CN105794104A - 电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

防止平滑电容器的过大的温度上升。载波超前角调整器(158)根据绕组电流的测定值(Iu^、Iv^、Iw^)和目标电压(Vu*、Vv*、Vw*)，计算用于使各相的非回流期间相互错开而进行再配置的超前角指示值(Ta、Tb、Tc)，将它们输出到载波生成器(157)。载波生成器(157)根据从载波超前角调整器(158)输入的超前角指示值(Ta、Tb、Tc)来生成PWM用的载波(Ca、Cb、Cc)，并分别输出到乘法器(154、155、156)。PWM计数器(151、152、153)根据通过乘法器(154、155、156)调整了振幅的载波(Ca、Cb、Cc)和目标电压(Vu*、Vv*、Vw*)，生成门信号(Gu、Gv、Gw)。

Description

电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及电动机驱动装置。

背景技术

以往，已知进行构成为各相的马达定子的绕组独立的马达的驱动控制的装置(专利文献1)。通过使用这样的马达，不使用升压电路而解除电压不足，能够实现马达的高输出化。另外，也能够实现大电容化、最高转速的提升。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006－149145号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

在专利文献1所述的马达驱动控制装置中，根据占空指令值来生成各相的PWM驱动控制信号，使用它来控制各相的逆变器。因此，电流在逆变器中流通而对马达绕组供给电力的非回流期间、在逆变器中流通的电流变成0而不对马达绕组供给电力的回流期间有时在3个相中相互重叠。这样的情况下，马达的电流纹波增大，与马达连接的平滑电容器的充放电量变大，所以有可能导致平滑电容器的过大的温度上升。

解决技术问题的技术手段

本发明涉及一种电动机驱动装置，其与在定子中具有3相的独立绕组的电动机连接，分别地控制所述电动机的各独立绕组的电压，从而驱动所述电动机，所述电动机驱动装置具备：一对母线，其与电池的正极侧和负极侧分别连接；平滑电容器，其连接于所述一对母线之间；3相的单相逆变器，其与各个所述独立绕组对应地设置，分别连接于所述一对母线之间；以及控制器，其输出门信号，该门信号用于针对各个所述单相逆变器，控制经过了所述一对母线的逆变器电流流通的非回流期间和所述逆变器电流不流通的回流期间，所述控制器使各相的所述非回流期间相互错开地输出所述门信号。

发明效果

根据本发明，能够防止平滑电容器的过大的温度上升。

附图说明

图1是示出作为本发明的一个实施方式的电动机动装置的应用例的逆变器的系统结构的图。

图2是示出单相逆变器与独立绕组的电气结构的图。

图3是示出开关元件的状态、对独立绕组的施加电压和逆变器电流的关系的表。

图4是示出电压目标、绕组电流和逆变器电流的各波形的代表例的图。

图5是示出共同母线中流通的电流与平滑电容器中流通的电流的关系的图。

图6是用于说明本发明的非回流期间的再配置方法的一个例子的图。

图7是用于说明本发明的非回流期间的再配置方法的另一个例子的图。

图8是示出控制器的内部结构的图。

图9是示出相对于目标电压而在独立绕组的两侧分别施加的电压的例子的图。

图10是示出在将目标电压固定于载波的下端侧的情况下，相对于目标电压而在独立绕组的两侧分别施加的电压的例子的图。

图11是示出在将目标电压固定于载波的上端侧的情况下，相对于目标电压而在独立绕组的两侧分别施加的电压的例子的图。

图12是示出载波与目标电压的关系的图。

图13是示出用于说明本发明的第1实施方式的超前角指示值的计算方法的流程图的图。

图14是示出本发明的第3实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

图15是示出本发明的第4实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

图16是示出本发明的第5实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

图17是示出本发明的第6实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

图18是示出本发明的第7实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

具体实施方式

(系统结构)

图1是示出作为本发明的一个实施方式的电动机动装置的应用例的逆变器100的系统结构的图。图1所示的逆变器100具有经由P母线端子1与未图示的电池的正极侧连接的P母线101以及经由N母线端子2与电池的负极侧连接的N母线102。通过该电池，在P母线101与N母线102之间供给直流电压Ed。另外，在逆变器100与电池之间相互交换直流电力。此外，在逆变器100与电池之间，也可以设置用于根据系统的动作状态而对接通断开进行切换的未图示的继电器。

另外，逆变器100还具有用于与交流马达(以下，简称为马达)200连接的AC端子3、4、5、6、7和8。经由该AC端子3～8将逆变器100连接到马达200，从而在逆变器100与马达200之间相互交换直流电力。马达200具备机械输出轴300，对该机械输出轴300连接未图示的负载，从而在马达200与负载之间相互交换机械输出。

在逆变器100中，在P母线101与N母线102之间，连接用于使从电池流出的电池电流Ib平滑化的平滑电容器110。在该平滑电容器110的下游侧，将3个单相逆变器160、170和180连接于P母线101与N母线102之间，在各单相逆变器与P母线101和N母线102之间，分别交换逆变器电流Idu、Idv、Idw。此外，关于逆变器电流Idu、Idv、Idw的极性，如图1所示，将从P母线101向N母线102的方向确定为正极性，将与其相反的方向确定为负极性。

在P母线101和N母线102中，从平滑电容器110直到在单相逆变器160处分支为止的部分对于单相逆变器160、170和180而被共同使用。在该共同母线中流通的电流Id、在平滑电容器中流通的电流Ic与上述电池电流Ib的极性分别如图1所示地确定。在这些电流之间，以下的式(1)的关系成立。

Id＝Ib+Ic…(1)

在式(1)中，平滑电容器电流Ic的平均值为零，所以共同母线的电流Id的平均值与电池电流Ib大致一致。即，共同母线的电流Id与其平均值之差和平滑电容器电流Ic的纹波大致一致。

另外，在上述共同母线的电流Id与在各单相逆变器160、170、180中流通的逆变器电流Idu、Idv、Idw之间，以下的式(2)的关系成立。

Id＝Idu+Idv+Idw…(2)

马达200在定子中具有3相的独立绕组210、220、230。如图1所示，U相的独立绕组210经由AC端子3、4与单相逆变器160连接，V相的独立绕组220经由AC端子5、6与单相逆变器170连接，W相的独立绕组230经由AC端子7、8与单相逆变器180连接。此外，独立绕组210、220和230是不相互电连接、不相互流入流出电流的绕组。即，在马达200内经过各独立绕组的电流不经过其他独立绕组而流出到马达200之外。

在单相逆变器160、170、180与AC端子3、4、5、6、7、8之间，如图所示，分别设置有电流传感器141、142、143。电流传感器141、142、143分别测定在马达200的各独立绕组210、220、230中流通的绕组电流Iu、Iv、Iw，将其测定值Iu^、Iv^、Iw^分别输出到控制器150。

控制器150根据从电流传感器141、142、143分别输入的绕组电流的测定值Iu^、Iv^、Iw^，生成各相的门信号Gu、Gv、Gw，并分别输出到单相逆变器160、170、180。例如，根据从未图示的上级的控制装置输入了的马达200的运行指令和来自电流传感器141、142、143的电流测定值Iu^、Iv^、Iw^，通过公知的运算方法，计算针对U相的独立绕组210的目标电压Vu*、针对V相的独立绕组220的目标电压Vv*和针对W相的独立绕组230的目标电压Vw*。然后，根据计算出的目标电压Vu*、Vv*、Vw*，生成门信号Gu、Gv、Gw。

此外，在控制器150中，在生成与目标电压Vu*、Vv*、Vw*相应的门信号Gu、Gv、Gw时，使用绕组电流的测定值Iu^、Iv^、Iw^，进行用于改善共同母线的电流Id的纹波的处理。关于这一点，在后面详细说明。

(单相逆变器的动作)

图2是示出单相逆变器160与独立绕组210的电气结构的图。此外，关于单相逆变器170和独立绕组220以及单相逆变器180和独立绕组230，也是与其相同的电气结构。因此，在下面，在代表例中使用图2所示的单相逆变器160与独立绕组210的电气结构，说明单相逆变器160、170、180的动作。

单相逆变器160具有开关元件Q1、Q2、Q3、Q4以及与各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4分别连接的反馈二极管121、122、123、124。通过它们来构成图2所示的桥式电路。该桥式电路连接于独立绕组210的两端子间，根据各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态，对独立绕组210施加电压Vu。此外，电压Vu的极性设为如图所示的方向。

从控制器150输出的门信号Gu通过单相逆变器160内的信号分离器126，分解成针对各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的门信号G1、G2、G3、G4。各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态通过门信号G1、G2、G3、G4来分别确定。

图3是示出图2所示的桥式电路中的开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态、对独立绕组210的施加电压Vu与根据该电压Vu而在单相逆变器160中流通的逆变器电流Idu的关系的表。在该表中，将开关元件Q1、Q2、Q3、Q4分别能够取得的状态的组合表示为开关模式M1、M2、M3、M4。此外，在图3的表中，在独立绕组210中流通的绕组电流Iu的极性和对独立绕组210的施加电压Vu的极性如图2所示地分别确定。另外，在图3的表中，在第2列中，将“0”设为断开，将“1”设为接通，用0与1的组合来表示各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的状态。例如，开关模式M1是(1001)，这表示开关元件Q1为接通，开关元件Q2为断开，开关元件Q3为断开，开关元件Q4为接通。

选择图3的表所示的各开关模式中的开关模式M1或者M2的期间是所谓的非回流期间。在该期间中，根据施加电压Vu的极性，绕组电流Iu或者将其极性反转而得到的电流－Iu作为经过P母线101和N母线102的逆变器电流Idu而在单相逆变器160中流通。另一方面，选择开关模式M3或者M4的期间是回流期间。在该期间中，在单相逆变器160中不流通电流，因此，逆变器电流Idu为零。

图2所示的假想地电位125是以使P母线101的电位为+Ed/2、N母线102的电位为－Ed/2的方式假想地确定的基准电位。以该假想地电位125为基准，将独立绕组210的左侧、即开关元件Q1与Q2之间的电位设为电压Vul，将独立绕组210的右侧、即开关元件Q3与Q4之间的电位设为电压Vur。在这些电压与独立绕组210的施加电压Vu之间，以下的式(3)的关系成立。

Vu＝Vul－Vur…(3)

此处，设为针对独立绕组210的施加电压Vu的瞬时值通过通常在马达控制中利用的PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)来确定。具体来说，针对在独立绕组210中产生电压电平+Ed的期间、产生电压电平零的期间以及产生电压电平－Ed的期间，分别在规定的时间单位中根据目标电压Vu*来进行时间分配，从而确定电压Vu的瞬时值。此时，以使各时间单位内的电压Vu的平均值与目标电压Vu*一致的方式，确定各期间的长度。

如图3所示，在PWM控制中，为了将独立绕组210的电压Vu设为+Ed，使用开关模式M1，为了将电压电平设为零，使用开关模式M3或者M4，为了将电压电平设为－Ed，使用开关模式M2。根据目标电压Vu*而在各时间单位内依次切换这些开关模式。因此，在一个时间单位内，非回流期间与回流期间混合存在。但是，根据目标电压Vu*，有时一个时间单位全部由非回流期间填满，相反也有时由回流期间填满。

此外，上述时间单位的长度根据在PWM控制中使用的载波的周期来确定。具体来说，载波的1个周期量相当于1个时间单位。即，在作为载波而使用锯齿波的外缘调制方式或者内缘调制方式的PWM控制的情况下，该锯齿波的每一个分别相当于时间单位。另外，在作为载波而使用三角波的两缘调制方式的PWM控制的情况下，该三角波的每一个或者三角波的上升期间与下降期间的每一个分别相当于时间单位。

一般来说，在PWM控制中，在目标电压Vu*是正的电压的情况下，仅使用将独立绕组210的电压Vu设为+Ed的期间和设为零的期间这2个期间，在时间单位内根据目标电压Vu*来对这些期间进行时间分配。相反，在目标电压Vu*是负的电压的情况下，仅使用将独立绕组210的电压Vu设为零的期间和设为－Ed的期间这2个期间，在时间单位内根据目标电压Vu*来对这些期间进行时间分配。因此，如果除去切换目标电压Vu*的正负的时间点，则在非回流期间中，在单相逆变器160中流通的逆变器电流Idu的极性固定为正负中的某一方。

基于以上的内容，以下说明电压目标Vu*、绕组电流Iu和逆变器电流Idu的各波形。图4是示出电压目标Vu*、绕组电流Iu和逆变器电流Idu的各波形的代表例的图。在图4中，在上部示出绕组电流Iu与电压目标Vu*的波形例，在下部示出在与它们相同的时间点下的逆变器电流Idu的波形例。

如图4的上部所示，在(1)的期间中，绕组电流Iu与电压目标Vu*均为正。此时的逆变器电流Idu在非回流期间中为+Iu，在回流期间中为零。因此，逆变器电流Idu的波形如图4的下部所示，成为正的大致长方形的波形。

另一方面，如图4的上部所示，在(2)的期间中，绕组电流Iu为正，电压目标Vu*为负。此时的逆变器电流Idu在非回流期间中为－Iu，在回流期间中为零。因此，逆变器电流Idu的波形如图4的下部所示，成为负的大致长方形的波形。

另外，如图4的上部所示，在(3)的期间中，绕组电流Iu与电压目标Vu*均为负。此时的逆变器电流Idu在非回流期间中为－Iu，在回流期间中为零。因此，逆变器电流Idu的波形与(1)的期间同样地，成为正的大致长方形的波形。

另一方面，如图4的上部所示，在(4)的期间中，绕组电流Iu为负，电压目标Vu*为正。此时的逆变器电流Idu在非回流期间中为+Iu，在回流期间中为零。因此，逆变器电流Idu的波形与(2)的期间同样地，成为负的大致长方形的波形。

此外，在PWM控制的性质上，在(1)～(4)的各期间中，回流期间与非回流期间分别出现的位置与在PWM中使用的载波同步。

(PWM控制的问题点)

在以上说明的PWM控制中，有时在非回流期间流通各单相逆变器160、170、180的逆变器电流Idu、Idv、Idw全部为相同极性，并且各相的非回流期间、回流期间相互重叠。在这样的情况下，在连接各单相逆变器160、170、180的共同母线中流通的电流Id的纹波的电平变得过大。因此，存在引起平滑电容器110的过大的充放电而不必要地导致平滑电容器110的温度上升这样的问题。

图5是示出共同母线中流通的电流Id与平滑电容器110中流通的电流Ic的关系的图。在图5中，针对2个周期量的时间单位，在上部示出电流Id的变化的情形，在下部示出电流Ic的变化的情形。

在图5上部，在最初的时间单位内划影线的3个块B1、B2、B3与在接下来的时间单位内划影线的3个块B4、B5、B6分别表示在非回流期间中流通各单相逆变器160、170、180的逆变器电流Idu、Idv、Idw。它们分别相当于图4中例示出的长方形的波形。另外，图中的粗的虚线表示时间单位中的平均电流。

在图5上部，块B1、B2、B3的右端的位置均是最初的时间单位的结束时刻(接下来的时间单位的开始时刻)t2，块B4、B5、B6的右端的位置均是接下来的时间单位的结束时刻t3。即，关于所有的单相逆变器160、170、180，非回流期间的结束时刻被固定为各时间单位的结束时刻t2、t3。因此，无论各块的宽度所表示的非回流期间的长度多少，在各时间单位的结束时刻附近，都分别存在共同母线的电流Id达到峰值的期间T1、T2。

另一方面，最初的时间单位中的从开始时刻t1起的期间TT1是块B1、B2、B3均不存在的期间，接下来的时间单位中的从开始时刻t2起的期间TT2是块B4、B5、B6均不存在的期间。即，在这些期间中，所有的单相逆变器160、170、180的回流期间重叠，其开始时刻被固定为时间单位的开始时刻。因此，在各时间单位的开始时刻，共同母线的电流Id为零。

如以上说明的那样，共同母线中流通的电流Id在各时间单位内大幅增減，与此相应地，如图5下部所示，平滑电容器110的充放电电流Ic的变动也变大。因此，平滑电容器110的充放电量增加，平滑电容器110的发热加速。在以往的PWM控制中，有可能产生这样的问题。特别是，在单相逆变器160、170、180的载波一致时，容易发现这样的现象。

此外，在图5上部用虚线表示的电流Id的值表示在时间单位内使块B1、B2、B3与块B4、B5、B6分别平均化时的高度，它表示电流Id的平均值。该平均值与共同母线上的电流Id的瞬时值之差相当于平滑电容器110中流通的电流Ic。

(本发明的概要)

如上所述，在以往的PWM控制中，在各相的非回流期间、回流期间在相同的时间点下分别集中的情况下，存在引起平滑电容器110的过大的温度上升这样的问题。因此，在本发明中，为了解决这样的以往的PWM控制的问题点，使各相的非回流期间相互错开而进行再配置，关于多个相使非回流期间相互重叠的期间减少，从而使得各相的非回流期间、回流期间尽可能地不集中于相同的时间点。由此，改善共同母线的电流Id的纹波，由此减少平滑电容器110的充放电量，抑制平滑电容器110的温度上升。

图6是用于说明本发明的非回流期间的再配置方法的一个例子的图。在图6上部，示出在最初的时间单位内对图5上部所示的块B1、B2、B3进行再配置、并且在接下来的时间单位内对块B4、B5、B6进行再配置的情形。具体来说，在最初的时间单位中，将块B3固定于原来的位置，在相对于它的剩余的回流期间内分别移动块B1、B2。另一方面，在接下来的时间单位中，将块B6固定于原来的位置，在相对于它的剩余的回流期间内分别移动块B4、B5。此外，关于块B5，将在回流期间内无法再配置的部分分割并分别重叠于块B4、B6。

在图6下部，示出再配置后的平滑电容器110的充放电电流Ic。它与在图中用虚线表示的再配置前的充放电电流Ic(图5下部所示的充放电电流Ic)相比，在整体上变动幅度变小。因此，可知能够使平滑电容器110的充放电减少，抑制平滑电容器110的温度上升。

此外，上述那样的非回流期间的再配置例如能够通过使PWM的载波的相位提前(超前角)或者滞后(滞后角)来实现。但是，为了实现在图6中说明的那样的非回流期间的再配置方法，需要针对每个时间单位调整PWM的载波。

图7是用于说明本发明的非回流期间的再配置方法的另一个例子的图。在图7中，示出通过与在图6中说明的方法不同的方法来在最初的时间单位内对图5上部所示的块B1、B2、B3进行再配置、并且在接下来的时间单位内对块B4、B5、B6进行再配置的情形。具体来说，在最初的时间单位中，使块B2的开始位置与时间单位的开始时刻相匹配，并且使块B3的结束位置与时间单位的结束位置相匹配。另一方面，在接下来的时间单位中，使块B5的开始位置与时间单位的开始时刻相匹配，并且使块B6的结束位置与时间单位的结束位置相匹配。

在图7中，在最初的时间单位中，指定开始时刻的块B2与指定结束时刻的块B3不重叠。因此，不管将剩余的块B1配置在什么位置，3个块B1、B2、B3都不会重叠，所以不产生图5上部所示的峰值期间T1那样的状态，能够将共同母线的电流Id的上侧的峰值抑制得较低。另外，能够使共同母线的电流Id为零的期间TT3比图5上部所示的期间TT1短。由此，能够使电流Id的下侧的纹波宽度变窄，抑制电流Id的变动。

另一方面，在接下来的时间单位中，指定开始时刻的块B5与指定结束时刻的块B6发生重叠。因此，即使配置成进一步地重叠剩余的块B4，也能够使该重叠部分的宽度所表示的峰值期间T3比图5上部所示的峰值期间T2短。由此，能够使电流Id的上侧的纹波宽度变窄，抑制电流Id的变动。另外，由于没有共同母线的电流Id为零的期间，所以能够将电流Id的下侧的峰值抑制得较低。

通过以上说明的方法，也能够使平滑电容器110的充放电减少，抑制平滑电容器110的温度上升。

此外，关于上述那样的非回流期间的再配置，也与在图6中说明的方法同样地，能够通过例如PWM的载波的超前角或者滞后角来实现。进而，与图6中说明的方法不同，不需要针对每个时间单位调整PWM的载波，例如，在系统起动时一次确定载波的相位即可。因此，能够通过更简单的控制来实现。

在本发明中，如以上说明的那样，在存在3相全部的回流期间重叠而共同母线的电流Id为零的期间的情况下，为了将某1相或者2相的非回流期间的至少一部分再配置于该期间，对非回流期间进行再配置。由此，使共同母线的电流Id的纹波减少，防止平滑电容器110的过大的温度上升。此外，在非回流期间的再配置中，除了在图6、7中分别例示出的以外，还能够使用各种方法。关于这一点，在后面详细说明。

(控制器的内部结构)

图8是示出用于实现以上说明的非回流期间的再配置的控制器150的内部结构的图。在图1所示的逆变器100中，控制器150如图8所示，具有与U相、V相、W相分别对应的PWM计数器151、152、153、与PWM计数器151、152、153分别连接的乘法器154、155、156、载波生成器157以及载波超前角调整器158。

在控制器150中，对PWM计数器151、152、153分别输入通过未图示的运算器计算出的U相的目标电压Vu*、V相的目标电压Vv*、W相的目标电压Vw*。另外，还将这些目标电压Vu*、Vv*、Vw*输入到载波超前角调整器158。

载波超前角调整器158根据从电流传感器141、142、143分别输入的绕组电流的测定值Iu^、Iv^、Iw^和目标电压Vu*、Vv*、Vw*，计算用于进行上述那样的非回流期间的再配置的超前角指示值Ta、Tb、Tc，并将它们输出到载波生成器157。超前角指示值Ta是用于调整U相的非回流期间的指示值，超前角指示值Tb是用于调整V相的非回流期间的指示值，超前角指示值Tc是用于调整W相的非回流期间的指示值。关于这些指示值的具体计算方法，在后面详细说明。

载波生成器157根据从载波超前角调整器158输入的超前角指示值Ta、Tb、Tc，生成振幅是1的PWM用的载波Ca、Cb、Cc，并分别输出到乘法器154、155、156。具体来说，使用超前角指示值Ta、Tb、Tc，依照以下的式(4)、(5)、(6)，分别调整载波Ca、Cb、Cc的相位。该载波Ca、Cb、Cc如图8所示，通过相位相互偏离半周期的一对三角波来构成。在式(4)、(5)、(6)中，右边的f(t+α)(其中α＝Ta、Tb或者Tc)表示将时间t设为变量的图中所示的三角波的周期函数。此外，此处，例示出作为载波而使用三角波的情况，但也可以不使用三角波而使用锯齿波。

Ca＝f(t+Ta)…(4)

Cb＝f(t+Tb)…(5)

Cc＝f(t+Tc)…(6)

乘法器154、155、156通过对从载波生成器157输入的载波Ca、Cb、Cc分别乘以将电池电压Ed平分而得到的值Ed/2，从而分别调整载波Ca、Cb、Cc的振幅，分别输出到PWM计数器151、152、153。

PWM计数器151根据通过乘法器154调整了振幅的载波Ca与目标电压Vu*，生成门信号Gu。同样地，PWM计数器152根据通过乘法器155调整了振幅的载波Cb与目标电压Vv*，生成门信号Gv。另外，PWM计数器153根据通过乘法器156调整了振幅的载波Cc与目标电压Vw*，生成门信号Gw。将所生成的门信号Gu、Gv、Gw分别输出到图1的单相逆变器160、170、180。

进一步地说明PWM计数器151、152、153的动作。此外，PWM计数器151、152、153通过同样的动作，分别生成门信号Gu、Gv、Gw。因此，在下面，以PWM计数器151作为代表例，说明其动作。

如上所述，在按图2所示的方向定义了针对独立绕组210的施加电压Vu的极性的情况下，如果将独立绕组210的左端子侧的目标电压设为Vul*，将右端子侧的目标电压设为Vur*，则针对施加电压Vu的目标电压Vu*由以下的式(7)表示。

Vu*＝Vul*－Vur*…(7)

PWM计数器151使用从乘法器154输入的振幅调整后的载波Ca来生成门信号Gu。根据该门信号Gu，使单相逆变器160的开关元件Q1、Q2、Q3、Q4分别接通或者断开，从而在独立绕组210的右端子侧和左端子侧，产生与由上述式(7)表示的目标电压Vul*、Vur*相应的电压Vul、Vur。即，PWM计数器151经由门信号Gu而使单相逆变器160的各开关元件Q1、Q2、Q3、Q4起弧或者灭弧，由此在独立绕组210的两侧产生与目标电压Vul*、Vur*相应的电压Vul、Vur。这样，将与目标电压Vu*相应的电压Vu施加到独立绕组210。

图9是为了说明基于PWM计数器151的门信号Gu的确定方法，而示出相对于目标电压Vul*、Vur*而在独立绕组210的两侧分别施加的电压Vul、Vur的例子的图。上部的图9的(a)示出PWM的载波与目标电压Vul*、Vur*的关系，下部的图9的(b)示出电压Vul、Vur的变化的情形。

在图9的(a)中，用实线表示的三角波表示作为振幅调整后的载波Ca而输入到PWM计数器151的一对三角波中的、在电压Vul的生成中使用的一方的三角波。PWM计数器151将目标电压Vul*与该三角波的电压Va1进行比较，如果Vul*>Va1，则为了将电压Vul设为+1/2Ed，输出将开关元件Q1设为接通、将开关元件Q2设为断开的门信号Gu。另一方面，如果Vul*≦Va1，则为了将电压Vul设为－1/2Ed，输出将开关元件Q1设为断开、将开关元件Q2设为接通的门信号Gu。

另外，在图9的(a)中，用虚线表示的另一方的三角波表示作为振幅调整后的载波Ca而输入到PWM计数器151的一对三角波中的、在电压Vur的生成中使用的一方的三角波。PWM计数器151将目标电压Vur*与该三角波的电压Va2进行比较，如果Vur*>Va2，则为了将电压Vur设为+1/2Ed，输出将开关元件Q3设为接通、将开关元件Q4设为断开的门信号Gu。另一方面，如果Vur*≦Va2，则为了将电压Vur设为－1/2Ed，输出将开关元件Q3设为断开、将开关元件Q4设为接通的门信号Gu。

通过将如上所述地确定的门信号Gu从PWM计数器151输出到单相逆变器160，从而如图9的(b)所示，独立绕组210的两侧的电压Vul、Vur分别变化。其结果，独立绕组210的施加电压Vu如图9的(b)中粗线所示，在+Ed、0、－Ed之间变化。此时的施加电压Vu的瞬时值能够利用电压Vul、Vur，由上述式(3)表示。

此处，在以上说明的那样的方法中，在载波Ca的1个周期中开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的切换总计发生4次，所以开关损耗变大。因此，通常优选使目标电压Vul*、Vur*整体地偏移，将目标电压Vul*或者Vur*固定于载波Ca的上端或者下端侧，从而使在载波Ca的1个周期中进行的开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的切换次数减少到2次。基于这一点，图10是示出在将目标电压Vur*固定于载波Ca的下端侧的情况下相对于目标电压Vul*、Vur*而在独立绕组210的两侧分别施加的电压Vul、Vur的例子的图。另外，图11是示出在将目标电压Vul*固定于载波Ca的上端侧的情况下相对于目标电压Vul*、Vur*而在独立绕组210的两侧分别施加的电压Vul、Vur的例子的图。即使这样，施加电压Vu的模式也相同，不会产生差异。

如以上说明的那样，在图10、11所示的方法中，虽然载波Ca由双重的三角波构成，但在PWM中实际使用的三角波仅是其中1个。图12是示出在这种情况下的载波与目标电压Vu*的关系的图。

接下来，说明载波超前角调整器158中的超前角指示值Ta、Tb、Tc的计算方法。载波超前角调整器158关于U相、V相、W相的各非回流期间，通过以下的式(8)、(9)、(10)计算各自的宽度Wu、Wv、Ww与高度Hu、Hv、Hw。在这些式中，sign(β)(其中β＝Vu*、Vv*或者Vw*)表示符号函数。

(Wu，Hu)＝(|Vu*|/Ed，sign(Vu*)×Iu^)…(8)

(Wv，Hv)＝(|Vv*|/Ed，sign(Vv*)×Iv^)…(9)

(Ww，Hw)＝(|Vw*|/Ed，sign(Vw*)×Iw^)…(10)

此处，如上述图12所示，能够仅实际使用分别构成载波Ca、Cb、Cc的一对三角波中的一方的三角波来实现各相的PWM控制。因此，如式(8)、(9)、(10)那样，将目标电压Vu*、Vv*、Vw*的绝对值分别除以电池电压Ed，从而能够计算各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww。此外，通过式(8)、(9)、(10)计算出的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww与载波的周期即时间单位相匹配，被归一化成取0到1之间的值。

另外，如上述图3所示，在非回流期间中，在单相逆变器160、170、180中分别流通与目标电压Vu*、Vv*、Vw*的极性相应的方向的实际电流。因此，如式(8)、(9)、(10)那样，对绕组电流的测定值Iu^、Iv^、Iw^分别乘以目标电压Vu*、Vv*、Vw*的符号函数，从而能够计算各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw。此外，各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw表示各相的逆变器电流Idu、Idv、Idw的大小。

如以上说明的那样，当计算出各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww和高度Hu、Hv、Hw之后，载波超前角调整器158根据这些计算结果，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc，以将各相的非回流期间再配置于适当的位置。

以下说明各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc的计算方法。作为例如用于依照在上述图6、7中说明的那样的方法来对各相的非回流期间进行再配置的值，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc，但在非回流期间的再配置方法中，在已说明的方法之外，还存在各种方法。在以下说明的各实施方式中，分别说明与各种再配置方法相应的超前角指示值的计算方法。此外，在以下的各实施方式中，都以作为载波而使用三角波的PWM控制的情况为例来进行说明。

(第1实施方式)

在以下说明的第1实施方式中，说明考虑各相的非回流期间的宽度而使各相的非回流期间相互错开地进行再配置的例子。

图13是示出用于说明本发明的第1实施方式的超前角指示值的计算方法的流程图的图。

在步骤S1中，载波超前角调整器158将U相的超前角指示值Ta设定为零。

在步骤S2中，作为是否能够接着U相的非回流期间地配置V相的非回流期间的判断，载波超前角调整器158判定U相的非回流期间的宽度Wu与V相的非回流期间的宽度Wv的总计值是否低于1。其结果，如果低于1，则判断为能够配置，前进到步骤S3，否则，判断为不能配置，前进到步骤S4。

在步骤S3中，为了接着U相的非回流期间地配置V相的非回流期间，载波超前角调整器158依照以下的式(11)来设定V相的超前角指示值Tb。在式(11)中，T表示时间单位的长度。当执行步骤S3之后，前进到步骤S5。

Tb＝(Wu+Wv/2)×T…(11)

在步骤S4中，为了从U相的非回流期间错开180°地配置V相的非回流期间和W相的非回流期间，载波超前角调整器158将V相的超前角指示值Tb、W相的超前角指示值Tc分别设定为时间单位的长度T的一半。此时，在U相的非回流期间与V相的非回流期间中，必定存在相互重叠的部分。因此，共同母线中流通的电流Id在时间单位内不为零。当执行步骤S4之后，结束图13的流程图。

在步骤S5中，作为是否能够接着U相和V相的非回流期间地配置W相的非回流期间的判断，载波超前角调整器158判定U相的非回流期间的宽度Wu、V相的非回流期间的宽度Wv与W相的非回流期间的宽度Ww的总计值是否低于1。其结果，如果低于1，则判断为能够配置，前进到步骤S6，否则，判断为不能配置，前进到步骤S7。

在步骤S6中，为了接着U相、V相的非回流期间而进一步地配置W相的非回流期间，载波超前角调整器158依照以下的式(12)来设定W相的超前角指示值Tb。当执行步骤S6之后，结束图13的流程图。

Tc＝(Wu+Wv+Wv/2)×T…(12)

在步骤S7中，为了从U相的非回流期间相位错开180°地配置W相的非回流期间，载波超前角调整器158将W相的超前角指示值Tc设定为时间单位的长度T的一半。此时在U相或者V相的非回流期间与W相的非回流期间中，必定存在相互重叠的部分。因此，在共同母线中流通的电流Id在时间单位内不为零。当执行步骤S7之后，结束图13的流程图。

如以上说明的那样，在第1实施方式中，考虑各相的非回流期间的宽度，使各相的非回流期间相互错开地进行再配置，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。通过这样处理各相的非回流期间，在存在共同母线上的直流电流Id为零的期间的情况下，关于2个以上的相能够以非回流期间不重叠的方式驱动马达200。其结果，能够抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。

(第2实施方式)

在以下说明的第2实施方式中，说明将各相的非回流期间再配置于固定的位置的例子。

在本实施方式中，例如将U相的超前角指示值Ta设为零，将W相的超前角指示值Tc设定为时间单位的长度T的一半即T/2。由此，保持U相的非回流期间不变，使W相的非回流期间与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置。此外，能够对V相的超前角指示值Tb设定任意的值。

如以上说明的那样，在第2实施方式中，选择W相的非回流期间，以使该非回流期间与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够以使U相的非回流期间与W相的非回流期间相互重叠的时间最小化、使3相的非回流期间尽可能不重叠的方式驱动马达200。因此，能够抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。另外，不需要针对每个时间单位设定各相的超前角指示值，所以与第1实施方式的情况相比，还存在能够简化处理这样的优点。

此外，在上述实施方式中，说明了将U相的超前角指示值Ta设为零、另一方面将W相的超前角指示值Tc设定为T/2的例子，但也可以分别针对各个相而进行这样的超前角指示值的设定。另外，在上述实施方式中，通过将某1相(在上述例子中，W相)的超前角指示值设定为T/2，使该相的非回流期间与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置。但是，也能够通过将某1相的超前角指示值设定为－T/2，使该相的非回流期间与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择某1相的非回流期间，使该非回流期间与时间单位的开始时刻或者结束时刻相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

(第3实施方式)

在以下说明的第3实施方式中，说明考虑各相的逆变器电流Idu、Idv、Idw的大小地对各相的非回流期间进行再配置的例子。图14是示出本发明的第3实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

在本实施方式中，对通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw进行比较，从而确定逆变器电流最大的相。基于其结果，如图14的表所示，将逆变器电流最大的相的超前角指示值设为T/2，将其他相的超前角指示值设为零，设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。由此，使逆变器电流最大的相的非回流期间与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置。

如以上说明的那样，在第3实施方式中，选择逆变器电流最大的相的非回流期间，以使该非回流期间与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够使图6、7的块所示的高度最大的非回流期间与其他非回流期间相互重叠的时间最小化地驱动马达200。因此，能够改善共同母线中流通的电流Id的峰值特性，抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。此外，逆变器电流最大的相在马达200的每次旋转、即每个电角周期中，各调换6次。因此，在本实施方式中，需要使载波的相位在马达200的每个旋转周期中变化6次。

此外，在上述实施方式中，通过将逆变器电流最大的相的超前角指示值设定为T/2，使该相的非回流期间与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置。但是，也能够通过将逆变器电流最大的相的超前角指示值设定为－T/2，使该相的非回流期间与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择逆变器电流最大的相的非回流期间，使该非回流期间与时间单位的开始时刻或者结束时刻相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

(第4实施方式)

在以下说明的第4实施方式中，说明考虑各相的逆变器电流Idu、Idv、Idw的大小并通过与上述第3实施方式不同的方法来对各相的非回流期间进行再配置的例子。图15是示出本发明的第4实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

在本实施方式中，对通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw进行比较，从而确定逆变器电流最大的相和第二大的相。基于其结果，如图15的表所示，根据通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww，分别依照表中的算式来计算逆变器电流最大的相的超前角指示值和第二大的相的超前角指示值，从而设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。此外，能够对剩余的相的超前角指示值设定任意的值(例如，零)。由此，使逆变器电流最大的相的非回流期间的开始时刻与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置，并且使逆变器电流第二大的相的非回流期间的结束时刻与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置。

如以上说明的那样，在第4实施方式中，除了逆变器电流最大的相的非回流期间之外，还选择逆变器电流第二大的相的非回流期间。然后，以使这些非回流期间与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地再配置于不同的位置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够使高度最大的非回流期间和高度第二的非回流期间相互重叠的时间最小化地驱动马达200。因此，能够改善共同母线中流通的电流Id的峰值特性，抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。此外，逆变器电流最大的相和第二大的相的组合在马达200的每次旋转、即每个电角周期中，各调换12次。因此，在本实施方式中，需要使载波的相位在马达200的每个旋转周期中变化12次。

此外，在上述实施方式中，根据图15所示的表中的式子来分别设定逆变器电流最大的相的超前角指示值和逆变器电流第二大的相的超前角指示值，从而使这些相的非回流期间与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置。但是，也能够通过使表中的式的正负分别反转，使这些相的非回流期间与时间单位的结束时刻和开始时刻分别相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择逆变器电流最大的相和第二大的相的非回流期间，使它们分开地与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

(第5实施方式)

在以下说明的第5实施方式中，说明考虑各相的逆变器电流Idu、Idv、Idw的大小而通过与上述第3、第4实施方式不同的方法来对各相的非回流期间进行再配置的例子。图16是示出本发明的第5实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

在本实施方式中，对通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw进行比较，从而确定逆变器电流最小的相，判定该逆变器电流的极性与其他2相的逆变器电流的极性是否一致。此外，此时设为其他2相的逆变器电流的极性相同。其结果，在判定为这些逆变器电流的极性一致的情况下，如图16的表所示，根据通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww，分别依照表中的算式来计算逆变器电流最大的相的超前角指示值、第二大的相的超前角指示值和最小的相的超前角指示值，从而设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。由此，使逆变器电流最大的相的非回流期间的开始时刻与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置，并且使逆变器电流第二大的相的非回流期间和最小的相的非回流期间的结束时刻与时间单位的结束时刻相匹配地分别进行再配置。即，使逆变器电流最小的相的非回流期间与第二大的相的非回流期间相匹配，使它们都与时间单位的结束时刻一致地进行再配置。

如以上说明的那样，在第5实施方式中，选择逆变器电流最小的相的非回流期间，判定该非回流期间中的逆变器电流的极性与其他2相的非回流期间中的逆变器电流的极性是否一致。在它们一致的情况下，以使该非回流期间与逆变器电流第二大的相的非回流期间相匹配地进行再配置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够避开高度最大的非回流期间，而使剩余的非回流期间重叠于高度第二的非回流期间地驱动马达200。因此，能够改善共同母线中流通的电流Id的峰值特性，抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。另外，在逆变器电流第二大的相和最小的相中设定相同的超前角指示值即可，所以与第4实施方式的情况相比，还存在能够减少使载波的相位变化的次数并简化处理这样的优点。

此外，在上述实施方式中，根据图16所示的表中的式子来分别设定逆变器电流最大的相的超前角指示值、逆变器电流第二大的相的超前角指示值和最小的相的超前角指示值，从而使这些相的非回流期间与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置。但是，也能够通过使表中的式的正负分别反转，使这些相的非回流期间与时间单位的结束时刻和开始时刻分别相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择逆变器电流最大的相和第二大的相的非回流期间，使它们分开地与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置，并且还选择逆变器电流最小的相的非回流期间，使它与逆变器电流第二大的相的非回流期间相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

(第6实施方式)

在以下说明的第6实施方式中，说明在与上述第5实施方式同样地判定逆变器电流的极性之后，在最小逆变器电流的极性与其他2相的逆变器电流的极性不一致的情况下对各相的非回流期间进行再配置的例子。图17是示出本发明的第6实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

在本实施方式中，与上述第5实施方式同样地，对通过式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw进行比较，从而确定逆变器电流最小的相，判定该逆变器电流的极性与其他2相的逆变器电流的极性是否一致。其结果，在判定为这些逆变器电流的极性不一致的情况下，如图17的表所示，根据通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww，分别依照表中的算式来计算逆变器电流最大的相的超前角指示值、第二大的相的超前角指示值和最小的相的超前角指示值，从而设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。由此，使逆变器电流最大的相的非回流期间和最小的相的非回流期间的开始时刻与时间单位的开始时刻相匹配地分别进行再配置，并且使逆变器电流第二大的相的非回流期间的结束时刻与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置。即，使逆变器电流最小的相的非回流期间与最大的相的非回流期间相匹配，使它们都与时间单位的开始时刻一致地进行再配置。

如以上说明的那样，在第6实施方式中，选择逆变器电流最小的相的非回流期间，判定该非回流期间中的逆变器电流的极性与其他2相的非回流期间中的逆变器电流的极性是否一致。在它们不同的情况下，以将该非回流期间与逆变器电流最大的相的非回流期间相匹配地进行再配置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够使反极性的非回流期间重叠于高度最大的非回流期间地驱动马达200。因此，能够改善共同母线中流通的电流Id的峰值特性，抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。

此外，在上述实施方式中，根据图17所示的表中的式子来分别设定逆变器电流最大的相的超前角指示值、最小的相的超前角指示值以及逆变器电流第二大的相的超前角指示值，从而使这些相的非回流期间与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置。但是，通过使表中的式的正负分别反转，也能够使这些相的非回流期间与时间单位的结束时刻和开始时刻分别相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择逆变器电流最大的相和第二大的相的非回流期间，使它们分开地与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置，并且还选择逆变器电流最小的相的非回流期间，使其与逆变器电流最大的相的非回流期间相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

(第7实施方式)

在以下说明的第7实施方式中，说明在与上述第5实施方式同样地判定逆变器电流的极性之后，在最小逆变器电流的极性与其他2相的逆变器电流的极性不一致的情况下通过与上述第6实施方式不同的方法来对各相的非回流期间进行再配置的例子。图18是示出本发明的第7实施方式的超前角指示值的计算方法的表。

在本实施方式中，与上述第5、第6实施方式同样地，对通过式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的高度Hu、Hv、Hw进行比较，从而确定逆变器电流最小的相，判定该逆变器电流的极性与其他2相的逆变器电流的极性是否一致。其结果，在判定为这些逆变器电流的极性不一致的情况下，判定是否满足图18的表中所示的确认条件。该确认条件是用于确认逆变器电流最大的相的非回流期间与第二大的相的非回流期间是否相互重叠的条件式。其结果，在判定为不满足确认条件的情况下，判断为这些非回流期间不相互重叠，依照在第6实施方式中说明的方法，设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。

另一方面，在判定为满足确认条件的情况下，判断为在逆变器电流最大的相的非回流期间与第二大的相的非回流期间中存在相互重叠的部分。在这种情况下，如图18的表所示，根据通过上述式(8)、(9)、(10)计算出的各相的非回流期间的宽度Wu、Wv、Ww，分别依照表中的算式来计算逆变器电流最大的相的超前角指示值、第二大的相的超前角指示值和最小的相的超前角指示值，从而设定各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。由此，使逆变器电流最大的相的非回流期间的开始时刻与时间单位的开始时刻相匹配地进行再配置，并且使逆变器电流第二大的相的非回流期间的结束时刻与时间单位的结束时刻相匹配地进行再配置。进而，关于逆变器电流最小的相的非回流期间，求出其他2相的非回流期间相互重叠的期间，与该期间和中心相匹配地进行再配置。

如以上说明的那样，在第7实施方式中，判定逆变器电流最大的相的非回流期间与第二大的相的非回流期间是否重叠。在它们重叠的情况下，以与该重叠期间相匹配地对逆变器电流最小的相的非回流期间进行再配置、从而使各相的非回流期间相互错开的方式，计算各相的超前角指示值Ta、Tb、Tc。其结果，能够使反极性的非回流期间重叠于高度最大的非回流期间与高度第二的非回流期间的重叠期间地驱动马达200。因此，能够改善共同母线中流通的电流Id的峰值特性，抑制平滑电容器110的充放电，抑制过大的温度上升。

此外，在上述实施方式中，根据图18所示的表中的式子来分别设定逆变器电流最大的相的超前角指示值和逆变器电流第二大的相的超前角指示值，从而使这些相的非回流期间与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置。但是，也能够通过使表中的式的正负分别反转，使这些相的非回流期间与时间单位的结束时刻和开始时刻分别相匹配地进行再配置。这样也能够得到与上述相同的效果。即，在本实施方式中，选择逆变器电流最大的相和第二大的相的非回流期间，使它们分开地与时间单位的开始时刻和结束时刻分别相匹配地进行再配置，并且还选择逆变器电流最小的相的非回流期间，使其与其他2相的非回流期间的重叠期间相匹配地进行再配置，从而能够使各相的非回流期间相互错开。

此外，在上述各实施方式中，分别说明了作为载波而使用三角波的PWM控制的情况下的例子，但也能够应用于作为载波而使用锯齿波的PWM控制的情况。在这种情况下，再配置前的各相的非回流期间与时间单位的开始时刻或者结束时刻相匹配地配置。因此，为了使某一个相的非回流期间与时间单位的开始时刻或者结束时刻相匹配地进行再配置，将超前角指示值设为零即可。

以上说明的各实施方式、各种变化例只不过是一个例子，只要不损害发明的特征，则本发明不限定于这些内容。

符号说明

1P母线端子

2N母线端子

3、4、5、6、7、8AC端子

100逆变器

101P母线

102N母线

110平滑电容器

121、122、123、124反馈二极管

125假想地电位

126信号分离器

141、142、143电流传感器

150控制器

151、152、153PWM计数器

154、155、156乘法器

157载波生成器

158载波超前角调整器

160、170、180单相逆变器

200交流马达

210、220、230独立绕组

300机械输出轴。

Claims (9)

1.一种电动机驱动装置，其与在定子中具有3相的独立绕组的电动机连接，分别地控制所述电动机的各独立绕组的电压，从而驱动所述电动机，

所述电动机驱动装置的特征在于，具备：

一对母线，其与电池的正极侧和负极侧分别连接；

平滑电容器，其连接于所述一对母线之间；

3相的单相逆变器，其与各个所述独立绕组对应地设置，分别连接于所述一对母线之间；以及

控制器，其输出门信号，该门信号用于针对各个所述单相逆变器，控制经过了所述一对母线的逆变器电流流通的非回流期间和所述逆变器电流不流通的回流期间，

所述控制器使各相的所述非回流期间相互错开地输出所述门信号。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于，

所述控制器在存在3相全部的所述回流期间发生重叠这样的期间的情况下，在该期间中对某1相或者2相的所述非回流期间的至少一部分进行再配置，从而使各相的所述非回流期间相互错开。

3.根据权利要求1或者2所述的电动机驱动装置，其特征在于，

通过使用周期性的载波的PWM控制，确定针对各个所述独立绕组的施加电压，

所述控制器选择某1相的所述非回流期间，使该非回流期间和与所述载波的周期相应的时间单位的开始时刻或者结束时刻相匹配地对该非回流期间进行再配置，从而使各相的所述非回流期间相互错开。

4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器选择3相的所述非回流期间中的、所述逆变器电流最大的相的非回流期间。

5.根据权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器还选择3相的所述非回流期间中的、所述逆变器电流第二大的相的非回流期间，使该非回流期间和与所述载波的周期相应的时间单位的结束时刻或者开始时刻相匹配地将该非回流期间再配置于与所述逆变器电流最大的相的非回流期间不同的位置。

6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器还选择3相的所述非回流期间中的、所述逆变器电流最小的相的非回流期间，在该非回流期间中的所述逆变器电流的极性与其他2相的非回流期间中的所述逆变器电流的极性一致的情况下，使该非回流期间与所述逆变器电流第二大的相的非回流期间相匹配地对该非回流期间进行再配置。

7.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器还选择3相的所述非回流期间中的、所述逆变器电流最小的相的非回流期间，在该非回流期间中的所述逆变器电流的极性与其他2相的非回流期间中的所述逆变器电流的极性不同的情况下，使该非回流期间与所述逆变器电流最大的相的非回流期间相匹配地对该非回流期间进行再配置。

8.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器在3相的所述非回流期间中的、所述逆变器电流最大的相的非回流期间与所述逆变器电流第二大的相的非回流期间重叠的情况下，与该重叠期间相匹配地对所述逆变器电流最小的相的非回流期间进行再配置。

9.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述控制器具有：

载波超前角调整器，其计算用于调整所述载波的相位的超前角指示值；

载波生成器，其生成根据所述超前角指示值来调整了相位的载波；以及

PWM计数器，其根据通过所述载波生成器生成的载波来确定所述施加电压，

所述载波超前角调整器根据进行了所述再配置的非回流期间的位置来计算所述超前角指示值。