WO2016203633A1 - 漏洩電流検出装置 - Google Patents

漏洩電流検出装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016203633A1
WO2016203633A1 PCT/JP2015/067690 JP2015067690W WO2016203633A1 WO 2016203633 A1 WO2016203633 A1 WO 2016203633A1 JP 2015067690 W JP2015067690 W JP 2015067690W WO 2016203633 A1 WO2016203633 A1 WO 2016203633A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
zero
value
current
leakage
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/067690
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
幸樹 原田
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2015/067690 priority Critical patent/WO2016203633A1/ja
Priority to EP15895653.2A priority patent/EP3312621B1/en
Priority to JP2017524252A priority patent/JP6324629B2/ja
Priority to KR1020177031792A priority patent/KR101952063B1/ko
Priority to CN201580081046.3A priority patent/CN107683418B/zh
Priority to TW104126685A priority patent/TWI571638B/zh
Publication of WO2016203633A1 publication Critical patent/WO2016203633A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16528—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values using digital techniques or performing arithmetic operations
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections

Definitions

  • the present invention relates to a leakage current detection device that detects a leakage in an electric circuit, and more particularly to a leakage current detection device (hereinafter referred to as a leakage detection device) that detects a leakage in a single-phase two-wire circuit and a three-phase three-wire circuit. It is.
  • the leakage current includes a leakage current caused by the ground capacitance and a leakage current caused by the ground insulation resistance directly related to the insulation resistance (hereinafter referred to as a ground fault current Ior).
  • the cause of the earth leakage fire is the presence of insulation resistance. If the ground fault current Ior caused by this insulation resistance can be accurately detected, the insulation state of the circuit can be checked, and a large earth leakage fire or the like can occur. You can avoid disasters.
  • the ground fault current in the single-phase two-wire circuit is calculated from the peak value of the zero-phase current waveform and the phase difference between the zero-phase current waveform and the power supply voltage waveform. That is, as shown in Patent Document 1, the peak value of the zero-phase current Io and the phase difference ⁇ between the power supply voltage V and the zero-phase current Io are detected,
  • the ground fault current Ior was calculated by the following calculation.
  • the peak value of the zero phase current is used for the calculation of the ground fault current, so the detection speed is limited by the peak period of the zero phase current, and the determination speed of the ground fault current calculation is slow.
  • operation delay occurs in a device that requires high-speed ground fault current detection, such as a device.
  • a detection time of at least 40 ms is required to detect the peak value of four zero phase currents. Is required.
  • the standards IEC60947-2 and JIS C 8201-2-2 of the earth leakage circuit breaker stipulate that the maximum operation time when a leakage current of 5I ⁇ N occurs is 40 ms, and the conventional method satisfies the above standards. I can't.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a leakage detecting device capable of detecting a ground fault current at a higher speed than the conventional one.
  • the leakage detection device includes a current detection means for detecting a zero-phase current of an electric circuit, a voltage detection means for detecting a voltage of the electric circuit, a differentiation means for calculating a differential value of the zero-phase current, and a zero-phase current value And leakage current deriving means for deriving the leakage current based on the differential value.
  • the leakage current can be derived at a higher speed than before by calculating the differential value of the current from the voltage phase information.
  • Embodiment 1 of this invention It is a functional block diagram of the leak detection apparatus in Embodiment 1 of this invention. It is a figure which shows the simulation result in Embodiment 1 of this invention. It is an equivalent circuit diagram for the simulation in Embodiment 1 of this invention. It is a functional block diagram of the leak detection apparatus in Embodiment 2 of this invention. It is a figure which shows the simulation result in Embodiment 2 of this invention. It is an equivalent circuit diagram for simulation in Embodiment 2 of this invention. It is a functional block diagram of the leak detection apparatus in Embodiment 3 of this invention. It is a figure which shows the simulation result in Embodiment 3 of this invention. It is a functional block diagram of the leak detection apparatus in Embodiment 4 of this invention. It is a figure which shows the simulation result in Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 1 is a functional block diagram of a leakage detection device according to Embodiment 1 of the present invention, showing a configuration for detecting leakage in a single-phase two-wire circuit.
  • a zero-phase current transformer (hereinafter referred to as ZCT) 1 is a zero-phase current detecting means for detecting a zero-phase current Io flowing through a ground wire grounded with a class B.
  • the amplifier circuit 2 amplifies the zero-phase current Io detected by ZCT1.
  • An analog / digital converter (hereinafter referred to as A / D converter) 3 samples the zero-phase current Io amplified by the amplifier circuit 2 and converts it into a digital value.
  • a low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 4 removes a harmonic component from the zero-phase current Io converted to a digital value by the A / D converter 3 and uses the sampled value after removal as an instantaneous value Io ( output as ⁇ ).
  • the power supply voltage V is detected by the voltage detection circuit 5, and the detected power supply voltage V is converted into a digital value by the A / D converter 6.
  • the sampling timing at this time is the same as that of the A / D converter 3.
  • Harmonic components are removed by the LPF 7 from the power supply voltage V converted into a digital value.
  • the zero cross point period of the power supply voltage V is detected by the zero cross point detection circuit 8, and the frequency f of the power supply voltage V is determined by the frequency determination circuit 9 from the detected zero cross point period. Further, the output of the LPF 7 is determined to be positive or negative by the positive / negative determination circuit 10, and the phase ⁇ of the power supply voltage V is calculated by the phase calculation unit 11 from the positive / negative information, the zero cross point period, and the frequency f.
  • the differential circuit 12 calculates the instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current differentiation. To do.
  • the ground fault current calculating unit 13 calculates the ground fault current Ior from the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ), the zero phase current instantaneous value Io ( ⁇ ), and the phase ⁇ that is the output of the phase calculating unit (11). To do.
  • the ground fault current Ior which is the output of the ground fault current calculation unit 13, and the leakage sensitivity reference value Ith set by the leakage sensitivity reference value setting unit 14 are compared by the leakage determination unit 15, and if Ior ⁇ Ith, it is determined that leakage has occurred. .
  • a signal is output from the signal output unit 16 to an external circuit such as a circuit breaker.
  • the functional block diagram of FIG. 1 is actually configured by combining an electric circuit and a microcomputer.
  • the A / D converter, LPF, each determination circuit, each arithmetic circuit, and the like can be processed by software using a microcomputer with a built-in digital sigma A / D converter.
  • Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io converted into a digital value by the A / D converter 3 can be described by the following equation.
  • Ior is the peak value of the ground fault current
  • Ioc is the peak value of the leakage current caused by the ground capacitance.
  • the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current is calculated from the change amount ⁇ of the phase ⁇ by the following equation.
  • the instantaneous value Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io and the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current Io obtained as described above are input to the ground fault current calculation unit 13, and sin ⁇ is added to Io ( ⁇ ). And I′o ( ⁇ ) is multiplied by cos ⁇ . Io ( ⁇ ) sin ⁇ and I′o ( ⁇ ) cos ⁇ are respectively If this sum is taken, Thus, the peak value of the ground fault current Ior can be calculated.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a simulation result when a leakage occurs in a single-phase two-wire circuit having a frequency of 50 Hz.
  • the vertical left axis is the voltage value in units of volts
  • the vertical right axis is the current value in units of milliamperes
  • the horizontal axis is the phase ⁇
  • the unit is degrees
  • the sampling time ⁇ T 100 ⁇ s.
  • a plot of Ior calculated values calculated using this method for each ⁇ is the Ior calculated value shown in FIG. 2A.
  • the actual ground fault current value Ior is close to 40 mA. It can be seen that.
  • the differential value of the zero-phase current may be obtained by digital calculation using a microcomputer as described above, but may be obtained directly by configuring a differential circuit using an analog circuit.
  • the ground fault current value can be calculated from the zero-phase current and the differential value of the zero-phase current at an arbitrary phase angle. Since the calculation can be performed at every sampling time, when the power supply frequency is 50 Hz, the detection time that is 10 ms at the shortest (the detection time is proportional to the number of averaging, and in principle is 10 ms at the shortest) is sampled. Since it can be performed every 100 ⁇ s, it is possible to accurately determine the leakage immediately after the occurrence of the leakage. Note that it is possible to further improve the detection accuracy and the detection time by shortening the sampling time ⁇ T or including the higher-order term of the Taylor expansion described above in the calculation.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the configuration of leakage detection of a single-phase two-wire circuit is shown. In the present embodiment, leakage detection in a three-phase three-wire circuit that is ⁇ -connected will be described.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the present embodiment. It is assumed that the lengths of the three-wire cables are the same, and the capacitances C of the ungrounded electric circuit are the same.
  • ZCT 21 is a zero-phase current detecting means for detecting a zero-phase current Io flowing through a B-grounded ground line. The amplifier circuit 22 amplifies the zero-phase current Io detected by the ZCT 21.
  • the A / D converter 23 samples the zero phase current Io amplified by the amplifier circuit 22 and converts it into a digital value.
  • the LPF 24 removes harmonic components from the zero-phase current Io converted to a digital value by the A / D converter 23 by the LPF 24 and outputs the sampled value after removal as an instantaneous value Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io.
  • the voltage detection circuit 25 detects the interphase voltage V (T ⁇ R) between the non-ground phases (R phase-T phase), and the detected interphase voltage V (T ⁇ R) is digitally converted by the A / D converter 26. Convert to value.
  • the sampling timing at this time is the same as that of the A / D converter 23.
  • a harmonic component is removed by the LPF 27 from the interphase voltage V (T ⁇ R) converted into a digital value.
  • the zero cross point detection circuit 28 detects the zero cross point cycle of the interphase voltage V (T ⁇ R), and the frequency determination circuit 29 determines the frequency f of the interphase voltage V (T ⁇ R) from the detected zero cross point cycle.
  • the output of the LPF 27 is determined to be positive / negative by the positive / negative determination circuit 30, and the phase ⁇ of the phase voltage V (T ⁇ R) is calculated by the phase calculation unit 31 from the positive / negative information, the zero cross point period, and the frequency f. .
  • the differentiation circuit 32 calculates the instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current differentiation. To do.
  • the ground fault current calculation unit 33 calculates the ground fault current Ior from the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ), the zero phase current instantaneous value Io ( ⁇ ), and the phase ⁇ output from the phase calculation unit 31.
  • the ground fault current Ior which is the output of the ground fault current calculation unit 33, and the leakage sensitivity reference value Ith set by the leakage sensitivity reference value setting unit 34 are compared by the leakage determination unit 35. If Ior ⁇ Ith, it is determined that leakage has occurred.
  • the signal output unit 36 When it is determined that leakage has occurred, the signal output unit 36 outputs a signal to an external circuit such as a circuit breaker.
  • the functional block diagram of FIG. 3 is actually configured by combining an electric circuit and a microcomputer.
  • the A / D converter, LPF, each determination circuit, each arithmetic circuit, and the like can be processed by software using a microcomputer with a built-in digital sigma A / D converter.
  • the reference zero cross point includes the zero cross point timing information of the interphase voltage V (T ⁇ R) detected by the zero cross point detection circuit 28 and the interphase voltage V (T ⁇ R) detected by the positive / negative determination circuit 30. Calculate from positive and negative information.
  • the value determined by the frequency determination circuit 29 is used as the frequency f of the interphase voltage V (T ⁇ R) used in the above calculation.
  • Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io converted to a digital value can be described by the following equation.
  • IorR is the peak value of the R-phase ground fault current
  • IorT is the peak value of the T-phase ground fault current
  • Ioc is the peak value of the leakage current caused by the ground capacitance.
  • the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current Io derived by the differentiating circuit 32 is the result of the derivation by Taylor expansion described in the first embodiment, Can be approximated.
  • the instantaneous value Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io and the instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the differential of the zero-phase current obtained above are input to the ground fault current calculation unit 33, and cos ⁇ is set to Io ( ⁇ ). Multiply and multiply I'o ( ⁇ ) by sin ⁇ . Io ( ⁇ ) cos ⁇ and I′o ( ⁇ ) sin ⁇ are respectively If this difference is taken, That is, Thus, the peak value of the ground fault current Ior can be calculated.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating a simulation result when a leakage occurs in a three-phase three-wire circuit having a frequency of 50 Hz.
  • the vertical left axis is the voltage value in units of volts
  • the vertical right axis is the current value in units of milliamperes
  • the horizontal axis is the phase ⁇
  • the unit is degrees
  • the sampling time ⁇ T 100 ⁇ s.
  • the ground capacitance CT in the T phase 1 ⁇ F
  • the ground fault resistance RR in the R phase. 10 k ⁇
  • ground fault resistance in the T phase RT 5 k ⁇
  • power supply voltage V 200V.
  • the ground fault current Ior is obtained by calculation only from the instantaneous value Io ( ⁇ ) of the zero-phase current Io, the previous sampling value Io ( ⁇ ), and the phase information.
  • Ior 61.37 mA (true value is 60.00 mA) is obtained.
  • a plot of Ior calculation values calculated using this method for each ⁇ is the Ior calculation value shown in FIG. 4A.
  • the differential value of the zero-phase current may be obtained by digital calculation using a microcomputer as described above, but may be obtained directly by configuring a differential circuit using an analog circuit.
  • the ground fault current value is calculated from the zero-phase current and the differential value of the zero-phase current at an arbitrary phase angle. Since this calculation can be performed at every sampling time, when the power supply frequency is 50 Hz in the past, the detection time was 10 ms at the shortest (the detection time is proportional to the number of averaging, and in principle the shortest 10 ms) can be performed every sampling time of 100 ⁇ s, so that leakage can be determined immediately and accurately after the occurrence of leakage. Note that it is possible to further improve the detection accuracy and the detection time by shortening the sampling time ⁇ T or including the higher-order term of the Taylor expansion described above in the calculation.
  • FIG. 5 shows a leakage detection device in which the configuration of the detection circuit is simplified due to the manufacturing cost.
  • FIG. 5 is a functional block diagram of a leakage detection device according to Embodiment 3 of the present invention, and shows a configuration for detecting leakage in a single-phase two-wire circuit.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 have the same or equivalent functions.
  • the functional block diagram of FIG. 5 is actually configured by combining an electric circuit and a microcomputer.
  • the A / D converter, LPF, each determination circuit, each arithmetic circuit, and the like can be processed by software using a microcomputer with a built-in digital sigma A / D converter.
  • the output of the LPF 7 is input to the peak point detection circuit 51 to detect the peak point of the power supply voltage V.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a simulation result when a leakage occurs in a single-phase two-wire circuit having a frequency of 50 Hz.
  • the vertical left axis is the voltage value in units of volts
  • the vertical right axis is the current value in units of milliamperes
  • the horizontal axis is the phase ⁇
  • the unit is degrees
  • the sampling time ⁇ T 100 ⁇ s.
  • the zero cross point can be used in addition to the peak point of the power supply voltage in the detection of the ground fault current of the single-phase two-wire circuit with a simple configuration using the differentiation circuit. Therefore, the detection time can be reduced to half that of the conventional apparatus.
  • the differentiation circuit may be configured by software using a microcomputer or an analog circuit.
  • FIG. 7 is a functional block diagram of a leakage detecting apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the same reference numerals as those in FIG. 3 have the same or equivalent functions.
  • the functional block diagram of FIG. 7 is actually configured by combining an electric circuit and a microcomputer.
  • the A / D converter, LPF, each determination circuit, each arithmetic circuit, and the like can be processed by software using a microcomputer with a built-in digital sigma A / D converter.
  • the output of the LPF 27 is input to the zero cross point detection circuit 28, and at the timing when the zero cross point detection circuit 28 detects the zero cross point, the instantaneous value Io ( ⁇ ) of the zero phase current Io is cos 30 °.
  • the output of the LPF 27 is input to the peak point detection circuit 70, and the value obtained by dividing the differential instantaneous value I′o ( ⁇ ) of the zero-phase current Io calculated by the differentiation circuit 71 by cos 30 ° is the ground fault.
  • ⁇ o ( ⁇ ) the value obtained by dividing these by cos 30 ° is equal to the total value Ior ⁇ IorR + IorT of the ground fault current in the non-grounded phase.
  • ⁇ required as an input to the differentiating circuit 71 is calculated by the phase calculation unit 31 in the third embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result when a leakage occurs in a three-phase three-wire circuit having a frequency of 50 Hz.
  • the vertical left axis is the voltage value in units of volts
  • the vertical right axis is the current value in units of milliamperes
  • the horizontal axis is the phase ⁇
  • the unit is degrees
  • the sampling time ⁇ T 100 ⁇ s.
  • the zero cross point can be used in addition to the peak value of the interphase voltage.
  • the time can be reduced to half of the conventional device.

Abstract

本発明の漏洩電流検出装置は、電路の零相電流を検出する零相電流検出手段（１）、電路の電圧を検出する電圧検出手段（５）、零相電流の微分値を算出する微分手段（１２）、零相電流の値と微分値とに基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段（１３）を備えたものである。

Description

漏洩電流検出装置
　この発明は、電路の漏電を検出する漏洩電流検出装置に関し、特に単相２線式電路、及び三相３線式電路の漏電を検出する漏洩電流検出装置（以下漏電検出装置と称す）に関するものである。
　漏洩電流には、対地静電容量に起因する漏洩電流と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（以下地絡電流Ｉｏｒと称す）とが含まれている。漏電火災等を引き起こす原因は、絶縁抵抗の存在であり、この絶縁抵抗に起因する地絡電流Ｉｏｒを正確に検出することができれば、回路の絶縁状態をチェックすることができ、漏電火災等の大惨事を避けることができる。
　従来の漏電検出装置においては、単相２線式電路における地絡電流を零相電流波形のピーク値と、零相電流波形と電源電圧波形の位相差とから算出していた。
すなわち、特許文献１に示す通り、零相電流Ｉｏのピーク値と電源電圧Ｖおよび零相電流Ｉｏの位相差φとを検出して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　　
の演算により地絡電流Ｉｏｒを算出していた。
　また、三相３線式電路においては、３線ケーブル長が等しく非接地電路の各静電容量Ｃが同じ場合には、零相電流Ｉｏのピーク値と、非接地層（Ｔ相－Ｒ相）間の相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）と零相電流Ｉｏの位相差φとを検出して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 により地絡電流Ｉｏｒを算出していた（同じく特許文献１参照）。
（相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）ならば、Ｖ（Ｒ→Ｔ）＝Ｖ（Ｔ相）－Ｖ（Ｒ相）。ＲからＴへの→はベクトルの向きを表す。）
特開平２０－４１５９５９０号公報
　しかし、従来の技術では、地絡電流の演算に零相電流のピーク値を用いるため、検出速度は零相電流のピーク周期の制限を受け、地絡電流演算の確定速度が遅く、特に漏電遮断器のように高速な地絡電流検出を必要とする装置において動作遅れとなる課題があった。
　例えば、電源周波数が５０Ｈｚの電路において零相電流のピーク値４回の平均値を地絡電流の演算に用いた場合、４回の零相電流のピーク値を検出するには少なくとも４０ｍｓの検出時間が必要となる。しかし、漏電遮断器の規格ＩＥＣ６０９４７－２、ＪＩＳ　Ｃ　８２０１－２－２では、５ＩΔＮの漏洩電流が発生した際の最大動作時間は４０ｍｓと規定されており、従来の方法では上記の規格を満足することができない。
　この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、従来よりも高速な地絡電流検出が可能な漏電検出装置を提供することを目的とする。
　この発明に係わる漏電検出装置は、電路の零相電流を検出する電流検出手段と、電路の電圧を検出する電圧検出手段と、零相電流の微分値を算出する微分手段と、零相電流値と微分値に基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段を備えるものである。
　上記構成により、電圧の位相情報から電流の微分値を算出することにより、従来よりも高速に漏洩電流を導出することができる。
この発明の実施の形態１における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるシミュレーションのための等価回路図である。 この発明の実施の形態２における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態２におけるシミュレーションのための等価回路図である。 この発明の実施の形態３における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態３におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態４における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態４におけるシミュレーション結果を示す図である。
実施の形態１
　以下、この発明の実施の形態１による漏電検出装置について図面に基づいて詳細に説明する。図１はこの発明の実施の形態１による漏電検出装置の機能ブロック図であり、単相２線式電路において漏電を検出する構成を示している。
図１において、零相変流器（以下ＺＣＴと称す）１はＢ種接地された接地線を流れる零相電流Ｉｏを検出する零相電流検出手段である。増幅回路２は、ＺＣＴ１で検出した零相電流Ｉｏを増幅する。
アナログ／デジタルコンバータ（以下Ａ／Ｄコンバータと称す）３は、増幅回路２で増幅された零相電流Ｉｏをサンプリングしてデジタル値に変換する。ローパスフィルタ（以下ＬＰＦと称す）４は、Ａ／Ｄコンバータ３でデジタル値に変換された零相電流Ｉｏから高調波成分を除去し、除去後のサンプリング値を零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）として出力する。
一方、電圧検出回路５により電源電圧Ｖを検出し、検出された電源電圧ＶをＡ／Ｄコンバータ６でデジタル値に変換する。この際のサンプリングのタイミングは、Ａ／Ｄコンバータ３と同じタイミングとする。デジタル値に変換した電源電圧ＶからＬＰＦ７で高調波成分を除去する。零クロス点検出回路８により電源電圧Ｖの零クロス点周期を検出し、検出した零クロス点周期から周波数判定回路９で電源電圧Ｖの周波数ｆを判定する。
また、ＬＰＦ７の出力は、正負判定回路１０で正負を判定し、この正負情報、零クロス点周期、および周波数ｆとから電源電圧Ｖの位相θを位相演算部１１で演算する。位相演算部１１の出力である位相θとＬＰＦ４の出力である零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）とから、微分回路１２にて零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を演算する。この微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）、零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）、および位相演算部（１１）の出力である位相θから地絡電流演算部１３で地絡電流Ｉｏｒを算出する。
地絡電流演算部１３の出力である地絡電流Ｉｏｒと漏電感度基準値設定部１４で設定した漏電感度基準値Ｉｔｈとを漏電判定部１５で比較し、Ｉｏｒ≧Ｉｔｈの場合漏電発生と判断する。漏電発生と判断された場合、信号出力部１６より遮断器などの外部の回路に信号を出力する。
　上記図１の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。
　次に、上述した位相演算部１１により、電源電圧Ｖの位相θを演算する方法について詳述する。
位相θは電源電圧Ｖが負から正に切り替わる零クロス点（θ＝０°）を基準点とする。基準となる零クロス点は、零クロス点検出回路８が検出した電源電圧Ｖの零クロス点のタイミング情報と、正負判定回路１０が検出した電源電圧Ｖの正負情報とから求める。
　求めた基準点（θ＝０°）からサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量
Δθ＝２πｆΔＴを積算し、θ＝Σ２πｆΔＴとして位相θを算出する。なお、上記演算に用いる電源電圧Ｖの周波数ｆは、周波数判定回路９で判定した値を用いる。
　Ａ／Ｄコンバータ３でデジタル値に変換された零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）は次式で記述できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　この式で、Ｉｏｒは地絡電流のピーク値、Ｉｏｃは対地静電容量に起因する漏洩電流のピーク値である。
　次に、上述した微分回路１２により、零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を導出する方法につき、詳述する。
微分回路１２では、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と１つ前のサンプリング値
Ｉｏ（θ－Δθ）との差分
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 と、位相θの変化量Δθとから、以下に示す式によって零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 この数式の根拠を以下に示す。
Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ－Δθ）との差分ΔＩｏ（θ）をテイラー展開すると次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 ここで、Δθ＝２πｆΔＴが小さいとき、すなわちサンプリング時間ΔＴが短い場合には、高次の項は無視できるため、次式に近似できる
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　次に、地絡電流演算部１３の機能につき詳述する。上記で求められた、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は地絡電流演算部１３に入力され、Ｉｏ（θ）にsinθを乗じ、Ｉ´ｏ（θ）にcosθを乗じる。
Ｉｏ（θ）sinθ、Ｉ´ｏ（θ）cosθはそれぞれ、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 であり、この和をとれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 となり、地絡電流Ｉｏｒのピーク値が演算できる。
　具体的に波形図により説明する。
図２Ａは、周波数５０Ｈｚの単相２線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、図２Ｂの等価回路に示すように、シミュレーションに用いた回路定数は対地静電容量をＣ＝１μＦ、地絡抵抗Ｒ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとした。
　次に、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ－Δθ）および位相情報のみから、地絡電流Ｉｏｒを演算により求めてみる。例としてθ＝７２．０°の場合をあげると零相電流Ｉｏの瞬時値は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、サンプリング時間１００μｓの場合、Δθ＝１．８°であるから、1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ－Δθ）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 と表せ、これらの値を既に説明した零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する式に代入することで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 を得る。これを上述した地絡電流Ｉｏｒのピーク値を演算する式に代入することで、Ｉｏｒ＝４０．２９ｍＡ（真値は４０．００ｍＡ）を得る。
　この方法を用いて算出したＩｏｒの演算値を各θ毎にプロットしたものが、図２Ａで示すＩｏｒ演算値であり、どの位相θにおいても実際の地絡電流値Ｉｏｒ＝４０ｍＡに近い値で漏電を検出できていることがわかる。なお、零相電流の微分値は上述したような、マイコンを使用したデジタル演算で求めてもよいが、アナログ回路による微分回路を構成し、直接求めてもよい。
　このように、実施の形態１の構成では、単相２線式電路における漏電検出において、任意の位相角の、零相電流と零相電流の微分値とから地絡電流値を演算でき、この演算はサンプリング時間毎に行うことができるため、従来電源周波数が５０Ｈｚの場合、最短でも１０ｍｓであった検出時間（検出時間は平均化の回数に比例し、原理的には最短で１０ｍｓ）がサンプリング時間１００μｓ毎に行うことができるため、漏電発生後、即座に精度よく漏電を判定することができる。なお、サンプリング時間ΔＴを短くするか、上述したテイラー展開の高次項を演算に含めることで、より検出精度と検出時間を向上させることが可能となる。
実施の形態２
　実施の形態１では、単相２線式電路の漏電検出の構成を示したが、本実施形態では、Δ結線された三相３線式電路における漏電検出につき説明する。図３は、本実施の形態を示す機能ブロック図である。なお、３線ケーブル長は等しく、非接地電路の各静電容量Ｃは同じであるものと仮定する。
図３において、ＺＣＴ２１はＢ種接地された接地線を流れる零相電流Ｉｏを検出する零相電流検出手段である。増幅回路２２は、ＺＣＴ２１で検出した零相電流Ｉｏを増幅する。
Ａ／Ｄコンバータ２３は、増幅回路２２で増幅された零相電流Ｉｏをサンプリングしてデジタル値に変換する。ＬＰＦ２４は、Ａ／Ｄコンバータ２３でデジタル値に変換された零相電流ＩｏからＬＰＦ２４で高調波成分を除去し、除去後のサンプリング値を零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）として出力する。
一方、電圧検出回路２５により非接地相（Ｒ相－Ｔ相）間の相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）を検出し、検出された相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）をＡ／Ｄコンバータ２６でデジタル値に変換する。この際のサンプリングのタイミングは、Ａ／Ｄコンバータ２３と同じタイミングとする。デジタル値に変換した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）からＬＰＦ２７で高調波成分を除去する。零クロス点検出回路２８により相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点周期を検出し、検出した零クロス点周期から周波数判定回路２９で相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の周波数ｆを判定する。
また、ＬＰＦ２７の出力は、正負判定回路３０で正負を判定し、この正負情報、零クロス点周期、および周波数ｆとから相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θを位相演算部３１で演算する。位相演算部３１の出力である位相θとＬＰＦ２４の出力である零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）とから、微分回路３２にて零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を演算する。この微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）、零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）、および位相演算部３１の出力である位相θから地絡電流演算部３３で地絡電流Ｉｏｒを算出する。
地絡電流演算部３３の出力である地絡電流Ｉｏｒと漏電感度基準値設定部３４で設定した漏電感度基準値Ｉｔｈとを漏電判定部３５で比較し、Ｉｏｒ≧Ｉｔｈの場合漏電発生と判断する。漏電発生と判断された場合、信号出力部３６より遮断器などの外部の回路に信号を出力する。
　上記図３の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。
　次に、上述した位相演算部３１により、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θを演算する方法について詳述する。
位相θは相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）が負から正に切り替わる零クロス点（θ＝０°）を基準点とする。基準となる零クロス点は、零クロス点検出回路２８が検出した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点のタイミング情報と、正負判定回路３０が検出した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の正負情報とから求める。
　求めた基準点（θ＝０°）からサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量
Δθ＝２πｆΔＴを積算し、θ＝Σ２πｆΔＴとして位相θを算出する。なお、上記演算に用いる相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の周波数ｆは、周波数判定回路２９で判定した値を用いる。
　この位相θを用いて、デジタル値に変換された零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）は次式で記述できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 この式で、ＩｏｒＲはＲ相の地絡電流のピーク値、ＩｏｒＴはＴ相の地絡電流のピーク値、Ｉｏｃは対地静電容量に起因する漏洩電流のピーク値である。
　微分回路３２により導出される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は、実施の形態１で説明したテイラー展開による導出の結果、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 と近似できる。
　次に、地絡電流演算部３３の機能につき詳述する。上記で求められた、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は地絡電流演算部３３に入力され、Ｉｏ（θ）にcosθを乗じ、Ｉ´ｏ（θ）にsinθを乗じる。
Ｉｏ（θ）cosθ、Ｉ´ｏ（θ）sinθはそれぞれ、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 であり、この差をとれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 すなわち、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 となり、地絡電流Ｉｏｒのピーク値が演算できる。
　具体的に波形図により説明する。
図４Ａは、周波数５０Ｈｚの三相３線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、図４Ｂの等価回路に示すように、シミュレーションに用いた回路定数はＲ相における対地静電容量をＣＲ＝１μＦ、Ｔ相における対地静電容量ＣＴ＝１μＦ、Ｒ相における地絡抵抗ＲＲ＝１０ｋΩ、Ｔ相における地絡抵抗ＲＴ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとした。
　次に、実施の形態１と同様に、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ－Δθ）および位相情報のみから、地絡電流Ｉｏｒを演算により求めてみる。例としてθ＝７２．０°の場合をあげると零相電流Ｉｏの瞬時値は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 　電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、サンプリング時間１００μｓの場合、Δθ＝１．８°であるから、1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ－Δθ）は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
 と表せ、これらの値を既に説明した零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する式に代入することで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
 を得る。これを上述した地絡電流Ｉｏｒのピーク値を演算する式に代入することで、Ｉｏｒ＝６１．３７ｍＡ（真値は６０．００ｍＡ）を得る。
　この方法を用いて算出したＩｏｒの演算値を各θ毎にプロットしたものが、図４Ａで示すＩｏｒ演算値であり、どの位相θにおいても実際の地絡電流値Ｉｏｒ＝６０ｍＡに近い値で漏電を検出できていることがわかる。なお、零相電流の微分値は上述したようなマイコンを使用したデジタル演算で求めてもよいが、アナログ回路による微分回路を構成し、直接求めてもよい。
　このように、実施の形態２の構成では、Δ結線された三相３線式電路における漏電検出において、任意の位相角の、零相電流と零相電流の微分値とから地絡電流値を演算でき、この演算はサンプリング時間毎に行うことができるため、従来電源周波数が５０Ｈｚの場合、最短でも１０ｍｓであった検出時間（検出時間は平均化の回数に比例し、原理的には最短で１０ｍｓ）がサンプリング時間１００μｓ毎に行うことができるため、漏電発生後、即座に精度よく漏電を判定することができる。なお、サンプリング時間ΔＴを短くするか、上述したテイラー展開の高次項を演算に含めることで、より検出精度と検出時間を向上させることが可能となる。
実施の形態３
　実施の形態1及び２では、漏電検出の検出精度と検出時間の双方を飛躍的に高めたが、製造コストの関係上、検出回路の構成を簡素化した漏電検出装置を図５に示す。図５はこの発明の実施の形態３による漏電検出装置の機能ブロック図であり、単相２線式電路において漏電を検出する構成を示している。図中、図１と同一符号は、同一または同等の機能を有する。図５の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。　
　図５において、ＬＰＦ７の出力は、ピーク点検出回路５１に入力され、電源電圧Ｖのピーク点を検出する。ピーク点検出回路５１がピーク点を検出するタイミングで、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ(θ)は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、ピーク点を検出するタイミングは、電源電圧Ｖの位相θが、θ＝９０°または２７０°であり、実施の形態１で説明した零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）の式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 に代入すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 となる。
　微分回路５２で演算される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は、零クロス点検出回路８が零クロス点を検出するタイミングで地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、零クロス点を検出するタイミングは、電源電圧Ｖの位相θが、θ＝０°または１８０°であり、実施の形態１で説明した零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）の式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
 に代入すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
 となる。
　なお、微分回路５２の入力として必要なΔθは、実施の形態１では位相演算部１１が算出していたが、本実施の形態では、微分回路５２において、基準点（θ＝０°）からのサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量Δθ＝２πｆΔＴを算出する。
　具体的に波形図により説明する。
図６は、周波数５０Ｈｚの単相２線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、シミュレーションに用いた回路定数は対地静電容量をＣ＝１μＦ、地絡抵抗Ｒ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとしたのは、図２Ｂで示した等価回路と同じである。
　零相電流Ｉｏに注目すると、電源電圧Ｖのピーク点、θ＝９０°、２７０°において、Ｉｏは実際の地絡電流のピーク値４０ｍＡと一致していることがわかる。
　また、零相電流の微分値Ｉ´ｏに着目すると、電源電圧Ｖの零クロス点、θ＝０°、１８０°において、実際の地絡電流のピーク値４０ｍＡと一致していることがわかる。
　このように、実施の形態３の構成では、微分回路を用いる簡単な構成で、単相２線式電路の地絡電流の検出に電源電圧のピーク点に加え、零クロス点を用いることができるため、検出時間を従来装置の半分に削減できる。なお、微分回路はマイコンを使用したソフトウエアによる構成でも、アナログ回路による構成でもよい。
実施の形態４
　実施の形態３の構成を三相３線式電路に適用したのが本実施の形態である。図７はこの発明の実施の形態４による漏電検出装置の機能ブロック図である。図中、図３と同一符号は、同一または同等の機能を有する。また、図７の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。　
　図７において、ＬＰＦ２７の出力は、零クロス点検出回路２８に入力され、零クロス点検出回路２８が零クロス点を検出するタイミングで、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ(θ)をｃｏｓ３０°で除した値は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、零クロス点検出を行うタイミングは、相間電圧Ｖ（Ｔ－Ｒ）の位相θが、θ＝０°または１８０°であり、実施の形態２で説明した零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）の式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
 に代入すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
 となるので、これらをｃｏｓ３０°で除した値は、非接地相における地絡電流の合算値Ｉｏｒ≡ＩｏｒＲ+ＩｏｒＴと等しい。
　同様に、ＬＰＦ２７の出力は、ピーク点検出回路７０に入力され、微分回路７１で演算される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）をｃｏｓ３０°で除した値は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、ピーク点を検出するタイミングは、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θが、θ＝９０°または２７０°であり、実施の形態２で説明した零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）の式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
 に代入すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
 となるので、これらをｃｏｓ３０°で除した値は、非接地相における地絡電流の合算値Ｉｏｒ≡ＩｏｒＲ+ＩｏｒＴと等しい。
なお、微分回路７１の入力として必要なΔθは、実施の形態３では位相演算部３１が算出していたが、本実施の形態では、微分回路７１において、基準点（θ＝０°）からのサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量Δθ＝２πｆΔＴを算出する。
　具体的に波形図により説明する。
図８は、周波数５０Ｈｚの三相３線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、シミュレーションに用いた回路定数、Ｒ相における対地静電容量をＣＲ＝１μＦ、Ｔ相における対地静電容量ＣＴ＝１μＦ、Ｒ相における地絡抵抗ＲＲ＝１０ｋΩ、Ｔ相における地絡抵抗ＲＴ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖは、図４Ｂで示した等価回路と同じである。
　零相電流Ｉｏに注目すると、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点、θ＝０°、１８０°において、実際の非接地相における地絡電流の合算値６０ｍＡにｃｏｓ３０°を乗じた値、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
 と一致していることがわかる。
　また、零相電流の微分値Ｉ´ｏに着目すると、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）のピーク点、θ＝９０°、２７０°において、実際の非接地相における地絡電流の合算値６０ｍＡにｃｏｓ３０°を乗じた値、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
 と一致していることがわかる。
　このように、実施の形態４の構成では、微分回路を用いる簡単な構成で、非接地相の地絡電流の検出に相間電圧のピーク値の他に零クロス点を用いることができるため、検出時間を従来装置の半分に削減できる。
　なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
　１　ＺＣＴ、２、２２　増幅回路、３、６、２３、２６　Ａ／Ｄコンバータ、４、７、２４、２７　ＬＰＦ、５、２５　電圧検出回路、　８、２８　零クロス点検出回路、９、２９　周波数判定回路、１０、３０　正負判定回路、１１、３１　位相演算部、１２、３２、５２、７１　微分回路、１３、３３　地絡電流演算部、１４、３４　漏電感度基準値設定部、１５、３５　漏電判定部、１６、３６　信号出力部、５１、７０　ピーク点検出回路

Claims (7)

  1. 　電路の零相電流を検出する零相電流検出手段、前記電路の電圧を検出する電圧検出手段、前記零相電流の微分値を算出する微分手段、前記零相電流の値と前記微分値とに基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段を備えた漏洩電流検出装置。
  2. 　前記微分手段は、前記電圧の零クロス点に基づいて前記零相電流の微分値を算出し、前記漏洩電流導出手段は、前記微分値と前記零相電流の値とから前記零クロス点および前記電圧のピーク点での漏洩電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
  3. 　前記微分手段は、前記電圧をサンプリング時間毎にサンプリングしてデジタル値に変換し、前記デジタル値に変換された電圧値が負から正に切り替わる基準点から前記サンプリング時間毎の電圧の変化量を積算した位相での前記零相電流の微分値を算出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
  4. 　前記微分手段は、前記電圧の位相情報から前記零相電流の微分値を算出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
  5. 　前記漏洩電流導出手段は、単相２線式電路において、前記零クロス点での前記微分値と、前記ピーク点での前記零相電流の値とから漏洩電流を検出することを特徴とする請求項２に記載の漏洩電流検出装置。
  6. 　前記漏洩電流導出手段は、三相３線式電路において、前記零クロス点での前記零相電流の値と、前記ピーク点での前記微分値とから漏洩電流を検出することを特徴とする請求項２に記載の漏洩電流検出装置。
  7. 　前記漏洩電流を基準値と比較し漏電を判定する漏電判定手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の漏洩電流検出装置。
    　
PCT/JP2015/067690 2015-06-19 2015-06-19 漏洩電流検出装置 WO2016203633A1 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/067690 WO2016203633A1 (ja) 2015-06-19 2015-06-19 漏洩電流検出装置
EP15895653.2A EP3312621B1 (en) 2015-06-19 2015-06-19 Leak current detecting device
JP2017524252A JP6324629B2 (ja) 2015-06-19 2015-06-19 漏洩電流検出装置
KR1020177031792A KR101952063B1 (ko) 2015-06-19 2015-06-19 누설 전류 검출 장치
CN201580081046.3A CN107683418B (zh) 2015-06-19 2015-06-19 泄漏电流检测装置
TW104126685A TWI571638B (zh) 2015-06-19 2015-08-17 漏電流檢測裝置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/067690 WO2016203633A1 (ja) 2015-06-19 2015-06-19 漏洩電流検出装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016203633A1 true WO2016203633A1 (ja) 2016-12-22

Family

ID=57545737

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/067690 WO2016203633A1 (ja) 2015-06-19 2015-06-19 漏洩電流検出装置

Country Status (6)

Country Link
EP (1) EP3312621B1 (ja)
JP (1) JP6324629B2 (ja)
KR (1) KR101952063B1 (ja)
CN (1) CN107683418B (ja)
TW (1) TWI571638B (ja)
WO (1) WO2016203633A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110741685A (zh) * 2017-06-05 2020-01-31 三星电子株式会社 在下一代移动通信系统中使用前导码来请求系统信息的方法和装置
JP2020026967A (ja) * 2018-08-09 2020-02-20 株式会社日立製作所 電気機械の診断装置および診断方法、並びに回転電機
CN113866490A (zh) * 2020-06-30 2021-12-31 安徽威灵汽车部件有限公司 电机相电流过流检测方法、装置以及电机控制器、车辆

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102336181B1 (ko) * 2017-06-07 2021-12-07 삼성전자주식회사 누설 전류 측정 회로, 이를 포함하는 집적 회로 및 시스템
JP6972845B2 (ja) * 2017-09-28 2021-11-24 セイコーエプソン株式会社 物理量測定装置、電子機器及び移動体
KR102345359B1 (ko) * 2020-03-30 2021-12-29 김석산 접지형 지락 차단장치 및 그 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04297877A (ja) * 1991-03-04 1992-10-21 Mitsubishi Electric Corp 電気機器収納装置の絶縁劣化防止及び絶縁劣化予測診断装置
JP2009229211A (ja) * 2008-03-21 2009-10-08 Sbc Co Ltd 漏れ電流測定装置及びその測定方法
JP2011217588A (ja) * 2010-03-16 2011-10-27 Kansai Denki Hoan Kyokai 非接地系電路の地絡検出装置とこれを用いた地絡保護継電器及び地絡検出方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN85205360U (zh) * 1985-12-07 1988-06-08 柏正东 相敏整流式脉冲电流型保安器
DE3642136A1 (de) * 1986-12-10 1988-06-23 Licentia Gmbh Elektronischer ausloeser fuer kurzschlussstrombegrenzende schalter
JP3676486B2 (ja) * 1996-03-25 2005-07-27 株式会社キューヘン 地絡検出装置
IT1305598B1 (it) * 1996-12-10 2001-05-09 Abb Research Ltd Metodo per il risconoscimento di condizioni di corto circuito edispositivo che utilizza tale metodo
JP3602296B2 (ja) * 1997-06-11 2004-12-15 中部電力株式会社 避雷器の漏れ電流測定装置
JP3532182B2 (ja) * 2001-11-27 2004-05-31 財団法人 関西電気保安協会 非接地系電路の地絡検出装置とこれを用いた地絡保護継電器及び地絡検出方法
JP2003232826A (ja) * 2002-02-08 2003-08-22 Kawamura Electric Inc 漏電検出装置
JP4114929B2 (ja) * 2003-12-17 2008-07-09 株式会社日立製作所 配電系統の地絡検出装置
JP4159590B2 (ja) 2005-01-31 2008-10-01 豊次 阿閉 漏洩電流遮断装置及び方法
DE102007052963A1 (de) * 2007-10-30 2009-05-14 Siemens Ag Verfahren zur Kurzschlusserkennung in einem elektrischen Stromnetz
JP2009115754A (ja) * 2007-11-09 2009-05-28 Sbc Co Ltd 電気機器における漏洩電流測定装置及び測定方法
CN101309006B (zh) * 2008-06-16 2010-06-09 杨运富 煤矿井下选择性漏电保护检测方法及检测装置
JP2010066162A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Midori Anzen Co Ltd 絶縁監視装置
JP2010190645A (ja) * 2009-02-17 2010-09-02 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 漏れ電流検出方法、漏れ電流検出装置及び系統監視装置
CN201402963Y (zh) * 2009-03-25 2010-02-10 黄华道 半波整流型漏电检测保护电路
JP5544517B2 (ja) * 2010-01-27 2014-07-09 株式会社三和技術総合研究所 電気機器おける漏洩電流測定装置及び測定方法
WO2011129218A1 (ja) * 2010-04-14 2011-10-20 三菱電機株式会社 絶縁劣化診断装置
FR2963967B1 (fr) * 2010-08-20 2012-08-17 Schneider Electric Ind Sas Detection directionnelle d'un defaut a la terre avec un seul capteur
JP5618910B2 (ja) * 2011-06-01 2014-11-05 三菱電機株式会社 絶縁劣化監視システム
JP5631444B1 (ja) * 2013-05-27 2014-11-26 タナシン電機株式会社 漏洩電流算出装置及び漏洩電流算出方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04297877A (ja) * 1991-03-04 1992-10-21 Mitsubishi Electric Corp 電気機器収納装置の絶縁劣化防止及び絶縁劣化予測診断装置
JP2009229211A (ja) * 2008-03-21 2009-10-08 Sbc Co Ltd 漏れ電流測定装置及びその測定方法
JP2011217588A (ja) * 2010-03-16 2011-10-27 Kansai Denki Hoan Kyokai 非接地系電路の地絡検出装置とこれを用いた地絡保護継電器及び地絡検出方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3312621A4 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110741685A (zh) * 2017-06-05 2020-01-31 三星电子株式会社 在下一代移动通信系统中使用前导码来请求系统信息的方法和装置
JP2020026967A (ja) * 2018-08-09 2020-02-20 株式会社日立製作所 電気機械の診断装置および診断方法、並びに回転電機
JP7043367B2 (ja) 2018-08-09 2022-03-29 株式会社日立製作所 電気機械の診断装置および診断方法、並びに回転電機
CN113866490A (zh) * 2020-06-30 2021-12-31 安徽威灵汽车部件有限公司 电机相电流过流检测方法、装置以及电机控制器、车辆
CN113866490B (zh) * 2020-06-30 2023-11-28 安徽威灵汽车部件有限公司 电机相电流过流检测方法、装置以及电机控制器、车辆

Also Published As

Publication number Publication date
TW201700980A (zh) 2017-01-01
KR20170132324A (ko) 2017-12-01
EP3312621A1 (en) 2018-04-25
TWI571638B (zh) 2017-02-21
JP6324629B2 (ja) 2018-05-16
EP3312621B1 (en) 2022-04-27
EP3312621A4 (en) 2019-02-20
JPWO2016203633A1 (ja) 2017-09-14
CN107683418B (zh) 2020-11-03
KR101952063B1 (ko) 2019-02-25
CN107683418A (zh) 2018-02-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6324629B2 (ja) 漏洩電流検出装置
JP5328197B2 (ja) コンデンサ型計器用変圧器の動誤差に対する高速インピーダンス保護技術
KR100896091B1 (ko) 대지저항성 누전전류 측정기
EP2306609A2 (en) Ground fault detection device
RU2178582C2 (ru) Устройство для сравнения двух сигналов, устройство и способ формирования нестационарных сигналов
Patel et al. Adaptive digital differential protection of power transformer
TWI553318B (zh) 接地阻抗量測裝置及其操作方法
KR100920153B1 (ko) 전선로의 누설전류 유효성분 측정 연산 장치 및 그 방법
JP6289846B2 (ja) 漏洩電流検出装置及び方法
JP7009025B2 (ja) 電圧測定装置、電圧測定方法
KR101075484B1 (ko) 전선로의 누설전류 유효성분 측정 연산 장치 및 그 방법
JP6240918B1 (ja) 漏れ電流測定方法および漏れ電流測定装置
JP4835286B2 (ja) 低圧電気設備の絶縁監視方式および方法
KR101463045B1 (ko) 고장전류에 포함된 직류 성분 검출 및 제거 방법
JP2010060329A (ja) 電路及び電気機器の漏洩電流測定装置及び方法
KR101954924B1 (ko) 무정전 절연저항 측정 시스템 및 방법
JP5492495B2 (ja) 地絡距離保護継電装置
Chothani et al. A new method for CT saturation detection using secondary current envelope detector
JP2723286B2 (ja) 地絡検出装置
JP2630862B2 (ja) 変化幅検出装置
JP2009300104A (ja) 送電線事故点標定装置および送電線事故点標定方法
Lu et al. An adaptive distance relaying algorithm with a morphological fault detector embedded
SE1651571A1 (sv) Open current circuit detection
Patel et al. Fault detection & classification using innovative MFCDFT based slope tracking method for digital distance protection
JP2004242404A (ja) 漏電検出装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15895653

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017524252

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20177031792

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2015895653

Country of ref document: EP