WO2015083477A1 - 電動機駆動装置 - Google Patents

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WO2015083477A1
WO2015083477A1 PCT/JP2014/079282 JP2014079282W WO2015083477A1 WO 2015083477 A1 WO2015083477 A1 WO 2015083477A1 JP 2014079282 W JP2014079282 W JP 2014079282W WO 2015083477 A1 WO2015083477 A1 WO 2015083477A1
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WO
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phase
period
reflux
reflux period
inverter current
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/079282
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English (en)
French (fr)
Inventor
利貞 三井
宮崎　英樹
和人 大山
慎吾 西口
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立オートモティブシステムズ株式会社 filed Critical 日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/03—Motors with neutral point disassociated, i.e. the windings ends are not connected directly to a common point

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • Patent Document 1 an apparatus for performing drive control of a motor in which windings of motor stators of each phase are independent.
  • a PWM drive control signal for each phase is generated based on a duty command value, and an inverter for each phase is controlled using this. Therefore, a non-reflux period in which electric current flows through the inverter and power is supplied to the motor winding, and a return period in which electric current flowing through the inverter becomes zero and no electric power is supplied to the motor winding overlap each other in the three phases. May end up. In such a case, the current ripple of the motor increases, and the amount of charge and discharge of the smoothing capacitor connected to the motor increases, which may cause an excessive temperature rise of the smoothing capacitor.
  • An electric motor driving device is connected to an electric motor having a three-phase independent winding on a stator, and drives the electric motor by individually controlling the voltage of each independent winding of the electric motor, A pair of buses connected to the positive electrode side and the negative electrode side of the battery, a smoothing capacitor connected between the pair of buses, and each of the independent windings, respectively, between the pair of buses, respectively A connected three-phase single-phase inverter, and a gate for controlling a non-reflux period in which an inverter current flows through the pair of buses and a return period in which the inverter current does not flow for each of the single-phase inverters A controller that outputs a signal, and the controller outputs the gate signal by shifting the non-reflux period of each phase from each other.
  • an excessive temperature rise of the smoothing capacitor can be prevented.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the system configuration
  • FIG. 1 is a diagram showing a system configuration of an inverter 100 as an application example of an electric motor apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • An inverter 100 shown in FIG. 1 includes a P bus 101 connected to a positive electrode side of a battery (not shown) via a P bus terminal 1, and an N bus 102 connected to a negative electrode side of the battery via an N bus terminal 2. have.
  • a direct current voltage Ed is supplied between the P bus 101 and the N bus 102 by this battery.
  • DC power is exchanged between the inverter 100 and the battery.
  • a relay (not shown) for switching on and off according to the operating state of the system may be provided between the inverter 100 and the battery.
  • the inverter 100 also has AC terminals 3, 4, 5, 6, 7 and 8 for connection to an AC motor (hereinafter simply referred to as a motor) 200.
  • a motor an AC motor
  • the motor 200 includes a machine output shaft 300.
  • a load (not shown) is connected to the machine output shaft 300, machine outputs are exchanged between the motor 200 and the load.
  • a smoothing capacitor 110 for smoothing the battery current Ib flowing from the battery is connected between the P bus 101 and the N bus 102. Downstream of the smoothing capacitor 110, three single-phase inverters 160, 170, and 180 are connected between the P bus 101 and the N bus 102, and each single-phase inverter is connected to the P bus 101 and the N bus 102. Inverter currents Idu, Idv, and Idw are exchanged. As shown in FIG. 1, the polarity of the inverter currents Idu, Idv, Idw is determined such that the direction from the P bus 101 to the N bus 102 is positive and the opposite direction is negative.
  • Equation (1) since the average value of the smoothing capacitor current Ic is zero, the average value of the current Id of the common bus line substantially matches the battery current Ib. That is, the difference between the common bus current Id and the average value thereof substantially matches the ripple of the smoothing capacitor current Ic.
  • the motor 200 has three-phase independent windings 210, 220, and 230 on the stator. As shown in FIG. 1, the U-phase independent winding 210 is connected to the single-phase inverter 160 via AC terminals 3 and 4, and the V-phase independent winding 220 is connected to the single-phase inverter 160 via AC terminals 5 and 6.
  • the W-phase independent winding 230 is connected to the single-phase inverter 180 via the AC terminals 7 and 8.
  • the independent windings 210, 220, and 230 are windings that are not electrically connected to each other and do not allow current to flow into and out of them. That is, the current that has passed through each independent winding in the motor 200 flows out of the motor 200 without passing through any other independent winding.
  • Current sensors 141, 142, and 143 are provided between the single-phase inverters 160, 170, and 180 and the AC terminals 3, 4, 5, 6, 7, and 8, respectively, as illustrated.
  • Current sensors 141, 142, and 143 measure winding currents Iu, Iv, and Iw flowing through the independent windings 210, 220, and 230 of motor 200, respectively, and the measured values Iu ⁇ , Iv ⁇ , and Iw ⁇ are controlled by a controller. 150 respectively.
  • the controller 150 generates the gate signals Gu, Gv, Gw for each phase based on the winding current measurement values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ input from the current sensors 141, 142, 143, respectively. It outputs to phase inverter 160,170,180, respectively. For example, based on the operation command of the motor 200 input from a host controller (not shown) and the current measured values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ from the current sensors 141, 142, 143, a well-known calculation method is used.
  • a target voltage Vu * for the U-phase independent winding 210, a target voltage Vv * for the V-phase independent winding 220, and a target voltage Vw * for the W-phase independent winding 230 are calculated. Then, gate signals Gu, Gv, and Gw are generated according to the calculated target voltages Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the controller 150 uses the measured values Iu ⁇ , Iv ⁇ , and Iw ⁇ of the winding current when generating the gate signals Gu, Gv, and Gw corresponding to the target voltages Vu *, Vv *, and Vw *. Then, processing for improving the ripple of the current Id of the common bus is performed. This point will be described in detail later.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an electrical configuration of the single-phase inverter 160 and the independent winding 210.
  • the single-phase inverter 170 and the independent winding 220 and the single-phase inverter 180 and the independent winding 230 also have the same electrical configuration. Therefore, hereinafter, the operations of the single-phase inverters 160, 170, and 180 will be described using the electrical configuration of the single-phase inverter 160 and the independent winding 210 shown in FIG. 2 as a representative example.
  • the single-phase inverter 160 has switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 and feedback diodes 121, 122, 123, and 124 connected to the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, respectively.
  • a bridge circuit as shown in FIG. 2 is formed. This bridge circuit is connected between both terminals of the independent winding 210, and applies a voltage Vu to the independent winding 210 in accordance with the state of each switch element Q1, Q2, Q3, Q4.
  • the polarity of the voltage Vu is as shown in the figure.
  • the gate signal Gu output from the controller 150 is decomposed by the signal separator 126 in the single-phase inverter 160 into gate signals G1, G2, G3, and G4 for the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
  • the states of the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are determined by the gate signals G1, G2, G3, and G4, respectively.
  • FIG. 3 shows the states of the switch elements Q1, Q2, Q3, Q4 in the bridge circuit shown in FIG. 2, the applied voltage Vu to the independent winding 210, and the inverter current flowing through the single-phase inverter 160 according to this voltage Vu.
  • surface which shows the relationship with Idu.
  • combinations of states that can be taken by the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are represented as switch modes M1, M2, M3, and M4.
  • the polarity of the winding current Iu flowing through the independent winding 210 and the polarity of the voltage Vu applied to the independent winding 210 are respectively determined as shown in FIG. To do.
  • the switch mode M1 is (1001), which indicates that the switch element Q1 is on, the switch element Q2 is off, the switch element Q3 is off, and the switch element Q4 is on.
  • the period in which the switch mode M1 or M2 is selected among the switch modes shown in the table of FIG. 3 is a so-called non-reflux period. During this period, depending on the polarity of the applied voltage Vu, the winding current Iu or the current ⁇ Iu obtained by inverting the polarity flows to the single-phase inverter 160 as the inverter current Idu via the P bus 101 and the N bus 102.
  • the period in which the switch mode M3 or M4 is selected is a reflux period. During this period, no current flows through the single-phase inverter 160, and therefore the inverter current Idu is zero.
  • the virtual ground potential 125 shown in FIG. 2 is a reference potential virtually determined such that the potential of the P bus 101 is + Ed / 2 and the potential of the N bus 102 is ⁇ Ed / 2.
  • the left side of the independent winding 210 that is, the potential between the switching elements Q1 and Q2 is the voltage Vul
  • the right side of the independent winding 210 that is, the potential between the switching elements Q3 and Q4 is a voltage.
  • Vur Vur.
  • the relationship of the following formula (3) is established between these voltages and the applied voltage Vu of the independent winding 210.
  • Vu Vul-Vur (3)
  • the instantaneous value of the applied voltage Vu applied to the independent winding 210 is determined by PWM (Pulse Width Modulation) generally used in motor control. Specifically, a period in which the voltage level + Ed occurs in the independent winding 210, a period in which the voltage level zero occurs, and a period in which the voltage level ⁇ Ed occurs according to the target voltage Vu * in a predetermined time unit.
  • the instantaneous value of the voltage Vu is determined by time distribution. At this time, the length of each period is determined so that the average value of the voltage Vu in each time unit matches the target voltage Vu *.
  • the switch mode M1 is used to set the voltage Vu of the independent winding 210 to + Ed, and the switch mode M3 or M4 is used to set the voltage level to zero.
  • Switch mode M2 is used to set -Ed to.
  • the length of the time unit is determined according to the period of the carrier wave used in the PWM control. Specifically, one period of the carrier wave corresponds to one time unit. That is, in the case of PWM control using an outer edge modulation method or an inner edge modulation method in which a sawtooth wave is used as a carrier wave, each of the sawtooth waves corresponds to a time unit. Further, in the case of PWM control using a double-sided modulation method in which a triangular wave is used as a carrier wave, each of the triangular waves, or each of the rising and falling periods of the triangular wave corresponds to a time unit.
  • the target voltage Vu * when the target voltage Vu * is a positive voltage, only two periods, that is, a period when the voltage Vu of the independent winding 210 is + Ed and a period when it is zero are used. These periods are allocated in time according to the target voltage Vu *. Conversely, when the target voltage Vu * is a negative voltage, only two periods are used, the period in which the voltage Vu of the independent winding 210 is zero and the period in which -Ed is set, and these periods are used in the time unit. Is distributed according to the target voltage Vu *. Therefore, the polarity of the inverter current Idu flowing through the single-phase inverter 160 during the non-reflux period is fixed to either positive or negative except for the timing at which the positive / negative of the target voltage Vu * is switched.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a representative example of each waveform of the voltage target Vu *, the winding current Iu, and the inverter current Idu.
  • the upper stage shows waveform examples of the winding current Iu and the voltage target Vu *
  • the lower stage shows waveform examples of the inverter current Idu at the same timing.
  • the winding current Iu and the voltage target Vu * are both positive.
  • the inverter current Idu becomes + Iu during the non-reflux period and becomes zero during the return period. Therefore, the waveform of the inverter current Idu is a positive substantially strip-like waveform as shown in the lower part of FIG.
  • the winding current Iu is positive and the voltage target Vu * is negative.
  • the inverter current Idu becomes ⁇ Iu during the non-reflux period and becomes zero during the return period. Therefore, the waveform of the inverter current Idu is a negative, substantially strip-like waveform as shown in the lower part of FIG.
  • both the winding current Iu and the voltage target Vu * are negative.
  • the inverter current Idu becomes ⁇ Iu during the non-reflux period and becomes zero during the return period. Therefore, the waveform of the inverter current Idu is a positive, substantially strip-like waveform as in the period (1).
  • the winding current Iu is negative and the voltage target Vu * is positive.
  • the inverter current Idu becomes + Iu during the non-reflux period and becomes zero during the return period. Therefore, the waveform of the inverter current Idu is a negative, substantially strip-like waveform as in the period (2).
  • the inverter currents Idu, Idv, Idw flowing through the single-phase inverters 160, 170, 180 in the non-refluxing period all have the same polarity, and the non-refluxing period and the reflux period of each phase are mutually different. May overlap. In such a case, the ripple level of the current Id flowing through the common bus to which the single-phase inverters 160, 170, 180 are connected becomes excessively large. Therefore, there is a problem in that the smoothing capacitor 110 is excessively charged / discharged and the temperature of the smoothing capacitor 110 is unnecessarily increased.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the current Id flowing through the common bus and the current Ic flowing through the smoothing capacitor 110.
  • the state of change of the current Id is shown in the upper stage and the state of change of the current Ic is shown in the lower stage for time units of two cycles.
  • Inverter currents Idu, Idv, Idw flowing through the single-phase inverters 160, 170, 180 are respectively shown. These correspond to the strip-shaped waveforms illustrated in FIG. Moreover, the thick broken line in a figure has shown the average electric current in a time unit.
  • the right end positions of the blocks B1, B2, and B3 are all the end time of the first time unit (start time of the next time unit) t2, and the right end positions of the blocks B4, B5, and B6 are , Both are the end time t3 of the next time unit. That is, for all single-phase inverters 160, 170, 180, the end time of the non-refluxing period is fixed to the end time t2, t3 of each time unit. Therefore, regardless of the length of the non-reflux period indicated by the width of each block, there are periods T1 and T2 in which the current Id of the common bus peaks in the vicinity of the end time of each time unit.
  • the period TT1 from the start time t1 in the first time unit is a period in which none of the blocks B1, B2, and B3 exists
  • the period TT2 from the start time t2 in the next time unit is the block B4, This is a period in which neither B5 nor B6 exists. That is, in these periods, the reflux periods of all the single-phase inverters 160, 170, 180 overlap, and the start time is fixed to the start time of the time unit. Therefore, the current Id of the common bus becomes zero at the start time of each time unit.
  • the current Id flowing through the common bus greatly increases / decreases within each time unit, and the fluctuation of the charging / discharging current Ic of the smoothing capacitor 110 also increases correspondingly as shown in the lower part of FIG. Therefore, the charge / discharge amount of the smoothing capacitor 110 is increased, and the heat generation of the smoothing capacitor 110 is accelerated.
  • Such a problem may occur in the conventional PWM control.
  • the single-phase inverters 160, 170, and 180 have the same carrier wave, such a phenomenon is likely to occur.
  • the value of the current Id indicated by a broken line in the upper part of FIG. 5 represents the height when the blocks B1, B2, and B3 and the blocks B4, B5, and B6 are arranged in the time unit.
  • the average value of Id is shown. The difference between this average value and the instantaneous value of the current Id on the common bus corresponds to the current Ic flowing through the smoothing capacitor 110.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an example of the non-reflux period rearrangement method according to the present invention.
  • the upper part of FIG. 6 shows how blocks B1, B2, and B3 shown in the upper part of FIG. 5 are rearranged in the first time unit, and blocks B4, B5, and B6 are rearranged in the next time unit. Yes.
  • the block B3 is fixed at the original position, and the blocks B1 and B2 are moved within the remaining reflux period corresponding thereto.
  • the block B6 is fixed at the original position, and the blocks B4 and B5 are moved within the remaining reflux period corresponding thereto.
  • block B5 the portion that cannot be rearranged within the reflux period is divided and overlaid on blocks B4 and B6, respectively.
  • FIG. 6 shows the charge / discharge current Ic of the smoothing capacitor 110 after rearrangement.
  • the fluctuation range is generally smaller. Therefore, it can be seen that charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be reduced and an increase in temperature of the smoothing capacitor 110 can be suppressed.
  • the rearrangement in the non-reflux period as described above can be realized, for example, by advancing (advancing) or delaying (retarding) the phase of the PWM carrier wave.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining another example of the non-reflux period rearrangement method according to the present invention.
  • blocks B1, B2, and B3 shown in the upper part of FIG. 5 are rearranged in the first time unit by a method different from that described in FIG. 6, and blocks B4, B5, and B6 are It shows a state of rearrangement within the time unit.
  • the start position of block B2 is set to the start time of the time unit
  • the end position of block B3 is set to the end position of the time unit.
  • the start position of block B5 is set to the start time of the time unit
  • the end position of block B6 is set to the end position of the time unit.
  • the rearrangement of the non-reflux period as described above can also be realized by, for example, the advance or delay of the PWM carrier wave, as in the method described with reference to FIG. Further, unlike the method described with reference to FIG. 6, it is not necessary to adjust the PWM carrier wave for each time unit. For example, the phase of the carrier wave may be determined once when the system is activated. Therefore, it is realizable by simpler control.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an internal configuration of the controller 150 for realizing the rearrangement of the non-reflux period described above.
  • the controller 150 includes PWM counters 151, 152, 153 and PWM counters 151, 152, 153 respectively corresponding to the U phase, V phase, and W phase, as shown in FIG.
  • the U-phase target voltage Vu *, the V-phase target voltage Vv *, and the W-phase target voltage Vw * calculated by a calculator are input to the PWM counters 151, 152, and 153, respectively. Is done. These target voltages Vu *, Vv *, and Vw * are also input to the carrier advance angle adjuster 158.
  • the carrier wave advance adjuster 158 is based on the measured values Iu ⁇ , Iv ⁇ , Iw ⁇ of the winding currents input from the current sensors 141, 142, 143 and the target voltages Vu *, Vv *, Vw *, respectively. Then, advance angle instruction values Ta, Tb, Tc for performing the rearrangement in the non-reflux period as described above are calculated, and these are output to the carrier wave generator 157.
  • the advance angle instruction value Ta is an instruction value for adjusting the non-reflux period of the U phase
  • the advance angle instruction value Tb is an instruction value for adjusting the non-reflux period of the V phase
  • Tc is an instruction value for adjusting the non-reflux period of the W phase.
  • the carrier wave generator 157 generates PWM carrier waves Ca, Cb, Cc having an amplitude of 1 based on the advance angle instruction values Ta, Tb, Tc input from the carrier wave advance angle adjuster 158, and a multiplier 154. , 155 and 156, respectively. Specifically, the phases of the carrier waves Ca, Cb, and Cc are adjusted according to the following equations (4), (5), and (6) using the advance angle instruction values Ta, Tb, and Tc. As shown in FIG. 8, the carrier waves Ca, Cb, Cc are constituted by a pair of triangular waves whose phases are shifted from each other by a half cycle.
  • Ca f (t + Ta) (4)
  • Cb f (t + Tb) (5)
  • Cc f (t + Tc) (6)
  • the multipliers 154, 155, and 156 multiply the carrier waves Ca, Cb, and Cc input from the carrier wave generator 157 by values Ed / 2 that are half the battery voltage Ed, respectively, thereby obtaining carrier waves Ca, Cb,
  • the amplitude of Cc is adjusted and output to PWM counters 151, 152, and 153, respectively.
  • PWM counter 151 generates gate signal Gu based on carrier wave Ca whose amplitude is adjusted by multiplier 154 and target voltage Vu *.
  • the PWM counter 152 generates the gate signal Gv based on the carrier wave Cb whose amplitude is adjusted by the multiplier 155 and the target voltage Vv *.
  • the PWM counter 153 generates the gate signal Gw based on the carrier wave Cc whose amplitude is adjusted by the multiplier 156 and the target voltage Vw *.
  • the generated gate signals Gu, Gv, Gw are output to the single-phase inverters 160, 170, 180 of FIG.
  • PWM counters 151, 152, and 153 The operation of the PWM counters 151, 152, and 153 will be further described. Note that the PWM counters 151, 152, and 153 generate gate signals Gu, Gv, and Gw, respectively, by the same operation. Therefore, the operation will be described below using the PWM counter 151 as a representative example.
  • the PWM counter 151 generates a gate signal Gu using the carrier wave Ca after amplitude adjustment input from the multiplier 154.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 of the single-phase inverter 160 are turned on or off, respectively, so that the above expression ( Voltages Vul and Vur corresponding to the target voltages Vul * and Vur * represented by 7) are generated. That is, the PWM counter 151 ignites or extinguishes the switch elements Q1, Q2, Q3, and Q4 of the single-phase inverter 160 via the gate signal Gu, and thereby the voltage Vul corresponding to the target voltages Vul * and Vur *. , Vur are generated on both sides of the independent winding 210. In this way, the voltage Vu corresponding to the target voltage Vu * is applied to the independent winding 210.
  • FIG. 9 shows an example of voltages Vul and Vur applied to both sides of the independent winding 210 with respect to the target voltages Vul * and Vur * in order to explain a method of determining the gate signal Gu by the PWM counter 151.
  • FIG. FIG. 9A in the upper stage shows the relationship between the PWM carrier wave and the target voltages Vul * and Vur *
  • FIG. 9B in the lower stage shows how the voltages Vul and Vur change.
  • the triangular wave indicated by the solid line represents the triangular wave that is used to generate the voltage Vul among the pair of triangular waves input to the PWM counter 151 as the carrier wave Ca after amplitude adjustment.
  • the PWM counter 151 compares the target voltage Vul * with this triangular wave voltage Va1. If Vul *> Va1, the switch element Q1 is turned on and the switch element Q2 is turned off in order to set the voltage Vul to + 1 / 2Ed. The gate signal Gu is output. On the other hand, if Vul * ⁇ Va1, in order to set the voltage Vul to ⁇ 1 / 2Ed, the gate signal Gu for turning off the switch element Q1 and turning on the switch element Q2 is output.
  • the other triangular wave indicated by a broken line is the triangular wave used for generating the voltage Vur among the pair of triangular waves input to the PWM counter 151 as the carrier wave Ca after amplitude adjustment.
  • the PWM counter 151 compares the target voltage Vur * with the triangular wave voltage Va2, and if Vur *> Va2, the switch element Q3 is turned on and the switch element Q4 is turned off in order to set the voltage Vur to + 1 / 2Ed.
  • the gate signal Gu is output.
  • Vur * ⁇ Va2 the gate signal Gu for turning off the switch element Q3 and turning on the switch element Q4 is output in order to set the voltage Vur to ⁇ 1 / 2Ed.
  • the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are switched four times in total during one cycle of the carrier wave Ca, so that the switching loss increases. Therefore, normally, the target voltage Vul *, Vur * is shifted as a whole, and the target voltage Vul * or Vur * is fixed to the upper end or lower end side of the carrier Ca, so that the switch is performed during one cycle of the carrier Ca. It is preferable to reduce the number of switching of the elements Q1, Q2, Q3, and Q4 to two. Based on this, FIG.
  • FIG. 10 shows that when the target voltage Vur * is fixed to the lower end side of the carrier wave Ca, the voltages Vul and Vur applied to both sides of the independent winding 210 with respect to the target voltages Vul * and Vur *, respectively. It is the figure which showed the example of.
  • FIG. 11 shows examples of voltages Vul and Vur applied to both sides of the independent winding 210 with respect to the target voltages Vul * and Vur * when the target voltage Vul * is fixed to the upper end side of the carrier wave Ca.
  • the carrier wave Ca is composed of double triangular waves, but only one of them is actually used in PWM.
  • FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the carrier wave and the target voltage Vu * in this case.
  • the carrier wave advance adjuster 158 calculates the widths Wu, Wv, Ww and the heights Hu, Hv, Hw for the non-refluxing periods of the U phase, the V phase, and the W phase by the following equations (8), ( 9) and (10).
  • the PWM control of each phase can be realized by actually using only one of the pair of triangular waves constituting the carrier waves Ca, Cb, and Cc. Therefore, by dividing the absolute values of the target voltages Vu *, Vv *, and Vw * by the battery voltage Ed, as in equations (8), (9), and (10), the width Wu of the non-reflux period of each phase , Wv, Ww can be calculated. Note that the widths Wu, Wv, and Ww of the non-reflux period calculated by the equations (8), (9), and (10) take values between 0 and 1 according to the period of the carrier wave, that is, the time unit. Has been normalized to
  • the carrier wave advance adjuster 158 calculates each phase.
  • the lead angle command values Ta, Tb, and Tc of each phase are calculated so that the non-reflux period of the phase is rearranged at an appropriate position.
  • the calculation method of the lead angle instruction values Ta, Tb, Tc for each phase will be described below.
  • the lead angle instruction values Ta, Tb, Tc of each phase are calculated as values for rearranging the non-refluxing period of each phase according to the method described with reference to FIGS.
  • a method for calculating an advance angle instruction value according to various rearrangement methods will be described.
  • the case of PWM control using a triangular wave as a carrier wave will be described as an example.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a flowchart for explaining a method of calculating an advance angle instruction value according to the first embodiment of the present invention.
  • step S1 the carrier wave advance angle adjuster 158 sets the U phase advance angle instruction value Ta to zero.
  • step S2 the carrier wave advance adjuster 158 determines whether or not the V-phase non-reflux period can be arranged subsequent to the U-phase non-reflux period, and determines the width Wu of the U-phase non-reflux period and the non-reflux period of the V-phase. It is determined whether or not the total value of the width Wv of the reflux period is less than 1. As a result, if it is less than 1, it is determined that arrangement is possible and the process proceeds to step S3.
  • step S3 the carrier wave advance angle adjuster 158 sets the V phase advance angle instruction value Tb according to the following equation (11) in order to arrange the V phase non-reflux period following the U phase non-reflux period.
  • T represents the length of the time unit. If step S3 is performed, it will progress to step S5.
  • Tb (Wu + Wv / 2) ⁇ T (11)
  • step S4 the carrier wave advance angle adjuster 158 shifts the V-phase non-reflux period and the W-phase non-reflux period by 180 ° from the U-phase non-reflux period, so that the V-phase advance angle instruction value Tb is set.
  • the lead angle instruction value Tc for the W phase is set to half the length T of the time unit.
  • the U-phase non-refluxing period and the V-phase non-refluxing period always have overlapping portions. Therefore, the current Id flowing through the common bus does not become zero within the time unit.
  • step S5 the carrier wave advance adjuster 158 determines whether the W-phase non-reflux period can be arranged subsequent to the U-phase and V-phase non-reflux periods, and determines the width Wu and V of the U-phase non-reflux period. It is determined whether or not the total value of the width Wv of the non-reflux period of the phase and the width Ww of the non-reflux period of the W phase is less than one. As a result, if it is less than 1, it is determined that arrangement is possible and the process proceeds to step S6. Otherwise, it is determined that arrangement is impossible and the process proceeds to step S7.
  • step S6 the carrier wave advance angle adjuster 158 sets the W phase advance angle instruction value Tb to the following equation (2) in order to arrange the W phase non-reflux period after the U phase and V phase non return periods. Set according to 12). If step S6 is performed, the flowchart of FIG. 13 will be complete
  • finished. Tc (Wu + Wv + Wv / 2) ⁇ T (12)
  • step S7 the carrier wave advance adjuster 158 sets the W-phase advance angle instruction value Tc to the time unit length in order to arrange the W-phase non-reflux period with a phase shifted by 180 ° from the U-phase non-reflux period. Set to half of T. At this time, there is always an overlapping portion between the non-reflux period of the U phase or the V phase and the non-reflux period of the W phase. Therefore, the current Id flowing through the common bus does not become zero within the time unit. If step S7 is performed, the flowchart of FIG. 13 will be complete
  • the non-reflux period of each phase is shifted and rearranged, and the lead angle instruction values Ta, Tb of each phase are arranged. , Tc is calculated.
  • the U-phase advance angle instruction value Ta is set to zero
  • the W-phase advance angle instruction value Tc is set to T / 2, which is half the length T of the time unit.
  • the non-reflux period of the U phase is left as it is, and the non-reflux period of the W phase is rearranged in accordance with the start time of the time unit.
  • An arbitrary value can be set as the V-phase lead angle instruction value Tb.
  • the non-reflux period of the W phase is selected, and the non-reflux period of each phase is shifted from each other by rearranging the non-reflux period according to the end time of the time unit.
  • the lead angle instruction values Ta, Tb, and Tc for each phase are calculated.
  • the time during which the U-phase non-reflux period and the W-phase non-reflux period overlap each other can be minimized, and the motor 200 can be driven so that the three-phase non-reflux periods do not overlap as much as possible. Therefore, charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be suppressed, and an excessive temperature rise can be suppressed.
  • it is not necessary to set the lead angle instruction value of each phase for each time unit there is an advantage that the processing can be simplified as compared with the case of the first embodiment.
  • the example in which the U-phase advance angle instruction value Ta is set to zero while the W-phase advance angle instruction value Tc is set to T / 2 has been described. Values may be set for different phases. Further, in the above embodiment, by setting the advance angle instruction value of any one phase (W phase in the above example) to T / 2, the non-reflux period of that phase is adjusted to the start time of the time unit. I rearranged it. However, by setting the lead angle instruction value of any one phase to -T / 2, the non-reflux period of that phase can be rearranged according to the end time of the time unit. Even if it does in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the non-refluxing period of any one phase is selected, and the non-refluxing period of each phase is shifted from each other by rearranging the non-refluxing period according to the start time or end time of the time unit. be able to.
  • FIG. 14 is a table showing a calculation method of the advance angle instruction value according to the third embodiment of the present invention.
  • the phase in which the inverter current is maximized is compared by comparing the heights Hu, Hv, Hw of the non-reflux period of each phase calculated by the above-described equations (8), (9), (10). Is identified.
  • the advance angle instruction value of the phase where the inverter current is maximum is T / 2
  • the advance angle instruction value of the other phase is zero
  • the advance of each phase is Set the angle indication values Ta, Tb, Tc.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximized is selected, and the non-reflux period is rearranged in accordance with the start time of the time unit, so that the non-reflux period of each phase is determined.
  • the lead angle instruction values Ta, Tb, and Tc for each phase are calculated so that the reflux periods are shifted from each other.
  • the peak characteristic of the current Id flowing through the common bus can be improved, charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be suppressed, and an excessive temperature rise can be suppressed.
  • the phase in which the inverter current is maximum is switched six times for each rotation of the motor 200, that is, for each electrical angle cycle. Therefore, in the present embodiment, it is necessary to change the phase of the carrier wave six times for each rotation period of the motor 200.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum is selected, and the non-reflux period is rearranged in accordance with the start time or end time of the time unit, so that the non-reflux period of each phase Can be shifted from each other.
  • FIG. 15 is a table showing a calculation method of the advance angle instruction value according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the phase in which the inverter current is maximized is compared by comparing the heights Hu, Hv, Hw of the non-reflux period of each phase calculated by the above-described equations (8), (9), (10). And the second largest phase.
  • the advance angle instruction value of the phase in which the inverter current is maximum and the advance angle instruction value of the second largest phase are expressed by the above-described formula (8), (9)
  • the advance angle instruction values Ta, Tb, Set Tc Based on the non-reflux period widths Wu, Wv, Ww of the respective phases calculated in (10), the advance angle instruction values Ta, Tb, Set Tc. Note that an arbitrary value (for example, zero) can be set as the lead angle instruction value for the remaining phases.
  • the start time of the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum is rearranged in accordance with the start time of the time unit, and the end time of the non-reflux period of the phase where the inverter current is the second largest is set to the time unit. Rearrange to match the end time of.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is the second largest is further selected.
  • These non-reflux periods are rearranged at different positions in accordance with the start time and end time of the time unit, so that the non-reflux periods of each phase are shifted from each other so that the advance angle instruction values Ta and Tb of each phase are shifted. , Tc is calculated. As a result, it is possible to drive the motor 200 while minimizing the time during which the non-reflux period having the maximum height and the non-reflux period having the next height overlap.
  • the combination of the phase where the inverter current becomes maximum and the phase where the inverter current becomes the largest is switched 12 times for each rotation of the motor 200, that is, for each electrical angular cycle. Therefore, in this embodiment, it is necessary to change the phase of the carrier wave 12 times for each rotation period of the motor 200.
  • the lead angle instruction value of the phase in which the inverter current is maximum and the lead angle instruction value of the phase in which the inverter current is the second largest are based on the equations in the table shown in FIG.
  • the non-reflux period of these phases was rearranged according to the start time and end time of the time unit.
  • the non-reflux period of these phases can be rearranged in accordance with the end time and start time of the time unit by reversing the positive and negative of the equations in the table, respectively. Even if it does in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the non-reflux period of the phase where the inverter current becomes the maximum and the phase where the inverter current becomes the largest is selected, and these are divided into the start time and end time of the time unit and rearranged according to each.
  • the non-reflux period of each phase can be shifted from each other.
  • FIG. 16 is a table showing a calculation method of the advance angle instruction value according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the phase in which the inverter current is minimized can be obtained by comparing the heights Hu, Hv, Hw of the non-reflux periods of the respective phases calculated by the above-described equations (8), (9), (10). And the polarity of the inverter current matches the polarity of the other two-phase inverter current. At this time, the other two-phase inverter currents have the same polarity. As a result, when it is determined that the polarities of these inverter currents coincide with each other, as shown in the table of FIG.
  • the lead angle instruction value of the phase where the inverter current becomes maximum and the lead angle of the phase where the inverter current becomes the second largest Based on the width Wu, Wv, Ww of the non-reflux period of each phase calculated by the above-described equations (8), (9), (10)
  • the advance angle instruction values Ta, Tb, and Tc for each phase are set by calculating according to the mathematical expressions in the table.
  • the start time of the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum is rearranged in accordance with the start time of the time unit, and the non-reflux period of the phase where the inverter current is the second largest and the phase of the phase where the inverter current is minimum
  • the end time of the non-reflux period is rearranged according to the end time of the time unit. That is, the non-reflux period of the phase where the inverter current is minimized is matched with the non-reflux period of the phase where the inverter current is the second largest, and both are rearranged in alignment with the end time of the time unit.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is minimized is selected, the polarity of the inverter current in the non-reflux period and the inverter in the other two-phase non-reflux period It is determined whether or not the current polarity matches. When these coincide, the non-reflux period of each phase is rearranged in accordance with the non-reflux period of the phase in which the inverter current is the second largest so that the non-reflux period of each phase is shifted from each other.
  • the values Ta, Tb and Tc are calculated.
  • the motor 200 can be driven such that the non-reflux period having the maximum height is avoided and the remaining non-reflux period is overlapped with the non-reflux period having the next height. Therefore, the peak characteristic of the current Id flowing through the common bus can be improved, charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be suppressed, and an excessive temperature rise can be suppressed. Further, since the same lead angle instruction value should be set for the phase where the inverter current is the second largest and the phase where the inverter current is the smallest, the number of times of changing the phase of the carrier wave is reduced compared to the case of the fourth embodiment. Thus, there is an advantage that the processing can be simplified.
  • the lead angle instruction value of the phase where the inverter current becomes the maximum, the lead angle instruction value of the phase where the inverter current becomes the second largest, and the lead angle instruction value of the phase where the inverter current becomes the minimum are shown in FIG.
  • the non-reflux period of these phases was rearranged according to the start time and end time of the time unit.
  • the non-reflux period of these phases can be rearranged in accordance with the end time and start time of the time unit by reversing the positive and negative of the equations in the table, respectively. Even if it does in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum and the phase in which the inverter current is the largest is selected, and these are divided into the start time and end time of the time unit and rearranged according to each.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is minimized is further selected, and this is rearranged in accordance with the non-reflux period of the phase in which the inverter current is the second largest, thereby shifting the non-reflux period of each phase relative to each other. be able to.
  • FIG. 17 is a table showing a calculation method of the advance angle instruction value according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the heights Hu, Hv, Hw of the non-reflux period of each phase calculated by the equations (8), (9), (10) are compared.
  • the phase having the smallest inverter current is specified, and it is determined whether the polarity of the inverter current matches the polarity of the other two-phase inverter currents.
  • the lead angle instruction value of the phase where the inverter current is maximum and the advance of the phase where the inverter current is the second largest are obtained.
  • the angle instruction value and the advance angle instruction value of the minimum phase are calculated.
  • the lead angle instruction values Ta, Tb, and Tc for each phase are set by calculating according to the mathematical expressions in the table.
  • the start time of the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum and the non-reflux period of the phase in which the inverter current is minimum are rearranged in accordance with the start time of the time unit, and the phase in which the inverter current is the second largest
  • the end time of the non-reflux period is rearranged according to the end time of the time unit. That is, the non-reflux period of the phase where the inverter current is minimum is matched with the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum, and both are rearranged in alignment with the start time of the time unit.
  • the non-reflux period of the phase that minimizes the inverter current is selected, and the polarity of the inverter current in the non-reflux period and the inverter in the other two-phase non-reflux period It is determined whether or not the current polarity matches.
  • the lead angle instruction value Ta, for each phase is shifted so that the non-reflux period of each phase is shifted from each other by rearranging the non-reflux period in accordance with the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum.
  • Tb and Tc are calculated.
  • the motor 200 can be driven such that the non-reflux period having the opposite polarity overlaps the non-reflux period having the maximum height. Therefore, the peak characteristic of the current Id flowing through the common bus can be improved, charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be suppressed, and an excessive temperature rise can be suppressed.
  • the lead angle instruction value of the phase where the inverter current is maximum and the lead angle instruction value of the phase where the inverter current is the minimum, and the lead angle instruction value of the phase where the inverter current is the second largest are shown in FIG.
  • the non-reflux period of these phases was rearranged according to the start time and end time of the time unit.
  • the non-reflux period of these phases can be rearranged in accordance with the end time and start time of the time unit by reversing the positive and negative of the equations in the table, respectively. Even if it does in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum and the phase in which the inverter current is the largest is selected, and these are divided into the start time and end time of the time unit and rearranged according to each.
  • the non-reflux period of each phase can be shifted from each other it can.
  • FIG. 18 is a table showing a calculation method of the advance angle instruction value according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the heights Hu, Hv, Hw of the non-reflux period of each phase calculated by the equations (8), (9), (10) are calculated.
  • the phase with the smallest inverter current is specified, and it is determined whether the polarity of the inverter current matches the polarity of the other two-phase inverter currents.
  • This confirmation condition is a conditional expression for confirming whether or not the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum and the non-reflux period of the phase where the inverter current becomes the second overlap each other. As a result, if it is determined that the confirmation condition is not satisfied, it is determined that these non-refluxing periods do not overlap, and the advance angle instruction values Ta, Tb, Tc of the respective phases are determined according to the method described in the sixth embodiment. Set.
  • the start time of the non-reflux period of the phase where the inverter current is maximum is rearranged in accordance with the start time of the time unit, and the end time of the non-reflux period of the phase where the inverter current is the second largest is set to the time unit. Rearrange to match the end time of. Further, for the non-reflux period of the phase where the inverter current is minimum, a period in which the other two-phase non-reflux period overlaps is obtained and rearranged according to the center of the period.
  • the seventh embodiment it is determined whether or not the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum overlaps with the non-reflux period of the second largest phase.
  • the lead angle instruction values Ta and Tb of the respective phases are shifted so as to shift the non-refluxing periods of the respective phases by rearranging the non-refluxing periods of the phases in which the inverter current is minimized in accordance with the overlapping period.
  • Tc is calculated.
  • the motor 200 can be driven such that the non-refluxing period having the opposite polarity overlaps the overlapping period of the non-refluxing period having the maximum height and the non-refluxing period having the next height. Therefore, the peak characteristic of the current Id flowing through the common bus can be improved, charging / discharging of the smoothing capacitor 110 can be suppressed, and an excessive temperature rise can be suppressed.
  • the lead angle instruction value of the phase in which the inverter current is maximum and the lead angle instruction value of the phase in which the inverter current is the second largest are based on the equations in the table shown in FIG.
  • the non-reflux period of these phases was rearranged according to the start time and end time of the time unit.
  • the non-reflux period of these phases can be rearranged in accordance with the end time and start time of the time unit by reversing the positive and negative of the equations in the table, respectively. Even if it does in this way, the effect similar to the above is acquired.
  • the non-reflux period of the phase in which the inverter current is maximum and the phase in which the inverter current is the largest is selected, and these are divided into the start time and end time of the time unit and rearranged according to each.
  • the non-reflux period of each phase can be shifted from each other. it can.
  • the present invention can also be applied to PWM control using a sawtooth wave as a carrier wave.
  • the non-reflux period of each phase before rearrangement is arranged according to the start time or end time of the time unit. Therefore, in order to rearrange the non-reflux period of any phase in accordance with the start time or end time of the time unit, the advance indication value may be set to zero.

Abstract

　平滑キャパシタの過大な温度上昇を防ぐ。搬送波進角調整器１５８は、巻線電流の測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾と、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*とに基づいて、各相の非還流期間を互いにずらして再配置するための進角指示値Ta，Tb，Tcを算出し、これらを搬送波生成器１５７に出力する。搬送波生成器１５７は、搬送波進角調整器１５８から入力された進角指示値Ta，Tb，Tcに基づいてＰＷＭ用の搬送波Ca，Cb，Ccを生成し、乗算器１５４，１５５，１５６にそれぞれ出力する。ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３は、乗算器１５４，１５５，１５６によって振幅を調整された搬送波Ca，Cb，Ccと、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*とに基づいて、ゲート信号Gu，Gv，Gwを生成する。

Description

電動機駆動装置
　本発明は電動機駆動装置に関する。
　従来、各相のモータ固定子の巻線が独立した構成となっているモータの駆動制御を行う装置が知られている（特許文献１）。このようなモータを用いることで、昇圧回路を使用することなく電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる。また、大容量化や最高回転数の引き上げも可能である。
特開２００６－１４９１４５号公報
　特許文献１に記載のモータ駆動制御装置では、デューティ指令値に基づいて各相のＰＷＭ駆動制御信号を生成し、これを用いて各相のインバータを制御している。そのため、インバータに電流が流れてモータ巻線に電力が供給される非還流期間や、インバータに流れる電流が０となってモータ巻線に電力が供給されない還流期間が、３つの相で互いに重なってしまうことがある。このような場合、モータの電流リプルが増大し、モータに接続されている平滑キャパシタの充放電量が大きくなるため、平滑キャパシタの過大な温度上昇を招いてしまうおそれがある。
　本発明による電動機駆動装置は、固定子に３相の独立巻線を有する電動機と接続され、前記電動機の各独立巻線の電圧を個別に制御することで前記電動機を駆動させるものであって、バッテリの正極側と負極側にそれぞれ接続される一対の母線と、前記一対の母線間に接続された平滑キャパシタと、前記独立巻線の各々に対応して設けられ、前記一対の母線間にそれぞれ接続された３相の単相インバータと、前記単相インバータの各々について、前記一対の母線を経由したインバータ電流が流れる非還流期間と、前記インバータ電流が流れない還流期間とを制御するためのゲート信号を出力する制御器と、を備え、前記制御器は、各相の前記非還流期間を互いにずらして、前記ゲート信号を出力する。
　本発明によれば、平滑キャパシタの過大な温度上昇を防ぐことができる。
本発明の一実施形態に係る電動機動装置の適用例としてのインバータのシステム構成を示す図である。 単相インバータと独立巻線の電気構成を示す図である。 スイッチ素子の状態と独立巻線への印加電圧とインバータ電流との関係を示す表である。 電圧目標、巻線電流およびインバータ電流の各波形の代表例を示す図である。 共通母線に流れる電流と平滑キャパシタに流れる電流との関係を示す図である。 本発明による非還流期間の再配置方法の一例を説明するための図である。 本発明による非還流期間の再配置方法の別の一例を説明するための図である。 制御器の内部構成を示す図である。 目標電圧に対して独立巻線の両側にそれぞれ印加される電圧の例を示した図である。 目標電圧を搬送波の下端側に固定した場合に、目標電圧に対して独立巻線の両側にそれぞれ印加される電圧の例を示した図である。 目標電圧を搬送波の上端側に固定した場合に、目標電圧に対して独立巻線の両側にそれぞれ印加される電圧の例を示した図である。 搬送波と目標電圧の関係を示した図である。 本発明の第１の実施形態による進角指示値の算出方法を説明するためのフローチャートを示す図である。 本発明の第３の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。 本発明の第４の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。 本発明の第５の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。 本発明の第６の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。 本発明の第７の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
（システム構成）
　図１は、本発明の一実施形態に係る電動機動装置の適用例としてのインバータ１００のシステム構成を示す図である。図１に示すインバータ１００は、Ｐ母線端子１を介して不図示のバッテリの正極側に接続されるＰ母線１０１と、Ｎ母線端子２を介してバッテリの負極側に接続されるＮ母線１０２とを有している。このバッテリにより、Ｐ母線１０１とＮ母線１０２の間に直流電圧Edが供給される。また、インバータ１００とバッテリの間で直流電力が相互にやり取りされる。なお、インバータ１００とバッテリの間に、システムの動作状態に応じてオンオフを切り替えるための不図示のリレーを設けてもよい。
　インバータ１００はまた、交流モータ（以下、単にモータと称する）２００と接続するためのＡＣ端子３，４，５，６，７および８を有している。このＡＣ端子３～８を介してインバータ１００がモータ２００に接続されることで、インバータ１００とモータ２００の間で直流電力が相互にやり取りされる。モータ２００は機械出力軸３００を備えており、この機械出力軸３００に不図示の負荷が接続されることで、モータ２００と負荷の間で機械出力が相互にやり取りされる。
　インバータ１００において、Ｐ母線１０１とＮ母線１０２の間には、バッテリから流れるバッテリ電流Ibを平滑化するための平滑キャパシタ１１０が接続されている。この平滑キャパシタ１１０の下流側には、３つの単相インバータ１６０，１７０および１８０がＰ母線１０１とＮ母線１０２の間に接続されており、各単相インバータとＰ母線１０１およびＮ母線１０２との間で、インバータ電流Idu，Idv，Idwがそれぞれやり取りされる。なお、インバータ電流Idu，Idv，Idwの極性は、図１に示したように、Ｐ母線１０１からＮ母線１０２に向かう方向を正極性とし、これと逆方向を負極性として定められている。
　Ｐ母線１０１およびＮ母線１０２において、平滑キャパシタ１１０から単相インバータ１６０に分岐されるまでの部分は、単相インバータ１６０，１７０および１８０に対して共通に用いられる。この共通母線を流れる電流Idと、平滑キャパシタに流れる電流Icと、前述のバッテリ電流Ibとの極性は、それぞれ図１に示したように定められている。これらの電流の間には、以下の式（１）の関係が成り立つ。
　　Id　＝　Ib　＋　Ic　　・・・（１）
　式（１）において、平滑キャパシタ電流Icの平均値はゼロであるため、共通母線の電流Idの平均値は、バッテリ電流Ibに略一致する。すなわち、共通母線の電流Idとその平均値との差は、平滑キャパシタ電流Icのリプルに略一致する。
　また、上記の共通母線の電流Idと、各単相インバータ１６０，１７０，１８０に流れるインバータ電流Idu，Idv，Idwとの間には、以下の式（２）の関係が成り立つ。
　　Id　＝　Idu　＋　Idv　＋　Idw　　・・・（２）
　モータ２００は、固定子に３相の独立巻線２１０，２２０，２３０を有する。図１に示すように、Ｕ相の独立巻線２１０は、ＡＣ端子３，４を介して単相インバータ１６０と接続され、Ｖ相の独立巻線２２０は、ＡＣ端子５，６を介して単相インバータ１７０と接続され、Ｗ相の独立巻線２３０は、ＡＣ端子７，８を介して単相インバータ１８０と接続されている。なお、独立巻線２１０，２２０および２３０は、互いに電気的な接続がなく、相互に電流が流出入しない巻線である。すなわち、モータ２００内で各独立巻線を経由した電流は、他の独立巻線を経由することなく、モータ２００の外に流れ出る。
　単相インバータ１６０，１７０，１８０とＡＣ端子３，４，５，６，７，８との間には、図示のごとく、電流センサ１４１，１４２，１４３がそれぞれ設けられている。電流センサ１４１，１４２，１４３は、モータ２００の各独立巻線２１０，２２０，２３０に流れる巻線電流Iu，Iv，Iwをそれぞれ測定し、その測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾を制御器１５０にそれぞれ出力する。
　制御器１５０は、電流センサ１４１，１４２，１４３からそれぞれ入力された巻線電流の測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾に基づいて、各相のゲート信号Gu，Gv，Gwを生成し、単相インバータ１６０，１７０，１８０にそれぞれ出力する。たとえば、図示しない上位の制御装置から入力されたモータ２００の運転指令と、電流センサ１４１，１４２，１４３からの電流測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾とに基づいて、周知の演算手法により、Ｕ相の独立巻線２１０に対する目標電圧Vu*と、Ｖ相の独立巻線２２０に対する目標電圧Vv*と、Ｗ相の独立巻線２３０に対する目標電圧Vw*とを算出する。そして、算出した目標電圧Vu*，Vv*，Vw*に応じて、ゲート信号Gu，Gv，Gwを生成する。
　なお、制御器１５０では、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*に応じたゲート信号Gu，Gv，Gwを生成する際に、巻線電流の測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾を用いて、共通母線の電流Idのリプルを改善するための処理を行う。この点については、後で詳しく説明する。
（単相インバータの動作）
　図２は、単相インバータ１６０と独立巻線２１０の電気構成を示す図である。なお、単相インバータ１７０と独立巻線２２０、および単相インバータ１８０と独立巻線２３０についても、これと同一の電気構成となっている。したがって以下では、図２に示した単相インバータ１６０と独立巻線２１０の電気構成を代表例に用いて、単相インバータ１６０，１７０，１８０の動作について説明する。
　単相インバータ１６０は、スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4と、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4にそれぞれ接続された帰還ダイオード１２１，１２２，１２３，１２４とを有している。これらにより、図２に示すようなブリッジ回路が構成されている。このブリッジ回路は、独立巻線２１０の両端子間に接続されており、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態に応じて、独立巻線２１０に電圧Vuを印加する。なお、電圧Vuの極性は、図に示すような向きとする。
　制御器１５０から出力されたゲート信号Guは、単相インバータ１６０内の信号セパレータ１２６により、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4に対するゲート信号G1，G2，G3，G4に分解される。各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態は、ゲート信号G1，G2，G3，G4によってそれぞれ決定される。
　図３は、図２に示したブリッジ回路におけるスイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態と、独立巻線２１０への印加電圧Vuと、この電圧Vuに応じて単相インバータ１６０に流れるインバータ電流Iduとの関係を示す表である。この表では、スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4がそれぞれ取り得る状態の組み合わせを、スイッチモードM1，M2，M3，M4として表している。なお、図３の表において、独立巻線２１０に流れる巻線電流Iuの極性と、独立巻線２１０への印加電圧Vuの極性とは、図２に示したようにそれぞれ定められているものとする。また、図３の表において２列目には、「０」をオフ、「１」をオンとして、各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の状態を０と１の組み合わせで表している。たとえば、スイッチモードM1は（1001）であり、これはスイッチ素子Q1がオン、スイッチ素子Q2がオフ、スイッチ素子Q3がオフ、スイッチ素子Q4がオンであることを表している。
　図３の表に示した各スイッチモードのうち、スイッチモードM1またはM2が選択されている期間は、いわゆる非還流期間である。この期間では、印加電圧Vuの極性に応じて、巻線電流Iuまたはその極性を反転した電流ーIuが、Ｐ母線１０１およびＮ母線１０２を経由したインバータ電流Iduとして単相インバータ１６０に流れる。一方、スイッチモードM3またはM4が選択されている期間は、還流期間である。この期間では、単相インバータ１６０には電流が流れず、したがってインバータ電流Iduはゼロとなる。
　図２に示した仮想グランド電位１２５は、Ｐ母線１０１の電位が＋Ed/2、Ｎ母線１０２の電位が－Ed/2となるように仮想的に定められた基準電位である。この仮想グランド電位１２５を基準に、独立巻線２１０の左側、すなわちスイッチ素子Q1とQ2の間の電位を電圧Vulとし、独立巻線２１０の右側、すなわちスイッチ素子Q3とQ4の間の電位を電圧Vurとする。これらの電圧と独立巻線２１０の印加電圧Vuとの間には、以下の式（３）の関係が成立する。
　　Vu　＝　Vul　－　Vuｒ　　・・・（３）
　ここで、独立巻線２１０に対する印加電圧Vuの瞬時値は、モータ制御において一般的に利用されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）によって決定されるものとする。具体的には、独立巻線２１０に電圧レベル＋Edが生じる期間と、電圧レベルゼロが生じる期間と、電圧レベル－Edが生じる期間とを、それぞれ所定の時間ユニットの中で目標電圧Vu*に応じて時間配分することで、電圧Vuの瞬時値が決定される。このとき、各時間ユニット内での電圧Vuの平均値が目標電圧Vu*と一致するように、各期間の長さが定められる。
　図３に示すように、ＰＷＭ制御では、独立巻線２１０の電圧Vuを＋EdにするためにスイッチモードM1が使用され、電圧レベルをゼロにするためにスイッチモードM3またはM4が使用され、電圧レベルを－EdとするためにスイッチモードM2が使用される。これらのスイッチモードが目標電圧Vu*に応じて各時間ユニット内で逐次切り替えられる。そのため、一つの時間ユニット内には非還流期間と還流期間が混在することとなる。ただし、目標電圧Vu*によっては、一つの時間ユニットがすべて非還流期間で埋まる場合もあるし、逆に還流期間で埋まる場合もある。
　なお、上記の時間ユニットの長さは、ＰＷＭ制御で用いられる搬送波の周期に応じて決定される。具体的には、搬送波の１周期分が１つの時間ユニットに相当する。すなわち、搬送波として鋸波が用いられる外縁変調方式または内縁変調方式のＰＷＭ制御の場合、その鋸波の１つ１つがそれぞれ時間ユニットに相当する。また、搬送波として三角波が用いられる両縁変調方式のＰＷＭ制御の場合、その三角波の１つ１つ、または三角波の登り期間と下り期間の１つ１つがそれぞれ時間ユニットに相当する。
　一般的にＰＷＭ制御では、目標電圧Vu*が正の電圧である場合は、独立巻線２１０の電圧Vuを＋Edにする期間とゼロにする期間の２つの期間のみが使われ、時間ユニット内でこれらの期間を目標電圧Vu*に応じて時間配分する。逆に、目標電圧Vu*が負の電圧である場合は、独立巻線２１０の電圧Vuをゼロにする期間と－Edにする期間の２つの期間のみが使われ、時間ユニット内でこれらの期間を目標電圧Vu*に応じて時間配分する。したがって、目標電圧Vu*の正負が切り替わるタイミングを除けば、非還流期間において単相インバータ１６０を流れるインバータ電流Iduの極性は、正負のどちらかで固定となる。
　以上の内容を踏まえて、電圧目標Vu*、巻線電流Iuおよびインバータ電流Iduの各波形について以下に説明する。図４は、電圧目標Vu*、巻線電流Iuおよびインバータ電流Iduの各波形の代表例を示す図である。図４において、上段には巻線電流Iuと電圧目標Vu*の波形例を示しており、下段にはこれらと同じタイミングでのインバータ電流Iduの波形例を示している。
　図４の上段に示すように、（１）の期間では、巻線電流Iuと電圧目標Vu*が共に正である。このときのインバータ電流Iduは、非還流期間では＋Iuとなり、還流期間ではゼロとなる。そのため、インバータ電流Iduの波形は、図４の下段に示すように、正の略短冊状の波形となる。
　一方、図４の上段に示すように、（２）の期間では、巻線電流Iuが正であり、電圧目標Vu*が負である。このときのインバータ電流Iduは、非還流期間では－Iuとなり、還流期間ではゼロとなる。そのため、インバータ電流Iduの波形は、図４の下段に示すように、負の略短冊状の波形となる。
　また、図４の上段に示すように、（３）の期間では、巻線電流Iuと電圧目標Vu*が共に負である。このときのインバータ電流Iduは、非還流期間では－Iuとなり、還流期間ではゼロとなる。そのため、インバータ電流Iduの波形は、（１）の期間と同様に、正の略短冊状の波形となる。
　一方、図４の上段に示すように、（４）の期間では、巻線電流Iuが負であり、電圧目標Vu*が正である。このときのインバータ電流Iduは、非還流期間では＋Iuとなり、還流期間ではゼロとなる。そのため、インバータ電流Iduの波形は、（２）の期間と同様に、負の略短冊状の波形となる。
　なお、ＰＷＭ制御の性質上、（１）～（４）の各期間において還流期間と非還流期間がそれぞれ現れる位置は、ＰＷＭに用いる搬送波に同期する。
（ＰＷＭ制御の問題点）
　以上説明したようなＰＷＭ制御では、非還流期間に各単相インバータ１６０，１７０，１８０を流れるインバータ電流Idu，Idv，Idwがすべて同極性となり、かつ、各相の非還流期間や還流期間が互いに重なる場合がある。このような場合、各単相インバータ１６０，１７０，１８０が接続されている共通母線に流れる電流Idのリプルのレベルが過大に大きくなる。そのため、平滑キャパシタ１１０の過大な充放電を引き起こし、平滑キャパシタ１１０の温度上昇を不必要に招くという問題がある。
　図５は、共通母線に流れる電流Idと平滑キャパシタ１１０に流れる電流Icとの関係を示す図である。図５において、上段には電流Id、下段には電流Icの変化の様子を、２周期分の時間ユニットについてそれぞれ示している。
　図５上段において、最初の時間ユニット内でハッチングされた３つのブロックB1，B2，B3と、次の時間ユニット内でハッチングされた３つのブロックB4，B5，B6とは、非還流期間中に各単相インバータ１６０，１７０，１８０を流れるインバータ電流Idu，Idv，Idwをそれぞれ表している。これらは、図４に例示した短冊形状の波形にそれぞれ相当するものである。また、図中の太い破線は、時間ユニット中の平均電流を示している。
　図５上段では、ブロックB1，B2，B3の右端の位置は、いずれも最初の時間ユニットの終了時刻（次の時間ユニットの開始時刻）t2であり、ブロックB4，B5，B6の右端の位置は、いずれも次の時間ユニットの終了時刻t3である。すなわち、すべての単相インバータ１６０，１７０，１８０について、非還流期間の終了時刻が各時間ユニットの終了時刻t2，t3に固定されている。そのため、各ブロックの幅が示す非還流期間の長さに関わらず、各時間ユニットの終了時刻付近において、共通母線の電流Idがピークとなる期間T1，T2がそれぞれ存在する。
　一方、最初の時間ユニットのうち開始時刻t1からの期間TT1は、ブロックB1，B2，B3がいずれも存在しない期間であり、次の時間ユニットのうち開始時刻t2からの期間TT2は、ブロックB4，B5，B6がいずれも存在しない期間である。すなわち、これらの期間では、すべての単相インバータ１６０，１７０，１８０の還流期間が重なっており、その開始時刻は時間ユニットの開始時刻に固定されている。そのため、各時間ユニットの開始時刻で共通母線の電流Idがゼロとなる。
　以上説明したように、共通母線に流れる電流Idは各時間ユニット内で大きく増減し、これに応じて図５下段に示すように、平滑キャパシタ１１０の充放電電流Icの変動も大きくなる。そのため、平滑キャパシタ１１０の充放電量が増加し、平滑キャパシタ１１０の発熱が加速する。従来のＰＷＭ制御では、このような問題が生じる可能性がある。特に、単相インバータ１６０，１７０，１８０の搬送波が揃っているときには、こうした現象が発現しやすくなる。
　なお、図５上段に破線で示した電流Idの値は、ブロックB1，B2，B3とブロックB4，B5， B6とを時間ユニット内でそれぞれならしたときの高さを表しており、これは電流Idの平均値を示している。この平均値と共通母線上の電流Idの瞬時値との差が、平滑キャパシタ１１０に流れる電流Icに相当する。
（本発明の概要）
　上記のように、従来のＰＷＭ制御では、各相の非還流期間や還流期間が同じタイミングにそれぞれ集中した場合に、平滑キャパシタ１１０の過大な温度上昇につながるという問題がある。そこで、本発明では、こうした従来のＰＷＭ制御の問題点を解決するために、各相の非還流期間を互いにずらして再配置し、複数の相について非還流期間が重なり合う期間を減らすことで、各相の非還流期間や還流期間がなるべく同じタイミングに集中しないようにする。これにより、共通母線の電流Idのリプルを改善し、それによって平滑キャパシタ１１０の充放電量を減らして、平滑キャパシタ１１０の温度上昇を抑える。
　図６は、本発明による非還流期間の再配置方法の一例を説明するための図である。図６上段には、図５上段に示したブロックB1，B2，B3を最初の時間ユニット内で再配置すると共に、ブロックB4，B5，B6を次の時間ユニット内で再配置した様子を示している。具体的には、最初の時間ユニットでは、ブロックB3を元の位置に固定して、これに対する残りの還流期間内にブロックB1，B2をそれぞれ移動している。一方、次の時間ユニットでは、ブロックB6を元の位置に固定して、これに対する残りの還流期間内にブロックB4，B5をそれぞれ移動している。なお、ブロックB5については、還流期間内に再配置できない分を分割して、ブロックB4，B6にそれぞれ重ねている。
　図６下段には、再配置後の平滑キャパシタ１１０の充放電電流Icを示している。これは、図中に破線で示した再配置前の充放電電流Ic（図５下段に示した充放電電流Ic）と比べて、全体的に変動幅が小さくなっている。したがって、平滑キャパシタ１１０の充放電を減らして、平滑キャパシタ１１０の温度上昇を抑えることができることが分かる。
　なお、上記のような非還流期間の再配置は、たとえばＰＷＭの搬送波の位相を進めること（進角）、または遅らせること（遅角）によって実現可能である。ただし、図６で説明したような非還流期間の再配置方法を実現するためには、時間ユニット毎にＰＷＭの搬送波を調整する必要がある。
　図７は、本発明による非還流期間の再配置方法の別の一例を説明するための図である。図７には、図６で説明したのとは別の方法により、図５上段に示したブロックB1，B2，B3を最初の時間ユニット内で再配置すると共に、ブロックB4，B5，B6を次の時間ユニット内で再配置した様子を示している。具体的には、最初の時間ユニットでは、ブロックB2の開始位置を時間ユニットの開始時刻に合わせると共に、ブロックB3の終了位置を時間ユニットの終了位置に合わせている。一方、次の時間ユニットでは、ブロックB5の開始位置を時間ユニットの開始時刻に合わせると共に、ブロックB6の終了位置を時間ユニットの終了位置に合わせている。
　図７において、最初の時間ユニットでは、開始時刻を指定したブロックB2と終了時刻を指定したブロックB3との重なりはない。したがって、残りのブロックB1をどの位置に配置しても、３つのブロックB1，B2，B3が重なることはないので、図５上段に示したピーク期間T1のような状態は生じず、共通母線の電流Idの上側のピークを低く抑えられる。また、共通母線の電流Idがゼロとなる期間TT3について、図５上段に示した期間TT1よりも短くすることができる。これにより、電流Idの下側のリプル幅を狭めて、電流Idの変動を抑えることができる。
　一方、次の時間ユニットでは、開始時刻を指定したブロックB5と終了時刻を指定したブロックB6との重なりが生じている。したがって、残りのブロックB4をさらに重ねるように配置しても、その重なり部分の幅が示すピーク期間T3について、図５上段に示したピーク期間T2よりも短くすることができる。これにより、電流Idの上側のリプル幅を狭めて、電流Idの変動を抑えることができる。また、共通母線の電流Idがゼロとなる期間がないため、電流Idの下側のピークを低く抑えられる。
　以上説明したような方法でも、平滑キャパシタ１１０の充放電を減らして、平滑キャパシタ１１０の温度上昇を抑えることができる。
　なお、上記のような非還流期間の再配置についても、図６で説明した方法と同様に、たとえばＰＷＭの搬送波の進角または遅角によって実現可能である。さらに、図６で説明した方法とは異なり、時間ユニット毎にＰＷＭの搬送波を調整する必要はなく、たとえば、システム起動時に搬送波の位相を一度決定すればよい。そのため、より簡易な制御で実現可能である。
　本発明では、以上説明したように、３相全ての還流期間が重なって共通母線の電流Idがゼロとなる期間がある場合、いずれか１相または２相の非還流期間の少なくとも一部が当該期間に再配置されるにように、非還流期間を再配置する。これにより、共通母線の電流Idのリプルを減らして、平滑キャパシタ１１０の過大な温度上昇を防ぐようにする。なお、非還流期間の再配置には、図６、７でそれぞれ例示したもの以外にも、様々な方法を用いることができる。この点については、後で詳しく説明する。
（制御器の内部構成）
　図８は、以上説明した非還流期間の再配置を実現するための制御器１５０の内部構成を示す図である。図１に示したインバータ１００において、制御器１５０は図８に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３と、ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３にそれぞれ接続された乗算器１５４，１５５，１５６と、搬送波生成器１５７と、搬送波進角調整器１５８とを有している。
　制御器１５０において、ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３には、不図示の演算器で算出されたＵ相の目標電圧Vu*，Ｖ相の目標電圧Vv*，Ｗ相の目標電圧Vw*がそれぞれ入力される。また、これらの目標電圧Vu*，Vv*，Vw*は、搬送波進角調整器１５８にも入力される。
　搬送波進角調整器１５８は、電流センサ１４１，１４２，１４３からそれぞれ入力された巻線電流の測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾と、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*とに基づいて、前述のような非還流期間の再配置を行うための進角指示値Ta，Tb，Tcを算出し、これらを搬送波生成器１５７に出力する。進角指示値Taは、Ｕ相の非還流期間を調整するための指示値であり、進角指示値Tbは、Ｖ相の非還流期間を調整するための指示値であり、進角指示値Tcは、Ｗ相の非還流期間を調整するための指示値である。これらの指示値の具体的な算出方法については、後で詳細に説明する。
　搬送波生成器１５７は、搬送波進角調整器１５８から入力された進角指示値Ta，Tb，Tcに基づいて、振幅が１であるＰＷＭ用の搬送波Ca，Cb，Ccを生成し、乗算器１５４，１５５，１５６にそれぞれ出力する。具体的には、進角指示値Ta，Tb，Tcを用いて、以下の式（４）、（５）、（６）に従って、搬送波Ca，Cb，Ccの位相をそれぞれ調整する。この搬送波Ca，Cb，Ccは、図８に示すように、互いに位相が半周期ずれている一対の三角波によって構成される。式（４）、（５）、（６）において、右辺のｆ（ｔ＋α）（ただしα＝Ta，TbまたはTc）は、時間ｔを変数とする図中に示したような三角波の周期関数を表している。なお、ここでは搬送波に三角波を用いた場合を例示したが、三角波ではなく鋸波を用いてもよい。
　　Ca　＝　ｆ（　ｔ　＋　Ta）　　・・・（４）
　　Cb　＝　ｆ（　ｔ　＋　Tb）　　・・・（５）
　　Cc　＝　ｆ（　ｔ　＋　Tc）　　・・・（６）
　乗算器１５４，１５５，１５６は、搬送波生成器１５７から入力された搬送波Ca，Cb， Ccに対して、バッテリ電圧Edを半分にした値Ed/2をそれぞれ乗算することにより、搬送波Ca，Cb，Ccの振幅をそれぞれ調整し、ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３にそれぞれ出力する。
　ＰＷＭカウンタ１５１は、乗算器１５４によって振幅を調整された搬送波Caと目標電圧Vu*に基づいて、ゲート信号Guを生成する。同様に、ＰＷＭカウンタ１５２は、乗算器１５５によって振幅を調整された搬送波Cbと目標電圧Vv*に基づいて、ゲート信号Gvを生成する。また、ＰＷＭカウンタ１５３は、乗算器１５６によって振幅を調整された搬送波Ccと目標電圧Vw*に基づいて、ゲート信号Gwを生成する。生成されたゲート信号Gu，Gv，Gwは、図１の単相インバータ１６０，１７０，１８０にそれぞれ出力される。
　ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３の動作についてさらに説明する。なお、ＰＷＭカウンタ１５１，１５２，１５３は、同様の動作により、ゲート信号Gu，Gv，Gwをそれぞれ生成する。そのため、以下ではＰＷＭカウンタ１５１を代表例として、その動作を説明する。
　前述したように、独立巻線２１０に対する印加電圧Vuの極性を図２に示した方向で定義した場合、独立巻線２１０の左端子側の目標電圧をVul*とし、右端子側の目標電圧をVur*とすると、印加電圧Vuに対する目標電圧Vu*は以下の式（７）で表される。
　　Vu*　＝　Vul*　－　Vur*　　・・・（７）
　ＰＷＭカウンタ１５１は、乗算器１５４から入力される振幅調整後の搬送波Caを用いてゲート信号Guを生成する。このゲート信号Guに応じて、単相インバータ１６０のスイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4がそれぞれオンまたはオフされることで、独立巻線２１０の右端子側と左端子側に、上記の式（７）で表される目標電圧Vul*，Vur*に応じた電圧Vul，Vurが生じる。すなわち、ＰＷＭカウンタ１５１は、ゲート信号Guを介して単相インバータ１６０の各スイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4を点弧または消弧し、これによって目標電圧Vul*，Vur*に応じた電圧Vul，Vurを独立巻線２１０の両側に発生させる。このようにして、目標電圧Vu*に応じた電圧Vuを独立巻線２１０に印加する。
　図９は、ＰＷＭカウンタ１５１によるゲート信号Guの決定方法を説明するために、目標電圧Vul*，Vur*に対して独立巻線２１０の両側にそれぞれ印加される電圧Vul，Vurの例を示した図である。上段の図９（ａ）は、ＰＷＭの搬送波と目標電圧Vul*，Vur*との関係を示しており、下段の図９（ｂ）は、電圧Vul，Vurの変化の様子を示している。
　図９（ａ）において、実線で示した三角波は、振幅調整後の搬送波CaとしてＰＷＭカウンタ１５１に入力される一対の三角波のうち、電圧Vulの生成に用いられる方の三角波を表している。ＰＷＭカウンタ１５１は、目標電圧Vul*をこの三角波の電圧Va1と比較して、Vul*＞Va1であれば、電圧Vulを＋1/2Edとするために、スイッチ素子Q1をオン、スイッチ素子Q2をオフとするゲート信号Guを出力する。一方、Vul*≦Va1であれば、電圧Vulを－1/2Edとするために、スイッチ素子Q1をオフ、スイッチ素子Q2をオンとするゲート信号Guを出力する。
　また、図９（ａ）において、破線で示したもう一方の三角波は、振幅調整後の搬送波CaとしてＰＷＭカウンタ１５１に入力される一対の三角波のうち、電圧Vurの生成に用いられる方の三角波を表している。ＰＷＭカウンタ１５１は、目標電圧Vur*をこの三角波の電圧Va2と比較して、Vur*＞Va2であれば、電圧Vurを＋1/2Edとするために、スイッチ素子Q3をオン、スイッチ素子Q4をオフとするゲート信号Guを出力する。一方、Vur*≦Va2であれば、電圧Vurを－1/2Edとするために、スイッチ素子Q3をオフ、スイッチ素子Q4をオンとするゲート信号Guを出力する。
　上記のようにして決定されたゲート信号GuがＰＷＭカウンタ１５１から単相インバータ１６０に出力されることで、図９（ｂ）に示すように、独立巻線２１０の両側における電圧Vul，Vurがそれぞれ変化する。その結果、独立巻線２１０の印加電圧Vuは、図９（ｂ）において太線で示したように、＋Ed、０、－Edの間で変化する。このときの印加電圧Vuの瞬時値は、電圧Vul，Vurを用いて、前述の式（３）で表すことができる。
　ここで、以上説明したような方法では、搬送波Caの１周期中にスイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の切り替えが合計で４回発生するため、スイッチング損失が大きくなる。そのため通常は、目標電圧Vul*，Vur*を全体的にシフトして、目標電圧Vul*またはVur*を搬送波Caの上端または下端側に固定することで、搬送波Caの１周期中に行われるスイッチ素子Q1，Q2，Q3，Q4の切り替え回数を２回に減らすことが好ましい。これを踏まえて、図１０は、目標電圧Vur*を搬送波Caの下端側に固定した場合に、目標電圧Vul*，Vur*に対して独立巻線２１０の両側にそれぞれ印加される電圧Vul，Vurの例を示した図である。また、図１１は、目標電圧Vul*を搬送波Caの上端側に固定した場合に、目標電圧Vul*，Vur*に対して独立巻線２１０の両側にそれぞれ印加される電圧Vul，Vurの例を示した図である。このようにしても、印加電圧Vuのパターンは同じであって差は生じない。
　以上説明したように、図１０、１１に示した方法では、搬送波Caは二重の三角波で構成されているものの、ＰＷＭで実際に使用される三角波はそのうち１つのみである。図１２は、この場合の搬送波と目標電圧Vu*の関係を示した図である。
　次に、搬送波進角調整器１５８における進角指示値Ta，Tb，Tcの算出方法について説明する。搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各非還流期間について、それぞれの幅Wu，Wv，Wwと高さHu，Hv，Hwとを、以下の式（８）、（９）、（１０）により算出する。これらの式において、sign（β）（ただしβ＝Vu*，Vv*またはVw*）は、符号関数を表している。
　　（Wu，Hu）　＝　（　｜Vu*｜／Ed，　sign(Vu*)×Iu＾）　　・・・（８）
　　（Wv，Hv）　＝　（　｜Vv*｜／Ed，　sign(Vv*)×Iv＾）　　・・・（９）
　　（Ww，Hw）　＝　（　｜Vw*｜／Ed，　sign(Vw*)×Iw＾）　　・・・（１０）
　ここで、前述の図１２に示したように、搬送波Ca，Cb，Ccをそれぞれ構成する一対の三角波のうち、一方の三角波のみを実際に使用して、各相のＰＷＭ制御を実現できる。そのため、式（８）、（９）、（１０）のように、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*の絶対値をバッテリ電圧Edでそれぞれ割ることにより、各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwを算出することができる。なお、式（８）、（９）、（１０）で算出される非還流期間の幅Wu，Wv，Wwは、搬送波の周期すなわち時間ユニットに合わせて、０から１の間の値を取るように正規化されている。
　また、前述の図３に示したように、非還流期間において単相インバータ１６０，１７０，１８０には、目標電圧Vu*，Vv*，Vw*の極性に応じた向きの実電流がそれぞれ流れる。そのため、式（８）、（９）、（１０）のように、巻線電流の測定値Iu＾，Iv＾，Iw＾に目標電圧Vu*，Vv*，Vw*の符号関数をそれぞれ掛けることにより、各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを算出することができる。なお、各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwは、各相のインバータ電流Idu，Idv，Idwの大きさを表している。
　以上説明したようにして、各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwおよび高さHu，Hv，Hwを算出したら、搬送波進角調整器１５８は、これらの算出結果に基づいて、各相の非還流期間が適切な位置に再配置されるように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。
　各相の進角指示値Ta，Tb，Tcの算出方法について以下に説明する。各相の進角指示値Ta，Tb，Tcは、たとえば前述の図６、７で説明したような方法に従って各相の非還流期間を再配置するための値として算出されるが、非還流期間の再配置方法には、既に説明した以外にも様々なものが存在する。以下に説明する各実施形態では、様々な再配置方法に応じた進角指示値の算出方法をそれぞれ説明する。なお、以下の各実施形態では、いずれも搬送波に三角波を用いたＰＷＭ制御の場合を例として説明を行うこととする。
（第１の実施形態）
　以下に説明する第１の実施形態では、各相の非還流期間の幅を考慮して、各相の非還流期間を互いにずらして再配置する例を説明する。
　図１３は、本発明の第１の実施形態による進角指示値の算出方法を説明するためのフローチャートを示す図である。
　ステップＳ１において、搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相の進角指示値Taをゼロに設定する。
　ステップＳ２において、搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相の非還流期間に続いてＶ相の非還流期間を配置できるかどうかの判断として、Ｕ相の非還流期間の幅WuとＶ相の非還流期間の幅Wvの合計値が１未満であるか否かを判定する。その結果、１未満であれば配置可能と判断してステップＳ３に進み、そうでなければ配置不可能と判断してステップＳ４に進む。
　ステップＳ３において、搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相の非還流期間に続いてＶ相の非還流期間を配置するために、Ｖ相の進角指示値Tbを以下の式（１１）に従って設定する。式（１１）において、Tは時間ユニットの長さを表している。ステップＳ３を実行したら、ステップＳ５に進む。
　　Tb　＝　（Wu　＋　Wv/2）×T　　・・・（１１）
　ステップＳ４において、搬送波進角調整器１５８は、Ｖ相の非還流期間とＷ相の非還流期間をＵ相の非還流期間から１８０°ずらして配置するために、Ｖ相の進角指示値Tb、Ｗ相の進角指示値Tcを時間ユニットの長さTの半分にそれぞれ設定する。このときＵ相の非還流期間とＶ相の非還流期間には、互いに重なり合う部分が必ず存在する。そのため、共通母線に流れる電流Idが時間ユニット内でゼロとなることはない。ステップＳ４を実行したら、図１３のフローチャートを終了する。
　ステップＳ５において、搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相およびＶ相の非還流期間に続いてＷ相の非還流期間を配置できるかどうかの判断として、Ｕ相の非還流期間の幅WuとＶ相の非還流期間の幅WvとＷ相の非還流期間の幅Wwとの合計値が１未満であるか否かを判定する。その結果、１未満であれば配置可能と判断してステップＳ６に進み、そうでなければ配置不可能と判断してステップＳ７に進む。
　ステップＳ６において、搬送波進角調整器１５８は、Ｕ相、Ｖ相の非還流期間に続いてさらにＷ相の非還流期間を配置するために、Ｗ相の進角指示値Tbを以下の式（１２）に従って設定する。ステップＳ６を実行したら、図１３のフローチャートを終了する。
　　Tc　＝　（Wu　＋　Wv　＋　Wv/2）×T　　・・・（１２）
　ステップＳ７において、搬送波進角調整器１５８は、Ｗ相の非還流期間をＵ相の非還流期間から位相を１８０°ずらして配置するために、Ｗ相の進角指示値Tcを時間ユニットの長さTの半分に設定する。このときＵ相またはＶ相の非還流期間とＷ相の非還流期間には、互いに重なり合う部分が必ず存在する。そのため、共通母線に流れる電流Idが時間ユニット内でゼロとなることはない。ステップＳ７を実行したら、図１３のフローチャートを終了する。
　以上説明したように、第１の実施形態では、各相の非還流期間の幅を考慮して、各相の非還流期間を互いにずらして再配置し、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。このように各相の非還流期間を扱うことで、共通母線上の直流電流Idがゼロとなる期間がある場合、２つ以上の相について非還流期間が重ならないようにモータ２００を駆動することができる。その結果、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。
（第２の実施形態）
　以下に説明する第２の実施形態では、各相の非還流期間を固定の位置に再配置する例を説明する。
　本実施形態では、たとえば、Ｕ相の進角指示値Taをゼロとし、Ｗ相の進角指示値Tcを時間ユニットの長さTの半分であるT/2に設定する。これにより、Ｕ相の非還流期間をそのままとして、Ｗ相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置する。なお、Ｖ相の進角指示値Tbには、任意の値を設定することができる。
　以上説明したように、第２の実施形態では、Ｗ相の非還流期間を選択し、その非還流期間を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、Ｕ相の非還流期間とＷ相の非還流期間とが互いに重なり合う時間を最小化して、３相の非還流期間がなるべく重ならないようにモータ２００を駆動することができる。したがって、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。また、各相の進角指示値を時間ユニットごとに設定する必要がないため、第１の実施形態の場合と比べて、処理を簡素化できるという利点もある。
　なお、上記の実施形態では、Ｕ相の進角指示値Taをゼロとする一方で、Ｗ相の進角指示値TcをT/2に設定する例を説明したが、このような進角指示値の設定をそれぞれ別々の相に対して行ってもよい。また、上記の実施形態では、いずれか１相（上記の例ではＷ相）の進角指示値をT/2に設定することで、その相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置するようにした。しかし、いずれか１相の進角指示値を－T/2に設定することで、その相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、いずれか１相の非還流期間を選択し、その非還流期間を時間ユニットの開始時刻または終了時刻に合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
（第３の実施形態）
　以下に説明する第３の実施形態では、各相のインバータ電流Idu，Idv，Idwの大きさを考慮して、各相の非還流期間を再配置する例を説明する。図１４は、本発明の第３の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
　本実施形態では、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを比較することで、インバータ電流が最大となる相を特定する。その結果を踏まえて、図１４の表に示したように、インバータ電流が最大となる相の進角指示値をT/2とし、他の相の進角指示値をゼロとして、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。これにより、インバータ電流が最大となる相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置する。
　以上説明したように、第３の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の非還流期間を選択し、その非還流期間を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、図６、７のようなブロックで示される高さが最大の非還流期間に他の非還流期間が重なり合う時間を最小化して、モータ２００を駆動することができる。したがって、共通母線に流れる電流Idのピーク特性を改善し、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。なお、インバータ電流が最大となる相は、モータ２００の１回転、すなわち１電気角周期ごとに、６回ずつ入れ替わる。そのため、本実施形態では、搬送波の位相をモータ２００の回転周期ごとに６回変化させる必要がある。
　なお、上記の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の進角指示値をT/2に設定することで、その相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置するようにした。しかし、インバータ電流が最大となる相の進角指示値を－T/2に設定することで、その相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、インバータ電流が最大となる相の非還流期間を選択し、その非還流期間を時間ユニットの開始時刻または終了時刻に合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
（第４の実施形態）
　以下に説明する第４の実施形態では、各相のインバータ電流Idu，Idv，Idwの大きさを考慮して、前述の第３の実施形態とは異なる方法で各相の非還流期間を再配置する例を説明する。図１５は、本発明の第４の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
　本実施形態では、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを比較することで、インバータ電流が最大となる相と、２番目に大きくなる相とを特定する。その結果を踏まえて、図１５の表に示したように、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と２番目に大きくなる相の進角指示値とを、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwに基づいて、それぞれ表中の数式に従って算出することで、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。なお、残りの相の進角指示値には、任意の値（たとえばゼロ）を設定することができる。これにより、インバータ電流が最大となる相の非還流期間の開始時刻を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置すると共に、インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間の終了時刻を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置する。
　以上説明したように、第４の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の非還流期間に加えて、インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間をさらに選択する。そして、これらの非還流期間を時間ユニットの開始時刻と終了時刻にそれぞれ合わせて異なる位置に再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、高さが最大の非還流期間と次点の高さの非還流期間とが重なり合う時間を最小化して、モータ２００を駆動することができる。したがって、共通母線に流れる電流Idのピーク特性を改善し、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。なお、インバータ電流が最大となる相と２番目に大きくなる相との組み合わせは、モータ２００の１回転、すなわち１電気角周期ごとに、１２回ずつ入れ替わる。そのため、本実施形態では、搬送波の位相をモータ２００の回転周期ごとに１２回変化させる必要がある。
　なお、上記の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、インバータ電流が２番目に大きくなる相の進角指示値とを、図１５に示した表中の式に基づいてそれぞれ設定することで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻と終了時刻にそれぞれ合わせて再配置するようにした。しかし、表中の式の正負をそれぞれ逆転させることで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻と開始時刻にそれぞれ合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、インバータ電流が最大となる相と２番目に大きくなる相の非還流期間を選択し、これらを時間ユニットの開始時刻と終了時刻に分けてそれぞれに合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
（第５の実施形態）
　以下に説明する第５の実施形態では、各相のインバータ電流Idu，Idv，Idwの大きさを考慮して、前述の第３、第４の実施形態とは異なる方法で各相の非還流期間を再配置する例を説明する。図１６は、本発明の第５の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
　本実施形態では、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを比較することで、インバータ電流が最小となる相を特定し、そのインバータ電流の極性と他の２相のインバータ電流の極性とが一致するか否かを判定する。なお、このとき他の２相のインバータ電流の極性は同一であるものとする。その結果、これらのインバータ電流の極性が一致すると判定した場合に、図１６の表に示したように、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、２番目に大きくなる相の進角指示値と、最小となる相の進角指示値とを、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwに基づいて、それぞれ表中の数式に従って算出することで、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。これにより、インバータ電流が最大となる相の非還流期間の開始時刻を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置すると共に、インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間および最小となる相の非還流期間の終了時刻を時間ユニットの終了時刻に合わせてそれぞれ再配置する。すなわち、インバータ電流が最小となる相の非還流期間を２番目に大きくなる相の非還流期間に合わせて、これらを共に時間ユニットの終了時刻に揃えて再配置する。
　以上説明したように、第５の実施形態では、インバータ電流が最小となる相の非還流期間を選択し、その非還流期間でのインバータ電流の極性と他の２相の非還流期間でのインバータ電流の極性とが一致するか否かを判定する。これらが一致する場合、当該非還流期間をインバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間に合わせて再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、高さが最大の非還流期間を避けて、次点の高さの非還流期間に残りの非還流期間を重ねるようにして、モータ２００を駆動することができる。したがって、共通母線に流れる電流Idのピーク特性を改善し、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。また、インバータ電流が２番目に大きくなる相と最小となる相とで同じ進角指示値を設定すればよいため、第４の実施形態の場合と比べて、搬送波の位相を変化させる回数を減らして、処理を簡素化できるという利点もある。
　なお、上記の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、インバータ電流が２番目に大きくなる相の進角指示値および最小となる相の進角指示値とを、図１６に示した表中の式に基づいてそれぞれ設定することで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻と終了時刻にそれぞれ合わせて再配置するようにした。しかし、表中の式の正負をそれぞれ逆転させることで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻と開始時刻にそれぞれ合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、インバータ電流が最大となる相と２番目に大きくなる相の非還流期間を選択し、これらを時間ユニットの開始時刻と終了時刻に分けてそれぞれに合わせて再配置すると共に、インバータ電流が最小となる相の非還流期間をさらに選択し、これをインバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間に合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
（第６の実施形態）
　以下に説明する第６の実施形態では、前述の第５の実施形態と同様にインバータ電流の極性を判定した結果、最小インバータ電流の極性と他の２相のインバータ電流の極性とが一致しない場合に、各相の非還流期間を再配置する例を説明する。図１７は、本発明の第６の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
　本実施形態では、前述の第５の実施形態と同様に、式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを比較することで、インバータ電流が最小となる相を特定し、そのインバータ電流の極性と他の２相のインバータ電流の極性とが一致するか否かを判定する。その結果、これらのインバータ電流の極性が一致しないと判定した場合に、図１７の表に示したように、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、２番目に大きくなる相の進角指示値と、最小となる相の進角指示値とを、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwに基づいて、それぞれ表中の数式に従って算出することで、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。これにより、インバータ電流が最大となる相の非還流期間および最小となる相の非還流期間の開始時刻を時間ユニットの開始時刻に合わせてそれぞれ再配置すると共に、インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間の終了時刻を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置する。すなわち、インバータ電流が最小となる相の非還流期間を最大となる相の非還流期間に合わせて、これらを共に時間ユニットの開始時刻に揃えて再配置する。
　以上説明したように、第６の実施形態では、インバータ電流が最小となる相の非還流期間を選択し、その非還流期間でのインバータ電流の極性と他の２相の非還流期間でのインバータ電流の極性とが一致するか否かを判定する。これらが異なる場合、当該非還流期間をインバータ電流が最大となる相の非還流期間に合わせて再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、高さが最大の非還流期間に逆極性の非還流期間を重ねるようにして、モータ２００を駆動することができる。したがって、共通母線に流れる電流Idのピーク特性を改善し、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。
　なお、上記の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の進角指示値および最小となる相の進角指示値と、インバータ電流が２番目に大きくなる相の進角指示値とを、図１７に示した表中の式に基づいてそれぞれ設定することで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻と終了時刻にそれぞれ合わせて再配置するようにした。しかし、表中の式の正負をそれぞれ逆転させることで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻と開始時刻にそれぞれ合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、インバータ電流が最大となる相と２番目に大きくなる相の非還流期間を選択し、これらを時間ユニットの開始時刻と終了時刻に分けてそれぞれに合わせて再配置すると共に、インバータ電流が最小となる相の非還流期間をさらに選択し、これをインバータ電流が最大となる相の非還流期間に合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
（第７の実施形態）
　以下に説明する第７の実施形態では、前述の第５の実施形態と同様にインバータ電流の極性を判定した結果、最小インバータ電流の極性と他の２相のインバータ電流の極性とが一致しない場合に、前述の第６の実施形態とは異なる方法で各相の非還流期間を再配置する例を説明する。図１８は、本発明の第７の実施形態による進角指示値の算出方法を示した表である。
　本実施形態では、前述の第５、第６の実施形態と同様に、式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の高さHu，Hv，Hwを比較することで、インバータ電流が最小となる相を特定し、そのインバータ電流の極性と他の２相のインバータ電流の極性とが一致するか否かを判定する。その結果、これらのインバータ電流の極性が一致しないと判定した場合に、図１８の表中に示した確認条件を満たすか否かを判定する。この確認条件は、インバータ電流が最大となる相の非還流期間と２番目に大きくなる相の非還流期間とが互いに重なっているか否かを確認するための条件式である。その結果、確認条件を満たさないと判定した場合は、これらの非還流期間は重なり合っていないと判断し、第６の実施形態で説明した方法に従って、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。
　一方、確認条件を満たすと判定した場合、インバータ電流が最大となる相の非還流期間と２番目に大きくなる相の非還流期間とで重なり合う部分があると判断する。この場合、図１８の表に示したように、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、２番目に大きくなる相の進角指示値と、最小となる相の進角指示値とを、前述の式（８）、（９）、（１０）で算出される各相の非還流期間の幅Wu，Wv，Wwに基づいて、それぞれ表中の数式に従って算出することで、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを設定する。これにより、インバータ電流が最大となる相の非還流期間の開始時刻を時間ユニットの開始時刻に合わせて再配置すると共に、インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間の終了時刻を時間ユニットの終了時刻に合わせて再配置する。さらに、インバータ電流が最小となる相の非還流期間については、他の２相の非還流期間が重なり合う期間を求め、その期間の中心に合わせて再配置する。
　以上説明したように、第７の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の非還流期間と２番目に大きくなる相の非還流期間とが重なるか否かを判定する。これらが重なる場合、その重なり期間に合わせてインバータ電流が最小となる相の非還流期間を再配置することで各相の非還流期間を互いにずらすように、各相の進角指示値Ta，Tb，Tcを算出する。その結果、高さが最大の非還流期間と次点の高さの非還流期間との重なり期間に逆極性の非還流期間を重ねるようにして、モータ２００を駆動することができる。したがって、共通母線に流れる電流Idのピーク特性を改善し、平滑キャパシタ１１０の充放電を抑制して、過大な温度上昇を抑制できる。
　なお、上記の実施形態では、インバータ電流が最大となる相の進角指示値と、インバータ電流が２番目に大きくなる相の進角指示値とを、図１８に示した表中の式に基づいてそれぞれ設定することで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻と終了時刻にそれぞれ合わせて再配置するようにした。しかし、表中の式の正負をそれぞれ逆転させることで、これらの相の非還流期間を時間ユニットの終了時刻と開始時刻にそれぞれ合わせて再配置することもできる。このようにしても、上記と同様の効果が得られる。すなわち、本実施形態では、インバータ電流が最大となる相と２番目に大きくなる相の非還流期間を選択し、これらを時間ユニットの開始時刻と終了時刻に分けてそれぞれに合わせて再配置すると共に、インバータ電流が最小となる相の非還流期間をさらに選択し、これを他の２相の非還流期間の重なり期間に合わせて再配置することで、各相の非還流期間を互いにずらすことができる。
　なお、上記の各実施形態では、搬送波に三角波を用いたＰＷＭ制御の場合の例をそれぞれ説明したが、搬送波に鋸波を用いたＰＷＭ制御の場合にも適用可能である。この場合、再配置前の各相の非還流期間は、時間ユニットの開始時刻または終了時刻に合わせて配置されている。そのため、いずれかの相の非還流期間を時間ユニットの開始時刻または終了時刻に合わせて再配置するためには、進角指示値をゼロとすればよい。
　以上説明した各実施形態や各種の変化例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。
　１　Ｐ母線端子
　２　Ｎ母線端子
　３，４，５，６，７，８　ＡＣ端子
　１００　インバータ
　１０１　Ｐ母線
　１０２　Ｎ母線
　１１０　平滑キャパシタ
　１２１，１２２，１２３，１２４　帰還ダイオード
　１２５　仮想グランド電位
　１２６　信号セパレータ
　１４１，１４２，１４３　電流センサ
　１５０　制御器
　１５１，１５２，１５３　ＰＷＭカウンタ
　１５４，１５５，１５６　乗算器
　１５７　搬送波生成器
　１５８　搬送波進角調整器
　１６０，１７０，１８０　単相インバータ
　２００　交流モータ
　２１０，２２０，２３０　独立巻線
　３００　機械出力軸

Claims (9)

  1. 　固定子に３相の独立巻線を有する電動機と接続され、前記電動機の各独立巻線の電圧を個別に制御することで前記電動機を駆動させる電動機駆動装置であって、
    　バッテリの正極側と負極側にそれぞれ接続される一対の母線と、
    　前記一対の母線間に接続された平滑キャパシタと、
    　前記独立巻線の各々に対応して設けられ、前記一対の母線間にそれぞれ接続された３相の単相インバータと、
    　前記単相インバータの各々について、前記一対の母線を経由したインバータ電流が流れる非還流期間と、前記インバータ電流が流れない還流期間とを制御するためのゲート信号を出力する制御器と、を備え、
    　前記制御器は、各相の前記非還流期間を互いにずらして、前記ゲート信号を出力することを特徴とする電動機駆動装置。
  2. 　請求項１に記載の電動機駆動装置において、
    　前記制御器は、３相全ての前記還流期間が重なる期間がある場合、いずれか１相または２相の前記非還流期間の少なくとも一部を当該期間に再配置することで、各相の前記非還流期間を互いにずらすことを特徴とする電動機駆動装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電動機駆動装置において、
    　周期的な搬送波を用いたＰＷＭ制御により、前記独立巻線の各々に対する印加電圧が決定され、
    　前記制御器は、いずれか１相の前記非還流期間を選択し、その非還流期間を前記搬送波の周期に応じた時間ユニットの開始時刻または終了時刻に合わせて再配置することで、各相の前記非還流期間を互いにずらすことを特徴とする電動機駆動装置。
  4. 　請求項３に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、３相の前記非還流期間のうち前記インバータ電流が最大となる相の非還流期間を選択することを特徴とする電動機駆動装置。
  5. 　請求項４に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、３相の前記非還流期間のうち前記インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間をさらに選択し、その非還流期間を前記搬送波の周期に応じた時間ユニットの終了時刻または開始時刻に合わせて、前記インバータ電流が最大となる相の非還流期間とは異なる位置に再配置することを特徴とする電動機駆動装置。
  6. 　請求項５に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、３相の前記非還流期間のうち前記インバータ電流が最小となる相の非還流期間をさらに選択し、その非還流期間での前記インバータ電流の極性と他の２相の非還流期間での前記インバータ電流の極性とが一致する場合、当該非還流期間を前記インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間に合わせて再配置することを特徴とする電動機駆動装置。
  7. 　請求項５に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、３相の前記非還流期間のうち前記インバータ電流が最小となる相の非還流期間をさらに選択し、その非還流期間での前記インバータ電流の極性と他の２相の非還流期間での前記インバータ電流の極性とが異なる場合、当該非還流期間を前記インバータ電流が最大となる相の非還流期間に合わせて再配置することを特徴とする電動機駆動装置。
  8. 　請求項５に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、３相の前記非還流期間のうち前記インバータ電流が最大となる相の非還流期間と、前記インバータ電流が２番目に大きくなる相の非還流期間とが重なる場合、その重なり期間に合わせて、前記インバータ電流が最小となる相の非還流期間を再配置することを特徴とする電動機駆動装置。
  9. 　請求項３に記載の電動機制御装置において、
    　前記制御器は、前記搬送波の位相を調整するための進角指示値を算出する搬送波進角調整器と、前記進角指示値に応じて位相を調整した搬送波を生成する搬送波生成器と、前記搬送波生成器により生成された搬送波に基づいて前記印加電圧を決定するＰＷＭカウンタとを有し、
    　前記搬送波進角調整器は、前記再配置された非還流期間の位置に応じて前記進角指示値を算出することを特徴とする電動機駆動装置。
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