JP2006287990A - ブラシレスモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】三相ブラシレスモータを駆動する装置において、パワートランジスタ面積増加を節約し、駆動トルクを増加させる方法を提供する。
【解決手段】三相ブラシレスモータの中性点を駆動するパワートランジスタセルを構成し、相電流の３次高調波電流を流すように駆動することにより、相電流の尖頭が平坦化されトルクを増加させる事ができ、パワートランジスタサイズの拡大を節約して、駆動トルクを増加させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相ブラシレスモータ駆動装置の小型化及びそのための駆動方法に関するものである。

三相ブラシレスモータの駆動装置の中でも光ディスクやプリンタ機器等に用いられる比較的小型のモータ駆動装置においては、パワートランジスタを制御回路とともに集積化されることが一般的である。従って、これらのパワートランジスタのサイズはできるだけ小型であることがコスト上望ましい。

従来の三相ブラシレスモータの駆動装置は（特許文献１）に図８のように図示されている。シリアルポート部に入力されたトルク指令信号に基づいて重み付けされた三相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）電圧がモータ巻線に同期整流出力されるものである。ここで電源電圧を有効利用するために、三相巻線に与えられるＰＷＭ信号のデューティ比は図９（ａ）の６１，６２，６３に示す三相電圧波形を重み付けとして持つ。このようなデューティ比を有するＰＷＭ信号を三相巻線に付与した結果の三相電流波形は、図９（ｂ）の７１，７２，７３のように正弦波形になる。モータはインダクタンスを含むので相電圧位相に対して相電流位相は本来遅れるが、図９（ｂ）では簡便のためこの遅れは省略している。

三相の電流波形を
Ｉｕ＝Ｉ・sin(θ)，
Ｉｖ＝Ｉ・sin(θ−120°)，
Ｉｗ＝Ｉ・sin(θ−240°)
とし、三相の巻線への各鎖交磁束のモータ回転方向変位に対する変化率を正弦波
Φｕ＝Φｍ・sin(θ)，
Φｖ＝Φｍ・sin(θ−120°)，
Φｗ＝Φｍ・sin(θ−240°)
とすると、三相合成トルクΣＩｉ・Φｉの波形は図９（ｂ）の７４のようになる。即ち、トルクのリップルがないのでモータの振動及び騒音が小さい。
特開平１１−３４１８６１号公報

モータの振動及び騒音は、上述したトルクリップルに対してよりも、ロータとステータとの間でモータ軸方向に働く力の成分に依存するところが寧ろ大である。モータのステータに対してモータのロータが軸方向に仮想変位したときに各相の巻線に交わる磁束の変化率が存在し、これは回転方向変位に対する磁束変化率とは位相が９０度異なっており、一般的に当該相の巻線に鎖交している総磁束と同じ波形をしている。以後これをモータ軸方向の磁束変化率と呼ぶ。従って、正弦波Ψu=Φm・sin(θ−90°)，Ψv=Φm・sin(θ−210°)，Ψw=Φm・sin(θ−330°)を三相の巻線への鎖交磁束のモータ軸方向変位に対する変化としたときにΣＩｉ・Ψｉが三相合成軸方向力となる。三相電流が互いに位相が１２０度ずつシフトした基本正弦波について三相合成軸方向力を計算すればゼロとなり全く振動成分を持たない。

三相ブラシレスモータ駆動装置は、図８に示したモータ駆動装置を含めて一般的に正弦波形状の電流駆動を行っている。このようにモータ巻線電流を正弦波形とする場合に、駆動トルクを増加させるために一般的に正弦波形を保持したままその電流値を増加させる。

パワートランジスタ部の出力ダイナミックレンジを広げるためには、相電流の増加分を許容するために駆動集積回路の出力段のオン抵抗を低減しなければならない。通常、駆動集積回路の出力段ハイサイド及びロウサイドの各オン抵抗を仮に等しくＲｏｎとしたとき、その内訳はパワートランジスタ自身のオン抵抗Ｒｔｒ、アルミ配線抵抗Ｒａｌ、ワイヤ抵抗Ｒｗｉである。この内、アルミ配線抵抗とワイヤ抵抗はチップレイアウトを工夫しても大きく減少させる事は難しい。

よって、通常は駆動集積回路の出力段オン抵抗の減少をパワートランジスタ自身のオン抵抗Ｒｔｒの減少で実現しなければならない。
具体的に、Ｒｏｎ＝0.30Ω、Ｒｔｒ＝0.15Ω、Ｒａｌ＝0.10Ω、Ｒｗｉ＝0.05Ω、として駆動トルクを１５％増加させる場合ついてパワートランジスタの面積増加の算出を例示する。

相電流を図９（ｂ）の状態から１５％増加させた場合の三相電流、合成トルク及び合成軸方向力をそれぞれ図１０の８１，８２，８３，８４及び８５に示す。相電流波形が基本正弦波のみなので軸方向力は当然ゼロで振動成分を持たない。

駆動トルクを１５％増加させるために相電流を１５％増加させる場合、巻線抵抗や逆起電圧を全く無視したとしてもトランジスタ部のオン抵抗Ｒｔｒを１５％減少させなければならない。Ｒｏｎ＝0.3Ωの１／1.15は0.26Ωとなり、ＲａｌとＲｗｉが不変ならばオン抵抗減少分0.04Ωを全てパワートランジスタ自身のオン抵抗の減少で担わせてＲｔｒ＝（0.15−0.04）＝0.11Ωにしなければならない。

この0.11Ωは0.15Ωに比べて１／1.36倍であるからパワートランジスタの面積を以前の面積の1.36倍にしなければならない。三相上下分を合計すると以前のＲｔｒ＝0.15Ωのパワートランジスタセルの0.36×６＝2.16個分の面積増加になる。出力ダイナミックレンジ増大前と増大後のパワートランジスタの面積増加の様子を図１１，図１２に模式的に表す。

図１１において７６ｕ，７６ｖ，７６ｗは各々Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のハイサイドパワートランジスタを示し、７７ｕ，７７ｖ，７７ｗは各々Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のロウサイドパワートランジスタを示している。同様に図１２において８６ｕ，８６ｖ，８６ｗは各々Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のハイサイドパワートランジスタを示し、８７ｕ，８７ｖ，８７ｗは各々Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のロウサイドパワートランジスタを示している。８８は図１１のパワートランジスタ幅を、８９は図１２のパワートランジスタ幅における図１１からの増加分を示す。

上記のように駆動トルクを増加させるためには、パワートランジスタの大幅な面積増加が必要である。本発明はパワートランジスタ面積の増加を抑制しつつ、駆動トルクを増加させることができるブラシレスモータ駆動方法を提供することを目的とする。

本発明のブラシレスモータ駆動方法は、正弦波形のプロファイル形成部からの信号と前記正弦波形の３倍周波数のプロファイル形成部からの信号との合成によって、前記正弦波形プロファイルに基づく相電流波形成分のピーク部の位相において前記３倍周波数プロファイルに基づく相電流波形成分の逆相ピークが現れるように三相駆動電流及び中性点駆動電流を実現するものである。

本発明の請求項１記載のブラシレスモータ駆動方法は、三相モータ駆動巻線への通電を制御し、前記モータ駆動巻線の端子にそれぞれ接続された高電位側パワートランジスタ及び低電位側パワートランジスタを駆動制御するに際し、外部から入力されたトルク指令信号とロータ位置情報に基づいてモータ駆動用のトルク指令信号を発生するとともに、各トルク指令信号に基づいて各相駆動用の通電制御信号を生成し、この通電制御信号に基づいて前記モータ駆動巻線の通電を所定の周期で通電制御し、かつ前記三相の巻線に基本波である正弦波に加えて３倍高調波を重畳した電流を通流することを特徴とする。

本発明の請求項２記載のブラシレスモータ駆動方法は、請求項１において、中性点を流出入する電流が３倍高調波を含むことを特徴とする。
本発明の請求項３記載のブラシレスモータ駆動方法は、請求項２において、前記モータ駆動巻線の各々が含む３倍高調波成分の略３倍の大きさで逆極性の３倍高調波を中性点に流出入させることを特徴とする。

本発明の請求項４記載のブラシレスモータ駆動方法は、請求項２において、基本波成分の位相に対して３倍高調波成分の位相差を制御して３倍高調波成分を基本波成分に重畳した信号をパワートランジスタの出力端子電圧としてリニア出力することを特徴とする。

本発明の請求項５記載のブラシレスモータ駆動方法は、請求項２において、基本波成分の位相に対して３倍高調波成分の位相差を制御して３倍高調波成分を基本波成分に重畳した信号をパワートランジスタの出力端子電圧として重み付けしたＰＷＭ出力することを特徴とする。

本発明の請求項６記載の三相ブラシレスモータ駆動装置は、モータ固定子巻線の各相を駆動するパワートランジスタと前記モータの回転子位置検出手段と、前記モータ固定子巻線の所定の相の電流もしくは電圧を検出するモータ出力検出手段と、トルク指令信号と前記回転子位置信号から周期的に変化する生成指令信号を生成する手段と、前記検出のモータ出力信号と前記トルク指令信号もしくは前記生成指令信号との誤差信号を生成する手段と、前記モータ固定子巻線の中性点へ電流を流す電流印加手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の請求項７記載の三相ブラシレスモータ駆動装置は、請求項６において、前記モータ固定子巻線の中性点への電流印加手段のパワートランジスタの面積が各相の相電流駆動手段パワートランジスタ面積よりも小さいことを特徴とする。

本発明の請求項８記載の三相ブラシレスモータ駆動装置は、請求項６において、前記モータ固定子巻線電流が基本正弦波に３倍高調波を含むものであって、前記中性点に流出入する電流が、前記モータ各相電流の基本波の３倍高調波電流であることを特徴とする。

本発明の請求項９記載の三相ブラシレスモータ駆動装置は、請求項８において、前記中性点に流出入する３倍高調波電流が、各巻線に重畳された３倍高調波電流の略３倍の大きさで逆極性になるよう構成したことを特徴とする。

上記の構成により、各相の正弦波電流に３次高調波が重畳され、前記正弦波電流の尖頭が平坦化する。平坦化した分、相電流の基本波成分の振幅を増加させてパワートランジスタの許容量まで電流を増加させることが出来る。その結果、ピーク電流値を維持したまま最大駆動トルクを増加させることが出来る。

中性点を駆動するパワートランジスタは相電流の増加分(３相分の和)の電流を流すだけの能力があればよく、通常の三相パワートランジスタと比較して充分小さい面積で構成できる。よって、本発明は三相駆動パワートランジスタと中性点駆動パワートランジスタとの合計面積増加を抑制して、駆動トルクの増加を実現できる。また、３次高調波電流成分はトルクリプルも軸方向力も生じない。すなわちモータの振動及びそれに由来するノイズを生じることもなくパワートランジスタサイズの増大を抑制できる。

以下、本発明のブラシレスモータ駆動方法を具体的な実施の形態に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１〜図３は本発明の（実施の形態１）を示す。

図１（ａ）は本発明のブラシレスモータ駆動方法を実行する三相ブラシレスモータ駆動装置を示す。
同図において、１は三相ブラシレスモータで、１ｕ，１ｖ，１ｗはその三相巻線である。２ａ，２ｂ，２ｃはモータ１の回転子位置を検出する３個の位置センサ、３は位置検出信号を増幅する位置検出信号増幅部、４はトルク指令信号発生部、５は電流センサ、６は相電流信号生成部、７０は誤差信号生成部、８は通電制御部、９はパワートランジスタ部、１０はトルク指令入力端子、２１は三角波発生部、２２は比較部である。

パワートランジスタ部９の内部は、４組のハーフブリッジからなり、その出力端子は各々三相巻線端子及び中性点端子に接続されている。またこれら４個の出力端子に流出入する４電流のうち３電流を電流センサ５によって検出する。

本図では三相巻線電流を検知する構成となっているが、４電流の内の任意の３電流を選んで検出してもよい。残りの１つの電流は節点方程式から一意的に決定される。また本図では３個の位置センサを使用した例を示しているが、１個だけの位置センサを使用しても、２個の位置センサを使用してもよい。

誤差信号生成部７０の内部構成を図１（ｂ）に示す。各トルク指令信号とそれに対応する相電流信号生成部６からの信号とを入力としており、トルク指令信号発生部４から発生する各トルク指令信号と、相電流信号生成部６から発生する各検出信号との誤差を検出する４つの減算器６９で構成されている。

三相ブラシレスモータ１の回転子の位置を位置センサ２ａ，２ｂ，２ｃで検出する。位置検出信号増幅部３は、位置センサ２ａ，２ｂ，２ｃで検出した位置信号を増幅する。トルク指令信号発生部４は、トルク指令入力端子１０に入力された外部トルク指令信号を受けてモータ１の固定子巻線１ｕ，１ｖ，１ｗ及び中性点に印加する電流の指令信号を作成する回路で、位置検出信号増幅部３で得られる位置信号の周期と外部トルク指令信号を、電流指令信号の周期及び振幅に反映して固定子巻線１ｕ，１ｖ，１ｗ及び中性点へのトルク指令信号として作成する。

モータ１の３つの固定子巻線１ｕ，１ｖ，１ｗに流れる電流を電流センサ５で検出する。
相電流信号生成部６は、電流センサ５で検出した三相の電流信号から中性点の電流信号を生成して、モータ１の固定子巻線１ｕ，１ｖ，１ｗと中性点に流れている電流信号を出力する。

誤差信号生成部７０は、トルク指令信号発生部４で所定のプロファイルを付与された各電流指令信号と相電流信号生成部６で得られる各電流信号との誤差を増幅出力され、比較部２２において三角波発生部２１から出力される三角波信号と比較される。比較部２２の出力は通電制御部８において貫通防止等の処理を施した後にパワートランジスタ９を駆動し、モータ三相巻線電流および中性点電流を前記所定のプロファイル形状に通流する。

図１に示す三相ブラシレスモータ駆動装置を用いて、モータ固定子巻線の相電流に３次高調波電流を重畳させるとき、三倍高調波はトルク波形にも軸方向力波形にも影響せず、駆動トルクがモータ相電流の基本波成分の振幅で決定されることを説明する。

モータの各相電流Ｉｕ’，Ｉｖ’，Ｉｗ’は以下のようになる。
Ｉｕ’＝Ａ’・sinθ−B・sin（3θ）、
Ｉｖ’＝Ａ’・sin(θ−120°)−Ｂ・sin（3θ）、
Ｉｗ’＝Ａ’・sin(θ−240°)−Ｂ・sin（3θ） ・・・(１)
ここで、Ａ’は相電流の基本波成分の振幅、Ｂは相電流３次高調波電流の振幅である。

このときのモータのトルクＴａ’は
Ｔａ’＝ΣＩｉ・Φｉ＝Φｕ・Ｉｕ’＋Φｖ・Ｉｖ’＋Φｗ・Ｉｗ’
＝Φｍ・Ａ’（sin^２θ＋sin^２（θ−120°）＋sin^２(θ−240°)）− Φｍ・Ｂsin（3θ）・（sinθ＋sin（θ−120°）＋sin（θ−240°））
・・・（２)
となる。但しsin3θ＝sin3・(θ−120°)＝sin3・(θ−240°)を用いた。１２０°ずつ位相のずれた３つの正弦関数の和はゼロとなるから式(２)の第２項、すなわち３次高調波成分によるトルクは０となるため、トルクはモータ相電流の基本波成分で決まり３次高調波成分には無関係であることがわかる。

さらに、このときのモータの軸方向力Ｔｊ’はΦｍより９０度遅れるモータ軸方向の磁束変化率と相電流との各相毎の積の和で表わされ、
Ｔｊ’＝ΣＩｉ・Ψｉ＝Ψｕ・Ｉｕ’＋Ψｖ・Ｉｖ’＋Ψｗ・Ｉｗ’
＝Ψｍ・sin(θ−90°)・Ｉｕ’＋Ψｍ・sin(θ−120°−90°)・
Ｉｖ’+Ψｍ・sin(θ−240°−90°)・Ｉｗ’
＝−Ａ’／２×(sin2θ+sin2(θ−120°)+sin2(θ−240°))＋Ｂ×sin3θ×(cos θ+cos(θ−120°)+cos(θ−240°))＝０・・・（３）
となる。但しsin3θ＝sin3・(θ−120°)＝sin3・(θ−240°)を用いた。１２０°ずつ位相のずれた３つの余弦関数の和はゼロであるから式（３）のｓｉｎ３θの項すなわち３次高調波成分による合計の軸方向力は０となるため、軸方向力は３次高調波成分には無関係である事がわかる。

式（３）の途中の式のＡ’／２の項も０となるため結果合成軸方向力は０である。この結果から各相電流に３次高調波電流を重畳させた場合でも軸方向力は０である事がわかる。

上記図１１の状態から駆動トルクを１５％増加させる場合の各相電流の印加例を以下に説明する。
図１１の１５％増のトルクを得るには式(２)におけるＡ’を所定の倍率例えば１．１５倍すればよい、すなわちモータ相電流の基本波成分の振幅を１５％増加させればよい。基本波成分の振幅のみを増加したのでは図１０と同様の相電流波形となるため尖頭値が大きくなりパワートランジスタ面積を上記図１２のように大きくする必要性が生じる。そこで、この（実施の形態１）では、基本波の尖頭値を抑制するように所定の振幅、例えば基本波振幅増加分である０．１５倍の振幅の３次高調波電流を重畳させる。

三相のそれぞれに３次高調波３ｆを重畳すると０．１５の３倍の０．４５倍の振幅の流出入電流が中性点電流３ｆＡとして必要になる。
このようにそれぞれ基本波に３次高調波を重畳した際の各相電流及び中性点電流を図２の１１，１２，１３及び１６に示す。このときの三相合成トルクの波形及び三相合成軸方向力の波形を式(１)(２)(３)を用いて算出したものを図２の１４及び１５に示す。すなわち結果的に三相合成トルクには基本波のみが寄与し３次高調波は寄与せず、三相合成軸方向力を生じることがない。

すなわち、図２からわかるように各相電流に３次高調波電流を重畳させることで、相電流の尖頭を平坦化して最大電流を維持しながら基本波成分の振幅Ａ’を大きくすることが可能となり、パワートランジスタの許容量相電流を最大限に利用してモータの駆動トルクを増加させることが出来る。

その一方で、中性点に電流を流出入させるためのパワートランジスタが必要になるが、相電流の３倍高調波成分の略３倍を駆動する能力があればよい。この能力を有するパワートランジスタは図１２に示した相電流を駆動するパワートランジスタ能力を増大するよりも小さい面積で構成できる。具体的な中性点駆動パワートランジスタの面積増加算出例を示す。

相電流駆動パワートランジスタとして、Ｒｏｎ＝0.3Ω、Ｒｔｒ＝0.15Ω、Ｒａｌ＝0.10Ω、Ｒｗｉ＝0.05Ωとした場合を考える。駆動トルクを１５％増加させる場合、中性点の３倍高調波電流は相電流の増加分４５％（１５％×３）で駆動すればよい。このとき、中性点駆動のパワートランジスタ出力段のオン抵抗Ｒｏｎ４は、Ｒｏｎ４＝Ｒｏｎ／0.45＝0.666Ωでよい。よって、中性点駆動パワートランジスタセル自身の正味のオン抵抗Ｒｔｒ４＝0.666−0.15＝0.516Ωであればよく、Ｒｔｒ＝0.15Ωのパワートランジスタセルのオン抵抗0.15Ωと比較すると（0.15／0.516）＝0.29個分の面積でよい。ハイサイドとロウサイド合せて駆動に必要な中性点駆動パワートランジスタの面積はＲｔｒ＝0.15Ωのパワートランジスタセルの0.58個分である。この様子を図３に示す。

これに対して従来方式では、Ｒｔｒ＝0.15Ωのパワートランジスタセル２．１６個分の面積増加を必要とした。３倍高調波を利用することによって全体として電流駆動能力向上に要するパワートランジスタの増加幅は２５で示され上記図１２の８９に比べて小さいことが分かる。中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

（実施の形態２）
図４は本発明の（実施の形態２）を示す。
図４（ａ）は電圧駆動タイプの三相ブラシレスモータ駆動装置を示し、図１と同じ作用を成すものには同一の符号を付けて説明を省略する。７は誤差信号生成部、３１はプロファイル生成部、３２はシャント電流検出部、３３はシャント電流増幅部である。

シャント電流検出部３２の電流に応じた電圧値は、シャント電流増幅部３３でサンプルホールドまたは平均化処理及び増幅を行って、トルク信号入力端子１０から入力されたトルク信号との差異が誤差信号生成部７で増幅される。

プロファイル生成部３１は、誤差信号生成部７からの信号を振幅情報に、位置検出信号増幅部３からの信号を位相情報として反映した３相電流及び中性点電流に対応する信号を発生する。

プロファイル生成部３１から出力されるこれらの信号は、三角波発生部２１から出力される三角波信号と比較部２２において比較されて、それぞれ周期的に重み付けされたデューティ比をもつＰＷＭ信号となり通電制御部８及びパワートランジスタ部９を介してモータ１を駆動する。

ここでプロファイル生成部３１の内部構成例を図４（ｂ）を用いて説明する。
本図において３４は位相選択部、３５は基本波プロファイル生成部、３６は３倍高調波プロファイル生成部、３７は合成プロファイル生成部である。位置検出信号増幅部３からの信号を受けて位相選択部３４は実時間が対応する位相を割り出し基本波プロファイル生成部３５及び３倍高調波プロファイル生成部３６から時間毎の位相に対して適切な駆動信号レベルを選択する。また基本波プロファイル生成部３５及び３倍高調波プロファイル生成部３６から出力される駆動信号レベルは誤差信号生成部７からの出力信号による強度変調を受ける構成としている。比較部２２から出力される電圧ＰＷＭ出力駆動を行った結果として三相巻線及び中性点に流れる電流の基本波成分と３倍高調波成分とで電圧信号に対する位相遅れは異なるため基本波プロファイル生成部３５からと３倍高調波プロファイル生成部３６からとでは負荷や回転速度などに応じて位相差を設けることによって相電流の基本波成分の尖頭値を適切に平坦化することができる。なお、所定の定常回転速度における電流波形制御性のみが特に要求される場合には、基本波プロファイルの位相と３倍高調波プロファイル位相との相対関係が上記の定常回転速度においてのみ所定の関係にあればよい。上記定常回転速度以下においては上記両プロファイルの位相差は緩和される方向になるので留意する必要がない。この場合には図４（ｂ）における基本波プロファイル生成部３５と３倍高調波プロファイル生成部３６とを予め合成した１ブロックとしてもよい。

以上によってモータ巻線１ｕ，１ｖ，１ｗ及び中性点を流れる電流を図２のように３倍高調波を含ませて制御することが可能となり、中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

（実施の形態３）
図５は本発明の（実施の形態３）を示す。
図５は図４（ａ）における三角波発生部２１及び比較部２２を削除するとともに通電制御部８の代わりにパワートランジスタをリニア駆動するプリ駆動段を含むリニア通電制御部３８を用いるものである。図４（ａ）と同じ番号を付与した構成部は図４（ａ）の構成部と等しい動作を行うので説明を省略する。

リニア通電制御部３８とパワートランジスタ９を合成した構成を図５（ｂ）に示す。リニア通電制御部３８とパワートランジスタ９で電圧バッファを４個構成する。１００ｕ，１００ｖ，１００ｗはそれぞれのモータ巻線１ｕ，１ｖ，１ｗを駆動する電圧バッファ、１００ｃは中性点を駆動する電圧バッファである。電圧バッファ１００ｕ，１００ｖ，１００ｗ，１００ｃはプロファイル生成部３１からの出力信号をパワートランジスタ出力部に電圧波形として出力する。

図４（ａ）では電圧ＰＷＭ駆動であるのに対し、本実施形態では電圧リニア駆動であるが、同様にモータ巻線１ｕ，１ｖ，１ｗ及び中性点を流れる電流を図２のように３倍高調波を含ませて制御することが可能となり、中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

（実施の形態４）
図４（ａ）では三相電流及び中性点電流が総て電圧ＰＷＭ駆動であり、図５では三相電流及び中性点電流が総て電圧リニア駆動であった。しかし三相電流及び中性点電流の駆動を電圧ＰＷＭ駆動または電圧リニア駆動の一方で統一する必要はなく両者を混在させてもよい。例えば中性点電流のみを電圧リニア駆動し、３相電流は電圧ＰＷＭ駆動するなどをしてもよい。中性点電流値は３相電流値よりも小さいので中性点駆動を行うパワートランジスタにおける発熱は比較的小さい。このような場合にもモータ巻線１ｕ，１ｖ，１ｗ及び中性点を流れる電流を図２のように３倍高調波を含ませて制御することが可能となり、中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

（実施の形態５）
図６は本発明の（実施の形態５）を示す。
図６（ａ）は図５におけるプロファイル生成部３１を電流駆動用プロファイル生成部３９に置き換えるとともに、リニア通電制御部３８を電流ミラー駆動用通電制御部４０に置き換えたものである。図５と同じ番号を付与した構成部は図５の構成部と等しい動作を行うので説明を省略する。

本実施例では電流駆動なので形成したい三相電流及び中性点電流のプロファイルを位相遅れに留意することなく形成できる。すなわち、電流駆動用プロファイル生成部３９は、基本波プロファイルと３倍高調波プロファイルとの位相を一致固定してよい。従って、電流駆動用プロファイル生成部３９からの出力波形は図２の１１，１２，１３，１６と等形状になる。電流ミラー駆動用通電制御部４０とパワートランジスタ部９の詳細な構成図を図６（ｂ）に示す。ミラー駆動用通電制御部４０の出力とパワートランジスタ部９は電流ミラーを形成しており、ミラー駆動用通電制御部４０の出力を一次側、パワートランジスタ部９を二次側とする。１１０ｕ中のＶ／Ｉで示されたブロックは一次側の電圧電流変換部であり、１１０ｖ，１１０ｗ，１１０ｃにも同様のブロックが含まれている。１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗはそれぞれモータ巻線１ｕ，１ｖ，１ｗを電流駆動するＶ／Ｉ変換回路，１１０ｃは中性点を電流駆動するＶ／Ｉ変換回路である。Ｖ／Ｉ変換回路１１０ｕ，１１０ｖ，１１０ｗ，１１０ｃは電流駆動用プロファイル生成部３９の出力信号を受けてパワートランジスタを電流ミラーで駆動する。本実施形態で三相電流及び中性点電流の電流波形を図２に示すように制御可能となる。図５の実施例では電圧リニア駆動であったが、本実施例では電流リニア駆動である。本実施例においても中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

（実施の形態６）
図７は本発明の（実施の形態６）を示す。
図７は、図１における電流センサ５の代わりにシャント抵抗３２と前記シャント抵抗３２の電圧を比較部２２からの信号で制御されたタイミングでサンプルホールドするサンプルホールド部４１を有する実施例である。３相電流及び中性点電流を時分割的に得ることができるのでそれぞれをトルク指令信号発生部４からの各信号との誤差信号出力を三角波と比較するものである。図１と同じ番号を付与した構成部は図７の構成部と等しい動作を行うので説明を省略する。

本実施例では電流ＰＷＭ駆動である。本実施例においても中性点電流の制御段はパワートランジスタ面積よりも十分小さい面積で形成できるのでトータルのチップ面積の増大を抑制して電流駆動能力を増大することが可能になる。

以上のように本発明は、電圧ＰＷＭ、電圧リニア、電流ＰＷＭ、電流リニアなどの駆動方式に依らず、３相電流に３倍高調波を基本波の尖頭値が低下するように重畳させるとともに基本波振幅を向上することによって３相電流波高値を上昇させることなくトルクを向上し、トルクリップルも軸方向力も増加しない駆動を実現するものである。なお、このとき中性点電流としては３相分の３倍高調波すなわち前記重畳された３倍高調波の３倍の振幅の電流を流出入させる能力を要するがこれに要する面積は比較的小さい。従って、本発明は電流駆動能力を向上するためにパワートランジスタ面積の増大を抑制するものである。

本発明に係るモータ駆動方法及び駆動装置はパワートランジスタの面積を抑制しつつ電流駆動能力を増大するものであり、パワートランジスタ内蔵集積回路において有用である。

本発明の（実施の形態１）におけるモータ駆動装置の構成図 同実施の形態におけるモータ駆動装置において、駆動トルクを１５％増加させる駆動を行った場合の三相正弦波電流とトルク、軸方向力の波形を示す図 同実施の形態におけるモータ駆動装置において、駆動トルクを１５％増加させる場合のパワートランジスタの面積を示す図 本発明の（実施の形態２）におけるモータ駆動装置の構成図とプロファイル生成部の構成図 本発明の（実施の形態３）におけるモータ駆動装置の構成図 本発明の（実施の形態５）におけるモータ駆動装置の構成図 本発明の（実施の形態６）におけるモータ駆動装置の構成図 従来のモータ駆動装置を示す図 従来のモータ駆動装置における三相正弦波電流とトルクの波形図 従来のモータ駆動装置において、駆動トルクを１５％増加させる駆動を行った場合の三相正弦波電流とトルク、軸方向力の波形図 従来のモータ駆動装置におけるパワートランジスタの面積を示す図 従来のモータ駆動装置において、駆動トルクを１５％増加させる場合のパワートランジスタの面積を示す図

符号の説明

１ モータ
２ａ〜２ｃ 位置センサ
３ 位置検出信号生成部
４ トルク指令信号発生部
５ 電流センサ
７，７０ 誤差信号生成部
９ パワートランジスタ部
２２ 比較部
３１ プロファイル生成部

Claims (9)

1. 三相モータ駆動巻線への通電を制御し、前記モータ駆動巻線の端子にそれぞれ接続された高電位側パワートランジスタ及び低電位側パワートランジスタを駆動制御するに際し、
   外部から入力されたトルク指令信号とロータ位置情報に基づいてモータ駆動用のトルク指令信号を発生するとともに、
   各トルク指令信号に基づいて各相駆動用の通電制御信号を生成し、この通電制御信号に基づいて前記モータ駆動巻線の通電を所定の周期で通電制御し、かつ前記三相の巻線に基本波である正弦波に加えて３倍高調波を重畳した電流を通流することを特徴とする
   ブラシレスモータ駆動方法。
2. 中性点を流出入する電流が３倍高調波を含むことを特徴とする
   請求項１のブラシレスモータ駆動方法。
3. 前記モータ駆動巻線の各々が含む３倍高調波成分の略３倍の大きさで逆極性の３倍高調波を中性点に流出入させることを特徴とする
   請求項２のブラシレスモータ駆動方法。
4. 基本波成分の位相に対して３倍高調波成分の位相差を制御して３倍高調波成分を基本波成分に重畳した信号をパワートランジスタの出力端子電圧としてリニア出力することを特徴とする
   請求項２のブラシレスモータ駆動方法。
5. 基本波成分の位相に対して３倍高調波成分の位相差を制御して３倍高調波成分を基本波成分に重畳した信号をパワートランジスタの出力端子電圧として重み付けしたＰＷＭ出力することを特徴とする
   請求項２のブラシレスモータ駆動方法。
6. モータ固定子巻線の各相を駆動するパワートランジスタと、
   前記モータの回転子位置検出手段と、
   前記モータ固定子巻線の所定の相の電流もしくは電圧を検出するモータ出力検出手段と、
   トルク指令信号と前記回転子位置信号から周期的に変化する生成指令信号を生成する手段と、
   前記検出のモータ出力信号と前記トルク指令信号もしくは前記生成指令信号との誤差信号を生成する手段と、
   前記モータ固定子巻線の中性点へ電流を流す電流印加手段と
   を備えた
   三相ブラシレスモータ駆動装置。
7. 前記モータ固定子巻線の中性点への電流印加手段のパワートランジスタの面積が各相の相電流駆動手段パワートランジスタ面積よりも小さいことを特徴とする
   請求項６に記載の三相ブラシレスモータ駆動装置。
8. 前記モータ固定子巻線電流が基本正弦波に３倍高調波を含むものであって、前記中性点に流出入する電流が、前記モータ各相電流の基本波の３倍高調波電流であることを特徴とする
   請求項６に記載の三相ブラシレスモータ駆動装置。
9. 前記中性点に流出入する３倍高調波電流が、各巻線に重畳された３倍高調波電流の略３倍の大きさで逆極性になるよう構成したことを特徴とする
   請求項８に記載の三相ブラシレスモータ駆動装置。

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