WO2018150511A1

WO2018150511A1 - 回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法

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Publication number: WO2018150511A1
Application number: PCT/JP2017/005692
Authority: WO
Inventors: 勇二滝澤; 迪廣谷; 岡崎　正文; 阿久津　悟
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2017-02-16
Filing date: 2017-02-16
Publication date: 2018-08-23
Also published as: US20190363659A1; JP6641520B2; EP3584908A4; EP3584908A1; US10944347B2; JPWO2018150511A1; CN110268601B; EP3584908B1; EP4120515A1; CN110268601A

Abstract

ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用して、モータ体格を小さくするとともに、定格時以外の駆動において、合計トルクが最大となる角度から電流位相角をずらすことで、電流位相角が変化してもトルクリップルの増加を抑制し、小型、高出力、低トルクリップルの特性を兼ね備えた回転電機を提供する。

Description

回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法

　本発明は、小型、高出力、低トルクリップルの特性を兼ね備えた回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法に関するものである。

　回転電機に関する従来技術としては、回転子鉄心内部に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）モータがある（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１は、リラクタンストルクを活用するように通電することにより、マグネットトルクとリラクタンストルクの合計トルクが最大になるように、ＩＰＭモータを駆動できる。この結果、磁石量を削減したモータを実現している。

特許第６０１５３５０号公報

　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１は、通電電流が少ない低電流駆動時から、定格駆動時までの合計トルクが最大になるように、電流位相角を変化させてモータを駆動させている。

　このような場合、一般的には、トルクリップルの原因となるステータ起磁力高調波およびロータ起磁力高調波の位相が、電流位相角により大きく変化する。このため、特許文献１のような従来のモータでは、低電流駆動時から定格駆動時までの間に、トルクリップルが大きくなってしまう駆動状態が生じることとなる。

　この結果、合計トルクが最大になるように電流位相角を変化させて駆動することで体格の小さなモータが設計できたとしても、結局、電流位相角に応じたトルクリップルの増加が制約となり、トルクの大きなモータが実現できないといった課題がある。

　本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用してモータ体格を小さくした上で、高出力、低トルクリップルの特性を有する回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法を得ることを目的とする。

　本発明に係る回転電機の制御装置は、電機子と、回転子とを備えた回転電機と、回転電機を駆動制御する制御器とを含んで構成された回転電機の制御装置であって、電機子は、複数の磁性のティースを備える電機子鉄心と、ティースに巻回されティースの相互間のスロットに収められた多相巻線群からなる電機子巻線とを有し、回転子は、内部に永久磁石が埋め込まれた回転子鉄心を有し、電機子と磁気的空隙を介して配置され、かつ、回転軸を中心に回転可能に設けられており、制御器は、逆起電力を打ち消すための弱め界磁電流を増加させる回転数以下において、通電電流一定でトルクが最大になる電流位相角θ１とは異なる電流位相角θで回転電機を駆動制御するものである。

　また、本発明に係る回転電機は、本発明の回転電機の制御装置における制御器によって駆動制御される回転電機であって、電機子および回転子は、定格時にトルクが最大になる電流位相角とトルクリップルが最小になる電流位相角とが一致するような構造を有するものである。

　さらに、本発明に係る回転電機の制御方法は、本発明の回転電機の制御装置における制御器によって実行される回転電機の制御方法であって、逆起電力を打ち消すための弱め界磁電流を増加させる回転数以下において、通電電流一定でトルクが最大になる電流位相角θ１とは異なる電流位相角θで回転電機を駆動制御する第１制御ステップを有するものである。

　本発明によれば、ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用して、モータ体格を小さくするとともに、定格時以外の駆動において、合計トルクが最大となる角度から電流位相角をずらすことで、電流位相角が変化してもトルクリップルの増加を抑制できる構成を備えている。この結果、ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用してモータ体格を小さくした上で、高出力、低トルクリップルの特性を有する回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１のＶ字ＩＰＭモータの横断面図である。本発明の実施の形態１におけるＶ字ＩＰＭのロータを軸方向から見た透視図である。先の図２の配置と対比説明するためのＶ字ＩＰＭのロータを軸方向から見た透視図である。本発明の実施の形態１において、定格時および１／２定格時の実測トルクリップル４８次成分と電流位相角との関係を示す図である。本発明の実施の形態１において、定格時および１／２定格時の実測トルクと電流位相角の関係を示す図である。本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。

　以下、本発明の回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法の好適な実施の形態について、添付図面に基づいて説明する。なお、図中、同一符号は、同一または対応部分を示すものとする。

　実施の形態１．
　本実施の形態１では、回転電機が、多重多相巻線永久磁石モータである場合を例に説明する。より詳細には、多重化および多相化された電機子巻線を備え、界磁極と電機子とが対抗する間隙において各巻線が磁路を共有するように構成された多重多相巻線交流回転電機を対象に、具体的な説明を行う。

　なお、このような多重多相巻線永久磁石モータは、一例として、電動パワーステアリング装置に適用することができる。

　図１は、本発明の実施の形態１のＶ字ＩＰＭモータの横断面図である。なお、横断面図とは、後述するモータの回転軸１７の方向に垂直な断面に相当する。

　本実施の形態１における回転電機に相当する多重多相巻線永久磁石モータは、電機子３と、回転子５とを備えて構成されている。電機子３は、複数の磁性のティース７を備える電機子鉄心９と、ティース７に巻回され、ティース７の相互間のスロット１１に収められた多重の多相巻線群からなる電機子巻線１３とを有する。

　回転中心を垂線とする平面である図１において、電機子鉄心９の中央には、ほぼ円形の穴があり、この穴には、回転子５が配置されている。また、複数のティース７の先端は、１つの円周上に位置している。

　すなわち、回転子５は、電機子３との磁気的空隙１５を介して電機子３の周方向内側に配置され、かつ、回転軸１７を中心に回転可能に設けられている。本実施の形態１において、この磁気的空隙１５が形成される領域は、回転子５が配置されていない穴の部分に相当し、中空の空間である。

　回転子５の内部には、永久磁石２１が埋め込まれている。後に、より詳細に説明するが、回転子鉄心５ａは、２段以上の段スキュー構造を有しており、回転軸方向（回転軸の延びる方向、すなわち、回転中心の延びる方向）に段スキュー構造のそれぞれの段が並んでいる。また、異なる段で、異なる極性の磁石同士が、回転軸方向に沿って見たときに、周方向に重ならないように配置されている。

　以下、上記の構成を、より詳細に説明する。電機子３は、第１の電機子巻線、第２の電機子巻線および電機子鉄心９を備えている。電機子鉄心９は、電磁鋼板などの磁性体で構成される環状のコアバック９ａと、コアバック９ａから周方向内側に延びるティース７とを備えている。図示を省略するが、電機子巻線と電機子鉄心９との間には、絶縁紙等が挿入され、電気的絶縁が確保されている。

　一例として、図１に示した本実施の形態１における電機子鉄心９は、全部で４８個のティース７を有するように形成されている。従って、スロット１１も、４８個となっている。また、図１の例では、１つのスロット１１には、電機子巻線のコイルが４本ずつ納められている。

　第１の電機子巻線は、Ｕ１相、Ｖ１相、Ｗ１相の３相から構成され、第２の電機子巻線は、Ｕ２相、Ｖ２相、Ｗ２相の３相から構成されている。電機子巻線の配置は、１番目のスロットから順にＵ１、Ｕ２、Ｗ１、Ｗ２、Ｖ１、Ｖ２となっており、７番目のスロット以降も、Ｕ１、Ｕ２、Ｗ１、Ｗ２、Ｖ１、Ｖ２の順に配置されていて、４８番目まで、同様の順に配置されている。

　ただし、例えば、１番目のスロットのＵ１と７番目のスロットのＵ１は、電流の向きが互いに逆になるように、電機子巻線が配置されている。すなわち、１番目のスロットから７番目のスロットに巻かれた分布巻の構成となっており、電機子巻線は、計６個のティースを跨っている。このような分布巻の構成は、電気角１８０度に相当し、短節巻係数が１となる。

　さらに、電機子巻線は、互いに電気角３０度異なる位相差で駆動される。従って、分布巻係数が１となる結果、巻線係数は、１となるため、小型高トルクのモータが得られる。すなわち、巻線係数が小さいモータに比べて、永久磁石の使用量が少なく、低コスト化が実現できるという効果がある。

　１極につき２つの永久磁石２１が割り当てられており、各磁極において、２つの永久磁石２１は、Ｖ字状に並んでいる。図１に示した例では、合計１６個の永久磁石２１が埋め込まれており、８極の回転子５として構成されている。なお、一例であるが、永久磁石２１は、異方性磁石を用いることができる。

　回転子鉄心５ａには、８つの磁石収容孔２３が形成されている。すなわち、１極につき１つの磁石収容孔２３が割り当てられている。図１に例示した磁石収容孔２３は、それぞれ、一対の矩形部２３ａと、一対のフラックスバリア部２３ｂと、１つのセンター部２３ｃとで構成されている。

　同極に関して一対の矩形部２３ａは、径方向内側に位置する部分ほど、周方向の間隔が狭くなるように延びている。これら一対の矩形部２３ａのそれぞれに、対応する永久磁石２１が配置されている。１つのセンター部２３ｃは、一対の矩形部２３ａの径方向内側の端部の間に位置している。

　一対のフラックスバリア部２３ｂのそれぞれは、対応する矩形部２３ａの径方向外側の端部の、さらに径方向外側に位置している。すなわち、フラックスバリア部２３ｂは、対応する矩形部２３ａの径方向外側の端部と、回転子鉄心５ａの外周面５ｂとの間に位置している。

　回転子鉄心５ａの外形は、図１において、回転中心に対して真円の半径よりも小さな半径を部分的に有する花丸形状である。回転子鉄心５ａを花丸形状とすることで、トルクリップルを低減でき、トルクリップルの小さなモータが得られる。

　回転子鉄心５ａは、複数の電磁鋼板などの複数の磁性体からなる薄板状部材を、回転軸方向に積層することで構成されている。

　本実施の形態１における回転子鉄心５ａは、２段スキュー構造を有している。２段スキュー構造は、各段の形状が同じである回転子鉄心の段部分を、回転軸方向に２段積層した形態である。例えば、機械角３．７５度付近の２段スキューを回転子鉄心５ａに施した場合、コギングトルクリップルの電気角１２次成分を小さくすることができる。この結果、コギングトルクリップルの小さなモータが得られ、ドライバーの操舵フィーリングを向上させることができる利点がある。

　回転子鉄心５ａの磁極部分の間は、ブリッジ２５で接続されている。より詳細には、隣り合う磁極のフラックスバリア部２３ｂの間には、回転子鉄心５ａの一部であるブリッジ２５が存在する。このブリッジ２５を介して回転子鉄心５ａ内で漏れ磁束が流れる。そして、本来、回転子５の磁極から空隙を介して電機子３に流れるトルクを発生させる磁束が、この漏れ磁束に起因して減少することとなる。

　隣り合う一対のフラックスバリア部２３ｂの周方向距離に相当するブリッジ幅が厚いと、漏れ磁束が増大し、モータのトルクが減少する。従って、ブリッジ幅が厚い構造は、高出力モータには不適である。

　一方、ブリッジ幅を細くすれば、漏れ磁束は、低減できる。しかしながら、ブリッジ幅を狭くするためには、プレス加工時の難易度が上がり、生産性が低下する。

　通常、プレス加工では、回転子鉄心５ａの板厚程度の打ち抜き幅を確保しないと、プレス加工時のダレにより、打ち抜く部分近傍の板厚が薄くなる。そして、板厚が薄くなってしまうと、ブリッジによる十分な保持ができなくなり、ブリッジにねじれが発生してしまう。この結果、ブリッジ部分の形状が安定しなくなり、ひいては、トルクリップルの増大を招き、ドライバーの操舵フィーリングが悪化する影響が出る。

　そこで、本実施の形態１では、ブリッジ幅を回転子鉄心の板厚程度とすることで、モータの高出力化と低トルクリップルを両立する構成としている。

　また、図２は、本発明の実施の形態１におけるＶ字ＩＰＭのロータを軸方向から見た透視図である。図２に示したロータは、異なる段同士で、異なる極性の永久磁石２１が互いに重ならない構成となっている。

　すなわち、図２において、相対的に上段の実線で示された第１の極の永久磁石２１と、相対的に下段の点線で示された第２の極の永久磁石２１とは、回転軸方向に沿って見たときに、周方向に重ならないように配置されている。

　一方、図３は、先の図２の配置と対比説明するためのＶ字ＩＰＭのロータを軸方向から見た透視図である。この図３には、対比説明例としての回転子１０５が示されている。そして、この回転子１０５は、トルクリップルを低減させるために、各段でのトルクリップルが互いにキャンセルされる角度として、図３のように、異なる段同士で、異なる極性の磁石が互いに重なる構成としている。

　すなわち、図３では、回転軸１１７方向に沿って見たときに、異なる段同士における異なる極性の永久磁石が、周方向で互いに重なり、その結果、重なり領域３１が発生している。

　本実施の形態１における２重３相巻線の永久磁石モータでは、第１の電機子巻線と第２の電機子巻線の通電位相を３０度ずらすことで、電気角１周期で６山のトルクリップルをキャンセルしている。

　従って、６山のトルクリップルをキャンセルするために、機械角７．５度（電気角３０度を極対数４で割った値）付近で大きな段スキュー角とする必要がなくなる。この結果、次に主要な１２山のトルクリップル低減のため、３．７５度付近の、より小さな段スキュー角とすればよくなる。

　このように、段スキュー同士の機械角をより小さな値にすることができることで、異なる段同士での異なる極性の磁石が、互いに重ならない構成とすることが、比較的容易となる。

　図３に示した説明例のモータでは、機械角７．５度付近の段スキュー角とした上で、重なり領域３１を発生させなくするためには、磁極の幅を小さくしなければならない。この結果、磁石量が少なくなり、トルクが低下してしまい、高出力モータには、不適な構成となってしまう。

　図４は、本発明の実施の形態１において、定格時および１／２定格時の実測トルクリップル４８次成分と電流位相角との関係を示す図である。すなわち、この図４は、電流位相角を０～８０度の範囲で変化させた場合の、定格時および１／２定格時におけるトルクリップル４８次成分の実測値の変化を示している。

　なお、１／２定格時とは、通電電流が定格値の半分の場合を意味しており、定格時とは、通電電流が定格値の場合を意味している。また、トルクリップル値は、定格時の最大値を１とした値で示している。図４に示すように、１／２定格時、定格時ともに、電流位相角が１３度付近で、トルクリップル値が最小となっていることがわかる。

　一方、図５は、本発明の実施の形態１において、定格時および１／２定格時の実測トルクと電流位相角の関係を示す図である。すなわち、この図５は、電流位相角を０～８０度の範囲で変化させた場合の、定格時および１／２定格時におけるトルクの実測値の変化を示している。

　なお、トルク値は、定格時の最大値を１とした値で示している。例えば、１／２定格時では、電流位相角７度で、最大０．５１４７、電流位相角１３度で、０．５０５４、定格時では、電流位相角１３度で最大１．０００のトルク値となっている。

　定格時には、電流位相角が１３度のときに、トルクが最大であり、かつトルクリップルが最小である。これに対して、１／２定格時には、トルクが最大となる電流位相角７度では、トルクリップルが１３度の時と比べて悪化してしまうこととなる。そこで、例えば、１／２定格時に電流位相角を１３度にすることで、電流位相角を７度にしたときよりも、トルクリップルを低減させることができる。

　電流位相角を１３度にしたときのトルクは、電流位相角を７度にしたときよりは低下するが、その低下量は、わずか１．８％程度である。従って、電流値を１．８％程度増加させるだけで、トルク低下を防止することができる。

　また、電流位相角を１３度にした場合であっても、電流位相角を０度にしたときよりもトルクが大きく、ＩＰＭの特徴であるリラクタンストルク活用を損なってはいない。

　すなわち、１／２定格時において、電流位相角をトルクが最大となる電流位相角度からずらすことで、ＩＰＭのリラクタンストルク活用によるモータ体格の小型化と、トルクリップルの低減の両立を実現できる。

　言い換えると、定格時にトルクが最大になる電流位相角とトルクリップルが最小になる電流位相角とが一致するようにモータを設計することで、定格時には、モータの最大トルクが実現できる。その一方で、定格時以外では、トルクリップルが最小となるような電流位相角で通電する。この場合には、通電電流に余裕があるので、電流値を数％増加させることで、トルク低下とトルクリップル増加をともに抑制することができ、従来技術では実現できない顕著な効果を得ることができる。

　トルクリップルは、ステータ起磁力高調波、ロータ起磁力高調波、ステータのスロット高調波などが原因で生じる。従って、基本波と高調波の巻線係数が高いモータ（巻線係数＝分布巻係数×短節巻係数）では、高いトルクと低いトルクリップルの両立が難しい。

　例えば、８極４８スロットのモータでは、分布巻であるため、短節巻係数が大きく、また、８極１２スロットのモータでは、集中巻であるため、分布巻係数が高い。これに対して、分布巻、集中巻を問わず、ＩＰＭを適用した場合に、本実施の形態１による駆動方法を採用することにより、トルクが大きく、トルクリップルの小さなモータを実現できることとなる。

　次に、上述した回転電機の駆動制御方法について説明する。図６は、本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。本実施の形態１で説明した回転電機は、図６に示した駆動制御器５０によって駆動制御される。

　図６に示した回転電機６０は、先の図１、図２で説明した電機子３および回転子５を備えて構成されている。すなわち、電機子３は、複数の磁性のティース７を備える電機子鉄心９と、ティース７に巻回され、ティース７の相互間のスロット１１に収められた多相巻線群からなる電機子巻線１３とを有している。

　また、回転子５は、内部に永久磁石２１が埋め込まれた回転子鉄心５ａを有し、電機子３と磁気的空隙１５を介して配置され、かつ、回転軸１７を中心に回転可能に設けられている。

　このような構成を備えた回転電機６０は、上述したように、定格時にトルクが最大になる電流位相角と、トルクリップルが最小になる電流位相角とが一致するように設計されている。そして、回転電機６０は、駆動制御器５０によって、以下のように駆動制御される。

　駆動制御器５０は、定格時には、回転電機６０の最大トルクが得られる電流位相角で駆動制御することで、トルクリップルを最小とすることができる。一方、駆動制御器５０は、定格時以外では、トルクリップルが最小となるような電流位相角で通電し、回転電機６０を駆動制御する。定格時以外で駆動制御する際には、通電電流には余裕がある。そこで、駆動制御器５０は、電流値を数％増加させる駆動制御を実施することで、トルク低下とトルクリップル増加をともに抑制することができる。

　具体的には、駆動制御器５０は、逆起電力を打ち消すための弱め界磁電流を増加させる回転数以下において、通電電流一定でトルクが最大になる電流位相角θ１とは異なる電流位相角θで回転電機６０を駆動制御することができる。この結果、小型、高出力、低トルクリップルの特性を兼ね備えた回転電機の駆動制御を実現できる。

　換言すると、駆動制御器５０は、通電電流が最大である定格時以外において、電流位相角θが、上述したθ１とは異なり、トルクリップルをより低減できるような値に設定して、駆動制御を実施する。

　この結果、定格時においては、電流に余裕がないので、トルク最大の位相角で通電することで、モータ体格を最小にできる。一方、定格時以外においては、通電電流に余裕があるので、あえてトルクリップル最小の電流位相角で通電しても、通電電流を増加してやることで、トルクの回復を図ることができる。

　なお、駆動制御器５０は、定格時以外の駆動制御時における電流位相角θを、電流位相角がゼロの時のトルクよりも、トルクが大きくなる範囲で制御する。この結果、電流位相角がゼロではなく、ＩＰＭでリラクタンストルクを活用することができる。

　また、駆動制御器５０は、定格時以外の駆動制御時に用いる電流位相角θを、先の図４、図５で説明したように、θ１よりも大きい値とすることができる。

　制御対象である回転電機６０は、分布巻とすることができる。この場合の回転電機６０としては、基本波と高調波の短節巻係数が同じものを用いることもできる。

　また、回転電機６０は、集中巻とすることができる。この場合の回転電機６０としても、基本波と高調波の分布巻係数が同じものを用いることもできる。

　以上のように、実施の形態１によれば、ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用して、モータ体格を小さくするとともに、定格時以外の駆動において、合計トルクが最大となる角度から電流位相角をずらすことで、電流位相角が変化してもトルクリップルの増加を抑制できる構成を備えている。

　この結果、ＩＰＭモータの特徴であるリラクタンストルクを活用してモータ体格を小さくした上で、高出力、低トルクリップルの特性を有する回転電機の制御装置、回転電機、および回転電機の制御方法を実現できる。

　３　電機子、５　回転子、５ａ　回転子鉄心、７　ティース、９　電機子鉄心、１１　スロット、１３　電機子巻線、１５　磁気的空隙、１７　回転軸、２１　永久磁石、２５　ブリッジ、５０　駆動制御器、６０　回転電機。

Claims

　電機子と、回転子とを備えた回転電機と、
　前記回転電機を駆動制御する制御器と
　を含んで構成された回転電機の制御装置であって、
　前記電機子は、複数の磁性のティースを備える電機子鉄心と、前記ティースに巻回され前記ティースの相互間のスロットに収められた多相巻線群からなる電機子巻線とを有し、
　前記回転子は、内部に永久磁石が埋め込まれた回転子鉄心を有し、前記電機子と磁気的空隙を介して配置され、かつ、回転軸を中心に回転可能に設けられており、
　前記制御器は、逆起電力を打ち消すための弱め界磁電流を増加させる回転数以下において、通電電流一定でトルクが最大になる電流位相角θ１とは異なる電流位相角θで前記回転電機を駆動制御する
　回転電機の制御装置。
　前記制御器は、
　　通電電流が最大である定格時において、前記電流位相角θ１により前記回転電機を駆動制御し、
　　前記定格時以外において、前記電流位相角θ１とは異なる電流位相角θにより前記回転電機を駆動制御する
　請求項１に記載の回転電機の制御装置。
　前記制御器は、前記定格時以外において、電流位相角がゼロのときのトルクよりも大きいトルクを出力できる電流位相角として前記電流位相角θを選定し、前記回転電機を駆動制御する
　請求項２に記載の回転電機の制御装置。
　前記制御器は、前記定格時以外において、前記回転電機を駆動制御するに当たって、
　　θ＞θ１
の関係を有するように、前記電流位相角θを選定する
　請求項２または３に記載の回転電機の制御装置。
　請求項１から４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置における前記制御器によって駆動制御される回転電機であって、
　前記電機子および前記回転子は、定格時にトルクが最大になる電流位相角とトルクリップルが最小になる電流位相角とが一致するような構造を有する回転電機。
　前記回転電機は、
　　多重多相巻線永久磁石モータであり、
　　回転子鉄心が２段以上の段スキュー構造を有しており、
　　異なる段同士で、異なる極性の永久磁石同士が、回転軸方向に沿って見たときに、周方向に重ならないように配置されている
　請求項５に記載の回転電機。
　前記電機子は、前記多相巻線群として第１の電機子巻線と第２の電機子巻線を有しており、
　前記第１の電機子巻線の通電位相に対して前記第２の電機子巻線の通電位相が３０度ずれるように構成されている
　請求項５または６に記載の回転電機。
　前記回転子鉄心の外形は、回転中心に対して真円の半径よりも小さな半径を部分的に有する花丸形状として形成されている
　請求項５から７のいずれか１項に記載の回転電機。
　前記多相巻線群は、分布巻で構成されている
　請求項５から８のいずれか１項に記載の回転電機。
　前記多相巻線群は、集中巻で構成されている
　請求項５から８のいずれか１項に記載の回転電機。
　請求項１から４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置における前記制御器によって実行される回転電機の制御方法であって、
　逆起電力を打ち消すための弱め界磁電流を増加させる回転数以下において、通電電流一定でトルクが最大になる電流位相角θ１とは異なる電流位相角θで前記回転電機を駆動制御する第１制御ステップ
　を有する回転電機の制御方法。