WO2017064946A1 - モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Inventor
小林 秀行
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日本精工株式会社
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • BPERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62DMOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046Controlling the motor
    • B62D5/0463Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • BPERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62DMOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that performs vector control of driving of a brushless motor in a dq axis rotation coordinate system and an electric power steering device equipped with the motor control device, and in particular, Taylor expansion of harmonic components included in the back electromotive voltage of the dq axis control system
  • the present invention relates to a motor control device that suppresses torque fluctuation by accurately correcting the gain and phase of a harmonic component with respect to a q-axis current command value extracted by (Macrolin expansion), and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • the electric power steering device includes a motor control device, calculates a current command value based on at least a steering torque, and drives a brushless motor via an inverter based on the current command value, thereby assisting the steering system of the vehicle. .
  • An electric power steering device which is equipped with a motor control device and applies a steering assist force (assist force) to the steering mechanism of the vehicle by the rotational force of the motor, transmits the driving force of the motor to a gear or belt via a reduction gear. With this transmission mechanism, a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft.
  • EPS electric power steering device
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is performed by duty control of PWM control. It is done by adjusting.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque of the handle 1, and a motor 20 that assists the steering force of the handle 1 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • a control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from a battery 13 as a power source, and also receives an ignition key signal through the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assist) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that transmits and receives various types of vehicle information, and the vehicle speed Vel can also be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (including an MPU, MCU, etc.). General functions executed by a program inside the CPU are shown in FIG. The configuration is as shown.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel from the vehicle speed sensor 12 are input to the torque control unit 31, and the current command value calculation unit 31 performs steering.
  • a current command value Iref1 is calculated using an assist map or the like.
  • the calculated current command value Iref1 is added by the adding unit 32A and the compensation signal CM from the compensating unit 34 for improving the characteristics, and the added current command value Iref2 is limited to the maximum value by the current limiting unit 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B and subtracted from the motor current detection value Im.
  • the duty is calculated by inputting to the unit 36, and the motor 20 is PWM-driven via the inverter 37 with the PWM signal from which the duty is calculated.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back. Further, a rotation sensor 21 such as a resolver is connected to the motor 20, and the motor angle ⁇ m is detected and inputted.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the q-axis for controlling the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d-axis for controlling the strength of the magnetic field are set independently, and each axis has a 90 ° relationship.
  • a vector control system is known in which currents corresponding to the respective axes (d-axis current command value and q-axis current command value) are controlled by the vector.
  • FIG. 3 shows an example of a vector control method, in which an angular velocity calculation unit 56 that calculates a motor angular velocity ⁇ m from a motor angle (rotation angle) ⁇ is provided.
  • the calculated motor angular velocity ⁇ m is a current command value calculation unit 50.
  • the advance angle calculation unit 57 The current command value calculation unit 50 calculates the d-axis current command values I dref and q of the 2-axis dq-axis coordinate system based on the motor angular velocity ⁇ m, the corrected motor angle ⁇ e , the steering torque (torque command value) Th, and the vehicle speed Vel.
  • the shaft current command value I qref is calculated, and the d-axis current command value I dref and the q-axis current command value I qref are input to the two-phase / three-phase conversion unit 51, and the two-phase / three-phase conversion unit 51 corrects the advance angle. It is motor angle ⁇ current command values of three phases on the basis of e I Uref, and outputs the I vref and I wref.
  • the current command value calculation unit 50 calculates the current command value I ref based on the steering torque Th and the vehicle speed Vel, and based on the calculated current command value I ref and the motor angular velocity ⁇ m, the d-axis current command value I dref and The q-axis current command value I qref is calculated.
  • d-axis current command value I dref is inputted to the advance angle calculation unit 57, the calculated advance angle theta 0 is input to the adder 58, a motor angle corrected by adding the advance angle theta 0 in motor angle ⁇ m ⁇ e is calculated, and the motor angle ⁇ e is input to the two-phase / three-phase converter 51.
  • the three-phase current command values I Uref , I Vref and I Wref output from the two-phase / three-phase conversion unit 51 are respectively input to the subtraction unit 52 (subtraction units 52u, 52v, 52w).
  • Deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw from the phase currents Imu, Imv, and Imw detected by the detection unit 55A are calculated.
  • the deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are input to the PI control unit 53, and the motor 20 is driven and controlled via the PWM control unit 54 and the inverter 55.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-2111908: Patent Document 1.
  • each phase current that provides a desired torque is obtained based on a measured value of counter electromotive voltage between motor terminals, and a dq-axis current command value is obtained by performing three-phase / two-phase conversion. It is disclosed.
  • the apparatus of patent document 1 is disclosing compensating the torque ripple by the distortion component contained in the back electromotive force measured value.
  • Patent Document 2 discloses a feed forward so as to cancel torque ripples generated by harmonic components of the induced voltage of the motor based on the current command value and the rotation angle and angular velocity. It is disclosed that a correction value for performing is calculated, and the voltage command value is corrected using the calculated correction value.
  • Patent Document 2 discloses that compensation caused by the fifth harmonic and the seventh harmonic of the induced voltage is added to the dq-axis current command value, but the fifth harmonic and the seventh order of the induced voltage are disclosed. The relationship between the harmonic and the compensation value added to the dq axis current command value is not shown at all.
  • the present invention has been made under the circumstances described above, and an object of the present invention is to extract harmonic components contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system by Taylor expansion (Maclaurin expansion), An object of the present invention is to provide a motor control device that suppresses torque fluctuations by accurately correcting the gain and phase, and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • the present invention relates to a motor control device that drives a brushless motor having three or more phases by vector control of a dq axis rotation coordinate system
  • the object of the present invention is to provide a torque command value ⁇ c for the brushless motor, a current command value calculation unit for calculating a d-axis current command value i d and the q-axis current command value i q based on the rotation angle theta e and the motor angular velocity omega, the current command value calculating section, dq of the brushless motor
  • This is achieved by extracting the harmonic component contained in the shaft back electromotive voltage by Taylor expansion and correcting the gain and phase of the harmonic component with gain increase and phase advance so as to compensate the attenuation by the current control band.
  • the harmonic component contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system is extracted by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and the gain and phase of the harmonic component are corrected. Therefore, highly accurate correction can be easily performed, and torque fluctuation of the motor output can be suppressed.
  • an electric power steering device having a high-performance ECU By mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device having a high-performance ECU can be provided.
  • the motor control device of the present invention can be applied to a brushless motor of three or more phases, extracts harmonic components contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and q-axis current command value On the other hand, the gain and phase of the harmonic component are corrected by gain increase and phase advance.
  • a calculation unit is provided, and the current command value calculation unit extracts harmonic components (especially the fifth and seventh orders) contained in the dq-axis back electromotive force voltage of the brushless motor by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and current control
  • the gain and phase of the harmonic component are corrected by gain increase and phase advance so as to compensate for attenuation due to the band.
  • an electric power steering device having a high-performance ECU By mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device having a high-performance ECU can be provided.
  • a method for controlling a brushless motor in the present invention performs the calculation of the q-axis current command value i q that can reduce torque fluctuations due to the influence of harmonic components included in the motor reverse voltage, q-axis current command value i q
  • the calculation formula is expressed by the following formula (for example, see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-201487 by the present applicant).
  • the gain and phase of the harmonic components included in the Expression 1 of omega / e q and e d / e q By accurately corrected, it can be ensured the ability to inhibit torque fluctuation in the high-speed rotation is there.
  • the harmonic component to be corrected is obtained using Taylor expansion (Macrolin expansion near 0).
  • a method of generating a motor current that suppresses torque fluctuation due to a motor back electromotive voltage harmonic component is expressed by the following formula 5, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-201487.
  • Equation 6 Equation 6
  • the frequency characteristic of current control is generally a low-pass filter (LPF) characteristic as shown in FIG.
  • LPF low-pass filter
  • the present invention extracts an alternating current component from Equation 6. Looking at the number 6, it is impossible to extract a function part of the motor angle theta e in the form of multiplication and addition. Therefore, it is necessary to separate the portion which is not the function of the function part and the motor angle theta e of the motor angle theta e, first consider the first term of Equation 6 using the Taylor expansion.
  • Equation 6 With reference to a lookup table or the like the number 10 as a function of motor angle theta e, can be determined in advance. Next, the second term of Equation 6 will be examined.
  • the function g ( ⁇ ) has no term independent of the motor angle ⁇ , and the function g ( ⁇ ) can be obtained in advance by referring to a lookup table or the like.
  • the gain increase amount and the phase advance amount are set so as to cancel the attenuation caused by the current control band.
  • the present invention relates to a motor control device that performs vector control in a dq axis rotation coordinate system, and particularly relates to correction of a q axis current command value i q in a current command value calculation unit.
  • the present invention can be applied to vector control of a feedback dq axis rotation coordinate system or vector control of a two phase feedback dq axis rotation coordinate system as shown in FIG.
  • a current command value calculation unit 100 that calculates and corrects the d-axis current command value id and the q-axis current command value iq is provided.
  • the command value ⁇ c , the vehicle speed Vel, the motor angle (rotation angle) ⁇ e from the rotation sensor 201 connected to the motor 200, and the motor angular velocity ⁇ calculated by the angular velocity calculation unit 202 are input.
  • D-axis current command value i d and the q-axis current command value i q calculated by the current command value calculating section 100 is input to the 2-phase / 3-phase conversion unit 210, three-phase current in synchronization with the motor angle theta e
  • the command values are converted into Iuref, Ivref, and Iwref.
  • Three-phase current command values Iuref, Ivref, Iwref are input to a subtractor 203 (203u, 203v, 203w), and deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw from motor currents Imu, Imv, Imw detected by the current detection circuit 232A are obtained. Calculated.
  • the calculated deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are input to the PI control unit 230, and the current-controlled three-phase voltage control command values Vuref, Vvref, Vwref are input to the PWM control unit 231 and calculated by the PWM control unit 231.
  • the motor 200 is driven via the inverter 232 based on each phase duty.
  • the current detection circuit 232 ⁇ / b> A is provided in the inverter 232, but it can also be detected by a supply line to the motor 200.
  • the current detected by the detection circuit 232A three phase motor current Imu, Imv, 3-phase / 2-phase conversion unit for converting into two phases in synchronism with the motor angle theta e the Imw 220 Is provided.
  • D-axis current command value computed is corrected by the current command value calculating section 100 i d and the q-axis current command value i q is input to the subtraction unit 203 (203d, 203q), 3-phase / 2-phase conversion by the subtraction unit 203 Deviations ⁇ i d and ⁇ i q from the two-phase currents Imd and Imq from the unit 220 are calculated.
  • the deviations ⁇ i d and ⁇ i q are input to the PI control unit 230, and the PI-controlled voltages V dref and V qref are input to the two-phase / three-phase conversion unit 210 and three-phase converted voltage control command values Iuref, Ivref, and Iwref are input to the PWM control unit 231, and thereafter, the same operation as in the case of FIG. 5 is executed.
  • the control system in FIG. 5 is a three-phase feedback system in which three-phase motor currents Imu, Imv, and Imw are fed back.
  • the control system in FIG. 6 is a three-phase motor current Imu, Imv, and Imw in two-phase current Imd. , Imq, and a two-phase feedback formula fed back.
  • the current command value calculation unit 100 is configured as shown in FIG. That is, the DC component part ( ⁇ / e q ) 103 corresponding to Equation 9; the AC component portion ( ⁇ / e q ) 110 corresponding to Equation 10; and only the AC component corresponding to Equation 11 (ed d ⁇ / e q ).
  • the portion 111 is provided in the current command value calculation unit 100.
  • the torque command value ⁇ c is input to the gain unit 101, and the torque command value ⁇ c1 from the gain unit 101 is input to the multiplication unit 115 constituting the first calculation unit, and is input to the id setting unit 102 and d
  • the shaft current command value id is output.
  • the d-axis current command value id is input to the multiplication unit 116 constituting the second calculation unit.
  • the motor angle ⁇ e is multiplied by 6 by the gain unit 104 and input to the adding unit 105.
  • the motor angular velocity ⁇ is input to the advance angle correction unit 120 and the gain correction unit 130, the advance angle ⁇ 0 from the advance angle correction unit 120 is added by the addition unit 105, and the added motor angle ⁇ 1 is the AC component unit 110 and 111 is input.
  • the AC component extracted by the AC component unit 110 is input to the multiplication unit 113 constituting the first calculation unit, and the AC component extracted by the extraction unit 130 is input to the multiplication unit 112 constituting the second calculation unit.
  • the correction gain G from the gain correction unit 130 is input to the multiplication unit 113 of the first calculation unit and is also input to the multiplication unit 112 of the second calculation unit.
  • the DC component ( ⁇ / e q ) of the DC component unit 103 is input to the addition unit 114 of the first calculation unit, and the multiplication result of the multiplication unit 113 is also input to the addition unit 114.
  • Addition result of the adder 114 is input to the multiplier 115, the current value i 1 a multiplication result between the torque command tau c1 is input summing the subtraction unit 117.
  • the multiplication result of the multiplier 112 is input to the multiplier 116, the current value i 2 is the result of multiplying the d-axis current command value i d is subtracted input to the subtracting unit 117.
  • the advance angle calculation unit 120 has an advance angle characteristic A or B that gradually increases in a non-linear manner with respect to the motor angular velocity ⁇ .
  • the increase characteristic and the increase rate depend on the current control band. It can be set freely within a range that cancels the attenuation.
  • the gain correction unit 130 has a gain characteristic A that increases linearly with respect to the motor angular velocity ⁇ or a gain characteristic B that gradually increases like a non-linear B. The characteristics and the increase rate can be freely set within a range that cancels the attenuation caused by the current control band.
  • a torque command value ⁇ c , a motor angle ⁇ e , and a motor angular velocity ⁇ are input (step S 1), and the torque command value ⁇ obtained by multiplying the torque command value ⁇ c by a gain unit 101 (2/3 ⁇ 1 / K 1 ).
  • c1 is input to the multiplication unit 115 and input to the id setting unit 102 (step S2).
  • i d setting unit 102 and outputs by setting the q-axis current command value i q, and inputs a q-axis current command value i q to the multiplier 116 (step S3).
  • Motor angle theta e is input by the gain unit 104 to gain multiple (6 times) has been the addition unit 105, the motor angular velocity ⁇ is computed the advance angle theta 0 in advance angle correction unit 120, the advance angle theta 0 is adding unit 105 Is advanced and advanced (step S4).
  • the motor angular velocity ⁇ is gain-corrected by the gain correction unit 130, and the correction gain G is input to the multiplication units 113 and 112 (step S5).
  • the motor angle ⁇ 1 subjected to the advance processing as the addition result of the adding unit 105 is extracted by the AC component units 110 and 111, the DC component is extracted by the DC component unit 103 (step S10), and the extracted AC component is The multiplication unit multiplies the correction gain G, the multiplication result is added to the DC component extracted by the addition unit 114, and the addition result is multiplied by the torque command value by the multiplication unit 115 (step S20).
  • the value i 1 is input to the subtraction unit 117.
  • the value i 2 is input to the subtraction unit 117.
  • FIG. 11 shows a simulation result of the present invention.
  • FIG. 11A shows a conventional example without compensation of the gain and phase of the harmonic component
  • FIG. 11B shows compensation of the gain and phase of the harmonic component. This is a characteristic of the present invention. As is clear from this, the fluctuation of the motor output torque is remarkably suppressed by the compensation according to the present invention.
  • a three-phase motor is described as an example, but the present invention can be applied to a multiphase motor capable of vector control.

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Abstract

【課題】dq軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開(マクローリン展開)で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供する。 【解決手段】3以上の相を有するブラシレスモータをdq軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、ブラシレスモータに対するトルク指令値τ、ブラシレスモータの回転角度θ及びモータ角速度ωに基づいてd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iを演算する電流指令値演算部を備え、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのdq軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。

Description

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
 本発明は、ブラシレスモータの駆動をdq軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関し、特にdq軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開(マクローリン展開)で抽出し、q軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
 電動パワーステアリング装置はモータ制御装置を搭載し、少なくとも操舵トルクに基づき電流指令値を演算し、電流指令値に基づいてインバータを介してブラシレスモータを駆動することにより、車両の操舵系をアシスト制御する。
 モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力(アシスト力)を付与する電動パワーステアリング装置(EPS)は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値(電流指令値)とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にPWM制御のDutyの調整で行っている。
 電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図1に示して説明すると、ハンドル1のコラム軸(ステアリングシャフト、ハンドル軸)2は減速ギア3、ユニバーサルジョイント4a及び4b、ピニオンラック機構5、タイロッド6a,6bを経て、更にハブユニット7a,7bを介して操向車輪8L,8Rに連結されている。また、コラム軸2には、ハンドル1の操舵トルクを検出するトルクセンサ10が設けられており、ハンドル1の操舵力を補助するモータ20が減速ギア3を介してコラム軸2に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット(ECU)30には、電源としてのバッテリ13から電力が供給されると共に、イグニションキー11を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット30は、トルクセンサ10で検出された操舵トルクThと車速センサ12で検出された車速Velとに基づいてアシスト(操舵補助)指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Vrefによってモータ20に供給する電流を制御する。舵角センサ14は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ20に連結されたレゾルバ等の回転センサから得ることもできる。
 コントロールユニット30には、車両の各種情報を授受するCAN(Controller Area Network)40が接続されており、車速VelはCAN40から受信することも可能である。また、コントロールユニット30には、CAN40以外の通信、アナログ/ディジタル信号、電波等を授受する非CAN41も接続可能である。
 このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット30は主としてCPU(MPUやMCU等を含む)で構成されるが、そのCPU内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図2に示されるような構成となっている。
 図2を参照してコントロールユニット30の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ10からの操舵トルクTh及び車速センサ12からの車速Velはトルク制御部31に入力され、電流指令値演算部31は操舵トルクTh及び車速Velに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Iref1を演算する。演算された電流指令値Iref1は加算部32Aで、特性を改善するための補償部34からの補償信号CMと加算され、加算された電流指令値Iref2が電流制限部33で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Irefmが減算部32Bに入力され、モータ電流検出値Imと減算される。
 減算部32Bでの減算結果I(=Irefm-Im)はPI制御部35でPI(比例積分)等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御値Vrefが変調信号(キャリア)CFと共にPWM制御部36に入力されてDutyを演算され、Dutyを演算されたPWM信号でインバータ37を介してモータ20をPWM駆動する。モータ20のモータ電流値Imはモータ電流検出器38で検出され、減算部32Bに入力されてフィードバックされる。また、モータ20にはレゾルバ等の回転センサ21が連結されており、モータ角度θmが検出されて入力されている。
 補償部34は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク(SAT)を加算部344で慣性補償値342と加算し、その加算結果に更に加算部345で収れん性制御値341を加算し、その加算結果を補償信号CMとして加算部32Aに入力し、特性改善する。
 このようなモータ制御装置において、3相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するq軸と、磁界の強さを制御するd軸とを独立に設定し、各軸が90°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流(d軸電流指令値及びq軸電流指令値)を制御するベクトル制御方式が知られている。
 図3はベクトル制御方式の一例を示しており、モータ角度(回転角度)θからモータ角速度ωmを演算する角速度演算部56が設けられており、演算されたモータ角速度ωmは電流指令値演算部50及び進角度演算部57に入力される。電流指令値演算部50は、モータ角速度ωm、補正されたモータ角度θ、操舵トルク(トルク指令値)Th及び車速Velに基づいて2軸dq軸座標系のd軸電流指令値Idref及びq軸電流指令値Iqrefを演算し、d軸電流指令値Idref及びq軸電流指令値Iqrefは2相/3相変換部51に入力され、2相/3相変換部51は進角補正されたモータ角度θに基づいて3相の電流指令値Iuref、Ivref及びIwrefを出力する。即ち、電流指令値演算部50は、操舵トルクTh及び車速Velに基づいて電流指令値Irefを演算し、演算した電流指令値Iref及びモータ角速度ωmに基づいてd軸電流指令値Idref及びq軸電流指令値Iqrefを演算する。d軸電流指令値Idrefは進角度演算部57に入力され、演算された進角度θが加算部58に入力され、モータ角度θmに進角度θを加算することにより補正されたモータ角度θが算出され、モータ角度θは2相/3相変換部51に入力される。
 2相/3相変換部51から出力される3相の電流指令値IUref、IVref及びIWrefはそれぞれ減算部52(減算部52u,52v,52w)に入力され、減算部52でモータ電流検出部55Aで検出された各相電流Imu、Imv及びImwとの偏差ΔIu,ΔIv,ΔIwが算出される。偏差ΔIu,ΔIv,ΔIwはPI制御部53に入力され、更にPWM制御部54及びインバータ55を介してモータ20が駆動制御される。
 図3のベクトル制御方式では3相電流をフィードバックしているが、3相/2相変換(U,V,W相電流→pq軸電流)したモータ検出電流をフィードバックする2相フィードバック式のモータ制御装置も知られている(例えば特開2008-211908号公報:特許文献1)。特許文献1の装置では、モータ端子間の逆起電圧実測値を基に所望のトルクとなるような各相電流を求め、3相/2相変換を行ってdq軸電流指令値を求める手法が開示されている。そして、特許文献1の装置は、逆起電圧実測値に含まれる歪み成分によるトルクリップルを補償することを開示している。
特開2008-211908号公報 特開2011-223724号公報
 しかしながら、特許文献1の装置では、モータが高速回転する場合、電流フィードバック制御の制御帯域の影響により、逆起電圧実測値の歪み成分の高調波成分の補償が不十分になる可能性がある。
 また、特開2011-223724号公報(特許文献2)には、電流指令値と回転角度及び角速度とに基づいて、モータの誘起電圧の高調波成分により発生するトルクリップルを打ち消すようにフィードフォワードを行うための補正値を算出し、算出された補正値を用いて電圧指令値を補正することが開示されている。
 しかしながら、フィードフォワード制御は、モータ抵抗やモータインダクタンスの誤差の影響を受け易く、トルクリップルの補償を十分に行い得ない可能性がある。また、特許文献2は、誘起電圧の5次高調波及び7次高調波に起因する補償をdq軸電流指令値に加算することを開示しているが、誘起電圧の5次高調波及び7次高調波とdq軸軸電流指令値に加算する補償値との関係を全く示していない。
 本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、dq軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開(マクローリン展開)で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
 本発明は、3以上の相を有するブラシレスモータをdq軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ、前記ブラシレスモータの回転角度θ及びモータ角速度ωに基づいてd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iを演算する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのdq軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することにより達成される。
 また、本発明の上記目的は、前記d軸逆起電圧をe、前記q軸逆起電圧をeとしたとき、前記q軸電流指令値iがi=(2/3・τ・ω-e・i)/eで表わされ、ω/e及びe/eの高調波成分を抽出するようになっていることにより、或いは前記電流指令値演算部内の演算処理部が、前記回転角度θに進角補正部からの進角を加算する第1加算部と、前記第1加算部の加算結果からω/eの交流成分を抽出する第1抽出部と、前記第1加算部の加算結果からe/eの交流成分のみを抽出する第2抽出部と、ω/eの直流成分を抽出する第3抽出部と、前記第1抽出部及び前記第2抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第1乗算部及び第2乗算部と、前記第1乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記d軸電流指令値iに基づいてq軸第1補正信号を得る第1演算部と、前記第2乗算部の乗算結果及び前記d軸電流指令値iに基づいてq軸第2補正信号を得る第2演算部と、前記q軸第1補正信号から前記q軸第2補正信号を減算して前記q軸電流指令値iを出力する減算部とで構成されていることにより、或いは前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっていることにより、或いは前記演算処理部内の前記ゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっていることにより、より効果的に達成される。
 本発明の上記目的は、上記各モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置により達成される。
 本発明のモータ制御装置によれば、dq軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開(0近傍ではマクローリン展開)で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を補正しているので、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。
 上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なECUを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。
電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例(3相フィードバック式)を示すブロック図である。 電流制御の特性例を示すボード線図である。 本発明に係る3相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る2相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る電流指令値演算部の構成例を示すブロック図である。 進角補正部の特性例を示す特性図である。 ゲイン補正部の特性例を示す特性図である。 本発明(電流指令値演算部)の動作例を示すフローチャートである。 本発明の効果を示すシミュレーション結果を示すタイムチャートである。
 本発明のモータ制御装置は3相以上のブラシレスモータに適用でき、dq軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開(0近傍ではマクローリン展開)で抽出し、q軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相をゲイン増及び位相進みで補正している。即ち、ブラシレスモータに対するトルク指令値τ、ブラシレスモータのモータ角度(回転角度)θ及びモータ角速度ωに基づいてd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iを演算する電流指令値演算部を設け、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのdq軸逆起電圧に含まれる高調波成分(特に5次、7次)をテイラー展開(0近傍ではマクローリン展開)により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。また、d軸逆起電圧をe、q軸逆起電圧をeとしたとき、q軸電流指令値iをi=(2/3・τ・ω-e・i)/eで表わし、ω/e及びe/eの高調波成分を抽出する。これにより、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。
 上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なECUを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。
 以下に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
 本発明ではブラシレスモータの制御方法において、モータ逆起電圧に含まれる高調波成分の影響によるトルク変動を低減できるようなq軸電流指令値iの算出を行うが、q軸電流指令値iの算出式は下記数1で表される(例えば本出願人による特開2004-201487号公報参照)。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 
 上記数1のω/e及びe/eには逆起電圧の高調波成分が含まれているため、q軸電流指令値iには逆起電圧高調波成分によるトルクリップルを低減する成分が含まれる。一方、電流指令値から電流値までの応答性は、電流フィードバック制御の制御帯域で決まるため、高周波数成分の振幅が小さくなり、位相が遅れる。高調波成分はモータ回転数(角速度)の関数であるため、高速回転ほどトルク変動を抑える能力が減退する。そのため、上記数1のω/e及びe/eに含まれる高調波成分のゲインと位相を精度高く補正することで、高速回転におけるトルク変動を抑制する能力を確保することが可能である。本発明では、補正する高調波成分はテイラー展開(0付近ではマクローリン展開)を使って求める。
 モータ逆起電圧に5次高調波、7次高調波を考慮して表わすと、下記数2のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここで、下記数3の3相/2相変換式を用いて、dq軸上の逆起電圧を求めると、数4となる。なお、dq軸では6次高調波になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 モータ逆起電圧高調波成分によるトルク変動を抑制するようなモータ電流の生成方法は、例えば特開2004-201487号公報に開示されているように、下記数5で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 
数5に数3及び数4を代入すると、下記数6となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 
 電流制御の周波数特性は、一般的に図4に示すようなローパスフィルタ(LPF)特性となっている。回転数が高くなると数6のモータ角度θの変化が大きくなるため、q軸電流指令値iに含まれる交流成分の周波数が高くなる。そうすると、q軸電流指令値iに含まれる交流成分は電流制御の周波数特性により減衰されて実電流になるので、数5の電流が流れなくなり、高周波トルクリップルを発生して作動音を悪化させる。
 高調波成分減退を防止するため、本発明では数6の中から交流成分を抽出する。数6を見ると、モータ角度θの関数部分を加算と乗算の形で抜き出すことができない。そのため、テイラー展開を用いてモータ角度θの関数部分とモータ角度θの関数でない部分を分ける必要があり、先ず数6の第1項について検討する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
と置くと、テイラー展開は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
となり、右辺第1項はモータ角度θに依存しないことが分かる。これを求めると、下記数9となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
よって、モータ角度θに依存する部分は、下記数10となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
上記数10をモータ角度θの関数としてルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。
次に、数6の第2項について検討する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
数11から、テイラー展開式の第1項を求めると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
となる。よって、関数g(θ)に、モータ角度θに依存しない項が無いことが分かり、関数g(θ)をルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。
 最後に抽出した交流成分に対してゲイン増及び位相進みの処理を行う。ゲイン増量及び位相進み量は、電流制御帯域による減衰を打ち消すように設定する。
 本発明は、dq軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置に関するもので、特に電流指令値演算部内のq軸電流指令値 iの補正に関連しており、図5に示すような3相フィードバック式のdq軸回転座標系のベクトル制御、或いは図6に示すような2相フィードバック式のdq軸回転座標系のベクトル制御に適用できる。
 図5のベクトル制御系では、d軸電流指令値i及びq軸電流指令値iを演算して補正する電流指令値演算部100が設けられており、電流指令値演算部100にはトルク指令値τ、車速Vel、モータ200に連結された回転センサ201からモータ角度(回転角度)θ、角速度演算部202で演算されたモータ角速度ωが入力されている。電流指令値演算部100で演算されたd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iは2相/3相変換部210に入力され、モータ角度θに同期して3相の電流指令値Iuref,Ivref,Iwrefに変換される。3相の電流指令値Iuref,Ivref,Iwrefは減算部203(203u,203v,203w)に入力され、電流検出回路232Aで検出されたモータ電流Imu,Imv,Imwとの偏差ΔIu,ΔIv,ΔIwが算出される。算出された偏差ΔIu,ΔIv,ΔIwはPI制御部230に入力され、電流制御された3相の電圧制御指令値Vuref,Vvref,VwrefがPWM制御部231に入力され、PWM制御部231で演算された各相dutyに基づいてインバータ232を介してモータ200が駆動される。
 なお、図5では、電流検出回路232Aはインバータ232内に設けられているが、モータ200への供給線等でも検出可能である。
 また、図6のベクトル制御系では、電流検出回路232Aで検出された3相のモータ電流Imu,Imv,Imwをモータ角度θに同期して2相に変換する3相/2相変換部220が設けられている。電流指令値演算部100で演算され補正されたd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iは減算部203(203d、203q)に入力され、減算部203で3相/2相変換部220からの2相の電流Imd,Imqとの偏差Δi,Δiが算出される。偏差Δi,ΔiはPI制御部230に入力され、PI制御された電圧Vdref及びVqrefが2相/3相変換部210に入力され、3相変換された3相の電圧制御指令値Iuref,Ivref,IwrefがPWM制御部231に入力され、以降は図5の場合と同様な動作が実行される。
 図5の制御系は、3相のモータ電流Imu,Imv,Imwがフィードバックされる3相フィードバック式であり、図6の制御系は、3相のモータ電流Imu,Imv,Imwが2相電流Imd,Imqに変換されてフィードバックされる2相フィードバック式である。
 上述の数2~数12の説明より、電流指令値演算部100は図7に示すような構成である。即ち、数9に対応する直流成分部(ω/e)103、数10に対応する交流成分部(ω/e)110、数11に対応する交流成分のみ(eω/e)の部分111が電流指令値演算部100に設けられる。トルク指令値τはゲイン部101に入力され、ゲイン部101からのトルク指令値τc1は第1演算部を構成する乗算部115に入力されると共に、i設定部102に入力されてd軸電流指令値iを出力する。d軸電流指令値iは第2演算部を構成する乗算部116に入力される。また、モータ角度θはゲイン部104で6倍されて加算部105に入力される。
 モータ角速度ωは進角補正部120及びゲイン補正部130に入力され、進角補正部120からの進角度θが加算部105で加算され、加算されたモータ角度θが交流成分部110及び111に入力される。交流成分部110で抽出された交流成分は第1演算部を構成する乗算部113に入力され、抽出部130で抽出された交流成分は第2演算部を構成する乗算部112に入力される。また、ゲイン補正部130からの補正ゲインGは、第1演算部の乗算部113に入力されると共に、第2演算部の乗算部112に入力される。
 直流成分部103の直流成分(ω/e)は第1演算部の加算部114に入力され、乗算部113の乗算結果も加算部114に入力される。加算部114の加算結果は乗算部115に入力され、トルク指令τc1との乗算結果である電流値iが減算部117に加算入力される。また、乗算部112の乗算結果は乗算部116に入力され、d軸電流指令値iとの乗算結果である電流値iが減算部117に減算入力される。減算部117では“i-i=i”の減算を行い、減算結果であるq軸電流指令値iを出力する。
 進角演算部120は例えば図8に示すように、モータ角速度ωに対して非線形に徐々に増加する進角特性A又はBを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。また、ゲイン補正部130は例えば図9に示すように、モータ角速度ωに対して線形に増加するゲイン特性A、或いは非線形Bのように徐々に増加するゲイン特性Bを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。
 このような構成において、その動作例を図10のフローチャートを参照して説明する。
 先ずトルク指令値τ、モータ角度θ、モータ角速度ωを入力し(ステップS1)、トルク指令値τをゲイン部101がゲイン倍(2/3・1/K)したトルク指令値τc1を乗算部115に入力すると共に、i設定部102に入力する(ステップS2)。i設定部102はq軸電流指令値iを設定して出力すると共に、q軸電流指令値iを乗算部116に入力する(ステップS3)。
 モータ角度θはゲイン部104でゲイン倍(6倍)されて加算部105に入力され、モータ角速度ωは進角補正部120で進角度θを演算され、進角度θが加算部105に入力され進角処理される(ステップS4)。また、モータ角速度ωはゲイン補正部130でゲイン補正され、補正ゲインGが乗算部113及び112に入力される(ステップS5)。
 加算部105の加算結果である進角処理されたモータ角度θは交流成分部110及び111で抽出処理され、直流成分部103で直流成分が抽出され(ステップS10)、抽出された交流成分は乗算部で補正ゲインGと乗算され、その乗算結果が加算部114で抽出された直流成分と加算され、加算結果が乗算部115でトルク指令値と乗算され(ステップS20)、乗算結果である電流値iが減算部117に入力される。交流成分部111で抽出された交流成分は乗算部112で補正ゲインGと乗算され、その乗算結果が乗算部112でd軸電流指令値iと乗算され(ステップS21)、乗算結果である電流値iが減算部117に入力される。減算部117で“i-i=i”の減算が行われ(ステップS22)、減算結果としてq軸電流指令値iが出力される(ステップS23)。
 図11は本発明のシミュレーション結果を示しており、図11(A)は高調波成分のゲイン及び位相の補償のない従来例であり、図11(B)は高調波成分のゲイン及び位相の補償を行う本発明の特性である。これからも明らかなように、本発明による補償により、モータ出力トルクの変動は著しく抑制されている。
 なお、上述では3相モータを例に挙げて説明しているが、ベクトル制御が可能な多相モータに適用できる。
1         ハンドル
2         コラム軸(ステアリングシャフト、ハンドル軸)
10        トルクセンサ
12        車速センサ
13        バッテリ
20、200    モータ
30        コントロールユニット(ECU)
31        電流指令値演算部
35        PI制御部
36、231    PWM制御部
37,232    インバータ
100       電流指令値演算部
120       進角補正部
130       ゲイン補正部
201       回転センサ
202       角速度演算部
210       2相/3相変換部
220       3相/2相変換部
 

Claims (6)

  1. 3以上の相を有するブラシレスモータをdq軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、
    前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ、前記ブラシレスモータの回転角度θ及びモータ角速度ωに基づいてd軸電流指令値i及びq軸電流指令値iを演算する電流指令値演算部を備え、
    前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのdq軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記d軸逆起電圧をe、前記q軸逆起電圧をeとしたとき、前記q軸電流指令値iがi=(2/3・τ・ω-e・i)/eで表わされ、ω/e及びe/eの高調波成分を抽出するようになっている請求項1に記載のモータ制御装置。
  3. 前記電流指令値演算部内の演算処理部が、
    前記回転角度θに進角補正部からの進角を加算する第1加算部と、
    前記第1加算部の加算結果からω/eの交流成分を抽出する第1抽出部と、
    前記第1加算部の加算結果からe/eの交流成分のみを抽出する第2抽出部と、
    ω/eの直流成分を抽出する第3抽出部と、
    前記第1抽出部及び前記第2抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第1乗算部及び第2乗算部と、
    前記第1乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記d軸電流指令値iに基づいてq軸第1補正信号を得る第1演算部と、
    前記第2乗算部の乗算結果及び前記d軸電流指令値iに基づいてq軸第2補正信号を得る第2演算部と、
    前記q軸第1補正信号から前記q軸第2補正信号を減算して前記q軸電流指令値iを出力する減算部と、
    で構成されている請求項1又は2に記載のモータ制御装置。
  4. 前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっている請求項3に記載のモータ制御装置。
  5. 前記演算処理部内のゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっている請求項3に記載のモータ制御装置。
  6. 請求項1乃至5のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、
    少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵系にアシスト力を付与することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110798101A (zh) * 2019-11-12 2020-02-14 威科达(东莞)智能控制有限公司 一种永磁同步电机转矩控制下的抖动抑制方法
WO2022162989A1 (ja) * 2021-01-29 2022-08-04 日立Astemo株式会社 電動機の制御装置

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102436844B1 (ko) * 2018-02-02 2022-08-26 주식회사 만도 모터의 토크 보상 장치 및 방법
JPWO2019163553A1 (ja) * 2018-02-20 2021-02-12 日本電産株式会社 モータ制御システム、およびパワーステアリングシステム
JP6896173B2 (ja) * 2018-07-13 2021-06-30 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
JP7163150B2 (ja) * 2018-11-28 2022-10-31 日立Astemo株式会社 モータ制御装置
CN109687796B (zh) * 2019-01-14 2020-07-03 华中科技大学 一种多相永磁同步电机的闭环相位补偿控制方法及装置
KR102226037B1 (ko) * 2019-01-22 2021-03-10 현대모비스 주식회사 모터 제어 장치 및 방법
US11349424B2 (en) * 2020-01-10 2022-05-31 Steering Solutions Ip Holding Corporation Observer design for estimating motor velocity of brush electric power steering system

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007325408A (ja) * 2006-05-31 2007-12-13 Nsk Ltd 電動モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3462007B2 (ja) * 1996-06-10 2003-11-05 三菱電機株式会社 直流モータの回転角および負荷トルク検出方法、直流モータ制御装置および電動式パワーステアリング装置
JP4604493B2 (ja) * 2004-01-13 2011-01-05 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
EP1777806A2 (en) * 2005-10-21 2007-04-25 NSK Ltd. Motor drive control apparatus and electric power steering apparatus
EP2012424A1 (en) * 2006-04-11 2009-01-07 NSK Ltd. Motor control device and motor-driven power steering device using the same
JP4895703B2 (ja) * 2006-06-28 2012-03-14 三洋電機株式会社 モータ制御装置
US7449859B2 (en) * 2007-02-20 2008-11-11 Gm Global Technology Operations, Inc. Reduction of subharmonic oscillation at high frequency operation of a power inverter
JP5168448B2 (ja) 2007-02-26 2013-03-21 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
DE102008062515A1 (de) * 2007-12-21 2009-06-25 Denso Corporation, Kariya Vorrichtung zum Steuern eines Drehmoments einer elektrischen Drehmaschine
JP5574790B2 (ja) 2010-04-08 2014-08-20 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ駆動装置
JP5633551B2 (ja) * 2012-11-05 2014-12-03 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置
US9871482B2 (en) * 2014-07-30 2018-01-16 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007325408A (ja) * 2006-05-31 2007-12-13 Nsk Ltd 電動モータ制御装置及びこれを使用した電動パワーステアリング装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110798101A (zh) * 2019-11-12 2020-02-14 威科达(东莞)智能控制有限公司 一种永磁同步电机转矩控制下的抖动抑制方法
WO2022162989A1 (ja) * 2021-01-29 2022-08-04 日立Astemo株式会社 電動機の制御装置
JPWO2022162989A1 (ja) * 2021-01-29 2022-08-04
JP7385776B2 (ja) 2021-01-29 2023-11-22 日立Astemo株式会社 電動機の制御装置

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