WO2017183656A1 - モータおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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current
winding
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permanent magnet
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弘光 大橋
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日本電産株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a motor and an electric power steering apparatus.
  • motors such as brushless DC motors and AC synchronous motors.
  • a motor for an electric power steering apparatus is required to have high silence and low vibration in order to improve steering feeling.
  • a motor has a rotor and a stator.
  • a plurality of permanent magnets are arranged along the circumferential direction of the rotor.
  • the stator has a plurality of windings.
  • the embodiment of the present disclosure provides a motor capable of reducing vibration.
  • An exemplary motor of the present disclosure includes a rotor core and a rotor having a plurality of permanent magnets provided along an outer periphery of the rotor core, and a stator having a plurality of windings, and each of the plurality of permanent magnets includes: A first surface that is in contact with an outer peripheral portion of the rotor core, and a second surface that is located outside the first surface in the radial direction of the rotor and faces the stator, In a plan view when the rotor is viewed from a direction parallel to the rotation axis direction, the first surface has a linear portion, and the second surface is parallel to the linear portion of the first surface.
  • the length of the linear shape portion of the second surface is 20% or more and less than 85% of the length of the linear shape portion of the first surface.
  • the vibration of the motor can be reduced.
  • FIG. 1 is a schematic diagram illustrating the structure of a motor according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a motor including a power converter according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 4 shows current waveforms obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the motor when the power conversion device is controlled according to the three-phase energization control according to the exemplary embodiment.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating a drive current in which a harmonic component is superimposed on a fundamental wave component according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view illustrating a stator and a rotor included in a motor according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 7 is a plan view of a permanent magnet included in a rotor according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 8 is a perspective view of a permanent magnet included in a rotor according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 9 is a plan view showing a block-shaped magnet material according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the relationship between cogging torque and cost and the ratio of length L2 to length L1 according to an exemplary embodiment.
  • FIG. 11 is a plan view of a conventional permanent magnet.
  • FIG. 12 is a plan view showing a modification of the permanent magnet included in the rotor according to the exemplary embodiment.
  • FIG. 13 is a schematic diagram illustrating an electric power steering apparatus according to an exemplary embodiment.
  • the outer surface (radially outer surface) of the permanent magnet is curved to have a substantially arc shape in plan view.
  • a permanent magnet for a rotor is formed by cutting a block-shaped magnet material. At the time of molding an arc-shaped magnet, there is a problem that the amount of cutting out from the material increases, and the machining cost of the magnet increases. Further, if the amount to be cut is large, the volume of the magnet is reduced as a result, so that there is a problem that the amount of magnetic flux generated from the magnet is reduced and the torque generated when the motor is driven is also reduced.
  • a magnet shape that is low in cost and hardly generates vibration and torque ripple even when a high-order current is superimposed on the drive current is required.
  • an embodiment of the present disclosure will be described by taking a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) windings as an example.
  • an n-phase motor having n-phase windings such as four-phase and five-phase is also included in the scope of the present disclosure.
  • FIG. 1 is a diagram showing a structure of a motor 10 according to the present embodiment.
  • FIG. 1 shows the inside of the motor 10 when cut along the central axis 11.
  • the motor 10 is an electromechanical integrated motor.
  • the motor 10 is mounted on, for example, an automobile and is used as a motor for an electric power steering device. In that case, the motor 10 generates the driving force of the electric power steering device.
  • the motor 10 includes a stator 20, a rotor 30, a housing 12, a partition wall 14, a bearing 15, and a bearing 16.
  • the stator 20 is also referred to as an armature.
  • the central axis 11 is a rotation axis of the rotor 30.
  • the housing 12 is a substantially cylindrical casing having a bottom, and accommodates the stator 20, the bearing 15, and the rotor 30 therein.
  • a recess 13 holding the bearing 15 is in the center of the bottom of the housing 12.
  • the partition wall 14 is a plate-like member that closes the upper opening of the housing 12. The partition wall 14 holds the bearing 16 at the center thereof.
  • the stator 20 is annular and has a laminated body 22 and a winding 21.
  • the laminated body 22 is also referred to as a laminated annular core.
  • the winding is also called a coil.
  • the stator 20 generates a magnetic flux according to the drive current.
  • the laminated body 22 is comprised from the laminated steel plate which laminated
  • the laminate 22 includes an annular laminate core back 24 and a plurality of laminate teeth (teeth) 23.
  • the laminated core back 24 is fixed to the inner wall of the housing 12.
  • the winding 21 is made of a conductive material such as copper, and is typically attached to each of the plurality of laminated teeth 23 of the laminated body 22.
  • the rotor 30 includes a rotor core 31, a plurality of permanent magnets 32 and a shaft 33 provided along the outer periphery of the rotor core 31.
  • the rotor core 31 is made of a magnetic material such as iron, and has a cylindrical shape.
  • the rotor core 31 is composed of a laminated steel plate in which a plurality of steel plates are laminated in the direction along the central axis 11 (Z direction in FIG. 1).
  • the plurality of permanent magnets 32 are provided such that N poles and S poles appear alternately in the circumferential direction of the rotor core 31.
  • the shaft 33 is fixed to the center of the rotor core 31 and extends in the vertical direction (Z direction) along the central axis 11.
  • the vertical and horizontal directions in this specification are the vertical and horizontal directions when the motor 10 shown in FIG. 1 is viewed, and these directions are used for easy understanding of the embodiment. Yes. Needless to say, the vertical and horizontal directions in this specification do not necessarily match the vertical and horizontal directions when the motor 10 is mounted on an actual product (such as an automobile).
  • Bearings 15 and 16 rotatably support shaft 33 of rotor 30.
  • the bearings 15 and 16 are ball bearings that relatively rotate the outer ring and the inner ring via a sphere, for example.
  • FIG. 1 illustrates a ball bearing.
  • a permanent magnet 41 is fixed to the end of the shaft 33 on the partition wall 14 side.
  • the permanent magnet 41 can rotate together with the rotor 30.
  • a substrate 50 is disposed on the partition wall 14.
  • the power converter 100 is mounted on the substrate 50.
  • the partition wall 14 separates a space in which the stator 20 and the rotor 30 inside the motor 10 are housed from a space in which the substrate 50 is housed.
  • the power conversion device 100 converts the power from the power source to the power supplied to the winding 21 of the stator 20.
  • the substrate 50 is provided with an inverter terminal 52 provided in the power conversion device 100.
  • An electric wire 51 is connected to the terminal 52.
  • the electric wire 51 is, for example, an end portion of the winding 21.
  • the electric wires 51 and the windings 21 may be separate members.
  • the electric power output from the power conversion device 100 is supplied to the winding 21 via the electric wire 51. Details of the power conversion apparatus 100 will be described later.
  • a magnetic sensor 40 is provided on the substrate 50.
  • the magnetic sensor 40 is disposed at a position facing the permanent magnet 41 fixed to the shaft 33.
  • the magnetic sensor 40 is disposed on the central axis 11 of the shaft 33.
  • the magnetic sensor 40 is, for example, a magnetoresistive element or a Hall element.
  • the magnetic sensor 40 can detect a magnetic field generated from the permanent magnet 41 that rotates together with the shaft 33, thereby detecting the rotation angle of the rotor 30.
  • the motor 10 is connected to various control devices, a battery, and the like outside the motor 10 via a plurality of terminals 17.
  • the plurality of terminals 17 include a power supply terminal to which power is supplied from an external power supply, a signal terminal for transmitting / receiving data to / from an external device, and the like.
  • FIG. 2 schematically shows a circuit configuration of the power conversion apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the power conversion apparatus 100 includes a first inverter 110 and a second inverter 140. Moreover, the power converter device 100 is provided with the control circuit 300 shown in FIG.
  • the stator 20 is wound with a U-phase winding M1, a V-phase winding M2, and a W-phase winding M3.
  • Each phase winding is connected to first inverter 110 and second inverter 140. More specifically, the first inverter 110 is connected to one end of each phase winding, and the second inverter 140 is connected to the other end of each phase winding.
  • connection between components in an electric circuit mainly means electrical connection.
  • the first inverter 110 has terminals U_L, V_L and W_L corresponding to the respective phases as the terminal 52 (FIG. 1).
  • the second inverter 140 has terminals U_R, V_R, and W_R corresponding to each phase as the terminals 52.
  • the terminal U_L of the first inverter 110 is connected to one end of the U-phase winding M1, the terminal V_L is connected to one end of the V-phase winding M2, and the terminal W_L is connected to one end of the W-phase winding M3. Connected.
  • the terminal U_R of the second inverter 140 is connected to the other end of the U-phase winding M1
  • the terminal V_R is connected to the other end of the V-phase winding M2
  • the terminal W_R is , Connected to the other end of the W-phase winding M3.
  • Such connections are different from so-called star connections and delta connections.
  • the first inverter 110 and the second inverter 140 are connected to the power source 101 and GND.
  • the motor 10 including the power conversion device 100 can be connected to an external power source via, for example, a terminal 17 (FIG. 1).
  • first inverter 110 may be referred to as “bridge circuit L”.
  • second inverter 140 may be referred to as “bridge circuit R”.
  • Each of the first inverter 110 and the second inverter 140 includes three legs including a low-side switching element and a high-side switching element.
  • the plurality of switching elements constituting the legs constitute a plurality of H bridges between the first inverter 110 and the second inverter 140 via windings.
  • the first inverter 110 includes a bridge circuit composed of three legs.
  • Switching elements 111L, 112L, and 113L shown in FIG. 2 are low-side switching elements, and switching elements 111H, 112H, and 113H are high-side switching elements.
  • the switching element for example, a field effect transistor (typically MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used.
  • MOSFET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching element may be referred to as an FET.
  • the switching element 111L is denoted as FET 111L.
  • the second inverter 140 includes a bridge circuit composed of three legs.
  • FETs 141L, 142L, and 143L shown in FIG. 2 are low-side switching elements, and FETs 141H, 142H, and 143H are high-side switching elements.
  • Each FET of the first and second inverters 110 and 140 can be controlled by, for example, a microcontroller or a dedicated driver.
  • the power supply 101 (FIG. 2) generates a predetermined power supply voltage. Power is supplied from the power source 101 to the first and second inverters 110 and 140.
  • the power source 101 for example, a DC power source is used.
  • the power source 101 may be an AC-DC converter, a DC-DC converter, or a battery (storage battery).
  • the power source 101 may be a single power source common to the first and second inverters 110 and 140, or may include a first power source for the first inverter 110 and a second power source for the second inverter 140. Good.
  • FIG. 3 schematically shows a block configuration of the motor 10 including the power conversion device 100.
  • the power conversion apparatus 100 includes a control circuit 300.
  • the control circuit 300 includes, for example, a power supply circuit 310, an angle sensor 320, an input circuit 330, a microcontroller 340, a drive circuit 350, and a ROM 360.
  • the angle sensor 320 is the magnetic sensor 40 (FIG. 1).
  • the control circuit 300 controls the rotation of the motor 10 by controlling the overall operation of the power conversion apparatus 100. Specifically, the control circuit 300 can realize closed-loop control by controlling the target rotor position, rotational speed, current, and the like.
  • the control circuit 300 may include a torque sensor. In this case, the control circuit 300 can control the target motor torque.
  • the power supply circuit 310 generates a DC voltage (for example, 3V, 5V) necessary for each block in the circuit.
  • the angle sensor 320 is, for example, a magnetoresistive effect element, a resolver, or a Hall IC.
  • the angle sensor 320 detects the rotation angle of the rotor 30 (hereinafter referred to as “rotation signal”) and outputs the rotation signal to the microcontroller 340.
  • the current sensor 170 has, for example, a shunt resistor connected between the low-side switching element of the inverter and GND. Current sensor 170 detects a current flowing through a winding of each phase of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the input circuit 330 receives the motor current value detected by the current sensor 170 (hereinafter referred to as “actual current value”), and converts the level of the actual current value to the input level of the microcontroller 340 as necessary. Then, the actual current value is output to the microcontroller 340.
  • actual current value the motor current value detected by the current sensor 170
  • the microcontroller 340 controls the switching operation (turn-on or turn-off) of each FET of the first inverter 110 and the second inverter 140.
  • the microcontroller 340 sets the target current value according to the actual current value and the rotation signal of the rotor, generates a PWM signal, and outputs it to the drive circuit 350.
  • the drive circuit 350 is typically a gate driver.
  • the drive circuit 350 generates a control signal (gate control signal) for controlling the switching operation of each FET in the first and second inverters 110 and 140 according to the PWM signal, and gives the control signal to the gate of each FET.
  • the microcontroller 340 may have the function of the drive circuit 350. In that case, the control circuit 300 may not include the drive circuit 350.
  • the ROM 360 is, for example, a writable memory, a rewritable memory, or a read-only memory.
  • the ROM 360 stores a control program including a command group for causing the microcontroller 340 to control the power conversion apparatus 100.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at the time of booting.
  • the FET 141H is turned off, and when the FET 111H is turned off, the FET 141H is turned on.
  • the current output from the power supply 101 flows to the GND through the high side switching element, the winding, and the low side switching element.
  • the connection of the power conversion device 100 may be referred to as an open connection.
  • a part of the current that flows from the FET 111H to the winding M1 may flow to the FET 141H. That is, the current flowing from the FET 111H to the winding M1 may branch and flow into the FET 141L and the FET 141H. For example, when the motor 10 rotates at a low speed, the ratio of the current flowing from the FET 111H to the winding M1 to the FET 141H may be larger than when rotating at a high speed.
  • a part of the current that flows from the FET 141H to the winding M1 may flow to the FET 111H.
  • the ratio of the current flowing from the FET 141H to the winding M1 to the FET 111H may be larger than when rotating at a high speed.
  • a part of the current that flows from the FET 112H to the winding M2 may flow to the FET 142H.
  • the ratio of the current flowing from the FET 112H to the winding M2 to the FET 142H may be larger than when rotating at a high speed.
  • a part of the current that flows from the FET 142H to the winding M2 may flow to the FET 112H.
  • the ratio of the current flowing from the FET 142H to the winding M2 to the FET 112H may be larger than when rotating at a high speed.
  • a part of the current that flows from the FET 113H to the winding M3 may flow to the FET 143H.
  • the ratio of the current flowing from the FET 113H to the winding M3 to the FET 143H may be larger than when rotating at a high speed.
  • a part of the current that flows from the FET 143H to the winding M3 may flow to the FET 113H.
  • the ratio of the current flowing from the FET 143H to the winding M3 to the FET 113H may be larger than when rotating at a high speed.
  • FIG. 4 exemplifies a current waveform (sine wave) obtained by plotting current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings when the power conversion device 100 is controlled according to the three-phase energization control.
  • FIG. 4 shows the fundamental wave components of the current flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase windings.
  • the horizontal axis indicates the motor electrical angle (deg), and the vertical axis indicates the current value (A).
  • current values are plotted every 30 ° electrical angle.
  • I pk represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuits L and R by, for example, PWM control.
  • Table 1 shows the value of current flowing through the terminals of each inverter for each electrical angle in the sine wave of FIG.
  • Table 1 specifically shows the current value for each electrical angle of 30 ° flowing through the terminals U_L, V_L and W_L of the first inverter 110 (bridge circuit L), and the terminal U_R of the second inverter 140 (bridge circuit R).
  • V_R and W_R current values for every electrical angle of 30 ° are shown.
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit L to the terminal of the bridge circuit R is defined as a positive direction.
  • the direction of current shown in FIG. 4 follows this definition.
  • the direction of current flowing from the terminal of the bridge circuit R to the terminal of the bridge circuit L is defined as a positive direction. Therefore, the phase difference between the current of the bridge circuit L and the current of the bridge circuit R is 180 °.
  • the magnitude of the current value I 1 is [(3) 1/2 / 2] * I pk and the magnitude of the current value I 2 is I pk / 2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the U-phase winding M1, and a magnitude Ipk from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the V-phase winding M2.
  • the current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows through the U-phase winding M1 from the bridge circuit L to the bridge circuit R, and a magnitude I from the bridge circuit R to the bridge circuit L flows through the V-phase winding M2. 1 current flows. No current flows through the W-phase winding M3.
  • the current magnitude Ipk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R is the winding M1 of the U-phase, the winding M2 of the V-phase bridge circuit size from R to the bridge circuit L I 2
  • the current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows through the U-phase winding M1 from the bridge circuit L to the bridge circuit R, and a magnitude I from the bridge circuit R to the bridge circuit L flows through the W-phase winding M3. 1 current flows. No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows through the U-phase winding M1 from the bridge circuit L to the bridge circuit R, and a magnitude I from the bridge circuit L to the bridge circuit R flows through the V-phase winding M2. 2 flows, and a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude Ipk from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • the current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows through the U-phase winding M1 from the bridge circuit R to the bridge circuit L, and a magnitude I from the bridge circuit L to the bridge circuit R flows through the V-phase winding M2. 1 current flows. No current flows through the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L in the U-phase winding M1, and a magnitude I 2 from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the V-phase winding M2.
  • the current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • a current of magnitude I 1 flows through the U-phase winding M1 from the bridge circuit R to the bridge circuit L, and a magnitude I from the bridge circuit L to the bridge circuit R flows through the W-phase winding M3. 1 current flows. No current flows through the V-phase winding M2.
  • a current of magnitude I 2 flows from the bridge circuit R to the bridge circuit L through the U-phase winding M1, and a magnitude I from the bridge circuit R to the bridge circuit L flows through the V-phase winding M2. 2 flows, and a current of magnitude Ipk flows from the bridge circuit L to the bridge circuit R in the W-phase winding M3.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a drive current in which a harmonic component is superimposed on a fundamental wave component.
  • the horizontal axis in FIG. 5 indicates the motor electrical angle (deg), and the vertical axis indicates the current value (A).
  • the harmonic component 253 has a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental wave component 251 of the current.
  • the harmonic component 253 is a third-order harmonic component having a frequency that is three times the frequency of the fundamental wave component 251.
  • the control circuit 300 supplies a drive current 250 obtained by superimposing the harmonic component 253 to the fundamental wave component 251 to each of the U-phase winding M1, the V-phase winding M2, and the W-phase winding M3. .
  • the control circuit 300 controls the switching operation of each FET of the bridge circuits L and R by PWM control so that, for example, a drive current as shown in FIG. 5 is obtained.
  • FIG. 6 is a plan view showing an example of the stator 20 and the rotor 30 provided in the motor 10.
  • the stator 20 includes twelve laminated teeth 23.
  • the rotor 30 includes ten permanent magnets 32.
  • the stator 20 has twelve grooves (slots) 25 that are formed between the adjacent laminated teeth 23 and in which the windings 21 are disposed.
  • the number of poles in the rotor 30 is ten.
  • a structure having such a number of grooves and magnetic poles may be referred to as 12S10P (12 slots 10 poles).
  • the motor 10 is a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) windings.
  • U, U, V, V, W, W, U, U, V, V, W, W are assigned to the 12 laminated teeth 23 in the order of U phase, V phase, and W phase. .
  • the outer shape of the rotor core 31 is a polygon.
  • the outer shape of the rotor core 31 in plan view is a decagon.
  • the outer peripheral portion of the rotor core 31 has a plurality of side surfaces 34.
  • the outer peripheral portion of the rotor core 31 has ten side surfaces 34.
  • the ten side surfaces 34 are arranged adjacent to each other in the circumferential direction of the rotor core 31 and constitute the outer surface of the rotor core 31. In the plan view, each side surface 34 has a linear shape.
  • a permanent magnet 32 is disposed on each of the side surfaces 34.
  • the permanent magnet 32 is fixed to the side surface 34 by, for example, an adhesive.
  • Each permanent magnet 32 faces each laminated tooth 23 in the radial direction.
  • the permanent magnet 32 may be hold
  • FIG. 7 is a plan view of the permanent magnet 32 provided on the rotor core 31.
  • FIG. 7 shows the permanent magnet 32 in a plan view when the rotor 30 is viewed from a direction parallel to the rotation axis direction of the rotor 30.
  • FIG. 8 is a perspective view showing the permanent magnet 32.
  • FIG. 8 shows the interior of the permanent magnet 32 in a transparent manner.
  • the permanent magnet 32 has a first surface 221 that contacts the side surface 34 (FIG. 6) of the rotor core 31, a second surface 222 that is positioned outside the first surface 221 in the radial direction 210 of the rotor 30, and a diameter. And a side surface 223 extending along the direction 210.
  • the first surface 221 is an inner peripheral surface of the permanent magnet 32 fixed to the side surface 34 of the rotor core 31.
  • the second surface 222 is a surface on the outer peripheral side of the permanent magnet 32 facing the laminated tooth 23 of the stator 20.
  • the second surface 222 is located on the side opposite to the first surface 221 in the radial direction.
  • each of the first surface 221 and the second surface 222 has a linear shape in plan view.
  • the linear portion of the first surface 221 and the linear portion of the second surface 222 are parallel to each other.
  • the length L2 of the linear portion of the second surface 222 is smaller than the length L1 of the linear portion of the first surface 221.
  • the side surface 223 of the permanent magnet 32 extends radially outward from both circumferential ends of the first surface 221.
  • the permanent magnet 32 has a connection portion 224 that connects the side surface 223 and the second surface 222.
  • the connection portion 224 has a linear portion that is inclined with respect to each of the second surface 222 and the side surface 223.
  • the permanent magnet 32 for the rotor is formed by cutting a block-shaped magnet material, for example.
  • the permanent magnet 32 of this embodiment forms a permanent magnet 32 having a connection portion 224 by chamfering a block-shaped magnet material.
  • FIG. 9 is a plan view showing a block-shaped magnet material 32a.
  • the magnet material 32a has a rectangular parallelepiped shape.
  • the permanent magnet 32 having the connecting portion 224 as shown in FIG. 7 is obtained by chamfering the broken line portion of the magnet material 32a shown in FIG.
  • the magnetic flux generated from the permanent magnet 32 includes, for example, a third harmonic component.
  • the power conversion apparatus 100 generates a drive current in which a harmonic component is superimposed on a fundamental wave component.
  • the radial force Fr acting on each laminated tooth 23 of the stator 20 can be expressed by the square of each interlinkage magnetic flux ⁇ .
  • the radial force Fr is a radial excitation force acting on the laminated teeth.
  • ⁇ 0 is the magnetic permeability
  • N is the number of turns
  • S is the area where the magnetic flux is linked to each laminated tooth.
  • Subscripts u, v, and w represent the U phase, V phase, and W phase, respectively.
  • the interlinkage magnetic flux ⁇ is expressed by the sum of the magnetic flux component ⁇ m and the current component i of the permanent magnet 32, and is expressed as shown in Expression (2).
  • L is a self-inductance and M is a mutual inductance.
  • the motor torque Te is expressed by the following formula (3).
  • P is the output of the motor and ⁇ is the angular velocity.
  • Equation (3) On the right side of Equation (3) Is a sixth-order component generated from the third-order component of the drive current and the third-order component of the magnetic flux of the permanent magnet 32.
  • the third order component of the current is determined so that the sixth order component is minimized.
  • components of the electrical angle even order such as second order, fourth order, sixth order,... are generated.
  • the sixth-order radial force is likely to cause resonance and increase in vibration in relation to the natural frequency of the motor.
  • the control circuit 300 controls the torque ripple generated from the relationship between the fundamental wave component of the drive current and the magnetic flux of the permanent magnet 32 based on the tertiary component of the drive current and the tertiary component of the magnetic flux of the permanent magnet 32. For example, the torque ripple generated from the relationship between the tertiary component of the drive current and the magnetic flux of the permanent magnet 32 cancels the torque ripple generated from the relationship between the fundamental wave component of the drive current and the magnetic flux of the permanent magnet 32. Is determined.
  • the waveform of the torque ripple generated from the relationship between the tertiary component of the drive current and the magnetic flux of the permanent magnet 32 is the inverse of the waveform of the torque ripple generated from the relationship between the fundamental wave component of the drive current and the magnetic flux of the permanent magnet 32.
  • the third order component of the current is determined so as to be in phase.
  • the fundamental component and the third harmonic component of the drive current do not have to be in phase with each other, and may be shifted from each other.
  • the phase of the fundamental wave component and the third harmonic component may be shifted by 120 degrees.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a simulation result of the relationship between the cogging torque and cost and the ratio of the length L2 to the length L1.
  • the horizontal axis in FIG. 10 indicates the ratio, and the vertical axis indicates the cogging torque and cost.
  • the cost is a cost required to cut the block-shaped magnet material and form the permanent magnet 32 according to the ratio.
  • the cost on the vertical axis indicates the processing cost when the processing cost of the conventional permanent magnet is 1 (referenced).
  • a conventional permanent magnet has an arc shape as will be described later with reference to FIG.
  • the cogging torque is preferably 0.015 N ⁇ m or less.
  • the ratio is less than 0.2, the effect of reducing the processing cost is small as compared with the conventional permanent magnet.
  • the processing cost is as high as about 80% or more of a conventional permanent magnet.
  • the ratio of the length L2 to the length L1 is 0.2 or more and less than 0.85. That is, the length L2 is 20% or more and less than 85% of the length L1.
  • the cogging torque is preferably less than 0.005 N ⁇ m.
  • the ratio of the length L2 to the length L1 is preferably 0.2 or more and less than 0.6.
  • the ratio of the length L2 to the length L1 is 0.5, the third harmonic component included in the induced voltage of the laminated tooth is 6.5%, and the fifth and seventh components are almost zero. .
  • the ratio of the length L2 to the length L1 is set to 0.4 or more and less than 0.6 including 0.5 and the range before and after that, so that torque ripple control using the third harmonic component of the current is performed. Becomes easier, and the effect of vibration reduction can be further enhanced.
  • FIG. 11 is a plan view of a conventional permanent magnet 32C.
  • the permanent magnet 32C has a first surface 221C that is a surface fixed to the outer peripheral portion of the rotor core, and a second surface 222C that faces the laminated teeth of the stator.
  • the second surface 222C has a curved shape, and the first surface 221C and the second surface 222C are not parallel.
  • the second surface 222C has an arc shape.
  • the thickness T2 of the permanent magnet 32C shown in FIG. 10 is larger than the thickness T1 (FIG. 7) of the permanent magnet 32 in the present embodiment.
  • the thickness of the permanent magnet is the length of the permanent magnet along the radial direction.
  • the length of the first surface 221 of the permanent magnet 32 and the length of the first surface 221C of the permanent magnet 32C are the same.
  • the lengths of the permanent magnet 32 and the permanent magnet 32C along the axial direction of the rotor are the same.
  • the torque of the motor 10 including the permanent magnet 32 according to the present embodiment is increased by 7% compared to the motor including the conventional permanent magnet 32C. This also means that the volume of the permanent magnet required to obtain the same output can be reduced.
  • the motor 10 including the permanent magnet 32 can suppress the cogging torque and the torque ripple as low as those of the motor including the conventional permanent magnet 32C.
  • the permanent magnet 32 can be obtained by chamfering the block-shaped magnet material. For this reason, the permanent magnet 32 can be easily molded. Moreover, since the polishing amount of the magnet material can be reduced, the processing time can be shortened.
  • connection portion 224 of the permanent magnet 32 has a linear portion inclined with respect to each of the second surface 222 and the side surface 223.
  • the shape of the connecting portion 224 is not limited to a linear shape.
  • FIG. 12 is a plan view showing a modification of the permanent magnet 32.
  • the connection portion 224 has a curved portion in plan view. Even when the connecting portion 224 has a curved portion, the same effect as described above can be obtained by satisfying the ratio of the length L1 and the length L2.
  • FIG. 13 is a schematic diagram showing an electric power steering apparatus 500 according to the embodiment.
  • the electric power steering device 500 is mounted on a steering mechanism of a vehicle wheel.
  • An electric power steering apparatus 500 shown in FIG. 13 is an apparatus that reduces the steering force by hydraulic pressure.
  • the electric power steering apparatus 500 includes a motor 10, a steering shaft 514, an oil pump 516, and a control valve 517.
  • the steering shaft 514 transmits the input from the steering 511 to the axle 513 having the wheels 512.
  • the oil pump 516 generates hydraulic pressure in the power cylinder 515 that transmits the driving force by hydraulic pressure to the axle 513.
  • the control valve 517 controls the oil movement of the oil pump 516.
  • the motor 10 is mounted as a drive source for the oil pump 516.
  • the auxiliary force generated by the motor 10 is transmitted to the axle 513 via hydraulic pressure, but may be transmitted to the axle 513 without hydraulic pressure.
  • the electric power steering apparatus 500 may be any of a pinion assist type, a rack assist type, a column assist type, and the like.
  • the embodiment of the present disclosure can be widely used in various devices including various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.
  • various motors such as a vacuum cleaner, a dryer, a ceiling fan, a washing machine, a refrigerator, and an electric power steering device.

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Abstract

実施形態に係るモータ１０は、ロータコア３１およびロータコア３１の外周に沿って設けられた複数の永久磁石３２を有するロータ３０と、複数の巻線２１を有するステータ２０とを備える。複数の永久磁石３２のそれぞれは、ロータコア３１の外周と接触する第１の面２２１と、ロータ３０の径方向２１０において第１の面２２１よりも外側に位置し、ステータ２０と対向する第２の面２２２とを有する。ロータ３０の回転軸方向に平行な方向からロータ３０を見たときの平面視において、第１の面２２１は直線形状部分を有し、第２の面２２２は、第１の面２２１の直線形状部分に平行な直線形状部分を有し、第２の面２２２の直線形状部分の長さＬ２は、第１の面２２１の直線形状部分の長さＬ１の２０％以上８５％未満である。

Description

モータおよび電動パワーステアリング装置
　本開示は、モータおよび電動パワーステアリング装置に関する。
　近年、ブラシレスＤＣモータおよび交流同期モータなどの電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）に対して静粛性および低振動性の要求が高まっている。特に、電動パワーステアリング装置用のモータに対しては、操舵フィーリングを向上させるために、高い静粛性および低振動性がより一層求められている。
　一般に、モータは、ロータおよびステータを有する。ロータには、その円周方向に沿って複数の永久磁石が配列される。ステータは複数の巻線を有する。モータの駆動時には、ステータの励磁によって、ステータおよびロータにはラジアル方向の加振力が加わり、振動および騒音が発生する。このような振動および騒音の対策として、モータに供給する電流に高調波成分を重畳させることにより、振動を抑制する方法が知られている（例えば特許文献１参照）。
特許第４１５５１５２号公報
　モータの低振動化についてさらなる改善が求められている。
　本開示の実施形態は、振動を低減させることが可能なモータを提供する。
　本開示の例示的なモータは、ロータコアおよび前記ロータコアの外周に沿って設けられた複数の永久磁石を有するロータと、複数の巻線を有するステータとを備え、前記複数の永久磁石のそれぞれは、前記ロータコアの外周部と接触する第１の面と、前記ロータの径方向において前記第１の面よりも外側に位置し、前記ステータと対向する前記第２の面とを有し、前記ロータの回転軸方向に平行な方向から前記ロータを見たときの平面視において、前記第１の面は直線形状部分を有し、前記第２の面は、前記第１の面の直線形状部分に平行な直線形状部分を有し、前記第２の面の直線形状部分の長さは、前記第１の面の直線形状部分の長さの２０％以上８５％未満である。
　本開示の実施形態によれば、モータの振動を低減することができる。
図１は、例示的な実施形態によるモータの構造を示す模式図である。 図２は、例示的な実施形態による電力変換装置の回路構成を示す模式図である。 図３は、例示的な実施形態による電力変換装置を備えるモータを示すブロック図である。 図４は、例示的な実施形態による三相通電制御に従って電力変換装置を制御したときに、モータのＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形を示す図である。 図５は、例示的な実施形態による基本波成分に高調波成分を重畳させた駆動電流を示す図である。 図６は、例示的な実施形態によるモータが備えるステータおよびロータを示す平面図である。 図７は、例示的な実施形態によるロータが備える永久磁石の平面図である。 図８は、例示的な実施形態によるロータが備える永久磁石の斜視図である。 図９は、例示的な実施形態によるブロック形状の磁石素材を示す平面図である。 図１０は、例示的な実施形態によるコギングトルクおよびコストと、長さＬ１に対する長さＬ２の比率との関係を示す図である。 図１１は、従来の永久磁石の平面図である。 図１２は、例示的な実施形態によるロータが備える永久磁石の変形例を示す平面図である。 図１３は、例示的な実施形態による電動パワーステアリング装置を示す模式図である。
　本開示の実施形態を説明する前に、本開示の基礎となった本願発明者の知見を説明する。
　上述したように、モータに供給する電流に高調波成分を重畳した場合、ロータおよびステータの構造によっては、巻線から発生する磁束が乱れ、高次の電流がノイズとなってトルクリップルなどが悪化するおそれがある。
　トルクリップルおよびコギングトルクを低減するために、例えば、表面磁石型モータ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｍｏｔｏｒ）では、永久磁石の外表面（径方向外側の面）を湾曲させ、平面視において略円弧形状にする場合がある。一般に、ロータ用の永久磁石は、ブロック形状の磁石素材を削って成形される。円弧形状の磁石の成型時は、素材から削り出す量が多くなり、磁石の加工費が高くなってしまうという課題がある。また、削る量が多いと、結果的に磁石の体積が小さくなることから、磁石から発生する磁束の量が小さくなり、モータ駆動時に発生するトルクも小さくなってしまうという課題がある。
　振動およびトルクリップルを低減するために、ロータ用の永久磁石の形状を複雑にすることで永久磁石の磁束に高調波成分を含ませることが考えられる。しかし、永久磁石の形状が複雑になるほど、加工が難しくなり、加工に伴う費用は増加してしまうという課題がある。
　低コストであり、かつ、駆動電流に高次の電流を重畳させた場合であっても、振動およびトルクリップルなどが生じにくい磁石形状が求められる。
　以下、添付の図面を参照しながら、本開示のモータおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　本明細書においては、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータを例にして、本開示の実施形態を説明する。但し、例えば四相および五相などのｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するｎ相モータも本開示の範疇である。
　（実施形態１）
　図１は、本実施形態によるモータ１０の構造を示す図である。図１は、中心軸１１に沿って切断したときのモータ１０の内部を示している。
　モータ１０は、機電一体型モータである。モータ１０は、例えば自動車に搭載され、電動パワーステアリング装置用モータとして利用される。その場合、モータ１０は、電動パワーステアリング装置の駆動力を発生する。
　モータ１０は、ステータ２０と、ロータ３０と、ハウジング１２と、隔壁１４と、軸受１５と、軸受１６とを備える。ステータ２０は電機子とも称される。中心軸１１はロータ３０の回転軸である。
　ハウジング１２は、底を有する略円筒状の筐体であり、ステータ２０、軸受１５およびロータ３０を内部に収納する。軸受１５を保持する凹部１３がハウジング１２の底の中央にある。隔壁１４は、ハウジング１２の上部の開口を閉じる板状の部材である。隔壁１４は、その中央部で軸受１６を保持している。
　ステータ２０は環状であり、積層体２２および巻線２１を有する。積層体２２は積層環状コアとも称される。巻線はコイルとも称される。ステータ２０は、駆動電流に応じて磁束を発生させる。積層体２２は、複数の鋼板を中心軸１１に沿う方向（図１のＺ方向）に積層した積層鋼板から構成される。積層体２２は、環状の積層コアバック２４および複数の積層歯（ティース）２３を含む。積層コアバック２４は、ハウジング１２の内壁に固定される。
　巻線２１は、銅等の導電性材料によって構成され、典型的には積層体２２の複数の積層歯２３にそれぞれ取り付けられている。
　ロータ３０は、ロータコア３１、ロータコア３１の外周に沿って設けられた複数の永久磁石３２、シャフト３３を備える。ロータコア３１は、例えば鉄などの磁性材料で構成されており、筒状の形状を有する。本実施形態において、ロータコア３１は、複数の鋼板を中心軸１１に沿う方向（図１のＺ方向）に積層した積層鋼板から構成される。複数の永久磁石３２は、Ｎ極とＳ極とがロータコア３１の周方向に交互に現れるように設けられている。シャフト３３は、ロータコア３１の中心に固定されており、中心軸１１に沿って上下方向（Ｚ方向）に延びている。なお、本明細書中における上下左右方向とは、図１に示されたモータ１０を見たときの上下左右方向であり、実施形態を分かりやすく説明するためにそれらの方向を用いて説明している。本明細書中における上下左右方向と、モータ１０が実際の製品（自動車等）に搭載された状態における上下左右方向とは必ずしも一致しないことは言うまでもない。
　軸受１５および１６は、ロータ３０のシャフト３３を回転可能に支持する。軸受１５および１６は、例えば、球体を介して外輪と内輪とを相対回転させるボールベアリングである。図１はボールベアリングを例示している。
　モータ１０において、ステータ２０の巻線２１に駆動電流を流すと、積層体２２の複数の積層歯２３に径方向の磁束が発生する。複数の積層歯２３と永久磁石３２との間の磁束の作用によって周方向にトルクが発生し、ロータ３０はステータ２０に対して回転する。ロータ３０が回転すると、例えば電動パワーステアリング装置に駆動力が発生する。
　シャフト３３における隔壁１４側の端部には、永久磁石４１が固定されている。永久磁石４１は、ロータ３０とともに回転可能である。隔壁１４の上部には、基板５０が配置されている。基板５０には電力変換装置１００が搭載されている。隔壁１４は、モータ１０内部のステータ２０およびロータ３０が収納される空間と基板５０が収納される空間とを隔てている。
　電力変換装置１００は、電源からの電力をステータ２０の巻線２１に供給する電力に変換する。基板５０には、電力変換装置１００が備えるインバータの端子５２が設けられている。端子５２には電線５１が接続されている。電線５１は例えば巻線２１の端部である。電線５１と巻線２１とは別々の部材であってもよい。電力変換装置１００から出力された電力は、電線５１を介して巻線２１に供給される。電力変換装置１００の詳細は後述する。
　基板５０には磁気センサ４０が設けられている。磁気センサ４０は、シャフト３３に固定された永久磁石４１に対向する位置に配置されている。磁気センサ４０は、シャフト３３の中心軸１１上に配置されている。磁気センサ４０は、例えば磁気抵抗効果素子またはホール素子である。磁気センサ４０は、シャフト３３とともに回転する永久磁石４１から発生する磁場を検出し、これによりロータ３０の回転角を検出することができる。
　モータ１０は、複数の端子１７を介して、モータ１０外部の各種制御装置およびバッテリ等と接続される。複数の端子１７は、外部の電源から電力が供給される電源端子および外部機器とデータの送受信を行うための信号端子等を含む。
　次に、電力変換装置１００の詳細を説明する。
　図２は、本実施形態による電力変換装置１００の回路構成を模式的に示している。
　電力変換装置１００は、第１インバータ１１０と、第２インバータ１４０とを備える。また、電力変換装置１００は、図３に示す制御回路３００を備える。
　巻線２１（図１）として、ステータ２０にはＵ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３が巻かれている。各相の巻線は第１インバータ１１０と第２インバータ１４０とに接続される。具体的に説明すると、第１インバータ１１０は各相の巻線の一端に接続され、第２インバータ１４０は各相の巻線の他端に接続される。本願明細書において、電気回路内の部品同士の間の「接続」とは、主に電気的な接続を意味する。
　第１インバータ１１０は、端子５２（図１）として、各相に対応した端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌを有する。第２インバータ１４０は、端子５２として、各相に対応した端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒを有する。第１インバータ１１０の端子Ｕ＿Ｌは、Ｕ相の巻線Ｍ１の一端に接続され、端子Ｖ＿Ｌは、Ｖ相の巻線Ｍ２の一端に接続され、端子Ｗ＿Ｌは、Ｗ相の巻線Ｍ３の一端に接続される。第１インバータ１１０と同様に、第２インバータ１４０の端子Ｕ＿Ｒは、Ｕ相の巻線Ｍ１の他端に接続され、端子Ｖ＿Ｒは、Ｖ相の巻線Ｍ２の他端に接続され、端子Ｗ＿Ｒは、Ｗ相の巻線Ｍ３の他端に接続される。このような結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。
　電力変換装置１００では、第１インバータ１１０および第２インバータ１４０は、電源１０１およびＧＮＤに接続されている。電力変換装置１００を備えるモータ１０は、例えば端子１７（図１）を介して、外部の電源に接続され得る。
　本明細書中において、第１インバータ１１０を「ブリッジ回路Ｌ」と表記する場合がある。また、第２インバータ１４０を「ブリッジ回路Ｒ」と表記する場合がある。第１インバータ１１０および第２インバータ１４０のそれぞれは、ローサイドスイッチング素子およびハイサイドスイッチング素子を含むレグを３個備える。それらレグを構成する複数のスイッチング素子は、巻線を介して第１インバータ１１０と第２インバータ１４０との間で複数のＨブリッジを構成する。
　第１インバータ１１０は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。図２に示されるスイッチング素子１１１Ｌ、１１２Ｌおよび１１３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、スイッチング素子１１１Ｈ、１１２Ｈおよび１１３Ｈはハイサイドスイッチング素子である。スイッチング素子として、例えば電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いることができる。本願明細書において、インバータのスイッチング素子としてＦＥＴを用いる例を説明し、以下の説明ではスイッチング素子をＦＥＴと表記する場合がある。例えば、スイッチング素子１１１ＬはＦＥＴ１１１Ｌと表記される。
　第１インバータ１１０と同様に、第２インバータ１４０は、３個のレグから構成されるブリッジ回路を含む。図２に示されるＦＥＴ１４１Ｌ、１４２Ｌおよび１４３Ｌがローサイドスイッチング素子であり、ＦＥＴ１４１Ｈ、１４２Ｈおよび１４３Ｈはハイサイドスイッチング素子である。第１および第２インバータ１１０、１４０の各ＦＥＴは、例えばマイクロコントローラまたは専用ドライバによって制御され得る。
　電源１０１（図２）は、所定の電源電圧を生成する。電源１０１から第１および第２インバータ１１０、１４０に電力が供給される。電源１０１として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源１０１は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ―ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であってもよい。電源１０１は、第１および第２インバータ１１０、１４０に共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１１０用の第１電源および第２インバータ１４０用の第２電源を備えていてもよい。
　図３は、電力変換装置１００を備えるモータ１０のブロック構成を模式的に示している。電力変換装置１００は制御回路３００を備える。
　制御回路３００は、例えば、電源回路３１０と、角度センサ３２０と、入力回路３３０と、マイクロコントローラ３４０と、駆動回路３５０と、ＲＯＭ３６０とを備える。この例では、角度センサ３２０は、磁気センサ４０（図１）である。制御回路３００は、電力変換装置１００の全体の動作を制御することによりモータ１０の回転を制御する。具体的には、制御回路３００は、目的とするロータの位置、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。制御回路３００はトルクセンサを備えてもよい。この場合、制御回路３００は、目的とするモータトルクを制御することができる。
　電源回路３１０は、回路内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。角度センサ３２０は、例えば磁気抵抗効果素子、レゾルバまたはホールＩＣである。角度センサ３２０は、ロータ３０の回転角（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、回転信号をマイクロコントローラ３４０に出力する。電流センサ１７０は、例えばインバータのローサイドスイッチング素子とＧＮＤとの間に接続されるシャント抵抗を有する。電流センサ１７０は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出する。入力回路３３０は、電流センサ１７０によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取り、必要に応じて、実電流値のレベルをマイクロコントローラ３４０の入力レベルに変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４０に出力する。
　マイクロコントローラ３４０は、第１インバータ１１０と第２インバータ１４０の各ＦＥＴのスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御する。マイクロコントローラ３４０は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、それを駆動回路３５０に出力する。
　駆動回路３５０は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５０は、第１および第２インバータ１１０、１４０における各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する制御信号（ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、各ＦＥＴのゲートに制御信号を与える。なお、マイクロコントローラ３４０が駆動回路３５０の機能を備えていてもよい。その場合、制御回路３００は駆動回路３５０を備えていなくてもよい。
　ＲＯＭ３６０は、例えば書き込み可能なメモリ、書き換え可能なメモリまたは読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６０は、マイクロコントローラ３４０に電力変換装置１００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納している。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。
　制御回路３００は、第１および第２インバータ１１０、１４０の両方を用いて三相通電制御することによってモータ１０を駆動する。具体的に、制御回路３００は、第１インバータ１１０のＦＥＴと第２インバータ１４０のＦＥＴとを互いに逆位相（位相差＝１８０°）でスイッチング制御することにより三相通電制御を行う。例えば、ＦＥＴ１１１Ｌ、１１１Ｈ、１４１Ｌおよび１４１Ｈを含むＨブリッジに着目すると、ＦＥＴ１１１Ｌがオンすると、ＦＥＴ１４１Ｌはオフし、ＦＥＴ１１１Ｌがオフすると、ＦＥＴ１４１Ｌはオンする。これと同様に、ＦＥＴ１１１Ｈがオンすると、ＦＥＴ１４１Ｈはオフし、ＦＥＴ１１１Ｈがオフすると、ＦＥＴ１４１Ｈはオンする。電源１０１から出力された電流は、ハイサイドスイッチング素子、巻線、ローサイドスイッチング素子を通ってＧＮＤに流れる。電力変換装置１００の結線は、オープン結線と称される場合がある。
　ここで、Ｕ相の巻線Ｍ１を流れる電流の経路を説明する。ＦＥＴ１１１ＨおよびＦＥＴ１４１Ｌがオンであり、ＦＥＴ１４１ＨおよびＦＥＴ１１１Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１１１Ｈ、巻線Ｍ１、ＦＥＴ１４１Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。ＦＥＴ１４１ＨおよびＦＥＴ１１１Ｌがオンであり、ＦＥＴ１１１ＨおよびＦＥＴ１４１Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１４１Ｈ、巻線Ｍ１、ＦＥＴ１１１Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。
　なお、ＦＥＴ１１１Ｈから巻線Ｍ１へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１４１Ｈへ流れる場合がある。すなわち、ＦＥＴ１１１Ｈから巻線Ｍ１へ流れた電流が、ＦＥＴ１４１ＬとＦＥＴ１４１Ｈとに分岐して流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１１１Ｈから巻線Ｍ１へ流れた電流が、ＦＥＴ１４１Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　同様に、ＦＥＴ１４１Ｈから巻線Ｍ１へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１１１Ｈへ流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１４１Ｈから巻線Ｍ１へ流れた電流が、ＦＥＴ１１１Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　次に、Ｖ相の巻線Ｍ２を流れる電流の経路を説明する。ＦＥＴ１１２ＨおよびＦＥＴ１４２Ｌがオンであり、ＦＥＴ１４２ＨおよびＦＥＴ１１２Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１１２Ｈ、巻線Ｍ２、ＦＥＴ１４２Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。ＦＥＴ１４２ＨおよびＦＥＴ１１２Ｌがオンであり、ＦＥＴ１１２ＨおよびＦＥＴ１４２Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１４２Ｈ、巻線Ｍ２、ＦＥＴ１１２Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。
　なお、ＦＥＴ１１２Ｈから巻線Ｍ２へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１４２Ｈへ流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１１２Ｈから巻線Ｍ２へ流れた電流が、ＦＥＴ１４２Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　同様に、ＦＥＴ１４２Ｈから巻線Ｍ２へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１１２Ｈへ流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１４２Ｈから巻線Ｍ２へ流れた電流が、ＦＥＴ１１２Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　次に、Ｗ相の巻線Ｍ３を流れる電流の経路を説明する。ＦＥＴ１１３ＨおよびＦＥＴ１４３Ｌがオンであり、ＦＥＴ１４３ＨおよびＦＥＴ１１３Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１１３Ｈ、巻線Ｍ３、ＦＥＴ１４３Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。ＦＥＴ１４３ＨおよびＦＥＴ１１３Ｌがオンであり、ＦＥＴ１１３ＨおよびＦＥＴ１４３Ｌがオフのとき、電流は、電源１０１、ＦＥＴ１４３Ｈ、巻線Ｍ３、ＦＥＴ１１３Ｌ、ＧＮＤの順に流れる。
　なお、ＦＥＴ１１３Ｈから巻線Ｍ３へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１４３Ｈへ流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１１３Ｈから巻線Ｍ３へ流れた電流が、ＦＥＴ１４３Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　同様に、ＦＥＴ１４３Ｈから巻線Ｍ３へ流れた電流の一部が、ＦＥＴ１１３Ｈへ流れる場合がある。例えば、モータ１０の低速回転時は、高速回転時と比較して、ＦＥＴ１４３Ｈから巻線Ｍ３へ流れた電流が、ＦＥＴ１１３Ｈへ流れる割合が大きくなる場合がある。
　図４は、三相通電制御に従って電力変換装置１００を制御したときにＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示している。図４は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流の基本波成分を示している。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示している。図４の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。Ｉpkは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表している。制御回路３００は、例えば、ＰＷＭ制御によってブリッジ回路ＬおよびＲの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　表１は、図４の正弦波において電気角毎に、各インバータの端子に流れる電流値を示している。表１は、具体的に、第１インバータ１１０（ブリッジ回路Ｌ）の端子Ｕ＿Ｌ、Ｖ＿ＬおよびＷ＿Ｌに流れる、電気角３０°毎の電流値、および、第２インバータ１４０（ブリッジ回路Ｒ）の端子Ｕ＿Ｒ、Ｖ＿ＲおよびＷ＿Ｒに流れる、電気角３０°毎の電流値を示している。ここで、ブリッジ回路Ｌに対しては、ブリッジ回路Ｌの端子からブリッジ回路Ｒの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。図４に示される電流の向きはこの定義に従う。また、ブリッジ回路Ｒに対しては、ブリッジ回路Ｒの端子からブリッジ回路Ｌの端子に流れる電流方向を正の方向と定義する。従って、ブリッジ回路Ｌの電流とブリッジ回路Ｒの電流との位相差は１８０°となる。表１において、電流値Ｉ1の大きさは〔（３）1/2／２〕＊Ｉpkであり、電流値Ｉ2の大きさはＩpk／２である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　電気角０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。
　電気角３０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角６０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。
　電気角９０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角１２０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。
　電気角１５０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れる。
　電気角１８０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１には電流は流れない。Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れる。
　電気角２１０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角２４０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｗ相の巻線Ｍ３には電流は流れない。
　電気角２７０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩｐｋの電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ2の電流が流れる。
　電気角３００°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ1の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩ1の電流が流れる。Ｖ相の巻線Ｍ２には電流は流れない。
　電気角３３０°において、Ｕ相の巻線Ｍ１にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｖ相の巻線Ｍ２にはブリッジ回路Ｒからブリッジ回路Ｌに大きさＩ2の電流が流れ、Ｗ相の巻線Ｍ３にはブリッジ回路Ｌからブリッジ回路Ｒに大きさＩｐｋの電流が流れる。
　本実施形態では、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３のそれぞれに供給する電流に高調波成分を重畳させる。図５は、基本波成分に高調波成分を重畳させた駆動電流を示す図である。図５の横軸はモータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示している。
　高調波成分２５３は、電流の基本波成分２５１の周波数の整数倍の周波数を有する。図５に示す例では、高調波成分２５３は、基本波成分２５１の周波数の３倍の周波数を有する３次高調波成分である。制御回路３００は、基本波成分２５１に高調波成分２５３を重畳して得られる駆動電流２５０を、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３のそれぞれに供給する。制御回路３００は、例えば、図５に示すような駆動電流が得られるように、ＰＷＭ制御によってブリッジ回路ＬおよびＲの各ＦＥＴのスイッチング動作を制御する。
　次に、振動およびトルクリップルを効果的に低減させるロータ３０用の永久磁石３２の形状を説明する。
　図６は、モータ１０が備えるステータ２０およびロータ３０の一例を示す平面図である。この例では、ステータ２０は１２個の積層歯２３を備える。ロータ３０は１０個の永久磁石３２を備える。言い換えると、この例では、ステータ２０には、隣り合う積層歯２３の間に構成され巻線２１が配置される溝（スロット）２５が１２個ある。ロータ３０における極数は１０である。このような数の溝および磁極を備える構造は、１２Ｓ１０Ｐ（１２スロット１０ポール）と称されることがある。この例では、モータ１０は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータである。１２個の積層歯２３には、例えば、Ｕ、Ｕ、Ｖ、Ｖ、Ｗ、Ｗ、Ｕ、Ｕ、Ｖ、Ｖ、Ｗ、Ｗの順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相が割り当てられている。
　ロータ３０の回転軸方向に平行な方向からロータ３０を見たときの平面視において、ロータコア３１の外形は、多角形である。この例では、平面視におけるロータコア３１の外形は、十角形である。ロータコア３１の外周部は、複数の側面３４を有する。この例では、ロータコア３１の外周部は、１０個の側面３４を有する。１０個の側面３４は、ロータコア３１の周方向に隣り合って配置され、ロータコア３１の外側面を構成する。平面視において、各側面３４は、直線形状を有する。
　側面３４のそれぞれには、永久磁石３２が配置される。永久磁石３２は、例えば、接着剤等によって側面３４に固定される。各永久磁石３２は、各積層歯２３と径方向に対向する。なお、永久磁石３２は、磁石ホルダなどの部材を用いてロータコア３１に保持されてもよいし、他の方法によって固定されてもよい。
　図７は、ロータコア３１に設けられる永久磁石３２の平面図である。図７は、ロータ３０の回転軸方向に平行な方向からロータ３０を見たときの平面視における永久磁石３２を示している。図８は、永久磁石３２を示す斜視図である。永久磁石３２の形状を分かり易く説明するために、図８では永久磁石３２の内部を透かして図示している。
　永久磁石３２は、ロータコア３１の側面３４（図６）と接触する第１の面２２１と、ロータ３０の径方向２１０において第１の面２２１よりも外側に位置する第２の面２２２と、径方向２１０に沿って延びる側面２２３とを有する。
　第１の面２２１は、ロータコア３１の側面３４に固定される永久磁石３２の内周側の面である。第２の面２２２は、ステータ２０の積層歯２３と対向する永久磁石３２の外周側の面である。第２の面２２２は、径方向において第１の面２２１とは反対側に位置する。
　図７に示すように、平面視において、第１の面２２１および第２の面２２２のそれぞれは直線形状を有する。第１の面２２１の直線形状部分と第２の面２２２の直線形状部分とは互いに平行である。第２の面２２２の直線形状部分の長さＬ２は、第１の面２２１の直線形状部分の長さＬ１よりも小さい。
　平面視において、永久磁石３２の側面２２３は、第１の面２２１の周方向両端から径方向外側に向かって延びている。永久磁石３２は、側面２２３と第２の面２２２とを接続する接続部分２２４を有する。接続部分２２４は、第２の面２２２および側面２２３のそれぞれに対して傾斜した直線形状部分を有する。
　ロータ用の永久磁石３２は、例えば、ブロック形状の磁石素材を削って成形される。本実施形態の永久磁石３２は、ブロック形状の磁石素材に対して面取りを行って、接続部分２２４を有する永久磁石３２を成形する。図９は、ブロック形状の磁石素材３２ａを示す平面図である。この例では、磁石素材３２ａは直方体形状である。図９に示す磁石素材３２ａの破線部分を面取りすることにより、図７に示すような接続部分２２４を有する永久磁石３２が得られる。
　図７に示すような形状の永久磁石３２から発生する磁束には、高調波成分が含まれる。永久磁石３２から発生する磁束には、例えば３次高調波成分が含まれる。
　次に、電力変換装置１００がＵ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３のそれぞれに供給する駆動電流を説明する。上述したように、電力変換装置１００は基本波成分に高調波成分を重畳させた駆動電流を生成する。
　下記の式（１）に示すように、ステータ２０の各積層歯２３に働くラジアル力Ｆｒは、各鎖交磁束Ψの２乗で表すことができる。ラジアル力Ｆｒは、積層歯に働くラジアル方向の加振力である。ここで、μ0は透磁率であり、Ｎはターン数であり、Ｓは各積層歯に磁束が鎖交する面積である。添え字ｕ、ｖ、ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相を表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　鎖交磁束Ψは、永久磁石３２の磁束成分Ψｍと電流成分ｉの和で表されることから、式（２）のように表される。ここで、Ｌは自己インダクタンスであり、Ｍは相互インダクタンスである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　制御回路３００は、永久磁石３２の磁束の３次成分と駆動電流の３次成分とを用いて、ラジアル力の６次成分（＝３＋３）を制御することができる。例えば、ラジアル力の６次成分が最小となるように、電流の３次成分を決定する。
　モータトルクＴｅは、下記の式（３）により表される。ここで、Ｐはモータの出力であり、ωは角速度である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（３）の右辺の、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 が駆動電流の３次成分と永久磁石３２の磁束の３次成分とから発生する６次成分になる。この６次成分が最小となるように、電流の３次成分を決定する。
　ラジアル力としては、２次、４次、６次、・・・など、電気角偶数次の成分（２ｎ次の成分）が発生する。特に、６次のラジアル力は、モータの固有振動数との関係において、共振を引き起こしやすく、振動が大きくなりやすい。ラジアル力の６次成分が最小となるよう、電流の３次成分を決めることにより、モータ１０の振動を低減することができる。
　制御回路３００は、駆動電流の３次成分および永久磁石３２の磁束の３次成分に基づいて、駆動電流の基本波成分と永久磁石３２の磁束との関係から発生するトルクリップルを制御する。例えば、駆動電流の３次成分と永久磁石３２の磁束との関係から発生するトルクリップルが、駆動電流の基本波成分と永久磁石３２の磁束との関係から発生するトルクリップルを打ち消すように、電流の３次成分を決定する。例えば、駆動電流の３次成分と永久磁石３２の磁束との関係から発生するトルクリップルの波形が、駆動電流の基本波成分と永久磁石３２の磁束との関係から発生するトルクリップルの波形の逆位相となるように、電流の３次成分を決定する。
　なお、駆動電流の基本波成分と３次高調波成分とは互いに位相が揃っていなくてもよく、互いにずれていてもよい。例えば、基本波成分と３次高調波成分との位相は１２０度ずれていてもよい。
　次に、永久磁石３２の第１の面２２１（図７）の直線形状部分の長さＬ１と第２の面２２２の直線形状部分の長さＬ２との関係を説明する。図１０は、コギングトルクおよびコストと、長さＬ１に対する長さＬ２の比率との関係のシミュレーション結果を示す図である。図１０の横軸は比率を示し、縦軸はコギングトルクおよびコストを示している。コストは、ブロック形状の磁石素材を削って、比率に応じた永久磁石３２を成形するために掛かるコストである。縦軸のコストは、従来の永久磁石における加工コストを１とする（基準とする）ときの、加工コストを示している。従来の永久磁石は、図１１を用いて後述するように円弧状の形状を有している。
　電動パワーステアリング装置に用いられるモータにおいて振動を効果的に低減するためには、コギングトルクは、０．０１５Ｎ・ｍ以下であることが好適である。また、比率が０．２未満の場合には、従来の永久磁石と比べて加工コストの低減効果は小さい。例えば、比率が０．２未満の場合には、加工コストは従来の永久磁石の約８０％以上と大きい。これらの要素を考慮して、本実施形態では、長さＬ１に対する長さＬ２の比率は、０．２以上０．８５未満である。すなわち、長さＬ２は、長さＬ１の２０％以上８５％未満である。比率を０．２以上０．８５未満とすることにより、低コストであり、かつ、駆動電流に高次の電流を重畳させた場合において、振動およびトルクリップルなどが生じにくい永久磁石３２が得られる。
　振動をより効果的に低減するためには、コギングトルクは、０．００５Ｎ・ｍ未満であることが好適である。振動をより効果的に低減するためには、長さＬ１に対する長さＬ２の比率は、０．２以上０．６未満とすることが好適である。
　また、長さＬ１に対する長さＬ２の比率が０．５のとき、積層歯の誘起電圧に含まれる３次高調波成分は６．５％となり、５次成分、７次成分は殆どゼロとなる。このため、長さＬ１に対する長さＬ２の比率は、０．５とその前後の範囲を含む０．４以上０．６未満にすることで、電流の３次高調波成分を用いたトルクリップル制御が容易となり、振動低減の効果をより高めることができる。
　ここで、従来の永久磁石３２Ｃの形状を説明する。図１１は、従来の永久磁石３２Ｃの平面図である。永久磁石３２Ｃは、ロータコアの外周部に固定される面である第１の面２２１Ｃと、ステータの積層歯と対向する第２の面２２２Ｃとを有する。平面視において、永久磁石３２Ｃでは、第２の面２２２Ｃは湾曲形状であり、第１の面２２１Ｃと第２の面２２２Ｃとは平行ではない。第２の面２２２Ｃは、円弧状となっている。本実施形態における永久磁石３２の厚さＴ１（図７）と比較して、図１０に示す永久磁石３２Ｃの厚さＴ２は大きい。ここで永久磁石の厚さは、径方向に沿った永久磁石の長さである。平面視において、永久磁石３２の第１の面２２１の長さと、永久磁石３２Ｃの第１の面２２１Ｃの長さは互いに同じである。また、永久磁石３２および永久磁石３２Ｃのロータの軸方向に沿った長さは互いに同じである。
　シミュレーション結果では、本実施形態の永久磁石３２を備えるモータ１０は、従来の永久磁石３２Ｃを備えるモータと比較して、トルクは７％増加する。これは、同じ出力を得るために必要な永久磁石の体積を小さくすることができることも意味する。永久磁石３２を備えるモータ１０は、従来の永久磁石３２Ｃを備えるモータと比較して、コギングトルクおよびトルクリップルを同程度と低く抑えることができる。
　また、ブロック形状の磁石素材に対して面取りを行うことで永久磁石３２を得ることができる。このため、永久磁石３２の成型を容易にすることができる。また、磁石素材の研磨量を小さくすることができるため、加工時間を短縮することができる。
　図７に示す例では、永久磁石３２の接続部分２２４は、第２の面２２２および側面２２３のそれぞれに対して傾斜した直線形状部分を有していた。接続部分２２４の形状は直線形状に限定されない。図１２は、永久磁石３２の変形例を示す平面図である。図１２に示す例では、平面視において、接続部分２２４は曲線形状部分を有している。接続部分２２４が曲線形状部分を有する場合でも、上述の長さＬ１と長さＬ２の比率を満たすことにより、上述と同様の効果を得ることができる。
　（実施形態２）
　次に、実施形態に係るモータ１０を搭載する電動パワーステアリング装置を説明する。図１３は、実施形態に係る電動パワーステアリング装置５００を示す模式図である。
　電動パワーステアリング装置５００は、自動車の車輪の操舵機構に搭載される。図１３に示す電動パワーステアリング装置５００は、操舵力を油圧により軽減する装置である。図１３に示すように、電動パワーステアリング装置５００は、モータ１０と、操舵軸５１４と、オイルポンプ５１６と、コントロールバルブ５１７とを備える。
　操舵軸５１４は、ステアリング５１１からの入力を、車輪５１２を有する車軸５１３に伝える。オイルポンプ５１６は、車軸５１３に油圧による駆動力を伝えるパワーシリンダ５１５に油圧を発生させる。コントロールバルブ５１７は、オイルポンプ５１６のオイルの動きを制御する。電動パワーステアリング装置５００において、モータ１０は、オイルポンプ５１６の駆動源として搭載されている。
　図１３に示す例では、モータ１０が発生する補助力は、油圧を介して車軸５１３に伝達していたが、油圧を介さずに車軸５１３に伝達されてもよい。電動パワーステアリング装置５００は、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等のいずれであってもよい。
　モータ１０を備える電動パワーステアリング装置５００では、モータの動作に起因する振動および騒音が低減される。これにより、操舵フィーリングを向上させることができる。
　以上、本開示にかかる実施形態を説明した。上述の実施形態の説明は例示であり、本開示の技術を限定するものではない。また、上述の実施形態で説明した各構成要素を適宜組み合わせた実施形態も可能である。
　本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
　１０　モータ
　１１　中心軸
　２０　ステータ
　２１　巻線
　２２　積層体
　２３　積層歯
　２４　コアバック
　２６　渡り線
　３０　ロータ
　３１　ロータコア
　３２　永久磁石
　３３　シャフト
　１００　電力変換装置
　１０１　電源
　１０２　コイル
　１０３　コンデンサ
　１１０　第１インバータ
　１４０　第２インバータ
　３００　制御回路
　３１０　電源回路
　３２０　角度センサ
　３３０　入力回路
　３４０　マイクロコントローラ
　３５０　駆動回路
　３５１　検出回路
　３６０　ＲＯＭ
　５００　電動パワーステアリング装置

Claims (11)

  1. 　ロータコアおよび前記ロータコアの外周に沿って設けられた複数の永久磁石を有するロータと、
    　複数の巻線を有するステータと、
    　を備え、
    　前記複数の永久磁石のそれぞれは、
    　　前記ロータコアの外周部と接触する第１の面と、
    　　前記ロータの径方向において前記第１の面よりも外側に位置し、前記ステータと対向する前記第２の面と、
    　を有し、
    　前記ロータの回転軸方向に平行な方向から前記ロータを見たときの平面視において、
    　　前記第１の面は直線形状部分を有し、
    　　前記第２の面は、前記第１の面の直線形状部分に平行な直線形状部分を有し、
    　　前記第２の面の直線形状部分の長さは、前記第１の面の直線形状部分の長さの２０％以上８５％未満である、モータ。
  2. 　前記複数の永久磁石のそれぞれは、
    　前記ロータの径方向に沿って延びる側面と、
    　前記第２の面と前記側面とを接続する接続部分と、
    　を有し、
    　前記平面視において、前記接続部分は、前記第２の面および前記側面のそれぞれに対して傾斜した直線形状部分を有する、請求項１に記載のモータ。
  3. 　前記複数の永久磁石のそれぞれは、
    　前記ロータの径方向に沿って延びる側面と、
    　前記第２の面と前記側面とを接続する接続部分と、
    　を有し、
    　前記平面視において、前記接続部分は曲線形状部分を有する、請求項１に記載のモータ。
  4. 　前記ステータには、隣り合う歯の間に構成され前記巻線が配置される１２個の溝があり、
    　前記ロータは、１０個の磁極を備える、請求項１から３のいずれかに記載のモータ。
  5. 　前記第２の面の直線形状部分の長さは、前記第１の面の直線形状部分の長さの２０％以上６０％未満である、請求項１から４のいずれかに記載のモータ。
  6. 　前記複数の巻線へ電流を供給する電力変換装置をさらに備え、
    　前記電流は、基本波成分と、前記基本波成分の周波数の整数倍の周波数を有する高調波成分とを含む、請求項１から５のいずれかに記載のモータ。
  7. 　前記高調波成分は、前記基本波成分の周波数の３倍の周波数を有する３次高調波成分である、請求項６に記載のモータ。
  8. 　前記電力変換装置は、前記永久磁石の磁束の３次成分および前記巻線へ供給する電流の３次成分に基づいて、前記ステータが有する歯に働くラジアル方向の力の６次成分を制御する、請求項６または７に記載のモータ。
  9. 　前記電力変換装置は、前記巻線へ供給する電流の３次成分および前記永久磁石の磁束の３次成分に基づいて、前記巻線へ供給する電流の基本波成分と前記永久磁石の磁束との関係から発生するトルクリップルを制御する、請求項６から８のいずれかに記載のモータ。
  10. 　前記複数の巻線は、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を含み、
    　前記モータは、前記ｎ相の巻線へ電流を供給する電力変換装置をさらに備え、
    　前記電力変換装置は、
    　前記各相の巻線の一端に接続される第１インバータと、
    　前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータと、
    　を備える、請求項１から９のいずれかに記載のモータ。
  11. 　請求項１から１０のいずれかに記載のモータを備える電動パワーステアリング装置。
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