JP6452813B2 - インダクタ用ドライバ回路 - Google Patents

Description

本発明は、インダクタ用のドライバ回路、特に誘導アンテナ用のドライバ回路、およびドライバ回路を備えた能動型送信装置に関する。

たとえば受動型始動エントリ（ＰＡＳＥ）システムのようなキーレスの車両アクセスシステムおよび始動システムは、車両キーを能動的に使用することなく車両を解錠し、スタートボタンを操作するだけで車両を始動するための自動システムである。このような解錠および始動は、車両操縦者自身が携帯している、チップを備えた電子キーによって可能になる。車両からは、この車両に設けられた少なくとも１つのアンテナを介し、第１符号化テーブルにより符号化された問い合わせ信号が、ＬＦ周波数（ＬＦは、たとえば２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの周波数の"Low Frequency"を表す）で周期的に送信される。これに応じてこのシステムは、ＵＨＦ領域（ＵＨＦは、たとえば３桁のＭＨｚ周波数領域の"Ultra High Frequency"を表す）における受信モードに移行して確認を待つ。トランスポンダを備えたキーが到達範囲内に存在するならば、このキーはＬＦ信号を受信し、これを復号化し、第２符号化テーブルを用いて新たな符号と共にこれをＵＨＦ信号として再び送信する。このＵＨＦ信号は車両において復号化される。２つの符号化テーブルはこの車両に対し既知であるため、この車両は、自身が元々送信したものと、今まさに受信した信号とを比較して、一致していればアクセスを許可することができる。規定時間内に適正な応答がない場合には、何も起こらず、システムは再びスタンバイ状態に切り換わる。エンジン始動過程は、その場合にエンジンスタートボタンの操作が必要であること以外は、実質的に上記のアクセスコントロールの過程に相応する。

上記のＬＦ信号を送信するアンテナとしてはもっぱら誘導アンテナが使用され、この誘導アンテナは、（マグネチックループアンテナまたはフェライトバーアンテナとしても知られている）たとえば巻線を備えたフェライトコアとして構成される。誘電アンテナのインダクタは、コンデンサと共に振動回路において動作されることが多い。このような振動回路のエネルギー消費は一般的に、アクセスシステムおよびスタートシステムの消費電力全体をできるかぎり小さく抑えるために、できるかぎり高いＱおよび正確な周波数調整によって少なく抑えられる。消費電力が少ないことは、たとえば、そうでなければ、車両の停車時間が比較的長い場合に車両バッテリが急速に放電してしまうことになってしまうというような理由だけからも望ましい。しかしながら高いＱ（良度）は、伝送データ速度を制限し、Ｑが高い場合には正確な同調にはいくらかのコストがかかる。したがって流通している装置は、データ速度と、コストと、エネルギー消費との間の不十分な妥協の産物であることが多い。

したがって高いＱ（ひいては小さい消費電力）と同時に十分に高いデータ速度を得ることができる擬似共振振動回路ドライバが公知である。しかしながらこのドライバ回路の欠点は、これがさまざまな無線適合規則を遵守していないことである。これらの無線適合規則によって保証しようしているのは、たとえば無線放送（ラジオおよびテレビ）、移動無線サービス（警察およびセキュリティサービス）または移動電話のような他の無線サービスの運用に支障がでないようにすることである。これらの擬似共振ドライバ回路のさらに別の欠点は、電磁両立性ＥＭＣ（electromagnetic compatibility）についての自動車メーカのガイドラインが遵守されていないことである。

さらに公知の擬似共振振動回路ドライバによれば、以下の点で改善がなされている。すなわちこの擬似共振振動回路ドライバは、回路と調整を複雑にせずに僅かな電流消費と僅かな妨害信号放出を実現できるだけでなく、無線適合規則の遵守も実現することができる。

しかしながら公知の擬似共振振動回路ドライバの欠点は、特に振動回路ドライバを耐圧で設計するために回路が複雑になり、ひいてはコストが高くなる点にある。

本発明の課題は、上記の点に関して改善されたインダクタ用ドライバ回路を提供することである。さらに、振動回路を有する改善された能動型送信装置を提供することも望まれる。

上記の課題は、請求項１に記載したインダクタ用ドライバ回路または請求項１３に記載した能動型送信装置によって解決される。

インダクタ用の、特に車両アクセスシステムおよび始動システムの誘導アンテナ用の、本発明によるドライバ回路は、第１コンデンサと、第１コンデンサのために正の基準電圧を供給する２つの入力経路と、インダクタを第１コンデンサに接続する２つの出力経路とを備えている。このドライバ回路はさらに、制御可能な第１スイッチとオーム抵抗とを備えており、これらは２つの入力経路のうちの一方に直列に接続されており、制御可能な第１スイッチは、オーム抵抗と第１コンデンサとの間に接続されている。このドライバ回路は、２つの出力経路のうちの一方に接続されている制御可能な第２スイッチ、２つの出力経路のうちの他方に接続されている制御可能な第４スイッチ、およびインダクタの第２端子と基準電位のための端子との間に接続されているオーム抵抗も備えている。さらにこのドライバ回路は、制御可能な第４スイッチと第１コンデンサとの間に接続された電流測定装置を備えており、この電流測定装置は、インダクタを流れる電流を測定するように構成されている。電流測定装置の後段に接続されているスイッチ制御装置は、インダクタを流れる電流を評価し、このスイッチ制御装置は、最初に、第２スイッチおよび第４スイッチが開いている際に、第１スイッチを閉じて、第１コンデンサを正の基準電圧に向かって充電し、次に、第１スイッチを開き、第２および第４スイッチを閉じて、第１コンデンサをインダクタを介して振動性で放電する、ように構成されており、この場合、インダクタを流れる電流が、１つの振動周期全体またはその倍数の周期を経たときにはじめて、第２スイッチおよび第４スイッチが再び開かれる。

本発明によるドライバ回路の利点は、回路および調整の複雑さが僅かであり、電流消費が少なく、さらに妨害信号放出がいっそう少なくなることである。しかも本発明によるドライバ回路により、無線適合規則を遵守することができる。

このドライバ回路はさらに、制御可能な第４スイッチと電流測定装置との間に接続された第２コンデンサを備えることができる。このような装置構成によれば、コンデンサ両端の電圧は決して負にならない。このことによって、低コストの半導体技術（たとえばＳＯＩ技術ではなくバルク技術）で製造された構成部品を用いることができるようになる。

このドライバ回路はさらに、第２コンデンサのために負の基準電圧を供給する第３入力経路を備えることができ、この第３入力経路内に充電回路が接続されている。充電回路は、第３入力経路内に互いに直列に接続されたオーム抵抗と制御可能な第５スイッチとを備えることができ、制御可能な第５スイッチは、オーム抵抗と第２コンデンサとの間に配置されている。このようにすることで、第１コンデンサを正の電圧に向かって充電することができる一方、第２コンデンサは負の電圧に向かって充電される。これによって、アンテナから放射される無効電力を高めることができる。

ドライバ回路はさらに、第１スイッチ両端の電圧を制限するように構成された制限装置を備えることができる。これによって、第１スイッチにおける損傷を回避することができる。この場合、制限装置はツェナダイオードを有することができ、第１スイッチ両端の電圧をゲート−ソース電圧とすることができる。

このドライバ回路はさらに、オーム抵抗と制御可能な別のスイッチとを備えることができ、これらは第１スイッチの制御端子とオーム抵抗との間に直列に接続されている。これによって、制限装置を流れる電流を制限することができる。このドライバ回路はさらに、別のスイッチの制御端子とソース端子との間に接続された別のオーム抵抗を備えることができる。この場合、別のスイッチは、その制御端子に制御信号が加わっていなければ、阻止状態となる。

スイッチ制御装置は、変調信号用の変調入力端子を有することができ、第１スイッチ、第２スイッチおよび第４スイッチのスイッチサイクルを変調信号に依存して制御し、これによって有利には多種多様な適用事例が開発されるように、構成することができる。

さらにスイッチ制御装置を、位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を行うように形成することができる。スイッチ制御装置により、変調時に値１の効果的なＱが得られる一方、振動回路は高いＱで、ひいてはエネルギーを大きく節約して駆動される。

電流測定装置を、オーム抵抗として構成することができ、これによって簡単かつ僅かなコストで電流を測定することができる。

さらに上記の課題は、以下のような能動型送信装置によっても解決される。すなわちこの能動型送信装置は、インダクタと、第１コンデンサと、第１コンデンサのために正の基準電圧を供給する２つの入力経路と、インダクタを第１コンデンサに接続する２つの出力経路とを備えている。制御可能な第１スイッチとオーム抵抗が、２つの入力経路のうちの一方に直列に接続されており、この場合、制御可能な第１スイッチは、オーム抵抗と第１コンデンサとの間に接続されている。制御可能な第２スイッチが、２つの出力経路のうちの一方に接続されており、制御可能な第４スイッチが、２つの出力経路のうちの他方に接続されている。インダクタの第２端子と基準電位のための端子との間に、オーム抵抗が接続されており、さらに制御可能な第４スイッチと第１コンデンサとの間に、電流測定装置が接続されており、この電流測定装置は、インダクタを流れる電流を測定するように構成されている。電流測定装置の後段に接続されているスイッチ制御装置は、インダクタを流れる電流を評価し、さらにこのスイッチ制御装置は、最初に、第２スイッチおよび第４スイッチが開かれているときに第１スイッチを閉じて、第１コンデンサを正の基準電圧に向かって充電し、次に、第１スイッチを開き、第２スイッチおよび第４スイッチを閉じて、インダクタを介して第１コンデンサを振動性で放電する、ように形成されており、この場合、インダクタを流れる電流が、１つの振動周期全体またはその倍数の周期を経たときにはじめて、第２スイッチおよび第４スイッチが再び開かれる。

ドライバ回路もしくは送信装置は特に、車両アクセスシステムおよび始動システムのコンポーネントであり、このシステムも本開示の対象である。

次に、図面に示した実施例に基づき本発明について詳しく説明する。

ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合のインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 複数のスイッチの制御信号および変調信号に関連して、ドライバ回路のコンデンサ両端の電圧の推移を示すダイアグラム 種々の共振周波数において搬送周波数に関連して、アンテナ両端の電圧の推移を示すダイアグラム 図３による電圧推移に対応する、アンテナを流れる電流の推移を示すダイアグラム ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合のさらに別のインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 図５によるドライバ回路を使用した場合の種々の共振周波数におけるアンテナ両端の電圧の推移を、搬送周波数に関連させて示すダイアグラム 図６による電圧推移に対応する、複数のアンテナ端子における複数の電圧の総和の推移を示すダイアグラム 本発明の１つの実施形態によるＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合の、例示的なインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 ドライバ回路のコンデンサ両端における電圧とアンテナを流れる電流の推移を、スイッチの制御信号と変調信号とに関連させて示すダイアグラム 本発明の１つの実施形態による、ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合の、さらに別の例示的なインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 本発明の１つの実施形態による、ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合の、さらに別の例示的なインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 本発明の１つの実施形態による、ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合の、さらに別の例示的なインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 本発明の１つの実施形態による、ＬＦ信号用能動型送信装置として適用した場合の、さらに別の例示的なインダクタ用ドライバ回路を示す回路図 図１０によるドライバ回路におけるコンデンサ両端の電圧の推移を示すダイアグラム 第１コンデンサ両端の電圧および第１コンデンサにおける充電電流の推移を例示したダイアグラム

図１には、インダクタ用ドライバ回路が示されており、このインダクタは、本発明において、能動型送信装置として適用される際には、たとえばフェライトバーアンテナのような誘導アンテナ１によって得られる。誘導アンテナ１は、図１に示したように、純粋なインダクタンス成分２および抵抗成分３から成る電気的直列回路によって等価的に表すことができる。この場合、誘導アンテナ１は、第１アンテナ端子Ｘ１および第２アンテナ端子Ｘ２を有する。ここではまずコンデンサ４が、アースＭを基準にした基準電圧Ｕｒを供給するための２つの入力経路と、誘導アンテナ１を接続するための２つの出力経路とに接続されている。制御可能な第１スイッチ５が、これらの２つの入力経路の上側に接続されている。このスイッチは択一的には、これらの２つの入力経路の下側に接続することも可能である。

入力経路において電流制限のために用いられるオーム抵抗６が、スイッチ５とコンデンサ４との間に接続されている。オーム抵抗６の代わりに電流源または別のタイプの電流印加部または電流制限部を使用することも可能である。制御可能な第２スイッチ７が、２つの出力経路の上側に接続されており、また、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａを測定するための測定抵抗として、すなわち電流測定装置として使用されるオーム抵抗８が、２つの出力経路の下側に接続されている。択一的にはスイッチ７および抵抗８を、それぞれ同じ１つの入力経路に配置することもできるし、または、それぞれの入力経路を互いに入れ替えることも可能である。電流測定のために択一的には、コンデンサ４における電圧の微分を評価することも可能である。

ドライバ回路にはスイッチ制御装置９がさらに含まれており、このスイッチ制御装置は、抵抗８を流れる電流Ｉａに比例し、ひいてはアンテナ１を流れる電流に比例する電圧を、抵抗８の両端で取り出して評価し、たとえば電流Ｉａのゼロクロスを求める。第２スイッチ７が開いている場合、スイッチ制御装置９の制御下で、制御信号Ｓ１によって第１スイッチ５が閉じられ、これによってコンデンサ４が基準電圧Ｕｒに向かって充電される。引き続いて第１スイッチ５が開かれ、第２スイッチ７が制御信号Ｓ２によって閉じられ、これによって誘導アンテナ１を介してコンデンサ４を振動性で放電し、すなわち少なくとも１つの完全な振動経過を辿って放電する。ここで第２スイッチ７は、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａが、１つの振動周期全体（またはその複数倍の周期）を経たときにはじめて再び開かれる。スイッチ制御装置９はさらに、変調信号ＭＯＤ用の変調入力端子を有する。これについては以下でさらに詳しく説明する。

オプションではさらに制御可能な第３スイッチ１０を、場合によって直列接続されるダイオード１１と共に、コンデンサ４に直接または（図示のように）抵抗６を介して並列接続することができ、ここでこのスイッチ１０は、これが、コンデンサ４を短絡して、すなわち放電して、このドライバ回路を非アクティブ状態にするように、制御信号Ｓ３によって制御される。

図２には、バイフェーズシフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）の場合について、制御信号Ｓ１，Ｓ２およびＳ３に依存した、コンデンサ４における電圧Ｕｃの時間軸ｔ上の推移が示されている。まずはじめに時点Ｔ０において、たとえば０Ｖから基準電圧Ｕｒまでのコンデンサ４の最初の充電が開始され、これに対応してコンデンサ４の両端の電圧Ｕｃが、たとえば０Ｖから基準電圧Ｕｒまで（この場合には指数関数的に）増大する。フルの充電は時点Ｔ１において達成される。諸動作条件に小さな差異が生じる場合であってもフルの充電を保証するため、充電のために閉じられる第１スイッチ５（スイッチ７は開）と、振動性の放電のために閉じられる第２スイッチ７（スイッチ５は開）との間の切換が、時点Ｔ１よりもやや遅れて、すなわち時点Ｔ２に行われる。

これにより、時点Ｔ２にコンデンサ４の振動性の放電のフェーズが開始される。これに相応して、ここではコンデンサ４両端の電圧Ｕｃが（ここでは余弦波状に）再度降下し、まずゼロに達し、次に、コンデンサ４とアンテナ１とによって構成される振動回路の特性に対応して、時点Ｔ３に、Ｑに依存する振幅によって負の最大値に達し、次に時点Ｔ４に、ここでもＱに依存する振幅によって、相対的な正の最大値に向かって再度接近して増大する。この正の最大値はたしかに程度の差はあるもののほぼ基準電圧Ｕｒに等しいが、いずれにせよこの基準電圧よりも小さい。振動性の放電フェーズ中、アンテナ１は電磁信号を送出する。次に時点Ｔ４に再充電フェーズが始まり、ここではフルの充電が時点Ｔ５に得られる。しかしながら充電から振動性の放電への切換はここでも、上ですでに説明した理由からやや遅れた時点Ｔ６に行われる。その後、ここでも振動性の放電フェーズが、時点Ｔ７における負の最大値への到達を含めて、時点Ｔ８まで行われる。

その後、時点Ｔ８からはじめて新たな再充電フェーズが続き、ここでは時点Ｔ９にフルの充電に到達する。しかしながらその後には時点Ｔ１１までの比較的長い待機時間が続く。この待機時間は、ＢＰＳＫ変調による１８０°の位相シフトが原因である。比較のため、図２にはさらに１つの時点Ｔ１０も書き込まれており、これは、時点Ｔ１０とＴ１１との間の最小の待機時間を示す。時点Ｔ１１からは再び、振動性の放電が、時点Ｔ１２における負の最大値を伴って時点Ｔ１３まで行われる。その後、時点Ｔ１４まで再充電がさらに行われるが、この再充電は、スイッチ１０を用いた時点Ｔ１４におけるドライバ回路の非アクティブ化に起因して、ほぼ０Ｖ（場合によってはダイオード１１の両端のダイオード電圧）への最終的な放電によって打ち切られる。

スイッチ５，７，１０のスイッチング動作に従い、制御信号Ｓ１は、各充電フェーズ中（時点Ｔ０〜Ｔ１，Ｔ４〜Ｔ６，Ｔ８〜Ｔ１，Ｔ１３〜Ｔ１４の間）、レベルＨにあり、制御信号Ｓ２ははじめのうちはレベルＬにある。それぞれ後続の放電フェーズ（時点Ｔ２〜Ｔ４，Ｔ６〜Ｔ８，Ｔ１１〜Ｔ１３）において制御信号Ｓ１はレベルＬに、制御信号Ｓ２はレベルＨに移行する。制御信号Ｓ３は、時点Ｔ１４における最後の放電時までレベルＬにあり、その後レベルＨになる。わかりやすくするため、図２による実施例では基本的に、レベルＨは閉じられたスイッチ（導通状態）を表し、レベルＬは開かれたスイッチ（非導通状態）を表すものとする。しかしながら実際に使用される個々またはすべてのスイッチのタイプおよびその固有の信号とスイッチのコンフィギュレーションに応じて、これとは異なる実際の制御信号が生じる場合もある。

図２に示した、コンデンサ４両端の電圧Ｕｃの推移を生じさせる変調信号ＭＯＤも同様に図２に示されている。変調信号ＭＯＤは時点Ｔ２までレベルＨになり、次に時点Ｔ３までレベルＬになり、時点Ｔ３にレベルＨになり、次に時点Ｔ４までレベルＬになり、時点Ｔ４から時点Ｔ６までレベルＨになり、時点Ｔ６から時点Ｔ８までは、時点Ｔ７におけるレベルＨを除いてレベルＬになり、時点Ｔ８から時点Ｔ１１まではレベルＨになり、時点Ｔ１１から時点Ｔ１３までは時点Ｔ１３におけるレベルＨを除いてレベルＬになる。これにより、変調信号ＭＯＤは実質的に、コンデンサ４の充電フェーズ、およびコンデンサ４において電圧Ｕｃの負の最大値が発生する場合にレベルＨになり、その他の場合にはレベルＬになる。

図３には、アンテナ１両端の電圧Ｕａの時間軸ｔについての推移が、異なる２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２において示されており、ここでは共振周波数Ｆ１は、所望の搬送周波数を５％上回り、共振周波数Ｆ２は、所望の搬送周波数を２０％上回っている。図４には、これらにそれぞれ対応する、時間軸ｔについての電流推移Ｉａが、２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２に対して示されており、この電流推移は、たとえば抵抗８において示されるものである。予想されたようにそれぞれの電圧および電流間の位相シフトは約９０°であった。

上述の擬似共振動作へのアンテナ１のスイッチオンの前、アンテナ１は無電流である（Ｉａ＝０Ａ）である。したがってアンテナ電流Ｉａは変化せず、アンテナ端子Ｘ１、Ｘ２は共に同電位（たとえばアース電位）にある。このためアンテナ電圧Ｕａははじめのうち０Ｖである。ついで、アンテナ１が擬似共振動作に切り換わると、第２アンテナ端子Ｘ２における電位が変化しないのに対し、第１アンテナ端子Ｘ１における電位が変化して、アンテナ電圧Ｕａが、コンデンサ４における電圧Ｕｃに等しくなる（Ｕａ＝Ｕｃ）。寄生キャパシタンスの充放電はここでは重要でない。アンテナ１のさらなる動作における損失によって最大電圧Ｕａが低くなるため、遮断の少し前にアンテナ電圧Ｕａは電圧Ｕｃをやや下回る。擬似共振動作の遮断後、アンテナ電圧Ｕａは、急激に０Ｖに戻る。なぜならばアンテナ電流Ｉａが再び０Ａになって、それ以上は変化しないからである。

第１アンテナ端子Ｘ１における電位が擬似共振動作のオンおよびオフの際に変化するのに対し、第２アンテナ端子Ｘ２における電位は常に同じままである。したがって図３からわかるように、アンテナ電圧Ｕａは、擬似共振動作のオンおよびオフ時にそれぞれ電圧跳躍を有する。これらの電圧跳躍の結果、アンテナ１において、さらにはアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２およびアンテナ線路において、望ましくない大きな放射が生じることになる。

図５に示したドライバ回路を用いれば、これらの放射を低減することができる。このドライバ回路は、図１に示したドライバ回路をベースにしている。しかしながら第１コンデンサ４には、第２コンデンサ１２が直列接続されている。第１コンデンサ４と第２コンデンサ１２とがそれぞれ同じ容量を有する場合、各コンデンサ４，１２の両端には同じ電圧Ｕｃ／２が加わる。

第２アンテナ端子Ｘ２と、第１および第２コンデンサ４、１２の共通ノードとの間にはオーム抵抗１３が接続されている。さらに第２アンテナ端子Ｘ２と抵抗８との間には、制御可能な第４スイッチ１４が接続されている。制御可能な第４スイッチ１４は、スイッチ制御装置９によって供給される制御信号Ｓ４によって開閉される。この制御信号Ｓ４は、実質的に制御信号Ｓ２に対応する。すなわち制御可能な第４スイッチ１４は、制御可能な第２スイッチ７と実質的に同時に開閉されるのである。しかしながらこれらの双方の制御信号Ｓ２とＳ４との間に、比較的僅かな偏差があってもよい。

図５のドライバ回路の場合には、制御可能なスイッチ５、７、１０および１４として電界効果トランジスタ、特にＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳは、酸化金属半導体"Metall Oxide Semiconductor"という用語の略語である）を使用しており、制御可能なスイッチ５は、ｐチャネルタイプのＭＯＳ電界効果トランジスタであるのに対し、制御可能なスイッチ７、１０および１４はｎチャネルタイプである。図示されている（個々の導電形の）ＭＯＳ電界効果トランジスタの他に、適切に制御可能なスイッチの、特に制御可能な半導体スイッチの他のあらゆるタイプも使用することができ、いうまでもなく対応するドライバ、ブートストラップ回路、チャージポンプなどに関連して使用することができる。

第２スイッチ７および第４スイッチ１４が閉じられている場合、擬似共振は、図２に関連して説明したように推移する。したがってアンテナ１をオフにする前には、損失に起因して、コンデンサ４、１２両端の電圧Ｕｃをやや下回る電圧Ｕａがアンテナ１に加わっている。上述のように、アンテナ１はオフになった後、再び無電流になる（Ｉａ＝０Ａ）。アンテナ１をオフにした後、第２スイッチ７および第４スイッチ１４は開かれているため、抵抗１３により、第１アンテナ端子Ｘ１の電位はＵｃからＵｃ／２に変化する。さらに第２アンテナ端子Ｘ２における電位もアース電位からＵｃ／２に変化する。図６には、結果的に生じるアンテナ電圧Ｕａの時間軸上の推移が示されている。

したがってアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２における電位の総和Ｕｘは、ドライバ回路におけるスイッチ過程中に大きく変化しない。僅かな変化は、たとえば、駆動制御信号Ｓ２、Ｓ４の僅かなずれによって発生し得るが、これは不可避であることが多い。図７には、この電位の総和Ｕｘの、時間軸上の推移が示されている。上記のスイッチ過程中にアンテナ端子Ｘ１、Ｘ２における電位の総和は、（実質的に）変化しないため、このスイッチ過程が原因で発生する放射は、十分にゼロに抑えられる。ただし、放射を低減可能なこの種のドライバ回路の場合、回路は比較的複雑である。

図８には、回路の複雑さを低減することのできるドライバ回路の実施形態が例示されている。このドライバ回路は、図５に示したドライバ回路をベースとしているが、図８のドライバ回路は第１コンデンサ４だけしか備えていない。ただし図８のドライバ回路には、基準電圧Ｕｍのための端子と第２アンテナ端子Ｘ２との間にオーム抵抗１３が接続されている。基準電圧Ｕｍはたとえば、コンデンサ電圧Ｕｃの半分に対応する値を有することができる。第１コンデンサ４と制御可能な第４スイッチ１４との間に、このドライバ回路においてさらに測定抵抗としても用いられる抵抗８が接続されている。第１コンデンサ４と抵抗８との間の共通のノードが、アース電位に接続されている。このような装置構成によってさらに、アースＭを基準とする電流測定が可能になる。

ドライバ回路のこの実施形態の場合、スイッチ制御装置９は、抵抗８を流れる電流も取り出し、たとえばアンテナ１を流れる電流Ｉａのゼロクロスを検出するために、この電流を評価する。

上側の入力経路では、制御可能な第１スイッチ５とオーム抵抗６の順序が、図５によるドライバ回路とは入れ替えられている。つまりここではスイッチ５は、オーム抵抗６と第１コンデンサ４との間に接続されている。このような装置構成によれば、第１コンデンサ４の充電電流Ｉｃ２が限界値を超えるとただちに、スイッチ５のゲート−ソース電圧Ｕｇｓがスイッチ５のドレイン−ソース電圧Ｕｄｓよりも高められることになる。

第１コンデンサ４とオーム抵抗８との間のノードがアースＭと接続されているので、充電フェーズ中（制御可能な第１スイッチ５が閉じられ、制御可能な第２スイッチ７および第４スイッチ１４が開かれている間）、第１コンデンサ４が充電される。ついで第１スイッチ５が開かれ、第２スイッチ７および第４スイッチ１４が閉じられると、第１コンデンサ４が振動性で放電し、すなわち少なくとも１つの完全な振動経過を辿って放電する。

図９には、バイフェーズシフトキーイング変調の場合について、第１コンデンサ４における電圧Ｕｃとアンテナ１を流れる電流Ｉａの推移が、制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４に依存して時間軸ｔ上に示されている。はじめに時点Ｔ０において、たとえば０Ｖから正の基準電圧＋Ｕｒまで第１コンデンサ４の初回の充電が開始され、これに応じて第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃが、たとえば０Ｖから正の基準電圧＋Ｕｒまで（この実施例では指数関数的に）上昇する。時点Ｔ１において、フルの充電が達成される。この時点で、第２スイッチ７および第４スイッチ１４が閉じられる。

これと共に時点Ｔ１において、第１コンデンサ４の振動性の放電フェーズが導入される（送信フェーズ）。ついでこれに応じて、第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃが再び（この実施例では余弦波状に）減少し、時点Ｔ２でゼロ付近になる。電流Ｉａは時点Ｔ１から時点Ｔ２まで正弦波状に上昇し、時点Ｔ２で最大値に到達する。そして時点Ｔ２において、第１スイッチ５が開かれる。電圧Ｕｃはさらに減少して負になり、その後、時点Ｔ３において、コンデンサ１２とアンテナ１とから成る振動回路の特性に従い、Ｑに依存する振幅を有する負の最大値に到達する。これによりその後、Ｑに依存する振幅を有する相対的な正の最大値に近づきながら、時点Ｔ４まで再び上昇するようになる。正の最大値は、程度の差こそあれ正の基準電圧＋Ｕｒとほぼ等しいが、ただしどのようなケースであれ、基準電圧よりも小さい。振動性の放電フェーズ中、アンテナ１は電磁信号を送出する。

時点Ｔ４において第２スイッチ７と第４スイッチ１４は、時点Ｔ５まで開かれる。その後、時点Ｔ５で、第１スイッチ５と第２スイッチ７と第４スイッチ１４とが閉じられ、この場合、第１スイッチ５は、Ｔ６までの比較的短い期間だけ閉じられた状態を維持するのに対し、第２スイッチ７および第４スイッチ１４は、それよりも後の時点Ｔ８まで閉じられた状態を維持し、この時点Ｔ８において、電圧Ｕｃは次の正の最大値に到達する。時点Ｔ８において再び待機フェーズが始まり、その間、すべてのスイッチ５，７，１４が開かれた状態にある。これにより、振動をたとえば１８０゜シフトさせることができる。ただしこれは一例にすぎない。

その後、新たに送信フェーズが続き、このフェーズにおいて、電圧Ｕｃおよび電流Ｉａはそれぞれ１つの完全な振動経過を辿る。ついで時点Ｔ１３から時点Ｔ１４まで、もう一度、短い待機フェーズが行われるが、このフェーズは時点Ｔ１４において、約０Ｖに向かう最終的な放電によって打ち切られる。

スイッチ５，７，１４のスイッチング動作に従い、制御信号Ｓ１は、時点Ｔ０〜Ｔ２、Ｔ５〜Ｔ６およびＴ１０〜Ｔ１１の間、レベルＨにある。制御信号Ｓ２およびＳ４は、最初はレベルＬにある。時点Ｔ１〜Ｔ４、Ｔ５〜Ｔ８およびＴ１０〜Ｔ１３の間、制御信号Ｓ２，Ｓ４はレベルＨに移行する。わかりやすくするために、図２による実施例の場合には基本的に、レベルＨは閉じられたスイッチ（導通状態）を表し、レベルＬは開かれたスイッチ（非導通状態）を表すものとする。ただし、実際に使用される個々のスイッチまたはすべてのスイッチのタイプおよびその固有の信号とスイッチのコンフィギュレーションに応じて、これとは異なる実際の制御信号が生じる場合もある。

図９に示した第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃの推移を生じさせることになる変調信号ＭＯＤも、図９に示されている。変調信号ＭＯＤは時点Ｔ１までレベルＨとなり、その後、時点Ｔ３までレベルＬ、時点Ｔ３でレベルＨ、さらにその後、時点Ｔ４までレベルＬ、時点Ｔ４から時点Ｔ５までレベルＨ、時点Ｔ５からＴ８までは、時点Ｔ７のレベルＨを除いてレベルＬ、時点Ｔ８から時点Ｔ１０まではレベルＨ、さらに時点Ｔ１１から時点Ｔ１３までは、時点Ｔ１２のレベルＨを除いてレベルＬとなる。したがって変調信号ＭＯＤは実質的に、第１コンデンサ４の充電フェーズ中および第１コンデンサ４における電圧Ｕｃの負の最大値が発生したときにはレベルＨとなり、それ以外はレベルＬとなる。

図１０には、ドライバ回路のさらに別の実施形態が例示されている。この場合、ドライバ回路は、図８に示したドライバ回路をベースとしている。ただし図１０のドライバ回路は第２コンデンサ１２を有しており、このコンデンサはオーム抵抗８と第４スイッチ１４との間に接続されている。

第１コンデンサ４とオーム抵抗８との間のノードはアースＭと接続されているので、充電フェーズ中（制御可能な第１スイッチ５が閉じられ、制御可能な第２スイッチ７および第４スイッチ１４が開かれている間）、第１コンデンサ４だけが充電される。第２コンデンサ１２は放電されたままである。ついで第１スイッチ５が開かれ、第２スイッチ７および第４スイッチ１４が閉じられると、擬似共振振動中、エネルギーが最初はアンテナインダクタ２を介して第１コンデンサ４から第２コンデンサ１２へと切り替わり（振動の１８０°）、ついで再び第２コンデンサ１２から第１コンデンサ４へと戻る（振動の３６０°）。

図１４のダイアグラムには、第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃ１および第２コンデンサ１２両端の電圧Ｕｃ２が示されている。この場合、図１４には、振動が充電フェーズによっても中断されないケースについて、電圧Ｕｃ１，Ｕｃ２の推移が示されている。第２コンデンサ１２両端の電圧Ｕｃ２は、第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃ１が最小値を有するときには常にその最大値に到達し、この逆も当てはまる。

図１１のドライバ回路は図１０のドライバ回路をベースとしているが、このドライバ回路はさらにオプションとして充電回路１５を備えている。しかもこのドライバ回路は、基準電圧ＵｍとアースＭとの間の接続線を備えている。充電回路１５は、アースＭに関連づけられた負の基準電圧−Ｕｒを供給するための別の入力経路を成している。この装置構成において上側の入力経路を、アースに関連づけられた正の基準電圧＋Ｕｒを供給するように構成することができる。この場合、正の基準電圧＋Ｕｒの絶対値と負の基準電圧−Ｕｒの絶対値を、等しくすることができる。別の入力経路は、オーム抵抗１７と、この抵抗１７と第２コンデンサ１２との間に接続された制御可能な第５スイッチ１６とを有している。第５スイッチ１６を、スイッチ制御装置９から供給される制御信号Ｓ５によって開閉することができる。この場合、制御信号Ｓ５は実質的に制御信号Ｓ１に対応する。つまり第５スイッチ１６は、第１スイッチ５と実質的に同時に開閉される。ただし、これら双方の制御信号Ｓ１とＳ５との間に、比較的僅かな偏差があってもよい。したがって第２コンデンサ１２は、充電フェーズ中、負の電圧−Ｕｒに向かって充電される一方、第１コンデンサ４は正の電圧＋Ｕｒに向かって充電される。このようにすれば、アンテナ１を介した電圧Ｕａを２倍にすることができ、それによってアンテナ１から放射される無効電力は４倍になる。

第１スイッチ５が電界効果トランジスタとして実装されているならば、このスイッチ５のゲート酸化物が損傷しないようにする目的で、このドライバ回路において充電フェーズ中に第１コンデンサ４を充電するにあたり、第１スイッチ５の特別な制御が必要になる場合もある。

図１２には、第１スイッチ５のための制御回路を備えたドライバ回路の回路図が示されている。スイッチ５のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間にツェナダイオード１８が接続されており、この場合、ツェナダイオード１８のアノードはソース端子Ｓと接続されており、カソードはゲート端子Ｇと接続されている。このようにすれば、スイッチ５のゲート−ソース電圧Ｕｇｓを制限することができる。ただしツェナダイオード１８の代わりに、ゲート−ソース電圧Ｕｇｓの制限に適した他の構成素子を用いてもよい。第１スイッチ５のゲート端子Ｇとオーム抵抗６との間に、制御可能な別のスイッチ２０およびオーム抵抗１９が接続されている。別のスイッチ２０のゲート端子Ｇに、制御信号Ｓ１が供給される。第１スイッチ５のゲート端子Ｇは、別のスイッチ２０および抵抗１９を介して、電圧制限回路（たとえばツェナダイオード１８）によって設定された電圧に向かって充電される。この場合、抵抗１９は、電圧制限に達したときにツェナダイオード１８を介して流れる電流を制限する役割を果たす。

別のスイッチ２０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に、別のオーム抵抗２１が接続されている。これによって別のスイッチ２０は、そのゲート端子Ｇに制御信号Ｓ１が加わっていなければ、阻止状態となる。

１つの実施形態によれば、第２スイッチ７または第４スイッチ１４を、あるいはこれら両方のスイッチを、いわゆる背面接続型トランジスタとして実装することができる。図１３のドライバ回路の場合、たとえば第４スイッチ１４が背面接続型ＭＯＳＦＥＴとして実装されている。つまりこのスイッチは、第１ＭＯＳＦＥＴ １４１と第２ＭＯＳＦＥＴ １４２を備えており、これらのＭＯＳＦＥＴのソース端子Ｓ同士が接続されている。第１ＭＯＳＦＥＴ １４１のドレイン端子Ｄは抵抗８と接続されており、第２ＭＯＳＦＥＴ １４２のドレイン端子Ｄは第２アンテナ端子Ｘ２と接続されている。このような装置構成によって保証されるのは、ＭＯＳＦＥＴ １４１，１４２が阻止状態のときに、両方のドレイン端子Ｄの間において導電接続が生じない、ということである。ＭＯＳＦＥＴ １４１，１４２は、自身のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に、それぞれ寄生ダイオードを有している。このような装置構成によれば、それらのダイオードは逆直列に接続されており、そのようにして非アクティブ状態での導電接続が回避される。この種の背面接続型の装置構成が設けられる可能性があるのはたとえば、１つの装置が１つのアンテナ１よりも多くのアンテナを備えており、それらのアンテナがマルチプレクサによってアクティブ状態または非アクティブ状態にされる場合である。

図１５のダイアグラムには、充電フェーズ中の第１コンデンサ４を介した電流Ｉｃ１および第１コンデンサ４両端の電圧Ｕｃ１が例示されている。充電開始時、第１スイッチ５は飽和領域にあり、したがってこのスイッチ５により、第１コンデンサ４を流れる充電電流Ｉｃ１が制限される。第１スイッチ５が線形領域に切り替わると、第１コンデンサ４を流れる充電電流Ｉｃ１が減少し始める。第１コンデンサ４両端が最大電圧に達する直前に、第１スイッチ５が再び飽和領域に切り替わり、これは（正の）給電電圧＋Ｕｒよりも小さい閾値電圧においてスイッチ５が最終的に阻止されるまで続く。

本発明によるドライバ回路の利点は、用いられるｎチャネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子の電圧範囲が０Ｖ〜１００Ｖの間にある、ということである。つまり電圧範囲は、上に向かう方向に制限されており、負の値を有していない。このため、いわゆるバルク技術で製造されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。いわゆるＳＯＩ技術（SOI = Silicon on Isolator）で製造されたＭＯＳＦＥＴも用いることができるけれども、必ずしもそのようにしなくてもよい。ＳＯＩ技術によって製造されたＭＯＳＦＥＴは、バルク技術で製造されたＭＯＳＦＥＴとは異なる利点を有しているが、より複雑であり、ひいてはその製造コストが高価になる。

また、コンデンサ４またはコンデンサ４，１２における充電過程は、アンテナ電位に作用を及ぼさず、よって、電界の放射を引き起こさない（コモンモード）。電界の放射によって一般に、ＥＭＩ（電磁妨害放射、英語ではElectromagnetic Interference）が高められることになる。このため本発明によるドライバ回路の場合には、公知のドライバ回路よりもＥＭＩが低減される。

図１２に示した第１スイッチ５のための制御回路を使用すれば、第１スイッチ５のゲート−ソース電圧Ｕｇｓを正の基準電圧＋Ｕｒよりも高める必要がない。したがって、公知のドライバ回路では必要とされていたこのような昇圧発生用の付加的な回路は、不要となる。よって、このドライバ回路は、僅かな構成部品で十分に動作する。このため正の基準電圧＋Ｕｒを、ＭＯＳＦＥＴのために採用した技術によって許容される電圧よりも僅かに下回るように、選定することができる。その結果、最大アンテナ電流が得られるようになり、ひいては到達距離が最適化されるようになる。

アンテナ１両端の電圧Ｕａおよびアンテナ１を流れる電流Ｉａを２倍にする目的で、上述のようにドライバ回路を充電回路１５によってフルブリッジ回路に拡張することができる。このためにはたしかに付加的な構成部品が必要とされるけれども、残りの部分の回路装置を変更する必要はない。したがってこのような拡張を、大きな手間をかけずに実現することができる。

１ 誘導アンテナ
２ インダクタンス成分
３ 抵抗成分
４ 第１コンデンサ
５ 制御可能なスイッチ
６ オーム抵抗
７ 制御可能なスイッチ
８ 電流測定装置
９ スイッチ制御装置
１０ 制御可能なスイッチ
１１ ダイオード
１２ 第２コンデンサ
１３ オーム抵抗
１４ 制御可能なスイッチ
１５ 充電回路
１６ 制御可能なスイッチ
１７ オーム抵抗
１８ ツェナダイオード
１９ オーム抵抗
２０ 制御可能なスイッチ
２１ オーム抵抗
Ｕｒ 基準電圧
＋Ｕｒ 正の基準電圧
−Ｕｒ 負の基準電圧
Ｕｃ コンデンサ両端の電圧
Ｕｃ１ 第１コンデンサ両端の電圧
Ｕｃ２ 第２コンデンサ両端の電圧
Ｕａ アンテナ電圧
Ｕｘ アンテナ端子における電位の総和
Ｕｇｓ ゲート−ソース電圧
Ｕｄｓ ドレイン−ソース電圧
Ｉａ アンテナ電流
Ｉｃ２ 第２コンデンサにおける充電電流
Ｘ１ 第１アンテナ端子
Ｘ２ 第２アンテナ端子
Ｓ１ 制御信号
Ｓ２ 制御信号
Ｓ３ 制御信号
Ｓ４ 制御信号
Ｓ５ 制御信号
ＭＯＤ 変調信号
Ｆ１ 第１共振周波数
Ｆ２ 第２共振周波数
Ｇ ゲート端子
Ｄ ドレイン端子
Ｓ ソース端子

Claims (12)

1. インダクタ（１）用のドライバ回路であって、
   ・第１コンデンサ（４）と、
   ・前記第１コンデンサ（４）のために正の基準電圧（＋Ｕｒ）を供給する２つの入力経路と、
   ・前記インダクタ（１）を前記第１コンデンサ（４）に接続する２つの出力経路と、
   ・前記２つの入力経路のうちの一方に直列に接続された制御可能な第１スイッチ（５）およびオーム抵抗（６）と
   が設けられており、制御可能な前記第１スイッチ（５）は、前記オーム抵抗（６）と前記第１コンデンサ（４）との間に接続されており、
   さらに、
   ・前記２つの出力経路のうちの一方に接続された制御可能な第２スイッチ（７）と、
   ・前記２つの出力経路のうちの他方に接続された制御可能な第４スイッチ（１４）と、
   ・前記インダクタ（１）の第２端子（Ｘ２）と基準電位（Ｕｍ）のための端子との間に接続されたオーム抵抗（１３）と、
   ・制御可能な前記第４スイッチ（１４）と前記第１コンデンサ（４）との間に接続されていて、前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように構成された、電流測定装置（８）と、
   ・前記電流測定装置（８）の後段に接続されていて、前記インダクタ（１）を流れる前記電流（Ｉａ）を評価するスイッチ制御装置（９）と
   が設けられており、前記スイッチ制御装置（９）は、以下のように構成されている、すなわち、
   ・最初に、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）が開かれているときに前記第１スイッチ（５）を閉じて、前記第１コンデンサ（４）を前記正の基準電圧（＋Ｕｒ）に向かって充電し、
   ・次に、前記第１スイッチ（５）を開き、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）を閉じて、前記第１コンデンサ（４）を前記インダクタ（１）を介して振動性で放電させ、
   ・前記インダクタ（１）を流れる前記電流（Ｉａ）が、１つの振動周期全体または該１つの振動周期の倍数の周期を経たときにはじめて、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）を再び開放する、
   ように構成されている、
   インダクタ（１）用のドライバ回路。
2. 制御可能な前記第４スイッチ（１４）と前記電流測定装置（８）との間に接続された第２コンデンサ（１２）がさらに設けられている、
   請求項１記載のドライバ回路。
3. 前記第２コンデンサ（１２）のために負の基準電圧（−Ｕｒ）を供給する第３入力経路がさらに設けられており、該第３入力経路内に充電回路（１５）が接続されている、
   請求項２記載のドライバ回路。
4. 前記充電回路（１５）は、前記第３入力経路内に互いに直列に接続されたオーム抵抗（１７）と制御可能な第５スイッチ（１６）とを備えており、制御可能な前記第５スイッチ（１６）は、前記オーム抵抗（１７）と前記第２コンデンサ（１２）との間に配置されている、
   請求項３記載のドライバ回路。
5. 前記第１スイッチ（５）両端の電圧を制限するように構成された制限装置（１８）がさらに設けられている、
   請求項１から４までのいずれか１項記載のドライバ回路。
6. 前記制限装置（１８）はツェナダイオードを有する、
   請求項５記載のドライバ回路。
7. 前記第１スイッチ（５）両端の電圧は、ゲート−ソース電圧（Ｕｇｓ）である、
   請求項５または６記載のドライバ回路。
8. 前記第１スイッチ（５）の制御端子（Ｇ）と前記オーム抵抗（６）との間に直列に接続された、オーム抵抗（１９）および制御可能な別のスイッチ（２０）がさらに設けられている、
   請求項５から７までのいずれか１項記載のドライバ回路。
9. 前記別のスイッチ（２０）の制御端子（Ｇ）とソース端子（Ｓ）との間に接続されたオーム抵抗（２１）がさらに設けられている、
   請求項８記載のドライバ回路。
10. 前記スイッチ制御装置（９）は、変調信号（ＭＯＤ）のための変調入力端子を備えており、前記第１スイッチ（５）と前記第２スイッチ（７）と前記第４スイッチ（１４）のスイッチングサイクルを、前記変調信号（ＭＯＤ）に依存して制御するように構成されている、
    請求項１から９までのいずれか１項記載のドライバ回路。
11. 前記電流測定装置（８）はオーム抵抗として構成されている、
    請求項１から１０までのいずれか１項記載のドライバ回路。
12. 能動型送信装置であって、
    ・インダクタ（１）と、
    ・第１コンデンサ（４）と、
    ・前記第１コンデンサ（４）のために正の基準電圧（＋Ｕｒ）を供給する２つの入力経路と、
    ・前記インダクタ（１）を前記第１コンデンサ（４）に接続する２つの出力経路と、
    ・前記２つの入力経路のうちの一方に直列に接続された制御可能な第１スイッチ（５）およびオーム抵抗（６）と
    が設けられており、制御可能な前記第１スイッチ（５）は、前記オーム抵抗（６）と前記第１コンデンサ（４）との間に接続されており、
    さらに、
    ・前記２つの出力経路のうちの一方に接続された制御可能な第２スイッチ（７）と、
    ・前記２つの出力経路のうちの他方に接続された制御可能な第４スイッチ（１４）と、
    ・前記インダクタ（１）の第２端子（Ｘ２）と基準電位（Ｕｍ）のための端子との間に接続されたオーム抵抗（１３）と、
    ・制御可能な前記第４スイッチ（１４）と前記第１コンデンサ（４）との間に接続されていて、前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように構成された、電流測定装置（８）と、
    ・前記電流測定装置（８）の後段に接続されていて、前記インダクタ（１）を流れる前記電流（Ｉａ）を評価するスイッチ制御装置（９）と
    が設けられており、前記スイッチ制御装置（９）は、以下のように構成されている、すなわち、
    ・最初に、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）が開かれているときに前記第１スイッチ（５）を閉じて、前記第１コンデンサ（４）を前記正の基準電圧（＋Ｕｒ）に向かって充電し、
    ・次に、前記第１スイッチ（５）を開き、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）を閉じて、前記第１コンデンサ（４）を前記インダクタ（１）を介して振動性で放電させ、
    ・前記インダクタ（１）を流れる前記電流（Ｉａ）が、１つの振動周期全体または該１つの振動周期の倍数の周期を経たときにはじめて、前記第２スイッチ（７）および前記第４スイッチ（１４）を再び開放する、
    ように構成されている、
    能動型送信装置。

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