WO2018016436A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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WO2018016436A1
WO2018016436A1 PCT/JP2017/025707 JP2017025707W WO2018016436A1 WO 2018016436 A1 WO2018016436 A1 WO 2018016436A1 JP 2017025707 W JP2017025707 W JP 2017025707W WO 2018016436 A1 WO2018016436 A1 WO 2018016436A1
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WO
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phase
unit
voltage
motor
disturbance
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Application number
PCT/JP2017/025707
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English (en)
French (fr)
Inventor
亮 皆木
博明 高瀬
澤田　英樹
孝義 菅原
Original Assignee
日本精工株式会社
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Publication date
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Priority to JP2018528521A priority patent/JP6525108B2/ja
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Priority to CN201780037831.8A priority patent/CN109451782B/zh
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the driving of the three-phase brushless motor is vector-controlled by the dq axis rotation coordinate system, and disturbances such as the inverter dead time, the counter electromotive voltage of the motor and the interference voltage due to the mutual inductance between the windings are compensated smoothly.
  • the electric power steering system that enables smooth assist control, especially the three-phase disturbance observer and the space vector modulator inserted in the three-phase axis, improves the distortion of the current waveform, improves the current control response,
  • the present invention relates to a high-performance electric power steering device that suppresses vibration, ripple, and the like.
  • An electric power steering device that applies a steering assist force (assist force) to a steering mechanism of a vehicle by a rotational force of a motor transmits a driving force of a motor as an actuator to a transmission mechanism such as a gear or a belt via a reduction gear.
  • a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft.
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is generally performed by PWM (pulse width). Modulation) is done by adjusting the duty of control.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b. Further, the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque Th of the handle 1, and a motor 20 that assists the steering force of the handle 1 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3. Yes.
  • the control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key signal via the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assistance) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle (motor rotation angle) ⁇ can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information, and the vehicle speed Vs can be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (Central Processing Unit) (including MPU (Micro Processor Unit), MCU (Micro Controller Unit), etc.).
  • CPU Central Processing Unit
  • MPU Micro Processor Unit
  • MCU Micro Controller Unit
  • FIG. 2 A general function to be executed is shown in FIG. 2, for example.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs from the vehicle speed sensor 12 are input to the current command value calculation unit 31, and the current command value calculation unit 31.
  • the calculated current command value Iref1 is added by the adding unit 32A and the compensation signal CM from the compensating unit 34 for improving the characteristics, and the added current command value Iref2 is limited to the maximum value by the current limiting unit 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B and subtracted from the motor current detection value Im.
  • the CF 20 is input to the PWM control unit 36 together with the CF to calculate the duty, and the motor 20 is PWM driven via the inverter 37 with the PWM signal from which the duty is calculated.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the current waveform is distorted, and the current control response and steering feel deteriorate.
  • the current control response and steering feel deteriorate.
  • the steering is slowly performed with the steering wheel in the vicinity of the on-center, discontinuous steering feeling due to torque ripple or the like occurs.
  • the back electromotive voltage of the motor during middle / high speed steering and the interference voltage between the windings act as disturbances on the current control, the followability and the steering feeling during turn-back steering are deteriorated.
  • the q axis that controls the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d axis that controls the strength of the magnetic field are set independently, and the dq axis is in a 90 ° relationship.
  • a vector control method for controlling current corresponding to an axis (d-axis current command value and q-axis current command value) is known.
  • FIG. 3 shows a configuration example when the three-phase brushless motor 100 is driven and controlled by the vector control method, and is calculated by a current command value calculation unit (not shown) based on the steering torque Th, the vehicle speed Vs, and the like.
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * of the 2-axis dq-axis coordinate system are respectively input to the subtraction units 131d and 131q, and the current deviation ⁇ i d * and the current values obtained by the subtraction units 131d and 131q ⁇ i q * is input to PI controllers 120d and 120q, respectively.
  • the voltage command values v d and v q subjected to PI control by the PI control units 120d and 120q are respectively input to the subtraction unit 121d and the addition unit 121q, and the voltages ⁇ v d and ⁇ v q obtained by the subtraction unit 121d and the addition unit 121q are respectively obtained.
  • the voltage command values Vu * , Vv * , Vw * converted into three phases by the dq axis / 3-phase AC converter 150 are input to the PWM controller 160, and the motor 100 is driven via the inverter 161 by the calculated duty. Is done.
  • the three-phase motor current of the motor 100 is detected by the current detector 162, and the detected three-phase currents i u , i v , i w are input to the three-phase AC / dq axis conversion unit 130, and the three-phase AC / dq axis together are subtracted respectively input to the feedback current i d and i q of the transformed two-phase conversion unit 130 subtraction section 131d and 131q, is input to the d-q decoupling control unit 140. Further, a rotation sensor or the like is attached to the motor 100, and the motor rotation angle ⁇ and the motor rotation number (rotation speed) ⁇ are output from the angle detection unit 110 that processes the sensor signal.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the dq axis / three-phase AC conversion unit 150 and the three-phase AC / dq axis conversion unit 130, and the motor rotation speed ⁇ is input to the dq non-interference control unit 140.
  • Such a vector control type electric power steering device is a device that assists the driver's steering, and at the same time, the sound, vibration, ripple, etc. of the motor are transmitted to the driver as a sense of force through the steering wheel.
  • the inverter has a dead time so that the switching elements of the upper and lower arms are not short-circuited. Since this dead time is non-linear, the current waveform is distorted, the control response performance deteriorates, and sound, vibration, and ripple are generated. To do.
  • the arrangement of the motor directly connected to the gear box connected to the steering wheel and the steel column shaft is very close to the driver due to its structure, resulting in the motor. Noise, vibration, ripple, etc. need to be considered especially compared to the downstream assist type electric power steering device.
  • FIG. 4 shows the result when a sine wave is input to the d-axis current command value (reference value) in general dq-axis vector control (FIG. 3), and current measurement is performed with respect to the d-axis current command value. It can be seen that the waveform of the value is distorted. Also, looking at the motor current when the steering wheel is slowly turned off from the on-center of the electric power steering device, the vibration and ripple of the q-axis current (torque) are large due to the distortion of the phase current as shown in FIGS. I understand that.
  • FIG. 5 shows the U-phase to W-phase motor currents for the d-axis current command value and the q-axis current command value, and FIG. 6 extracts only the q-axis current command value and the U-phase motor current. As shown.
  • the timing at which the dead time occurs is detected and the compensation value is added, or the dead time is compensated by a disturbance observer on the dq axis in current control.
  • Patent Document 1 In the control device of the electric power steering apparatus disclosed in Japanese Patent No. 3706296 (Patent Document 1), a signal corresponding to the disturbance voltage generated in the motor is output from the voltage applied to the motor and the current value of the motor. A disturbance voltage estimation observer is provided to compensate for the inverter dead time.
  • the voltage type inverter control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-252163 (Patent Document 2) estimates a disturbance voltage including an output voltage error due to the inverter dead time and a back electromotive force component of the motor. A disturbance estimation observer is provided to compensate for the inverter dead time.
  • the control device of Patent Document 1 only compensates for the inverter dead time by a disturbance voltage estimation observer, and the current controller is provided separately, so that the configuration is complicated. In some embodiments, a high-pass filter is provided. Therefore, deterioration of characteristics becomes a problem. Further, the disturbance estimation observer in the control device of Patent Document 2 only compensates for the dead time of the inverter, and compensates the motor back electromotive force with a logic different from that of the disturbance estimation observer. For this reason, sufficient control performance cannot be expected only by inserting a disturbance estimation observer.
  • the electric power steering device is greatly influenced by the back electromotive force of the motor, and the dead time generation timing near the zero cross of the motor current is shifted, so that the effect of dead time compensation cannot be sufficiently exhibited as in Patent Documents 1 and 2. .
  • the compensation accuracy is determined by the back electromotive voltage estimation logic, so that the performance such as the followability becomes insufficient in a region where the estimation error is large.
  • the motor back electromotive force is non-linear, and the non-linear element expands in the range of motor manufacturing, the temperature change of the motor itself, the middle and high speeds of the motor, and the accurate back electromotive force due to fluctuations in the rotational speed. It is extremely difficult to calculate the compensation value with a linear arithmetic expression.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and an object of the present invention is to compensate for the inverter dead time in the vector control type electric power steering apparatus, to compensate for the motor back electromotive force voltage and between the motor windings. Another object of the present invention is to provide an electric power steering apparatus that compensates for the interference voltage due to the mutual inductance, improves distortion of the current waveform and improves the response of current control, and suppresses sound, vibration, and ripple.
  • the current distortion of the vector control is superimposed on the three-phase disturbance observer that compensates for the disturbance voltage such as the motor back electromotive force voltage on the three-phase path, and the third-order harmonics are superimposed by the two-phase / three-phase conversion, and the current distortion And a space vector modulation unit for compensating for the above.
  • the present invention controls the driving of a three-phase brushless motor that applies assist torque to a steering mechanism of a vehicle based on a current command value calculated based on at least a steering torque, and uses a dq axis command value obtained by converting the current command value.
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus that performs vector control via an inverter, and the above object of the present invention includes a three-phase disturbance observer that compensates each phase disturbance voltage including a dead time of the inverter with respect to a three-phase voltage command value. Is achieved.
  • the object of the present invention is that the three-phase disturbance observer includes a phase observer unit including a motor model, an inverse motor model, and a low-pass filter for each of the three phases.
  • the phase observer unit includes a first subtracting unit that subtracts a disturbance estimated voltage from the phase voltage converted into three phases, a gain unit that multiplies a subtracted value from the first subtracting unit, and a gain unit
  • the motor model that outputs a phase current by inputting a phase voltage with a disturbance element in the output, the reverse motor model that inputs the phase current, the low-pass filter that inputs the subtraction value, and the reverse motor model
  • a second subtraction unit that subtracts the output of the low-pass filter from the output of the output and outputs the estimated disturbance voltage, or the gain of the gain unit
  • the three-phase disturbance observer includes a phase observer unit composed of a motor model, an inverse motor model, and a low-pass filter for two of the three phases.
  • the other one phase is obtained by adding the phase voltages of the two phases of the three phases to invert positive and negative, and having an other phase observer unit configured by a motor model with respect to the inverted phase voltage.
  • the phase observer unit includes a first subtracting unit that subtracts the estimated disturbance voltage from the phase voltage converted into three phases, and a first gain unit that multiplies the subtracted value from the first subtracting unit by a gain.
  • a first motor model that outputs a phase current by inputting a phase voltage with a disturbance element into the output of the first gain section, the reverse motor model that inputs the phase current, and the subtraction value The low pass filter, And a second subtracting unit that subtracts the output of the low-pass filter from the output of the inverse motor model and outputs the estimated disturbance voltage, and the other-phase observer unit converts the phase converted into the three phases.
  • the compensation value of the three-phase disturbance observer is variable according to the power supply voltage of the inverter, or the inductance value of the three-phase disturbance observer is changed.
  • the null value is made variable in response to the current of the three-phase brushless motor, or a space vector modulation unit for superimposing the third harmonic is provided after the three-phase disturbance observer. This is achieved more effectively.
  • the compensation of the motor counter electromotive voltage is performed.
  • the interference voltage due to the mutual inductance between the motor windings can be compensated.
  • the dead time of the inverter is compensated, and the distortion of the current waveform is improved. It is possible to improve the voltage control efficiency and the inverter dead time to improve the current control response.
  • LPF phase disturbance observer
  • LPF phase disturbance observer
  • the armature winding resistance of each phase is represented as Ra
  • the self-inductance of each armature winding is represented as La
  • the child winding resistance Ra and the self-inductance La are connected in series and at equal intervals ( ⁇ / 3), and the mutual inductance of each phase is expressed as Ma.
  • the three-phase voltages of the motor are V u , V v , V w , respectively, and the three-phase currents are i u , i v , i w , respectively, and the induced voltages induced in the three-phase armature winding (motor back electromotive voltage) , E u , e v , e w respectively, and Laplace operator expressed as s, the three-phase voltages V u , V v , V w are expressed by the following equation (1)
  • the three-phase voltages V u , V v , and V w represented by Equation 1 are non-linear with respect to the motor currents i u , i v , and i w of the three phases (U, V, W). Since the armature winding resistance Ra and the self-inductance La are linear elements, it is necessary to eliminate the motor back electromotive voltages e u , e v and e w which are non-linear elements and to eliminate the mutual inductance Ma.
  • the whole including the inverter and the motor is regarded as a control target, and the input is linearized from the motor voltage command values v u * , v v * , v w * to the motor currents i u , i v , i w
  • a three-phase disturbance observer is provided that compensates for the motor back electromotive force voltages e u , e v , e w and the mutual inductance Ma as disturbances.
  • the inverter dead time is also compensated as a disturbance.
  • a space vector modulation unit for improving the voltage utilization factor and improving the characteristics of dead time compensation is provided.
  • FIG. 8 shows an overall configuration example of the present invention in which a three-phase disturbance observer is inserted on a three-phase axis, corresponding to FIG.
  • the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * calculated by the current command value calculation unit are input to the two-degree-of-freedom control unit 200.
  • the d-axis voltage command value v d and the q-axis voltage command value v q calculated by the unit 200 are input to the subtraction unit 121d and the addition unit 121q, respectively.
  • the voltages ⁇ v d and ⁇ v q calculated by the subtractor 121d and the adder 121q are input to the dq-axis / 3-phase AC converter 210 that converts the two phases of the dq axis into three phases of U, V, and W, and dq
  • the three-phase AC voltage command values V u * , V v * , and V w * obtained by the shaft / three-phase AC converter 210 are input to the three-phase disturbance observer 220.
  • the compensated voltage command values V ur , V vr , V wr output from the three-phase disturbance observer 220 are input to the three-phase AC / ⁇ AC converter 230 that converts the two phases in the ⁇ - ⁇ space, and ⁇ - ⁇
  • the voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * are converted into the space voltage command values v ⁇ * and v ⁇ *
  • the voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * are input to the space vector modulation unit 240 that superimposes the third harmonic.
  • the three-phase voltage command values V ur * , V vu * , and V wu * vector-modulated by the space vector modulation unit 240 are input to the PWM control unit 160, and the motor 100 receives the PWM control unit 160 and the inverter 161 in the same manner as described above. It is driven and controlled via.
  • the motor angle ⁇ is input to the three-phase AC / dq-axis conversion unit 130 and also input to the dq-axis / three-phase AC conversion unit 210 and the space vector modulation unit 240.
  • the motor currents i u , i v , and i w are 3 It is input to the phase AC / dq axis conversion unit 130 and also input to the three-phase disturbance observer 220.
  • a subtraction unit 201 which calculates the current deviation .DELTA.i d * from the d-axis current command value i d * by subtracting the d-axis feedback current i d, q-axis A subtractor 202 that calculates a current deviation ⁇ i q * by subtracting the q-axis feedback current i q from the current command value i q *, a PI controller 203 that performs PI control of the current deviation ⁇ i d * , and a current deviation ⁇ i q * And a PI control unit 204 for PI control.
  • the dq-axis / 3-phase AC converter 210 converts the dq-axis voltage deviations ⁇ v d and ⁇ v q into three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * with the motor angle ⁇ as a reference, and a three-phase disturbance. Input to the observer 220.
  • a three-phase disturbance observer 220 shown in FIG. 10 includes a U-phase observer and a W-phase observer having the same configuration, and a V-phase observer that is another phase. That is, since the U-phase observer and the W-phase observer have the same configuration, the U-phase observer will be described.
  • the voltage command value Vu * from the dq-axis / 3-phase AC conversion unit 210 is input to the subtraction unit 221u, and the deviation Vu ** obtained by subtracting the U-phase disturbance estimated voltage V dis_ue is input to the gain unit 222u, and the gain G dob And input to the adder 223u.
  • a gain G dob of the gain unit 222u is a characteristic sensitive to the motor rotational speed ⁇ .
  • the adder 223u receives a U-phase disturbance V dis_u such as an induced voltage induced in each phase armature winding or an interference voltage due to mutual inductance between the windings, and the added value is an inverter dead time (unknown model Xu). ) After passing through 224u, it is input to the motor model 225u, which is the object to be controlled and is represented by the transfer function “1 / (La ⁇ s + Ra)”.
  • the U-phase current i u from the motor model 225 u is input to the inverse motor model 228 u represented by the transfer function “(Lan ⁇ s + Ran) / ( ⁇ 1 ⁇ s + 1)”, and the current i ur from the inverse motor model 228 u is subtracted.
  • the addition is input to the unit 227u.
  • Ran in the reverse motor model 228u is a nominal value of the armature winding resistance Ra
  • Lan is a nominal value of the self-inductance La.
  • the voltage deviation V u ** is added to the subtraction unit 227u through the low-pass filter (LPF) 226u represented by the transfer function “1 / ( ⁇ 1 ⁇ s + 1)”, and is calculated by the subtraction unit 227u.
  • the estimated voltage V dis_ue is subtracted and input to the subtraction unit 221u.
  • the W-phase observer has the same configuration as the U-phase observer, and the voltage deviation V u ** from the subtraction unit 221u and the voltage deviation V w ** from the subtraction unit 221w are input to the addition unit 221v in the V-phase observer.
  • the addition result is input to the inversion unit 222v whose sign is inverted, and the voltage command value V v ** whose sign is inverted is input to the gain unit 223v. That is, the voltage command value Vv ** and the voltage command values V u ** and V w ** have the relationship of the following formula 2.
  • Vv ** -(V u ** + V w ** )
  • the voltage from the gain unit (G dob ) 223v is added to the V-phase disturbance voltage V dis_v by the adding unit 224v, and after the inverter dead time 225v, the voltage is controlled and the transfer function “1 / (La ⁇ s + Ra)” Input to the motor model 226v represented.
  • the gain G dob of the gain unit 223v changes in response to the motor rotational speed ⁇ .
  • control is performed with the disturbance voltages v dis_u , v dis_v , and v dis_w of each phase.
  • Modeling errors include winding resistance error ⁇ R a , self-inductance error ⁇ L a , and unknown models (errors) X u , X v , X w due to dead time. Details will be described later.
  • the three-phase disturbance observer 220 in FIG. 10 controls the other one phase from the phase observer for the two phases from the relationship of Equation 2, but a phase observer may be provided in each phase as shown in FIG. .
  • the compensated voltage command values V ur , V vr , and V wr compensated for the disturbance by the three-phase disturbance observer 220 are three-phase AC / ⁇ AC conversion unit 230 that converts the three-phase AC into ⁇ - ⁇ space.
  • the voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * converted into two phases by the three-phase AC / ⁇ AC converter 230 are input to the space vector modulator 240 together with the motor angle ⁇ .
  • the space vector modulation unit 240 has a two-phase / three-phase conversion unit that converts two-phase voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * into three-phase voltages V ur , V vr , and V wr. 241 and a third harmonic superimposing unit 242 that superimposes the third harmonic on the three-phase voltages V ur , V vr , and V wr and outputs voltage command values V ur * , V vr * , and V wr *.
  • the motor rotation angle ⁇ is input to the two-phase / 3-phase converter 241. Details of the space vector modulation unit 240 will be described later.
  • the motor parameter to be controlled is given by the following equation.
  • Equations 4 to 6 show only the U phase, but the same formula holds for the other phases.
  • LPFs 226u to 226w having a filter time constant ⁇ 1 and having a transfer function “1 / ( ⁇ 1 ⁇ s + 1)” are LPFs that limit the bandwidth of the disturbance observer 220. The performance of the disturbance observer 220 is exhibited.
  • the following equation 8 is obtained.
  • the gains G dob of the gain units 222u to 222w all vary according to the motor rotation speed ⁇ , but here G dob 1 is set for simplification. From Equations 3, 6, and 7, the following Equation 8 is established.
  • Equation 8 indicates that the voltage command value v u * to the current value i u can be linearized.
  • the induced voltage of the armature current, the interference voltage due to the mutual inductance, the modeling error of the motor winding resistance and self-inductance, the unknown error X u of the inverter, X v and X w can be reduced, and the circuit equation of the three-phase brushless motor is apparently converted from the above equation 1 to the following equation 9.
  • the gain G dob of the gain units 222u to 222w is a gain that varies according to the motor rotation speed ⁇ .
  • the power supply voltage of the electric power steering is about 12V because a battery is used.
  • the gain G dob is set to “1” until the rotational speed ⁇ (absolute value) of the motor is a predetermined value ⁇ 1, as shown in FIG.
  • the gain G dob is adjusted so as to gradually decrease when the value becomes larger than the value ⁇ 1.
  • the gain G dob is always set to “1”.
  • the self-inductance L a of the motor when the motor current increases gradually decreases due to the influence of magnetic saturation.
  • the three-phase disturbance observer 220 of the present invention can reduce the current distortion by varying the inductance L a (L an ) of the motor inverse models 228u to 228w in response to the motor current.
  • the inductance L a (L an ) may not be varied but may be a fixed value.
  • the motor current i u that is the output of the motor model 225 u is expressed by the following equation (10).
  • the estimated disturbance value V dis_ue output from the subtracting unit 227u of the U-phase observer is expressed by the following formula 11.
  • FIG. 15 shows an angular frequency characteristic ( ⁇ is a time constant of the motor winding) of the transfer function “1 / (1 + s ⁇ ⁇ )”, and FIG. 16 shows the transfer function “s ⁇ ⁇ 1 / (1 + s ⁇ ⁇ ).
  • the angular frequency characteristic of ⁇ 1 ) is shown.
  • the space vector modulation unit 240 converts the two-phase voltages (v ⁇ * , v ⁇ * ) in the ⁇ - ⁇ space into three-phase voltages (V ua , V va , V wa ), It only needs to have a function of superimposing the third harmonic on the voltage (V ua , V va , V wa ), and is proposed in, for example, Japanese Patent Application No. 2017-70066 and Japanese Patent Application No. 2015-239898 by the present applicant.
  • a space vector modulation method may be used.
  • the space vector modulation performs coordinate conversion as shown below based on the voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * in the ⁇ - ⁇ space, the motor rotation angle ⁇ , and the sector number n (# 1 to # 6).
  • Switching patterns S1 to S6 corresponding to sectors # 1 to # 6 for controlling ON / OFF of switching elements (upper arms Q1, Q3, and Q5, lower arms Q2, Q4, and Q6) of the inverter having the bridge configuration By supplying it to the motor, it has a function of controlling the rotation of the motor.
  • the voltage command values v ⁇ * and v ⁇ * are converted into voltage vectors V ⁇ and V ⁇ in the ⁇ - ⁇ coordinate system based on the equation (19). The relationship between the coordinate axes used for this coordinate conversion and the motor rotation angle ⁇ is shown in FIG.
  • Equation 20 there is a relationship as shown in Equation 20 between the target voltage vector in the dq coordinate system and the target voltage vector in the ⁇ - ⁇ coordinate system, and the absolute value of the target voltage vector V is stored.
  • the output voltage of the inverter is changed according to the switching patterns S1 to S6 of the switching elements (Q1 to Q6) according to the eight kinds of discrete reference voltage vectors V0 to V7 shown in the space vector diagram of FIG. (Non-zero voltage vectors V1 to V6 and zero-voltage vectors V0 and V7 having different phases by ⁇ / 3 [rad]).
  • the selection of the reference output voltage vectors V0 to V7 and the generation time thereof are controlled.
  • the space vector can be divided into six sectors # 1 to # 6 using six regions sandwiched between adjacent reference output voltage vectors, and the target voltage vector V is set to the sector # 1 to # 6. It belongs to any one and can be assigned a sector number.
  • the target voltage vector V which is a combined vector of V ⁇ and V ⁇ , exists in the sector as shown in FIG. 18 divided into a regular hexagon in the ⁇ - ⁇ space. It can be obtained based on the rotation angle ⁇ in the ⁇ coordinate system.
  • FIG. 19 shows the switching in the ON / OFF signals S1 to S6 (switching patterns) for the switching elements in order to output the target voltage vector V from the inverter in the digital control by the inverter switching patterns S1, S3, and S5 in the space vector control.
  • the basic timing chart which determines a pulse width and its timing is shown. Space vector modulation is performed within the sampling period Ts every prescribed sampling period Ts, and the calculation result is converted into each switching pulse width and timing in the switching patterns S1 to S6 in the next sampling period Ts. And output.
  • Signals S1, S3 and S5 indicate gate signals of the switching elements Q1, Q3 and Q5 corresponding to the upper arm.
  • the horizontal axis indicates time, and Ts corresponds to the switching period and is divided into 8 periods, and T0 / 4, T1 / 2, T2 / 2, T0 / 4, T0 / 4, T2 / 2, T1 / 2 And T0 / 4.
  • the periods T1 and T2 are times depending on the sector number n and the rotation angle ⁇ , respectively.
  • the dead time compensation of the present invention is applied on the dq axis, and the dead time compensation value waveform (U phase waveform) obtained by converting only the dead time compensation value by dq axis / 3 phase is shown by the broken line in FIG.
  • U phase waveform the dead time compensation value waveform obtained by converting only the dead time compensation value by dq axis / 3 phase
  • Such a third-order component is removed from the waveform.
  • V phase and the W phase By applying space vector modulation instead of dq axis / 3-phase conversion, it is possible to superimpose third-order harmonics on a three-phase signal, and to compensate for third-order components that are lost due to three-phase conversion. It is possible to generate an ideal dead time compensation waveform as shown by the solid line in FIG.
  • FIG. 21 shows the result when a sine wave is input to the d-axis current command value when the three-phase disturbance observer and space vector modulation are operated.
  • the waveform distortion of the d-axis current value and the three-phase current value is reduced. There is almost no error.
  • looking at the motor current when the steering wheel is slowly turned off from the on-center of the electric power steering device the distortion of the phase current is improved as shown in FIGS. 22 and 23, and the vibration and ripple of the q-axis current (torque) are improved. It can be seen that is reduced.
  • the limit value of the compensation value of the 3-phase disturbance observer for motor current control can be varied in response to the power supply voltage of the inverter.
  • the disturbance observer compensates for all disturbances such as back electromotive force and dead time, so there is a region where overcompensation occurs. For example, in the case of electric power steering, since the back electromotive voltage is large, overcompensation of the disturbance observer is increased, the duty is saturated, and sound and vibration are generated. When the power supply voltage of the inverter is high, the duty is difficult to saturate, so the limit value after compensation can be increased. However, when the voltage is low, the limit value needs to be decreased.

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Abstract

【課題】ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、インバータのデッドタイムを補償し、モータ逆起電圧の補償やモータ巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧を補償をも行い、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供する。 【解決手段】少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する３相ブラシレスモータを駆動制御すると共に、電流指令値を変換したｄｑ軸指令値でインバータを介してベクトル制御する電動パワーステアリング装置において、３相電圧指令値に対して、インバータのデッドタイムを含む各相外乱電圧を補償する３相外乱オブザーバを具備する。

Description

電動パワーステアリング装置
　本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、インバータのデッドタイム、モータの逆起電圧や巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧等の外乱を補償して滑らかなアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関し、特に３相軸に介挿した３相外乱オブザーバと空間ベクトル変調部により、電流波形の歪みを改善し、電流制御の応答性を向上し、音や振動、リップルを抑制した高性能な電動パワーステアリング装置に関する。
　車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central　Processing　Unit)（ＭＰＵ(Micro　Processor　Unit)やＭＣＵ(Micro　Controller　Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは電流指令値演算部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
　減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDutyを演算され、Dutyを演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。
　補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。
　近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り替えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。
　その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。
　３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
　図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて電流指令値演算部（図示せず）で演算された２軸ｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δid *及びΔiq *はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値vd及びvqは、それぞれ減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力され、減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑで求められた電圧Δvd及びΔvqはｄｑ軸／３相交流変換部１５０に入力される。ｄｑ軸／３相交流変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算されたDutyによりインバータ１６１を介してモータ１００が駆動される。
　モータ１００の３相モータ電流は電流検出器１６２で検出され、検出された３相電流iu，iv，iwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、３相交流／ｄｑ軸変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流id及びiqはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θはｄｑ軸／３相交流変換部１５０及び３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ－ｑ非干渉制御部１４０に入力される。
　このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。また、インバータは、上下アームのスイッチング素子が短絡しないようにデッドタイムを設けており、このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。
　図４は一般的なｄｑ軸ベクトル制御（図３）おいて、ｄ軸電流指令値（基準値）に正弦波を入力した場合の結果を示しており、ｄ軸電流指令値に対して電流測定値の波形が歪んでいることが分かる。また、電動パワーステアリング装置のオンセンターからハンドルをゆっくり切った時のモータ電流を見ると、図５及び図６に示すように相電流の歪みにより、q軸電流(トルク)の振動やリップルが大きいことが分かる。図５はｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に対してＵ相～Ｗ相のモータ電流を示しており、図６はその中のｑ軸電流指令値及びＵ相のモータ電流のみを抽出して示している。
　インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。
　特許第３７０６２９６号公報（特許文献１）に示される電動パワーステアリング装置の制御装置では、モータに印加する電圧とモータの現在の電流値とから、モータに生じている外乱電圧に対応する信号を出力する外乱電圧推定オブザーバを設け、インバータのデッドタイムを補償している。また、特開２００７－２５２１６３号公報（特許文献２）に示される電圧型インバータの制御装置では、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差とモータの逆起電力成分とを含む外乱電圧を推定する外乱推定オブザーバを設け、インバータのデッドタイムを補償している。
特許第３７０６２９６号公報 特開２００７－２５２１６３号公報
　しかしながら、特許文献１の制御装置は外乱電圧推定オブザーバによってインバータのデッドタイムを補償しているだけであり、電流制御器を別途設けているので構成が煩雑であり、実施形態によってはハイパスフィルタを設けているので、特性の劣化が問題となる。また、特許文献２の制御装置における外乱推定オブザーバはインバータのデッドタイムを補償しているだけであり、外乱推定オブザーバとは異なる論理でモータ逆起電圧を補償している。このため、外乱推定オブザーバの介挿だけでは十分な制御性能が望めない。更に、ｄｑ軸上の外乱推定オブザーバはデッドタイムを電圧外乱として推定するが、２相/３相座標変換において３次成分の信号が除去されてしまうため、効果が十分ではないといった問題がある。また、特許文献１及び２の制御装置では、モータの磁気飽和領域におけるインダクタンス変化に対して補償していないので、電流波形が歪んでしまう問題がある。
　電動パワーステアリング装置は、モータの逆起電圧の影響が大きく、モータ電流のゼロクロス付近のデッドタイム発生タイミングがずれるため、特許文献１及び２のようにデッドタイム補償の効果が十分に発揮できていない。また、モータ逆起電圧の補償については、逆起電圧推定ロジックによって補償精度が決まるため、推定誤差が大きい領域においては転追性等の性能が不十分となる。モータ逆起電圧は非線形であり、モータ製造のバラツキやモータ自体の温度変化、モータの回転数が中・高速の領域では非線形要素が拡大し、また、回転数変動等により正確な逆起電圧の補償値を線形な演算式で算定することは極めて困難である。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、インバータのデッドタイムを補償し、モータ逆起電圧の補償やモータ巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧を補償をも行い、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。そのために、ベクトル制御の電流制御経路に、３相経路のモータ逆起電圧等の外乱電圧を補償する３相外乱オブザーバと、２相／３相変換して３次高調波を重畳し、電流歪み等を補償する空間ベクトル変調部とを設けている。
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する３相ブラシレスモータを駆動制御すると共に、前記電流指令値を変換したｄｑ軸指令値でインバータを介してベクトル制御する電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、３相電圧指令値に対して、前記インバータのデッドタイムを含む各相外乱電圧を補償する３相外乱オブザーバを具備することにより達成される。
　また、本発明の上記目的は、前記３相外乱オブザーバが、３相各相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された相オブザーバ部を具備していることにより、或いは前記相オブザーバ部が、３相に変換された相電圧から外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、前記第１の減算部からの減算値をゲイン倍するゲイン部と、前記ゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する前記モータモデルと、前記相電流を入力する前記逆モータモデルと、前記減算値を入力する前記ローパスフィルタと、前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記外乱推定電圧を出力する第２の減算部とで構成されていることにより、或いは前記ゲイン部のゲインがモータ回転数に感応して可変となっていることにより、或いは前記３相外乱オブザーバが、３相のうちの２相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された相オブザーバ部を具備し、他の１相は、前記３相のうちの２相の相電圧を加算して正負反転し、反転された相電圧に対してモータモデルで成る他相オブザーバ部を具備していることにより、或いは前記相オブザーバ部が、３相に変換された相電圧から外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、前記第１の減算部からの減算値をゲイン倍する第１のゲイン部と、前記第１のゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する第１のモータモデルと、前記相電流を入力する前記逆モータモデルと、前記減算値を入力する前記ローパスフィルタと、前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記外乱推定電圧を出力する第２の減算部とで構成されており、前記他相オブザーバ部が、前記３相に変換された相電圧のうちの２相の相電圧を加算する加算部と、前記加算部の出力を正負反転する反転部と、前記反転部の出力をゲイン倍する第２のゲイン部と、前記第２のゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する第２のモータモデルとで構成されていることにより、或いは前記第１及び第２のゲイン部のゲインがモータ回転数に感応して可変となっていることにより、或いは前記３相外乱オブザーバの補償値を前記インバータの電源電圧に応じて可変するようになっていることにより、或いは前記３相外乱オブザーバのインダクタンスノミナル値を前記３相ブラシレスモータの電流に感応させて可変するようになっていることにより、或いは前記３相外乱オブザーバの後段に、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部が設けられていることにより、より効果的に達成される。
　本発明の電動パワーステアリング装置によれば、電流制御の３相経路中に逆起電圧、インバータデッドタイム等の外乱電圧を補償する３相外乱オブザーバを介挿しているので、モータ逆起電圧の補償やモータ巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧の補償を行うことができる。また、３次高調波を重畳して電圧利用効率の向上とデッドタイム補償を行う空間ベクトル変調部を設けていることにより、インバータのデッドタイムを補償すると共に、電流波形の歪みの改善を行い、電圧利用効率の向上とインバータデッドタイムの補償を行い、電流制御の応答性の向上を図ることができる。
　更に、制御が滑らかになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。
一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 従来の電流制御の特性例（基準値と電流測定値）を示す波形図である。 従来の電流制御の特性例（ｄｑ軸と３相）を示す波形図である。 従来の電流制御の特性例（ｑ軸とＵ相）を示す波形図である。 ３相ブラシレスモータの構成例を示す電気的等価図である。 本発明に係るベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 ２自由度制御部系の構成例を示すブロック図である。 ３相外乱オブザーバ（２相式）の構成例を示すブロック図である。 ３相外乱オブザーバ（３相式）の構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の構成例を示すブロック図である。 ゲイン部の特性例を示す特性図である。 モータのインダクタンスの特性例を示す特性図である。 相外乱オブザーバ（ＬＰＦ）の特性例を示す特性図である。 相外乱オブザーバ（ＬＰＦ）の特性例を示す特性図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（基準値と電流測定値）を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（ｄｑ軸と３相）を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（ｑ軸とＵ相）を示す波形図である。
　先ず３相（Ｕ～Ｗ）ブラシレスモータの等価構成を図７に示して説明すると、各相の電機子巻線抵抗はＲａ、各相の電機子巻線の自己インダクタンスはＬａと表され、電機子巻線抵抗Ｒａ及び自己インダクタンスＬａは直列にかつ等間隔（π／３）に接続され、各相の相互インダクタンスはＭａと表される。そして、モータの３相電圧をそれぞれVｕ，Vｖ，Vｗ、３相電流をそれぞれiu，iv，iw、３相電機子巻線に誘起される誘起電圧（モータ逆起電圧）をそれぞれeu，ev，ewとし、ラプラス演算子をsで表記すると、３相電圧Vｕ，Vｖ，Vｗは下記数１で表される
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 数１で表わされる３相電圧Vｕ，Vｖ，Vｗは３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のモータ電流iu，iv，iwに対して非線形であり、線形化するためには、電機子巻線抵抗Ｒａ及び自己インダクタンスＬａは線形要素であるため、非線形要素であるモータ逆起電圧eu，ev，ewを消去すると共に、相互インダクタンスＭａを消去する必要がある。
　本発明では、インバータとモータを含めた全体を制御対象と捉え、入力をモータの電圧指令値vu *，vv *，vw *からモータ電流iu，iv，iwまでを線形化するために、モータ逆起電圧eu，ev，ewや相互インダクタンスＭａを外乱とみなして補償する３相外乱オブザーバを設ける。インバータのデッドタイムも外乱として補償される。また、電圧利用率の向上と、デッドタイム補償の特性改善を行う空間ベクトル変調部を設けている。３相軸に３相外乱オブザーバを介挿した本発明の全体構成例を、図３に対応させて図８に示す。
　図８では、電流指令値演算部（図示せず）で演算されたｄ軸電流指令値id *及びｑ軸電流指令値iq *は２自由度制御部２００に入力され、２自由度制御部２００で演算されたｄ軸電圧指令値vd及びｑ軸電圧指令値vqはそれぞれ減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力される。減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑで算出された電圧Δvd及びΔvqは、ｄｑ軸の２相からU、Ｖ，Wの３相  に変換するｄｑ軸／３相交流変換部２１０に入力され、ｄｑ軸/３相交流変換部２１０で得られた３相交流電圧指令値Vu *，Vv *，Vw *は３相外乱オブザーバ２２０に入力される。３相外乱オブザーバ２２０から出力される補償後の電圧指令値Vur，Vvr，Vwrはα－β空間の２相に変換する３相交流／αβ交流変換部２３０に入力され、α－β空間の電圧指令値vα ＊及びvβ ＊に変換され、電圧指令値vα ＊及びvβ ＊は３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部２４０に入力される。空間ベクトル変調部２４０でベクトル変調された３相の電圧指令値Vur *，Vvu *，Vwu *はＰＷＭ制御部１６０に入力され、モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。
　モータ角度θは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力されると共に、ｄｑ軸／３相交流変換部２１０及び空間ベクトル変調部２４０に入力され、モータ電流iu，iv，iwは３相交流／ｄｑ軸変換部１３０に入力されると共に、３相外乱オブザーバ２２０に入力されている。
　２自由度制御部２００の構成は図９に示すように、ｄ軸電流指令値id *からｄ軸フィードバック電流idを減算して電流偏差Δid *を算出する減算部２０１と、ｑ軸電流指令値iq *からｑ軸フィードバック電流iqを減算して電流偏差Δiq *を算出する減算部２０２と、電流偏差Δid *をＰＩ制御するＰＩ制御部２０３と、電流偏差Δiq *をＰＩ制御するＰＩ制御部２０４とで構成されている。
　ｄｑ軸／３相交流変換部２１０はモータ角度θを基準にして、ｄｑ軸の電圧偏差Δvd及びΔvqを３相の電圧指令値Vu＊，Vv*，Vw*に変換して３相外乱オブザーバ２２０に入力する。
　３相外乱オブザーバ２２０は、図１０又は図１１の構成となっており、図１０は３相モータの電流iｕ＋iｖ＋iｗ＝０の関係があることより、例えばＶ相電流iｖ＝－(iｕ＋iｗ)で求める例である。
　図１０に示す３相外乱オブザーバ２２０は、同一構成のＵ相オブザーバ及びＷ相オブザーバと、他相であるＶ相オブザーバとで構成されている。即ち、Ｕ相オブザーバ及びＷ相オブザーバは同一の構成であるので、Ｕ相オブザーバについて説明する。ｄｑ軸／３相交流変換部２１０からの電圧指令値Vu＊は減算部２２１ｕに入力され、Ｕ相外乱推定電圧Vdis_ueを減算された偏差Vu**はゲイン部２２２ｕに入力され、ゲインGdobを乗算されて加算部２２３ｕに入力される。ゲイン部２２２ｕのゲインンGdobは、モータ回転数ωに感応する特性である。加算部２２３ｕには、各相電機子巻線に誘起される誘起電圧や巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧などのＵ相外乱Vdis_uが入力され、その加算値がインバータデッドタイム（未知モデルＸｕ）２２４ｕを経て、制御対象であり、伝達関数“１／（La・ｓ＋Ra）”で表わされるモータモデル２２５ｕに入力される。モータモデル２２５ｕからのＵ相電流iｕは、伝達関数“（Lan・s＋Ran）／（τ１・ｓ＋１）”で表わされる逆モータモデル２２８ｕに入力され、逆モータモデル２２８ｕからの電流iurが減算部２２７ｕに加算入力される。なお、逆モータモデル２２８ｕ内のRanは電機子巻線抵抗Ｒａのノミナル値であり、Lanは自己インダクタンスＬａのノミナル値である。また、電圧偏差Vu **は伝達関数“１／（τ１・ｓ＋１）”で表わされるローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２６ｕを経て減算部２２７ｕに加算入力され、減算部２２７ｕで算出されるＵ相外乱推定電圧Vdis_ueが減算部２２１ｕに減算入力されている。
　Ｗ相オブザーバはＵ相オブザーバと同一の構成であり、減算部２２１ｕからの電圧偏差Vu **と減算部２２１ｗからの電圧偏差Vw **は、Ｖ相オブザーバ内の加算部２２１ｖに入力され、その加算結果が符号反転する反転部２２２ｖに入力され、符号反転された電圧指令値Vv **がゲイン部２２３ｖに入力される。つまり、電圧指令値Vv**と電圧指令値Vu **、Vw **とは下記数２の関係となっている。
（数２）
Vv**＝－（Vu **＋Vw **）
 
ゲイン部（Gdob）２２３ｖからの電圧は、加算部２２４ｖでＶ相外乱電圧Vdis_vと加算され、インバータデッドタイム２２５ｖを経て、制御対象であり、伝達関数“１／（La・ｓ＋Ra）”で表わされるモータモデル２２６ｖに入力される。ゲイン部２２３ｖのゲインGdobは、モータ回転数ωに感応して変化する。
　ｄｑ軸／３相交流変換部２１０からの電圧指令値Vu *，Vv *，Vw *を３相外乱オブザーバ２２０の入力として、各相の外乱電圧vdis_u，vdis_v，vdis_wと制御対象(インバータ１６１とモータ１００を含めたモデル)のモデル化誤差をまとめて外乱推定電圧vdis_ue，vdis_weとして推定し、各相の電圧指令値Vｕ ＊，Vｗ ＊から減算することで、ロバストな制御が可能となる。モデル化誤差には、巻線抵抗誤差ΔRa、自己インダクタンス誤差ΔLa、デッドタイムによる未知モデル（誤差）Xu，Xv，Xwが含まれる。詳細は後述する。
　図１０の３相外乱オブザーバ２２０では数２の関係より、２相についての相オブザーバから他の１相の制御を行っているが、図１１に示すように各相に相オブザーバを設けても良い。
　図１１では、Ｕ～Ｗ各相に同一構成のＵ相オブザーバ～Ｗ相オブザーバを設けており、各相について同様な動作を行うようになっている。
　上述のように３相外乱オブザーバ２２０で外乱を補償された補償後電圧指令値Vur，Vvr，Vwrは、３相交流をα－β空間に変換する３相交流／αβ交流変換部２３０に入力され、３相交流／αβ交流変換部２３０で２相に変換された電圧指令値vα ＊及びvβ ＊は,モータ角度θと共に空間ベクトル変調部２４０に入力される。
　空間ベクトル変調部２４０の構成は図１２に示すように、２相の電圧指令値vα ＊及びvβ ＊を３相電圧Vur，Vvr，Vwrに変換する２相／３相変換部２４１と、３相電圧Vur，Vvr，Vwrに３次高調波を重畳し、電圧指令値Vur *，Vvr *，Vwr *を出力する３次高調波重畳部２４２とで構成されている。２相／３相変換部２４１には、モータ回転角θが入力されている。空間ベクトル変調部２４０の詳細は後述する。
　電機子巻線抵抗Ｒａとそのノミナル値Ranの誤差値をΔRaとし、自己インダクタンスLaとそのノミナル値Lanの誤差値をΔLaとすると、制御対象となるモータパラメータは下式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　また、３相外乱オブザーバ２２０による電圧方程式は、下記数４～数６となり、数４～数６から数７が導かれる。数４～数６ではＵ相についてのみ示しているが、他の相についても同様な式が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
上記数３～数５より、下記数７が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
フィルタ時定数をτ１とし、伝達関数“１／（τ１・ｓ＋１）”を有するＬＰＦ２２６ｕ～２２６ｗは外乱オブザーバ２２０の帯域制限をするＬＰＦであり、ＬＰＦ２２６ｕ～２２６ｗのカットオフ周波数より低い周波数領域において、外乱オブザーバ２２０の性能が発揮される。カットオフ周波数より低い周波数領域のみに限定して電圧方程式を解くと、下記数８となる。ゲイン部２２２ｕ～２２２ｗのゲインGdobは、いずれもモータ回転数ωに応じて可変するが、ここでは簡略化するため、Gdob=1としている。
数３、数６及び数７より、下記数８が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
  
　数８は電圧指令値vu *から電流値iuまでを線形化できたことを示している。このように、３相外乱オブザーバ２２０を利用することにより、電機子電流の誘起電圧、相互インダクタンスによる干渉電圧、モータの巻線抵抗や自己インダクタンスのモデル化誤差、インバータの未知となる誤差Xu，Xv，Xwを低減することが可能となり、３相ブラシレスモータの回路方程式は見かけ上、前述の数１から下記数９へ変換される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
  
　ゲイン部２２２ｕ～２２２ｗのゲインGdobは、モータ回転数ωに応じて可変するゲインである。一般的に電動パワーステアリングの電源電圧はバッテリを用いるため、１２Ｖ程度となる。モータ１００の高速回転領域において、Dutyが飽和すると、音が発生する。そのため、３相外乱オブザーバ２２０によって逆起電圧を補償し過ぎないように、図１３に示すようにモータの回転数ω（絶対値）が所定値ω１まではゲインGdobを“１”とし、所定値ω１より大きくなるとゲインGdobを徐々に下げるように調整している。全操舵領域において、３相外乱オブザーバ２２０を有効とさせる場合は、ゲインGdobを常に”1”とする。
　また、図１４に示すように、モータの自己インダクタンスLaはモータ電流が増加すると、磁気飽和の影響により徐々に低下する。本発明の３相外乱オブザーバ２２０は、モータ逆モデル２２８ｕ～２２８ｗのインダクタンスLa（ Lan）をモータ電流に感応して可変させ、電流歪みを低減させることが可能である。インダクタンスLa（ Lan）を可変せず、固定値としても良い。
　ここで、相オブザーバが外乱電圧やインバータデッドタイムの影響を受けないことを説明する。ここでは、Ｕ相について説明するが他のＶ相、Ｗ相についても同様であり、図１０及び図１１についても同様である。また、Lan=La，Ran=Raａとして説明する。
　モータモデル２２５ｕの出力であるモータ電流iuは、下記数１０で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 また、Ｕ相オブザーバの減算部２２７ｕから出力される外乱推定値Vdis_ueは、下記数１１で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
  
 
つまり、モータ電流iuが逆モータモデル２２８ｕを経ることにより、その出力iurは下記数１２となる。
（数１２）
iur＝（Vu **・Gdob－Vdis_ue＋Vdis_u・Xu）／（τ１・ｓ＋１）
 
ＬＰＦ２２６ｕの入力は“Vu ** ＝Vu *－Vdis_ue”であり、その出力iufは下記数１３である。
（数１３）
iuf＝(Vu *－Vdis_ue)/（τ１・ｓ＋1）
 
よって、減算部２２７ｕの出力である外乱推定電圧Vdis_ueは上記数１１となる。
　ここで、数１１を数１０に代入すると、下記数１４が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
  
　　ただし、時定数τ＝Ｌａ／Ｒａである。
 
　ここで、図１５は伝達関数“１／（１＋ｓ・τ）”の角周波数特性（τはモータ巻線の時定数）を示しており、図１６は伝達関数“ｓ・τ１／（１＋ｓ・τ１）”の角周波数特性を示している。図１６の伝達関数“ＧＨ（ｓ）＝ｓ・τ１／（１＋ｓ・τ１）”において、各周波数ωが遮断周波数ωＨより十分小さい、即ちω＜＜ωＨの関係が成り立つ場合、下記数１５と近似できる。
 
この関係を数１４に適用すると、下記数１６となり、出力電流iuは外乱Vdis_u及びデッドタイムＸｕの影響を受けない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
  
　なお、モータ巻線の時定数τとＵ相オブザーバのフィルタ時定数τ１とは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 の関係、即ち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 の関係を満足する必要がある。
　次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部２４０は図１２に示すように、α－β空間の２相電圧（vα ＊、vβ ＊）を３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に変換し、３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に３次高調波を重畳する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７－７００６６、特願２０１５－２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。
　即ち、空間ベクトル変調は、α－β空間の電圧指令値vα ＊及びvβ ＊、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１～＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、ブリッジ構成のインバータのスイッチング素子（上側アームＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１～＃６に対応したスイッチングパターンＳ１～Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧指令値vα ＊及びvβ ＊は、数１９に基づいて、α－β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１７に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
  
そして、ｄ－ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα－β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数２０のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
  
　空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１～Ｓ６に応じて、図１８の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ0～Ｖ7（π／３［rad］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ1～Ｖ6と零電圧ベクトルＶ0，Ｖ7）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ0～Ｖ7の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１～＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１～＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α－β空間において正６角形に区切られた図１８に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα－β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ－ｑ座標系における電圧指令値vα ＊及びvβ ＊の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。
　図１９は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１～Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１～Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。
　空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１～Ｓ６を生成する。図１９には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのスイッチング素子のスイッチングパターンＳ１～Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。
　空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図２０の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図２０の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。
　図２１は３相外乱オブザーバと空間ベクトル変調を動作させた場合において、d軸電流指令値に正弦波を入力した時の結果である。３相外乱オブザーバがない場合と比較して、d軸電流値や３相電流値の波形歪みが低減している。殆ど誤差が生じていない。また、電動パワーステアリング装置のオンセンターからハンドルをゆっくり切った時のモータ電流を見ると、図２２及び図２３に示すように相電流の歪が改善され、q軸電流(トルク)の振動やリップルが低減していることが分かる。
　モータの自動モデル同定アルゴリズムを搭載し、３相軸の外乱オブザーバのモータ規範モデルを変更することにより、多品種のモータを同一制御で動作することが可能となる。また、３相軸の外乱オブザーバのモータ規範モデルや２自由度制御のパラメータをモータ電流に感応して可変させることも可能である。モータは電流が増加すると、磁気飽和現象によってモータのインダクタンスLaが変化する。外乱オブザーバによるインダクタンスノミナル値Lanを上述では固定値として扱っているが、モータのインダクタンスに合わせてオブザーバのインダクタンスノミナル値Lanも変化させないと波形が歪み、リップルとなる。そこで、モータ電流に感応してオブザーバのインダクタンスノミナル値Lanを可変すれば、波形の歪みやリップルを改善することが可能である。
　また、モータ電流制御の３相外乱オブザーバの補償値のリミット値を、インバータの電源電圧に感応して可変させることも可能である。外乱オブザーバは、逆起電圧やデッドタイム等の全ての外乱を補償するので、過補償となる領域がある。例えば、電動パワーステアリングの場合は逆起電圧が大きいので、外乱オブザーバの過補償が増加し、dutyが飽和し、音や振動となる。インバータの電源電圧が高い場合はdutyが飽和し難いので、補償後のリミット値を大きくすることができるが、電圧が低い場合はリミット値を小さくする必要がある。
１　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　　　車速センサ
１３　　　　　　　　バッテリ
２０、１００　　　　モータ
３０　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　電流指令値演算部
３５、２０３、２０４　　　ＰＩ制御部
３６、１６０　　　　ＰＷＭ制御部
３７，１６１　　　　インバータ
１１０　　　　　　　角度検出部
１３０　　　　　　　３相交流／ｄｑ軸変換部
１４０　　　　　　　ｄ－ｑ非干渉制御部
２００　　　　　　　２自由度制御部
２１０　　　　　　　ｄｑ軸／３相交流変換部
２２０　　　　　　　３相外乱オブザーバ
２３０　　　　　　　３相交流／αβ交流変換部
２４０　　　　　　　空間ベクトル変調部
２４１　　　　　　　２相／３相変換部
２４２　　　　　　　３次高調波重畳部

Claims (10)

  1. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する３相ブラシレスモータを駆動制御すると共に、前記電流指令値を変換したｄｑ軸指令値でインバータを介してベクトル制御する電動パワーステアリング装置において、
    ３相電圧指令値に対して、前記インバータのデッドタイムを含む各相外乱電圧を補償する３相外乱オブザーバを具備したことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  2. 前記３相外乱オブザーバが、
    ３相各相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された相オブザーバ部を具備している請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
  3. 前記相オブザーバ部が、
    ３相に変換された相電圧から外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、
    前記第１の減算部からの減算値をゲイン倍するゲイン部と、
    前記ゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する前記モータモデルと、
    前記相電流を入力する前記逆モータモデルと、
    前記減算値を入力する前記ローパスフィルタと、
    前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記外乱推定電圧を出力する第２の減算部と、
    で構成されている請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
  4. 前記ゲイン部のゲインがモータ回転数に感応して可変となっている請求項３に記載の電動パワーステアリング装置。
  5. 前記３相外乱オブザーバが、
    ３相のうちの２相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された相オブザーバ部を具備し、
    他の１相は、前記３相のうちの２相の相電圧を加算して正負反転し、反転された相電圧に対してモータモデルで成る他相オブザーバ部を具備している請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
  6. 前記相オブザーバ部が、
    ３相に変換された相電圧から外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、前記第１の減算部からの減算値をゲイン倍する第１のゲイン部と、前記第１のゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する第１のモータモデルと、前記相電流を入力する前記逆モータモデルと、前記減算値を入力する前記ローパスフィルタと、前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記外乱推定電圧を出力する第２の減算部とで構成されており、
    前記他相オブザーバ部が、
    前記３相に変換された相電圧のうちの２相の相電圧を加算する加算部と、前記加算部の出力を正負反転する反転部と、前記反転部の出力をゲイン倍する第２のゲイン部と、前記第２のゲイン部の出力に外乱要素を入れた相電圧を入力して相電流を出力する第２のモータモデルとで構成されている請求項５に記載の電動パワーステアリング装置。
  7. 前記第１及び第２のゲイン部のゲインがモータ回転数に感応して可変となっている請求項６に記載の電動パワーステアリング装置。
  8. 前記３相外乱オブザーバの補償値を前記インバータの電源電圧に応じて可変するようになっている請求項１乃至７のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  9. 前記３相外乱オブザーバのインダクタンスノミナル値を前記３相ブラシレスモータの電流に感応させて可変するようになっている請求項２乃至８のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  10. 前記３相外乱オブザーバの後段に、３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部が設けられている請求項１乃至９のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
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