WO2016051456A1 - 巻線切替モータ駆動装置、巻線切替モータの駆動制御方法、及びそれらを用いた冷凍空調機器 - Google Patents

巻線切替モータ駆動装置、巻線切替モータの駆動制御方法、及びそれらを用いた冷凍空調機器 Download PDF

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WO
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motor
winding
switching
circuit
permanent magnet
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PCT/JP2014/075844
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English (en)
French (fr)
Inventor
能登原　保夫
東昇 李
高畑　良一
Original Assignee
ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー （ホンコン） リミテッド
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control

Definitions

  • the present invention relates to a winding switching motor drive device for driving a permanent magnet synchronous motor at variable speeds, a drive control method of a winding switching motor (permanent magnet synchronous motor), and a refrigeration air conditioner using them.
  • a permanent magnet synchronous motor (also referred to simply as “motor” as appropriate) has high efficiency characteristics as compared to an induction motor, and therefore, the application range extends from home appliances to industrial equipment or electric vehicle fields.
  • equipments equipped with the above-mentioned motors are required to have high efficiency in a low to medium speed region (light load) in accordance with trends in global warming prevention and energy saving.
  • the expansion of the drive range in the high speed region (high load) is also required.
  • Patent Document 1 describes a technique of switching the winding of a motor with a mechanical switch by stopping the motor in a state where the load of the air conditioner, that is, the room temperature is stable close to the set temperature.
  • Patent Documents 2, 3 and 4 are related techniques of the restarting means of the compressor having a differential pressure when the motor is stopped.
  • Patent Document 2 describes a technique for reducing the differential pressure by reversing the compressor at the time of stop in the scroll compressor.
  • Patent Document 3 describes a technique in which, in a reciprocating compressor, a load of the compressor is estimated from a motor current value during synchronous operation (during open loop control) and used as a current command value during sensorless operation. There is.
  • Patent Document 4 describes a technique of a method that does not use synchronous operation, applying the fact that the position of the rotor can be detected even when the motor is stopped by detecting the terminal voltage when a pulse is applied. It is done.
  • Patent Document 5 discloses a technology of an air conditioner including a permanent magnet synchronous motor which has a variable coil in series and in parallel, and selects the connection of the motor coil according to the deviation between the set temperature of the indoor unit and the indoor temperature. Is described.
  • the technique of switching the motor windings in series and parallel connection disclosed in Patent Document 1 has a problem that the timing (switching condition) for switching the motor windings is limited. Also, if the differential pressure (difference between the discharge pressure and the suction pressure) of the compressor at restart is large, the load torque applied to the motor will be large, and the motor may not be able to be started, so the differential pressure of the compressor becomes low. It is necessary to stop the compressor, and there is a problem that the stop time at the time of winding switching also becomes long. In addition, depending on the environmental conditions, there is a problem that the room temperature greatly changes during the stop time to make the user uncomfortable.
  • Patent Document 2 for ensuring restart by eliminating the differential pressure of the compressor is that the elimination of the differential pressure of the compressor is a waste of energy when considered as an air conditioner system. There is. That is, in order to secure the capacity of the air conditioner before the stop, it is necessary to increase the pressure difference to the pressure before the stop again, and the energy is wasted accordingly. Furthermore, since the output of the air conditioner is also reduced until the differential pressure returns to the value before the stop, stable control of the room temperature can not be performed, which causes a problem of giving an unpleasant feeling.
  • Patent Document 3 has a problem that it can not be applied unless the synchronous operation is stable because the load is estimated during the synchronous operation at the time of startup. In other words, since the motor starts with the maximum current of the drive circuit during synchronous operation in order to reliably start, excessive torque may occur depending on the state of the differential pressure (when the differential pressure is small). There's a problem.
  • the technology disclosed in Patent Document 4 may cause rapid acceleration or slow acceleration depending on the setting of the initial current value at the time of startup. That is, there is a problem that control can not be performed at a desired acceleration rate.
  • Patent Document 5 has a relatively long stop time when switching the motor from series (parallel) to parallel (serial), and the transient characteristic change of the air conditioner during the stop period is a problem.
  • an object of the present invention is to achieve both high efficiency in the low and middle speed region and expansion of the drive range in the high speed region, and a motor that restarts stably in a short time while maintaining the differential pressure of the compressor.
  • the present invention was constituted as follows. That is, according to the winding switching motor drive device of the present invention, a motor driving circuit for driving a permanent magnet synchronous motor, a winding switching circuit for switching the wire connection of the winding of the permanent magnet synchronous motor, the motor driving circuit and the winding A control circuit for controlling a line switching circuit, the motor drive circuit stopping the permanent magnet synchronous motor under the control of the control circuit, and the winding switching circuit under the control of the control circuit the permanent magnet synchronous motor Before switching off the motor current initial value of the permanent magnet synchronous motor, when the motor drive circuit restarts the permanent magnet synchronous motor under control of the control circuit.
  • the motor current value calculated from the motor current value of and the wire connection state of the winding is set equal to or higher than the motor current value.
  • the present invention it is possible to achieve both the high efficiency in the low and medium speed region and the widening of the drive range in the high speed region, and to stably restart the motor drive in a short time while maintaining the differential pressure of the compressor.
  • the present invention can provide a drive control method thereof and a refrigeration air conditioner using them.
  • FIG. 1 It is a figure explaining an example of a drive control method of a winding change motor which is a starting method of a winding change motor drive concerning a 1st embodiment of the present invention, and each waveform example. It is the figure which showed the example of an actual motor current waveform at the time of applying the method of the restart demonstrated in FIG. It is a figure which shows the example of a characteristic of an air conditioner and a compressor when the winding switching motor drive device which concerns on 1st Embodiment of this invention is applied as a compressor drive device of an air conditioner. It is a figure which shows the structural example of an air conditioner.
  • FIG. 5 is a schematic view showing an outline of a rotational speed-torque characteristic of a motor when the winding switching motor driving device according to the first embodiment of the present invention is applied as a compressor driving device of an air conditioner. It is a figure showing the example of composition of the motor drive circuit of the winding change motor drive concerning a 2nd embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a schematic view showing an outline of rotational speed-torque characteristics of a motor according to a second embodiment of the present invention.
  • FIGS. 1-10 A winding switching motor drive apparatus (100) according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In addition, it also serves as an explanation of the drive control method of the winding switching motor.
  • the windings of each phase of the motor 3 are switched in series and in parallel by the winding switching circuit 2 (FIG. 1) of the winding switching motor drive device 100 (FIG. 1).
  • the connection of two windings is connected in series (U1, U2: FIG. Make it to (a).
  • the connections of the two windings are made parallel ((b) in FIG. 4).
  • FIG. 1 is a configuration example of a winding switching motor driving device 100 according to a first embodiment of the present invention, a motor (permanent magnet synchronous motor) 3 which is drive-controlled by the winding switching motor driving device 100, and the motor 3 It is a figure which shows the whole structure of the compressor 5 which drives, and a relation. Further, in FIG. 1, the winding switching motor drive device 100 includes a motor driving circuit 1, a winding switching circuit 2 for switching the winding of the motor 3 in series connection and parallel connection, and a control circuit 4 for controlling the whole. Is configured. First, the details of the configuration of the winding switching motor drive device 100 will be described.
  • FIG. 2 is a view showing a configuration example of the motor drive circuit 1.
  • the motor drive circuit 1 includes a rectifier circuit 10 for converting an alternating current power supply (not shown) into a direct current, a smoothing circuit 11 including a capacitor, and an inverter circuit for driving the motor 3 (FIG. 1).
  • And 12 are configured. That is, the AC power (voltage) of the AC power supply is converted into DC power (voltage) by the rectifier circuit 10, and the smoothing circuit 11 smoothes and stabilizes the DC voltage (power), and this DC power (voltage) Are converted into three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) AC power (voltage) of variable frequency by the inverter circuit 12.
  • the inverter circuit 12 receives the drive signal 4C for driving each element of the inverter by the control circuit 4 (FIG. 1), and operates under control of this signal.
  • the motor drive circuit 1 further includes a terminal voltage detection circuit 14 for detecting a terminal voltage of each phase of the motor 3, a current detection circuit 13 for detecting a direct current flowing into the inverter circuit 12, and a smoothing circuit 11. It comprises and the direct current voltage detection circuit 15 which detects the direct current voltage of the both ends.
  • the terminal voltage detection circuit 14 is formed of a voltage dividing resistance by a plurality of resistances 14R, and detects terminal voltages of U-phase, V-phase, and W-phase which are three-phase outputs of the inverter circuit 12;
  • the terminal voltage detection value 4D is output to the control circuit 4.
  • the DC voltage detection circuit 15 is not shown in detail, but like the terminal voltage detection circuit 14 described above, is constituted by a voltage dividing resistor, and controls the DC voltage detection value 4A which is the DC voltage at both ends of the smoothing circuit 11. It is output to the circuit 4.
  • the current detection circuit 13 detects a DC current flowing into the inverter circuit 12 and outputs a DC current detection value 4 B to the control circuit 4.
  • FIG. 3 shows an example of the internal configuration of the winding switching circuit 2, the connection relationship between U-phase, V-phase and W-phase windings of the motor 3 (FIG. 1), and connection of the motor drive circuit 1 (FIG. 1). It is a figure which shows the connection relation with the terminals U, V, and W.
  • FIG. 4 is a diagram showing a state in which the winding of the motor is switched by the winding switching circuit 2, (a) shows a state in which the windings of each phase are connected in series, and (b) shows each phase Is a diagram showing a state in which the respective windings are parallel to each other.
  • the switches 21, 22, 23, 24 operate according to the winding switching signal 4 E from the control circuit 4.
  • the switches 21, 22, 23 are connected to “parallel” sides of the switches 21, 22, 23 in FIG. 3 when the winding switching signal 4 E is a signal instructing parallel.
  • a signal instructing series connection it is connected to the “series” side of the switches 21, 22, 23.
  • two switches are connected together when the winding switching signal 4E is a signal instructing parallel connection, and when the signal is a signal instructing series connection, both switches are unconnected.
  • a terminal on the fixed side of one contact of the switch 21 (a terminal on the left side in the drawing, hereinafter referred to as a “fixed terminal” terminal) is connected to a first terminal (first terminal) of the winding U2.
  • the movable-side parallel terminals of the two contacts of the switch 21 are the first terminals (2 of the winding U1).
  • the second terminal of the winding U1 is connected to the second terminal of the series-connected terminal on the movable side of the two contacts (the terminal described as “series” on the right in the drawing, hereinafter referred to as the "movable series terminal”). It is connected to (Terminal 3).
  • the fixed side terminal of the switch 22 is connected to the first terminal (the fourth terminal) of the winding V2.
  • the movable parallel side terminal of the switch 22 is connected to the first terminal (No. 5 terminal) of the winding V1, and the movable series side terminal is connected to the second terminal (No. 6 terminal) of the winding V1. .
  • the fixed side terminal of the switch 23 is connected to the first terminal (the seventh terminal) of the winding W2.
  • the movable parallel side terminal of the switch 23 is connected to the first terminal (No. 8 terminal) of the winding W1, and the movable series side terminal is connected to the second terminal (No. 9 terminal) of the winding W1. .
  • the fixed side terminal of the two contacts of the switch 24 is connected to the second terminal (No. 9 terminal) of the winding W 1 and the movable series side terminal of the switch 23. Further, the movable parallel side terminals of the two contacts of the switch 24 are connected to the second terminal (No. 6 terminal) of the winding W 1 and the movable series side terminal of the switch 22. Further, the movable series terminal of the two contacts of the switch 24 is connected to the second terminal (third terminal) of the winding U 1 and the movable series terminal of the switch 21.
  • connection terminal U of the motor drive circuit 1 (FIG. 1) is connected to the first terminal (No. 2 terminal) of the winding U 1 and the movable parallel side terminal of the switch 21.
  • the connection terminal V of the motor drive circuit 1 is connected to the first terminal (fifth terminal) of the winding V ⁇ b> 1 and the movable parallel side terminal of the switch 22.
  • the connection terminal W of the motor drive circuit 1 is connected to the first terminal (No. 8 terminal) of the winding W 1 and the movable parallel side terminal of the switch 23.
  • respective second terminals of the winding U2 of the motor 3, the winding V2, and the winding W2 are connected to each other.
  • the motor 3 having the windings U1, U2, V1, V2, W1, W2 and the winding switching circuit 2 are connected by nine wires, and in FIG. 1 and FIG. 3, these nine wires Is denoted by symbol 2A.
  • the switches 21 to 24 indicate mechanical switches (mechanical contacts, opening and closing are controlled by electrical signals), but semiconductor switches may be used.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of processing of the control circuit 4 of the first embodiment.
  • the first embodiment of the present invention will be first described. The form starting method, the related technology, and the like will be described first. Thereafter, the detailed method and technique of the first embodiment such as the processing block diagram of the control circuit 4 of FIG. 5 will be described.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of a drive control method of the winding switching motor which is a starting method of the winding switching motor drive device of the present invention. 6 to 10 will be described later in the same manner as FIG.
  • the horizontal axis represents the time course, and the vertical axis represents each item of the rotational speed command, current command (Id * ), current command (Iq * ), motor current (Iu), and energization method switching signal.
  • the current command (Id * ) is an excitation current command
  • the current command (Iq * ) is a torque current command.
  • the energization method switching signal selects and switches two kinds of energization methods of 120 degree energization (120 degree energization method) and 180 degree energization (180 degree energization method). The details of the 120 ° conduction method and the 180 ° conduction method will be described later.
  • the motor Before time T1 Before time T1, the motor is stopped to change the rotational speed of the motor 3 (FIG. 1). In addition, before stopping the motor 3, it is assumed that it operated by 180 degree conduction (180 degree conduction method).
  • Section of time T1 to T2 In order to restart the motor 3 properly, positioning of the motor (rotor) is performed between time T1 and T2. This positioning is performed by issuing a current command (Id * ) which is an excitation current command.
  • a current command Id *
  • the initial setting current value at the time of positioning calculated during driving is set as the final value of current command (Id * ) that is the excitation current command to gradually increase the current value (characteristics Line 111).
  • Characteristic line 111 indicates that the current command (Id * ) rises at time T1 to T2. Further, the motor current (Iu) is also raised by the current command (Id * ) (characteristic line 112).
  • Section of time T2 to T3 At time T2, the positioning process is completed, and switching is made to a 120-degree conduction method (120-degree conduction) in which variable speed control can be easily performed.
  • the torque current command (Iq * ) is set to the initially set current value at the time of 120-degree conduction which has been calculated during driving, as described above.
  • the motor current value of 120-degree conduction also increases by increasing the torque current command (Iq * ) by speed control processing described later (characteristic line 114). Characteristic line 114 indicates that the torque current command (current command Iq * ) gradually increases.
  • the rotational speed command issues a command to increase the rotational speed of the motor in a section of time T2-T3 (characteristic line 113).
  • a characteristic line 115 shows a current waveform of the motor current (Iu) in the T2-T3 section.
  • the drive waveform (drive signal) has a rectangular wave (FIG. 23), so in FIG. 11, the motor current (Iu) is close to a square wave. It is a waveform (characteristic line 115).
  • the rotational speed command (characteristic line 113) rises and the current command (Iq * ) also rises, the current waveform of the motor current (Iu) has a faster oscillation cycle and a wave of the current The high price is also rising (characteristic line 115).
  • the conduction method is switched from 120-degree conduction at time T3 to 180-degree conduction with small torque fluctuation.
  • the torque current command (Iq * ) is set to the initial setting current value at 180 ° conduction calculated from the motor current value at 120 ° conduction immediately before switching and the winding specification (value at T3 of characteristic line 116 ). Since the section from time T3 to T4 is also accelerating, the torque current command (Iq * ) is increased by the speed control processing, and the motor current (Iu) increases the oscillating frequency and also increases the peak value of the current. (Characteristic line 117).
  • the synchronous operation process of the conventional is not performed after the positioning process, and the 120-degree conduction method is adopted. Then, at a predetermined rotation speed or more, the 120-degree energization method is switched to 180-degree energization (vector control).
  • the 180-degree conduction method means that the torque fluctuation of the motor can be made smaller than that of the 120-degree conduction method, and field weakening control in a high speed region (when exciting current flows negative when voltage saturation Control is possible).
  • other characteristics of the present invention are the current value (characteristic line 111) at the time of positioning processing and the current initial value (characteristic line 116 at T3) when switching from the 120 degree conduction method to the 180 degree conduction method.
  • Another object of the present invention is to stop the motor temporarily when switching the winding, and immediately and stably restart it while maintaining the differential pressure. Therefore, the motor torque (load torque) immediately before the stop is calculated from the motor current value immediately before the stop of the motor, the winding state, and the energization method, the motor current value after the winding switching is calculated from this torque, and the value is positioned Set as the current setting value. In this case, since the necessary torque current is secured, the excess and deficiency of the motor torque is eliminated and stable start can be achieved.
  • the motor current is set by compensating the difference in output torque for the difference in the conduction method. Therefore, torque fluctuation at the time of switching can be minimized, and stable start can be ensured.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of an actual motor current waveform when the method of restart described in FIG. 11 is applied.
  • the horizontal axis is the time course, and the vertical axis is the current value.
  • the meanings of "positioning”, “120 degrees conduction”, and “180 degrees conduction” correspond to FIG. 11, and “during stop” corresponds to the state before T1 in FIG.
  • “during acceleration” corresponds to the state of the section from T2 to T4 in FIG.
  • FIG. 12 is a waveform when restart is performed with a rotational speed command set to 1800 [rpm] in a state of load torque 6 [Nm]. It has been reached in about 1 s from the start (positioning) until the rotational speed is stabilized, and it can be seen that there is no large disturbance of the motor current during that.
  • FIG. 13 is a figure which shows the example of a characteristic of an air conditioner and a compressor when the winding switching motor drive device of 1st Embodiment is applied as a compressor drive device of an air conditioner.
  • the horizontal axis represents the passage of time
  • the vertical axis represents the capacity of the air conditioner, the discharge pressure of the compressor, and the suction pressure.
  • compressor stop time 281) it can be made very small.
  • the compressor with respect to the comparative example (FIG. 28, the capacity 284, the discharge pressure 283, the suction pressure 282) in which the capacity 134 of the air conditioner, the discharge pressure 133 of the compressor, and the suction pressure 132 in the compressor stop time 131 are described later.
  • the drop (fluctuation) in the stop time 131 can be suppressed to be very small.
  • FIG. 23 is a diagram showing a relationship between a method of driving a 120-degree conduction motor, a motor induced voltage, and a motor current. 14 to 22 will be described later.
  • the horizontal axis is the electrical angle (or the history of time).
  • the induced voltage (induced voltage) of the motor, the magnet position detection signal (position detection signal) of the rotor detected from the motor terminal voltage, the drive signal (drive signal) that is the drive signal of the switching element of the inverter Shows the motor current (motor current).
  • the motor terminal voltage is obtained from a terminal voltage detection value 4D which is a detection signal of the terminal voltage detection circuit 14 (FIG. 2).
  • the drive signals U, V and W correspond to control signals of the switching elements of the upper and lower arms that generate the output signal of the inverter circuit 12 (FIG. 2) corresponding to each phase winding of the motor, Indicates an upper arm element and-indicates a lower arm element.
  • the position detection signal is a signal that changes at a point (crossing point) at which the induced voltage of each phase of the motor induced voltage becomes the same voltage. Further, as shown in FIG.
  • the position detection signal is created based on the terminal voltage of the motor, and the permanent magnet synchronous motor can be easily driven by sequentially switching the conduction elements of the inverter according to the position detection signal.
  • the constant of the permanent magnet synchronous motor is not required as in the 180 degree energization (vector control) described later, variable speed control of the permanent magnet synchronous motor is easily possible.
  • the motor current has a rectangular wave shape, torque fluctuation due to the fluctuation of the motor current occurs at the switching timing of the switching element of the inverter.
  • FIG. 24 is a diagram showing a relationship between a method of driving a 180-degree conduction motor, a motor induced voltage, and a motor current.
  • the horizontal axis is the electrical angle (or the history of time).
  • the induced voltage (induced voltage) of the motor is the phase signal (phase signal) obtained by estimating the magnet position of the rotor from the motor current by vector calculation, the drive signal (drive signal) that is the drive signal of the switching element of the inverter , Shows the motor current (motor current) of the motor.
  • the phase signal indicates the rotational phase of the dq coordinate system with reference to the position of the U-phase winding, and is estimated by the 180-degree conduction speed / position estimation process 404 in FIG. 5 described later.
  • the control axis and the real axis are calculated using equation (1) shown below
  • equation (1) Directly calculate the axis error which is the error of Then, the speed of the control axis is adjusted so that the axis error becomes zero.
  • a phase signal is created by integrating the adjusted velocity. Further, since the period of position estimation is calculated at a high speed such as 500 ⁇ s, the phase signal changes substantially linearly.
  • ⁇ d Axis error operation value
  • Vd * d axis motor applied voltage command value
  • Vq * q-axis motor applied voltage command value
  • R winding resistance
  • Ld d-axis inductance
  • Lq q-axis inductance
  • Id d-axis motor current detection value
  • Iq q-axis motor current detection value
  • drive signals (U +, U-, V +, V-, W-, W-) are subjected to PWM (Pulse Width Modulation) control so that the motor current becomes a sine wave, they are finely divided as shown in FIG. It becomes a signal sequence (signal).
  • the motor current has a sinusoidal waveform by finely dividing and driving so as to reproduce the sine wave and by the large inductance of the winding (coil) of the motor.
  • the 180-degree conduction can control the motor current as a sine wave, the motor output torque is almost constant and the torque fluctuation is small.
  • phase difference between the induced voltage and the motor current can be freely controlled, maximum control of the torque / current ratio and field weakening control can be easily performed.
  • a microcomputer also referred to as “microcomputer” as appropriate
  • the control circuit is more expensive than the 120 ° conduction method.
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the induced voltage of the motor and the phase mode at 120 ° energization.
  • 120-degree conduction sets the phase mode (1 to 6) every 60 degrees of electrical angle, and determines the conduction phase of the inverter element according to the phase mode.
  • the energization method is set to be switched in the phase mode (mode) 1, the switching is executed when the phase signal of the induced voltage is in the range of 240 degrees to 300 degrees.
  • the phase mode is a mode (1 to 6) in which the phase of the induced voltage is divided and distributed every 60 degrees of electrical angle and set arbitrarily.
  • the position of the rotor can only be determined every 60 degrees of electrical angle (the detailed position of 60 degrees or less of electrical angle can not be determined).
  • phase mode (mode) 3 indicates the range of induced voltage phase 330 to 30 degrees, and the conduction state between them is V-phase upper arm element (V + as shown in FIG. And the lower arm element (W-) of the W phase is on, and the on / off state of the switching element of the inverter is uniquely determined in the phase mode.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of processing of the control circuit 4 as described above.
  • the block diagram of FIG. 5 mainly describes a part related to motor drive (a part related to control of the entire system is omitted). Further, the control circuit 4 realizes all processing by software using a microcomputer.
  • the Iq * setting process 401 is performed by a higher speed process to set a rotational speed command N * , an operation state signal, a winding switching signal, an energization method switching signal 400A to be described later, a rotational speed N, and dq conversion of motor current.
  • the excitation current Id and the torque current Iq which are values, are input as signals. Then, based on these signals, current command values Iq * and Id * initial values are calculated. Details will be described later.
  • the "Iq * setting process” notation in the block, as “Iq * Setting”, is omitted for simplicity the word "treatment". Also in the following, the notations of the blocks 401 to 412 in FIG. 5 are written with the wording “process” being omitted from the wording of the explanation.
  • the Id * setting processing 412 calculates the current command Id * based on the operation state signal, the energization method switching signal 400A, and the Id * initial value. Details will be described later.
  • the current control process 402 sets the second current command value (Id ** , Iq ** ) so that the difference between the current command value (Id * , Iq * ) and the current detection value (Id, Iq) becomes zero.
  • the second current command value (Id ** , Iq ** ) is calculated using proportional integral control based on each current deviation.
  • the vector operation processing 403 inputs the second current command values (Id ** , Iq ** ), the rotational speed N 180 of the motor 3 and the rotational phase ⁇ 180 described later. In addition, the vector operation processing 403 is based on the second current command value (Id ** , Iq ** ) and the motor constant (R, Ld, Lq, Ke) set, and the following equation (2) The motor applied voltage (Vd * , Vq * ) at the time of 180-degree energization is calculated using.
  • the voltage calculation processing 406 calculates a voltage command value V 120 * at 120 ° energization based on the current command value Iq * .
  • the voltage command selection / pattern generation processing 407 selects either the motor applied voltage (Vd * , Vq * ) or the voltage command value V 120 * according to the energization method switching signal 400A, and a voltage corresponding to the energization method It outputs a pattern (a sine wave for 180-degree conduction and a rectangular wave for 120-degree conduction).
  • the voltage command selection / pattern generation processing 407 also receives a DC voltage detection value 4A which is a DC voltage at both ends of the smoothing circuit 11 (FIG. 2).
  • the PWM signal output process 408 converts the voltage pattern output from the voltage command selection / pattern generation process 407 into a PWM pulse signal (drive signal) 4 C and outputs the PWM pulse signal (drive signal) 4 C to the inverter circuit 12.
  • the 120-degree conduction speed / position estimation process 405 calculates the rotational speed N 120 and the rotational phase ⁇ 120 of the motor 3 based on the terminal voltage detection value 4D.
  • the current reproduction processing 411 reproduces a motor current detection value (Id, Iq) from the switch timing of the DC current detection value 4B and the PWM pulse signal (drive signal) 4C.
  • the 180-degree conduction speed / position estimation process 404 uses the detected current value (Id, Iq) and the voltage applied to the motor (Vd * , Vq * ) to determine the rotational speed N 180 and rotational phase ⁇ 180 of the motor 3 . Is calculated.
  • the speed selection processing 410 selects either the rotational speed N 180 or the rotational speed N 120 based on the energization method switching signal 400A, and outputs it as the rotational speed N. Specifically, the rotation speed N 120 is selected when the power supply method is 120 degrees, and the rotation speed N 180 is selected when the power supply method is 180 degrees.
  • the energization method switching determination processing 409 outputs the energization method switching signal 400A using the operation state signal, the rotational speed N, the rotational phase ⁇ 180 , and the rotational phase ⁇ 120 . Details will be described later.
  • Iq * setting processing, Id * setting processing, energization method switching judgment processing >> Next, details of the Iq * setting process 401, the Id * setting process 412, and the energization method switching determination process 409, which are main parts of the present invention, will be described.
  • FIG. 6 shows an internal configuration of the Iq * setting process 401
  • FIG. 7 shows a flowchart of the Iq * setting process 401. It will be described in order.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of processing inside the Iq * setting processing 401.
  • the Iq * setting process 401 is configured to include a speed control process 401A, an initial value selection process 401B, a 120 degree initial value process 401C, and a 180 degree initial value process 401D.
  • the speed control process 401A calculates the torque current command Iq * from the deviation between the rotational speed command N * from the upper process and the rotational speed N.
  • the speed control process 401A has an integral (integral term) in the process of calculation.
  • the initial value selection process 401 B is an integration of the Iq * setting process 401 and the Id * setting process 412 using the energization method switching signal 400 A, the operation state signal, and the winding switching signal (to grasp the winding state). Select the item initial value.
  • the 120-degree initial value process 401C calculates an initial value of the 120-degree conduction selected in the initial value selection process 401B.
  • the 180-degree initial value process 401D calculates the initial value of the 180-degree conduction selected in the initial value selection process 401B.
  • FIG. 7 is a flowchart showing an operation example of the Iq * setting process 401. The operation of the Iq * setting process 401 will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • step S101 >> In FIG. 7, step S ⁇ b> 100 indicated by “1” in a circle is the start state.
  • step S101 the driving state is determined using the driving state signal (what is the state of movement?). If "stop and positioning" is in progress, the process proceeds to step S102. If "in operation”, the process proceeds to step S105.
  • Step 102 it is confirmed whether the positioning is completed (positioning completed?). If stop or positioning is in progress ("stop / position in progress”), the process proceeds to step S103. If positioning is completed ("positioning completed”), the process proceeds to step S104.
  • Step 103 the torque current command Iq * is set to 0. Then, it proceeds to the step of "1" in the circle. That is, the process returns to the start state of step S100.
  • Step 104 the torque current command Iq * and the integral term of the speed control process 401A are set to the Iq * 120-degree initial value calculated in the 120-degree initial value process 401C. Then, it proceeds to the step of "1" in the circle. That is, the process returns to the start state of step S100.
  • Step 105 If it is "in operation” in the above-mentioned step S101, it will progress to step S105.
  • step S105 the energization method is confirmed based on the energization method switching signal 400A (180-degree energization?). If it is determined that "120 degrees of current flow”, the process proceeds to step S106. In addition, in the case of "under 180-degree energization", the process proceeds to step S108.
  • step 106 in the 180-degree initial value process 401D, the Iq * 180-degree initial value is calculated and held. Then, the process proceeds to step S107.
  • Step 107 the energization method switching signal 400A is checked to determine whether the energization method has been switched (180-degree energization switching?). In the case of "at the time of 180-degree switching", that is, when there is a switching request to 180-degree conduction, the process proceeds to step S110. If there is no request for switching to 180-degree conduction, the process proceeds to step 111.
  • Step 110 the integral term of the torque current command Iq * and the speed control processing 401A described above, sets the Iq * 180 initial value calculated by the 180 degree initial value processing 401D (Iq * and the above-mentioned speed control Set Iq * 180 degree initial value to the integral term).
  • step 111 the torque current command Iq * is calculated in the speed control process 401A (speed control).
  • Step 108 In the above-described step S105, if "180-degree energization" is in progress, the process proceeds to step S108. In step S108, the Iq * 120 ° initial value in the 120 ° initial value process 401C is calculated and held. Then, the process proceeds to step S109.
  • Step S109 the current application method switching signal 400A is checked to determine whether or not the current application method is switched (120-degree current application switching?). If there is a request for switching to 120-degree conduction (at the time of 120-degree switching), the process proceeds to step S112. If there is no switching request (No), the process proceeds to step S111.
  • Step S111 Reposting >> Step S111 is the same as described above, and therefore redundant description will be omitted.
  • Step S112 the torque current command Iq * and the integral term of the speed control process 401A are set to the Iq * 120-degree initial value calculated in the 120-degree initial value process 401C.
  • FIG. 25 is a diagram showing an example of an arithmetic expression corresponding to the energization method and the winding state. 8 to 10 will be described later.
  • the items “180 ° conduction ⁇ 120 ° conduction”, “120 ° ⁇ 180 ° conduction”, “180 ° conduction”, and “120 ° conduction” are described from the top to the bottom ing.
  • 180 ° conduction ⁇ 120 ° conduction means switching from the 180 ° conduction method to the 120 ° conduction method.
  • 120 degrees ⁇ 180 degrees energization means switching from the 120 degrees energization method to the 180 degrees energization method.
  • 180-degree conduction means continuing a 180-degree conduction method.
  • 120-degree conduction means continuing a 120-degree conduction method.
  • the initial current setting is made by various combinations of switching the energization method or continuing at the time of restart, and switching or continuing the connection of the motor windings at the time of stopping the motor.
  • the values (120 degrees conduction, 180 degrees conduction) are different.
  • FIG. 25 is a list of arithmetic expressions for calculating initial current set values (120-degree conduction, 180-degree conduction) for the above combinations.
  • Ia means that the initial current setting value is used
  • the subscripts "120” or "180” mean 120 degree conduction and 180 degree conduction, respectively.
  • the subscripts "s" or “p” mean serial and parallel, respectively.
  • the initial current setting value adapted to each situation is calculated in advance using the arithmetic expression shown in FIG.
  • the equations that are the basis of the arithmetic equation shown in FIG. 25 are shown as equations (3) and (4) below.
  • the arithmetic expression shown in FIG. 25 is a relational expression using the expressions (3) and (4) to obtain the current value at which the output torque becomes constant under each condition.
  • T180 Output torque for 180 degree conduction
  • T120 Output torque for 120 degree conduction
  • Kta Torque constant per phase
  • Ia 180 Motor phase current peak value at 180 degree energization
  • Ia 120 Motor phase current peak value at 120 degree energization
  • the torque constant is calculated by setting the torque constant in series connection to be twice as large as the torque constant in parallel connection. That is, as shown in FIG. 4, the torque constant has a one-to-two relationship because of switching of parallel connection (1Y) -series connection (2Y). Also, the current values are suffixed in order to distinguish between the current in parallel connection and the current in series connection (parallel connection “p”, series connection “s”).
  • Formula (3) was applied as a torque formula
  • Formula (6) which is a torque formula (notated by relative conversion) of a dq coordinate system.
  • the acceleration torque is not considered for simplification of the description, but in a system that requires rapid acceleration, it is also necessary to consider the acceleration torque. That is, it is desirable to set by adding the current value for the acceleration torque to the initial current set value calculated in FIG.
  • FIG. 8 is a flowchart showing an operation example of the Id * setting process 412. Next, the operation of the Id * setting processing 412 will be described using the flowchart of FIG.
  • step S200 indicated by “2” in a circle is the start state.
  • step S201 the operating state is determined. If it is stopped or driven (stopped / driving), the process proceeds to step S202, if it is at start (start), the process proceeds to step S206, and if positioning is in progress, the process proceeds to step 207.
  • Step S202 the energization method is confirmed (180-degree energization?). If it is at the 120-degree energization (during the 120-degree energization), the process proceeds to step S203. In addition, if the current is being turned 180 degrees, the process proceeds to step S204.
  • Step S204 In step S204 after it is confirmed that the 180-degree conduction is in progress, it is confirmed whether or not field weakening control is being performed (field weakening control?). If normal control is in progress, the process proceeds to step S203. If field weakening is in progress, the process proceeds to step S205.
  • Step S203 Relisting >> Step S203 is the same as described above, and thus redundant description will be omitted.
  • Step S205 the excitation current command (Id * ) is changed by field weakening control. Then, proceed to the step of "2" in the circle. That is, the process returns to the start state of step S200.
  • the method of field weakening control is not particularly specified.
  • the positioning current value may be separately calculated and set, it is preferable to set an initial value of Iq * 120 degrees in order to match the current value with the 120 degree conduction after the positioning process. Then, proceed to the step of "2" in the circle. That is, the process returns to the start state of step S200.
  • Step S207 is a process for increasing the positioning currents, (gradually increased until Id * is Id * final value) the exciting current (Id *) is increased until the set value (final value). Then, proceed to the step of "2" in the circle. That is, the process returns to the start state of step S200.
  • FIG. 9 is a flowchart showing an operation example of the energization method switching determination processing 409. Next, the operation of the energization method switching determination processing 409 will be described using the flowchart of FIG.
  • step S300 indicated by “3” in a circle is the start state.
  • step S301 the operating state is confirmed. If positioning is in progress, the process proceeds to step S302. If it is in operation, the process proceeds to step S304. If it is in the stop state, the process returns to the start state of step S300 indicated by "3" in the circle.
  • Step S302 it is checked whether the positioning is completed (positioning completed?). If the positioning is completed, the process proceeds to step S303. If positioning is in progress, the process returns to step S301. That is, in step S302, it is checked whether the positioning is completed, and the processing of steps S301 and S302 is repeated until the positioning is completed.
  • Step S303 the energization method switching signal is set to 1 (120 degrees energization). Then, proceed to the step of "3" in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • Step S304 the current energization method is confirmed. In the case of 120-degree conduction, the process proceeds to step S305. In the case of the 180-degree energization, the process proceeds to step S308.
  • Step S305 the operating rotational speed (rotational speed per unit time) N is compared with N 120 , which is the rotational speed before switching to the 180 ° energization (NNN 120 ). If the rotational speed N is equal to or higher than the switching rotational speed (N 120 ), the process proceeds to step S306. If the rotational speed N is less than the switching rotational speed (N 120 ), the process proceeds to the step of “3” in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • step S306 it is determined whether the phase signal ⁇ 120 of 120 ° conduction is in mode 1. If the phase signal ⁇ 120 of 120 ° conduction is in mode 1, the process proceeds to step S307. When the phase signal ⁇ 120 of 120 ° conduction becomes mode 1 (FIG. 10), the process proceeds to step S 307. When the phase signal ⁇ 120 of 120 ° conduction is other than mode 1, “3” is circled. Proceed to step. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • Step S307 the energization method switching signal is set to 0 (180-degree energization). Then, proceed to the step of "3" in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • Step S308 the rotational speed N is compared with N 180 which is the rotational speed for switching to the 120 ° conduction (N ⁇ N 180 ). If the rotational speed N is equal to or less than the switching rotational speed (N 180 ), the process proceeds to step S309. If the rotational speed N is larger than the switching rotational speed (N 180 ), the process proceeds to the step of “3” in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • Step S309 If it is determined in step S309 that the phase signal ⁇ 180 of 180-degree conduction is mode 1, the process proceeds to step S310. If it is determined in step S309 that the phase signal ⁇ 180 of 180 ° conduction is not mode 1, the process proceeds to the step of “3” in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • Step S310 the energization method switching signal is set to 1 (120 degrees energization). Then, proceed to the step of "3" in a circle. That is, the process returns to the start state of step S300.
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of the configuration of an air conditioner.
  • the air conditioner includes an air conditioner indoor unit (evaporator) 141 and an air conditioner outdoor unit (condenser) 142.
  • a winding switching motor drive apparatus (motor drive apparatus) 100 (FIG. 1) according to an embodiment of the present invention, a motor 3 (FIG. 1) driven by the motor drive apparatus, and a compressor 5 (FIG. 1) driven by the motor 3 ) Is mounted on the air conditioner outdoor unit (capacitor) 142 in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram showing an example of the overall efficiency of the motor and the inverter with respect to the rotational speed.
  • winding conditions and air conditioner capacity are also described.
  • a characteristic line 151 indicates the overall efficiency of a conventional (non-winding switched motor) general motor.
  • the characteristic line 152 is the efficiency when using a motor at the time of series connection of a motor (a motor of winding switching) driven by the winding switching drive device of this embodiment
  • the characteristic line 153 is a motor at the time of parallel connection Shows the efficiency.
  • the winding switching motor driven by the winding switching drive device of this embodiment can change the peak point of the efficiency by switching the windings. Therefore, the peak value of the switching efficiency is moved to the low rotation side in the series connection (characteristic line 152) in the region below the intermediate capacity.
  • the connection is switched to parallel connection (characteristic line 153) in order to improve the efficiency of the rated capacity and ensure the driving of the overload capacity area.
  • the rated capacity indicates a range and does not necessarily match the rated value described for the device. Even in the case of air conditioners, the characteristics near the rated value differ in cooling, ventilation and heating. Therefore, the rated capacity in the evaluation test has a predetermined range as shown in FIG.
  • the intermediate capacity is set at approximately 50% of the rated capacity.
  • the range between the rated capacity and the overload capacity is a range without an exceptional name in the evaluation test.
  • FIG. 16 is a schematic view showing an outline of a rotational speed-torque characteristic of a motor. In addition, it also shows which range of the speed range (torque capacity, rated capacity, overload capacity) of the air conditioner is located in the rotational speed-torque characteristics.
  • the characteristic line 171 is the conventional one (motor without winding switching).
  • the characteristic line 172 is connected in series with a motor (motor for switching the winding) driven by the winding switching drive device of the present embodiment
  • the characteristic line 173 is a motor driven by the winding switching drive device of the present embodiment (winding It is the characteristic of the motor at the time of parallel connection of the motor of line switching.
  • FIG. 16 as the motor windings are changed from low load to high load, it is possible to expand the overload capability area by appropriately switching from series connection to parallel connection.
  • the timing (timing) of switching the motor winding has been described as between the intermediate condition and the rated condition of the air conditioner.
  • the winding switching timing is determined using a preset rotational speed or motor current value, or a numerical value indicating a motor output or a voltage saturation state (in which the induced voltage exceeds the terminal voltage), etc. good.
  • maximum efficiency can be maintained by switching in the voltage saturation region. For example, it is a position where the efficiency curves of the series connection (characteristic line 152) and the parallel connection (characteristic line 153) intersect, as shown by the timing A in FIG.
  • the winding switching motor needs to be designed for winding specifications so as to obtain the maximum efficiency of the system.
  • FIGS. 17 Second Embodiment Winding Switching Motor Drive Device
  • a booster circuit 16 (FIG. 17) is added after the rectification circuit in the motor drive circuit of the winding switching motor drive device of the first embodiment, and the specifications of the motor are also changed. It aims to drive a wide range of high efficiency.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of a motor drive circuit of the winding switching motor drive device of the second embodiment.
  • a portion different from the configuration of FIG. 2 is a portion where a step-up chopper circuit (boost circuit) 16 is added to the rear stage of the rectifier circuit 10.
  • the added boost chopper circuit 16 is configured to include a boost reactor 160, a diode 161, and a switching element 162. By switching the switching element 162, the output voltage of the rectifier circuit 10 can be boosted.
  • FIG. 17 shows the basic step-up chopper circuit 16, an interleave method or another step-up circuit may be applied. Note that in FIG. 17, circuits and elements denoted by the same reference numerals as in FIG. 2 perform the same functions and operations, and thus redundant descriptions will be omitted.
  • FIG. 18 is a diagram showing a structure and a state in which the windings of the motor of the second embodiment are switched, in which (a) is a Y connection in which three windings of U phase, V phase and W phase are connected in series. In (b), one Y-phase winding of U-phase, V-phase, and W-phase is used for Y connection, and three Y connections are connected in parallel. In FIG. 18
  • the windings U1, U2, U3 of the motor 3, the windings V1, V2, V3 and the windings W1, W2, W3 are respectively connected in series, and the motor drive circuit (1)
  • a Y connection is formed between the connection terminals U, V, and W (serial connection 1Y).
  • one winding Y is formed by the windings U1, V1 and W1 of the motor (3)
  • a second Y connection is formed by the windings U2, V2 and W2.
  • the third Y connection is configured by the lines U3, V3 and W3 (parallel connection 3Y).
  • the second embodiment is different from the first embodiment in the low band and the high band. In each region of the rotational speed of the motor, the efficiency of the motor can be further improved.
  • the specific circuit configuration of the winding switching circuit (2) from (a) to (b) in FIG. 18 is self-evident, but is not described because it is complicated.
  • FIG. 19 is a diagram showing an example of a starting method at the time of starting and a waveform example in the second embodiment.
  • the step-up chopper circuit 16 is added to the motor drive circuit, and the motor windings and the winding switching circuit are switched in series and in parallel to three windings.
  • the start-up waveform of the second embodiment shown in FIG. 19 differs from the start-up waveform of the first embodiment shown in FIG. 11 in that the positioning process is eliminated.
  • an initial phase detection pulse is output, and an initial phase detection process is performed to detect the initial phase from the terminal voltage at that time, and the detected initial phase is driven by 120 degrees conduction. is there.
  • the operations after the 120-degree energization operation are the same as in FIGS.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example of the overall efficiency of the motor and the inverter with respect to the rotational speed of the second embodiment. Further, in FIG. 20, DC voltages at both ends of the smoothing circuit 11 after the output of the step-up chopper circuit 16 in the motor drive circuit are also shown. The DC voltage can be boosted by adding the boost chopper circuit 16. Further, in the second embodiment, as shown in FIG.
  • FIG. 21 is a schematic view showing an outline of rotational speed-torque characteristics of the motor of the second embodiment. In addition, it shows which range of the speed range (minimum capacity, intermediate capacity, rated capacity, overload capacity) of the air conditioner is located in the rotational speed-torque characteristics.
  • a characteristic line 201 is a conventional rotational speed-torque characteristic (motor without winding switching).
  • the characteristic line 202 is a rotational speed-torque characteristic at the time of series connection of a motor (a motor for switching the winding) driven by the winding switching drive device of the second embodiment.
  • the region in which the DC voltage is boosted is shown as the characteristic line 202B accompanying to the characteristic line 202.
  • the characteristic line 203 is a rotational speed-torque characteristic at the time of parallel connection of motors (motors for switching windings) driven by the winding switching drive device of the second embodiment.
  • a region where the DC voltage is boosted is shown as a characteristic line 203B accompanying the characteristic line 203.
  • the characteristic line 203 (203B) widens the region of high rotational speed in the high speed region. That is, in the second embodiment, by combining the winding switching motor of the series connection (1Y) -parallel connection (3Y) switching and the step-up operation, the efficiency improvement (characteristic lines 202, 202B) in the low speed range and the overload The ability range can be greatly expanded (characteristic line 203 (203 B)).
  • the method using the initial phase detection pulse is used instead of the positioning method of the first embodiment.
  • the difference is in the rotational speed-torque characteristic shown in FIG. It is irrelevant.
  • the rotational speed-torque characteristic shown in FIG. 21 is a characteristic obtained by combining the winding switching motor of the series connection (1Y) -parallel connection (3Y) switching and the boosting operation, and is an effect.
  • FIG. 22 shows a configuration example of a winding switching motor driving device 103 according to a third embodiment of the present invention, a motor (permanent magnet synchronous motor) 30 which is drive-controlled by the winding switching motor driving device 103, and the motor 30. It is a figure which shows the whole structure of the compressor 5 which drives, and a relation. 22 differs from FIG. 1 showing the first embodiment in the configurations of the winding switching circuit 20 and the motor 30 in the winding switching motor drive device 103.
  • the winding structure of the motor is described on the premise of switching between parallel connection and series connection, for example, half of the windings of the series connection (series connection in which the induced voltage is low)
  • the present invention can be applied to a configuration in which switching is performed so as to use all the windings (series connection in which the induced voltage becomes high) and the whole winding.
  • the series connection (1Y) of FIG. 4A in the case of the series connection (1Y) of FIG. 4A, in the U-phase, the winding U1 and the winding U2 are used in a state of being connected in series, and the winding U1 and the winding U2 It is a case where a terminal is provided between them and only the winding U2 is used.
  • the V phase and the W phase are similarly switched.
  • the number of output terminals of the motor 30 is six (U1, U2, V1, V2, W1, W2), which is three compared with nine (FIG. 3) of the output terminals of the motor 3 of FIG. This can be reduced, which is advantageous for reducing the cost of equipment incorporating a motor such as a compressor.
  • the motor winding utilization rate decreases.
  • FIG. 14 the motor 3 is driven by the winding switching motor drive device 100 of the first embodiment, the compressor 5 is operated by this motor, and an air conditioner (141, 142: refrigeration air conditioner) equipped with the compressor 5 is mounted. showed that.
  • the motor (3, 30) is driven by the winding switching motor drive device (100, 103) of the first to third embodiments, the compressor 5 is operated by the motor, and the compressor 5 is provided.
  • the refrigeration air-conditioning apparatus can be expected to have improved performance due to the above-described characteristic improvement in the low speed region and the high speed region of the motor.
  • the refrigeration air conditioner is not limited to the above-described air conditioner.
  • the targets are various refrigeration air conditioners such as multi air conditioners for buildings, refrigerators, chillers, ice makers, chillers, vending machines, food department showcases, and devices belonging to that category.
  • FIG. 26 is a diagram for explaining a three-stage series-parallel winding switching method in U phase, in which (a) is connected in series with windings U1 to U4, and (b) is connected to U1, U2 and U3, U4. Are connected in parallel, and (c) indicates that the windings of U1 to U4 are all connected in parallel.
  • a first ⁇ connection is configured by windings U1, V1, and W1
  • a second ⁇ connection is configured by windings U2, V2, and W2
  • a first ⁇ connection Y connection and Connect the second ⁇ connection in parallel there is also a method of switching between series connection and parallel connection not only by Y connection but also by ⁇ connection.
  • the motor (3, 30) is driven by the winding switching motor drive device (100, 103) according to the first to third embodiments, and the compressor 5 is operated by the motor.
  • the refrigeration air conditioner equipped with 5 was described.
  • the winding switching motor drive apparatus according to the first to third embodiments is effective when driving a motor
  • the winding switching motor driving apparatus (100, 103) and the motor according to the first to third embodiments are effective.
  • the device to which (3, 30) is applied is not limited to the refrigeration air conditioner. When it is permitted to temporarily stop the motor at the time of switching the winding, in the apparatus using the motor, the winding switching motor drive device and the winding switching motor driving method of the first to third embodiments. Can be used effectively and widely.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining how to start the motor of the comparative example.
  • the starting method shown in FIG. 27 is a method of position sensorless control.
  • the horizontal axis is the history of time.
  • the vertical axis represents, from the top, the rotational speed command, the current command (Id * , Iq * ), and the motor current (U-phase current).
  • the positioning process is a process of applying a direct current to a predetermined phase of the motor winding and attracting the rotor to a predetermined position.
  • current flows from the U phase to the V phase and the W phase.
  • the rotor does not rotate even if it shifts to the synchronous operation processing. Therefore, as shown in FIG. 27, it is assumed that the maximum torque is applied to the motor, and the maximum current flows (Id * maximum value, characteristic line 271).
  • the synchronous operation process is a process of increasing the frequency while flowing an alternating current from the phase positioned at a predetermined position in the process. By the flow of alternating current, a rotational torque is generated and the motor starts to rotate.
  • the above-mentioned synchronous operation is an open loop, if the load torque is larger than the motor generated torque, it will be out of step (stop) immediately. Therefore, assuming that the maximum torque is applied to the motor, the maximum current is set to flow (Id * maximum value).
  • FIG. 28 is a diagram showing the relationship between the capacity of the air conditioner, the discharge pressure of the compressor, and the suction pressure when the comparative example is used.
  • the horizontal axis represents the time
  • the vertical axis represents the relationship between the capacity of the air conditioner, the discharge pressure of the compressor, and the suction pressure.
  • the stop time of the compressor is also shown. As described above, when using the starting method of the comparative example, the compressor is stopped for a predetermined time (compressor stop time 281), and the discharge pressure 283 and the suction pressure 282 are balanced and then started. Therefore, the capacity 284 of the air conditioner takes time to reach the capacity before the stop.

Abstract

　永久磁石同期モータ３を駆動するモータ駆動回路１と、前記永久磁石同期モータ３の巻線の結線を切替える巻線切替回路２と、前記モータ駆動回路１と前記巻線切替回路２を制御する制御回路４と、を備え、前記制御回路４の制御によって前記モータ駆動回路１が前記永久磁石同期モータ３を停止させ、前記制御回路４の制御によって前記巻線切替回路２が前記永久磁石同期モータ３の巻線の結線を切替え、前記制御回路４の制御によって前記モータ駆動回路１が前記永久磁石同期モータ３の再起動を行う際に、前記制御回路４が前記永久磁石同期モータ３のモータ電流初期値を、停止前のモータ電流値と前記巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上に設定する。

Description

巻線切替モータ駆動装置、巻線切替モータの駆動制御方法、及びそれらを用いた冷凍空調機器
　本発明は、永久磁石同期モータを可変速駆動する巻線切替モータ駆動装置と、巻線切替モータ（永久磁石同期モータ）の駆動制御方法、及びそれらを用いた冷凍空調機器に関する。
　永久磁石同期モータ（適宜、単に「モータ」とも表記する）は、誘導モータに比べて高効率な特性を有するため、家電製品から産業機器あるいは電動車両分野へと適用範囲が広がっている。
　また、前記モータを搭載した機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動向に伴い、低中速域（軽負荷）の高効率化が求められている。それとともに、機器の使用感（快適性）を向上させるために高速領域（高負荷）における駆動範囲の拡大も求められている。
　例えば，家電製品のルームエアコンの場合，省エネルギーの指標である通年エネルギー消費効率（Annual Performance Factor、以下「ＡＰＦ」と適宜、表記する）の向上及び，高出力化の指標である外気温２℃での暖房能力（以下「低温暖房能力」と表記する）の向上の両立が求められている。
　また、電気自動車等の主機では、低速大トルク、高速小トルクの運転状態となり、この運転条件においての高効率化が要求される。
　これらの要望、要求に対して以下の技術がある。
　モータ駆動装置による（特に低中速域における）高効率化の手段としては、磁石量及び巻線量を増加させることによるモータの低速設計化がある。
 
　また、低速設計されたモータの高速駆動領域を拡大する手段として、モータ駆動装置における直流電圧を昇圧する方式がある。
　また、特許文献１には、エアコンの負荷、つまり室温が設定温度に近く安定している状態でモータを停止させて機械式スイッチでモータの巻線を切替える技術が記載されている。
　また、特許文献１に関連して、モータを停止した際の差圧を持った圧縮機の再起動手段の関連技術として、特許文献２、３、４がある。
　特許文献２には、スクロール圧縮機において、停止時に圧縮機を逆転させて差圧を低減する技術が記載されている。
　また、特許文献３には、レシプロ圧縮機において、同期運転中（オープンループ制御時）のモータ電流値から圧縮機の負荷を推定してセンサレス運転時の電流指令値として使用する技術が記載されている。
　また、特許文献４には、パルスを印加したときの端子電圧を検出することで、モータが停止中でもロータの位置を検出することができることを応用して、同期運転を用いない方式の技術が記載されている。
　また、特許文献５には、コイルを直列と並列とに可変な永久磁石同期モータを備え、室内機の設定温度と室内温度との偏差によって前記モータのコイルの接続を選択する空気調和機の技術が記載されている。
特開２００８-１７８２０７号公報 特開２００４-０１１４７３号公報 特開２０１２-２４９３５５号公報 特開２０１３-０５５７４４号公報 特許第５５０１１３２号明細書
　しかしながら、前記した永久磁石同期モータの磁石量及び巻線量を増加させるモータの低速設計化方法は、高速域で発生する誘起電圧が増大するため、駆動可能領域が狭くなり、高速域での効率が大幅に低下するという問題がある。
　また、前記した単にモータ駆動装置の直流電圧を昇圧する方式は、直流電圧を昇圧するための回路が追加となり、回路規模の増加や昇圧回路等の損失の増加が問題となる。
　また、特許文献１に開示されたモータの巻線を直列接続と並列接続を切替える技術は、モータの巻線を切替えるタイミング（切替条件）が限定されるという問題がある。また、再起動時に圧縮機の差圧（吐出圧力と吸込圧力の差）が大きいとモータにかかる負荷トルクが大きくなり、モータを起動できなくなる可能性があるため、圧縮機の差圧が低くなるまで圧縮機を停止させる必要があり、巻線切替時の停止時間も長くなるという問題がある。また、環境条件によっては、停止時間に室温が大きく変化して使用者を不快にするという問題がある。
　また、特許文献２に開示された圧縮機の差圧を無くすことで再起動を確実にする技術は、圧縮機の差圧を無くすことは、エアコンシステムとして考えると、エネルギーの無駄となるという問題がある。すなわち、停止前のエアコンの能力を確保するためには、再度、停止前の差圧まで上げる必要があり、その分エネルギーを無駄に使うことになる。さらに、差圧が停止前の値に戻るまではエアコンの出力も低下しているので室温の安定した制御ができなくなり、不快感を与えるという問題がある。
　また、特許文献３に開示された技術は、起動時の同期運転中に負荷を推定しているので、同期運転が安定してないと適用できないという問題がある。換言すれば、確実に起動するために同期運転中は駆動回路の最大電流で起動するため、差圧の状態（差圧が小さい場合）によっては過トルクとなることがあり、起動安定性に関しては問題がある。
　また、特許文献４に開示された技術は、起動時の初期電流値の設定によっては急加速したり加速が遅くなったりする可能性がある。すなわち所望の加速レートで制御ができないという問題がある。
　また、特許文献５に開示された技術は、モータを直列（並列）から並列（直列）に切り替える際の停止時間が比較的長く、その停止期間における空気調和機の過渡的な特性変化が問題となる可能性がある。
　そこで、本発明の課題は、低中速域の高効率化と高速域の駆動範囲の拡大の両立を達成するとともに、圧縮機の差圧を維持したまま短時間で安定的に再起動するモータ駆動装置、その駆動制御方法、並びにそれらを用いた冷凍空調機器を提供することである。
　前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
　すなわち、本発明の巻線切替モータ駆動装置は、永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動回路と、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替える巻線切替回路と、前記モータ駆動回路と前記巻線切替回路を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータを停止させ、前記制御回路の制御によって前記巻線切替回路が前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替え、前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータの再起動を行う際に、前記制御回路が前記永久磁石同期モータのモータ電流初期値を、停止前のモータ電流値と前記巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上に設定する。
　また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　本発明によれば、低中速域の高効率化と高速域の駆動範囲の拡大の両立を達成するとともに、圧縮機の差圧を維持したまま短時間で安定的に再起動するモータ駆動装置、その駆動制御方法、並びにそれらを用いた冷凍空調機器を提供できる。
本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の構成例と、巻線切替モータ駆動装置が駆動制御するモータと、モータが駆動する圧縮機の全体の構成、関連を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のモータ駆動回路の構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の巻線切替回路の内部の構成例と、モータの各巻線との接続関係、およびモータ駆動回路の接続端子との接続関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の巻線切替回路によって、モータの巻き線が切り替わった状態を示す図であり、（ａ）は各相の巻線が直列接続の状態を示し、（ｂ）は各相のそれぞれの巻線が並列になった状態を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の制御回路の処理の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の制御回路のＩｑ＊設定処理の内部における処理の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の制御回路のＩｑ＊設定処理の動作例を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の制御回路のＩｄ＊設定処理の動作例を示すフローチャートである。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の制御回路の通電方式切替判定処理の動作例を示すフローチャートである。 モータの誘起電圧と１２０度通電時の位相モードとの関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の起動方法である巻線切替モータの駆動制御方法の例と各波形例について説明する図である。 図１１で説明した再起動の方法を適用した場合の実際のモータ電流波形例を示した図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動装置として適用したときの空調機と圧縮機の特性例を示す図である。 エアコンの構成例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動装置として適用したときの回転速度に対するモータとインバータの総合効率の例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動装置として適用したときのモータの回転速度－トルク特性の概要を示す模式図である。 本発明の第２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置のモータ駆動回路の構成例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータの巻線が切り替わる構造・状態を示す図であり、（ａ）は各相がそれぞれ３つの巻線を直列に接続してＹ結線としたものであり、（ｂ）は各相のひとつずつの巻線でＹ結線とし、３つのＹ結線を並列に接続したものである。 本発明の第２実施形態における起動時の起動方法の例と波形例を示す図である。 本発明の第２実施形態における回転速度に対するモータとインバータの総合効率の例を示す図である。 本発明の第２実施形態におけるモータの回転速度－トルク特性の概要を示す模式図である。 本発明の第３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置の構成例と、モータと、圧縮機との全体の構成、関連を示す図である。 １２０度通電方式のモータの駆動方法、モータ誘起電圧、モータ電流の関係を示す図である。 １８０度通電方式のモータの駆動方法、モータ誘起電圧、モータ電流の関係を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置における通電方式と巻線状態に対応した演算式を示す図である。 本発明のその他の実施形態として、Ｕ相における３段階の直並列巻線切替方法を説明する図であり、（ａ）はＵ１～Ｕ４の巻線が直列に接続され、（ｂ）はＵ１、Ｕ２およびＵ３、Ｕ４がそれぞれ並列に接続され、（ｃ）はＵ１～Ｕ４の巻線がすべて並列に接続されていることを示している。 比較例の起動法を説明する図である。 比較例を用いた場合の空調機の能力と圧縮機の吐出圧力、吸込圧力の関係を示す図である。
　以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
（第１実施形態：巻線切替モータ駆動装置）
　本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置（１００）を図１～図１３を参照して説明する。また、巻線切替モータの駆動制御方法の説明を兼ねる。
　なお、後記するように、巻線切替モータ駆動装置１００（図１）の巻線切替回路２（図１）によって、モータ３（図１）の各相の巻線を直列と並列に切り替える。
　ちなみに、低速の回転速度（単位時間あたりの回転数）の場合には、モータ３（図１）の各相において、２つの巻線の結線を直列（Ｕ相では、Ｕ１、Ｕ２：図４の（ａ））にする。
　また、高速の回転速度の場合には、モータ３の各相において、２つの巻線の結線を並列（図４の（ｂ））にする。
　その理由は、低速の回転速度の場合には、巻線における誘起電圧（逆起電力）が少ないので、巻線の結線を直列接続にした方が高い電圧がかけられ、モータ効率がよい。これに対して、高速の回転速度の場合には、巻線における誘起電圧が大きくなるので、その影響を小さくするため巻線の結線を並列にした方が、モータ効率がよいことによる。
　また、巻線の結線を直列接続から並列接続に切り替える時機は、巻線における誘起電圧が巻線の端子電圧を超える飽和状態であることが望ましい。
　また、モータ３の巻線を直列から並列に切り替える際には、モータ３を一時、停止する。
≪巻線切替モータ駆動装置の構成≫
　以下、具体的な巻線切替モータ駆動装置の構成、及び動作、処理について説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置１００の構成例と、この巻線切替モータ駆動装置１００が駆動制御するモータ（永久磁石同期モータ）３と、このモータ３が駆動する圧縮機５の全体の構成、関連を示す図である。
　また、図１において、巻線切替モータ駆動装置１００は、モータ駆動回路１と前記モータ３の巻線を直列接続と並列接続を切替える巻線切替回路２と全体を制御する制御回路４とを備えて構成されている。
　まず、巻線切替モータ駆動装置１００の構成の詳細について説明する。
＜モータ駆動回路１＞
　図２は、モータ駆動回路１の構成例を示す図である。
　図２に示すように、モータ駆動回路１は、交流電源（図示せず）を直流に変換する整流回路１０と、コンデンサからなる平滑回路１１と、前記モータ３（図１）を駆動するインバータ回路１２とを備えて構成されている。
　すなわち、交流電源の交流電力（電圧）を整流回路１０によって、直流電力（電圧）に変換し、平滑回路１１によって前記直流電圧（電力）の平滑化と安定化を行い、この直流電力（電圧）をインバータ回路１２によって可変周波数の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力（電圧）に変換する。
　なお、インバータ回路１２は、制御回路４（図１）により、インバータの各素子を駆動するドライブ信号４Ｃを入力し、この信号に制御されて動作する。
　また、モータ駆動回路１は、さらに、モータ３の各相の端子電圧を検出する端子電圧検出回路１４と、前記インバータ回路１２に流入する直流電流を検出する電流検出回路１３と、平滑回路１１の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出回路１５とを備えて構成されている。
　ここで、端子電圧検出回路１４は、複数の抵抗１４Ｒによる分圧抵抗によって構成され、インバータ回路１２の３相出力であるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の端子電圧を検出して、端子電圧検出値４Ｄを制御回路４に出力する。
　直流電圧検出回路１５は、詳細を図示してないが、前記した端子電圧検出回路１４と同様に、分圧抵抗で構成され、平滑回路１１の両端の直流電圧である直流電圧検出値４Ａを制御回路４に出力している。
　電流検出回路１３は、インバータ回路１２に流入する直流電流を検出して直流電流検出値４Ｂを制御回路４に出力している。
＜巻線切替回路２＞
　次に、巻線切替回路２を、図３と図４を参照して説明する。
　図３は、巻線切替回路２の内部の構成例と、モータ３（図１）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線との接続関係、およびモータ駆動回路１（図１）の接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの接続関係を示す図である。
　また、図４は、巻線切替回路２によって、モータの巻線が切り替わった状態を示す図であり、（ａ）は各相の巻線が直列接続の状態を示し、（ｂ）は各相のそれぞれの巻線が並列になった状態を示す図である。
　図３において、スイッチ２１、２２、２３、２４は、前記制御回路４からの巻線切替信号４Ｅに従って動作する。
　スイッチ２１、２２、２３は、巻線切替信号４Ｅが並列を指示する信号のときは、図３におけるスイッチ２１、２２、２３の「並列」側に接続される。また、直列を指示する信号のときは、スイッチ２１、２２、２３の「直列」側に接続される。
　また、スイッチ２４は、巻線切替信号４Ｅが並列を指示する信号のときは、２つのスイッチが共に接続され、直列を指示する信号のときは、２つのスイッチが共に未接続とされる。
　スイッチ２１の１接点の固定側の端子（紙面視左側の端子、以下「固定側端子」端子と称す）は、巻線Ｕ２の第１端子（１番端子）に接続されている。
　また、スイッチ２１の２接点の可動側の並列側の端子（紙面視右側の「並列」と表記された端子、以下「可動並列側端子」と称す）は、巻線Ｕ１の第１端子（２番端子）に接続され、２接点の可動側の直列側の端子（紙面視右側の「直列」と表記された端子、以下「可動直列側端子」と称す）は、巻線Ｕ１の第２端子（３番端子）に接続されている。
　スイッチ２２の固定側端子は、巻線Ｖ２の第１端子（４番端子）に接続されている。
　また、スイッチ２２の可動並列側端子は、巻線Ｖ１の第１端子（５番端子）に接続され、可動直列側端子は、巻線Ｖ１の第２端子（６番端子）に接続されている。
　スイッチ２３の固定側端子は、巻線Ｗ２の第１端子（７番端子）に接続されている。
　また、スイッチ２３の可動並列側端子は、巻線Ｗ１の第１端子（８番端子）に接続され、可動直列側端子は、巻線Ｗ１の第２端子（９番端子）に接続されている。
　スイッチ２４の２接点の固定側端子は、巻線Ｗ１の第２端子（９番端子）と、スイッチ２３の可動直列側端子に接続されている。
　また、スイッチ２４の２接点の可動並列側端子は、巻線Ｗ１の第２端子（６番端子）と、スイッチ２２の可動直列側端子に接続されている。
　また、スイッチ２４の２接点の可動直列側端子は、巻線Ｕ１の第２端子（３番端子）と、スイッチ２１の可動直列側端子に接続されている。
　モータ駆動回路１（図１）の接続端子Ｕは、巻線Ｕ１の第１端子（２番端子）と、スイッチ２１の可動並列側端子に接続されている。
　モータ駆動回路１の接続端子Ｖは、巻線Ｖ１の第１端子（５番端子）と、スイッチ２２の可動並列側端子に接続されている。
　モータ駆動回路１の接続端子Ｗは、巻線Ｗ１の第１端子（８番端子）と、スイッチ２３の可動並列側端子に接続されている。
　また、モータ３の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２、巻線Ｗ２のそれぞれの第２端子は、互いに接続されている。
　以上の構成によって、前記制御回路４からの巻線切替信号４Ｅが「直列」の指令をだすと、巻線切替回路２のスイッチ２１、２２、２３とスイッチ２４が直列側に位置する。
　このとき、図４（ａ）に示すように、モータ３の巻線Ｕ１、Ｕ２、巻線Ｖ１、Ｖ２、巻線Ｗ１、Ｗ２は、それぞれ直列に接続され、モータ駆動回路１の接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの間にＹ結線が構成される（直列接続「１Ｙ」）。
　また、前記制御回路４からの巻線切替信号４Ｅが「並列」の指令をだすと、巻線切替回路２のスイッチ２１、２２、２３とスイッチ２４が並列側に位置する。
　このとき、図４（ｂ）に示すように、モータ３の巻線Ｕ１、巻線Ｖ１、巻線Ｗ１は、モータ駆動回路１の接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの間にＹ結線が構成される。
　また、モータ３の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２、巻線Ｗ２は、モータ駆動回路１の接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの間にＹ結線が構成される。
　すなわち、巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１によるＹ結線と、巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２によるＹ結線とが、接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの間に２つのＹ結線が並列に構成される（並列接続「２Ｙ」）。
　なお、巻線Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２を有するモータ３と、巻線切替回路２は、９本の配線で接続され、図１、図３においては、これらの９本の配線を符号２Ａで表記している。
　また、図３において、スイッチ２１～２４は、機械式スイッチ（機械的接点、開閉は電気信号による制御）の表記をしているが、半導体スイッチを用いても良い。
＜制御回路４の処理：その１＞
　図５は、第１実施形態の制御回路４の処理の構成例を示すブロック図であるが、何故に、図５に示す処理をするかを理解するために、まず、本発明の第１実施形態の起動方法、および、その関連技術等を先に説明する。
　その後、図５の制御回路４の処理ブロック図などの第１実施形態の詳細な方法、技術を説明する。
≪本発明の起動法≫
　次に、本発明の起動法について図１１を参照して説明する。
　図１１は、本発明の巻線切替モータ駆動装置の起動方法である巻線切替モータの駆動制御方法の例について説明する図である。なお、図６～図１０については、図５と同様に後で説明する。
　図１１において、横軸は時間の経緯であり、縦軸には、回転速度指令、電流指令（Ｉｄ＊）、電流指令（Ｉｑ＊）、モータ電流（Ｉｕ）、通電方式切替信号の各項目が記載されている。
　なお、電流指令（Ｉｄ＊）は、励磁電流指令であり、電流指令（Ｉｑ＊）は、トルク電流指令である。また、同期モータであるので、界磁磁極（永久磁石）の中心軸をｄ軸、それと電気的に直角方向をｑ軸としている。
　また、通電方式切替信号は、１２０度通電（１２０度通電方式）と１８０度通電（１８０度通電方式）の２種類の通電方式を選択して切り替える。
　なお、１２０度通電方式と１８０度通電方式の詳細については、後記する。
《時間Ｔ１以前》
　時間（時刻）Ｔ１以前は、モータ３（図１）の回転速度を変更するために、モータを停止している。なお、モータ３を停止する以前は、１８０度通電（１８０度通電方式）で動作していたものとする。
《時間Ｔ１～Ｔ２の区間》
　モータ３を適正に再起動するために時間Ｔ１～Ｔ２の間（区間）に、モータ（回転子）の位置決めを行う。この位置決めにあたって励磁電流指令である電流指令（Ｉｄ＊）をだすことによって行う。
　時間Ｔ１で起動がかかると、駆動中に算出していた位置決め時の初期設定電流値を励磁電流指令である電流指令（Ｉｄ＊）の最終値として設定して徐々に電流値を増加させる（特性線１１１）。
　なお特性線１１１は、電流指令（Ｉｄ＊）が時間Ｔ１～Ｔ２において上昇していることを示している。また、電流指令（Ｉｄ＊）によって、モータ電流（Ｉｕ）も上昇している（特性線１１２）。
《時間Ｔ２～Ｔ３の区間》
　時間Ｔ２で、位置決め処理が終了し、容易に可変速制御が可能な１２０度通電方式（１２０度通電）に切替える。
　切替え時には、上記同様、駆動中に算出していた１２０度通電時の初期設定電流値をトルク電流指令（Ｉｑ＊）に設定する。
　時間Ｔ２からＴ３の間は加速するため、後記する速度制御処理によってトルク電流指令（Ｉｑ＊）が増加することで１２０度通電のモータ電流値も増加する（特性線１１４）。
　なお、特性線１１４は、トルク電流指令（電流指令Ｉｑ＊）が次第に増加する様子を示している。
　また、回転速度指令は時間Ｔ２－Ｔ３の区間でモータの回転速度を上昇させる指令を出す（特性線１１３）。
　また、特性線１１５は、Ｔ２－Ｔ３区間におけるモータ電流（Ｉｕ）の電流波形を示している。
　なお、１２０度通電方式（１２０度通電）では、後記するように駆動波形（ドライブ信号）が矩形波状（図２３）であるので、図１１においても、モータ電流（Ｉｕ）は、矩形波に近い波形である（特性線１１５）。
　また、前記したように、回転速度指令（特性線１１３）が上昇し、電流指令（Ｉｑ＊）も上昇するので、モータ電流（Ｉｕ）の電流波形は、振動する周期が速くなりながら電流の波高値も上昇している（特性線１１５）。
《時間Ｔ３～Ｔ４の区間》
　その後、モータ回転速度が、１８０度通電制御の可能な回転速度になると、時間Ｔ３で１２０度通電から、トルク変動の小さい１８０度通電に通電方式が切替わる。
　このとき、切替わる直前の１２０度通電時のモータ電流値と巻線仕様から算出した１８０度通電時の初期設定電流値をトルク電流指令（Ｉｑ＊）に設定する（特性線１１６のＴ３における値）。
　時間Ｔ３～Ｔ４の区間も加速中であるので、速度制御処理によってトルク電流指令（Ｉｑ＊）は増加され、モータ電流（Ｉｕ）は、振動する周波数が増加するとともに、電流の波高値も増加する（特性線１１７）。
《時間Ｔ４以降》
　時間Ｔ４で加速が終了すると圧縮機の負荷と回転速度の状態に応じた所定の電流値に落ち着く。
　すなわち、トルク電流指令（Ｉｑ＊）は特性線１１８となり、モータ電流（Ｉｕ）は特性線１１９で示した周波数と波高値の電流波形となる。
　以上の処理を行うことで、巻線切替後の差圧が維持されている状態でも安定的かつ短時間で圧縮機の再起動が可能となる。
　前記のように本起動法は、位置決め処理の後に従来（後記する比較例、図２７参照）の同期運転処理は行わず、１２０度通電方式を採用する。
　そして、所定の回転速度以上では、１２０度通電方式から１８０度通電（ベクトル制御）に切替える。
　ここで、１８０度通電方式を使用するのは、１２０度通電方式に対して、モータのトルク変動が小さくできること、そして、高速領域での弱め界磁制御（電圧飽和時に励磁電流を負に流して界磁を弱める制御）が可能なためである。
　また、本発明の他の特徴は、図１１に示すとおり、位置決め処理時の電流値（特性線１１１）並びに１２０度通電方式から１８０度通電方式に切替える時の電流初期値（Ｔ３における特性線１１６の電流値）を可変にすることである。
　また、本発明は、巻線切替を行うときにモータを一旦停止させ、差圧を維持した状態で、すぐに安定的に再起動をすることが目的である。
　そこで、モータの停止直前のモータ電流値と巻線状態と通電方式から停止直前のモータトルク（負荷トルク）を計算し、このトルクから巻線切替後のモータ電流値を算出し、その値を位置決め電流値の設定値とする。そうすれば、必要なトルク電流は確保されるため、モータトルクの過不足が無くなり安定的な起動が可能となる。
　また、１２０度通電と１８０度通電の切替時は、通電方式の違いで同一モータ電流でも発生トルクの値が異なるため、通電方式の違いに対する出力トルクの差分を補償してモータ電流を設定することで、切替時のトルク変動が最小にでき、安定的な起動を確保できる。
＜実際のモータ電流波形＞
　図１２は、図１１で説明した再起動の方法を適用した場合の実際のモータ電流波形例を示した図である。
　図１２において、横軸は時間の経緯であり、縦軸は電流値である。また、「位置決め」、「１２０度通電」、「１８０度通電」の意味は、図１１に対応し、「停止中」は図１１におけるＴ１以前の状態に対応している。
　また、「加速度中」は、図１１におけるＴ２～Ｔ４の区間の状態に対応している。
　図１２は、負荷トルク６［Ｎｍ］の状態で回転速度指令を１８００［ｒｐｍ］として再起動を行ったときの波形である。
　起動（位置決め）から回転速度が安定するまで約１ｓで到達しており、その間の大きなモータ電流の乱れもない事が分かる。
＜空調機と圧縮機の特性＞
　図１３は、第１実施形態の巻線切替モータ駆動装置を空調機の圧縮機駆動装置として適用したときの空調機と圧縮機の特性例を示す図である。
　図１３において、横軸は時間の経緯であり、縦軸に空調機の能力、圧縮機の吐出圧力、吸込圧力を示している。
　本発明の第１実施形態の巻線切替モータ駆動装置は、巻線を切替えるタイミングに制約はなく自由に切り替えが可能であるので、巻線切替後の停止時間（圧縮機停止時間１３１）を後記する比較例（図２８、圧縮機停止時間２８１）に対して、非常に小さくすることができる。
　また、圧縮機停止時間１３１における空調機の能力１３４、圧縮機の吐出圧力１３３、吸込圧力１３２も後記する比較例（図２８、能力２８４、吐出圧力２８３、吸込圧力２８２）に対して、圧縮機停止時間１３１における低下（変動）を非常に小さく抑えることができる。
≪１２０度通電方式と１８０度通電方式について≫
　ここで、１２０度通電方式と１８０度通電方式の動作原理、効果、特徴に関して簡単に説明する。
＜１２０度通電方式＞
　まず、１２０度通電方式について説明する。
　図２３は、１２０度通電方式のモータの駆動方法、モータ誘起電圧、モータ電流の関係を示す図である。なお、図１４～図２２については、後で説明する。
　図２３において、横軸は、電気角（あるいは時間の経緯）である。また、縦軸に、モータの誘起電圧（誘起電圧）、モータ端子電圧から検出したロータの磁石位置検出信号（位置検出信号）、インバータのスイッチング素子の駆動信号であるドライブ信号（ドライブ信号）、モータのモータ電流（モータ電流）を示している。
　また、前記のモータ端子電圧は、前記した端子電圧検出回路１４（図２）の検出信号である端子電圧検出値４Ｄから得られる。
　また、ドライブ信号のＵ、Ｖ、Ｗは、モータの各相巻線に対応したインバータ回路１２（図２）の出力信号を生成する上下のアームのスイッチング素子の制御信号に対応しており、＋は上アーム素子、－は下アーム素子を示している。
　前記位置検出信号は、モータ誘起電圧の各相の誘起電圧が同位電圧になる点（交差する点）で変化する信号となっている。
　また、図２３に示ように、位置検出信号が変化する点でインバータのスイッチング素子の通電素子を順次切り替えると、一相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか）に通電される期間は、電気角１２０度分となり、モータ電流は、概ね矩形波状の電流となる。
　１２０度通電方式は、前記のとおり、モータの端子電圧を基に位置検出信号を作成し、位置検出信号に従ってインバータの通電素子を順次切り替えることで簡単に永久磁石同期モータを駆動できる。
　換言すれば、後記する１８０度通電（ベクトル制御）の様に永久磁石同期モータの定数を必要としないので、容易に永久磁石同期モータの可変速制御が可能である。
　ただし、図２３に示すように、モータ電流は矩形波状となるため、インバータのスイッチング素子の切替えるタイミングでモータ電流の変動によるトルク変動が生じる。
　なお、以上においては、モータの端子電圧から位置検出信号を作成することで説明したが、モータにホール素子等を用いた磁極位置センサが取り付けられるシステムでは、磁極位置センサを用いて位置検出信号を作成してもよい。
＜１８０度通電方式＞
　次に、１８０度通電方式について説明する。
　図２４は、１８０度通電方式のモータの駆動方法、モータ誘起電圧、モータ電流の関係を示す図である。
　図２４において、横軸は、電気角（あるいは時間の経緯）である。また、縦軸に、モータの誘起電圧（誘起電圧）、モータ電流からロータの磁石位置をベクトル演算で推定した位相信号（位相信号）、インバータのスイッチング素子の駆動信号であるドライブ信号（ドライブ信号）、モータのモータ電流（モータ電流）を示している。
　位相信号は、Ｕ相巻線の位置を基準として、ｄ－ｑ座標系の回転位相を示しており、後記する図５の１８０度通電速度／位置推定処理４０４で推定している。
　具体的には、検出したモータ電流値（ｄ－ｑ座標系）とモータ印加電圧（ｄ－ｑ座標系）から、次に示す式（１）を用いて制御軸と実軸（モータ軸）との誤差である軸誤差を直接演算する。そして、前記軸誤差が０になるように制御軸の速度を調整する。
　調整された速度を積分することで位相信号を作成している。
　また、位置推定の周期は５００μｓ周期等の高速で演算しているので、位相信号は実質的にリニアで変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、Δθd：軸誤差演算値、Ｖｄ*：ｄ軸モータ印加電圧指令値、
　　　　　Ｖｑ*：ｑ軸モータ印加電圧指令値、Ｒ：巻線抵抗、
　　　　　Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
　　　　　ω＊：電気角周波数指令、Ｉｄ：ｄ軸モータ電流検出値、
　　　　　Ｉｑ：ｑ軸モータ電流検出値
　また、ドライブ信号（Ｕ＋、Ｕ－、Ｖ＋、Ｖ－、Ｗ＋、Ｗ－）は、モータ電流が正弦波になるようにＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）制御されるので、図２４に示すように細かく分割された信号列（信号）となる。
　このように、正弦波が再現されるように細かく分割して駆動することと、モータの巻線（コイル）のインダクタンスが大きいことにより、モータ電流は正弦波状の波形となる。
　以上のように、１８０度通電は、モータ電流を正弦波として制御できるので、モータ出力トルクは、ほぼ一定となりトルク変動が小さい。
　また、誘起電圧とモータ電流の位相差も自由に制御できるので、トルク／電流比の最大制御や弱め界磁制御が容易に行える。
　ただし、ベクトル演算を行うために、永久磁石同期モータのモータ定数を把握していることが必要であり、また、高速でベクトル演算が行えるマイクロコンピュータ（適宜「マイコン」と表記する）等も必要になる。そのため、制御回路としては１２０度通電方式に比べて高価となる。
＜モータの誘起電圧と１２０度通電時の位相モードの関係＞
　次に、モータの誘起電圧と１２０度通電時の位相モードの関係について、説明する。
　図１０は、モータの誘起電圧と１２０度通電時の位相モードとの関係を示す図である。
　図１０に示すように、１２０度通電は、電気角６０度毎に位相モード（１～６）を設定し、位相モードに従って、インバータ素子の通電相を決定している。
　図１０においては、位相モード（モード）１で通電方式を切替える設定しているので、誘起電圧の位相信号が、２４０度から３００度にある時に切替が実行される。
　以上の処理を実行することで、通電方式の切替が可能となる。
　ここで、位相モードの関連事項について補足説明をする。
　位相モードとは、図１０に示すように、誘起電圧の位相を電気角６０度毎に区切って振り分けて任意に設定したモード（１～６）である。
　換言すれば、図２３に示すように、１２０度通電方式は、電気角６０度毎にしかロータの位置が分からない（電気角６０度以下の詳細な位置は分からない）ので、電気角６０度を一つの単位としてロータの位置を特定するために設定したものである。
　例えば、図１０において、位相モード（モード）３は、誘起電圧位相３３０度から３０度の範囲を示しており、その間の通電状態は、図２３に示すように、Ｖ相の上アーム素子（Ｖ＋）をオン、Ｗ相の下アーム素子（Ｗ－）をオンしている領域であり、位相モードでインバータのスイッチング素子のオンオフ状態が一意的に決まる。
＜制御回路４の処理：その２＞
　制御回路４の構成の背景にある本発明の第１実施形態の起動方法、および、その関連技術・事項、また、１２０度通電方式と１８０度通電方式の説明をしたので、制御回路４の説明に戻る。
　図５は、前記したように、制御回路４の処理の構成例を示すブロック図である。
　図５のブロック図は、モータ駆動に関する部分を主として記載している（システム全体の制御に関する部分は省略している）。
　また、制御回路４は、マイコンを用い、すべての処理をソフトウエアで実現している。
　Ｉｑ＊設定処理４０１は、上位処理から設定される回転速度指令Ｎ＊と、運転状態信号と、巻線切替信号と、後記する通電方式切替信号４００Ａと、回転速度Ｎと、モータ電流のｄｑ変換値である励磁電流Ｉｄと、トルク電流Ｉｑを信号として入力している。
　そして、これらの信号を基に、電流指令値Ｉｑ＊、および、Ｉｄ＊初期値を算出する。詳細は後記する。
　なお、図５においては、「Ｉｑ＊設定処理」をブロック内の表記では、「Ｉｑ＊設定」として、「処理」という文言を簡単化のため省略している。
　以下においても、図５の各ブロック４０１～４１２の表記は、説明の文言に対して「処理」の文言を省略して表記している。
　Ｉｄ＊設定処理４１２は、前記運転状態信号と通電方式切替信号４００ＡとＩｄ＊初期値を基に、電流指令Ｉｄ＊を算出する。詳細は後記する。
　電流制御処理４０２は、前記電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）の差が０になるように第二の電流指令値（Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊）を演算する。
　具体的には、各電流偏差を基に比例積分制御を用いて第二の電流指令値（Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊）を算出している。
　ベクトル演算処理４０３は、前記第二の電流指令値（Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊）と、後記するモータ３の回転速度Ｎ１８０と回転位相θ１８０を入力している。
　また、ベクトル演算処理４０３は、前記第二の電流指令値（Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊）と設定されたモータ定数（Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｋｅ）を基に、次に示す式（２）を用いて１８０度通電時のモータ印加電圧（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を算出している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、
　　　　Ｋｅ：発電定数
　このベクトル演算処理４０３において、モータ定数として直列巻線定数と並列巻線定数の二種類を具備し、巻線切替信号に同期してモータ定数の変更がされる。
　電圧演算処理４０６は、前記電流指令値Ｉｑ＊を基に１２０度通電時の電圧指令値Ｖ１２０ ＊を算出している。
　電圧指令選択／パターン発生処理４０７は、通電方式切替信号４００Ａに応じて、前記モータ印加電圧（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）及び電圧指令値Ｖ１２０ ＊のどちらかを選択し、通電方式に対応した電圧パターン（１８０度通電は正弦波、１２０度通電は矩形波）を出力する。
　また、電圧指令選択／パターン発生処理４０７は、平滑回路１１（図２）の両端の直流電圧である直流電圧検出値４Ａも入力している。
　ＰＷＭ信号出力処理４０８は、前記電圧指令選択／パターン発生処理４０７が出力した電圧パターンをＰＷＭパルス信号（ドライブ信号）４Ｃに変換して前記インバータ回路１２に出力している。
　１２０度通電速度／位置推定処理４０５は、前記端子電圧検出値４Ｄを基に前記モータ３の回転速度Ｎ１２０と回転位相θ１２０を算出している。
　電流再現処理４１１は、前記直流電流検出値４ＢとＰＷＭパルス信号（ドライブ信号）４Ｃのスイッチタイミングからモータ電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）を再現している。
　１８０度通電速度／位置推定処理４０４は、前記電流検出値（Ｉｄ、Ｉｑ）と前記モータ印加電圧（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）とを用いて、前記モータ３の回転速度Ｎ１８０と回転位相θ１８０を算出している。
　速度選択処理４１０は、前記通電方式切替信号４００Ａを基に、前記回転速度Ｎ１８０と回転速度Ｎ１２０のどちらかを選択し、回転速度Ｎとして出力している。
　具体的には、通電方式が１２０度通電の場合は回転速度Ｎ１２０を、１８０度通電の場合は回転速度Ｎ１８０を選択する。
　通電方式切替判定処理４０９は、前記運転状態信号及び、回転速度Ｎ、回転位相θ１８０、回転位相θ１２０を用いて通電方式切替信号４００Ａを出力している。詳細は後記する。
≪Ｉｑ＊設定処理、Ｉｄ＊設定処理、通電方式切替判定処理≫
　次に本発明の主要部となるＩｑ＊設定処理４０１、Ｉｄ＊設定処理４１２、通電方式切替判定処理４０９について詳細を説明する。
　図６にＩｑ＊設定処理４０１の内部構成を示し、図７にＩｑ＊設定処理４０１のフローチャートを示す。順に説明する。
＜Ｉｑ＊設定処理４０１のブロック図＞
　図６は、Ｉｑ＊設定処理４０１の内部における処理の構成例を示すブロック図である。
　Ｉｑ＊設定処理４０１は、速度制御処理４０１Ａと、初期値選択処理４０１Ｂと、１２０度初期値処理４０１Ｃと、１８０度初期値処理４０１Ｄとを備えて構成されている。
　ここで、速度制御処理４０１Ａは、上位処理からの回転速度指令Ｎ＊と回転速度Ｎとの偏差からトルク電流指令Ｉｑ＊を算出する。なお、速度制御処理４０１Ａは、演算の過程に積分（積分項）を有する。
　また、初期値選択処理４０１Ｂは、通電方式切替信号４００Ａと運転状態信号と巻線切替信号（巻線状態を把握）とを用いて、前記Ｉｑ＊設定処理４０１と前記Ｉｄ＊設定処理４１２の積分項初期値を選択する。
　また、１２０度初期値処理４０１Ｃは、前記初期値選択処理４０１Ｂで選択する１２０度通電の初期値を算出する。
　また、１８０度初期値処理４０１Ｄは、前記初期値選択処理４０１Ｂで選択する１８０度通電の初期値を算出する。
＜Ｉｑ＊設定処理４０１のフローチャート＞
　図７は、Ｉｑ＊設定処理４０１の動作例を示すフローチャートである。
　図７のフローチャートを用いてＩｑ＊設定処理４０１の動作について説明する。
《ステップＳ１００、Ｓ１０１》
　図７において、丸印に「１」で表記したステップＳ１００が開始状態である。
　まず、ステップＳ１０１で運転状態信号を用いて運転状態を判断する（運動状態は？）。
　「停止及び位置決め中」であればステップＳ１０２に進む。
　また、「駆動中」であれば、ステップＳ１０５に進む。
《ステップ１０２》
　ステップ１０２では、位置決めが完了しているかを確認する（位置決め完了？）。
　停止もしくは位置決め中（「停止・位置決め中」）であれば、ステップＳ１０３に進む。
　位置決めが完了（「位置決め完了」）であれば、ステップＳ１０４に進む。
《ステップ１０３》
　ステップＳ１０３において、トルク電流指令Ｉｑ＊に０を設定する。
　そして、丸印に「１」のステップに進む。つまり、ステップＳ１００の開始状態に戻る。
《ステップ１０４》
　ステップ１０４において、トルク電流指令Ｉｑ＊及び前記速度制御処理４０１Ａの積分項に前記１２０度初期値処理４０１Ｃで算出されているＩｑ＊１２０度初期値をセットする。
　そして、丸印に「１」のステップに進む。つまり、ステップＳ１００の開始状態に戻る。
《ステップ１０５》
　前記したステップＳ１０１において、「駆動中」であれば、ステップＳ１０５に進む。
　ステップＳ１０５において通電方式切替信号４００Ａを基に通電方式を確認する（１８０度通電？）。
　「１２０度通電中」の場合は、ステップＳ１０６に進む。また、「１８０度通電中」の場合は、ステップＳ１０８に進む。
《ステップ１０６》
　ステップ１０６では、前記１８０度初期値処理４０１Ｄにおいて、Ｉｑ＊１８０度初期値を算出・保持する。そして、ステップＳ１０７に進む。
《ステップ１０７》
　ステップ１０７では、通電方式切替信号４００Ａを確認して通電方式の切替えの有無を判断する（１８０度通電切替？）。
　「１８０度切替時」の場合、すなわち１８０度通電への切替え要求があればステップＳ１１０に進む。
　１８０度通電への切替え要求が無ければ「Ｎｏ」、ステップ１１１へ進む。
《ステップ１１０》
　ステップ１１０では、トルク電流指令Ｉｑ＊及び前記した速度制御処理４０１Ａの積分項に、前記１８０度初期値処理４０１Ｄで算出されているＩｑ＊１８０度初期値をセットする（Ｉｑ＊及び前記した速度制御積分項にＩｑ＊１８０度初期値をセット）。
《ステップ１１１》
　ステップ１１１では、前記したとおり、速度制御処理４０１Ａにてトルク電流指令Ｉｑ＊を算出する（速度制御）。
《ステップ１０８》
　前記したステップＳ１０５において、「１８０度通電中」であれば、ステップＳ１０８に進む。
　ステップＳ１０８において、前記した１２０度初期値処理４０１ＣにおけるＩｑ＊１２０度初期値を算出・保持する。
　そして、ステップＳ１０９に進む。
《ステップＳ１０９》
　ステップＳ１０９では、通電方式切替信号４００Ａを確認して通電方式の切替えの有無を判断する（１２０度通電切替？）。
　１２０度通電への切替え要求があれば（１２０度切替時）、ステップＳ１１２に進む。
　切替え要求が無ければ（Ｎｏ）、ステップＳ１１１に進む。
《ステップＳ１１１：再掲》
　ステップＳ１１１は、前記したので重複する説明は省略する。
《ステップＳ１１２》
　ステップＳ１１２では、トルク電流指令Ｉｑ＊及び前記速度制御処理４０１Ａの積分項に前記１２０度初期値処理４０１Ｃで算出されているＩｑ＊１２０度初期値をセットする。
　以上のステップＳ１０１～Ｓ１１２処理を行うことにより、Ｉｑ＊１２０度初期値、Ｉｑ＊１８０度通電初期値の算出・保持を行いながら、速度制御処理及び安定した巻線切替後の再起動並びに通電方式切替処理が可能となる。
　また、以上のＩｑ＊設定処理４０１の処理、動作によって、巻線切替後のモータ電流初期値は、停止前のモータ電流値と巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上となるように設定される。
　また、トルク電流指令（Ｉｑ＊）は、Ｉｑ＊設定処理４０１によってなされるので、モータ３（図１）のトルクに関しても、巻線切替後のトルクは、停止前のトルク以上が確保される。
＜初期電流設定値（１２０度通電、１８０度通電）の算出法＞
　ここで、前述の初期電流設定値（１２０度通電、１８０度通電）の算出法に関して説明する。
　図２５は、通電方式と巻線状態に対応した演算式の例を示す図である。なお、図８～図１０については、後で説明する。
　図２５において、左端の欄には、上から下に、「１８０度通電→１２０度通電」、「１２０度→１８０度通電」、「１８０度通電」、「１２０度通電」の項目が記載されている。
　これらの項目は、図１１の再起動時において、通電方式を切り替えるか、それとも継続するかを意味している。
　すなわち、「１８０度通電→１２０度通電」は、１８０度通電方式から１２０度通電方式に切り替えることを意味する。
　また、「１２０度→１８０度通電」は、１２０度通電方式から１８０度通電方式に切り替えることを意味する。
　また、「１８０度通電」は、１８０度通電方式を継続することを意味する。
　また、「１２０度通電」は、１２０度通電方式を継続することを意味する。
　図２５において、上段の欄には、左から右へ、「並列接続→直列接続」、「直列接続→並列接続」、「並列接続」、「直列接続」の項目が記載されている。
　これらの項目は、図１１のＴ１以前、あるいは図１２の「停止中」、あるいは図１３の圧縮機停止時間１３１において、モータの巻線の結線を切り替えるか、継続するかを意味する。
　すなわち、「並列接続→直列接続」は、図４において（ｂ）に示した結線から（ａ）に示した結線に切り替えることを意味する。
　また、「直列接続→並列接続」は、図４において（ａ）に示した結線から（ｂ）に示した結線に切り替えることを意味する。
　また、「並列接続」は、図４において（ｂ）に示した結線を継続することを意味する。
　また、「直列接続」は、図４において（ａ）に示した結線を継続することを意味する。
　以上のように、再起動時において、通電方式を切り替えるか継続するか、また、モータの停止時において、モータの巻線の結線を切り替えるか、継続するか、の様々な組み合わせによって、初期電流設定値（１２０度通電、１８０度通電）が異なる。
　図２５は、以上の組み合わせに対して、初期電流設定値（１２０度通電、１８０度通電）を算出する演算式を一覧にしたものである。
　なお、図２５における各欄の演算式において、「Ia」は、初期電流設定値であることを意味し、添字の「120」あるいは「180」は、それぞれ１２０度通電、１８０度通電を意味し、添字の「s」あるいは「p」は、それぞれ直列、並列を意味している。
　なお、本発明の第１実施形態では、図２５に示す演算式を用いてそれぞれの状況に合わせた初期電流設定値を予め計算している。
　ここで、図２５に示した演算式の基となる式を、以下に式（３）、（４）として示す。
　また、図２５に示す演算式は、式（３）、（４）をもちいて、出力トルクが一定となる電流値をそれぞれの条件のもとで求めた関係式である。
　ここで、例えば、停止前の状態が、モータ巻線は並列接続で１８０度通電しており、停止後再起動時に、モータ巻線を直列接続に切替えて、１２０度通電で駆動する場合は、図２５の（Ａ）の式を使用する。
　また、停止前の状態が、モータ巻線は直列接続で１８０度通電しており、停止後再起動時に、モータ巻線を並列接続に切替えて、そのまま１８０度通電で駆動する場合は、図２５の（Ｂ）の式を使用する。
　このように、停止前と停止後再起動時の巻線の接続状態と通電方法で演算式を選択する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、
　　　　　Ｔ１８０：１８０度通電の出力トルク
　　　　　Ｔ１２０：１２０度通電の出力トルク
　　　　　Ｋｔａ：１相あたりのトルク定数、
　　　　　Ｉａ１８０：１８０度通電時のモータ相電流波高値
　　　　　Ｉａ１２０：１２０度通電時のモータ相電流波高値
　なお、図２５において、トルク定数は、並列接続のトルク定数に対して直列接続時のトルク定数は２倍と設定して計算している。
　すなわち、図４に示す通り、並列接続（１Ｙ）－直列接続（２Ｙ）の切替えのため、トルク定数は１対２の関係となる。
　また、電流値は、並列接続時の電流と直列接続の電流を区別するために、添え字を付けている（並列接続「ｐ」、直列接続「ｓ」）。
　ここで、モータ相電流波高値Ｉａは、式（５）の関係になる。本実施形態では突極性を持たないモータを想定しているので、Ｉｄは０となる。そのため、Ｉａ＝Ｉｑと扱える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　本実施形態では、トルク式として式（３）を適用したが、ｄｑ座標系のトルク式（相対変換で表記）である式（６）を用いることも可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　　　ここで、τ：モータ出力トルク、Ｐ：極対数
　突極性があるモータを使用する場合は、突極性も考慮した式（（６）式など）を使用する必要がある。換言すれば、図２５に示す演算式は、モータの巻線仕様、及び適用するトルク演算式に応じて変化する。
　また、本実施形態では、説明の簡単化のため加速トルク分を考慮してないが、急加速が必要なシステムでは、加速トルク分を考慮することも必要である。
　すなわち、図２５で算出した初期電流設定値に加速トルク分の電流値を加算して設定することが望ましい。
＜Ｉｄ＊設定処理４１２のフローチャートと動作＞
　図８は、Ｉｄ＊設定処理４１２の動作例を示すフローチャートである。
　次に図８のフローチャートを用いてＩｄ＊設定処理４１２の動作について説明する。
《ステップＳ２００、Ｓ２０１》
　図８において、丸印に「２」で表記したステップＳ２００が開始状態である。
　まず、ステップＳ２０１において運転状態を判断する。停止もしくは駆動中（停止・駆動中）であればステップＳ２０２へ、起動時（起動）であればステップＳ２０６へ、位置決め中であればステップ２０７へ、それぞれ進む。
《ステップＳ２０２》
　ステップＳ２０２では、通電方式を確認する（１８０度通電？）。
　１２０度通電時（１２０度通電中）であればステップＳ２０３に進む。
　また、１８０度通電中であれば、ステップＳ２０４に進む。
《ステップＳ２０３》
　ステップＳ２０３において、励磁電流指令（Ｉｄ＊）を０に設定する（Ｉｄ＊＝０セット）。
　そして、丸印に「２」のステップに進む。つまり、ステップＳ２００の開始状態に戻る。
《ステップＳ２０４》
　１８０度通電中が確認された後のステップＳ２０４において、弱め界磁制御中かを確認する（弱め界磁制御？）。
　通常制御中であれば、ステップＳ２０３に進む。
　また、弱め界磁中であれば、ステップＳ２０５に進む。
《ステップＳ２０３：再掲》
　ステップＳ２０３は、前記したので重複する説明は省略する。
《ステップＳ２０５》
　ステップＳ２０５において、弱め界磁制御で励磁電流指令（Ｉｄ＊）を変更する。
　そして、丸印に「２」のステップに進む。つまり、ステップＳ２００の開始状態に戻る。
　なお、弱め界磁制御の方法に関しては特に特定しない。
《ステップＳ２０６》
　ステップＳ２０６では、Ｉｄ＊位置決め電流値（最終値）を前記Ｉｑ＊設定処理４０１で算出していたＩｑ＊１２０度初期値を設定する（Ｉｄ＊位置決め電流（最終値）＝Ｉｑ＊１２０度初期値セット）。
　ここで、位置決め電流値を別に算出して設定しても良いが、位置決め処理後の１２０度通電との電流値を一致させるために、Ｉｑ＊１２０度初期値を設定するのが望ましい。
　そして、丸印に「２」のステップに進む。つまり、ステップＳ２００の開始状態に戻る。
《ステップＳ２０７》
　ステップＳ２０７は、位置決め電流の増加処理であり、励磁電流（Ｉｄ＊）が設定値（最終値）になるまで増加させる（Ｉｄ＊がＩｄ＊最終値になるまで徐々に増加）。
　そして、丸印に「２」のステップに進む。つまり、ステップＳ２００の開始状態に戻る。
＜通電方式切替判定処理４０９のフローチャート＞
　図９は、通電方式切替判定処理４０９の動作例を示すフローチャートである。
　次に図９のフローチャートを用いて、通電方式切替判定処理４０９の動作について説明する。
《ステップＳ３００、Ｓ３０１》
　図９において、丸印に「３」で表記したステップＳ３００が開始状態である。
　まず、ステップＳ３０１において、運転状態を確認する。
　位置決め中であれば、ステップＳ３０２に進む。
　駆動中であれば、ステップＳ３０４に進む。
　停止中であれば、丸印に「３」で表記したステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０２》
　ステップＳ３０２においては、位置決めが完了しているかを確認する（位置決めが完了？）。
　位置決めが完了している場合は、ステップＳ３０３に進む。
　位置決め中の場合は、ステップＳ３０１に戻る。
　すなわち、ステップＳ３０２においては、位置決めが完了しているかを確認し、完了するまでステップＳ３０１、Ｓ３０２の処理を繰り返す。
《ステップＳ３０３》
　ステップＳ３０３において、通電方式切替信号を１（１２０度通電）にセットする。
　そして、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０４》
　ステップＳ３０４において、現状の通電方式を確認する。
　１２０度通電の場合は、ステップＳ３０５に進む。
　１８０度通電の場合は、ステップＳ３０８に進む。
《ステップＳ３０５》
　ステップＳ３０５では、動作している回転速度（単位時間あたりの回転数）Ｎと、１８０度通電に切替える前の回転速度であるＮ１２０とを、比較する（Ｎ≧Ｎ１２０）。
　回転速度Ｎが切替回転速度（Ｎ１２０）以上であれば、ステップＳ３０６に移行する。
　回転速度Ｎが切替回転速度（Ｎ１２０）未満であれば、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０６》
　ステップＳ３０６においては、１２０度通電の位相信号θ120がモード１か否かを判定する。
　１２０度通電の位相信号θ120がモード１の場合は、ステップＳ３０７に進む。なお、１２０度通電の位相信号θ120がモード１（図１０）になったタイミングでステップＳ３０７に進む
　また、１２０度通電の位相信号θ120がモード１以外の場合は、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０７》
　ステップＳ３０７においては、通電方式切替信号を０（１８０度通電）にセットする。
　そして、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０８》
　ステップＳ３０８においては、回転速度Ｎと、１２０度通電に切替える回転速度であるＮ１８０とを比較する（Ｎ≦Ｎ１８０）。
　回転速度Ｎが切替回転速度（Ｎ１８０）以下であれば、ステップＳ３０９に進む、
　また、回転速度Ｎが切替回転速度（Ｎ１８０）より大きければ、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３０９》
　ステップＳ３０９において、１８０度通電の位相信号θ1８0がモード１である場合には、ステップＳ３１０に進む。
　ステップＳ３０９において、１８０度通電の位相信号θ1８0がモード１でない場合には、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
《ステップＳ３１０》
　ステップＳ３１０において、通電方式切替信号を１（１２０度通電）にセットする。
　そして、丸印に「３」のステップに進む。つまり、ステップＳ３００の開始状態に戻る。
＜巻線切替動作と効果の関係＞
　これまで説明してきたモータ駆動装置をエアコン（冷凍空調機器）に適用した場合の巻線切替動作と効果の関係について説明する。
　図１４は、エアコンの構成例を示す図である。
　図１４において、エアコンは、エアコン室内機（エバポレータ）１４１と、エアコン室外機（コンデンサ）１４２とを備えて構成されている。
　本発明の実施形態の巻線切替モータ駆動装置（モータ駆動装置）１００（図１）と、このモータ駆動装置が駆動するモータ３（図１）とこのモータ３が駆動する圧縮機５（図１）は、図１４におけるエアコン室外機（コンデンサ）１４２に搭載されている。
＜モータとインバータの総合効率＞
　次に、モータとインバータの総合効率について説明する。
　図１５は、回転速度に対するモータとインバータの総合効率の例を示す図である。また、巻線状態とエアコンの能力（ＡＰＦの測定条件）も併記している。
　図１５において、特性線１５１は、従来（巻線切替しないモータ）の一般的なモータの総合効率を示している。
　また、特性線１５２は、本実施形態の巻線切替駆動装置が駆動するモータ（巻線切替のモータ）の直列接続時のモータを使用した効率、特性線１５３は、並列接続時のモータを使用した効率を示している。
　巻線切替をしないモータ（特性線１５１）の場合は、過負荷能力領域で駆動を確保する必要があるため、効率のピーク点をあまり低回転速度域に設定できない。
　このため、運転時間の長い最小能力域や中間能力域の効率向上が小さくなりＡＰＦも大幅な向上が望めない。
　これに対して、本実施形態の巻線切替駆動装置が駆動する巻線切替モータは、巻線を切替えることで効率のピーク点を変更できる。そのため、中間能力以下の領域では、直列接続（特性線１５２）に切替え効率のピーク値を低回転側に移動する。
　反対に、定格能力以上の能力を出力する場合は、定格能力の効率向上と過負荷能力域の駆動確保のため、並列接続（特性線１５３）に切替える。
　なお、図１５において、最小能力、中間能力、定格能力、過負荷能力と表記しているが、これらはＡＰＦの評価試験で定められた所定の項目である。例えば、定格能力は範囲を示しており、機器として記載された定格値と必ずしも一致しない。エアコンの場合においても、冷房や換気や暖房において定格値付近の特性は異なる。そのため評価試験における定格能力は図１５に示すような所定の範囲を有している。
　なお、中間能力は定格能力の概ね５０％と設定されている。また、定格能力と過負荷能力の中間の範囲は、評価試験においては、格別な名称のない範囲である。
　図１６は、モータの回転速度－トルク特性の概要を示す模式図である。また、併せてエアコンの能力域（最小能力、中間能力、定格能力、過負荷能力）が回転速度－トルク特性において、どの範囲に位置するかを示している。
　図１６において、特性線１７１が従来（巻線切替しないモータ）である。
　また、特性線１７２が本実施形態の巻線切替駆動装置が駆動するモータ（巻線切替のモータ）の直列接続時、特性線１７３が本実施形態の巻線切替駆動装置が駆動するモータ（巻線切替のモータ）の並列接続時のモータの特性である。
　図１６からも分かるように、モータの巻線を低負荷から高負荷に変わるにつれ、直列接続から、並列接続に適宜、切替えることで過負荷能力域を拡大することも可能である。
　以上の通り、巻線切替モータ及び起動法を適用することで、広範囲の負荷（回転速度と能力）に対応して効率向上が図れる。言い換えると、低中速域の高効率化と高速域の駆動範囲の拡大の両立をするとともに、差圧を維持した圧縮機を短時間で安定的に再起動する手法、及びそれを用いたモータ駆動装置並びに冷凍空調機器を提供することが可能となる。
　以上において、本発明の第１実施形態では、モータ巻線を切替えるタイミング（時機）をエアコンの中間条件と定格条件の間として説明した。ただし、具体的には、予め設定した回転速度やモータ電流値、あるいは、モータ出力、電圧飽和状態（誘起電圧が端子電圧を超える状態）を示す数値などを用いて巻線切替タイミングを判断すれば良い。
　特に、直列接続から並列接続に切替える場合は、電圧飽和領域で切替えると最大効率を維持できる。例えば、図１５の符号Ａで示したタイミングのように、直列接続（特性線１５２）と並列接続（特性線１５３）の効率曲線が交わる位置である。
　ただし、大規模なシステムであれば、システム駆動中に実際に効率を計算することで切替タイミングを決定することも可能である。
　また、巻線切替モータは、システムとして最大効率が得られるように、巻線仕様の設計をする必要ある。
（第２実施形態：巻線切替モータ駆動装置）
　本発明の第２実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置を図１７～２１を参照して説明する。
　第２実施形態は、第１実施形態の巻線切替モータ駆動装置のモータ駆動回路における整流回路の後段に昇圧回路１６（図１７）を追加し、かつモータの仕様も変更して、モータのより広範囲な高効率な駆動を目指したものである。
＜第２実施形態のモータ駆動装置の構成＞
　図１７は、第２実施形態の巻線切替モータ駆動装置のモータ駆動回路の構成例を示す図である。
　図１７において、図２の構成と異なる部分は、昇圧チョッパ回路（昇圧回路）１６が整流回路１０の後段に追加された部分である。
　追加された昇圧チョッパ回路１６は、昇圧リアクトル１６０、ダイオード１６１、スイッチング素子１６２を備えて構成されている。
　スイッチング素子１６２をスイッチング動作させることで、整流回路１０の出力電圧を昇圧することが可能である。図１７においては、基本的な昇圧チョッパ回路１６で記載しているが、インターリーブ方式やその他の昇圧回路を適用してもよい。
　なお、図１７において、図２と同一符号の回路、素子は、同一の機能、動作をするので、重複する説明は省略する。
＜第２実施形態のモータの巻線構造＞
　次に、第２実施形態のモータの巻線構造について説明する。
　図１８は、第２実施形態のモータの巻線が切り替わる構造と状態を示す図であり、（ａ）はＵ相、Ｖ相、Ｗ相がそれぞれ３つの巻線を直列に接続してＹ結線としたものであり、（ｂ）はＵ相、Ｖ相、Ｗ相のひとつずつの巻線でＹ結線とし、３つのＹ結線を並列に接続したものである。
　図１８の（ａ）は、モータ（３）の巻線Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、巻線Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３は、それぞれ直列に接続され、モータ駆動回路（１）の接続端子Ｕ、Ｖ、Ｗとの間にＹ結線が構成される（直列接続１Ｙ）。
　また、図１８の（ｂ）は、モータ（３）の巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１でひとつのＹ結線が構成され、巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２で２つ目のＹ結線が構成され、巻線Ｕ３、Ｖ３、Ｗ３で３つ目のＹ結線が構成されている（並列接続３Ｙ）。
　すなわち、第１実施形態では、２つの巻線の切り替えによる直列接続（１Ｙ）と並列接続（２Ｙ）としたが、第２実施形態では、３つの巻線の切り替えによる直列接続（１Ｙ）、並列接続（３Ｙ）とする。
　この３つの巻線による直列と並列の切り替えでは、直列接続と並列接続との特性の差がさらに顕著になるので、第２実施形態は、第１実施形態に比較して、低域および高域の回転速度のそれぞれの領域において、さらなるモータの効率向上が図れる。
　なお、図１８の（ａ）から（ｂ）への巻線切替回路（２）の具体的な回路構成については、実在することは自明であるが、煩雑であるので記載を省略する。
＜第２実施形態における起動時の波形＞
　図１９は、第２実施形態における起動時の起動方法の例と波形例を示す図である。
　第２実施形態においては、前記したように、モータ駆動回路に昇圧チョッパ回路１６を追加したこと、モータの巻線、および巻線切替回路を３つの巻線の直列と並列の切り替えにしたことであるが、さらに、起動時の手順を変えている。
　図１９に示す第２実施形態の起動時の波形が、図１１に示す第１実施形態の起動時の波形と異なるのは、位置決め処理を無くしたことである。
　モータの停止状態でもロータ位置が分かる場合には、位置決め処理は必ずしも必要でない。
　第２実施形態では、位置決め処理に変わり、初期位相検出パルスを出力し、そのときの端子電圧から初期位相を検出する初期位相検出処理を行い、検出した初期位相から１２０度通電で駆動するものである。
　１２０度通電動作以降の動作は、図１９と図１１と同じである。
＜第２実施形態のモータとインバータの総合効率＞
　図２０は、第２実施形態の回転速度に対するモータとインバータの総合効率の例を示す図である。また、図２０においては、モータ駆動回路における昇圧チョッパ回路１６の出力後の平滑回路１１の両端の直流電圧も併せて示している。なお、昇圧チョッパ回路１６を追加することで、前記の直流電圧を昇圧できる。
　また、第２実施形態では、図１８に示した通り、各相の巻線が３個ずつ（Ｕ１～Ｕ３、Ｖ１～Ｖ３、Ｗ１～Ｗ３）で、直列接続（１Ｙ）－並列接続（３Ｙ）切替を行うため、直列接続（１Ｙ）のときは第１実施形態の場合より更に低速設計が可能となる。
　すなわち、図２０に示す通り、直列接続時の効率曲線（特性線２０２）の効率ピーク値を最小能力側に移動できる。
　ここで、効率ピーク値を最小能力側に移動すると中間能力範囲では、弱め界磁制御を行う必要があり効率が低下してしまう。
　そこで、中間能力範囲で直流電圧を昇圧（特性線２０４）すると効率曲線は特性線２０２Ｂに示すとおり、弱め界磁制御分の損失が少なくなり効率向上が可能となる。
　定格条件では、図１８の（ｂ）に示すように並列接続（３Ｙ）に切替えることで、定格能力付近の効率向上を図る。なお、このときは直流電圧を昇圧しなくても（特性線２０５）、並列接続（３Ｙ）による効率向上がある。
　その後、回転速度が増加すると、中間能力時と同様に直流電圧の昇圧を行う（特性線２０６）ことで、過負荷能力域の効率向上及び過負荷能力領域を大幅に拡大する（特性線２０３→特性線２０３Ｂ）ことができる。
＜第２実施形態のモータの回転速度－トルク特性＞
　図２１は、第２実施形態のモータの回転速度－トルク特性の概要を示す模式図である。併せてエアコンの能力域（最小能力、中間能力、定格能力、過負荷能力）が回転速度－トルク特性において、どの範囲に位置するかを示している。
　図２１において、特性線２０１が従来（巻線切替しないモータ）の回転速度－トルク特性である。
　また、特性線２０２が第２実施形態の巻線切替駆動装置が駆動するモータ（巻線切替のモータ）の直列接続時の回転速度－トルク特性である。ただし、直流電圧を昇圧させている領域については、特性線２０２Ｂとして特性線２０２に付随して表記している。
　また、特性線２０３が第２実施形態の巻線切替駆動装置が駆動するモータ（巻線切替のモータ）の並列接続時の回転速度－トルク特性である。ただし、直流電圧を昇圧させている領域については特性線２０３Ｂとして特性線２０３に付随して表記している。
　図２１に示すように、特性線２０１で示す従来の巻線切替しないモータの特性に比較して、前記した直列接続（１Ｙ）－並列接続（３Ｙ）切替の巻線切替モータと昇圧動作を組み合わせることで、低速域の効率向上（特性線２０２、２０２Ｂ）と過負荷能力範囲を大幅に拡大（特性線２０３（２０３Ｂ））が図れる。
　さらに、図２１を図１６（直列接続（１Ｙ）－並列接続（２Ｙ）の切替のみ）を比較すれば、図２１に示す特性線２０２（２０２Ｂ）が、低速域においてはトルクを増大している。また、特性線２０３（２０３Ｂ）が、高速域においては高い回転速度の領域を広げている。
　すなわち、第２実施形態において、前記した直列接続（１Ｙ）－並列接続（３Ｙ）切替の巻線切替モータと昇圧動作を組み合わせることで、低速域の効率向上（特性線２０２、２０２Ｂ）と過負荷能力範囲を大幅に拡大（特性線２０３（２０３Ｂ））が図れる。
　なお、第２実施形態においては、第１実施形態の位置決めの方法ではなく、初期位相検出パルスによる方法に変えたが、この相違は、前記の図２１に示した回転速度－トルク特性には、無関係である。図２１に示した回転速度－トルク特性は、前記した直列接続（１Ｙ）－並列接続（３Ｙ）切替の巻線切替モータと昇圧動作を組み合わせによる特性であり、効果である。
（第３実施形態：巻線切替モータ駆動装置）
　次に、第３実施形態として、直列接続の巻線の半分の巻線と全部の巻線を使用する様に切替える構成について説明する。
　図２２は、本発明の第３実施形態に係る巻線切替モータ駆動装置１０３の構成例と、この巻線切替モータ駆動装置１０３が駆動制御するモータ（永久磁石同期モータ）３０と、このモータ３０が駆動する圧縮機５の全体の構成、関連を示す図である。
　図２２で、第１実施形態を示す図１と異なるのは、巻線切替モータ駆動装置１０３における巻線切替回路２０とモータ３０の構成である。
　第１、第２実施形態では、モータの巻線構造は並列接続と直列接続を切替えることを前提で述べているが、直列接続の巻線の例えば半分の巻線（誘起電圧が低くなる直列接続）と全部の巻線（誘起電圧が高くなる直列接続）を使用する様に切替える構成でも本願を適用できる。
　具体的には、図４の（ａ）の直列接続（１Ｙ）の図において、Ｕ相では巻線Ｕ１と巻線Ｕ２を直列接続した状態で使用する場合と、巻線Ｕ１と巻線Ｕ２の間に端子を設け、巻線Ｕ２のみを使用する場合である。
　また、Ｖ相、Ｗ相でも同様に切り替える。
　図２２に示す構成では、モータ３０の出力端子は６本（Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２）となり、図１のモータ３の出力端子の９本（図３）に比較して３本低減でき、圧縮機等モータを組込み機器のコスト低減に有利である。ただし、モータの巻線利用率は低下する。
（第４実施形態：冷凍空調機器）
　図１４において、第１実施形態の巻線切替モータ駆動装置１００によってモータ３を駆動し、このモータによって圧縮機５を稼動し、この圧縮機５を搭載したエアコン（１４１、１４２：冷凍空調機器）を示した。
　このように、第１～第３実施形態の巻線切替モータ駆動装置（１００、１０３）によってモータ（３、３０）を駆動し、このモータによって圧縮機５を稼動し、この圧縮機５を備えた冷凍空調機器は、モータの低速域、高速域における前記した特性向上により、性能が向上することが期待できる。
　なお、冷凍空調機器は、前記したエアコンには限らない。ビル用マルチ エアコン、冷凍機、冷水機、製氷機、チラー、自動販売機、食品売り場ショーケース等の各種の冷凍空調機器およびその範疇に属する機器が対象となる。
（その他の実施形態）
　以上、本発明の実施形態について図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
《３段階の直並列巻線切替方法》
　第１、第２実施形態においては、巻線を直列と並列の２段階に切り替える方法について説明したが、切り替えは２段階に限定されない。次に３段階の直並列巻線切替方法について説明する。
　図２６は、Ｕ相における３段階の直並列巻線切替方法を説明する図であり、（ａ）はＵ１～Ｕ４の巻線が直列に接続され、（ｂ）はＵ１、Ｕ２およびＵ３、Ｕ４がそれぞれ並列に接続され、（ｃ）はＵ１～Ｕ４の巻線がすべて並列に接続されていることを示している。
　図２６の（ａ）は、Ｕ１～Ｕ４の巻線がすべて直列に接続されているので、モータは低回転速度域での特性にすぐれ、（ｃ）はＵ１～Ｕ４の巻線がすべて並列に接続されているので、モータは高回転速度域での特性にすぐれている。
　ただし、図２６の（ａ）のＵ１～Ｕ４の巻線がすべて直列に接続された状態から（ｃ）のＵ１～Ｕ４の巻線がすべて並列に接続された状態にすると、その切り替え時において特性の変動が大きい場合がある。
　この急激な特性の変動を軽減するために、図２６の（ｂ）においては、Ｕ１、Ｕ２の巻線、およびＵ３、Ｕ４の巻線をそれぞれ並列に接続し、これらの２つの並列に接続された巻線同士を直列に接続する構成としている。
　すなわち、図２６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の構成を、負荷の状況に応じて順次移行、あるいは選択することにより、より望ましい特性が得られる。
　なお、図２６においては、３段階に移行する例をあげたが、４段階以上に移行させてもよい。
《巻線の部分を半分以外に利用する方法》
　第３実施形態において、図４の（ａ）のＵ相における巻線Ｕ１、Ｕ２を直列接続した状態で使用する場合と、巻線Ｕ１と巻線Ｕ２の間に端子を設け、巻線Ｕ２のみを使用する場合について説明したが、２つの巻線Ｕ１、Ｕ２の場合について限定されない。
　図１８の（ａ）のように、Ｕ相において巻線Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３を３つ直列接続した場合と、巻線Ｕ２、Ｕ３の２つ直列接続した場合と、巻線Ｕ３のみを使用する場合を、切り替えて使い分ける方法もある。
《Δ結線における方法》
　第１実施形態の図４、および第２実施形態の図１８では、Ｙ結線において、直列接続と並列接続を切り替える方法を説明したが、Ｙ結線には限定されない。
　Ｕ相の巻線Ｕ１、Ｕ２を直列に接続し、また同様にＶ相の巻線Ｖ１、Ｖ２を直列、Ｗ相の巻線Ｗ１、Ｗ２を直列に接続して、それぞれ直列に接続したＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線でΔ結線を構成する。
　そして、次に切り替える方法として、巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１で第１のΔ結線を構成し、巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２で第２のΔ結線を構成し、第１のΔ結線Ｙ結線と第２のΔ結線を並列状態で接続する。
　このように、Ｙ結線のみならずΔ結線で直列接続と並列接続を切り替える方法もある。
《Ｙ結線とΔ結線を混在させる方法》
　以上において、Ｙ結線で直列接続と並列接続を切り替える方法と、Δ結線で直列接続と並列接続を切り替える方法について説明したが、Ｙ結線とΔ結線を混在させる方法もある。
　Ｙ結線で直列接続する場合を最も低回転速度域とし、Δ結線で並列接続する場合を最も高回転速度域とする。そして、Δ結線で直列接続やＹ結線で並列接続を前記の回転速度の中間域とする方法もある。
《冷凍空調機器以外の機器》
　第４実施形態においては、第１～第３実施形態の巻線切替モータ駆動装置（１００、１０３）によってモータ（３、３０）を駆動し、このモータによって圧縮機５を稼動し、この圧縮機５を搭載した冷凍空調機器について説明した。
　しかし、第１～第３実施形態の巻線切替モータ駆動装置は、モータを駆動する場合に効果があるので、第１～第３実施形態の巻線切替モータ駆動装置（１００、１０３）およびモータ（３、３０）を応用する機器は、冷凍空調機器に限定されない。
　巻線の切り替え時において、一時、モータが停止することを許容されるならば、モータを使用する機器において、第１～第３実施形態の巻線切替モータ駆動装置および巻線切替モータの駆動方法は、有効で広く活用できる。
（モータの起動法の比較例）
　次に、本発明の巻線切替モータ駆動装置および巻線切替モータの駆動方法の特徴をより分かりやすくするために、モータの起動法の比較例をあげてその特徴を説明する。
　図２７は、比較例のモータの起動法を説明する図である。なお、図２７に示す起動方法は、位置センサレス制御の方式である。
　図２７において、横軸は時間の経緯である。縦軸は上から回転速度指令、電流指令（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）、モータ電流（Ｕ相電流）を示している。
　位置センサレス制御の方式は、誘起電圧を利用した方式のため、停止時並び極低速時にはロータの位置を検出できない。そのため、位置決め、同期運転と呼ぶ処理が必要になる。位置決め処理は、モータ巻線の所定の相に直流電流を流しロータを所定の位置に引き付ける処理である。
　比較例では、Ｕ相からＶ相とＷ相に電流を流す。このとき、ロータが所定の位置付近に来ないと同期運転処理に移行してもロータが回転しない。
　そのため、図２７に示すように、モータに最大トルクが印加されていると想定し最大電流を流す（Ｉｄ＊最大値、特性線２７１）。
　同期運転処理は、当該処理で所定の位置に位置決めされた位相から交流電流を流しながら周波数を増加させていく処理である。交流電流が流れることで回転トルクが発生しモータが回り始める。
　ただし、前記の同期運転はオープンループのため、モータの発生トルクに対して負荷トルクが大きいとすぐに脱調（停止）してしまう。
　そのため、モータに最大トルクが印加されていると想定し最大電流を流す（Ｉｄ＊最大値）設定としている。
　しかし、負荷トルクが小さかった場合、モータの発生トルクが過大となり、急加速が発生するなど不安定となる。
　回転速度が増加したところで、位置センサレス制御（センサレス運転）に移行する。
　以上のように、永久磁石同期モータを位置センサレス制御で駆動するためには、位置決め、同期運転が不可欠である。
　比較例の技術を空調機の圧縮機駆動装置として適用した場合、過大な差圧が付いた状態では圧縮機を駆動できないため、一定時間圧縮機を停止する処理が設定されている。
　図２８は、比較例を用いた場合の空調機の能力と圧縮機の吐出圧力、吸込圧力の関係を示す図である。
　図２８において、横軸は時間の経緯であり、縦軸に空調機の能力と圧縮機の吐出圧力、吸込圧力の関係を示している。また、併せて圧縮機の停止時間も示している。
　前記したように、比較例の起動法を使用している場合、所定の時間（圧縮機停止時間２８１）圧縮機を停止させ、吐出圧力２８３と吸込圧力２８２をバランスさせてから起動する。そのため、空調機の能力２８４は、停止前の能力に到達するまでに時間がかかる。
（本発明の第１実施形態と比較例との対比）
　なお、比較例の各特性の関係を示す図２８と、本発明の第１実施形態の各特性の関係を示す図１３とを比較すると、図１３の圧縮機停止時間１３１は、図２８の圧縮機停止時間２８１より大幅に短時間となっている。
　そのため、本発明の第１実施形態の巻線切替モータ駆動装置および巻線切替モータの駆動方法を用いるとモータ３（図１）、および圧縮機５（図１）は、短時間で安定的に再起動ができる。
　１　モータ駆動回路
　２、２０　巻線切替回路
　３、３０　永久磁石同期モータ、モータ
　４　制御回路
　５　圧縮機
　１０　整流回路
　１１　平滑回路
　１２　インバータ回路
　１３　電流検出回路
　１４　端子電圧検出回路
　１４Ｒ　抵抗
　１５　直流電圧検出回路
　１６　昇圧回路、昇圧チョッパ回路
　２１、２２、２３、２４　スイッチ
　１００、１０３　巻線切替モータ駆動装置
　１４１　エアコン室内機（冷凍空調機器）
　１４２　エアコン室外機（冷凍空調機器）
　１６０　昇圧リアクトル
　１６１　ダイオード
　１６２　スイッチング素子
　４０１　Ｉｑ＊設定処理
　４０１Ａ　速度制御処理
　４０１Ｂ　初期値選択処理
　４０１Ｃ　１２０度初期値処理
　４０１Ｄ　１８０度初期値処理
　４０２　電流制御処理
　４０３　ベクトル演算処理
　４０４　１８０度通電速度／位置推定処理
　４０５　１２０度通電速度／位置推定処理
　４０６　電圧演算処理
　４０７　電圧指令選択／パターン発生処理
　４０８　ＰＷＭ信号出力処理
　４０９　通電方式切替判定処理
　４１０　速度選択処理
　４１１　電流再現処理
　４１２　Ｉｄ＊設定処理
　Ｕ１～Ｕ３、Ｖ１～Ｖ３、Ｗ１～Ｗ３　巻線、巻線

Claims (13)

  1. 　永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動回路と、
    　前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替える巻線切替回路と、
    　前記モータ駆動回路と前記巻線切替回路を制御する制御回路と、
    　を備え、
    　前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータを停止させ、前記制御回路の制御によって前記巻線切替回路が前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替え、前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータの再起動を行う際に、前記制御回路が前記永久磁石同期モータのモータ電流初期値を、停止前のモータ電流値と前記巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記制御回路により制御されることによって前記モータ駆動回路は、
    　前記永久磁石同期モータの再起動後の通電方式として、１２０度通電方式と１８０度通電方式の２種類の通電方式を有し、
    　前記１２０度通電方式と前記１８０度通電方式とを切替える際に、前記２種類の通電方式の切替え後のモータ電流初期値を、前記通電方式の切替え前のモータ電流値を基に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  3. 　請求項２において、
    　前記通電方式の切替え後のモータ電流初期値を前記停止前のモータ電流初期値、または前記通電方式の切替え前のモータ出力トルクと同一もしくはそれ以上とするモータ電流初期値に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  4. 　請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、
    　前記巻線切替回路は、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を直列接続と並列接続とに切替える
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  5. 　請求項１乃至請求項３のいずれか一項において、
    　前記巻線切替回路は、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を、誘起電圧が高くなる直列接続と誘起電圧が低くなる直列接続とに切替える
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  6. 　請求項１において、
    　前記巻線切替回路は、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を誘起電圧が高くなる接続から誘起電圧が低くなる接続に切替え、かつ切替える時機は前記誘起電圧が巻線の端子電圧を超える飽和状態である
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  7. 　請求項１において、
    　前記モータ駆動回路は、昇圧回路を有し、
    　前記永久磁石同期モータの負荷または回転速度の増大に応じて、前記昇圧回路の電圧を上昇させる
    ことを特徴とする巻線切替モータ駆動装置。
  8. 　永久磁石同期モータからなる巻線切替モータの制御方法であって、
    　モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータを駆動し、
    　前記巻線切替回路が前記永久磁石同期モータの巻線を切替え、
    　制御回路が前記モータ駆動回路と前記巻線切替回路を制御し、
    　前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータを停止させ、前記制御回路の制御によって前記巻線切替回路が前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替え、前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータの再起動を行う際に、前記制御回路が前記永久磁石同期モータのモータ電流初期値を、停止前のモータ電流値と前記巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータの駆動制御方法。
  9. 　請求項８において、
    　前記制御回路により制御されることによって前記モータ駆動回路は、
    　前記永久磁石同期モータの再起動後の通電方式として、１２０度通電方式と１８０度通電方式の２種類の通電方式を有し、
    　前記１２０度通電方式と前記１８０度通電方式とを切替える際に、前記２種類の通電方式の切替え後のモータ電流初期値を、前記通電方式の切替え前のモータ電流値を基に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータの駆動制御方法。
  10. 　請求項９において、
    　前記通電方式の切替え後のモータ電流初期値を前記停止前のモータ電流初期値、または前記通電方式の切替え前のモータ出力トルクと同一もしくはそれ以上とするモータ電流初期値に設定する
    ことを特徴とする巻線切替モータの駆動制御方法。
  11. 　請求項８乃至請求項１０のいずれか一項において、
    　前記巻線切替回路は、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を直列接続と並列接続とに切替える
    ことを特徴とする巻線切替モータの駆動制御方法。
  12. 　永久磁石同期モータと、
    　前記永久磁石同期モータを駆動するモータ駆動回路と、前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替える巻線切替回路と、前記モータ駆動回路と前記巻線切替回路を制御する制御回路と、を具備する巻線切替モータ駆動装置と、
    　前記永久磁石同期モータが駆動する圧縮機と、
    を備え、
    　前記巻線切替モータ駆動装置の前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータを停止させ、前記制御回路の制御によって前記巻線切替回路が前記永久磁石同期モータの巻線の結線を切替え、前記制御回路の制御によって前記モータ駆動回路が前記永久磁石同期モータの再起動を行う際に、前記制御回路が前記永久磁石同期モータのモータ電流初期値を、停止前のモータ電流値と前記巻線の結線状態とから算出したモータ電流値以上に設定する
    ことを特徴とする冷凍空調機器。
  13. 　請求項１２において、
    　前記制御回路により制御されることによって前記モータ駆動回路は、
    　前記永久磁石同期モータの再起動後の通電方式として、１２０度通電方式と１８０度通電方式の２種類の通電方式を有し、
    　前記１２０度通電方式と１８０度通電方式とを切替える際に、前記通電方式の切替え後のモータ電流初期値を、前記通電方式の切替え前のモータ電流値を基に設定する
    ことを特徴とする冷凍空調機器。
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