JPWO2016203633A1 - 漏洩電流検出装置 - Google Patents

Abstract

本発明の漏洩電流検出装置は、電路の零相電流を検出する零相電流検出手段（１）、電路の電圧を検出する電圧検出手段（５）、零相電流の微分値を算出する微分手段（１２）、零相電流の値と微分値とに基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段（１３）を備えたものである。

Description

この発明は、電路の漏電を検出する漏洩電流検出装置に関し、特に単相２線式電路、及び三相３線式電路の漏電を検出する漏洩電流検出装置（以下漏電検出装置と称す）に関するものである。

漏洩電流には、対地静電容量に起因する漏洩電流と、絶縁抵抗に直接関与している対地絶縁抵抗に起因する漏洩電流（以下地絡電流Ｉｏｒと称す）とが含まれている。漏電火災等を引き起こす原因は、絶縁抵抗の存在であり、この絶縁抵抗に起因する地絡電流Ｉｏｒを正確に検出することができれば、回路の絶縁状態をチェックすることができ、漏電火災等の大惨事を避けることができる。

従来の漏電検出装置においては、単相２線式電路における地絡電流を零相電流波形のピーク値と、零相電流波形と電源電圧波形の位相差とから算出していた。
すなわち、特許文献１に示す通り、零相電流Ｉｏのピーク値と電源電圧Ｖおよび零相電流Ｉｏの位相差φとを検出して、

の演算により地絡電流Ｉｏｒを算出していた。

また、三相３線式電路においては、３線ケーブル長が等しく非接地電路の各静電容量Ｃが同じ場合には、零相電流Ｉｏのピーク値と、非接地層（Ｔ相−Ｒ相）間の相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）と零相電流Ｉｏの位相差φとを検出して、

により地絡電流Ｉｏｒを算出していた（同じく特許文献１参照）。
（相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）ならば、Ｖ（Ｒ→Ｔ）＝Ｖ（Ｔ相）−Ｖ（Ｒ相）。ＲからＴへの→はベクトルの向きを表す。）

特開平２０−４１５９５９０号公報

しかし、従来の技術では、地絡電流の演算に零相電流のピーク値を用いるため、検出速度は零相電流のピーク周期の制限を受け、地絡電流演算の確定速度が遅く、特に漏電遮断器のように高速な地絡電流検出を必要とする装置において動作遅れとなる課題があった。

例えば、電源周波数が５０Ｈｚの電路において零相電流のピーク値４回の平均値を地絡電流の演算に用いた場合、４回の零相電流のピーク値を検出するには少なくとも４０ｍｓの検出時間が必要となる。しかし、漏電遮断器の規格ＩＥＣ６０９４７−２、ＪＩＳ Ｃ ８２０１−２−２では、５ＩΔＮの漏洩電流が発生した際の最大動作時間は４０ｍｓと規定されており、従来の方法では上記の規格を満足することができない。

この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、従来よりも高速な地絡電流検出が可能な漏電検出装置を提供することを目的とする。

この発明に係わる漏電検出装置は、電路の零相電流を検出する電流検出手段と、電路の電圧を検出する電圧検出手段と、零相電流の微分値を算出する微分手段と、零相電流値と微分値に基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段を備えるものである。

上記構成により、電圧の位相情報から電流の微分値を算出することにより、従来よりも高速に漏洩電流を導出することができる。

この発明の実施の形態１における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態１におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態１におけるシミュレーションのための等価回路図である。 この発明の実施の形態２における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態２におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態２におけるシミュレーションのための等価回路図である。 この発明の実施の形態３における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態３におけるシミュレーション結果を示す図である。 この発明の実施の形態４における漏電検出装置の機能ブロック図である。 この発明の実施の形態４におけるシミュレーション結果を示す図である。

実施の形態１
以下、この発明の実施の形態１による漏電検出装置について図面に基づいて詳細に説明する。図１はこの発明の実施の形態１による漏電検出装置の機能ブロック図であり、単相２線式電路において漏電を検出する構成を示している。
図１において、零相変流器（以下ＺＣＴと称す）１はＢ種接地された接地線を流れる零相電流Ｉｏを検出する零相電流検出手段である。増幅回路２は、ＺＣＴ１で検出した零相電流Ｉｏを増幅する。
アナログ／デジタルコンバータ（以下Ａ／Ｄコンバータと称す）３は、増幅回路２で増幅された零相電流Ｉｏをサンプリングしてデジタル値に変換する。ローパスフィルタ（以下ＬＰＦと称す）４は、Ａ／Ｄコンバータ３でデジタル値に変換された零相電流Ｉｏから高調波成分を除去し、除去後のサンプリング値を零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）として出力する。
一方、電圧検出回路５により電源電圧Ｖを検出し、検出された電源電圧ＶをＡ／Ｄコンバータ６でデジタル値に変換する。この際のサンプリングのタイミングは、Ａ／Ｄコンバータ３と同じタイミングとする。デジタル値に変換した電源電圧ＶからＬＰＦ７で高調波成分を除去する。零クロス点検出回路８により電源電圧Ｖの零クロス点周期を検出し、検出した零クロス点周期から周波数判定回路９で電源電圧Ｖの周波数ｆを判定する。
また、ＬＰＦ７の出力は、正負判定回路１０で正負を判定し、この正負情報、零クロス点周期、および周波数ｆとから電源電圧Ｖの位相θを位相演算部１１で演算する。位相演算部１１の出力である位相θとＬＰＦ４の出力である零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）とから、微分回路１２にて零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を演算する。この微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）、零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）、および位相演算部（１１）の出力である位相θから地絡電流演算部１３で地絡電流Ｉｏｒを算出する。
地絡電流演算部１３の出力である地絡電流Ｉｏｒと漏電感度基準値設定部１４で設定した漏電感度基準値Ｉｔｈとを漏電判定部１５で比較し、Ｉｏｒ≧Ｉｔｈの場合漏電発生と判断する。漏電発生と判断された場合、信号出力部１６より遮断器などの外部の回路に信号を出力する。
上記図１の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。

次に、上述した位相演算部１１により、電源電圧Ｖの位相θを演算する方法について詳述する。
位相θは電源電圧Ｖが負から正に切り替わる零クロス点（θ＝０°）を基準点とする。基準となる零クロス点は、零クロス点検出回路８が検出した電源電圧Ｖの零クロス点のタイミング情報と、正負判定回路１０が検出した電源電圧Ｖの正負情報とから求める。
求めた基準点（θ＝０°）からサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量
Δθ＝２πｆΔＴを積算し、θ＝Σ２πｆΔＴとして位相θを算出する。なお、上記演算に用いる電源電圧Ｖの周波数ｆは、周波数判定回路９で判定した値を用いる。

Ａ／Ｄコンバータ３でデジタル値に変換された零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）は次式で記述できる。

この式で、Ｉｏｒは地絡電流のピーク値、Ｉｏｃは対地静電容量に起因する漏洩電流のピーク値である。

次に、上述した微分回路１２により、零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を導出する方法につき、詳述する。
微分回路１２では、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と１つ前のサンプリング値
Ｉｏ（θ−Δθ）との差分

と、位相θの変化量Δθとから、以下に示す式によって零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する。

この数式の根拠を以下に示す。
Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ−Δθ）との差分ΔＩｏ（θ）をテイラー展開すると次式となる。

ここで、Δθ＝２πｆΔＴが小さいとき、すなわちサンプリング時間ΔＴが短い場合には、高次の項は無視できるため、次式に近似できる

次に、地絡電流演算部１３の機能につき詳述する。上記で求められた、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は地絡電流演算部１３に入力され、Ｉｏ（θ）にsinθを乗じ、Ｉ´ｏ（θ）にcosθを乗じる。
Ｉｏ（θ）sinθ、Ｉ´ｏ（θ）cosθはそれぞれ、

であり、この和をとれば、

となり、地絡電流Ｉｏｒのピーク値が演算できる。

具体的に波形図により説明する。
図２Ａは、周波数５０Ｈｚの単相２線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、図２Ｂの等価回路に示すように、シミュレーションに用いた回路定数は対地静電容量をＣ＝１μＦ、地絡抵抗Ｒ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとした。

次に、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ−Δθ）および位相情報のみから、地絡電流Ｉｏｒを演算により求めてみる。例としてθ＝７２．０°の場合をあげると零相電流Ｉｏの瞬時値は、

電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、サンプリング時間１００μｓの場合、Δθ＝１．８°であるから、1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ−Δθ）は、

と表せ、これらの値を既に説明した零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する式に代入することで、

を得る。これを上述した地絡電流Ｉｏｒのピーク値を演算する式に代入することで、Ｉｏｒ＝４０．２９ｍＡ（真値は４０．００ｍＡ）を得る。

この方法を用いて算出したＩｏｒの演算値を各θ毎にプロットしたものが、図２Ａで示すＩｏｒ演算値であり、どの位相θにおいても実際の地絡電流値Ｉｏｒ＝４０ｍＡに近い値で漏電を検出できていることがわかる。なお、零相電流の微分値は上述したような、マイコンを使用したデジタル演算で求めてもよいが、アナログ回路による微分回路を構成し、直接求めてもよい。

このように、実施の形態１の構成では、単相２線式電路における漏電検出において、任意の位相角の、零相電流と零相電流の微分値とから地絡電流値を演算でき、この演算はサンプリング時間毎に行うことができるため、従来電源周波数が５０Ｈｚの場合、最短でも１０ｍｓであった検出時間（検出時間は平均化の回数に比例し、原理的には最短で１０ｍｓ）がサンプリング時間１００μｓ毎に行うことができるため、漏電発生後、即座に精度よく漏電を判定することができる。なお、サンプリング時間ΔＴを短くするか、上述したテイラー展開の高次項を演算に含めることで、より検出精度と検出時間を向上させることが可能となる。

実施の形態２
実施の形態１では、単相２線式電路の漏電検出の構成を示したが、本実施形態では、Δ結線された三相３線式電路における漏電検出につき説明する。図３は、本実施の形態を示す機能ブロック図である。なお、３線ケーブル長は等しく、非接地電路の各静電容量Ｃは同じであるものと仮定する。
図３において、ＺＣＴ２１はＢ種接地された接地線を流れる零相電流Ｉｏを検出する零相電流検出手段である。増幅回路２２は、ＺＣＴ２１で検出した零相電流Ｉｏを増幅する。
Ａ／Ｄコンバータ２３は、増幅回路２２で増幅された零相電流Ｉｏをサンプリングしてデジタル値に変換する。ＬＰＦ２４は、Ａ／Ｄコンバータ２３でデジタル値に変換された零相電流ＩｏからＬＰＦ２４で高調波成分を除去し、除去後のサンプリング値を零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）として出力する。
一方、電圧検出回路２５により非接地相（Ｒ相−Ｔ相）間の相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）を検出し、検出された相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）をＡ／Ｄコンバータ２６でデジタル値に変換する。この際のサンプリングのタイミングは、Ａ／Ｄコンバータ２３と同じタイミングとする。デジタル値に変換した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）からＬＰＦ２７で高調波成分を除去する。零クロス点検出回路２８により相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点周期を検出し、検出した零クロス点周期から周波数判定回路２９で相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の周波数ｆを判定する。
また、ＬＰＦ２７の出力は、正負判定回路３０で正負を判定し、この正負情報、零クロス点周期、および周波数ｆとから相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θを位相演算部３１で演算する。位相演算部３１の出力である位相θとＬＰＦ２４の出力である零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）とから、微分回路３２にて零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を演算する。この微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）、零相電流の瞬時値Ｉｏ（θ）、および位相演算部３１の出力である位相θから地絡電流演算部３３で地絡電流Ｉｏｒを算出する。
地絡電流演算部３３の出力である地絡電流Ｉｏｒと漏電感度基準値設定部３４で設定した漏電感度基準値Ｉｔｈとを漏電判定部３５で比較し、Ｉｏｒ≧Ｉｔｈの場合漏電発生と判断する。漏電発生と判断された場合、信号出力部３６より遮断器などの外部の回路に信号を出力する。
上記図３の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。

次に、上述した位相演算部３１により、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θを演算する方法について詳述する。
位相θは相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）が負から正に切り替わる零クロス点（θ＝０°）を基準点とする。基準となる零クロス点は、零クロス点検出回路２８が検出した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点のタイミング情報と、正負判定回路３０が検出した相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の正負情報とから求める。
求めた基準点（θ＝０°）からサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量
Δθ＝２πｆΔＴを積算し、θ＝Σ２πｆΔＴとして位相θを算出する。なお、上記演算に用いる相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の周波数ｆは、周波数判定回路２９で判定した値を用いる。

この位相θを用いて、デジタル値に変換された零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）は次式で記述できる。

この式で、ＩｏｒＲはＲ相の地絡電流のピーク値、ＩｏｒＴはＴ相の地絡電流のピーク値、Ｉｏｃは対地静電容量に起因する漏洩電流のピーク値である。

微分回路３２により導出される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は、実施の形態１で説明したテイラー展開による導出の結果、

と近似できる。

次に、地絡電流演算部３３の機能につき詳述する。上記で求められた、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は地絡電流演算部３３に入力され、Ｉｏ（θ）にcosθを乗じ、Ｉ´ｏ（θ）にsinθを乗じる。
Ｉｏ（θ）cosθ、Ｉ´ｏ（θ）sinθはそれぞれ、

であり、この差をとれば、

すなわち、

となり、地絡電流Ｉｏｒのピーク値が演算できる。

具体的に波形図により説明する。
図４Ａは、周波数５０Ｈｚの三相３線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、図４Ｂの等価回路に示すように、シミュレーションに用いた回路定数はＲ相における対地静電容量をＣＲ＝１μＦ、Ｔ相における対地静電容量ＣＴ＝１μＦ、Ｒ相における地絡抵抗ＲＲ＝１０ｋΩ、Ｔ相における地絡抵抗ＲＴ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとした。

次に、実施の形態１と同様に、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）と1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ−Δθ）および位相情報のみから、地絡電流Ｉｏｒを演算により求めてみる。例としてθ＝７２．０°の場合をあげると零相電流Ｉｏの瞬時値は、

電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、サンプリング時間１００μｓの場合、Δθ＝１．８°であるから、1つ前のサンプリング値Ｉｏ（θ−Δθ）は、

と表せ、これらの値を既に説明した零相電流の微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）を算出する式に代入することで、

を得る。これを上述した地絡電流Ｉｏｒのピーク値を演算する式に代入することで、Ｉｏｒ＝６１．３７ｍＡ（真値は６０．００ｍＡ）を得る。

この方法を用いて算出したＩｏｒの演算値を各θ毎にプロットしたものが、図４Ａで示すＩｏｒ演算値であり、どの位相θにおいても実際の地絡電流値Ｉｏｒ＝６０ｍＡに近い値で漏電を検出できていることがわかる。なお、零相電流の微分値は上述したようなマイコンを使用したデジタル演算で求めてもよいが、アナログ回路による微分回路を構成し、直接求めてもよい。

このように、実施の形態２の構成では、Δ結線された三相３線式電路における漏電検出において、任意の位相角の、零相電流と零相電流の微分値とから地絡電流値を演算でき、この演算はサンプリング時間毎に行うことができるため、従来電源周波数が５０Ｈｚの場合、最短でも１０ｍｓであった検出時間（検出時間は平均化の回数に比例し、原理的には最短で１０ｍｓ）がサンプリング時間１００μｓ毎に行うことができるため、漏電発生後、即座に精度よく漏電を判定することができる。なお、サンプリング時間ΔＴを短くするか、上述したテイラー展開の高次項を演算に含めることで、より検出精度と検出時間を向上させることが可能となる。

実施の形態３
実施の形態1及び２では、漏電検出の検出精度と検出時間の双方を飛躍的に高めたが、製造コストの関係上、検出回路の構成を簡素化した漏電検出装置を図５に示す。図５はこの発明の実施の形態３による漏電検出装置の機能ブロック図であり、単相２線式電路において漏電を検出する構成を示している。図中、図１と同一符号は、同一または同等の機能を有する。図５の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。

図５において、ＬＰＦ７の出力は、ピーク点検出回路５１に入力され、電源電圧Ｖのピーク点を検出する。ピーク点検出回路５１がピーク点を検出するタイミングで、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ(θ)は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、ピーク点を検出するタイミングは、電源電圧Ｖの位相θが、θ＝９０°または２７０°であり、実施の形態１で説明した零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）の式

に代入すると、

となる。

微分回路５２で演算される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）は、零クロス点検出回路８が零クロス点を検出するタイミングで地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、零クロス点を検出するタイミングは、電源電圧Ｖの位相θが、θ＝０°または１８０°であり、実施の形態１で説明した零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）の式

に代入すると、

となる。
なお、微分回路５２の入力として必要なΔθは、実施の形態１では位相演算部１１が算出していたが、本実施の形態では、微分回路５２において、基準点（θ＝０°）からのサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量Δθ＝２πｆΔＴを算出する。

具体的に波形図により説明する。
図６は、周波数５０Ｈｚの単相２線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、シミュレーションに用いた回路定数は対地静電容量をＣ＝１μＦ、地絡抵抗Ｒ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖとしたのは、図２Ｂで示した等価回路と同じである。

零相電流Ｉｏに注目すると、電源電圧Ｖのピーク点、θ＝９０°、２７０°において、Ｉｏは実際の地絡電流のピーク値４０ｍＡと一致していることがわかる。
また、零相電流の微分値Ｉ´ｏに着目すると、電源電圧Ｖの零クロス点、θ＝０°、１８０°において、実際の地絡電流のピーク値４０ｍＡと一致していることがわかる。

このように、実施の形態３の構成では、微分回路を用いる簡単な構成で、単相２線式電路の地絡電流の検出に電源電圧のピーク点に加え、零クロス点を用いることができるため、検出時間を従来装置の半分に削減できる。なお、微分回路はマイコンを使用したソフトウエアによる構成でも、アナログ回路による構成でもよい。

実施の形態４
実施の形態３の構成を三相３線式電路に適用したのが本実施の形態である。図７はこの発明の実施の形態４による漏電検出装置の機能ブロック図である。図中、図３と同一符号は、同一または同等の機能を有する。また、図７の機能ブロック図は電気回路とマイコンを組み合わせ実際に構成する。特にＡ／Ｄコンバータ、ＬＰＦ、各判定回路、各演算回路などは、デジタルシグマＡ／Ｄコンバータ内臓のマイコンを使用し、ソフトウエアで処理することも可能である。

図７において、ＬＰＦ２７の出力は、零クロス点検出回路２８に入力され、零クロス点検出回路２８が零クロス点を検出するタイミングで、零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ(θ)をｃｏｓ３０°で除した値は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、零クロス点検出を行うタイミングは、相間電圧Ｖ（Ｔ−Ｒ）の位相θが、θ＝０°または１８０°であり、実施の形態２で説明した零相電流Ｉｏの瞬時値Ｉｏ（θ）の式

に代入すると、

となるので、これらをｃｏｓ３０°で除した値は、非接地相における地絡電流の合算値Ｉｏｒ≡ＩｏｒＲ+ＩｏｒＴと等しい。

同様に、ＬＰＦ２７の出力は、ピーク点検出回路７０に入力され、微分回路７１で演算される零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）をｃｏｓ３０°で除した値は、地絡電流Ｉｏｒと等しい値となる。
つまり、ピーク点を検出するタイミングは、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の位相θが、θ＝９０°または２７０°であり、実施の形態２で説明した零相電流Ｉｏの微分の瞬時値Ｉ´ｏ（θ）の式

に代入すると、

となるので、これらをｃｏｓ３０°で除した値は、非接地相における地絡電流の合算値Ｉｏｒ≡ＩｏｒＲ+ＩｏｒＴと等しい。
なお、微分回路７１の入力として必要なΔθは、実施の形態３では位相演算部３１が算出していたが、本実施の形態では、微分回路７１において、基準点（θ＝０°）からのサンプリング時間ΔＴ毎に位相θの変化量Δθ＝２πｆΔＴを算出する。

具体的に波形図により説明する。
図８は、周波数５０Ｈｚの三相３線式電路において漏電が発生した場合のシミュレーション結果を示す図である。縦左軸は電圧値で単位はボルト、縦右軸は電流値で単位はミリアンペア、横軸は位相θで単位は度、サンプリング時間ΔＴ＝１００μｓである。なお、シミュレーションに用いた回路定数、Ｒ相における対地静電容量をＣＲ＝１μＦ、Ｔ相における対地静電容量ＣＴ＝１μＦ、Ｒ相における地絡抵抗ＲＲ＝１０ｋΩ、Ｔ相における地絡抵抗ＲＴ＝５ｋΩ、電源電圧Ｖ＝２００Ｖは、図４Ｂで示した等価回路と同じである。

零相電流Ｉｏに注目すると、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）の零クロス点、θ＝０°、１８０°において、実際の非接地相における地絡電流の合算値６０ｍＡにｃｏｓ３０°を乗じた値、

と一致していることがわかる。
また、零相電流の微分値Ｉ´ｏに着目すると、相間電圧Ｖ（Ｔ→Ｒ）のピーク点、θ＝９０°、２７０°において、実際の非接地相における地絡電流の合算値６０ｍＡにｃｏｓ３０°を乗じた値、

と一致していることがわかる。

このように、実施の形態４の構成では、微分回路を用いる簡単な構成で、非接地相の地絡電流の検出に相間電圧のピーク値の他に零クロス点を用いることができるため、検出時間を従来装置の半分に削減できる。

なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ ＺＣＴ、２、２２ 増幅回路、３、６、２３、２６ Ａ／Ｄコンバータ、４、７、２４、２７ ＬＰＦ、５、２５ 電圧検出回路、 ８、２８ 零クロス点検出回路、９、２９ 周波数判定回路、１０、３０ 正負判定回路、１１、３１ 位相演算部、１２、３２、５２、７１ 微分回路、１３、３３ 地絡電流演算部、１４、３４ 漏電感度基準値設定部、１５、３５ 漏電判定部、１６、３６ 信号出力部、５１、７０ ピーク点検出回路

また、三相３線式電路においては、３線ケーブル長が等しく非接地電路の各静電容量Ｃが同じ場合には、零相電流Ｉｏのピーク値と、非接地相（Ｔ相−Ｒ相）間の相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）と零相電流Ｉｏの位相差φとを検出して、

により地絡電流Ｉｏｒを算出していた（同じく特許文献１参照）。
（相間電圧Ｖ（Ｒ→Ｔ）ならば、Ｖ（Ｒ→Ｔ）＝Ｖ（Ｔ相）−Ｖ（Ｒ相）。ＲからＴへの→はベクトルの向きを表す。）

この発明に係わる漏洩電流検出装置は、電路の零相電流を検出する零相電流検出手段と、電路の電圧を検出する電圧検出手段と、電圧の位相情報から零相電流の微分値を算出する微分手段と、零相電流の値と微分値とに基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段を備えるものである。

特許第４１５９５９０号公報

Claims (7)

1. 電路の零相電流を検出する零相電流検出手段、前記電路の電圧を検出する電圧検出手段、前記零相電流の微分値を算出する微分手段、前記零相電流の値と前記微分値とに基づいて漏洩電流を導出する漏洩電流導出手段を備えた漏洩電流検出装置。
2. 前記微分手段は、前記電圧の零クロス点に基づいて前記零相電流の微分値を算出し、前記漏洩電流導出手段は、前記微分値と前記零相電流の値とから前記零クロス点および前記電圧のピーク点での漏洩電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
3. 前記微分手段は、前記電圧をサンプリング時間毎にサンプリングしてデジタル値に変換し、前記デジタル値に変換された電圧値が負から正に切り替わる基準点から前記サンプリング時間毎の電圧の変化量を積算した位相での前記零相電流の微分値を算出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
4. 前記微分手段は、前記電圧の位相情報から前記零相電流の微分値を算出することを特徴とする請求項１に記載の漏洩電流検出装置。
5. 前記漏洩電流導出手段は、単相２線式電路において、前記零クロス点での前記微分値と、前記ピーク点での前記零相電流の値とから漏洩電流を検出することを特徴とする請求項２に記載の漏洩電流検出装置。
6. 前記漏洩電流導出手段は、三相３線式電路において、前記零クロス点での前記零相電流の値と、前記ピーク点での前記微分値とから漏洩電流を検出することを特徴とする請求項２に記載の漏洩電流検出装置。
7. 前記漏洩電流を基準値と比較し漏電を判定する漏電判定手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の漏洩電流検出装置。
   

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