスタを並列に接続し、「第１電流値領域」では１個のセンス用トランジスタを動作させ、「第２電流値領域」では並列接続された２個のセンス用トランジスタを組み合せて動作させる構成としている。
　これに対して、第２の実施形態では、「第１電流値領域」では第１のスイッチ要素によって、電流通電量（＝総ゲート幅）が小さい第１センス用トランジスタを動作させ、「第２電流値領域」では第２のスイッチ要素によって、第１センス用トランジスタの電流通電量（＝総ゲート幅）より大きい電流通電量（＝総ゲート幅）を有する第２センス用トランジスタを動作させて、２個のセンス用トランジスタを選択的に切り換えて動作させる構成としている点で異なっている。
　以下、図４乃至図６に基づいて第２の実施形態を詳細に説明する。尚、図４に示す電子制御装置(ＥＣＵ)の構成は、基本的には図１に示す第１の実施形態と同様の構成であるので、重複する構成部品については説明を省略する。
　図４にある通り、制御用トランジスタ１８のソース側は、第１センス用トランジスタ２３のドレイン側と第２センス用トランジスタ２５のドレイン側と接続されている。更に、第１センス用トランジスタ２３のソース側と第２センス用トランジスタ２５のソース側は、共に接地されている。したがって、第１センス用トランジスタ２３と第２センス用トランジスタ２５は並列接続の関係となっている。このため、制御用トランジスタ１８からの電流は、後述するスイッチ要素によって第１センス用トランジスタ２３と第２センス用トランジスタ２５に選択的に流れる構成となっている。
　また、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点は、第１センス用トランジスタ２３のゲート側と、第２センス用トランジスタ２５のゲート側に接続されている。更に、第１センス用トランジスタ２３のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点の間には、第１第１スイッチ要素２４が介装されている。同様に、第２センス用トランジスタ２５のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点の間には、第２スイッチ要素２６が介装されている。
　尚、これらのスイッチ要素２４、２６は、トランジスタのような半導体スイッチを使用することができる。また、スイッチ要素２４、２６は制御回路１５によって制御されており、相補的に動作するものである。つまり、第１スイッチ要素２４が「ＯＮ」している場合は、第２スイッチ要素２６は「ＯＦＦ」しており、逆に第１スイッチ要素２４が「ＯＦＦ」している場合は、第２スイッチ要素２６は「ＯＮ」しているものである。
　そして、制御回路１５は、上述した「第１電流値領域」（＝メイン電流の電流値が大きい領域）では、第１スイッチ要素２４を「ＯＮ」とし、第２スイッチ要素２６を「ＯＦＦ」としている。同様に、上述した「第２電流値領域」（＝メイン電流の電流値が小さい領域）では、第２スイッチ要素２６を「ＯＮ」とし、第１スイッチ要素２４を「ＯＦＦ」としている。
　したがって、第１スイッチ要素２４が「ＯＦＦ」の場合(「第２電流値領域」にある場合)は、第１センス用トランジスタ２３のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に遮断される。このため、第１センス用トランジスタ２３は動作せず、電流が流れないものである。一方、第１スイッチ要素２４が「ＯＮ」の場合(「第１電流値領域」にある場合)は、第１センス用トランジスタ２３のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に接続されるので、第１センス用トランジスタ２３のゲート側にゲート制御信号が入力される。このため、第１センス用トランジスタ２３が動作して、第１センス電流が流れるようになる。
　同様に、第２スイッチ要素２６が「ＯＦＦ」の場合(「第１電流値領域」にある場合)は、第２センス用トランジスタ２５のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に遮断される。このため、第２センス用トランジスタ２５は動作せず、電流が流れないものである。一方、第２スイッチ要素２６が「ＯＮ」の場合(「第２電流値領域」にある場合)は、第２センス用トランジスタ２３のゲート側と、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３のゲート側とプリバッファ１６の中間点が電気的に接続されるので、第２センス用トランジスタ２５のゲート側にゲート制御信号が入力される。このため、第２センス用トランジスタ２５が動作して、第２センス電流が流れるようになる。
　ここで、図５に示すように、第２センス用トランジスタ２５の総ゲート幅Ｗｓ２の方が、第１センス用トランジスタ２３の総ゲート幅Ｗｓ１に比べて大きく設定されており、同一条件の下で、第２センス用トランジスタ２５の方が、第１センス用トランジスタ２３より多くの電流通流量を流すことができる。
　第１の実施形態と同様に、ローサイド側電流出力用トランジスタ１３の総ゲート幅Ｗｍ、第１センス用トランジスタ２３の総ゲート幅Ｗｓ１、第２センス用トランジスタ２５の総ゲート幅Ｗｓ２としたとき、「メイン／センス比」は、「第１電流値領域」では「Ｗｍ／Ｗｓ１」となり、「第２電流値領域」では「Ｗｍ／Ｗｓ２」となる。したがって、「第２電流値領域」の方が、メイン／センス比としては小さな値となる。
　「第１電流値領域」で「Ｗｍ／Ｗｓ1＝１０００」、「第２電流値領域」で「Ｗｍ／Ｗｓ２＝１００」に設定したとすると、例えば、センス電流値が最大値より１桁小さい値になった時に第２スイッチ要素２６を「ＯＮ」、第１スイッチ要素２４を「ＯＦＦ」することによって、第２スイッチ要素２６が「ＯＦＦ」、第１スイッチ要素２４を「ＯＮ」した場合と比較して、センス電流値は１０倍となって、アナログ／デジタルコンバータ２２の電流検出誤差を１／１０にすることが可能となる。
　尚、第２の実施形態でも、「第２電流値領域」では第２センス用トランジスタ２５を流れる電流が増加されているため、アナログ／デジタルコンバータ２２はこの増加分を含めてアナログデジタル変換を行なっている。したがって、第１の実施形態と同様にアナログ／デジタルコンバータ２２で読み取ったセンス電流値から、ローサイド側電流出力トランジスタ１３のメイン電流値を求めるために、それぞれのセンス用トランジスタの電流値の比を用いて、読み取ったセンス電流値を補正する再変換を行なっている。このため、センス用トランジスタの電流値の比(総ゲート幅の比)がマイクロコンピュータのＲＯＭ領域に記憶され、再変換を行なうプログラムの演算式で使用される構成となっている。
　また、「第１電流値領域」と「第２電流値領域」とでスイッチ要素２４、２６を相補的に切り換える場合は、第１の実施形態と同様にセンス電流値を、所定の電流閾値と比較することにより切り換えることができる。更には、設定電流値によってスイッチ要素２４、２６を相補的に制御することも可能である。例えば、制御回路１５によって設定電流値が「第１電流値領域」に設定された場合は第１スイッチ要素２４を「ＯＮ」、第２スイッチ要素２６を「ＯＦＦ」とし、設定電流値が「第２電流値領域」に設定された場合は第２スイッチ要素２６を「ＯＮ」、第１スイッチ要素２４を「ＯＦＦ」とするプログラムをマイクロコンピュータのＲＯＭに記憶させておき、これにしたがってスイッチ要素２１を制御することも可能である。
　図６には、第１センス用トランジスタ２３と第２センス用トランジスタ２５の切り換えによって生じるセンサ電流の変化状態を示している。
　図６において、予め定めた電流閾値よりセンス電流が低い場合は、制御回路１５によって第２スイッチ要素２６が「ＯＮ」、第１スイッチ要素２４が「ＯＦＦ」に変更される。
この状態で、第２センス用トランジスタ２５が動作し、第１センス用トランジスタ２３が非動作となり、センス電流は第２センス電流となる。
　一方、時刻Ｔｓで、予め定めた電流閾値よりセンス電流が高くなると、制御回路１５によって第１スイッチ要素２４が「ＯＮ」、第２スイッチ要素２６が「ＯＦＦ」に変更される。この状態で、第１センス用トランジスタ２５が動作し、第２センス用トランジスタ２３が非動作となり、センス電流は第１センス電流となる。尚、このスイッチ要素２４、２６の切り換えは、第１の実施形態と同様にゲート制御信号が入力されていない時に実行されている。
　以上述べた通り、本実施形態では、コイル負荷に流れる電流を制御する電流出力用トランジスタに接続される、電流通流量が異なる複数個の並列接続したセンス用トランジスタからなるセンス電流検出手段を設け、センス電流検出手段の電流をアナログ/デジタルコンバータに入力してセンス電流検出手段に流れる電流値をデジタル値に変換する共に、電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい「第１電流値領域」においては、電流通流量が小さいセンス用トランジスタを使用し、メイン電流の電流値が小さい「第２電流値領域」においては、電流通流量が大きいセンス用トランジスタに切り換えて動作させることで、「第２電流値領域」でセンス電流の電流値を増加させる構成としている。
　これによれば、メイン電流の電流値が小さい「第２電流値領域」において、アナログ/デジタルコンバータに入力されるセンス電流の電流値が増加されるので、アナログデジタル変換の量子化誤差を小さくしてセンス電流の検出精度を向上することができる。
　尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　ＥＣＵ…電子制御装置、１０…電磁ソレノイド、１１…コイル、１２…ハイサイド側メイントランジスタ、１３…ローサイド側メイントランジスタ、１４…プリバッファ、１５…制御回路、１６…プリバッファ、１７…センス電流検出手段、１８…制御用トランジスタ、１９…第１センス用トランジスタ、２０…第２センス用トランジスタ、２１…スイッチ要素、２２…アナログ／デジタルコンバータ、２３…第１センス用トランジスタ、２４…第１スイッチ要素、２５…第２センス用トランジスタ、２６…第２スイッチ要素。

Claims (9)

  1. 　コイル負荷に流れる電流を制御する電流出力用トランジスタに接続される、電流通流量が異なる複数のセンス用トランジスタからなるセンス電流検出手段を設け、
    　前記センス電流検出手段のセンス電流をアナログ/デジタルコンバータに入力して前記センス電流検出手段に流れるセンス電流の電流値をデジタル値に変換する共に、
    　前記電流出力用トランジスタのメイン電流の電流値が大きい第１領域に比べて、メイン電流の電流値が小さい第２領域において、前記センス電流検出手段は、複数の前記センス用トランジスタの組合せ、或いは選択によって前記センス電流検出手段に流れるセンス電流の電流値を増加させることを特徴とする電子制御装置。
  2. 　請求項１に記載の電子制御装置において、
    　複数の前記センス用トランジスタは、少なくとも第１センス用トランジスタと第２センス用トランジスタからなり、前記第２センス用トランジスタの電流通流量は前記第１センス用トランジスタの電流通流量より大きく設定されており、
    　メイン電流の電流値が大きい前記第１領域においては、前記第１センス用トランジスタに流れるセンス電流の電流値を前記アナログ/デジタルコンバータに入力してデジタル値に変換する共に、
    　メイン電流の電流値が小さい前記第２領域においては、前記第１センス用トランジスタと前記第２センス用トランジスタに流れる合成センス電流の電流値を前記アナログ/デジタルコンバータに入力してデジタル値に変換することを特徴とする電子制御装置。
  3. 　請求項１に記載の電子制御装置において、
    　複数の前記センス用トランジスタは、少なくとも第１センス用トランジスタと第２センス用トランジスタからなり、前記第２センス用トランジスタの電流通流量は前記第１センス用トランジスタの電流通流量より大きく設定されており、
    　メイン電流の電流値が大きい前記第１領域においては、前記第１センス用トランジスタを選択して前記第１センス用トランジスタに流れるセンス電流の電流値を前記アナログ/デジタルコンバータに入力してデジタル値に変換する共に、
    　メイン電流の電流値が小さい前記第２領域においては、前記第２センス用トランジスタを選択して前記第２センス用トランジスタに流れるセンス電流の電流値を前記アナログ/デジタルコンバータに入力してデジタル値に変換することを特徴とする電子制御装置。
  4. 　請求項２、又は請求項３に記載の電子制御装置において、
    　前記電流出力用トランジスタ、前記第１センス用トランジスタ、及び前記第２センス用トランジスタはＭＯＳＦＥＴから構成されており、前記電流出力用トランジスタ、前記第１センス用トランジスタ、及び前記第２センス用トランジスタの電流通流量は、夫々の前記ＭＯＳＦＥＴの総ゲート幅によって定められていることを特徴とする電子制御装置。
  5. 　請求項２に記載の電子制御装置において、
    　前記第１センス用トランジスタのゲートには、前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が与えられ、
    　前記第２センス用トランジスタのゲートには、スイッチ要素を介して前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が入力され、
    　メイン電流の電流値が小さい前記第２領域においては、前記スイッチ要素を閉じて前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が前記第２センス用トランジスタのゲートに入力されることを特徴とする電子制御装置。
  6. 　請求項５に記載の電子制御装置において、
    　前記スイッチ要素の切り換えは、前記第２センス用トランジスタのゲートにゲート制御信号が入力されない区間で実行されることを特徴とする電子制御装置。
  7. 　請求項３に記載の電子制御装置において、
    　前記第１センス用トランジスタのゲートには、第１スイッチ要素を介して前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が入力され、
    　前記第２センス用トランジスタのゲートには、第２スイッチ要素を介して前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が入力され、
    　メイン電流の電流値が大きい前記第１領域においては、前記第１スイッチ要素を閉じると共に、前記第２スイッチ要素を開いて、前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が前記第１センス用トランジスタのゲートに入力され、
    　メイン電流の電流値が小さい前記第２領域においては、前記第２スイッチ要素を閉じると共に、前記第１スイッチ要素を開いて、前記電流出力用トランジスタのゲート制御信号と同じゲート制御信号が前記第２センス用トランジスタのゲートに入力されることを特徴とする電子制御装置。
  8. 　請求項７に記載の電子制御装置において、
    　前記第１スイッチ要素、及び前記第２スイッチ要素の切り換えは、前記第１センス用トランジスタ、及び前記第２センス用トランジスタのゲートにゲート制御信号が入力されない区間で実行されることを特徴とする電子制御装置。
  9. 　請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電子制御装置において、
    　メイン電流の電流値が大きい前記第１領域と、メイン電流の電流値が小さい前記第２領域は、前記センス電流検出手段に流れるセンス電流が所定の電流閾値を境に切り換えられるか、或いは前記電流出力用トランジスタに流れるメイン電流を設定する設定電流値に基づいて切り換えられることを特徴とする電子制御装置。
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