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Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für eine Induktivität, insbesondere eine induktive Antenne, und eine aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung.
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DE 10 200 603 8936 A1 betrifft ein schlüsselloses Zugangssystem.
DE 192 02 841 A1 betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Defibrillation des Herzens durch Stromimpulse.
DE 10 2009 023 855 A1 betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Nervenreizung mit Magnetfeldimpulsen.
US 6 229 494 B1 betrifft z.B. in Jackets einbaubare Systeme und Verfahren zur Erstellung abzustrahlender Pulse („Radiation Synthesizer Systems and methods“).
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Schlüssellose Fahrzeug-Zugangs- und Startsysteme wie beispielsweise das Passive Start Entry (PASE) System sind automatische Systeme, um ein Fahrzeug ohne aktive Benutzung eines Autoschlüssels zu entriegeln und durch das bloße Betätigen des Startknopfes zu starten. Ermöglicht wird das durch einen elektronischen Schlüssel mit Chip, den der Fahrzeuglenker mit sich führt. Periodisch wird vom Fahrzeug über mindestens eine am Fahrzeug befindliche Antenne ein mittels einer ersten Codiertabelle codiertes Anfragesignal auf einer LF-Frequenz (LF steht für „Low Frequency“ mit Frequenzen zwischen beispielsweise 20kHz und 200kHz) ausgesendet. Das System geht darauf in einen Empfangsmodus im UHF-Bereich (UHF steht für „Ultra High Frequency“ mit Frequenzen beispielsweise im dreistelligen MHz-Bereich) und wartet auf Bestätigung. Ist ein mit einem Transponder ausgestatteter Schlüssel in Reichweite, empfängt dieser das LF-Signal, decodiert es und sendet es unter Verwendung einer zweiten Codiertabelle mit einer neuen Codierung als UHF-Signal wieder aus. Das UHF-Signal wird im Fahrzeug decodiert. Da das Fahrzeug beide Codiertabellen kennt, kann es die eigene ursprüngliche Aussendung mit dem gerade empfangenen Signal vergleichen und bei Übereinstimmung den Zugang gewähren. Gibt es innerhalb einer definierten Zeit keine korrekte Antwort, passiert nichts und das System schaltet wieder auf Standby. Der Motorstartvorgang entspricht im Wesentlichen dem der Zu gangskontrolle, nur dass hier der Motorstartknopf zu betätigten ist.
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Als Antenne zum Aussenden des LF-Signals findet überwiegend eine induktive Antenne Verwendung, die beispielsweise als ein mit einer Wicklung versehener Ferritkern (auch als Magnetantenne oder Ferritantenne bekannt) ausgeführt ist. Die Induktivität der induktiven Antenne wird dabei häufig zusammen mit einem Kondensator in einem Schwingkreis betrieben. Der Energieverbrauch eines solchen Schwingkreises wird üblicherweise durch eine möglichst hohe Güte und eine exakte Frequenzabstimmung niedrig gehalten, um die Gesamtstromaufnahme des Zugangs- und Startsystems möglichst gering zu halten. Eine geringe Stromaufnahme ist beispielsweise allein schon deshalb wünschenswert, da bei längerer Standzeit des Fahrzeuges ansonsten die Fahrzeugbatterie schnell entladen werden würde. Eine hohe Güte schränkt jedoch die Übertragungsdatenrate ein und eine bei hoher Güte exakte Abstimmung erfordert einigen Aufwand. Gängige Anordnungen stellen daher oft einen unbefriedigenden Kompromiss zwischen Datenrate, Aufwand und Energieverbrauch dar.
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Es sind daher quasi-resonante Schwingkreistreiber bekannt, mit welchen eine hohe Güte (und somit eine geringe Stromaufnahme) bei gleichzeitig ausreichend hoher Datenrate erreicht werden kann. Diese Treiberschaltungen haben jedoch den Nachteil, dass sie die Funkzulassungsvorschriften nicht einhalten. Durch die Funkzulassungsvorschriften soll sichergestellt werden, dass andere Funkdienste wie z.B. Rundfunk (Radio und Fernsehen), mobile Funkdienste (Polizei und Sicherheitsdienste) oder mobile Telefone in ihrem Betrieb nicht beeinträchtigt werden. Ein weiterer Nachteil dieser quasi-resonanten Treiberschaltungen liegt darin, dass die Richtlinien der Automobilhersteller in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) nicht eingehalten werden.
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Weiterhin sind quasi-resonante Schwingkreistreiber bekannt, welche dahingehend verbessert sind, dass sie nicht nur bei geringem Schaltungs- und Justieraufwand einen geringen Stromverbrauch und eine geringe Störsignalabgabe ermöglichen, sondern zudem auch die Einhaltung der Funkzulassungsvorschriften ermöglichen.
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Ein Nachteil bekannter quasi-resonanter Schwingkreistreiber ist jedoch, dass der Schaltungsaufwand und somit die Kosten hoch sind, insbesondere um die Schwingkreistreiber spannungsfest auszulegen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine diesbezüglich verbesserte Treiberschaltung für eine Induktivität bereitzustellen. Weiterhin soll eine verbesserte aktive Sendeeinrichtung mit einem Schwingkreis bereitgestellt werden.
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Die Aufgabe wird gelöst durch eine Treiberschaltung für eine Induktivität gemäß Anspruch 1 beziehungsweise eine aktive Sendeeinrichtung gemäß Anspruch 13.
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Die erfindungsgemäße Treiberschaltung für eine Induktivität, insbesondere für eine induktive Antenne eines Fahrzeugzugangs- und Startsystems, weist einen ersten Kondensator, zwei Eingangspfade zum Zuführen einer positiven Referenzspannung für den ersten Kondensator und zwei Ausgangspfade zum Anschließen der Induktivität an den ersten Kondensator auf. Die Treiberschaltung weist weiterhin einen ersten steuerbaren Schalter und einen ohmschen Widerstand auf, die in Reihe in einen der beiden Eingangspfade geschaltet sind, wobei der erste steuerbare Schalter zwischen den ohmschen Widerstand und den ersten Kondensator geschaltet ist. Die Treiberschaltung weist auch einen zweiten steuerbaren Schalter, der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist, einen vierten steuerbaren Schalter, der in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist und einen ohmschen Widerstand auf, der zwischen einen zweiten Anschluss der Induktivität und einen Anschluss für ein Referenzpotential geschaltet ist. Weiterhin weist die Treiberschaltung eine Strommesseinrichtung auf, die zwischen den vierten steuerbaren Schalter und den ersten Kondensator geschaltet ist und dazu ausgebildet ist, einen durch die Induktivität fließenden Strom zu messen. Eine Schaltersteuereinrichtung ist der Strommesseinrichtung nachgeschaltet, wertet den durch die Induktivität fließenden Strom aus und ist dazu ausgebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten und vierten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um den ersten Kondensator auf die positive Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten und den vierten Schalter zu schließen, um den ersten Kondensator über die Induktivität schwingend zu entladen, wobei der zweite und der vierte Schalter erst dann wieder geöffnet werden, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
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Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung sind ein geringer Schaltungs- und Justieraufwand, ein geringer Stromverbrauch und eine geringere Störsignalabgabe. Zudem können mit der erfindungsgemäßen Treiberschaltung die Funkzulassungsvorschriften eingehalten werden.
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Die Treiberschaltung kann weiterhin einen zweiten Kondensator aufweisen, der zwischen den vierten steuerbaren Schalter und die Strommesseinrichtung geschaltet ist. Bei einer derartigen Anordnung werden die Spannungen über den Kondensatoren nie negativ. Das erlaubt die Verwendung von Bauteilen, welche in einer kostengünstigen Halbleitertechnologie hergestellt wurden (z.B. in Bulk-Technologie statt in SOI-Technologie)
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Die Treiberschaltung kann weiterhin einen dritten Eingangspfad zum Zuführen einer negativen Referenzspannung für den zweiten Kondensator aufweisen, wobei eine Ladeschaltung in den dritten Eingangspfad geschaltet ist. Die Ladeschaltung kann einen ohmschen Widerstand und einen fünften steuerbaren Schalter aufweisen, die in Serie zueinander in den dritten Eingangspfad geschaltet sind, wobei der fünfte steuerbare Schalter zwischen dem ohmschen Widerstand und dem zweiten Kondensator angeordnet ist. So kann der erste Kondensator auf eine positive Spannung aufgeladen werden, während der zweite Schalter auf eine negative Spannung aufgeladen wird. Dadurch kann die von der Antenne abgestrahlte reaktive Leistung erhöht werden.
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Die Treiberschaltung kann weiterhin eine Begrenzungseinrichtung aufweisen, die dazu ausgebildet ist, eine Spannung über dem ersten Schalter zu begrenzen. Dadurch können Schäden am ersten Schalter vermieden werden. Die Begrenzungseinrichtung kann dabei eine Zenerdiode aufweisen und die Spannung über dem ersten Schalter kann eine Gate-Source-Spannung sein.
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Die Treiberschaltung kann weiterhin einen ohmschen Widerstand und einen weiteren steuerbaren Schalter aufweisen, die in Reihe zwischen einen Steueranschluss des ersten Schalters und den ohmschen Widerstand geschaltet sind. Dadurch kann ein Strom durch die Begrenzungseinrichtung begrenzt werden. Weiterhin kann die Treiberschaltung einen weiteren ohmschen Widerstand aufweisen, der zwischen einen Steueranschluss und einen Source-Anschluss des weiteren Schalters geschaltet ist. Der weitere Schalter ist dann gesperrt, wenn kein Steuersignal an seinen Steueranschluss anliegt.
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Die Schaltersteuereinrichtung kann einen Modulationseingang für ein Modulationssignal aufweisen und dazu ausgebildet sein, Schaltzyklen des ersten Schalters, des zweiten Schalters und des vierten Schalters in Abhängigkeit von dem Modulationssignal zu steuern, um vorteilhafterweise vielfältige Anwendungsmöglichkeiten zu erschließen.
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Die Schaltersteuereinrichtung kann dazu ausgebildet sein, eine Phase-Shift-Keying-Modulation oder eine Amplitude-Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying-Modulation durchzuführen. Die Schaltersteuereinrichtung bietet bei Modulation eine effektive Güte von 1 während der Schwingkreis mit einer hohen Güte und damit sehr energiesparend betrieben wird.
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Die Strommesseinrichtung kann als ohmscher Widerstand ausgeführt sein, wodurch auf einfache Weise und mit geringem Aufwand Ströme gemessen werden können.
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Die Aufgabe wird auch noch gelöst durch eine aktive Sendeeinrichtung mit einer Induktivität, einem ersten Kondensator, zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer positiven Referenzspannung für den ersten Kondensator und zwei Ausgangspfaden zum Anschließen der Induktivität an den ersten Kondensator. Ein erster steuerbarer Schalter und ein ohmscher Widerstand sind in Reihe in einen der beiden Eingangspfade geschaltet, wobei der erste steuerbare Schalter zwischen den ohmschen Widerstand und den ersten Kondensator geschaltet ist. Ein zweiter steuerbarer Schalter ist in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und ein vierter steuerbarer Schalter ist in den anderen der beiden Ausgangspfade geschaltet. Ein ohmscher Widerstand ist zwischen einen zweiten Anschluss der Induktivität und einen Anschluss für ein Referenzpotential geschaltet und eine Strommesseinrichtung ist zwischen den vierten steuerbaren Schalter und den ersten Kondensator geschaltet und ist dazu ausgebildet, einen durch die Induktivität fließenden Strom zu messen. Eine Schaltersteuereinrichtung ist der Strommesseinrichtung nachgeschaltet, wertet den durch die Induktivität fließenden Strom aus und ist dazu ausgebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten und vierten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um den ersten Kondensator auf die positive Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten und den vierten Schalter zu schließen, um den ersten Kondensator über die Induktivität schwingend zu entladen, wobei der zweite und der vierte Schalter erst dann wieder geöffnet werden, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
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Die Treiberschaltung bzw. die Sendeeinrichtung sind insbesondere Komponenten eines Fahrzeug-Zugangs-und Startsystems, welches ebenso Gegenstand des hier Offenbarten ist.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:
- 1 in einem Schaltbild eine Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale,
- 2 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über dem Kondensator der Treiberschaltung in Bezug auf Steuersignale der Schalter und einem Modulationssignal,
- 3 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über der Antenne bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen in Bezug auf die Trägerfrequenz,
- 4 in einem Diagramm den zu dem Spannungsverlauf nach 3 korrespondierenden Verlauf des Stromes durch die Antenne,
- 5 in einem Schaltbild eine weitere Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale,
- 6 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über der Antenne bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen in Bezug auf die Trägerfrequenz bei Verwendung der Treiberschaltung aus 5,
- 7 in einem Diagramm den zu dem Spannungsverlauf nach 6 korrespondierenden Verlauf der Summe der Spannungen an den Antennenanschlüssen
- 8 in einem Schaltbild eine beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 9 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über dem Kondensator der Treiberschaltung und des Stromes durch die Antenne in Bezug auf Steuersignale der Schalter und ein Modulationssignal,
- 10 in einem Schaltbild eine weitere beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 11 in einem Schaltbild eine weitere beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 12 in einem Schaltbild eine weitere beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 13 in einem Schaltbild eine weitere beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung für LF-Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
- 14 in einem Diagramm den Verlauf der Spannungen über den Kondensatoren in der Treiberschaltung gemäß 10, und
- 15 in Diagrammen beispielhaft den Verlauf der Spannung über und des Ladestromes in dem ersten Kondensator.
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1 zeigt eine Treiberschaltung für eine Induktivität, die im vorliegenden Fall durch eine induktive Antenne 1 wie beispielsweise eine Ferritantenne gegeben ist, bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung. Die induktive Antenne 1 kann ersatzweise wie in der 1 dargestellt durch eine elektrische Reihenschaltung aus einem rein induktiven Anteil 2 und einem ohmschen Anteil 3 beschrieben werden. Die induktive Antenne 1 weist dabei einen ersten Antennenanschluss X1 und einen zweiten Antennenanschluss X2 auf. Ein Kondensator 4 ist zum einen mit zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer auf Masse M bezogenen Referenzspannung Ur und zwei Ausgangspfaden zum Anschließen der induktiven Antenne 1 verbunden. Dabei ist ein erster steuerbarer Schalter 5 in den oberen der beiden Eingangspfade geschaltet, wobei er alternativ auch in den unteren der beiden Eingangspfade geschaltet sein kann.
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Ein ohmscher Widerstand 6, der zur Strombegrenzung in den Eingangspfaden dient, ist zwischen den Schalter 5 und den Kondensator 4 geschaltet. Anstelle des ohmschen Widerstandes 6 könnte auch eine Stromquelle oder eine sonstige Art von Stromeinprägung oder Strombegrenzung verwendet werden. Ein zweiter steuerbarer Schalter 7 ist in den oberen der beiden Ausgangspfade und ein ohmscher Widerstand 8, der als Messwiderstand zur Messung des durch die induktive Antenne 1 fließenden Stromes Ia, also als Strommesseinrichtung dient, ist in den unteren der beiden Ausgangspfade geschaltet. Alternativ könnten der Schalter 7 und der Widerstand 8 auch in dem jeweils selben Eingangspfad angeordnet werden oder die jeweiligen Eingangspfade können gegeneinander vertauscht sein. Zur Strommessung kann alternativ auch die Ableitung der Spannung am Kondensator 4 ausgewertet werden.
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Weiterhin umfasst die Treiberschaltung eine Schaltsteuereinrichtung 9, welche eine dem Strom Ia durch den Widerstand 8 und damit dem Strom durch die Antenne 1 proportionale Spannung über dem Widerstand 8 abgreift und auswertet, beispielsweise die Null-Durchgänge des Stromes Ia ermittelt. Bei geöffnetem zweiten Schalter 7 wird unter Steuerung der Schaltsteuereinrichtung 9 der erste Schalter 5 mittels des Steuersignals S1 geschlossen, um den Kondensator 4 auf die Referenzspannung Ur aufzuladen. Anschließend wird der erste Schalter 5 geöffnet und der zweite Schalter 7 mittels des Steuersignals S2 geschlossen, um den Kondensator 4 über die induktive Antenne 1 schwingend, d.h. zumindest eine volle Schwingung ausführend zu entladen, wobei der zweite Schalter 7 erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom Ia durch die induktive Antenne 1 eine ganze Schwingungsperiode (oder ein Vielfaches davon) durchlaufen hat. Die Schaltsteuereinrichtung 9 weist zudem einen Modulationseingang für ein Modulationssignal MOD auf, auf das unten noch näher eingegangen wird.
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Optional kann noch ein dritter steuerbarer Schalter 10, ggfs. zusammen mit einer in Reihe geschalteten Diode 11, dem Kondensator 4 direkt oder - wie gezeigt - über den Widerstand 6 parallel geschaltet sein, welcher mittels eines Steuersignals S3 derart gesteuert wird, dass er den Kondensator 4 kurzschließt, d.h. entlädt zum Deaktivieren der Treiberschaltung.
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Der Verlauf der Spannung Uc über der Zeit t am Kondensator 4 in Abhängigkeit von den Steuersignalen S1, S2 und S3 für den Fall einer Bi-Phase-Shift-Keying-Modulation (BPSK-Modulation) ist in 2 gezeigt. Zu Beginn wird bei einem Zeitpunkt T0 mit der ersten Aufladung des Kondensators 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur begonnen und dementsprechend steigt die Spannung Uc über dem Kondensator 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur (im vorliegenden Fall exponentiell) an. Die vollständige Ladung ist bei einem Zeitpunkt T1 erreicht. Um auch bei kleinen Abweichungen in den Betriebsbedingungen eine vollständige Ladung sicherzustellen, erfolgt das Umschalten zwischen dem zum Laden geschlossenen ersten Schalter 5 (Schalter 7 öffnet) und dem zum schwingenden Entladen geschlossenen zweiten Schalter 7 (Schalter 5 geöffnet) etwas später als der Zeitpunkt T1, nämlich zu einem Zeitpunkt T2.
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Somit wird zum Zeitpunkt T2 die Phase des schwingenden Entladens des Kondensators 4 eingeleitet. Dementsprechend fällt nun die Spannung Uc über dem Kondensator 4 wieder (im vorliegenden Fall cosinusförmig) ab, erreicht zunächst null und dann dem Verhalten des aus dem Kondensator 4 und der Antenne 1 gebildeten Schwingkreises entsprechend ein negatives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T3, um dann wieder annähernd auf ein relatives positives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T4 hin anzusteigen. Das positive Maximum ist zwar mehr oder weniger annähernd gleich der Referenzspannung Ur, auf alle Fälle aber kleiner als diese. Während der schwingenden Entladephase sendet die Antenne 1 ein elektromagnetisches Signal aus. Zum Zeitpunkt T4 beginnt dann eine Nachladephase, bei der die volle Ladung zu einem Zeitpunkt T5 erreicht wird. Das Umschalten vom Laden zum schwingenden Entladen erfolgt aber wiederum aus den oben bereits geschilderten Gründen zu einem etwas späteren Zeitpunkt T6. Danach folgt wiederum eine schwingende Entladephase bis zu einem Zeitpunkt T8 einschließlich des Erreichens des negativen Maximums bei einem Zeitpunkt T7.
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Es folgt danach erneut eine Nachladephase beginnend mit dem Zeitpunkt T8, bei der zu einem Zeitpunkt T9 die volle Ladung erreicht ist. Danach folgt aber eine längere Wartezeit bis zu einem Zeitpunkt T11, welche einer 180° Phasenverschiebung aufgrund der BPSK-Modulation geschuldet ist. Zum Vergleich ist in 2 auch noch ein Zeitpunkt T10 eingetragen, der die minimale Wartezeit zwischen den Zeitpunkten T10 und T11 angibt. Ab dem Zeitpunkt T11 erfolgt wiederum eine schwingende Entladung bis zu einem Zeitpunkt T13 mit einem negativen Maximum zu einem Zeitpunkt T12. Danach kommt es noch zu einer Nachladung bis zum Zeitpunkt T14, welche aber aufgrund der Deaktivierung der Treiberschaltung zum Zeitpunkt T14 durch eine finale Entladung auf etwa 0 V (ggf. Diodenspannung über Diode 11) mittels des Schalters 10 abgebrochen wird.
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Dem Schaltverhalten der Schalter 5, 7 und 10 entsprechend ist das Steuersignal S1 während jeder Ladephase (zwischen den Zeitpunkten T0 bis T1, T4 bis T6, T8 bis T1, T13 bis T14) auf dem Pegel H und das Steuersignal S2 zunächst auf dem Pegel L. Zur jeweils nachfolgenden Entladephase (zwischen den Zeitpunkten T2 bis T4, T6 bis T8, T11 bis T13) geht das Steuersignal S1 in den Pegel L und das Steuersignal S2 in den Pegel H über. Das Steuersignal S3 ist bis zum finalen Entladen beim Zeitpunkt T14 auf dem Pegel L und dann auf dem Pegel H. Der besseren Übersichtlichkeit halber stehen bei dem Ausführungsbeispiel nach 2 grundsätzlich der Pegel H für einen geschlossenen Schalter (leitend) und der Pegel L für einen geöffneten Schalter (nicht leitend). Jedoch können sich abhängig vom Typ eines einzelnen oder aller tatsächlich verwendeter Schalter und dessen spezifische Signal-Schalt-Konstellationen davon abweichende tatsächliche Ansteuersignale ergeben.
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Das Modulationssignal MOD, das den in 2 gezeigten Verlauf der Spannung Uc über dem Kondensator 4 zur Folge hat, ist ebenfalls in 2 gezeigt. Das Modulationssignal MOD führt bis zum Zeitpunkt T2 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T3 den Pegel L, zum Zeitpunkt T3 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T4 den Pegel L, vom Zeitpunkt T4 bis zum Zeitpunkt T6 den Pegel H, vom Zeitpunkt T6 bis zum Zeitpunkt T8 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T7, vom Zeitpunkt T8 bis zum Zeitpunkt T11 den Pegel H und vom Zeitpunkt T11 bis zum Zeitpunkt T13 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T13. Im Wesentlichen führt damit das Modulationssignal MOD in den Ladephasen des Kondensators 4 und beim Auftreten des negativen Maximums der Spannung Uc am Kondensator 4 den Pegel H und ansonsten den Pegel L.
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3 zeigt den Verlauf der Spannung Ua über der Antenne 1 über der Zeit t bei zwei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen F1 und F2 an, wobei die Resonanzfrequenz F1 um 5 % über einer gewünschten Trägerfrequenz liegt und die Resonanzfrequenz F2 um 20 % über der gewünschten Trägerfrequenz liegt. 4 zeigt den jeweils hierzu korrespondierenden Stromverlauf Ia über der Zeit t für die beiden Resonanzfrequenzen F1 und F2, wie er sich beispielsweise am Widerstand 8 darstellt. Wie zu erwarten war beträgt die Phasenverschiebung zwischen den jeweiligen Spannungen und Strömen ca. 90°.
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Vor dem Einschalten der Antenne 1 in den oben beschriebenen quasi-resonanten Betrieb ist die Antenne 1 stromlos (Ia = 0A).
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Der Antennenstrom Ia ändert sich somit nicht und die Antennenanschlüsse X1, X2 liegen beide auf demselben Potential (z.B. Massepotential). Die Antennenspannung Ua beträgt somit zunächst 0V. Wird die Antenne 1 dann in den quasi-resonanten Betrieb geschaltet, ändert sich das Potential am zweiten Antennenanschluss X2 nicht, während sich das Potential am ersten Antennenanschluss X1 derart ändert, dass die Antennenspannung Ua gleich der Spannung Uc am Kondensator 4 wird (Ua = Uc) . Umladungen parasitärer Kapazitäten fallen hierbei nicht ins Gewicht. Durch Verluste im weiteren Betrieb der Antenne 1 wird die maximale Spannung Ua reduziert, so dass kurz vor dem Abschalten die Antennenspannung Ua etwas unterhalb der Spannung Uc liegt. Nach dem Abschalten des quasi-resonanten Betriebes geht die Antennenspannung Ua schlagartig auf 0V zurück, da der Antennenstrom Ia wieder auf 0A zurückgeht und sich nicht mehr ändert.
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Während sich das Potential am ersten Antennenanschluss X1 beim Ein- und Ausschalten des quasi-resonanten Betriebs verändert, bleibt das Potential am zweiten Antennenanschluss X2 stets gleich. Die Antennenspannung Ua weist somit beim Ein- und Ausschalten des quasi-resonanten Betriebes jeweils einen Spannungssprung auf, wie in 3 zu sehen. Diese Spannungssprünge führen zu unerwünscht hohen Abstrahlungen in der Antenne 1 sowie in den Antennenanschlüssen X1, X2 und den Antennenleitungen.
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Mittels einer Treiberschaltung gemäß 5 können diese Abstrahlungen reduziert werden. Die Treiberschaltung basiert dabei auf der in 1 dargestellten Treiberschaltung. Jedoch ist dem ersten Kondensator 4 ein zweiter Kondensator 12 in Reihe geschaltet. Weisen der erste Kondensator 4 und der zweite Kondensator 12 jeweils die gleiche Kapazität auf, liegt über jedem Kondensator 4, 12 eine Spannung Uc/2 an.
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Ein ohmscher Widerstand 13 ist zwischen den zweiten Antennenanschluss X2 und einen gemeinsamen Knoten des ersten und des zweiten Kondensators 4, 12 geschaltet. Weiterhin ist ein vierter steuerbarer Schalter 14 zwischen den zweiten Antennenanschluss X2 und den Widerstand 8 geschaltet. Der vierte steuerbare Schalter 14 kann mittels eines von der Schaltsteuereinrichtung 9 bereitgestellten Steuersignals S4 geöffnet oder geschlossen werden. Das Steuersignal S4 entspricht dabei im Wesentlichen dem Steuersignal S2. Das heißt, der vierte steuerbare Schalter 14 wird im Wesentlichen gleichzeitig mit dem zweiten steuerbaren Schalter 7 geöffnet oder geschlossen. Kleinere Abweichungen zwischen den beiden Steuersignalen S2, S4 sind jedoch möglich.
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Bei der Treiberschaltung in 5 werden als steuerbare Schalter 5, 7, 10 und 14 Feldeffekttransistoren, insbesondere MOS-Feldeffekttransistoren (MOS ist die Abkürzung für den Begriff „Metall Oxide Semiconductor“) verwendet, wobei der steuerbare Schalter 5 ein MOS-Feldeffekttransistor vom p-Kanal-Typ ist, während die steuerbaren Schalter 7, 10 und 14 vom n-Kanal-Typ sind. Neben den gezeigten MOS-Feldeffekttransistoren (jeglichen Leitungstyps) können auch alle anderen Arten von geeigneten steuerbaren Schaltern, insbesondere von steuerbaren Halbleiterschaltern Verwendung finden, selbstredend auch in Verbindung mit entsprechenden Treibern, Bootstrap-Schaltungen, Ladungspumpen oder Ähnlichem.
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Sind der zweite Schalter 7 und der vierte Schalter 14 geschlossen, verläuft die quasi-resonante Schwingung wie oben in Bezug auf 2 beschrieben. Es liegt somit vor dem Ausschalten der Antenne 1 eine Spannung Ua an der Antenne 1 an, welche aufgrund von Verlusten etwas unterhalb der Spannung Uc über den Kondensatoren 4, 12 liegt. Wie oben bereits dargestellt, wird die Antenne 1 nach dem Ausschalten wieder stromlos (Ia = 0A). Da nach dem Ausschalten der Antenne 1 der zweite Schalter 7 und der vierte Schalter 14 geöffnet sind, ändert sich aufgrund des Widerstands 13 das Potential am ersten Antennenanschluss X1 von Uc auf Uc/2. Weiterhin ändert sich auch das Potential am zweiten Antennenanschluss X2 von Massepotential auf Uc/2. Der Verlauf der resultierenden Antennenspannung Ua über der Zeit ist in 6 gezeigt.
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Die Summe Ux der Potentiale an den Antennenanschlüssen X1, X2 ändert sich somit während der Schaltvorgänge in der Treiberschaltung nicht wesentlich. Geringe Änderungen können sich beispielsweise durch einen geringen Versatz der Ansteuersignale S2, S4 ergeben, welcher häufig unvermeidbar ist. Der Verlauf der Summe Ux der Potentiale über der Zeit ist in 7 dargestellt. Da sich die Summe der Potentiale an den Antennenanschlüssen X1, X2 während der Schaltvorgänge nicht (wesentlich) ändert, reduziert sich die durch die Schaltvorgänge verursachte Abstrahlung weitgehend auf Null. Der Schaltungsaufwand in einer solchen Treiberschaltung, mit welcher die Abstrahlungen verringert werden können, ist jedoch relativ hoch.
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In 8 ist beispielhaft eine Ausführungsform einer Treiberschaltung dargestellt, mit welcher der Schaltungsaufwand reduziert werden kann. Die Treiberschaltung basiert dabei auf der in 5 dargestellten Treiberschaltung, jedoch weist die Treiberschaltung in 8 nur einen ersten Kondensator 4 auf. In der Treiberschaltung in 8 ist jedoch der ohmsche Widerstand 13 zwischen einen Anschluss für eine Referenzspannung Um und den zweiten Antennenanschluss X2 geschaltet. Die Referenzspannung Um kann beispielsweise einen Wert aufweisen, welcher der halben Kondensatorspannung Uc entspricht. Der Widerstand 8, der auch in dieser Treiberschaltung weiterhin als Messwiderstand dient, ist zwischen den ersten Kondensator 4 und den vierten steuerbaren Schalter 14 geschaltet. Der gemeinsame Knoten zwischen dem ersten Kondensator 4 und dem Widerstand 8 ist mit einem Massepotential verbunden. Diese Anordnung ermöglicht weiterhin eine Strommessung mit Bezug auf Masse M.
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Die Schaltsteuereinrichtung 9 greift auch in dieser Ausführungsform der Treiberschaltung einen Strom durch den Widerstand 8 ab und wertet diesen aus um beispielsweise die Nulldurchgänge des Stromes Ia durch die Antenne 1 zu ermitteln.
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In dem oberen Eingangspfad ist die Reihenfolge des ersten steuerbaren Schalters 5 und des ohmschen Widerstandes 6 im Vergleich zu der Treiberschaltung aus 5 vertauscht. Das heißt, der Schalter 5 ist nun zwischen den ohmschen Widerstand 6 und den ersten Kondensator 4 geschaltet. Durch diese Anordnung wird eine Überhöhung der Gate-Source-Spannung Ugs des Schalters 5 gegenüber der Drain-Source-Spannung Uds des Schalters 5 erreicht, sobald ein Ladestrom Ic2 im ersten Kondensator 4 einen Grenzwert übersteigt.
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Da der Knoten zwischen dem ersten Kondensator 4 und dem ohmschen Widerstand 8 mit Masse M verbunden ist, wird während der Aufladephase (erster steuerbarer Schalter 5 geschlossen, zweiter und vierter steuerbarer Schalter 7, 14 geöffnet) der erste Kondensator 4 aufgeladen. Wird der erste Schalter 5 anschließend geöffnet und der zweite und vierte Schalter 7, 14 geschlossen, wird der erste Kondensator 4 schwingend, d.h. zumindest eine volle Schwingung ausführend, entladen.
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Der Verlauf der Spannung Uc am ersten Kondensator 4 und des Stromes Ia durch die Antenne 1 über der Zeit t in Abhängigkeit von den Steuersignalen S1, S2 und S4 für den Fall einer Bi-Phase-Shift-Keying-Modulation ist in 9 gezeigt. Zu Beginn wird bei einem Zeitpunkt T0 mit der ersten Aufladung des ersten Kondensators 4 von beispielsweise 0 V auf die positive Referenzspannung +Ur begonnen und dementsprechend steigt die Spannung Uc über dem ersten Kondensator 4 von beispielsweise 0 V auf die positive Referenzspannung +Ur (im vorliegenden Fall exponentiell) an. Die vollständige Ladung ist bei einem Zeitpunkt T1 erreicht. Zu diesem Zeitpunkt werden der zweite und der vierte Schalter 7, 14 geschlossen.
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Somit wird zum Zeitpunkt T1 die Phase des schwingenden Entladens des ersten Kondensators 4 eingeleitet (Sendephase). Dementsprechend fällt nun die Spannung Uc über dem ersten Kondensator 4 wieder (im vorliegenden Fall cosinusförmig) ab und erreicht zum Zeitpunkt T2 nächst null. Der Strom Ia steigt vom Zeitpunkt T1 bis zum Zeitpunkt T2 sinusförmig an und erreicht zum Zeitpunkt T2 ein Maximum. Zum Zeitpunkt T2 wird dann der erste Schalter 5 geöffnet. Die Spannung Uc fällt weiter ab, wird negativ und erreicht dann zum Zeitpunkt T3 dem Verhalten des aus dem Kondensator 12 und der Antenne 1 gebildeten Schwingkreises entsprechend ein negatives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude, um dann wieder annähernd auf ein relatives positives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T4 hin anzusteigen. Das positive Maximum ist zwar mehr oder weniger annähernd gleich der positiven Referenzspannung +Ur, auf alle Fälle aber kleiner als diese. Während der schwingenden Entladephase sendet die Antenne 1 ein elektromagnetisches Signal aus.
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Zum Zeitpunkt T4 werden der zweite und der vierte Schalter 7, 14 bis zum Zeitpunkt T5 geöffnet. Zum Zeitpunkt T5 werden dann der erste, zweite und vierte Schalter 5, 7, 14 geschlossen, wobei der erste Schalter 5 nur für einen verhältnismäßig kurzen Zeitraum bis T6 geschlossen bleibt, während der zweite und vierte Schalter 7, 14 bis zu einem späteren Zeitpunkt T8 geschlossen bleiben, zu welchem die Spannung Uc das nächste Mal ihr positives Maximum erreicht. Zum Zeitpunkt T8 beginnt wieder eine Wartephase, während welcher alle Schalter 5, 7, 14 geöffnet sind. Die Schwingung kann dadurch beispielsweise um 180° verschoben werden. Dies ist jedoch lediglich ein Beispiel.
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Es folgt danach erneut eine Sendephase, in welcher Spannung Uc und Strom Ia jeweils eine volle Schwingung durchlaufen. Vom Zeitpunkt T13 bis zum Zeitpunkt T14 erfolgt dann noch einmal eine kurze Wartephase, welche aber zum Zeitpunkt T14 durch eine finale Entladung auf etwa 0 V abgebrochen wird.
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Dem Schaltverhalten der Schalter 5, 7 und 14 entsprechend ist das Steuersignal S1 zwischen den Zeitpunkten T0 bis T2, T5 bis T6 und T10 bis T11 auf dem Pegel H. Die Steuersignale S2 und S4 sind zunächst auf dem Pegel L. Zwischen den Zeitpunkten T1 bis T4, T5 bis T8 und T10 bis T13 gehen die Steuersignale S2, S4 in den Pegel H über. Der besseren Übersichtlichkeit halber stehen bei dem Ausführungsbeispiel nach 2 grundsätzlich der Pegel H für einen geschlossenen Schalter (leitend) und der Pegel L für einen geöffneten Schalter (nicht leitend) . Jedoch können sich abhängig vom Typ eines einzelnen oder aller tatsächlich verwendeter Schalter und dessen spezifische Signal-Schalt-Konstellationen davon abweichende tatsächliche Ansteuersignale ergeben.
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Das Modulationssignal MOD, das den in 9 gezeigten Verlauf der Spannung Uc über dem ersten Kondensator 4 zur Folge hat, ist ebenfalls in 9 gezeigt. Das Modulationssignal MOD führt bis zum Zeitpunkt T1 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T3 den Pegel L, zum Zeitpunkt T3 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T4 den Pegel L, vom Zeitpunkt T4 bis zum Zeitpunkt T5 den Pegel H, vom Zeitpunkt T5 bis zum Zeitpunkt T8 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T7, vom Zeitpunkt T8 bis zum Zeitpunkt T10 den Pegel H und vom Zeitpunkt T11 bis zum Zeitpunkt T13 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T12. Im Wesentlichen führt damit das Modulationssignal MOD in den Ladephasen des ersten Kondensators 4 und beim Auftreten des negativen Maximums der Spannung Uc am ersten Kondensator 4 den Pegel H und ansonsten den Pegel L.
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In 10 ist beispielhaft eine weitere Ausführungsform einer Treiberschaltung dargestellt. Die Treiberschaltung basiert dabei auf der in 8 dargestellten Treiberschaltung. Die Treiberschaltung in 10 weist jedoch einen zweiten Kondensator 12 auf, der zwischen den ohmschen Widerstand 8 und den vierten Schalter 14 geschaltet ist.
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Da der Knoten zwischen dem ersten Kondensator 4 und dem ohmschen Widerstand 8 mit Masse M verbunden ist, wird während der Aufladephase (erster steuerbarer Schalter 5 geschlossen, zweiter und vierter steuerbarer Schalter 7, 14 geöffnet) nur der erste Kondensator 4 aufgeladen. Der zweite Kondensator 12 bleibt entladen. Wird der erste Schalter 5 anschließend geöffnet und der zweite und vierte Schalter 7, 14 geschlossen, wechselt während der quasi-resonanten Schwingung die Energie zunächst über die Antenneninduktivität 2 vom ersten Kondensator 4 auf den zweiten Kondensator 12 (180° der Schwingung) und anschließend wieder vom zweiten Kondensator 12 zurück auf den ersten Kondensator 4 (360° der Schwingung).
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Die Spannung Uc1 über dem ersten Kondensator 4 und die Spannung Uc2 über dem zweiten Kondensator 12 sind in dem Diagramm in 14 dargestellt. In 14 ist dabei der Verlauf der Spannungen Uc1, Uc2 dargestellt, für den Fall, dass die Schwingung nicht von Aufladephasen unterbrochen wird. Die Spannung Uc2 über dem zweiten Kondensator 12 erreicht immer dann ihr Maximum, wenn die Spannung Uc1 über dem ersten Kondensator 4 ein Minimum aufweist und umgekehrt.
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Die Treiberschaltung in 11 basiert auf der Treiberschaltung in 10, welche jedoch weiterhin eine optionale Ladeschaltung 15 aufweist. Zudem weist die Treiberschaltung eine Verbindung zwischen der Referenzspannung Um und Masse M auf. Die Ladeschaltung 15 bildet einen weiteren Eingangspfad zum Zuführen einer auf Masse M bezogenen negativen Referenzspannung -Ur. Der obere Eingangspfad kann in dieser Anordnung dazu ausgebildet sein, eine auf Masse bezogene positive Referenzspannung +Ur bereitzustellen. Der Betrag der positiven und der Betrag der negativen Referenzspannung +Ur, -Ur können dabei gleich sein. Der weitere Eingangspfad weist einen ohmschen Widerstand 17 und einen fünften steuerbaren Schalter 16 auf, wobei der fünfte Schalter 16 zwischen den Widerstand 17 und den zweiten Kondensator 12 geschaltet ist. Der fünfte Schalter 16 kann mittels eines von der Schaltsteuereinheit 9 bereitgestellten Steuersignals S5 geöffnet oder geschlossen werden. Das Steuersignal S5 entspricht dabei im Wesentlichen dem Steuersignal S1. Das heißt, der fünfte Schalter 16 wird im Wesentlichen gleichzeitig mit dem ersten Schalter 5 geöffnet oder geschlossen. Kleinere Abweichungen zwischen den beiden Steuersignalen A1, S5 sind jedoch möglich. Der zweite Kondensator 12 wird so während der Aufladephase auf eine negative Spannung -Ur aufgeladen, während der erste Kondensator 4 auf eine positive Spannung +Ur aufgeladen wird. Auf diese Weise kann die Spannung Ua über der Antenne 1 verdoppelt werden, wodurch sich die von der Antenne 1 abgestrahlte reaktive Leistung vervierfacht.
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Die Aufladung des ersten Kondensators 4 während der Aufladephase kann in der vorliegenden Treiberschaltung eine besondere Ansteuerung des ersten Schalters 5 erforderlich machen, um zu verhindern, dass das Gate-Oxid des Schalters 5 nicht beschädigt wird, wenn dieser als Feldeffekttransistor ausgeführt ist.
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Eine Treiberschaltung mit einer Ansteuerschaltung für den ersten Schalter 5 ist in dem Schaltbild in 12 dargestellt. Eine Zenerdiode 18 ist zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des Schalters 5 geschaltet, wobei die Zenerdiode 18 mit ihrer Anode mit dem Source-Anschluss S und mit ihrer Kathode mit dem Gate-Anschluss G verbunden ist. Auf diese Weise kann die Gate-Source-Spannung Ugs des Schalters 5 begrenzt werden. Anstatt der Zenerdiode 18 können jedoch auch andere Bauteile verwendet werden, welche dazu geeignet sind die Gate-Source-Spannung Ugs zu begrenzen. Ein weiterer steuerbarer Schalter 20 sowie ein ohmscher Widerstand 19 sind zwischen den Gate-Anschluss G des ersten Schalters 5 und den ohmschen Widerstand 6 geschaltet. Dem weiteren Schalter 20 wird an seinem Gate-Anschluss G das Steuersignal S1 bereitgestellt. Der Gate-Anschluss G des ersten Schalters 5 wird über den weiteren Schalter 20 und den Widerstand 19 bis auf die Spannung aufgeladen, welche durch die Spannungsbegrenzungsschaltung (z.B. Zenerdiode 18) vorgegeben ist. Der Widerstand 19 dient dabei dazu, einen Strom durch die Zenerdiode 18 bei Erreichen der Spannungsbegrenzung zu begrenzen.
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Ein weiterer ohmscher Widerstand 21 ist zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des weiteren Schalters 20 geschaltet. Dadurch ist der weitere Schalter 20 gesperrt, wenn kein Steuersignal S1 an seinem Gate-Anschluss G anliegt.
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In einer Ausführungsform können der zweite oder der vierte Schalter 7, 14 oder beide als so genannte Back-to-Back Transistoren ausgeführt sein. In der Treiberschaltung in 13 ist beispielsweise der vierte Schalter 14 als Back-to-Back MOSFET ausgeführt. Das heißt, dass der Schalter einen ersten MOSFET 141 und einen zweiten MOSFET 142 aufweist, deren Source-Anschlüsse S miteinander verbunden sind. Der Drain-Anschluss D des ersten MOSFETs 141 ist mit dem Widerstand 8 und der Drain-Anschluss D des zweiten MOSFETs 142 ist mit dem zweiten Antennenanschluss X2 verbunden. Durch diese Anordnung wird sichergestellt, dass in einem gesperrten Zustand der MOSFETs 711, 712 keine leitfähige Verbindung zwischen den beiden Drain-Anschlüssen D vorliegt. Die MOSFETs 141, 142 weisen jeweils eine parasitäre Diode zwischen ihrem Drain- und Source-Anschluss D, S auf. Diese Dioden sind bei der vorliegenden Anordnung antiseriell geschaltet und verhindern so eine leitfähige Verbindung im deaktivierten Zustand. Eine derartige Back-to-Back Anordnung kann beispielsweise vorgesehen werden, wenn eine Anordnung mehr als eine Antenne 1 aufweist, welche mittels eines Multiplexers aktiviert oder deaktiviert werden.
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In den Diagrammen in 15 sind beispielhaft der Strom Ic1 in und die Spannung Uc1 über dem ersten Kondensator 4 während der Aufladephase dargestellt. Zu Beginn der Aufladung befindet sich der erste Schalter 5 in einem Sättigungsbereich und begrenzt daher den Ladestrom Ic1 durch den ersten Kondensator 4. Wenn der erste Schalter 5 in den Linearbereich wechselt, beginnt sich der Ladestrom Ic1 durch den ersten Kondensator 4 zu verringern. Kurz bevor die maximale Spannung über dem ersten Kondensator 4 erreicht wird, wechselt der erste Schalter 5 wieder in den Sättigungsbereich bis er schließlich bei einer Schwellspannung, die unterhalb der (positiven) Versorgungsspannung +Ur liegt, sperrt.
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Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung liegen darin, dass die Spannungsbereiche der Drain- und Source-Anschlüsse der verwendeten n-Kanal-MOSFETs zwischen 0V und 100V liegen. Die Spannungsbereiche sind somit nach oben hin begrenzt und weisen keine negativen Werte auf. Daher ist es möglich, MOSFETs zu verwenden, welche in der sogenannten Bulk-Technologie hergestellt wurden. MOSFETs, welche in der sogenannten SOI-Technologie (SOI = Silicon on Isolator) hergestellt wurden, können zwar ebenfalls verwendet werden, jedoch ist dies nicht zwangsläufig erforderlich. Mittels SOI-Technologie hergestellte MOSFETs weisen gegenüber mittels Bulk-Technologie hergestellten MOSFETs zwar verschiedene Vorteile auf, sind jedoch aufwändiger und somit teurer in ihrer Herstellung.
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Ladevorgänge an dem Kondensator 4 oder den Kondensatoren 4, 12 wirken sich nicht auf das Antennenpotential aus und verursachen somit keine Abstrahlung eines elektrischen Feldes (Common-Mode) . Die Abstrahlung elektrischer Felder führt im Allgemeinen zu einer erhöhten EMI (elektromagnetische Störausstrahlung, engl.: Electromagnetic Interference). Diese ist somit in den vorliegenden Treiberschaltungen gegenüber bekannten Treiberschaltungen verringert.
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Bei Verwendung der in 12 dargestellten Ansteuerschaltung für den ersten Schalter 5 ist es nicht erforderlich, dass die Gate-Source-Spannung Ugs des ersten Schalters 5 gegenüber der positiven Referenzspannung +Ur überhöht ist. Es wird somit keine zusätzliche Schaltung zur Erzeugung einer solchen Spannungsüberhöhung, wie sie in bekannten Treiberschaltungen erforderlich ist, benötigt. Die Treiberschaltung kommt somit mit wenigen Bauteilen aus. Die positive Referenzspannung +Ur kann daher so gewählt werden, dass sie knapp unterhalb der durch die für die MOSFETs verwendeten Technologie zulässigen Spannung liegt. Dies führt zu einem maximalen Antennenstrom und somit zu einer Optimierung der Reichweite.
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Um die Spannung Ua über und den Strom Ia durch die Antenne 1 zu verdoppeln kann die Treiberschaltung wie oben bereits beschrieben mittels einer Ladeschaltung 15 zu einer Vollbrückenschaltung erweitert werden. Hierfür werden zwar zusätzliche Bauteile benötigt, eine Änderung der restlichen Schaltungsanordnung ist jedoch nicht erforderlich. Diese Erweiterung ist somit ohne großen Aufwand realisierbar.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- induktive Antenne
- 2
- induktiver Anteil
- 3
- ohmscher Anteil
- 4
- erster Kondensator
- 5
- steuerbarer Schalter
- 6
- ohmscher Widerstand
- 7
- steuerbarer Schalter
- 8
- Strommesseinrichtung
- 9
- Schaltsteuereinrichtung
- 10
- steuerbarer Schalter
- 11
- Diode
- 12
- zweiter Kondensator
- 13
- ohmscher Widerstand
- 14
- steuerbarer Schalter
- 15
- Ladeschaltung
- 16
- steuerbarer Schalter
- 17
- ohmscher Widerstand
- 18
- Zenerdiode
- 19
- ohmscher Widerstand
- 20
- steuerbarer Schalter
- 21
- ohmscher Widerstand
- Ur
- Referenzspannung
- +Ur
- positive Referenzspannung
- -Ur
- negative Referenzspannung
- Uc
- Spannung über den Kondensatoren
- Uc1
- Spannung über dem ersten Kondensator
- Uc2
- Spannung über dem zweiten Kondensator
- Ua
- Antennenspannung
- Ux
- Summe der Potentiale an den Antennenanschlüssen
- Ugs
- Gate-Source-Spannung
- Uds
- Drain-Source-Spannung
- Ia
- Antennenstrom
- Ic2
- Ladestrom in dem zweiten Kondensator
- X1
- erster Antennenanschluss
- X2
- zweiter Antennenanschluss
- S1
- Steuersignal
- S2
- Steuersignal
- S3
- Steuersignal
- S4
- Steuersignal
- S5
- Steuersignal
- MOD
- Modulationssignal
- F1
- erste Resonanzfrequenz
- F2
- zweite Resonanzfrequenz
- G
- Gate-Anschluss
- D
- Drain-Anschluss
- S
- Source-Anschluss
