WO2016071312A1 - Treiberschaltung für eine induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung - Google Patents

Treiberschaltung für eine induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung Download PDF

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WO2016071312A1
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PCT/EP2015/075530
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Herbert Froitzheim
Dieter Sass
Norbert VAN DER HEYD
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Continental Automotive Gmbh
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Definitions

  • Driver circuit for an inductance and active transmitting device with a driver circuit
  • the invention relates to a driver circuit for an inductor, in particular an inductive antenna, and an active transmitting device with a driver circuit, in particular for a keyless vehicle access and start system.
  • Keyless vehicle entry and start system as in ⁇ game as the Passive Start Entry (Päse) system are auto matic ⁇ systems to unlock a vehicle without active use of a Autoêtis and to start by merely operating the start button. This is made possible by an electronic key with a chip, which the vehicle driver carries with him.
  • the vehicle is transmitted via at least one antenna located on the vehicle, a coded request signal on an LF frequency (LF stands for "low frequency” with frequencies between 20 kHz and 200 kHz, for example).
  • LF stands for "low frequency” with frequencies between 20 kHz and 200 kHz, for example).
  • the system then enters a receive mode in the UHF range (UHF stands for "Ultra High Frequency" with frequencies in the three-digit MHz range, for example) and waits for confirmation.
  • UHF Ultra High Frequency
  • a key equipped with a transponder If a key equipped with a transponder is in range, it receives the LF signal, decodes it and transmits it with a new coding as a UHF signal.
  • the UHF signal is decoded in the vehicle. Since the vehicle knows both coding tables, it can compare its own original transmission with the signal just received and grant access if it matches. If there is no correct answer within a defined time, nothing happens and the system returns to standby.
  • the engine start process essentially corresponds to that of the access control, except that here the engine start button is actuated.
  • an antenna for transmitting the LF signal is predominantly an inductive antenna use, which is designed for example as a winding provided with a ferrite core (also known as magnetic or ferrite antenna).
  • the inductance of the inductive antenna is often operated together with a capacitor in a resonant circuit.
  • the energy consumption of such a resonant circuit is usually kept low by the highest possible quality and an exact frequency tuning in order to keep the total current consumption of the access and start system as low as possible.
  • a low power consumption for example, alone desirable because otherwise at longer service life of the vehicle, the vehicle battery would be discharged quickly.
  • a high quality restricts the transmission data rate and a high quality exact tuning requires some effort. Common arrangements therefore often represent an unsatisfactory compromise between data rate, effort and energy consumption.
  • the object of the invention is to provide an improved driver circuit for an inductance in this regard.
  • the object is achieved by a driver circuit for an inductance according to claim 1 or an active transmitting device according to claim 13.
  • the inductance driver circuit comprises two capacitors connected in series, two input paths for supplying a reference voltage for the series connection of the capacitors and two output paths for connecting the inductance to the series circuit of the capacitors. Furthermore, the driver circuit comprises a first controllable switch, which is connected in one of the two input paths, a second controllable switch, which is connected in one of the two output paths, and a third controllable switch, which is connected in the other of the two output paths.
  • a resistor is connected between a common node of the two capacitors and the inductance.
  • a current measuring device is connected in one of the two output paths and is designed to measure the current flowing through the inductance current.
  • a Heidelbergersteu ⁇ er worn which is connected downstream of the current measuring device evaluates the current flowing through the inductance current, and is adapted to close initially open, second and third switches the first switch to charge the series circuit of the capacitors to the reference voltage, and then the opening the first switch and closing the second and third switches at the same time to oscillate the capacitors via the inductance, the second switch and the third switch being simultaneously reopened when the current through the inductance is a whole oscillation period Has undergone many of it.
  • driver circuit according to the invention are a low switching and adjustment effort, a low power ⁇ consumption and a lower noise emission.
  • the radio licensing regulations can be adhered to with the driver circuit according to the invention.
  • the first capacitor and the second capacitor may each have the same capacity. Characterized the sum of Po ⁇ potentials can be kept constant at the terminals of the inductor during the switching operations substantially, which reduces the emissions during switching.
  • the switch control means may be adapted to detect the zero crossings of the measured current and to open the second and third switches after a number of two or an integer multiple of two zero crossings. The detection of the zero crossings provides a simple and efficient way to determine the end of a period of oscillation.
  • the switch control means may comprise a modulation input for a modulating signal and can be configured to control switching cycles of the first switch, the second switch and the third switch in response to the modulation signal in order to tap advantageously varied fürsmög ⁇ possibilities.
  • the switch control device may also be designed to perform a phase-shift keying modulation or an amplitude-shift-keying modulation or a frequency-shift-keying modulation of the antenna current.
  • the switch control device provides an effective quality of 1 during modulation while the resonant circuit is operated with a high quality and thus very energy-saving.
  • At least the first switch, the second switch and the third switch can be embodied as controllable semiconductor components, whereby switching operations can also be carried out with higher switching frequencies in a simple manner and with little effort.
  • the current measuring device can be designed as an ohmic resistance, whereby currents can be measured in a simple manner and with little effort.
  • the current measuring device can also be designed to evaluate the derivative of the voltage across the series circuit of the capacitors, if a current measurement is not desirable or not practicable.
  • the resonant circuit formed by capacitors and inductor has a resonant frequency which is higher than a carrier frequency intended for transmission.
  • the resonant frequency may be 5 to 30 percent higher than the carrier frequency provided for transmission.
  • a fourth controllable switch may be connected in parallel with the series connection of the capacitors, which may be controlled such that it shorts the capacitors to
  • Disable the driver circuit This can be impressed in the deactivated state, a defined voltage to the series connection of the capacitors such as 0 V advantageously.
  • the object is also achieved by an active transmitting ⁇ device with an inductive antenna, a first capacitor, a second capacitor, which is connected in series with the first capacitor, and a reference voltage. It also includes two input paths that go between the Reference voltage and the series circuit of the capacitors are connected, and two output paths, which are connected between the inductive antenna and the series circuit of the capacitors.
  • a first controllable switch is connected in one of the two input paths, a second controllable
  • Switch is connected in one of the two output paths and a third controllable switch is connected in the other of the two output paths.
  • a resistor is connected between a common node of the first capacitor and the second capacitor and the inductance.
  • a current measuring device is connected in one of the two output paths and measures the current flowing through the inductive antenna current.
  • a switch control device which is connected downstream of the current measuring device, evaluates the current flowing through the inductive antenna and is designed to first close the first switch when the second and third switches are open in order to charge the series connection of the first and the second capacitor with the reference voltage and then opening the first switch and simultaneously closing the second and third switches to oscillate the capacitors via the inductive antenna, the second switch and the third switch being simultaneously reopened when the current through the antenna is interrupted has gone through a whole oscillation period or a multiple of it.
  • Such an active transmission device can be advantageously used, for example, in the context of a keyless vehicle access and starting systems such as, for example, the Passive Start Entry (P ⁇ SE) system.
  • P ⁇ SE Passive Start Entry
  • Figure 3 shows a graph of the voltage over the
  • Antenna at different resonance frequencies in relation to the carrier frequency in a diagram the course of the current corresponding to the voltage curve according to FIG. 3 through the antenna,
  • Figure 5 is a circuit diagram of an exemplary driver ⁇ circuit for an inductance in an application as an active transmitter for LF signals, in a diagram the profile of the voltage across the antenna at different resonant frequencies with respect to the carrier frequency when using the driver circuit according to the invention, in one Diagram shows the course of the sum of the voltages at the antenna connections corresponding to the voltage profile according to FIG. 6 and in a comparative diagram the harmonics generated in conventional rectangular operation and when using the driver circuit according to the invention.
  • Figure 1 shows a driver circuit for an inductance, which is given in the present case by an inductive antenna 1 as in ⁇ example, a ferrite antenna, in an application as an active transmitting device.
  • the inductive antenna 1 can alternatively be described as shown in FIG. 1 by an electrical series connection of a purely inductive component 2 and an ohmic component 3.
  • the inductive antenna 1 in this case has a first antenna terminal XI and a second antenna terminal X2.
  • a capacitor 4 is connected on the one hand with two input paths for supplying a referenced to ground M reference voltage Ur and two output paths for connecting the inductive antenna 1.
  • a first controllable switch 5 is connected in the upper of the two input paths, wherein it may alternatively be connected in the lower of the two input paths.
  • a resistor 6 In series with the switch 5, a resistor 6 is connected, which serves to limit the current in the input path. Instead of the ohmic resistance 6, a current source or another type of current injection or current limiting could also be used.
  • a second controllable switch 7 is in the upper of the two output paths and an ohmic resistor 8, which serves as a measuring resistor for measuring the current flowing through the inductive antenna 1 current Ia, so as a current measuring device is connected in the lower of the two output paths.
  • the switch 7 and the resistor 8 could also be arranged in the respective same input path or the respective input paths may be interchanged with each other. For current measurement, alternatively, the derivative of the voltage at the capacitor 4 can be evaluated.
  • the driver circuit comprises a switching control device 9 which transmits a voltage proportional to the current Ia through the resistor 8 and thus to the current through the antenna 1 picks up the resistor 8 and evaluates, for example, the zero crossings of the current Ia determined.
  • the second switch 7 When the second switch 7 is open, the first switch 5 is closed by means of the control signal S1 under control of the switching control device 9 in order to charge the capacitor 4 to the reference voltage Ur.
  • the Heidelbergsteu ⁇ device 9 also has a modulation input for a modulation signal MOD, which will be discussed in more detail below.
  • a third controllable switch 10 possibly together with a series-connected diode 11, the capacitor 4 directly or - as shown - be connected in parallel via the resistor 6, which is controlled by means of a control signal S3 such that it the capacitor 4 shorts, ie unloads to disable the driver circuit.
  • the course of the voltage Uc over the time t at the capacitor 4 as a function of the control signals Sl, S2 and S3 for the case of bi-phase shift keying modulation (BPSK modulation) is shown in FIG.
  • the reference voltage Ur is started at a time TO with the first charging of the capacitor 4, for example from 0 V, and accordingly the voltage Uc across the capacitor 4 rises from, for example, 0 V to the reference voltage Ur (exponentially in the present case).
  • the full charge is reached at a time Tl.
  • the switching takes place between the first switch 5 closed for charging (switch 7 opens) and the second switch 7 (switch 5 open) for oscillating discharge slightly later than the time Tl, namely at a time T2.
  • the phase of the oscillating discharge of the capacitor 4 is initiated. Accordingly, the voltage Uc now drops above the capacitor 4 again (cosinusoid in the present case), reaches zero initially and then the behavior of that formed by the capacitor 4 and the antenna 1
  • Oscillating circuit corresponding to a negative maximum with a performance-dependent amplitude at a time T3, and then again increase approximately to a relative positive maximum with a gü ⁇ tejon amplitude at a time T4 out.
  • the positive maximum is more or less approximately equal to the reference voltage Ur, in any case smaller than this.
  • the antenna 1 emits an electromagnetic signal.
  • time T4 then begins a recharging phase, in which the full charge is reached at a time T5. Switching from loading to swinging
  • the control signal Sl is accordingly during each charging phase (between time ⁇ points TO to Tl, T4 to T6, T8 and Tl, T13 to T14) at the H level and the control signal S2 initially on the Level L.
  • the control signal Sl goes to the level L and the control signal S2 to the level H.
  • the control signal S3 is until the final discharge at the time T14 at the level L and then at the level H.
  • the embodiment of Figure 2 basically the level H for a closed switch (conductive) and the level L for one open switch (non-conductive).
  • the modulation signal MOD which has the result of the voltage Uc across the capacitor 4 shown in FIG. 2, is likewise shown in FIG.
  • the modulation signal MOD leads up to the time T2 the level H, then until the time T3 the level L, at the time T3 the level H, then until the time T4 the level L, from the time T4 to the time T6 the level H, from the time T6 until the time T8 the level L except the level H at time T7, from the time T8 to the time Tll the level H and from the time Tll to the time T13 the level L except the level H at the time T13.
  • the modulation signal MOD in the charging phases of the capacitor 4 and the occurrence of the negative maximum of the voltage Uc on the capacitor 4, the level H and otherwise the level L.
  • FIG. 3 shows the course of the voltage Ua across the antenna 1 over the time t at two different resonance frequencies F1 and F2, wherein the resonance frequency F1 is 5 "above a desired carrier frequency and the resonance frequency F2 is 20% above the desired carrier frequency 4 shows the respectively corresponding current curve Ia over the time t for the two resonant frequencies Fl and F2, as it is represented, for example, at the resistor 8.
  • the phase shift between the respective voltages and currents is approximately 90 °.
  • the antenna voltage Ua After switching off the quasi-resonant operation, the antenna voltage Ua abruptly returns to 0V, since the antenna current Ia goes back to 0A and does not change. While the potential at the first antenna terminal XI changes when quasi-resonant operation is switched on and off, the potential at the second antenna terminal X2 always remains the same.
  • the antenna voltage Ua thus has a voltage jump each time the quasi-resonant operation is switched on and off, as can be seen in FIG. These voltage jumps lead to undesirably high emissions in the antenna 1 as well as in the antenna connections XI, X2 and the antenna lines.
  • the driver circuit is based on the driver circuit shown in FIG. However, the first capacitor 4, a second capacitor 12 is connected in series. Assign the first capacitor 4 and the second
  • Capacitor 12 each have the same capacity, is above each capacitor 4, 12 a voltage Uc / 2 at.
  • An ohmic resistor 13 is connected between the second antenna terminal X2 and a common node of the first and second capacitors 4, 12. Furthermore, a fourth controllable switch 14 is connected between the second antenna terminal X2 and the resistor 8. The fourth controllable switch 14 can be opened or closed by means of a control signal S4 provided by the switching control device 9.
  • the control signal S4 essentially corresponds to the control signal S2. That is, the fourth controllable switch 14 is opened or closed substantially simultaneously with the second controllable switch 7. Smaller deviations between the two control signals S2, S4 are possible.
  • controllable switches 5, 7, 10 and 14 field effect transistors in particular MOS field effect transistors (MOS is the abbreviation for the Term "metal oxide semiconductor"), wherein the controllable switch 5 is a p-channel type MOS field effect transistor, while the controllable switches 7, 10 and 14 are of the n-channel type.
  • MOS field effect transistors MOS is the abbreviation for the Term "metal oxide semiconductor”
  • the controllable switch 5 is a p-channel type MOS field effect transistor
  • the controllable switches 7, 10 and 14 are of the n-channel type.
  • MOS field-effect transistors (of any type of conduction) can also be used for all other types of suitable controllable switches, in particular of controllable semiconductor switches, of course also in connection with corresponding drivers, bootstrap circuits, charge pumps or the like.
  • the quasi-resonant oscillation proceeds as described above with reference to FIG.
  • a voltage Ua is applied to the antenna 1, which due to losses is slightly below the voltage Uc across the capacitors 4, 12.
  • the resulting harmonics in the spectra of the signals radiated by the antenna 1 are shown schematically as amplitudes A of the harmonics above the frequency f, both cases assuming a fundamental with the same amplitude (not shown).
  • the present method is significantly more favorable than known methods with square wave signals in terms of the energy contributed by the harmonics, ie it generates less interference energy and is therefore more advantageous in terms of electromagnetic compatibility (EMC).
  • EMC electromagnetic compatibility

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Abstract

Treiberschaltung und aktive Sendeeinrichtung, bei denen eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator (4) und einem zweiten Kondensator (12) mittels eines Ladestromes auf eine Referenzspannung aufgeladen wird und die aufgeladenen Kondensatoren über die Induktivität (1) schwingend entladen werden, wobei das Entladen beendet wird, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.

Description

Beschreibung
Treiberschaltung für eine Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für eine Induktivität, insbesondere eine induktive Antenne, und eine aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung, insbesondere für ein schlüssellosen Fahrzeug-Zugangs- und Startsystem.
Schlüssellose Fahrzeug-Zugangs- und Startsysteme wie bei¬ spielsweise das Passive Start Entry (PÄSE) System sind auto¬ matische Systeme, um ein Fahrzeug ohne aktive Benutzung eines Autoschlüsseis zu entriegeln und durch das bloße Betätigen des Startknopfes zu starten. Ermöglicht wird das durch einen elektronischen Schlüssel mit Chip, den der Fahrzeuglenker mit sich führt. Periodisch wird vom Fahrzeug über mindestens eine am Fahrzeug befindliche Antenne ein codiertes Anfragesignal auf einer LF-Frequenz (LF steht für "Low Frequency" mit Frequenzen zwischen beispielsweise 20kHz und 200kHz) ausgesendet. Das
System geht darauf in einen Empfangsmodus im UHF-Bereich (UHF steht für "Ultra High Frequency" mit Frequenzen beispielsweise im dreistelligen MHz-Bereich) und wartet auf Bestätigung . Ist ein mit einem Transponder ausgestatteter Schlüssel in Reichweite, empfängt dieser das LF-Signal, decodiert es und sendet es mit einer neuen Codierung als UHF-Signal wieder aus. Das UHF-Signal wird im Fahrzeug decodiert. Da das Fahrzeug beide Kodiertabellen kennt, kann es die eigene ursprüngliche Aussendung mit dem gerade empfangenen Signal vergleichen und bei Übereinstimmung den Zugang gewähren. Gibt es innerhalb einer definierten Zeit keine korrekte Antwort, passiert nichts und das System schaltet wieder auf Standby. Der Motorstartvorgang entspricht im Wesentlichen dem der Zugangskontrolle, nur dass hier der Motorstartknopf zu betätigten ist. Als Antenne zum Aussenden des LF-Signals findet überwiegend eine induktive Antenne Verwendung, die beispielsweise als ein mit einer Wicklung versehener Ferritkern (auch als Magnetantenne oder Ferritantenne bekannt) ausgeführt ist. Die Induktivität der induktiven Antenne wird dabei häufig zusammen mit einem Kondensator in einem Schwingkreis betrieben. Der Energieverbrauch eines solchen Schwingkreises wird üblicherweise durch eine möglichst hohe Güte und eine exakte Frequenzabstimmung niedrig gehalten, um die Gesamtstromaufnahme des Zugangs- und Start- Systems möglichst gering zu halten. Eine geringe Stromaufnahme ist beispielsweise allein schon deshalb wünschenswert, da bei längerer Standzeit des Fahrzeuges ansonsten die Fahrzeugbatterie schnell entladen werden würde. Eine hohe Güte schränkt jedoch die Übertragungsdatenrate ein und eine bei hoher Güte exakte Ab- Stimmung erfordert einigen Aufwand. Gängige Anordnungen stellen daher oft einen unbefriedigenden Kompromiss zwischen Datenrate, Aufwand und Energieverbrauch dar.
Es sind daher quasi-resonante Schwingkreistreiber bekannt, mit welchen eine hohe Güte (und somit eine geringe Stromaufnahme) bei gleichzeitig ausreichend hoher Datenrate erreicht werden kann. Diese Treiberschaltungen haben jedoch den Nachteil, dass sie die Funkzulassungsvorschriften nicht einhalten. Durch die Funkzulassungsvorschriften soll sichergestellt werden, dass andere Funkdienste wie z.B. Rundfunk (Radio und Fernsehen), mobile Funkdienste (Polizei und Sicherheitsdienste) oder mobile Te¬ lefone in ihrem Betrieb nicht beeinträchtigt werden. Ein weiterer Nachteil dieser quasi-resonanten Treiberschaltungen liegt darin, dass die Richtlinien der Automobilhersteller in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) nicht eingehalten werden .
Aufgabe der Erfindung ist es, eine diesbezüglich verbesserte Treiberschaltung für eine Induktivität bereitzustellen. Wei- terhin soll eine verbesserte aktive Sendeeinrichtung mit einem Schwingkreis bereitgestellt werden.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Treiberschaltung für eine Induktivität gemäß Anspruch 1 beziehungsweise eine aktive Sendeeinrichtung gemäß Anspruch 13.
Die erfindungsgemäße Treiberschaltung für eine Induktivität umfasst zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren, zwei Ein- gangspfade zum Zuführen einer Referenzspannung für die Reihenschaltung aus den Kondensatoren und zwei Ausgangspfade zum Anschließen der Induktivität an die Reihenschaltung aus den Kondensatoren. Weiterhin umfasst die Treiberschaltung einen ersten steuerbaren Schalter, der in einen der beiden Ein- gangspfade geschaltet ist, einen zweiten steuerbaren Schalter, der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist, und einen dritten steuerbaren Schalter, der in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist. Ein Widerstand ist zwischen einen gemeinsamen Knoten der beiden Kondensatoren und die Induktivität geschaltet. Eine Strommesseinrichtung ist in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und ist dazu ausgebildet, den durch die Induktivität fließenden Strom zu messen. Eine Schaltersteu¬ ereinrichtung, die der Strommesseinrichtung nachgeschaltet ist, wertet den durch die Induktivität fließenden Strom aus und ist dazu ausgebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten und dritten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um die Reihenschaltung der Kondensatoren mit der Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten und dritten Schalter gleichzeitig zu schließen, um die Kondensatoren über die In- duktivität schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter und der dritte Schalter gleichzeitig wieder geöffnet werden, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. „
Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung sind ein geringer Schaltungs- und Justieraufwand, ein geringer Strom¬ verbrauch und eine geringere Störsignalabgabe. Zudem können mit der erfindungsgemäßen Treiberschaltung die Funkzulassungs- Vorschriften eingehalten werden.
Der erste Kondensator und der zweite Kondensator können jeweils dieselbe Kapazität aufweisen. Dadurch kann die Summe der Po¬ tentiale an den Anschlüssen der Induktivität während den Schaltvorgängen im Wesentlichen konstant gehalten werden, was die Abstrahlungen beim Schalten reduziert.
Die Schaltersteuereinrichtung kann dazu ausgebildet sein, die Nulldurchgänge des gemessenen Stromes zu detektieren und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen den zweiten und den dritten Schalter zu öffnen. Die Erfassung der Nulldurchgänge stellt eine einfache und effiziente Möglichkeit dar, dass Ende einer Schwingungsperiode festzustellen .
Die Schaltersteuereinrichtung kann einen Modulationseingang für ein Modulationssignal aufweisen und dazu ausgebildet sein, Schaltzyklen des ersten Schalters, des zweiten Schalters und des dritten Schalters in Abhängigkeit von dem Modulationssignal zu steuern, um vorteilhafterweise vielfältige Anwendungsmög¬ lichkeiten zu erschließen.
Die Schaltersteuereinrichtung kann ferner dazu ausgebildet sein, eine Phase-Shift-Keying-Modulation oder eine Amplitu- de-Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying- Modulation des Antennenstromes durchzuführen. Die Schaltersteuereinrichtung bietet bei Modulation eine effektive Güte von 1 während der Schwingkreis mit einer hohen Güte und damit sehr energiesparend betrieben wird. Zumindest der erste Schalter, der zweite Schalter und der dritte Schalter können als steuerbare Halbleiterbauelemente ausgeführt sein, wodurch auf einfache Weise und mit geringem Aufwand Schaltvorgänge auch mit höheren Schaltfrequenzen ausgeführt werden können.
Die Strommesseinrichtung kann als ohmscher Widerstand ausgeführt sein, wodurch auf einfache Weise und mit geringem Aufwand Ströme gemessen werden können.
Die Strommesseinrichtung kann aber auch dazu ausgebildet sein, die Ableitung der Spannung an der Reihenschaltung der Kondensatoren auszuwerten, falls eine Strommessung nicht erwünscht oder nicht praktikabel ist.
Vorzugsweise hat der durch Kondensatoren und Induktivität gebildete Schwingkreis eine Resonanzfrequenz, die höher ist als eine zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz. Die Resonanzfrequenz kann beispielsweise um 5 bis 30 Prozent höher sein als die zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
Ein vierter steuerbarer Schalter kann der Reihenschaltung der Kondensatoren parallel geschaltet sein, welcher derart gesteuert werden kann, dass er die Kondensatoren kurzschließt zum
Deaktivieren der Treiberschaltung. Damit kann vorteilhafterweise im deaktivierten Zustand eine definierte Spannung an der Reihenschaltung der Kondensatoren wie zum Beispiel 0 V eingeprägt werden . Die Aufgabe wird auch noch gelöst durch eine aktive Sende¬ einrichtung mit einer induktiven Antenne, einem ersten Kondensator, einem zweiten Kondensator, der zu dem ersten Kondensator in Reihe geschaltet ist, und einer Referenzspannung. Außerdem umfasst sie zwei Eingangspfade, die zwischen die Referenzspannung und die Reihenschaltung der Kondensatoren geschaltet sind, und zwei Ausgangspfade, die zwischen die induktive Antenne und die Reihenschaltung der Kondensatoren geschaltet sind. Ein erster steuerbarer Schalter ist in einen der beiden Eingangspfade geschaltet, ein zweiter steuerbarer
Schalter ist in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und ein dritter steuerbarer Schalter ist in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet. Ein Widerstand ist zwischen einen gemeinsamen Knoten des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators und die Induktivität geschaltet. Zudem ist eine Strommesseinrichtung in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und misst den durch die induktive Antenne fließenden Strom. Eine Schaltersteuereinrichtung, die der Strommesseinrichtung nachgeschaltet ist, wertet den durch die induktive Antenne fließenden Strom aus und ist dazu ausgebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten und dritten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um die Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Kondensator mit der Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten und den dritten Schalter gleichzeitig zu schließen, um die Kondensatoren über die induktive Antenne schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter und der dritte Schalter gleichzeitig wieder geöffnet werden, wenn der Strom durch die Antenne eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. Eine derartige aktive Sendeeinrichtung kann beispielsweise im Rahmen eines schlüssellosen Fahrzeug-Zugangs- und Startsysteme wie beispielsweise dem Passive Start Entry (PÄSE) System vorteilhaft eingesetzt werden. Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt: Figur 1 in einem Schaltbild eine Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sende¬ einrichtung für LF-Signale, Figur 2 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über dem
Kondensator der Treiberschaltung in Bezug auf
Steuersignale der Schalter und einem Modulations¬ signal, Figur 3 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über der
Antenne bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen in Bezug auf die Trägerfrequenz, in einem Diagramm den zu dem Spannungsverlauf nach Figur 3 korrespondierenden Verlauf des Stromes durch die Antenne,
Figur 5 in einem Schaltbild eine beispielhafte Treiber¬ schaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale, in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über der Antenne bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen in Bezug auf die Trägerfrequenz bei Verwendung der erfindungsgemäßen Treiberschaltung, in einem Diagramm den zu dem Spannungsverlauf nach Figur 6 korrespondierenden Verlauf der Summe der Spannungen an den Antennenanschlüssen und in einem vergleichenden Diagramm die bei herkömmlichem Rechteckbetrieb und bei Verwendung der erfindungs- gemäßen Treiberschaltung erzeugten Harmonischen . 0
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Figur 1 zeigt eine Treiberschaltung für eine Induktivität, die im vorliegenden Fall durch eine induktive Antenne 1 wie bei¬ spielsweise eine Ferritantenne gegeben ist, bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung. Die induktive Antenne 1 kann ersatzweise wie in der Figur 1 dargestellt durch eine elektrische Reihenschaltung aus einem rein induktiven Anteil 2 und einem ohmschen Anteil 3 beschrieben werden. Die induktive Antenne 1 weist dabei einen ersten Antennenanschluss XI und einen zweiten Antennenanschluss X2 auf. Ein Kondensator 4 ist zum einen mit zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer auf Masse M bezogenen Referenzspannung Ur und zwei Ausgangspfaden zum Anschließen der induktiven Antenne 1 verbunden. Dabei ist ein erster steuerbarer Schalter 5 in den oberen der beiden Eingangspfade geschaltet, wobei er alternativ auch in den unteren der beiden Eingangspfade geschaltet sein kann.
In Reihe zum Schalter 5 ist ein ohmscher Widerstand 6 geschaltet, welcher zur Strombegrenzung in den Eingangspfaden dient. Anstelle des ohmschen Widerstandes 6 könnte auch eine Stromquelle oder eine sonstige Art von Stromeinprägung oder Strombegrenzung verwendet werden. Ein zweiter steuerbarer Schalter 7 ist in den oberen der beiden Ausgangspfade und ein ohmscher Widerstand 8, der als Messwiderstand zur Messung des durch die induktive Antenne 1 fließenden Stromes Ia, also als Strommesseinrichtung dient, ist in den unteren der beiden Ausgangspfade geschaltet. Alternativ könnten der Schalter 7 und der Widerstand 8 auch in dem jeweils selben Eingangspfad angeordnet werden oder die jeweiligen Eingangspfade können gegeneinander vertauscht sein. Zur Strommessung kann alternativ auch die Ableitung der Spannung am Kondensator 4 ausgewertet werden.
Weiterhin umfasst die Treiberschaltung eine Schaltsteuereinrichtung 9, welche eine dem Strom Ia durch den Widerstand 8 und damit dem Strom durch die Antenne 1 proportionale Spannung über dem Widerstand 8 abgreift und auswertet, beispielsweise die Null-Durchgänge des Stromes Ia ermittelt. Bei geöffnetem zweiten Schalter 7 wird unter Steuerung der Schaltsteuereinrichtung 9 der erste Schalter 5 mittels des Steuersignals Sl geschlossen, um den Kondensator 4 auf die Referenzspannung Ur aufzuladen. Anschließend wird der erste Schalter 5 geöffnet und der zweite Schalter 7 mittels des Steuersignals S2 geschlossen, um den Kondensator 4 über die induktive Antenne 1 schwingend, d.h. zumindest eine volle Schwingung ausführend zu entladen, wobei der zweite Schalter 7 erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom Ia durch die induktive Antenne 1 eine ganze Schwingungsperiode (oder ein Vielfaches davon) durchlaufen hat. Die Schaltsteu¬ ereinrichtung 9 weist zudem einen Modulationseingang für ein Modulationssignal MOD auf, auf das unten noch näher eingegangen wird.
Optional kann noch ein dritter steuerbarer Schalter 10, ggfs. zusammen mit einer in Reihe geschalteten Diode 11, dem Kondensator 4 direkt oder - wie gezeigt - über den Widerstand 6 parallel geschaltet sein, welcher mittels eines Steuersignals S3 derart gesteuert wird, dass er den Kondensator 4 kurzschließt, d.h. entlädt zum Deaktivieren der Treiberschaltung.
Der Verlauf der Spannung Uc über der Zeit t am Kondensator 4 in Abhängigkeit von den Steuersignalen Sl, S2 und S3 für den Fall einer Bi-Phase-Shift-Keying-Modulation (BPSK-Modulation) ist in Figur 2 gezeigt. Zu Beginn wird bei einem Zeitpunkt TO mit der ersten Aufladung des Kondensators 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur begonnen und dementsprechend steigt die Spannung Uc über dem Kondensator 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur (im vorliegenden Fall exponentiell ) an. Die vollständige Ladung ist bei einem Zeitpunkt Tl erreicht. Um auch bei kleinen Abweichungen in den Betriebsbedingungen eine vollständige Ladung sicherzustellen, erfolgt das Umschalten zwischen dem zum Laden geschlossenen ersten Schalter 5 (Schalter 7 öffnet) und dem zum schwingenden Entladen geschlossenen zweiten Schalter 7 (Schalter 5 geöffnet) etwas später als der Zeitpunkt Tl, nämlich zu einem Zeitpunkt T2.
Somit wird zum Zeitpunkt T2 die Phase des schwingenden Entladens des Kondensators 4 eingeleitet. Dementsprechend fällt nun die Spannung Uc über dem Kondensator 4 wieder (im vorliegenden Fall cosinusförmig) ab, erreicht zunächst null und dann dem Verhalten des aus dem Kondensator 4 und der Antenne 1 gebildeten
Schwingkreises entsprechend ein negatives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T3, um dann wieder annähernd auf ein relatives positives Maximum mit einer gü¬ teabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T4 hin anzusteigen. Das positive Maximum ist zwar mehr oder weniger annähernd gleich der Referenzspannung Ur, auf alle Fälle aber kleiner als diese. Während der schwingenden Entladephase sendet die Antenne 1 ein elektromagnetisches Signal aus. Zum Zeitpunkt T4 beginnt dann eine Nachladephase, bei der die volle Ladung zu einem Zeitpunkt T5 erreicht wird. Das Umschalten vom Laden zum schwingenden
Entladen erfolgt aber wiederum aus den oben bereits geschilderten Gründen zu einem etwas späteren Zeitpunkt T6. Danach folgt wiederum eine schwingende Entladephase bis zu einem Zeitpunkt T8 einschließlich des Erreichens des negativen Maximums bei einem Zeitpunkt T7.
Es folgt danach erneut eine Nachladephase beginnend mit dem Zeitpunkt T8, bei der zu einem Zeitpunkt T9 die volle Ladung erreicht ist. Danach folgt aber eine längere Wartezeit bis zu einem Zeitpunkt TU, welche einer 180° Phasenverschiebung aufgrund der BPSK-Modulation geschuldet ist. Zum Vergleich ist in Figur 2 auch noch ein Zeitpunkt T10 eingetragen, der die minimale Wartezeit zwischen den Zeitpunkten T10 und TU angibt. Ab dem Zeitpunkt TU erfolgt wiederum eine schwingende Entladung bis zu einem Zeitpunkt T13 mit einem negativen Maximum zu einem Zeitpunkt T12. Danach kommt es noch zu einer Nachladung bis zum Zeitpunkt T14, welche aber aufgrund der Deaktivierung der Treiberschaltung zum Zeitpunkt T14 durch eine finale Entladung auf etwa 0 V (ggf. Diodenspannung über Diode 11) mittels des Schalters 10 abgebrochen wird.
Dem Schaltverhalten der Schalter 5, 7 und 10 entsprechend ist das Steuersignal Sl während jeder Ladephase (zwischen den Zeit¬ punkten TO bis Tl, T4 bis T6, T8 bis Tl, T13 bis T14) auf dem Pegel H und das Steuersignal S2 zunächst auf dem Pegel L. Zur jeweils nachfolgenden Entladephase (zwischen den Zeitpunkten T2 bis T4, T6 bis T8, TU bis T13) geht das Steuersignal Sl in den Pegel L und das Steuersignal S2 in den Pegel H über. Das Steuersignal S3 ist bis zum finalen Entladen beim Zeitpunkt T14 auf dem Pegel L und dann auf dem Pegel H. Der besseren Übersichtlichkeit halber stehen bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 2 grundsätzlich der Pegel H für einen geschlossenen Schalter (leitend) und der Pegel L für einen geöffneten Schalter (nicht leitend) . Jedoch können sich abhängig vom Typ eines einzelnen oder aller tatsächlich verwendeter Schalter und dessen spezifische Signal-Schalt- Konstellationen davon abweichende tatsächliche Ansteuersignale ergeben . Das Modulationssignal MOD, das den in Figur 2 gezeigten Verlauf der Spannung Uc über dem Kondensator 4 zur Folge hat, ist ebenfalls in Figur 2 gezeigt. Das Modulationssignal MOD führt bis zum Zeitpunkt T2 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T3 den Pegel L, zum Zeitpunkt T3 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T4 den Pegel L, vom Zeitpunkt T4 bis zum Zeitpunkt T6 den Pegel H, vom Zeitpunkt T6 bis zum Zeitpunkt T8 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T7, vom Zeitpunkt T8 bis zum Zeitpunkt Tll den Pegel H und vom Zeitpunkt Tll bis zum Zeitpunkt T13 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T13. Im Wesentlichen führt damit das Modulationssignal MOD in den Ladephasen des Kondensators 4 und beim Auftreten des negativen Maximums der Spannung Uc am Kondensator 4 den Pegel H und ansonsten den Pegel L.
Figur 3 zeigt den Verlauf der Spannung Ua über der Antenne 1 über der Zeit t bei zwei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen Fl und F2 an, wobei die Resonanzfrequenz Fl um 5 "6 über einer gewünschten Trägerfrequenz liegt und die Resonanzfrequenz F2 um 20 % über der gewünschten Trägerfrequenz liegt. Figur 4 zeigt den jeweils hierzu korrespondierenden Stromverlauf Ia über der Zeit t für die beiden Resonanzfrequenzen Fl und F2, wie er sich beispielsweise am Widerstand 8 darstellt. Wie zu erwarten war beträgt die Phasenverschiebung zwischen den jeweiligen Spannungen und Strömen ca . 90 ° .
Vor dem Einschalten der Antenne 1 in den oben beschriebenen quasi-resonanten Betrieb ist die Antenne 1 stromlos (Ia = 0A) . Der Antennenstrom Ia ändert sich somit nicht und die Anten- nenanschlüsse XI, X2 liegen beide auf demselben Potential (z.B. Massepotential) . Die Antennenspannung Ua beträgt somit zunächst 0V. Wird die Antenne 1 dann in den quasi-resonanten Betrieb geschaltet, ändert sich das Potential am zweiten Antennenan- schluss X2 nicht, während sich das Potential am ersten An- tennenanschluss XI derart ändert, dass die Antennenspannung Ua gleich der Spannung Uc am Kondensator 4 wird (Ua = Uc) . Umladungen parasitärer Kapazitäten fallen hierbei nicht ins Gewicht. Durch Verluste im weiteren Betrieb der Antenne 1 wird die maximale Spannung Ua reduziert, so dass kurz vor dem Abschalten die Antennenspannung Ua etwas unterhalb der Spannung Uc liegt. Nach dem Abschalten des quasi-resonanten Betriebes geht die Antennenspannung Ua schlagartig auf 0V zurück, da der Antennenstrom Ia wieder auf 0A zurückgeht und sich nicht mehr ändert. Während sich das Potential am ersten Antennenanschluss XI beim Ein- und Ausschalten des quasi-resonanten Betriebs verändert, bleibt das Potential am zweiten Antennenanschluss X2 stets gleich. Die Antennenspannung Ua weist somit beim Ein- und Ausschalten des quasi-resonanten Betriebes jeweils einen Spannungssprung auf, wie in Figur 3 zu sehen. Diese Spannungssprünge führen zu unerwünscht hohen Abstrahlungen in der Antenne 1 sowie in den Antennenanschlüssen XI, X2 und den Antennenleitungen .
Mittels einer Treiberschaltung gemäß Figur 5 können diese Abstrahlungen reduziert werden. Die Treiberschaltung basiert dabei auf der in Figur 1 dargestellten Treiberschaltung. Jedoch ist dem ersten Kondensator 4 ein zweiter Kondensator 12 in Reihe geschaltet. Weisen der erste Kondensator 4 und der zweite
Kondensator 12 jeweils die gleiche Kapazität auf, liegt über jedem Kondensator 4, 12 eine Spannung Uc/2 an.
Ein ohmscher Widerstand 13 ist zwischen den zweiten Anten- nenanschluss X2 und einen gemeinsamen Knoten des ersten und des zweiten Kondensators 4, 12 geschaltet. Weiterhin ist ein vierter steuerbarer Schalter 14 zwischen den zweiten Antennenanschluss X2 und den Widerstand 8 geschaltet. Der vierte steuerbare Schalter 14 kann mittels eines von der Schaltsteuereinrichtung 9 bereitgestellten Steuersignals S4 geöffnet oder geschlossen werden. Das Steuersignal S4 entspricht dabei im Wesentlichen dem Steuersignal S2. Das heißt, der vierte steuerbare Schalter 14 wird im Wesentlichen gleichzeitig mit dem zweiten steuerbaren Schalter 7 geöffnet oder geschlossen. Kleinere Abweichungen zwischen den beiden Steuersignalen S2, S4 sind jedoch möglich.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel werden als steuerbare Schalter 5, 7, 10 und 14 Feldeffekttransistoren, insbesondere MOS-Feldeffekttransistoren (MOS ist die Abkürzung für den Begriff "Metall Oxide Semiconductor" ) verwendet, wobei der steuerbare Schalter 5 ein MOS-Feldeffekttransistor vom p-Kanal-Typ ist, während die steuerbaren Schalter 7, 10 und 14 vom n-Kanal-Typ sind. Neben den gezeigten
MOS-Feldeffekttransistoren (jeglichen Leitungstyps) können auch alle anderen Arten von geeigneten steuerbaren Schaltern, insbesondere von steuerbaren Halbleiterschaltern Verwendung finden, selbstredend auch in Verbindung mit entsprechenden Treibern, Bootstrap-Schaltungen, Ladungspumpen oder Ähnlichem.
Sind der zweite Schalter 7 und der vierte Schalter 14 geschlossen, verläuft die quasi-resonante Schwingung wie oben in Bezug auf Figur 2 beschrieben. Es liegt somit vor dem Ausschalten der Antenne 1 eine Spannung Ua an der Antenne 1 an, welche aufgrund von Verlusten etwas unterhalb der Spannung Uc über den Kondensatoren 4, 12 liegt. Wie oben bereits dargestellt, wird die Antenne 1 nach dem Ausschalten wieder stromlos (Ia = 0A) . Da nach dem Ausschalten der Antenne 1 der zweite Schalter 7 und der vierte Schalter 14 geöffnet sind, ändert sich aufgrund des Widerstands 13 das Potential am ersten Antennenanschluss XI von Uc auf Uc/2. Weiterhin ändert sich auch das Potential am zweiten Antennenanschluss X2 von Massepotential auf Uc/2. Der Verlauf der resultierenden Antennenspannung Ua über der Zeit ist in Figur 6 gezeigt .
Die Summe Ux der Potentiale an den Antennenanschlüssen XI, X2 ändert sich somit während der Schaltvorgänge in der Treiber¬ schaltung nicht wesentlich. Geringe Änderungen können sich beispielsweise durch einen geringen Versatz der Ansteuersignale S2, S4 ergeben, welcher häufig unvermeidbar ist. Der Verlauf der Summe Ux der Potentiale über der Zeit ist in Figur 7 dargestellt. Da sich die Summe der Potentiale an den Antennenanschlüssen XI, X2 während der Schaltvorgänge nicht (wesentlich) ändert, re- duziert sich die durch die Schaltvorgänge verursachte Ab- strahlung weitgehend auf Null.
In Figur 8 sind schematisch die sich ergebenden Harmonischen in den Spektren der durch die Antenne 1 abgestrahlten Signale als Amplituden A der Harmonischen über der Frequenz f dargestellt, wobei für beide Fälle von einer Grundschwingung mit derselben Amplitude (nicht gezeigt) ausgegangen wird. Wie zu ersehen ist, ist das vorliegende Verfahren gegenüber bekannten Verfahren mit Rechtecksignalen bezüglich der von den Harmonischen beigetragenen Energie deutlich günstiger, d.h. es erzeugt weniger Störenergie und ist damit im Hinblick auf die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) vorteilhafter. Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung sowie der erfindungsgemäßen aktiven Sendeeinrichtung sind, dass die EMV-Emissionen vergleichsweise sehr gering sind, und dass die Funkzulassungsvorschriften eingehalten werden.
Bezugs zeichenliste
1 induktive Antenne
2 induktiver Anteil
3 ohmscher Anteil
4 erster Kondensator
5 steuerbarer Schalter
6 ohmscher Widerstand
7 steuerbarer Schalter
8 Strommesseinrichtung
9 SchaltSteuereinrichtung
10 steuerbarer Schalter
11 Diode
12 zweiter Kondensator
13 ohmscher Widerstand
14 steuerbarer Schalter
Ur Referenzspannung
Uc Spannung über den Kondensatoren
Ua AntennenSpannung
Ux Summe der Potentiale an den Antennenanschlüssen
Ia Antennenstrom
XI erster Antennenanschluss
X2 zweiter Antennenanschluss
Sl Steuersignal
S2 Steuersignal
S3 Steuersignal
S4 Steuersignal
MOD Modulationssignal
Fl erste Resonanzfrequenz
F2 zweite Resonanzfrequenz

Claims

Patentansprüche
1. Treiberschaltung für eine Induktivität (1) mit
einem ersten Kondensator (4) und einem zu dem ersten Kondensator (4) in Reihe geschalteten zweiten Kondensator (12), zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer Referenzspannung (Ur) für die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12),
zwei Ausgangspfaden zum Anschließen der Induktivität (1) an die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12),
einem ersten steuerbaren Schalter (5) , der in einen der beiden Eingangspfade geschaltet ist,
einem zweiten steuerbaren Schalter (7), der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einem dritten steuerbaren Schalter (14) , der in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einem Widerstand (13), der zwischen einen gemeinsamen Knoten des ersten Kondensators (4) und des zweiten Kondensators (12) und die Induktivität (1) geschaltet ist,
einer Strommesseinrichtung (8), die in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist und dazu ausgebildet ist, den durch die Induktivität (1) fließenden Strom (Ia) zu messen, und
einer Schaltersteuereinrichtung (9), die der Strommess- einrichtung (8) nachgeschaltet ist, die den durch die Induk¬ tivität (1) fließenden Strom (9) auswertet und die dazu aus¬ gebildet ist, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter (7) und geöffnetem dritten Schalter (14) den ersten Schalter (5) zu schließen, um den ersten Kondensator (4) und den zweiten Kondensator (12) aufzuladen, so dass über der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12) eine Spannung (Uc) anliegt, die der Referenzspannung (Ur) entspricht, und dann den ersten Schalter (5) zu öffnen und den zweiten Schalter (7) und den dritten Schalter (14) gleichzeitig zu schließen, um den ersten Kondensator (4) und den zweiten Kondensator (12) über die Induktivität (1) schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter (7) und der dritte Schalter (14) wieder gleichzeitig geöffnet werden, wenn der Strom (Ia) durch die Induktivität (1) eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, bei der der erste Kondensator (4) und der zweite Kondensator (12) dieselbe Kapazität aufweisen.
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der eine Strombegrenzung (6) oder Stromeinprägung in Reihe zum ersten Schalter (5) geschaltet ist.
4. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) dazu ausgebildet ist, die Nulldurchgänge des gemessenen Stromes (Ia) zu detektieren und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen den zweiten Schalter (7) und den dritten Schalter (14) gleichzeitig zu öffnen.
5. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) einen Modulationseingang für ein Modulationssignal (MOD) aufweist und dazu ausgebildet ist, Schaltzyklen des ersten Schalters (5), des zweiten Schalters (7) und des dritten Schalters (14) in Abhängigkeit von dem Modu¬ lationssignal (MOD) zu steuern.
6. Treiberschaltung nach Anspruch 4, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) dazu ausgebildet ist, eine Pha- se-Shift-Keying-Modulation oder eine Amplitude-Shift- Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying-Modulation durchzuführen .
7. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der zumindest der erste Schalter (5) , der zweite Schalter (7) und der dritte Schalter (14) als steuerbare Halbleiterbauelemente ausgeführt sind.
8. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Strommesseinrichtung (8) als ohmscher Widerstand ausgeführt ist .
9. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Strommesseinrichtung dazu ausgebildet ist, die Ableitung der Spannung (Uc) an der Reihenschaltung des ersten Kondensators (4) und des zweiten Kondensators (12) auszuwerten.
10. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, beider ein durch die Reihenschaltung des ersten Kondensators (4) und des zweiten Kondensators (12) und die Induktivität (1) gebildete Resonanzkreis eine Resonanzfrequenz hat, die höher ist als eine zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
11. Treiberschaltung nach Anspruch 10, bei der die Resonanzfrequenz um 5 bis 30 Prozent höher ist als die zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
12. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, beider ein vierter steuerbarer Schalter (10) der Reihenschaltung mit dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12) parallel geschaltet ist, welcher derart gesteuert wird, dass er den ersten Kondensator (4) und den zweiten Kondensator (12) kurzschließt zum Deaktivieren der Treiberschaltung.
13. Aktive Sendeeinrichtung insbesondere für ein schlüsselloses Fahrzeug-Zugangs- und Startsystem mit
einer induktiven Antenne (1), einem ersten Kondensator (4) und einem zu dem ersten Kondensator (4) in Reihe geschalteten zweiten Kondensator (12), einer Referenzspannung (Ur) ,
zwei Eingangspfaden, die zwischen die Referenzspannung (Ur) und die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12) geschaltet sind,
zwei Ausgangspfaden, die zwischen der induktiven Antenne (1) und der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12) geschaltet sind,
einem ersten steuerbaren Schalter (5) , der in einen der beiden Eingangspfade geschaltet ist,
einem zweiten steuerbaren Schalter (7), der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einem dritten steuerbaren Schalter (14) , der in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einem Widerstand (13), der zwischen einen gemeinsamen Knoten des ersten Kondensators (4) und des zweiten Kondensators (12) und die Induktivität (1) geschaltet ist,
einer Strommesseinrichtung (8), die in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist und dazu ausgebildet ist, den durch die induktive Antenne (1) fließenden Strom (Ia) zu messen, und einer Schaltersteuereinrichtung (9), die der Strommesseinrichtung (8) nachgeschaltet ist, die den durch die induktive Antenne (1) fließenden Strom (Ia) auswertet und die dazu ausgebildet ist, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter (7) und geöffnetem dritten Schalter (14) den ersten Schalter (5) zu schließen, um die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator (4) und dem zweiten Kondensator (12) auf eine Spannung (Uc) aufzuladen, die der Referenzspannung (Ur) entspricht, und dann den ersten Schalter (5) zu öffnen und den zweiten Schalter (7) und den dritten Schalter (14) gleichzeitig zu schließen, um die Kondensatoren (4, 12) über die induktive Antenne (1) schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter (7) und der dritte Schalter (14) gleichzeitig wieder geöffnet werden, wenn der Strom (Ia) durch die Antenne (1) eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
PCT/EP2015/075530 2014-11-05 2015-11-03 Treiberschaltung für eine induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung WO2016071312A1 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/524,265 US10109911B2 (en) 2014-11-05 2015-11-03 Driver circuit for an inductor and active transmitter device having a driver circuit
CN201580039314.5A CN106663862A (zh) 2014-11-05 2015-11-03 用于电感的驱动电路和具有驱动电路的有源发射装置
KR1020167026984A KR101869181B1 (ko) 2014-11-05 2015-11-03 인덕터를 위한 구동기 회로 및 구동기 회로를 갖는 능동 송신기 디바이스
JP2016560995A JP6336120B2 (ja) 2014-11-05 2015-11-03 インダクタ用ドライバ回路およびドライバ回路を備えたアクティブ送信装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102014222603.1 2014-11-05
DE102014222603.1A DE102014222603B3 (de) 2014-11-05 2014-11-05 Treiberschaltung für eine Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung

Publications (1)

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Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2015/075530 WO2016071312A1 (de) 2014-11-05 2015-11-03 Treiberschaltung für eine induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung

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DE (1) DE102014222603B3 (de)
WO (1) WO2016071312A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3255793A1 (de) 2016-06-07 2017-12-13 Melexis Technologies SA Treiberschaltung für eine passive resonanzschaltung und sendervorrichtung

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2775132A1 (de) 2013-03-07 2014-09-10 Continental Automotive GmbH Ventilkörper und Flüssigkeitseinspritzdüse
DE102014208880B4 (de) * 2014-05-12 2016-09-01 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
DE102014220406B4 (de) 2014-10-08 2019-03-21 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
DE102015205038B4 (de) 2015-03-19 2019-10-02 Continental Automotive Gmbh Empfangsschaltung, insbesondere zum Einbau in ein Fahrzeug-Zugangs- und Startsystem (PASE)
DE102015205040A1 (de) 2015-03-19 2016-09-22 Continental Automotive Gmbh Antennentreiberschaltung, insbesondere Antennenmultiplexer für ein Kraftfahrzeug
DE102015211346B4 (de) 2015-06-19 2017-08-10 Continental Automotive Gmbh Verfahren und Vorrichtung für ein Motorstartsystem und/oder Fahrzeugzugangssystem zur Übertragung von Informationen von einer Transpondervorrichtung zu einer Kraftfahrzeug-seitigen Treibervorrichtung
US10225073B1 (en) * 2016-02-26 2019-03-05 Anritsu Company System and method for continuous acquisition of data during frequency and power sweeps with coherent measurement

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005032379A1 (de) * 2005-07-08 2007-01-11 Conti Temic Microelectronic Gmbh Zugangskontrollsystem für ein Kraftfahrzeug
DE102006024467A1 (de) * 2006-05-24 2007-11-29 Mag & More Gmbh Magnetischer Neurostimulator
WO2015052033A1 (de) * 2013-10-11 2015-04-16 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine induktivität, verfahren zum betreiben einer induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3317219A1 (de) * 1983-05-11 1984-11-15 Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn Eingangsschaltung mit wenigstens zwei eingangswegen
JPH04256226A (ja) * 1991-02-08 1992-09-10 Omron Corp 共振回路を備えた非接触媒体通信回路
JPH04293320A (ja) * 1991-03-22 1992-10-16 Omron Corp 共振回路を備えた非接触媒体通信用送信回路
US5239669A (en) * 1992-02-04 1993-08-24 Trimble Navigation Limited Coupler for eliminating a hardwire connection between a handheld global positioning system (GPS) receiver and a stationary remote antenna
JPH09321652A (ja) * 1996-05-27 1997-12-12 Denso Corp 無線通信装置
DE19702841A1 (de) * 1997-01-27 1998-07-30 Thomas Dr Weyh Verfahren und Vorrichtung zur Defibrillation des Herzens durch Stromimpulse
US6229494B1 (en) * 2000-02-18 2001-05-08 Bae Systems Advanced Systems Radiation synthesizer systems and methods
DE10112537B4 (de) * 2001-03-15 2004-12-23 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltnetzteil und Schaltnetzteil
US8165535B2 (en) * 2006-06-04 2012-04-24 Samsung Electro-Mechanics Systems, methods and apparatuses for complementary metal oxide semiconductor (CMOS) antenna switches using switched resonators
US20060170610A1 (en) * 2005-01-28 2006-08-03 Tenatronics Limited Antenna system for remote control automotive application
JP2006279237A (ja) * 2005-03-28 2006-10-12 Calsonic Kansei Corp 車両用無線装置
DE102007004814B4 (de) * 2007-01-31 2013-06-06 Continental Automotive Gmbh Güteanpassung eines Empfangsschaltkreises
US8405561B2 (en) * 2007-02-01 2013-03-26 Si2 Technologies, Inc. Arbitrarily-shaped multifunctional structures and method of making
DE102009023855B4 (de) * 2009-06-04 2013-01-31 Technische Universität München Vorrichtung zur Nervenreizung mit Magnetfeldimpulsen
JP5244042B2 (ja) * 2009-07-23 2013-07-24 サイエス株式会社 Ｉｃカードリーダ及び扉開閉装置
WO2012101907A1 (ja) * 2011-01-26 2012-08-02 株式会社村田製作所 電力伝送システム
KR101987283B1 (ko) * 2011-06-24 2019-06-10 삼성전자주식회사 무선 전력을 이용한 통신 시스템
US8456201B2 (en) * 2011-07-06 2013-06-04 Eaton Corporation Energy-recycling resonant drive circuits for semiconductor devices
JP6067704B2 (ja) * 2011-08-16 2017-01-25 フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ ワイヤレス電力受信機用の動的共振整合回路
DE102014220406B4 (de) * 2014-10-08 2019-03-21 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
US9407258B1 (en) * 2015-07-22 2016-08-02 Nxp B.V. Efficient driver circuit

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005032379A1 (de) * 2005-07-08 2007-01-11 Conti Temic Microelectronic Gmbh Zugangskontrollsystem für ein Kraftfahrzeug
DE102006024467A1 (de) * 2006-05-24 2007-11-29 Mag & More Gmbh Magnetischer Neurostimulator
WO2015052033A1 (de) * 2013-10-11 2015-04-16 Continental Automotive Gmbh Treiberschaltung für eine induktivität, verfahren zum betreiben einer induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3255793A1 (de) 2016-06-07 2017-12-13 Melexis Technologies SA Treiberschaltung für eine passive resonanzschaltung und sendervorrichtung
US10009047B2 (en) 2016-06-07 2018-06-26 Melexis Technologies Sa Driver circuit for a passive resonant circuit, and transmitter device

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