WO2015052033A1 - Treiberschaltung für eine induktivität, verfahren zum betreiben einer induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung - Google Patents

Treiberschaltung für eine induktivität, verfahren zum betreiben einer induktivität und aktive sendeeinrichtung mit einer treiberschaltung Download PDF

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WO2015052033A1
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current
driver circuit
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PCT/EP2014/070831
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Herbert Froitzheim
Dieter Sass
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Continental Automotive Gmbh
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    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/40—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems characterised by components specially adapted for near-field transmission
    • H04B5/45—Transponders

Definitions

  • Driver circuit for an inductance method for operating an inductance and active transmitting device with a driver circuit
  • the invention relates to a driver circuit for an inductance, in particular an inductive antenna, a method for operating an inductance and an active transmitting device with a driver circuit.
  • Keyless vehicle entry and start system as in ⁇ game as the Passive Start Entry (Päse) system are auto matic ⁇ systems to unlock a vehicle without active use of a Autoêtis and to start by merely operating the start button.
  • This is made possible by an electronic key with a chip, which the vehicle driver carries with him.
  • the vehicle is transmitted via at least one antenna located on the vehicle, a coded request signal on an LF frequency (LF stands for "low frequency” with frequencies between 20 kHz and 200 kHz, for example).
  • LF stands for "low frequency” with frequencies between 20 kHz and 200 kHz, for example).
  • the system enters a receive mode in the UHF range (UHF stands for "Ultra High Frequency” with frequencies in the three-digit MHz range, for example) and waits for confirmation.
  • UHF Ultra High Frequency
  • this receives the LF signal, decodes it and sends it out with a new encoding as a UHF signal.
  • the UHF signal is decoded in the vehicle. Since the vehicle knows both coding tables, it can compare its own original transmission with the signal just received and grant access if it matches. If there is no correct answer within a defined time, nothing happens and the system returns to standby.
  • the engine starting process This is essentially the same as access control, except that the engine start button is pressed.
  • an antenna for transmitting the LF signal is predominantly an inductive antenna use, which is designed for example as a winding provided with a ferrite core (also known as magnetic or ferrite antenna).
  • the inductance of the inductive antenna is often operated together with a capacitor in a resonant circuit.
  • the energy consumption of such a resonant circuit is usually kept low by the highest possible quality and an exact frequency tuning in order to keep the total current consumption of the access and start ⁇ system as low as possible.
  • a low power consumption for example, alone desirable because otherwise at longer service life of the vehicle, the vehicle battery would be discharged quickly.
  • a high quality restricts the transmission data rate and exact tuning at high quality requires some effort. Common arrangements therefore usually represent an unsatisfactory compromise between data rate, effort and energy consumption.
  • the object of the invention is to provide an improved driver circuit for an inductance in this regard. Furthermore, an improved method for operating an inductance and an improved active transmitting device with a resonant circuit is to be provided.
  • the object is achieved by a driver circuit for an inductance according to claim 1 or a method for operating an inductance according to claim 12 or an active transmitting device according to claim 19.
  • the inductor driving circuit comprises a capacitor, two input paths for supplying one Reference voltage for the capacitor and two output paths for connecting the inductance to the capacitor. Furthermore, the driver circuit comprises a first controllable switch, which is connected in one of the two input paths, and a second controllable switch, which is connected in one of the two output paths. A current measuring device is connected in one of the two output paths and is formed from ⁇ to measure the current flowing through the inductor current.
  • a switch control device connected downstream of the current measuring device evaluates the current flowing through the inductance and is configured first to close the first switch when the second switch is open, to charge the capacitor with the reference voltage, and then to open the first switch and the first switch closing second switch to oscillate the capacitor via the inductance, wherein the second switch is opened again only when the current through the inductance has undergone a whole oscillation period or a multiple thereof.
  • Advantages of the driver circuit according to the invention are a low switching and adjustment effort, a low power ⁇ consumption, a lower Störsignalabgabe and a lower sensitivity to dimensioning tolerances.
  • a current limiting or current injection can be connected in series to the first switch, so that advantageous way ⁇ enough, condenser, switch, or the reference voltage source will not be overloaded.
  • the switch control means may be adapted to detect the zero crossings of the measured current and to open the second switch after a number of two or an integer multiple of two zero crossings. The capture of Zero crossings provides a simple and efficient way to determine the end of a period of oscillation.
  • the switch control device may have a modulation input for a modulation signal and be designed to
  • the switch control device can also be designed to perform a phase shift keying modulation or an amplitude shift keying modulation or a frequency shift keying modulation of the antenna current.
  • the switch control device provides modulation of an effective quality of 1 while the resonant circuit with a high quality and thus is operated very energy efficient.
  • At least the first switch and the second switch can be designed as controllable semiconductor components, whereby switching operations can also be carried out with higher switching frequencies in a simple manner and with little effort.
  • the current measuring device can be designed as an ohmic resistance, whereby currents can be measured in a simple manner and with little effort.
  • the current measuring device can also be designed to evaluate the derivative of the voltage across the capacitor, if a current measurement is not desired or not practicable.
  • the ge ⁇ formed by the capacitor and inductance of the resonant circuit has a resonant frequency which is higher than an intended for the transmission carrier frequency.
  • the Reso nanzfrequenz for example, by 5 to 30 percent higher than the intended for transmission carrier frequency.
  • a third controllable switch may be connected in parallel with the capacitor, which may be controlled to short the capacitor to disable the driver circuit.
  • a defined voltage can be impressed on the capacitor such as 0 V advantageously in the deactivated state.
  • the object is further achieved by a method for operating an inductance, in which a capacitor is charged by means of a charging current to a reference voltage, the charged capacitor is vibrated discharged via the inductance, wherein the discharging is terminated when the current through the inductance a whole Oscillation period or a multiple thereof has passed through.
  • a method for operating an inductance in which a capacitor is charged by means of a charging current to a reference voltage, the charged capacitor is vibrated discharged via the inductance, wherein the discharging is terminated when the current through the inductance a whole Oscillation period or a multiple thereof has passed through.
  • Zero crossings of the measured current are detected and terminated after a number of two or an integral multiple of two zero crossings, the discharge of the capacitor.
  • the detection of the zero crossings provides a simple and efficient way to determine the end of a period of oscillation.
  • the charging and discharging cycles of the capacitor can be controlled in response to a modulation signal.
  • a modulation signal In this case, a phase-shift keying modulation or a litude amp Shift Keying modulation or a frequency-shift keying modulation to be performed on the basis of the Modula ⁇ tion signal.
  • the charging and discharging cycles can be designed so that the modulation takes place with an effective quality of 1, but the resonant circuit is operated with a high quality, whereby the operation is very energy-efficient.
  • the derivative of the voltage at the capacitor can be evaluated.
  • the capacitor can also, if necessary.
  • To protect against overcurrents by means of a current limit or current injection short circuits are to deactivate the driver circuit, so that in the deactivated state, a defined state is present at the capacitor.
  • an active transmission ⁇ device with an inductive antenna, a capacitor and a reference voltage. It also includes two input paths connected between the reference voltage and the capacitor, and two output paths connected between the inductive antenna and the capacitor.
  • a first controllable switch is connected in one of the two input paths and a second controllable switch is connected in one of the two output paths.
  • a current measuring device is connected in one of the two output paths and measures the current flowing through the inductive antenna current.
  • a switch control device which is connected downstream of the current measuring device, evaluates the current flowing through the inductive antenna and is formed from ⁇ initially closed with the second switch open the first switch to charge the capacitor with the reference voltage, and then the first switch to open and close the second switch to the capacitor over the oscillating oscillating inductive antenna, wherein the second switch is opened again only when the current through the antenna has undergone a whole oscillation period or a multiple thereof.
  • Such an active device may transmit, for example, in the context of a keyless vehicle access ⁇ and starting systems, such as the Passive Start Entry (Päse) system can be used to advantage.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of an exemplary driver circuit for an inductance in an application as an active transmitting device for LF signals
  • FIG. 2 shows in a diagram the profile of the voltage across the capacitor of the driver circuit with respect to control signals of the switches and a modulation signal
  • FIG. 3 shows in a diagram the profile of the voltage across the capacitor of the driver circuit at different resonance frequencies with respect to the carrier frequency
  • FIG. 4 shows a diagram of the course of the current through the antenna corresponding to the voltage curve according to FIG.
  • FIG. 5 shows in a comparative diagram the harmonics generated in conventional square-wave operation and when using the driver circuit according to the invention
  • FIG. 6 shows a diagram of the profile of the antenna signal in the case of bi-phase shift keying modulation
  • 7 shows a diagram of the course of the antenna signal in amplitude shift keying modulation
  • FIG. 8 shows a diagram of the course of the antenna signal in frequency-shift keying modulation.
  • Figure 1 shows an embodiment of a driver circuit for an inductance, which is given in the present case by an inductive antenna 1 such as a ferrite antenna, in an application as an active transmitting device.
  • the inductive antenna 1 such as a ferrite antenna
  • Antenna 1 may alternatively be described by an electrical series connection of a purely inductive component 2 and an ohmic component 3, as shown in FIG.
  • a capacitor 4 is on the one hand with two input paths for supplying a referenced to ground M reference voltage Ur and two
  • Output path for connecting the inductive antenna 1 is connected.
  • a first controllable switch 5 is connected in the upper of the two input paths, where it could alternatively be connected in the lower of the two input paths.
  • a resistor 6 In series with the switch 5, a resistor 6 is connected, which serves to limit the current in the input path. Instead of the ohmic resistance 6, a current source or another type of current injection or current limiting could also be used.
  • a second controllable switch 7 is in the upper of the two output paths and an ohmic resistor 8, which serves as a measuring resistor for measuring the current flowing through the inductive antenna 1 current Ia, so as a current measuring device is connected in the lower of the two input paths.
  • the switch 7 and the resistor 8 could also be arranged in the respective same input path or the respective input paths may be interchanged with each other. For current measurement, alternatively, the derivative of the voltage at the capacitor (4) can be evaluated.
  • the driver circuit comprises a switching control device 9, which taps and evaluates a current Ia through the resistor 8 and thus the current through the antenna 1 voltage across the resistor 8, for example, the zero crossings of the current Ia determined.
  • the first switch 5 is closed by means of the control signal S1 under control of the switching control device 9 in order to charge the capacitor 4 to the reference voltage Ur.
  • the first switch 5 is then opened and the second switch 7 is closed by means of the control signal S2 to oscillate the capacitor 4 via the inductive antenna 1, ie discharging at least one full oscillation, the second switch 7 only being opened again when the current Ia has passed through the inductive antenna 1 for a whole oscillation period (or a multiple thereof).
  • the Heidelbergsteu ⁇ device 9 also has a modulation input for a modulation signal MOD, which will be discussed in more detail below.
  • a third controllable switch 10 possibly together with a series-connected diode 11, the capacitor 4 directly or - as shown - be connected in parallel via the resistor 6, which is controlled by means of a control signal S3 such that it the capacitor 4 shorts, ie unloads to disable the driver circuit.
  • controllable switch 5,7 and 10 field effect transistors are used as controllable switch 5,7 and 10 field effect transistors, in particular MOS field effect transistors (MOS is the abbreviation for the term "metal oxide semiconductor”), wherein the controllable switch 5 is a MOS field effect transistors of the p-channel type while the controllable switches 7 and 10 are of the n-channel type.
  • MOS field effect transistors MOS is the abbreviation for the term "metal oxide semiconductor”
  • MOS field-effect transistors (of any type of conduction) can also be used for all other types of suitable controllable switches, in particular of controllable semiconductor switches, of course also in connection with corresponding drivers, bootstrap circuits, charge pumps or the like.
  • the course of the voltage Uc over the time t at the capacitor 4 as a function of the control signals Sl, S2 and S3 for the case of bi-phase shift keying modulation (BPSK modulation) is shown in FIG.
  • the reference voltage Ur is started at a time TO with the first charging of the capacitor 4, for example from 0 V, and accordingly the voltage Uc across the capacitor 4 rises from, for example, 0 V to the reference voltage Ur (exponentially in the present case).
  • the full charge is reached at a time Tl.
  • the phase of the oscillating discharge of the capacitor 4 is initiated. Accordingly, the voltage Uc now drops above the capacitor 4 again (cosinusoid in the present case), reaches zero initially and then the behavior of that formed by the capacitor 4 and the antenna 1
  • Oscillating circuit corresponding to a negative maximum with a performance-dependent amplitude at a time T3, and then again increase approximately to a relative positive maximum with a gü ⁇ tejon amplitude at a time T4 out.
  • the positive maximum is more or less approximately equal to the reference voltage Ur, in any case smaller than this.
  • the antenna 1 transmits electromagnetic signal.
  • time T4 then begins a recharging phase, in which the full charge is reached at a time T5. Switching from loading to oscillating unloading, however, again takes place at a later time T6 for the reasons already described above. This is followed, in turn, by an oscillating discharge phase up to a point in time T8, including the achievement of the negative maximum at a time T7.
  • the control signal S1 during each charging phase (between the times TO to Tl, T4 to T6, T8 to Tl, T13 to T14) at the level H and the control signal S2 initially at the level L.
  • the control signal Sl goes to the level L and the control signal S2 to the level H.
  • the control signal S3 is up to the final discharge at the time T14 at the level L and then at the level H.
  • the modulation signal MOD which has the sequence of the voltage Uc across the capacitor 4 shown in FIG. 2, is also shown in FIG.
  • the modulation signal MOD leads up to the time T2 the level H, then until the time T3 the level L, at the time T3 the level H, then until the time T4 the level L, from the time T4 to the time T6 the level H, from the time T6 until the time T8 the level L except the level H at time T7, from the time T8 to the time Tll the level H and from the time Tll to the time T13 the level L except the level H at the time T13.
  • the modulation signal MOD in the charging phases of the capacitor 4 and the occurrence of the negative maximum of the voltage Uc on the capacitor 4, the level H and otherwise the level L.
  • FIG. 3 again shows in detail the profile of the voltage Uc across the capacitor 4 over the time t at two different resonance frequencies Fl and F2, wherein the resonance frequency Fl is around 5 ⁇ 6 above a desired carrier frequency and the resonance frequency F2 is 30% higher than that of FIG desired carrier frequency is.
  • FIG. 4 shows the respectively corresponding current curve Ia over the time t for the two resonance frequencies F1 and F2, as represented, for example, at the resistor 8. As expected, phase shift between the respective voltages and currents was about 90 °.
  • FIG. 5 schematically shows the resulting harmonics in the spectra of the signals radiated by the antenna 1 Amplitudes A of the harmonics over the frequency f shown, wherein for both cases of a fundamental wave with the same amplitude (not shown) is assumed.
  • EMC electromagnetic compatibility
  • the favorable behavior of the present driver circuit results from the fact that the current Ia flowing through the antenna 1 is sinusoidal over a wide range and only the interruption during the recharging time between the sinusoidal oscillation processes contributes to the generation of harmonic components.
  • the amplitudes of the fundamental and the harmonic change with the ratio between the antenna resonance frequency and the carrier frequency.
  • the BPSK modulation means in the present driver circuit that 180 ° phase shifts are inserted into the carrier signal, depending on the lozenge to be transmitted. value. For example, a phase shift of 0 ° can be provided for the logical value L and a phase shift of 180 ° for the logical value H. In the present driver circuit, a phase shift of 180 ° is achieved by delaying the respective discharge process by a corresponding time.
  • the Q factor Q is already very high in the present driver circuit, the BPSK modulation is instantaneously generated so that the Q factor Q appears equal to one. Consequently, the energy loss is extremely low, since the resonant circuit of Kon ⁇ capacitor 4 and antenna 1 must not be discharged for the purpose of modulation.
  • ASK modulation two different amplitudes are generated depending on the logical value to be transmitted.
  • the OOK (On-Off Keying) one of the amplitude values of zero and the other is malwert example, Maxi ⁇ .
  • this particular type of modulation results in the antenna 1 remaining off all the time, for example, as long as the logical value L is to be transmitted, otherwise the antenna 1 is on when the logical value H is to be transmitted , This corresponds to a phase shift of n times 360 ° for a duration of n carrier periods.
  • the quality factor is one and also here the system for modulation no energy is withdrawn.
  • the FSK modulation provides for each logical value its own carrier frequency.
  • Discharged phase inserted to produce a lower carrier frequency than the nominal carrier frequency.
  • the quality factor is one and also here the system for modulation no energy is withdrawn.

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Abstract

Treiberschaltung, Verfahren zum Betreiben einer Induktivität 1 und aktive Sendeeinrichtung, bei denen ein Kondensator 4 mittels eines Ladestromes la auf eine Referenzspannung Ur aufgeladen wird, der aufgeladene Kondensator 4 über die Induktivität 1 schwingend entladen wird, wobei das Entladen beendet wird, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. Ein solches Verfahren ist sehr effizient und erfordert wenig Aufwand bei der Durchführung.

Description

Beschreibung
Treiberschaltung für eine Induktivität, Verfahren zum Betreiben einer Induktivität und aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung
Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für eine Induktivität, insbesondere eine induktive Antenne, ein Verfahren zum Betreiben einer Induktivität und einen aktive Sendeeinrichtung mit einer Treiberschaltung.
Schlüssellose Fahrzeug-Zugangs- und Startsysteme wie bei¬ spielsweise das Passive Start Entry (PÄSE) System sind auto¬ matische Systeme, ein Fahrzeug ohne aktive Benutzung eines Autoschlüsseis zu entriegeln und durch das bloße Betätigen des Startknopfes zu starten. Ermöglicht wird das durch einen elektronischen Schlüssel mit Chip, den der Fahrzeuglenker mit sich führt. Periodisch wird vom Fahrzeug über mindestens eine am Fahrzeug befindliche Antenne ein codiertes Anfragesignal auf einer LF-Frequenz (LF steht für "Low Frequency" mit Frequenzen zwischen beispielsweise 20kHz und 200kHz) ausgesendet. Das System geht darauf in einen Empfangsmodus im UHF-Bereich (UHF steht für "Ultra High Frequency" mit Frequenzen beispielsweise im dreistelligen MHz-Bereich) und wartet auf Bestätigung. Ist eine mit einem Transponder ausgestatteter Schlüssel in
Reichweite, empfängt dieser das LF-Signal, decodiert es und sendet es mit einer neuen Codierung als UHF-Signal wieder aus. Das UHF-Signal wird im Fahrzeug decodiert. Da das Fahrzeug beide Kodiertabellen kennt, kann es die eigene ursprüngliche Aus- sendung mit dem gerade empfangenen Signal vergleichen und bei Übereinstimmung den Zugang gewähren. Gibt es innerhalb einer definierten Zeit keine korrekte Antwort, passiert nichts und das System schaltet wieder auf Standby. Der Motorstartvorgang entspricht im Wesentlichen dem der Zugangskontrolle, nur dass hier der Motorstartknopf zu betätigten ist.
Als Antenne zum Aussenden des LF-Signals findet überwiegend eine induktive Antenne Verwendung, die beispielsweise als ein mit einer Wicklung versehener Ferritkern (auch als Magnetantenne oder Ferritantenne bekannt) ausgeführt ist. Die Induktivität der induktiven Antenne wird dabei häufig zusammen mit einem Kondensator in einem Schwingkreis betrieben. Der Energieverbrauch eines solchen Schwingkreises wird üblicherweise durch eine möglichst hohe Güte und eine exakte Frequenzabstimmung niedrig gehalten, um die Gesamtstromaufnahme des Zugangs- und Start¬ systems möglichst gering zu halten. Eine geringe Stromaufnahme ist beispielsweise allein schon deshalb wünschenswert, da bei längerer Standzeit des Fahrzeuges ansonsten die Fahrzeugbatterie schnell entladen werden würde. Eine hohe Güte schränkt jedoch die Übertragungsdatenrate ein und eine bei hoher Güte exakte Ab¬ stimmung erfordert einigen Aufwand. Gängige Anordnungen stellen daher meist einen unbefriedigenden Kompromiss zwischen Da- tenrate, Aufwand und Energieverbrauch dar.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine diesbezüglich verbesserte Treiberschaltung für eine Induktivität bereitzustellen. Weiterhin soll ein verbessertes Verfahren zum Betreiben einer Induktivität und eine verbesserte aktive Sendeeinrichtung mit einem Schwingkreis bereitgestellt werden.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Treiberschaltung für eine Induktivität gemäß Anspruch 1 beziehungsweise ein Verfahren zum Betreiben einer Induktivität gemäß Anspruch 12 beziehungsweise eine aktive Sendeeinrichtung gemäß Anspruch 19.
Die erfindungsgemäße Treiberschaltung für eine Induktivität umfasst einen Kondensator, zwei Eingangspfade zum Zuführen einer Referenzspannung für den Kondensator und zwei Ausgangspfade zum Anschließen der Induktivität an den Kondensator. Weiterhin umfasst die Treiberschaltung einen ersten steuerbaren Schalter, der in einen der beiden Eingangspfade geschaltet ist, und einen zweiten steuerbaren Schalter, der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist. Eine Strommesseinrichtung ist in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und ist dazu aus¬ gebildet, den durch die Induktivität fließenden Strom zu messen. Eine Schaltersteuereinrichtung, die der Strommesseinrichtung nachgeschaltet ist, wertet den durch die Induktivität fließenden Strom aus und ist dazu ausgebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um den Kondensator mit der Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten Schalter zu schließen, um den Kondensator über die Induktivität schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung sind ein geringer Schaltungs- und Justieraufwand, ein geringer Strom¬ verbrauch, eine geringere Störsignalabgabe und eine geringere Empfindlichkeit gegenüber Dimensionierungstoleranzen . Desweiteren kann eine Strombegrenzung oder Stromeinprägung in Reihe zum ersten Schalter geschaltet werden, sodass vorteil¬ hafterweise Kondensator, Schalter oder Referenzspannungsquelle nicht überlastet werden. Die Schaltersteuereinrichtung kann dazu ausgebildet sein, die Nulldurchgänge des gemessenen Stromes zu detektieren und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen den zweiten Schalter zu öffnen. Die Erfassung der Nulldurchgänge stellt eine einfache und effiziente Möglichkeit dar, dass Ende einer Schwingungsperiode festzustellen.
Die Schaltersteuereinrichtung kann einen Modulationseingang für ein Modulationssignal aufweisen und dazu ausgebildet sein,
Schaltzyklen des ersten Schalters und des zweiten Schalters in Abhängigkeit von dem Modulationssignal zu steuern, um vor¬ teilhafterweise vielfältige Anwendungsmöglichkeiten zu er¬ schließen .
Die Schaltersteuereinrichtung kann ferner dazu ausgebildet sein, eine Phase-Shift-Keying-Modulation oder eine Amplitude- Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying- Modulation des Antennenstromes durchzuführen. Die Schalter- Steuereinrichtung bietet bei Modulation eine effektive Güte von 1 während der Schwingkreis mit einer hohen Güte und damit sehr energiesparend betrieben wird.
Zumindest erster Schalter und zweiter Schalter können als steuerbare Halbleiterbauelemente ausgeführt sind, wodurch auf einfache Weise und mit geringem Aufwand Schaltvorgänge auch mit höheren Schaltfrequenzen ausgeführt werden können.
Die Strommesseinrichtung kann als ohmscher Widerstand ausgeführt sein, wodurch auf einfache Weise und mit geringem Aufwand Ströme gemessen werden können.
Die Strommesseinrichtung kann aber auch dazu ausgebildet sein, die Ableitung der Spannung am Kondensator auszuwerten, falls eine Strommessung nicht erwünscht oder nicht praktikabel ist.
Vorzugsweise hat der durch Kondensator und Induktivität ge¬ bildete Schwingkreis eine Resonanzfrequenz, die höher ist als eine zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz. Die Reso- nanzfrequenz kann beispielsweise um 5 bis 30 Prozent höher sein als die zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
Ein dritter steuerbarer Schalter kann dem Kondensator parallel geschaltet sein, welcher derart gesteuert werden kann, dass er den Kondensator kurzschließt zum Deaktivieren der Treiberschaltung. Damit kann vorteilhafterweise im deaktivierten Zustand eine definierte Spannung am Kondensator wie zum Beispiel 0 V eingeprägt werden.
Die Aufgabe wird weiterhin gelöst durch ein Verfahren zum Betreiben einer Induktivität, bei dem ein Kondensator mittels eines Ladestromes auf eine Referenzspannung aufgeladen wird, der aufgeladene Kondensator über die Induktivität schwingend entladen wird, wobei das Entladen beendet wird, wenn der Strom durch die Induktivität eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. Ein solches Verfahren ist sehr effizient und erfordert wenig Aufwand bei der Durchführung. Auch der Ladestrom des Kondensators kann begrenzt oder eingeprägt werden zum Schutz vor Überströmen.
Desweiteren können beim erfindungsgemäßen Verfahren die
Nulldurchgänge des gemessenen Stromes detektiert werden und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen die Entladung des Kondensators beendet werden. Die Erfassung der Nulldurchgänge stellt eine einfache und effiziente Möglichkeit dar, dass Ende einer Schwingungsperiode festzustellen .
Insbesondere bei der Verwendung als Sendeeinrichtung können die Lade- und Entlade-Zyklen des Kondensators in Abhängigkeit von einem Modulationssignal gesteuert werden. Dabei kann eine Phase-Shift-Keying-Modulation oder eine Amp- litude-Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift- Keying-Modulation durchgeführt werden auf Basis des Modula¬ tionssignals. Die Lade- und Entladezyklen können derart aus- gestaltet sein, dass die Modulation mit einer effektiven Güte von 1 erfolgt, jedoch der Schwingkreis mit einer hohen Güte betrieben wird, wodurch der Betrieb sehr energiesparend ist.
Zur Strommessung kann alternativ auch die Ableitung der Spannung am Kondensator ausgewertet werden.
Der Kondensator kann zudem, ggfs. auch zum Schutz vor Überströmen, mittels einer Strombegrenzung oder Stromeinprägung, kurzschlössen werden zum Deaktivieren der Treiberschaltung, so dass im deaktivierten Zustand ein definierter Zustand am Kondensator vorliegt.
Die Aufgabe wird auch noch gelöst durch eine aktive Sende¬ einrichtung mit einer induktiven Antenne, einem Kondensator und einer Referenzspannung . Außerdem umfasst sie zwei Eingangspfade, die zwischen Referenzspannung und Kondensator geschaltet sind, und zwei Ausgangspfade, die zwischen der induktiven Antenne und den Kondensator geschaltet sind. Ein erster steuerbarer Schalter ist in einen der beiden Eingangspfade geschaltet und ein zweiter steuerbarer Schalter ist in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet. Zudem ist eine Strommesseinrichtung in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet und misst den durch die induktive Antenne fließenden Strom. Eine Schaltersteuereinrichtung, die der Strommesseinrichtung nachgeschaltet ist, wertet den durch die induktive Antenne fließenden Strom aus und ist dazu aus¬ gebildet, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter den ersten Schalter zu schließen, um den Kondensator mit der Referenzspannung aufzuladen, und dann den ersten Schalter zu öffnen und den zweiten Schalter zu schließen, um den Kondensator über die induktive Antenne schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom durch die Antenne eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat. Eine derartige aktive Sendeeinrichtung kann beispielsweise im Rahmen eines schlüssellosen Fahrzeug-Zugangs¬ und Startsysteme wie beispielsweise dem Passive Start Entry (PÄSE) System vorteilhaft eingesetzt werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt:
Figur 1 in einem Schaltbild eine beispielhafte Treiberschaltung für eine Induktivität bei einer Anwendung als aktive Sende- einrichtung für LF-Signale,
Figur 2 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über dem Kondensator der Treiberschaltung in Bezug auf Steuersignale der Schalter und einem Modulationssignal,
Figur 3 in einem Diagramm den Verlauf der Spannung über dem Kondensator der Treiberschaltung bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen in Bezug auf die Trägerfrequenz, Figur 4 in einem Diagramm den zu dem Spannungsverlauf nach Figur 3 korrespondierenden Verlauf des Stromes durch die Antenne,
Figur 5 in einem vergleichenden Diagramm die bei herkömmlichem Rechteckbetrieb und bei Verwendung der erfindungsgemäßen Treiberschaltung erzeugten Harmonischen,
Figur 6 in einem Diagramm den Verlauf des Antennensignals bei Bi-Phase-Shift-Keying-Modulation, Figur 7 in einem Diagramm den Verlauf des Antennensignals bei Amplitude-Shift-Keying-Modulation und
Figur 8 in einem Diagramm den Verlauf des Antennensignals bei Frequency-Shift-Keying-Modulation .
Figur 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung für eine Induktivität, die im vorliegenden Fall durch eine induktive Antenne 1 wie beispielsweise eine Ferritantenne gegeben ist, bei einer Anwendung als aktive Sendeeinrichtung. Die induktive
Antenne 1 kann ersatzweise wie in der Figur 1 dargestellt durch eine elektrische Reihenschaltung aus einem rein induktiven Anteil 2 und einem ohmschen Anteil 3 beschrieben werden. Ein Kondensator 4 ist zum einen mit zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer auf Masse M bezogenen Referenzspannung Ur und zwei
Ausgangspfaden zum Anschließen der induktiven Antenne 1 verbunden. Dabei ist ein erster steuerbarer Schalter 5 in den oberen der beiden Eingangspfade geschaltet, wobei er alternativ auch in den unteren der beiden Eingangspfade geschaltet sein könnte.
In Reihe zum Schalter 5 ist ein ohmscher Widerstand 6 geschaltet, welcher zur Strombegrenzung in den Eingangspfaden dient. Anstelle des ohmschen Widerstandes 6 könnte auch eine Stromquelle oder eine sonstige Art von Stromeinprägung oder Strombegrenzung verwendet werden. Ein zweiter steuerbarer Schalter 7 ist in den oberen der beiden Ausgangspfade und ein ohmscher Widerstand 8, der als Messwiderstand zur Messung des durch die induktive Antenne 1 fließenden Stromes Ia, also als Strommesseinrichtung dient, ist in den unteren der beiden Eingangspfade geschaltet. Alternativ könnten der Schalter 7 und der Widerstand 8 auch in dem jeweils selben Eingangspfad angeordnet werden oder die jeweiligen Eingangspfade können gegeneinander vertauscht sein. Zur Strommessung kann alternativ auch die Ableitung der Spannung am Kondensator (4) ausgewertet werden. Weiterhin umfasst die Treiberschaltung eine Schaltsteuereinrichtung 9, welche eine dem Strom Ia durch den Widerstand 8 und damit dem Strom durch die Antenne 1 proportionale Spannung über dem Widerstand 8 abgreift und auswertet, beispielsweise die Null-Durchgänge des Stromes Ia ermittelt. Bei geöffnetem zweiten Schalter 7 wird unter Steuerung der Schaltsteuereinrichtung 9 der erste Schalter 5 mittels des Steuersignals Sl geschlossen, um den Kondensator 4 auf die Referenzspannung Ur aufzuladen. An- schließend wird dann der erste Schalter 5 geöffnet und der zweite Schalter 7 mittels des Steuersignals S2 geschlossen, um den Kondensator 4 über die induktive Antenne 1 schwingend, d.h. zumindest eine volle Schwingung ausführend entladen, wobei der zweite Schalter 7 erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom Ia durch die induktive Antenne 1 eine ganze Schwingungsperiode (oder ein Vielfaches davon) durchlaufen hat. Die Schaltsteu¬ ereinrichtung 9 weist zudem einen Modulationseingang für ein Modulationssignal MOD auf, auf das unten noch näher eingegangen wird .
Optional kann noch ein dritter steuerbarer Schalter 10, ggfs. zusammen mit einer in Reihe geschalteten Diode 11, dem Kondensator 4 direkt oder - wie gezeigt - über den Widerstand 6 parallel geschaltet sein, welcher mittels eines Steuersignals S3 derart gesteuert wird, dass er den Kondensator 4 kurzschließt, d.h. entlädt zum Deaktivieren der Treiberschaltung.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel werden als steuerbare Schalter 5,7 und 10 Feldeffekttransistoren, insbesondere MOS-Feldeffekttransistoren (MOS ist die Abkürzung für den Begriff "Metall Oxide Semiconductor" ) verwendet, wobei der steuerbare Schalter 5 ein MOS-Feldeffekttransistoren vom p-Kanal-Typ ist, während die steuerbaren Schalter 7 und 10 vom n-Kanal-Typ sind. Neben den gezeigten 1
MOS-Feldeffekttransistoren (jeglichen Leitungstyps) können auch alle anderen Arten von geeigneten steuerbaren Schaltern, insbesondere von steuerbaren Halbleiterschaltern Verwendung finden, selbstredend auch in Verbindung mit entsprechenden Treibern, Bootstrap-Schaltungen, Ladungspumpen oder Ähnlichem.
Der Verlauf der Spannung Uc über der Zeit t am Kondensator 4 in Abhängigkeit von den Steuersignalen Sl, S2 und S3 für den Fall einer Bi-Phase-Shift-Keying-Modulation (BPSK-Modulation) ist in Figur 2 gezeigt. Zu Beginn wird bei einem Zeitpunkt TO mit der ersten Aufladung des Kondensators 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur begonnen und dementsprechend steigt die Spannung Uc über dem Kondensator 4 von beispielsweise 0 V auf die Referenzspannung Ur (im vorliegenden Fall exponentiell ) an. Die vollständige Ladung ist bei einem Zeitpunkt Tl erreicht. Um auch bei kleinen Abweichungen in den Betriebsbedingungen eine vollständige Ladung sicherzustellen, erfolgt das Umschalten zwischen dem zum Laden geschlossenen ersten Schalter 5 (Schalter 7 öffnet) und dem zum schwingenden Entladen geschlossenen zweiten Schalter 7 (Schalter 5 geöffnet) etwas später als der Zeitpunkt Tl, nämlich zu einem Zeitpunkt T2.
Somit wird zum Zeitpunkt T2 die Phase des schwingenden Entladens des Kondensators 4 eingeleitet. Dementsprechend fällt nun die Spannung Uc über dem Kondensator 4 wieder (im vorliegenden Fall cosinusförmig) ab, erreicht zunächst null und dann dem Verhalten des aus dem Kondensator 4 und der Antenne 1 gebildeten
Schwingkreises entsprechend ein negatives Maximum mit einer güteabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T3, um dann wieder annähernd auf ein relatives positives Maximum mit einer gü¬ teabhängigen Amplitude zu einem Zeitpunkt T4 hin anzusteigen. Das positive Maximum ist zwar mehr oder weniger annähernd gleich der Referenzspannung Ur, auf alle Fälle aber kleiner als diese. Während der schwingenden Entladephase sendet die Antenne 1 ein elektromagnetisches Signal aus. Zum Zeitpunkt T4 beginnt dann eine Nachladephase, bei der die volle Ladung zu einem Zeitpunkt T5 erreicht wird. Das Umschalten vom Laden zum schwingenden Entladen erfolgt aber wiederum aus den oben bereits geschilderten Gründen zu einem etwas späteren Zeitpunkt T6. Danach folgt wiederum eine schwingende Entladephase bis zu einem Zeitpunkt T8 einschließlich des Erreichens des negativen Maximums bei einem Zeitpunkt T7.
Es folgt danach erneut eine Nachladephase beginnend mit dem Zeitpunkt T8, bei der zu einem Zeitpunkt T9 die volle Ladung erreicht ist. Danach folgt aber eine längere Wartezeit bis zu einem Zeitpunkt TU, welche einer 180° Phasenverschiebung aufgrund der BPSK-Modulation geschuldet ist. Zum Vergleich ist in Figur 2 auch noch ein Zeitpunkt T10 eingetragen, der die minimale Wartezeit zwischen den Zeitpunkten T10 und TU angibt. Ab dem Zeitpunkt TU erfolgt wiederum eine schwingende Entladung bis zu einem Zeitpunkt T13 einem negativen Maximum zu einem Zeitpunkt T12. Danach kommt es noch zu einer Nachladung bis zum Zeitpunkt T14, welche aber aufgrund der Deaktivierung der Treiberschaltung zum Zeitpunkt T14 durch eine finale Entladung auf etwa 0 V (ggf. Diodenspannung über Diode 11) mittels des Schalters 10 abgebrochen wird. Dem Schaltverhalten der Schalter 5, 7 und 10 entsprechend ist das Steuersignal Sl währen jeder Ladephase (zwischen den Zeitpunkten TO bis Tl, T4 bis T6, T8 bis Tl, T13 bis T14) auf dem Pegel H und das Steuersignal S2 zunächst auf dem Pegel L. Zur jeweils nachfolgenden Entladephase (zwischen den Zeitpunkten T2 bis T4, T6 bis T8, TU bis T13) geht das Steuersignal Sl in den Pegel L und das Steuersignal S2 in den Pegel H über. Das Steuersignal S3 ist bis zum finalen Entladen beim Zeitpunkt T14 auf dem Pegel L und dann auf dem Pegel H. Der besseren Übersichtlichkeit halber stehen bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 2 grundsätzlich der Pegel H für einen geschlossenen Schalter (leitend) und der Pegel L für einen geöffneten Schalter (nicht leitend) . Jedoch können sich abhängig vom Typ eines einzelnen oder aller tatsächlich verwendeter Schalter und dessen spezifische Signal-Schalt- Konstellationen davon abweichende tatsächliche Ansteuersignale ergeben .
Das Modulationsignal MOD, das den in Figur 2 gezeigten Verlauf der Spannung Uc über dem Kondensator 4 zur Folge hat, ist ebenfalls in Figur 2 gezeigt. Das Modulationssignal MOD führt bis zum Zeitpunkt T2 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T3 den Pegel L, zum Zeitpunkt T3 den Pegel H, dann bis zum Zeitpunkt T4 den Pegel L, vom Zeitpunkt T4 bis zum Zeitpunkt T6 den Pegel H, vom Zeitpunkt T6 bis zum Zeitpunkt T8 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T7, vom Zeitpunkt T8 bis zum Zeitpunkt Tll den Pegel H und vom Zeitpunkt Tll bis zum Zeitpunkt T13 den Pegel L mit Ausnahme des Pegels H zum Zeitpunkt T13. Im Wesentlichen führt damit das Modulationssignal MOD in den Ladephasen des Kondensators 4 und beim Auftreten des negativen Maximums der Spannung Uc am Kondensator 4 den Pegel H und ansonsten den Pegel L.
Figur 3 zeigt nochmals im Detail den Verlauf der Spannung Uc am Kondensator 4 über der Zeit t bei zwei unterschiedlichen Re- sonanzfrequenzen Fl und F2 an, wobei Resonanzfrequenz Fl um 5 ~6 über einer gewünschten Trägerfrequenz liegt und die Resonanzfrequenz F2 um 30 % über der gewünschten Trägerfrequenz liegt. Figur 4 zeigt den jeweils hierzu korrespondierenden Stromverlauf Ia über der Zeit t für die beiden Resonanzfrequenzen Fl und F2, wie er beispielsweise sich am Widerstand 8 darstellt. Wie zu erwarten war beträgt Phasenverschiebung zwischen den jeweiligen Spannungen und Strömen ca. 90°.
In Figur 5 sind schematisch die sich ergebenden Harmonischen in den Spektren der durch die Antenne 1 abgestrahlten Signale als Amplituden A der Harmonischen über der Frequenz f dargestellt, wobei für beide Fälle von einer Grundschwingung mit derselben Amplitude (nicht gezeigt) ausgegangen wird. Wie zu ersehen ist, ist das vorliegende Verfahren gegenüber bekannten Verfahren mit Rechtecksignalen bezüglich der von den Harmonischen beigetragenen Energie deutlich günstiger, d.h. es erzeugt weniger Störenergie und ist damit im Hinblick auf die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) vorteilhafter bei darüber hinaus ge¬ ringerem Aufwand wie aus der Schaltung nach Figur 1 ersichtlich ist . Bei rechteckförmigem Betrieb der Antenne werden nur ungerade Harmonische erzeugt, während im vorliegenden Fall sowohl gerade als auch ungerade Harmonische generiert werden. Das günstige Verhalten der vorliegenden Treiberschaltung ergibt sich daraus, dass der durch die Antenne 1 fließende Strom Ia über einen weiten Bereich sinusförmig ist und nur die Unterbrechung während der Nachladezeit zwischen den sinusförmigen Schwingungsvorgängen zur Erzeugung harmonischer Anteile beiträgt. Die Amplituden der Grundschwingung und der Harmonischen ändern sich dabei mit dem Verhältnis zwischen der Antennenresonanzfrequenz und der Trägerfrequenz.
Bei dem Beispiel nach Figur 2 wurde von einer BPSK-Modulation ausgegangen. Das sich hierzu ergebende Sendesignal als Amplitude A über der Zeit t ist im Einzelnen in Figur 6 dargestellt. In gleicher Weise sind alternativ auch viele andere Modulati¬ onsarten geeignet wie beispielsweise die ASK-Modulation (ASK steht für "Amplitude Shift Keying"), dessen zugehöriges Sen¬ designal in Figur 7 dargestellt ist, oder die FSK-Modulation (FSK steht für "Frequency Shift Keying"), dessen zugehöriges Sen- designal in Figur 8 dargestellt ist.
Die BPSK-Modulation bedeutet bei der vorliegenden Treiberschaltung, dass 180° Phasenverschiebungen in das Trägersignal eingefügt werden in Abhängigkeit von dem zu übertragenen lo- gischen Wert. Beispielsweise kann für den logischen Wert L eine Phasenverschiebung von 0° und für den logischen Wert H eine Phasenverschiebung von 180° vorgesehen werden. Bei der vorliegenden Treiberschaltung wird eine Phasenverschiebung um 180° dadurch erreicht, dass der jeweils anstehende Entladevorgang um eine entsprechende Zeit verzögert durchgeführt wird. Obwohl bei der vorliegenden Treiberschaltung der Gütefaktor Q ohnehin sehr hoch ist, wird die BPSK-Modulation sofort erzeugt, so dass der Gütefaktor Q als gleich eins erscheint. Demzufolge ist die Verlustenergie äußerst gering, da der Resonanzkreis aus Kon¬ densator 4 und Antenne 1 nicht entladen werden muss zum Zwecke der Modulation.
Bei ASK-Modulation werden zwei verschiedene Amplituden abhängig von dem zu übertragenden logischen Wert erzeugt. Bei einer speziellen Form, dem OOK (On-Off Keying) ist einer der Amplituden-Werte null und der andere beispielsweise der Maxi¬ malwert. In Bezug auf die vorliegenden Treiberschaltung hat diese besondere Art der Modulation zur Folge, dass die Antenne 1 die ganze Zeit ausgeschaltet bleibt, solange beispielsweise der logische Wert L übertragen werden soll, andernfalls ist die Antenne 1 eingeschaltet, wenn der logische Wert H übertragen werden soll. Dies korrespondiert mit einer Phasenverschiebung von n-mal 360° für eine Dauer von n Trägerperioden. Auch in diesem Fall ist der Gütefaktor eins und auch hier wird dem System zur Modulation keine Energie entzogen.
Die FSK-Modulation sieht für jeden logischen Wert eine eigene Trägerfrequenz vor. Bei der vorliegenden Treiberschaltung wird hierzu eine entsprechende Phasenverschiebung nach jeder
Entladephase eingefügt zur Erzeugung einer niedrigeren Trägerfrequenz als die nominale Trägerfrequenz. Auch in diesem Fall ist der Gütefaktor eins und auch hier wird dem System zur Modulation keine Energie entzogen. Vorteile der erfindungsgemäßen Treiberschaltung sowie der erfindungsgemäßen aktiven Sendeeinrichtung sind, dass hohe Schwingkreis-Gütefaktoren Q erzielt werden können ohne dabei die Übertragungsqualität zu beeinträchtigen und ohne einen spe¬ zifischen Gütefaktor Q zu benötigen, dass die EMV-Emissionen vergleichsweise sehr gering sind, dass die Verlustleistung sehr gering ist und dass durch Verwendung von Multiplexern auch mehrere verschiedene Antennen mit dem selben Treiber betrieben werden können.
Bezugs zeichenliste
1 Antenne
2 rein induktiver Anteil
3 rein ohmscher Anteil
4 Kondensator
5 erster steuerbarer Schalter
6 Strombegrenzung, Widerstand
7 zweiter steuerbarer Schalter 8 Strommesseinrichtung, Widerstand
9 SchalterSteuereinrichtung
10 dritter steuerbarer Schalter
11 Diode
A Amplitude
f Frequenz
Fl Resonanzfrequenz
F2 Resonanzfrequenz
H Pegel
Ia Strom
L Pegel
M Masse
MOD Modulationssignal
Q Gütefaktor
Sl Steuersignal
S2 Steuersignal
S3 Steuersignal
t Zeit
T0-T14 Zeitpunkte
Uc Spannung am Kondensator
Ur Referenzspannung

Claims

Patentansprüche
1. Treiberschaltung für eine Induktivität (1) mit
einem Kondensator (4),
zwei Eingangspfaden zum Zuführen einer Referenzspannung
(Ur) für den Kondensator (4),
zwei Ausgangspfaden zum Anschließen der Induktivität (1) an den Kondensator (4),
einem ersten steuerbaren Schalter (5) , der in einen der beiden Eingangspfade geschaltet ist,
einem zweiten steuerbaren Schalter (7), der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einer Strommesseinrichtung (8), die in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist und dazu ausgebildet ist, den durch die Induktivität (1) fließenden Strom (Ia) zu messen, und
einer Schaltersteuereinrichtung (9), die der Strommesseinrichtung (8) nachgeschaltet ist, die den durch die Induk¬ tivität (1) fließenden Strom (9) auswertet und die dazu aus¬ gebildet ist, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter (7) den ersten Schalter (5) zu schließen, um den Kondensator (4) auf die Referenzspannung (Ur) aufzuladen, und dann den ersten Schalter
(5) zu öffnen und den zweiten Schalter (7) zu schließen, um den Kondensator (4) über die Induktivität (1) schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter (7) erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom (Ia) durch die Induktivität (1) eine ganze Schwin¬ gungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, bei der eine Strombegrenzung
(6) oder Stromeinprägung in Reihe zum ersten Schalter (5) geschaltet ist.
3. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) dazu aus gebildet ist, die Nulldurchgänge des gemessenen Stromes (Ia) zu detektieren und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen den zweiten Schalter (7) zu öffnen.
4. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) einen Modulationseingang für ein Modulationssignal (MOD) aufweist und dazu ausgebildet ist, Schaltzyklen des ersten Schalters (5) und des zweiten Schalters (7) in Abhängigkeit von dem Modulationssignal (MOD) zu steuern.
5. Treiberschaltung nach Anspruch 4, bei der die Schaltersteuereinrichtung (9) dazu ausgebildet ist, eine Phase-Shift- Keying-Modulation oder eine Amplitude-Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying-Modulation durchzuführen.
6. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der zumindest der erste Schalter (5) und der zweite Schalter (7) als steuerbare Halbleiterbauelemente ausgeführt sind.
7. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Strommesseinrichtung (8) als ohmscher Widerstand ausgeführt ist .
8. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Strommesseinrichtung dazu ausgebildet ist, die Ableitung der Spannung am Kondensator (4) auszuwerten.
9. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der ein durch den Kondensator (4) und die Induktivität (1) gebildete Resonanzkreis eine Resonanzfrequenz hat, die höher ist als eine zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
10. Treiberschaltung nach Anspruch 9, bei der die Resonanzfrequenz um 5 bis 30 Prozent höher ist als die zur Übertragung vorgesehene Trägerfrequenz.
11. Treiberschaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, beider ein dritter steuerbarer Schalter (10) dem Kondensator (4) parallel geschaltet ist, welcher derart gesteuert wird, dass er den Kondensator (4) kurzschließt zum Deaktivieren der Trei- berschaltung .
12. Verfahren zum Betreiben einer Induktivität (1), bei dem ein Kondensator (4) mittels eines Ladestromes auf eine Referenzspannung (Ur) aufgeladen wird und
der aufgeladene Kondensator (4) über die Induktivität (1) schwingend entladen wird, wobei das Entladen beendet wird, wenn der Strom (Ia) durch die Induktivität (1) eine ganze Schwin¬ gungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
13. Verfahren nach Anspruch 12, bei der der Ladestrom des Kondensators (Ia) begrenzt oder eingeprägt wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 oder 13, bei der Nulldurchgänge des gemessenen Stromes (Ia) detektiert werden und nach einer Anzahl von zwei oder einem ganzzahligen Vielfachen von zwei Nulldurchgängen die Entladung des Kondensators (4) beendet wird .
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem Lade- und Entlade-Zyklen des Kondensators (4) in Abhängigkeit von einem
Modulationssignal (MOD) gesteuert werden.
16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem eine Phase-Shift-Keying- Modulation oder eine Amplitude-Shift-Keying-Modulation oder eine Frequency-Shift-Keying-Modulation durchgeführt wird auf Basis des Modulationssignals (MOD) .
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, bei dem die Ableitung der Spannung am Kondensator (4) zur Strommessung ausgewertet wird.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, bei dem der Kondensator (4) kurzschlössen wird zum Deaktivieren der
Treiberschaltung .
19. Aktive Sendeeinrichtung mit
einer induktiven Antenne (1),
einem Kondensator (4),
einer Referenzspannung (Ur) ,
zwei Eingangspfaden, die zwischen Referenzspannung (Ur) und Kondensator (4) geschaltet sind,
zwei Ausgangspfaden, die zwischen der induktiven Antenne
(1) und den Kondensator (4) geschaltet sind,
einem ersten steuerbaren Schalter (5) , der in einen der beiden Eingangspfade geschaltet ist,
einem zweiten steuerbaren Schalter (7), der in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist,
einer Strommesseinrichtung (8), die in einen der beiden Ausgangspfade geschaltet ist und dazu ausgebildet ist, den durch die induktive Antenne (1) fließenden Strom (Ia) zu messen, und einer Schaltersteuereinrichtung (9), die der Strommess- einrichtung (8) nachgeschaltet ist, die den durch die induktive Antenne (1) fließenden Strom (Ia) auswertet und die dazu ausgebildet ist, zunächst bei geöffnetem zweiten Schalter (7) den ersten Schalter (5) zu schließen, um den Kondensator (4) mit der Referenzspannung (Ur) aufzuladen, und dann den ersten Schalter (5) zu öffnen und den zweiten Schalter (7) zu schließen, um den Kondensator (1) über die induktive Antenne (1) schwingend zu entladen, wobei der zweite Schalter (7) erst dann wieder geöffnet wird, wenn der Strom (Ia) durch die Antenne (1) eine ganze Schwingungsperiode oder ein Vielfaches davon durchlaufen hat.
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