JP3483621B2 - 交流電気量変化分検出方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電力系統の交流電気量の
ベクトル変化分の大きさを高精度に検出する交流電気量
変化分検出方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力系統には常時負荷電流が流れている
ことは周知であるが、近年、系統の構成が複雑になり、
系統が健全状態であっても平衡性を保つことが難しく、
常時でも零相、逆相電圧・電流が存在することが報告さ
れている。このような状態下にあっても事故を確実に検
出する必要がある。このため、事故時に発生する電気量
が微小な場合に、常時存在する前記零相、逆相電気量が
事故時電気量に重畳しても、当該電気量の大きさをその
まま検出する方式では困難になってきている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】電力系統に事故が発生
すると、系統の電気量が事故様相に応じて変化する。こ
の場合、負荷電流が流れているとこれが事故電流に重畳
するため、電流検出感度が悪くなる。そこで負荷電流分
をキャンセルする方式の電流変化分検出リレーがある。
この方式での変化分は(1) 式で示されるように、現時点
の電流瞬時値データｉ_m とその数サイクル前のデータｉ
_m-M の差分値のレベルを検出するものである。

【数１】 Δｉ_m ＝ｉ_m −ｉ_m-M ………………(1)

【０００４】今、電流瞬時値データを次式のようにおく
と、

【数２】 ｉ_m ＝Ｉ sin（ωｔ_m ） ｉ_m-M ＝Ｉ sin（ω（ｔ_m −Ｍ・Ｔ）） （Ｍ・ω_o Ｔ＝Ｍ・２πｆ_o ／ｆ_s ＝Ｎ・２π）…Ｍ＝Ｎ・ｆ_s ／ｆ_o （ｆ_s ：サンプリング周波数，Ｔ：サンプリング周期）

【０００５】上記(1) 式は(2) 式となる。

【数３】 Δｉ_m ＝ｉ_m −ｉ_m-M ＝２Ｉ・sin(（ωＭ・Ｔ）／２）・cos(ω（ｔ_m −Ｍ・Ｔ／２）) ＝２Ｉ・sin(（ωＭ・Ｔ）／２） ＝２Ｉ・ sin（Ｍ・（ω_o ＋Δω）・Ｔ） ＝２Ｉ・sin(（Ｍ・ω_o Ｔ＋Ｍ・Δω・Ｔ）／２） ＝−２Ｉ・sin(（Ｍ・Δω・Ｔ）／２） ……………(2) （Ｎ：整数，ω＝ω_o ＋Δω，ω_o ：系統基本周波数，
Δω：周波数変動分）

【０００６】ここで平常時に交流電気量の周波数が変動
した場合、本来零であるべき電気量が(2) 式に示す変化
分として生じてしまう。例えばＮ＝１（１サイクル前）
（Ｍ＝１２であるから）、Δω＝５％、ｆ_s ／ｆ_o ＝１
２の時、

【数４】 ｜Δｉ_m ｜＝２Ｉ・ sin（Ｍ・Δω・Ｔ／２） ＝２Ｉ・ sin（１２・０．０５・π／１２） ＝２Ｉ・ sin（９°）＝０．３１・Ｉ …………(3) となり、３１％の誤差を生じることになる。本発明は上
記問題点を解決するためになされたものであり、電力系
統の周波数が基本周波数に対して変化しても、周波数の
影響を受けずに交流電気量の変化分を高精度に検出する
ことの可能な交流電気量変化分検出方式を提供すること
を目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
交流電気量変化分検出方式は、電力系統の交流電気量の
変化分を算出する交流電気量変化分検出方式において、
検出対象とする交流電気量の現時点のデータとそれより
一定時間前データ、及び前記交流電気量の変化に影響を
受けない交流電気量のデータとそれより一定時間前のデ
ータとを得る第１の手段と、前記検出対象とする交流電
気量と前記交流電気量の変化に影響を受けない交流電気
量の現時点の内積値と一定時間前の内積値の差分の２乗
値と同電気量の現時点の外積値と一定時間前の外積値の
差分の２乗値の和（（ΔＩ・Ｖ_ｐ）^２）を得る第２の手
段と、前記検出対象とする交流電気量の変化に影響を受
けない交流電気量の振幅値の２乗値（Ｖ_ｐ）^２を算出
し、その値に所定の設定値Ｋを乗じる第３の手段と、前
記第２の手段で得られた値と前記第３の手段で得られた
所定値との大小を比較する第４の手段とを備えた。

【０００８】本発明の請求項２に係る交流電気量変化分
検出方式は、請求項１において、前記第１の手段とし
て、検出対象とする交流電気量のサンプリング値
（ｉ_ｍ，ｉ_{ｍ−ｋ／２}，ｉ_ｍ−ｋ）とそれより一定時間
前（時系列Ｍサンプリング前）のサンプリング値（ｉ
_ｍ−Ｍ，ｉ_{ｍ−ｋ／２−Ｍ}，ｉ_{ｍ−ｋ−Ｍ}）、及び前記
交流電気量の変化に影響を受けない交流電気量のサンプ
リング値（Ｖ_ｐｍ，Ｖ_ｐｎ）とそれより一定時間前（時
系列Ｍサンプリング前）のサンプリング値
（Ｖ_ｐｍ−Ｍ，Ｖ_{ｐｍ−ｋ／２−Ｍ}，Ｖ_{ｐｍ−ｋ−Ｍ}）
とを得、前記第２の手段として、前記サンプリング値か
ら下式に基づいて交流電気量の変化分を得、

【数５】 前記第３の手段では、

【数６】 を算出するようにしたものである。

【０００９】本発明の請求項３に係る交流電気量変化分
検出方式は、請求項１において、第１の手段の検出対象
電気量としては、３相電力系統の一線地絡事故時に発生
する零相電圧、又は逆相電圧、又は零相電圧と逆相電圧
の和、その電気量の変化に影響を受けない電気量として
は地絡相以外の健全相間電圧を使用するものである。

【００１０】本発明の請求項４に係る交流電気量変化分
検出方式は、請求項１において、第１の手段の検出対象
電気量としては、３相電力系統の一線地絡事故時に発生
する零相電流、又は逆相電流、又は零相電流と逆相電流
の和、その電気量の変化に影響を受けない電気量として
は地絡相以外の健全相間電圧を使用するものである。

【００１１】

【作用】本発明の請求項１，請求項２，請求項３，請求
項４に係る交流電気量変化分検出方式は、電力系統の交
流電気量の変化分を、変化前後に影響を受けない電気量
を基準にして、変化前後でこの基準電気量に対する同相
成分と直交成分をベクトルの内積，外積計算で求め、各
々の成分の変化前後の差分値の２乗値の和をとって算出
するようにしたものである。式で示すと(6) 式のように
なる。即ち、検出対象の交流電気量と基準電気量の内
積，外積値を高精度に算出すれば、時間及び電力系統の
周波数の影響を受けない直流量に変換できることに着目
し、交流電気量の変化分を直接求めずに、内積，外積値
に変換した量での変化分から算出するようにしたもので
ある。

【数７】 （ΔＩ）² ・Ｖ_p ² ＝｛（Ｉ・Ｖ_p ・ cos（θ））_m −（Ｉ・Ｖ_p ・ cos（θ））_M ｝² ＋｛（Ｉ・Ｖ_p ・ sin（θ））_m −（Ｉ・Ｖ_p ・ sin（θ））_M ｝² …………………(6) （ｍ，Ｍはサンプリング時系列、Ｍ：変化前、ｍ：変化
後）

【００１２】

【実施例】図２は本発明による方式が適用されるディジ
タル継電器のブロック構成例図である。図２において、
電力系統から所定のレベルにて変換して取り込まれた交
流電流量ｉ，電圧量ｖは先ずサンプルホールド回路Ｓ／
Ｈでサンプリングされ、マルチプレクサＭＰＸを介して
順次アナログ・ディジタル変換器Ａ／Ｄへ入力される。
アナログ・ディジタル変換器にて変換されたディジタル
値は演算部ＣＰＵへ入力される。ＣＰＵでは本発明に基
づく所定の動作判定演算を行ない、その結果を出力する
概略構成を有している。

【００１３】図２では電流ｉ，電圧ｖのＳ／Ｈ回路の出
力を各々ｉ_m ，ｖ_m としているが、ディジタル演算部Ｃ
ＰＵ内のディジタル処理においても区別せずに同様に記
す。そして本発明では演算部ＣＰＵ内にあるディジタル
継電器に関する処理内容を、交流電気量変化分検出方式
としたものである。

【００１４】図１は本発明による交流電気量変化分検出
方式の一実施例を示すブロック図である。先ず第１の手
段１として、検出対象とする交流電気量のサンプリング
値（ｉ_m ，ｉ_m-k/2 ，ｉ_m-k ）と、それより一定時間前
（時系列Ｍサンプリング前）のサンプリング値
（ｉ_m-M ，ｉ_m-k/2-M ，ｉ_m-k-M ）、及び前記交流電気
量の変化に影響を受けない交流電気量のサンプリング値
（Ｖ_pm）と、それより一定時間前（時系列Ｍサンプリン
グ前）のサンプリング値（Ｖ_pm-M，Ｖ_pm-k/2-M，Ｖ_pm-k
-M）とを得、第２の手段２では、前記サンプリング値か
ら下式に基づいて交流電気量の変化分を得る。

【００１５】

【数８】

【００１６】第３の手段３では、Ｖ_p ² ＝Ｖ_pm-k/2 ² −
Ｖ_pm-k・Ｖ_pm（ｋはサンプリング時系列で基本周波数で
の位相がｍと１８０°相当の差）基準電気量の２乗値に
設定値Ｋを乗じた量を算出し、第４の手段４では、第２
の手段で算出した量（ΔＩ）² ・Ｖ_p ² と第３の手段で
算出した量Ｋ（Ｖ_p ）² との大小を比較（ΔＩ）² ・Ｖ
_p ² ＞Ｋ・（Ｖ_p ）² するものである。

【００１７】次に上記した図１の演算結果を検証する。
今、変化分検出対象の電気量及び変化しない基準電気量
をｉ，ｖとし、そのサンプリング時系列を下式のように
与える。

【数９】 ｉ_m ＝Ｉ・ sin（ωｔ_m ），ｉ_m-k ＝Ｉ・ sin（ωｔ_m −ｋωＴ） ｉ_m-M ＝Ｉ_M ・ sin（ωｔ_m ＋φ−ＭωＴ） ｉ_m-k-M ＝Ｉ_M ・ sin（ωｔ_m ＋φ−ｋωＴ−ＭωＴ） Ｖ_pm＝Ｖ・ sin（ωｔ_m ＋θ），Ｖ_pm-k＝Ｖ・ sin（ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ） Ｖ_pm-M＝Ｖ・ sin（ωｔ_m ＋θ−ＭωＴ） Ｖ_pm-k-M＝Ｖ・ sin（ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ−ＭωＴ）

【００１８】ここにφ，θ及びＩ_M は以下に示す通りで
ある。 φ：時刻（ｔ_m −ＭＴ）での交流量ｉに対する時刻ｔ_m
での交流量ｉの進位相。 θ：時刻ｔ_m での交流量ｖの交流量ｉに対する進位相。 Ｉ_M ：時刻（ｔ_m −ＭＴ）での交流量ｉの振幅値（変化
前）。

【００１９】変化前の交流量ｉとｖの内積値は以下(7)
式に示す通りとなる。

【数10】 （Ｉ・Ｖ_p ・cos(θ))_M ＝ｉ_m-k/2-M ・Ｖ_pm-k/2-M−（ｉ_m-k-M ・Ｖ_pm-M＋ｉ_m-M ・Ｖ_pm-k-M）／２ ＝Ｉ_M ・Ｖ・{sin（ωｔ_m ＋φ−ｋωＴ／２−ＭωＴ） ・sin(ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ／２−ＭωＴ) −sin(ωｔ_m ＋φ−ｋωＴ−ＭωＴ) ・sin(ωｔ_m ＋θ−ＭωＴ) −sin(ωｔ_m ＋φ−ＭωＴ) ・sin(ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ−ＭωＴ))／２} ＝Ｉ_M ・Ｖ・［１／２{cos（φ−θ） −cos(２ωｔ_m ＋（φ＋θ）−ｋωＴ−２ＭωＴ）｝−１／２ ・{cos（θ−φ）・cos(ｋωＴ) −cos(２ωｔ_m ＋（φ＋θ）−ｋωＴ−２ＭωＴ)}] ＝Ｉ_M ・Ｖ・１／２・[cos（φ−θ）−cos(θ−φ）・cos(ｋωＴ)] ＝Ｉ_M ・Ｖ・ cos（φ−θ）・ sin² （ｋωＴ／２） ……………………(7)

【００２０】又、変化後の内積値は、以下(8) 式に示す
通りとなる。

【数11】 （Ｉ・Ｖ_p ・cos(θ))_m ＝ｉ_m-k/2 ・Ｖ_pm-k/2−（ｉ_m-k ・Ｖ_pm＋ｉ_m ・Ｖ_pm-k）／２ ＝Ｉ・Ｖ・［sin(ωｔ_m −ｋωＴ／２）・sin(ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ／２） −{sin（ωｔ_m −ｋωＴ) ・sin(ωｔ_m ＋θ） ＋sin(ωｔ_m ）・sin(ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ)}／２] ＝Ｉ・Ｖ・［１／２{cos（θ）−cos(２ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ)} −１／２・{cos（θ）・cos(ｋωＴ) −cos(２ωｔ_m ＋θ−ｋωＴ)}] ＝Ｉ・Ｖ・１／２・[cos（θ）− cos（θ）・cos(ｋωＴ)] ＝Ｉ・Ｖ・ cos（θ）・ sin² （ｋωＴ／２)] ………………(8)

【００２１】同様に交流量ｉとｖの外積値は、以下
（９）式に示す通りとなる。

【数１２】

【００２２】又、変化後の外積値は、以下（10）式に示
す通りとなる。

【数１３】

【００２３】以上において(8) 式の右辺第１項，第２項
は、以下に示す(11)式(12)式となる。

【数14】 ｛（Ｉ・Ｖ_p ・ cos（θ））_m −（Ｉ・Ｖ_p ・ cos（θ））_M ｝² ＝｛Ｉ・Ｖ・cos(θ）・ sin² （ｋωＴ／２） −Ｉ_M ・Ｖ・cos(φ−θ）・ sin² （ｋωＴ／２）｝² ＝｛Ｖ・ sin² （ｋωＴ／２)}² ・｛Ｉ・cos(θ）−Ｉ_M ・cos(φ−θ)}² ……………………(11) ｛（Ｉ・Ｖ_p ・ sin（θ））_m −（Ｉ・Ｖ_p ・ sin（θ））_M ｝ ＝｛Ｉ・Ｖ・sin(θ）・ sin（ｋωＴ／２） −Ｉ_M ・Ｖ・sin(φ−θ）・ sin（ｋωＴ／２）｝² ＝｛Ｖ・ sin（ｋωＴ／２)}² ・｛Ｉ・sin(θ）−Ｉ_M ・sin(φ−θ)}² ……………………(12)

【００２４】(11)式，(12)式において、ｋは基本周波数
においてｍより位相が１８０°遅れる時系列であるの
で、ｋω_o Ｔ／２＝９０°となる。上式においてアンダ
ーライン部で示す量の物理的な意味は図３に示すような
関係となる。同図において、基準電気量ｖに対して、ベ
クトルＯＭが変化前の交流量ｉで位相角は（θ−φ）で
ある。ベクトルＯＦが変化後の交流量ｉで、位相角はθ
である。従って交流量の変化分がベクトルＭＦである。
従ってベクトルＭＦの大きさの基準電気量量ｖに対する
同相成分が(11)式となり、直交成分が(12)式のアンダー
ライン部で表される。従って(11)式，(12)式の各々の２
乗和をとると変化分ＭＦの大きさを求めることが可能と
なる。

【００２５】変化分ＭＦの大きさは以下(13)式のように
算出される。

【数15】 （ΔＩ・Ｖ_p ）_m ² ＝｛Ｖ・ sin（ｋωＴ／２））² ・［｛ sin（ｋωＴ／２)}² ・｛Ｉ・ cos（θ）−Ｉ_M ・ cos（φ−θ）｝² ＋｛Ｉ・sin(θ）−Ｉ_M ・sin(φ−θ)}² ］ ＝＊｛Ｖ・sin(ｋωＴ／２)}² ・[(Ｉ−ｘ² ／２） ・｛Ｉ・cos(θ）−Ｉ_M ・cos(φ- θ)}² ＋｛Ｉ・sin(θ）−Ｉ_M ・sin(φ−θ)}² ………………(13) （なお、＝＊印はおおよそを意味する。ｘ＝ε・ｋω_o
Ｔ／２＝ε・π／２，ε＝ｆ／ｆ_o −１であるため）

【００２６】又、第３の手段３では変化しない基準交流
電気量ｖの振幅値の大きさの２乗値と定数Ｋとの積を算
出する。基準交流電気量ｖの振幅値の大きさの２乗値は
以下のようになる。

【数16】 Ｖ_pm ² ＝Ｖ_pm-k/2 ² −Ｖ_pm-k・Ｖ_pm＝Ｖ² ・ sin² （ｋωＴ／２）

【００２７】従って第４の手段４では(14)式に基づいて
大小を判定することになる。

【数17】 ｛Ｖ・sin(ｋωＴ／２)}² ・[(Ｉ−ｘ² ／２）・｛Ｉ・cos(θ） −Ｉ_M ・cos(φ−θ)}² ＋｛Ｉ・sin(θ）−Ｉ_M ・sin(φ−θ)}² ］ ＞Ｋ・Ｖ² ・ sin² （ｋωＴ／２） ………………………(14) 本式を更にまとめると、

【数18】 （Ｉ−ｘ² ／２）・｛Ｉ・cos(θ）−Ｉ_M ・cos(φ- θ)}² ＋｛Ｉ・sin(θ）−Ｉ_M ・sin(φ−θ)}² ＞Ｋ ……………(15)

【００２８】以上が本発明の骨子である。(15)式をみて
分かるように、変化をとる時間幅、即ち、時系列とＭの
差分に依存せずに、交流量の変化分を算出することがで
きる。又、周波数の変動幅によって受ける影響も、

【数19】 ｅｒ＝ｘ² ／２・｛Ｉ・cos(θ）−Ｉ_M ・cos(φ−θ）｝² ｘ＝ε・ｋω_o Ｔ／２＝ε・π／２ ε＝５％であっても、 ｅｒ＝０．００３０８・｛Ｉ・cos(θ）−Ｉ_M ・cos(φ−θ）｝² となり、無視可能である。

【００２９】以上の方式に、変化分検出対象電気量とし
て一線地絡事故での零相電圧，逆相電圧，零相＋逆相電
圧量を、地絡相外、即ち健全相電圧量を変化の影響を受
けない電気量として適用することにより、平常時の電力
系統にわずかに存在する零相電圧，逆相電圧の影響を受
けずに高感度な事故検出が可能となる。図４にα相一線
地絡時のクラーク座標法の（αβＯ）等価回路を示す。
同図においてＺ2 ，Ｚ0 は事故点Ｆと電源Ｅa 間の逆
相，零相インピーダンスを示す。α回路とＯ回路（零
相）に流れる電流Ｉ_αF とＩ_OFの間にはＩ_αF ＝−２Ｉ
_OFの関係で接続される。同図から分かるように、一線地
絡ではβ回路成分は変化しないことが分かる。

【００３０】このβ回路成分が健全相電圧である。

【数２０】

【００３１】又、事故時電圧と同様電流についても変化
分電気量として一線地絡事故での零相電流，逆相電流，
零相＋逆相電流量を、地絡相外、即ち健全相間電圧量を
変化の影響を受けない電気量として、適用することも当
然可能である。

【数21】 ｉ＝（ｉ_a ＋ａ² ・ｉ_b ＋ａ・ｉ_c ）／３ ……逆相電圧 ｉ＝（ｉ_a ＋ｉ_b ＋ｉ_c ）／３ ………零相電圧 （ａ：Ｉ・ｅｘｐ（ｊ１２０°）） ……単位１２０°移相 ベクトル ｖ＝ｖ_bc・ｅｘｐ（ｊ９０°） ………健全相間（ｂｃ相間） 電圧を９０°進相

【００３２】更に検出対象電気量として、電力系統に同
期した電気所内電源から所定の電気量にレベル変換した
電気量を、前記ディジタル継電器に取り込まれる交流電
流回路に重畳して、所定の電気量が重畳されたか否かを
チェックする点検を行なう場合でも本発明を適用でき
る。即ち、点検用所内電気量を重畳する電流回路の電流
を検出対象電気量ｉとし、点検電気量を印加しない電圧
量を基準電気量として扱えば、点検印加前の電流に依存
せずに、印加した点検電気量の大きさを高精度に算出す
ることが可能になる。

【００３３】

【数22】ｉ＝ｉＭ＋ｉＴＳ ｉＭ：点検印加前の電流 ｉＴＳ：点検電気量 ｖ＝ｖ（） ………（）は代表相の電圧 なお、本点検電気量印加回路例については、電気協同研
究第４１巻第４号（ディジタルリレー）（昭和６１年１
月号）のＰ７２−第５−２−２図に概略示される。

【００３４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば電
力系統の交流電気量の変化分量を変化しない交流電気量
を基準として、変化前後の基準電気量との内積，外積値
を求めてから、内積，外積値での変化分を算出するよう
に構成したので、変化をみる時間幅の大きさ，系統の周
波数の変化で影響を受けずに、高精度に算出することが
可能となった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による周波数検出方式を説明する一実施
例のブロック構成図。

【図２】本発明が適用されるディジタル継電器の概要構
成図。

【図３】本発明の原理を説明する図。

【図４】本発明の応用例を説明する図。

【符号の説明】

１ サンプリング値取り込み部 ２ 変化分算出部 ３ 定数設定部 ４ 変化分レベル判定部 Ｓ／Ｈ サンプリングホールド回路 Ａ／Ｄ アナログ・ディジタル変換器 ＭＰＸ マルチプレクサ回路 ＣＰＵ 演算部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 黒沢 保広 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東 芝 府中工場内 (56)参考文献 特開 平２−188119（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−141459（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−1811（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01R 19/00 - 19/32 G01R 29/16 H02H 3/02 H02H 3/44

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力系統の交流電気量の変化分を算出す
   る交流電気量変化分検出方式において、検出対象とする
   交流電気量の現時点のデータとそれより一定時間前デー
   タ、及び前記交流電気量の変化に影響を受けない交流電
   気量のデータとそれより一定時間前のデータとを得る第
   １の手段と、前記検出対象とする交流電気量と前記交流
   電気量の変化に影響を受けない交流電気量の現時点の内
   積値と一定時間前の内積値の差分の２乗値と同電気量の
   現時点の外積値と一定時間前の外積値の差分の２乗値の
   和（（ΔＩ・Ｖ_ｐ）^２）を得る第２の手段と、前記検出
   対象とする交流電気量の変化に影響を受けない交流電気
   量の振幅値の２乗値（Ｖ_ｐ）^２を算出し、その値に所定
   の設定値Ｋを乗じる第３の手段と、前記第２の手段で得
   られた値と前記第３の手段で得られた所定値との大小を
   比較する第４の手段とを備えたことを特徴とする交流電
   気量変化分検出方式。
2. 【請求項２】 請求項１記載の交流電気量変化分検出方
   式において、 前記 第１の手段では検出対象とする交流電気量のサンプ
   リング値（ｉ_ｍ，ｉ_{ｍ−ｋ／２}，ｉ_ｍ−ｋ）とそれより
   一定時間前（時系列Ｍサンプリング前）のサンプリング
   値（ｉ_ｍ−Ｍ，ｉ_{ｍ−ｋ／２−Ｍ}，ｉ_{ｍ−ｋ−Ｍ}）、及
   び前記交流電気量の変化に影響を受けない交流電気量の
   サンプリング値（Ｖ_ｐｍ，Ｖ_ｐｎ）とそれより一定時間
   前（時系列Ｍサンプリング前）のサンプリング値（Ｖ
   _ｐｍ−Ｍ，Ｖ_{ｐｍ−ｋ／２−Ｍ}，Ｖ_{ｐｍ−ｋ−Ｍ}）とを
   得、前記第２の手段では前記サンプリング値から下式に
   基づいて交流電気量の変化分を得、 【数１】 前記第３の手段では、Ｖ_ｐ ^２＝Ｖ_{ｐｍ−ｋ／２} ^２−Ｖ
   _ｐｍ−ｋ・Ｖ_ｐｍ（ｋはサンプリング時系列で基本周波
   数での位相がｍと１８０°相当の差）を算出するように
   したことを特徴とする交流電気量変化分検出方式。
3. 【請求項３】 請求項１記載の交流電気量変化分検出方
   式において、 前記 第１の手段の検出対象電気量としては、３相電力系
   統の一線地絡事故時に発生する零相電圧、又は逆相電
   圧、又は零相電圧と逆相電圧の和、その電気量の変化に
   影響を受けない電気量としては地絡相以外の健全相間電
   圧を使用することを特徴とする交流電気量変化分検出方
   式。
4. 【請求項４】 請求項１記載の交流電気量変化分検出方
   式において、 前記 第１の手段の検出対象電気量としては、３相電力系
   統の一線地絡事故時に発生する零相電流、又は逆相電
   流、又は零相電流と逆相電流の和、その電気量の変化に
   影響を受けない電気量としては地絡相以外の健全相間電
   圧を使用することを特徴とする交流電気量変化分検出方
   式。