WO2023053595A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2023053595A1
WO2023053595A1 PCT/JP2022/024198 JP2022024198W WO2023053595A1 WO 2023053595 A1 WO2023053595 A1 WO 2023053595A1 JP 2022024198 W JP2022024198 W JP 2022024198W WO 2023053595 A1 WO2023053595 A1 WO 2023053595A1
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WO
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phase
time
timing
edge timing
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Application number
PCT/JP2022/024198
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English (en)
French (fr)
Inventor
耕太郎 片岡
友博 福村
Original Assignee
日本電産株式会社
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Publication date
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Priority to JP2023551075A priority patent/JPWO2023053595A1/ja
Priority to DE112022004704.6T priority patent/DE112022004704T5/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2021-162378 filed in Japan on September 30, 2021, the content of which is incorporated herein.
  • Patent Document 1 in an inverter device that supplies a three-phase AC voltage to a three-phase motor, three types of basic voltage vectors are used to generate a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) signal, and based on the three-phase PWM signal, A technique is disclosed for generating a switching signal to be supplied to each of at least six switching elements included in an inverter device.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the potential difference (shaft voltage) between the output shaft of the motor and the motor case may momentarily fluctuate greatly. This may cause noise.
  • the shaft voltage may cause electrolytic corrosion in the rotor bearing of the motor. As a result of research by the inventors of the present application, it was found that this noise, in particular, may affect the occurrence of electrolytic corrosion.
  • One aspect of the motor control device of the present invention is a motor control device for controlling an n-phase motor (n is an integer equal to or greater than 3), which is connected to the n-phase motor and is connected to a DC power and an n-phase AC power.
  • a power conversion circuit that performs mutual conversion; and a control section that controls the power conversion circuit based on an n-phase duty command value updated at a predetermined update cycle, wherein the control section controls the n-phase duty command value. based on the updated value of this time, when it is predicted that the voltage fluctuations of at least the first-phase and second-phase connection terminals of the n-phase connection terminals connected to the n-phase motor occur in the same direction and at the same timing.
  • the generation timing is shifted in the first direction by a third period of time, and the generation timing of the voltage fluctuation at the connection terminal of the second phase determined by the next updated value or the previous updated value of the n-phase duty command value is shifted to the first direction. Shift by a second time in the opposite direction.
  • a motor control device capable of reducing noise is provided.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram schematically showing the configuration of a motor control device according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the principle of generating three-phase PWM signals based on three-phase duty command values.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example in which the falling edge timing of the V-phase PWM signal matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal.
  • FIG. 4 is a timing chart showing the basic concept of the present invention.
  • FIG. 5 is a timing chart showing an example in which the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal when the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%. is.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram schematically showing the configuration of a motor control device according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the principle of generating three-phase PWM signals based on three-phase duty command values.
  • FIG. 6 shows a comparison technique when the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100% and the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal.
  • 3 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by;
  • FIG. 7 shows the case where the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100% and the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal.
  • 4 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the mode;
  • FIG. 8 shows that when the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100% and the falling edge timing of the V-phase PWM signal matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by the present embodiment
  • FIG. 9 is a timing chart showing an example in which the rising edge timing of the U-phase PWM signal matches the rising edge timing of the V-phase PWM signal when the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0%. is.
  • FIG. 10 shows a comparison technique when the rising edge timing of the U-phase PWM signal and the rising edge timing of the V-phase PWM signal match in a state where the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0%.
  • 3 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by;
  • FIG. 11 shows the case where the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the rising edge timing of the U-phase PWM signal matches the rising edge timing of the V-phase PWM signal.
  • 4 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the mode;
  • FIG. 12 shows that when the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the falling edge timing of the U-phase PWM signal matches the falling edge timing of the V-phase PWM signal
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by the present embodiment
  • FIG. 13 shows a normal operation when the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100% and the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal.
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by center alignment mode
  • FIG. 14 shows a normal operation when the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the rising edge timing of the U-phase PWM signal and the rising edge timing of the V-phase PWM signal match.
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by center alignment mode;
  • FIG. 15 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of coincidence with the rising edge timing of a signal;
  • FIG. 16 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by this embodiment when the rising edge timing of the signal matches;
  • FIG. 17 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example in which the falling edge timing of a PWM signal matches;
  • FIG. 18 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the present embodiment when the falling edge timing of the PWM signal matches;
  • FIG. 19 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • FIG. 19 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of coincidence with the rising edge timing of a signal
  • FIG. FIG. 20 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by this embodiment when the rising edge timing of the signal matches
  • FIG. 21 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • FIG. 20 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example in which the falling edge timing of a PWM signal matches;
  • FIG. FIG. 22 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the present embodiment when the falling edge timing of the PWM signal matches;
  • FIG. 23 shows the U-phase upper gate control signal G1, the U-phase lower gate control signal G2, and the U-phase lower gate control signal G2 when the directions of the V-phase and W-phase currents are both directed from the power conversion circuit to the three-phase motor.
  • FIG. 24 shows the U-phase upper side when the direction of the W-phase current is the direction from the power conversion circuit to the three-phase motor and the direction of the V-phase current is the direction from the three-phase motor to the power conversion circuit.
  • Gate control signal G1, U-phase lower gate control signal G2, U-phase terminal voltage Vu, V-phase upper gate control signal G3, V-phase lower gate control signal G4, V-phase terminal voltage Vv, W 4 is a timing chart showing an example of waveforms of a phase upper gate control signal G5, a W-phase lower gate control signal G6, and a W-phase terminal voltage Vw.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram schematically showing the configuration of the motor control device 10 according to this embodiment.
  • the motor control device 10 controls a three-phase motor 20.
  • the three-phase motor 20 is an inner rotor type three-phase brushless DC motor.
  • the three-phase motor 20 is, for example, a drive motor (traction motor) mounted on an electric vehicle.
  • the three-phase motor 20 has a U-phase terminal 21u, a V-phase terminal 21v, a W-phase terminal 21w, a U-phase coil 22u, a V-phase coil 22v, and a W-phase coil 22w.
  • the three-phase motor 20 has a motor case, and a rotor and a stator housed in the motor case.
  • the rotor is a rotating body that is rotatably supported inside the motor case by a bearing component such as a rotor bearing.
  • the rotor has an output shaft coaxially joined with the rotor while axially passing through the radially inner side of the rotor.
  • the stator is fixed inside the motor case so as to surround the outer peripheral surface of the rotor, and generates an electromagnetic force necessary to rotate the rotor.
  • the U-phase terminal 21u, the V-phase terminal 21v, and the W-phase terminal 21w are metal terminals exposed from the surface of the motor case.
  • U-phase terminal 21 u is connected to U-phase connection terminal 13 u of motor control device 10 .
  • V-phase terminal 21 v is connected to V-phase connection terminal 13 v of motor control device 10 .
  • the W-phase terminal 21 w is connected to the W-phase connection terminal 13 w of the motor control device 10 .
  • the U-phase coil 22u, the V-phase coil 22v, and the W-phase coil 22w are excitation coils provided in the stator, respectively.
  • the U-phase coil 22u, the V-phase coil 22v, and the W-phase coil 22w are star-connected inside the three-phase motor 20 .
  • U-phase coil 22u is connected between U-phase terminal 21u and neutral point N.
  • V-phase coil 22v is connected between V-phase terminal 21v and neutral point N.
  • W-phase coil 2 2w is connected between the W-phase terminal 21w and the neutral point N.
  • the motor control device 10 includes a power conversion circuit 11 and an MCU (Microcontroller Unit) 12 .
  • the power conversion circuit 11 is connected to the three-phase motor 20 and performs mutual conversion between DC power and three-phase AC power.
  • the power conversion circuit 11 functions as an inverter, the power conversion circuit 11 converts the DC power supplied from the DC power supply 30 into three-phase AC power and outputs the three-phase AC power to the three-phase motor 20 .
  • DC power supply 30 is one of a plurality of batteries mounted on an electric vehicle.
  • the power conversion circuit 11 includes a U-phase upper arm switch QUH , a V-phase upper arm switch QVH , a W-phase upper arm switch QWH , a U-phase lower arm switch QUL , and a V-phase lower arm switch Q. and a W-phase lower arm switch QWL .
  • each arm switch is, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • a collector terminal of the U-phase upper arm switch QUH , a collector terminal of the V-phase upper arm switch QVH , and a collector terminal of the W-phase upper arm switch QWH are connected to the positive terminal of the DC power supply 30, respectively.
  • the emitter terminal of the U-phase lower arm switch QUL , the emitter terminal of the V-phase lower arm switch QVL , and the emitter terminal of the W-phase lower arm switch QWL are connected to the negative terminal of the DC power supply 30, respectively.
  • the emitter terminal of the U-phase upper arm switch QUH is connected to the U-phase connection terminal 13u and the collector terminal of the U-phase lower arm switch QUL , respectively. That is, the emitter terminal of the U-phase upper arm switch QUH is connected to the U-phase terminal 21u of the three-phase motor 20 via the U-phase connection terminal 13u.
  • the emitter terminal of the V-phase upper arm switch QVH is connected to the V-phase connection terminal 13v and the collector terminal of the V-phase lower arm switch QVL , respectively. That is, the emitter terminal of the V-phase upper arm switch QVH is connected to the V-phase terminal 21v of the three-phase motor 20 via the V-phase connection terminal 13v.
  • the emitter terminal of the W-phase upper arm switch QWH is connected to the W-phase connection terminal 13w and the collector terminal of the W-phase lower arm switch QWL . That is, the emitter terminal of the W-phase upper arm switch QWH is connected to the W-phase terminal 21w of the three-phase motor 20 via the W-phase connection terminal 13w.
  • a gate terminal of the U-phase upper arm switch QUH , a gate terminal of the V-phase upper arm switch QVH , and a gate terminal of the W-phase upper arm switch QWH are connected to output terminals of the MCU 12, respectively.
  • the gate terminal of the U-phase lower arm switch QUL , the gate terminal of the V-phase lower arm switch QVL , and the gate terminal of the W-phase lower arm switch QWL are also connected to the output terminals of the MCU 12, respectively.
  • the power conversion circuit 11 is configured by a three-phase full bridge circuit having three upper arm switches and three lower arm switches.
  • the power conversion circuit 11 configured in this way performs mutual conversion between DC power and three-phase AC power by performing switching control of each arm switch by the MCU 12 .
  • the MCU 12 is a control unit that controls the power conversion circuit 11 based on the three-phase duty command value updated at a predetermined update cycle.
  • the three-phase duty command values include a U-phase duty command value DU, a V-phase duty command value DV, and a W-phase duty command value DW.
  • the MCU 12 has an MCU core 12a and a PWM module 12b.
  • the MCU core 12a executes command value calculation processing for calculating at least three-phase duty command values according to a program pre-stored in a memory (not shown).
  • the MCU 12 receives a torque command value output from a host controller.
  • the host controller is an ECU (Electronic Control Unit) mounted on an electric vehicle.
  • the MCU core 12a calculates a q-axis current command value and a d-axis current command value based on the torque command value, and calculates a three-phase duty command value as a three-phase voltage command value based on these current command values.
  • Torque control of the three-phase motor 20 is a well-known technology, so detailed description is omitted in this specification.
  • the MCU core 12a outputs the calculated three-phase duty command values, that is, the U-phase duty command value DU, the V-phase duty command value DV, and the W-phase duty command value DW to the PWM module 12b.
  • the PWM module 12b generates a gate control signal supplied to the gate terminal of each arm switch included in the power conversion circuit 11 based on the U-phase duty command value DU, the V-phase duty command value DV, and the W-phase duty command value DW. to generate
  • the gate control signals include a U-phase upper gate control signal G1 supplied to the gate terminal of the U-phase upper arm switch QUH and a U-phase lower gate control signal G1 supplied to the gate terminal of the U-phase lower arm switch QUL . and signal G2.
  • the gate control signals include a V-phase upper gate control signal G3 supplied to the gate terminal of the V-phase upper arm switch QVH and a V-phase lower arm switch QVL supplied to the gate terminal of the V-phase lower arm switch QVL.
  • a gate control signal G4 is included.
  • the gate control signals include a W-phase upper gate control signal G5 supplied to the gate terminal of the W-phase upper arm switch QWH and a W-phase lower arm switch QWL supplied to the gate terminal of the W-phase lower arm switch QWL.
  • a gate control signal G6 is included.
  • a dead time is inserted in each gate control signal to prevent the upper arm switch and the lower arm switch of the same phase from turning on at the same time.
  • FIG. 2 is a diagram schematically showing the principle of generating three-phase PWM signals based on three-phase duty command values.
  • the PWM module 12b generates a triangular wave TW having a predetermined period Tp.
  • the period Tp of the triangular wave TW may be referred to as the PWM period.
  • the triangular wave TW is composed of the count value of the PWM timer.
  • the count value of the PWM timer changes from the maximum value to the minimum value by operating the PWM timer in the countdown mode during the period from time t1 to time t2.
  • the PWM timer operates in the count-up mode, so that the count value of the PWM timer changes from the minimum value to the maximum value.
  • a period from time t1 to time t3 corresponds to the period of the triangular wave TW, that is, the PWM period Tp.
  • the countdown period from time t1 to time t2 and the countup period from time t2 to time t3 respectively correspond to half the PWM period Tp.
  • the three-phase duty command values are updated at each of the countdown start time t1 and the countup start time t2. That is, the update period Td of the three-phase duty command value corresponds to a period of 1/2 of the PWM period Tp.
  • a buffer register and an update register are assigned to each of the three duty command values included in the three-phase duty command value inside the PWM module 12b.
  • the three-phase duty command values calculated by the MCU core 12a are first stored in the buffer register. Then, when update timings such as the countdown start time t1 and the countup start time t2 arrive, the three-phase duty command values stored in the buffer registers are transferred to the update registers. Thus, "the three-phase duty command value is updated" means that the three-phase duty command value is transferred from the buffer register to the update register at the update timing.
  • the three-phase duty command value calculated by the MCU core 12a needs to be stored in the buffer register before the update timing arrives. Calculate the phase duty command value. That is, the MCU core 12a calculates the three-phase duty command value updated at the countdown start time t1 at a timing earlier than the countdown start time t1, and outputs the calculated three-phase duty command value to the PWM module 12b. Further, the MCU core 12a calculates a three-phase duty command value updated at the count-up start time t2 at a timing earlier than the count-up start time t2, and outputs the calculated three-phase duty command value to the PWM module 12b. In this way, the MCU core 12a repeats the command value calculation process in the same cycle as the update cycle Td of the three-phase duty command value, but the command value calculation timing is earlier than the update timing.
  • the U-phase duty command value DU is updated to "DU1”
  • the V-phase duty command value DV is updated to "DV1”
  • the W-phase duty command value DW is updated to "DW1 ” has been updated.
  • U-phase duty command value DU1 is greater than V-phase duty command value DV1.
  • V-phase duty command value DV1 is greater than W-phase duty command value DW1.
  • "DU1", "DV1", and "DW1" are the values in the update register assigned to each duty command value as described above.
  • the three-phase PWM signal becomes high level. In other words, during the countdown operation of the PWM timer, the three-phase PWM signal becomes high level at the timing when the count value of the PWM timer matches the three-phase duty command value.
  • the U-phase PWM signal PU becomes high level at the timing when the count value of the PWM timer matches the U-phase duty command value DU1.
  • the V-phase PWM signal PV becomes high level at the timing when the count value of the PWM timer matches the V-phase duty command value DV1.
  • the W-phase PWM signal PW goes high at the timing when the count value of the PWM timer matches the W-phase duty command value DW1.
  • the U-phase duty command value DU is updated to "DU2”
  • the V-phase duty command value DV is updated to "DV2”
  • the W-phase duty command value DW is updated to " DW2" has been updated.
  • U-phase duty command value DU2 is greater than V-phase duty command value DV2.
  • V-phase duty command value DV2 is greater than W-phase duty command value DW2.
  • "DU2", "DV2", and "DW2" are the values in the update register assigned to each duty command value as described above.
  • the three-phase PWM signal becomes low level. In other words, during the count-up operation of the PWM timer, the three-phase PWM signal becomes low level at the timing when the count value of the PWM timer matches the three-phase duty command value.
  • the U-phase PWM signal PU becomes low level at the timing when the count value of the PWM timer matches the U-phase duty command value DU2.
  • the V-phase PWM signal PV becomes low level at the timing when the count value of the PWM timer matches the V-phase duty command value DV2.
  • the W-phase PWM signal PW becomes low level at the timing when the count value of the PWM timer matches the W-phase duty command value DW2.
  • the operation during the countdown period from time t3 to time t4 is the same as the operation during the countdown period from time t1 to time t2.
  • the operation during the count-up period from time t4 to time t5 is the same as the operation during the count-up period from time t2 to time t3.
  • the duty ratio of the PWM signal is controlled in a so-called asymmetric center alignment mode in which the rising edge timing and the falling edge timing of the PWM signal are individually controlled.
  • asymmetric center alignment mode in which the rising edge timing and the falling edge timing of the PWM signal are individually controlled.
  • the PWM signal control mode that can be used in the present invention is not limited to the asymmetric center alignment mode.
  • V-phase duty command value DV and the W-phase duty command value DW among the three-phase duty command values updated at the count-up start time t2 are equal, from time t2 to time t3 In the countdown period of , the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW.
  • electrolytic corrosion may occur in the rotor bearing of the three-phase motor 20 due to the potential difference (shaft voltage) between the output shaft of the three-phase motor 20 and the motor case.
  • the off timing of the V-phase PWM signal PV and the off timing of the W-phase PWM signal PW match in the n-th PWM control cycle.
  • the instantaneous large fluctuation of the shaft voltage causes the occurrence of electrolytic corrosion. It has been found that there is a risk of affecting In the example of FIG.
  • the MCU 12 in this embodiment selects one of the three-phase connection terminals 13u, 13v, and 13w connected to the three-phase motor 20 based on the current update value of the three-phase duty command value.
  • the timing of occurrence of the voltage fluctuation of the connection terminals of the first phase determined by the current update value is set to the first Shift in the first direction by the time, shift the occurrence timing of the voltage fluctuation of the remaining connection terminals determined by the current update value in the first direction by the third time, and the next update value or the previous update of the three-phase duty command value
  • the timing of occurrence of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the value is shifted in the opposite direction of the first direction by a second time.
  • the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-51959 aims to avoid simultaneous switching of multiple phases.
  • the technology disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-51959 is hereinafter referred to as a comparison technology.
  • the comparison technique when the edge timings of the two-phase PWM signals of the three-phase PWM signals match, the rising edge timing and the falling edge timing of one of the two-phase PWM signals are delayed by a predetermined time ⁇ T. .
  • the W-phase PWM signal PW is delayed by a predetermined time ⁇ T, the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW exceeds the PWM cycle Tp, and there is a possibility that sufficient timing adjustment cannot be performed. Therefore, in this case, the PWM signal cannot be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, which complicates the program.
  • the PWM signal is generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value while avoiding simultaneous switching of multiple phases. can be generated.
  • FIG. 7 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the V-phase PWM signal PV and the W-phase PWM signal PW is close to 100% during the countdown period from time t1 to time t2.
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by the present embodiment when the rising edge timing of signal PW matches;
  • the MCU 12 determines that the type of occurrence timing of the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals predicted to match each other is the rising edge timing, and is within the range from the first threshold to 100%, the rising edge timings of the voltage fluctuations of the remaining connection terminals determined by the current update value are shifted in the direction of delay by a third time.
  • the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the current update value is shifted in the direction of delay by the first time, and is determined by the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation at the connection terminal of the second phase is shifted forward by a second time.
  • the MCU 12 delays the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW by a first time ⁇ T in the countdown period from time t1 to time t2, and shifts the U
  • the rising edge timing of the phase PWM signal PU is shifted in the delay direction by a third time ⁇ T. This is substantially the same as delaying all phases by ⁇ T and advancing only the turn-on timing of the V phase by ⁇ T.
  • the MCU 12 controls the falling edge of the V-phase PWM signal PV during the count-up period from time t2 to time t3.
  • the edge timing is shifted forward by the same amount (second time ⁇ T). Note that the example of FIG. 7 shows the case where the first time, the second time, and the third time have the same value ( ⁇ T).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM cycle Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value. Note that the V-phase processing and the W-phase processing described above may be interchanged.
  • the MCU core 12a of the MCU 12 executes the command value calculation process before the countdown start time t1, which is the update timing of the three-phase duty command value, and calculates the three-phase duty command value based on the three-phase duty command value calculated by the command value calculation process. It is predicted whether or not the edge timings of the two-phase PWM signals of the phase PWM signals match.
  • the MCU core 12a performs During the countdown period, it is predicted that the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV and the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW match.
  • the MCU core 12a predicts that the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW, and the duty ratios of the V-phase and W-phase are from the first threshold to 100%. If it is determined to be within the range, a correction process is performed to subtract a value corresponding to the third time ⁇ T from the calculated value of the U-phase duty command value DU, and the first time from the calculated value of the W-phase duty command value DW. Correction processing is performed to subtract the value corresponding to ⁇ T.
  • the MCU core 12a outputs the V-phase duty command value DV calculated by the command value calculation process and the corrected U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW to the PWM module 12b.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the countdown start time t1 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the countdown start time t1 arrives, the three-phase duty command values stored in the buffer register are transferred to the update register. Thus, at countdown start time t1, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW is delayed by the first time ⁇ T.
  • the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU is delayed by a third time ⁇ T.
  • the MCU core 12a executes the command value calculation process again before the count-up start time t2, which is the next update timing of the three-phase duty command values.
  • the MCU core 12a performs a compensation process on the duty command values that were corrected when the previous command value calculation process was executed, among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation process. For example, the MCU core 12a performs compensation processing of adding a value corresponding to the second time ⁇ T to the calculated value of the V-phase duty command value DV among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation processing.
  • the MCU core 12a outputs the U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW calculated by the current command value calculation processing, and the V-phase duty command value DV subjected to the compensation processing to the PWM module 12b. do.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the count-up start time t2 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the count-up start time t2 arrives, the three-phase duty command value stored in the buffer register is transferred to the update register. Thus, at count-up start time t2, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV is the second time ⁇ T only faster.
  • FIG. 8 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV and the W-phase PWM signal PV when the duty ratios of the V-phase PWM signal PV and the W-phase PWM signal PW are close to 100% during the countdown period from time t1 to time t2.
  • the MCU 12 determines that the type of occurrence timing of the voltage fluctuations of the connection terminals of the first phase and the second phase predicted to match each other is the falling edge timing, and the connection of the first phase and the second phase When the duty ratio of the voltage fluctuation of the terminal is included in the range from the first threshold to 100%, the falling edge timing of the voltage fluctuation of the remaining connection terminals determined by the current update value is moved forward by a third time.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the current update value is shifted forward by the first time, and the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value is shifted
  • the rising edge timing of the determined voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase is shifted in the delay direction by the second time.
  • the MCU 12 shifts, for example, the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW forward by a first time ⁇ T during the count-up period from time t2 to time t3.
  • the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted forward by a third time ⁇ T. This is substantially the same as advancing all the phases by ⁇ T and delaying only the turn-off timing of the V phase by ⁇ T.
  • the MCU 12 sets the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV during the countdown period from time t3 to time t4. is shifted in the lag direction by the same amount (second time ⁇ T).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value. Note that the V-phase processing and the W-phase processing described above may be interchanged.
  • the MCU core 12a of the MCU 12 executes the command value calculation process before the count-up start time t2, which is the update timing of the three-phase duty command value, and based on the three-phase duty command value calculated by the command value calculation process, It is predicted whether or not the edge timings of the two-phase PWM signals of the three-phase PWM signals match. For example, when the V-phase duty command value DV and the W-phase duty command value DW among the three-phase duty command values calculated before the count-up start time t2 are equal, the MCU core 12a operates from time t2 to time t3. It is predicted that the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW during the count-up period.
  • the MCU core 12a predicts that the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW, and the duty ratios of the V-phase and W-phase are 100% from the first threshold. , a correction process is performed to subtract a value corresponding to the third time ⁇ T from the calculated value of the U-phase duty command value DU, and the calculated value of the W-phase duty command value DW is subtracted from the calculated value of the W-phase duty command value DW. Correction processing is performed to subtract a value corresponding to one hour ⁇ T.
  • the MCU core 12a outputs the V-phase duty command value DV calculated by the command value calculation process and the corrected U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW to the PWM module 12b.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the count-up start time t2 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the count-up start time t2 arrives, the three-phase duty command value stored in the buffer register is transferred to the update register. Thus, at count-up start time t2, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW is the first time ⁇ T.
  • the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is advanced by a third time ⁇ T.
  • the MCU core 12a executes the command value calculation process again before the countdown start time t3, which is the next update timing of the three-phase duty command values.
  • the MCU core 12a performs a compensation process on the duty command values that were corrected when the previous command value calculation process was executed, among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation process. For example, the MCU core 12a performs a compensation process of subtracting a value corresponding to the second time ⁇ T from the calculated value of the V-phase duty command value DV among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation process. .
  • the MCU core 12a outputs the U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW calculated by the current command value calculation processing, and the V-phase duty command value DV subjected to the compensation processing to the PWM module 12b. do.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the countdown start time t3 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the countdown start time t3 arrives, the three-phase duty command values stored in the buffer register are transferred to the update register. Thus, at countdown start time t3, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV is delayed by a second time ⁇ T. .
  • the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0%.
  • the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches.
  • the phase of the V-phase PWM signal PV is delayed by a predetermined time ⁇ T, for example, the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV follows the trough of the triangular wave TW. It is possible to exceed. Therefore, in this case, the PWM signal cannot be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, which complicates the program.
  • the phase of the V-phase PWM signal PW is advanced by a predetermined time ⁇ T, the timing of the falling edge of the V-phase PWM signal PV may cross the trough of the triangular wave TW forward. Therefore, even in this case, the PWM signal cannot be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, which complicates the program.
  • FIG. 11 shows the case where the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the rising edge timing of the U-phase PWM signal matches the rising edge timing of the V-phase PWM signal.
  • 4 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the mode;
  • the MCU 12 determines that the type of occurrence timing of the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals predicted to match each other is the rising edge timing, and is within the range from the second threshold to 0%, the rising edge timing of the voltage fluctuations of the remaining connection terminals determined by the current update value is shifted forward by a third time.
  • the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the current update value is shifted in the forward direction by the first time, and the three-phase duty command value is determined by the next update value or the previous update value.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation at the connection terminal of the second phase is shifted in the delay direction by the second time.
  • the MCU 12 shifts, for example, the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU by a first time ⁇ T in the forward direction.
  • the rising edge timing of the phase PWM signal PW is shifted forward by a third time ⁇ T. This is substantially the same as advancing all the phases by ⁇ T and delaying only the turn-on timing of the V phase by ⁇ T.
  • the MCU 12 controls the falling edge of the V-phase PWM signal PV during the count-up period from time t2 to time t3.
  • the edge timing is shifted in the lag direction by the same amount (second time ⁇ T).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value. Note that the U-phase processing and the V-phase processing described above may be interchanged.
  • the MCU core 12a of the MCU 12 executes the command value calculation process before the countdown start time t1, which is the update timing of the three-phase duty command value, and calculates the three-phase duty command value based on the three-phase duty command value calculated by the command value calculation process. It is predicted whether or not the edge timings of the two-phase PWM signals of the phase PWM signals match.
  • the MCU core 12a performs During the countdown period, it is predicted that the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU and the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV match.
  • the MCU core 12a predicts that the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU matches the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV, and the duty ratios of the U-phase and V-phase are between the second threshold and 0%. If it is determined to be within the range, a correction process is performed to add a value corresponding to the third time ⁇ T to the calculated value of the W-phase duty command value DW, and the calculated value of the U-phase duty command value DU is corrected. , a correction process is performed to add a value corresponding to the first time ⁇ T.
  • the MCU core 12a outputs the V-phase duty command value DV calculated by the command value calculation process and the corrected U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW to the PWM module 12b.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the countdown start time t1 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the countdown start time t1 arrives, the three-phase duty command values stored in the buffer register are transferred to the update register. Thus, at countdown start time t1, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the rising edge timing of the U-phase PWM signal PW is advanced by the first time ⁇ T.
  • the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW is advanced by a third time ⁇ T.
  • the MCU core 12a executes the command value calculation process again before the count-up start time t2, which is the next update timing of the three-phase duty command values.
  • the MCU core 12a performs a compensation process on the duty command values that were corrected when the previous command value calculation process was executed, among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation process. For example, the MCU core 12a performs compensation processing of adding a value corresponding to the second time ⁇ T to the calculated value of the V-phase duty command value DV among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation processing.
  • the MCU core 12a outputs the U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW calculated by the current command value calculation processing, and the V-phase duty command value DV subjected to the compensation processing to the PWM module 12b. do.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the count-up start time t2 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the count-up start time t2 arrives, the three-phase duty command value stored in the buffer register is transferred to the update register. Thus, at count-up start time t2, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV is the second time ⁇ T Only late.
  • FIG. 12 shows that when the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the falling edge timing of the U-phase PWM signal matches the falling edge timing of the V-phase PWM signal
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by the present embodiment
  • the MCU 12 determines that the type of occurrence timing of the voltage fluctuations of the connection terminals of the first phase and the second phase predicted to match each other is the falling edge timing, and the connection of the first phase and the second phase
  • the duty ratio of the voltage fluctuation of the terminal is included in the range from the second threshold to 0%, the falling edge timing of the voltage fluctuation of the remaining connection terminals determined by the current update value is delayed by a third time.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the current update value is shifted in the direction of delay by the first time, and the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value is shifted
  • the rising edge timing of the determined voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase is shifted forward by a second time.
  • the MCU 12 delays the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU by a first time ⁇ T during the count-up period from time t2 to time t3. , the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW is shifted in the delay direction by the third time ⁇ T. This is substantially the same as delaying all phases by ⁇ T and advancing only the V-phase turn-off timing by ⁇ T.
  • the MCU 12 controls the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV during the countdown period from time t3 to time t4. is shifted forward by the same amount (second time ⁇ T).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value. Note that the U-phase processing and the V-phase processing described above may be interchanged.
  • the MCU core 12a of the MCU 12 executes the command value calculation process before the count-up start time t2, which is the update timing of the three-phase duty command value, and based on the three-phase duty command value calculated by the command value calculation process, It is predicted whether or not the edge timings of the two-phase PWM signals of the three-phase PWM signals match. For example, when the U-phase duty command value DU and the V-phase duty command value DV among the three-phase duty command values calculated before the count-up start time t2 are equal, the MCU core 12a operates from time t2 to time t3. , it is predicted that the timing of the falling edge of the U-phase PWM signal PU and the timing of the falling edge of the V-phase PWM signal PV match.
  • the MCU core 12a predicts that the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU matches the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV, and the duty ratios of the U-phase and V-phase are 0% from the second threshold. , a correction process is performed to add a value corresponding to the third time ⁇ T to the calculated value of the W-phase duty command value DW, and the calculated value of the U-phase duty command value DU is performed. is corrected by adding a value corresponding to the first time ⁇ T.
  • the MCU core 12a outputs the V-phase duty command value DV calculated by the command value calculation process and the corrected U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW to the PWM module 12b.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the count-up start time t2 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the count-up start time t2 arrives, the three-phase duty command value stored in the buffer register is transferred to the update register. Thus, at count-up start time t2, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the falling edge timing of the U-phase PWM signal PW is the first time ⁇ T.
  • the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW is delayed by a third time ⁇ T.
  • the MCU core 12a executes the command value calculation process again before the countdown start time t3, which is the next update timing of the three-phase duty command values.
  • the MCU core 12a performs a compensation process on the duty command values that were corrected when the previous command value calculation process was executed, among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation process. For example, the MCU core 12a performs compensation processing of adding a value corresponding to the second time ⁇ T to the calculated value of the V-phase duty command value DV among the three-phase duty command values calculated by the current command value calculation processing.
  • the MCU core 12a outputs the U-phase duty command value DU and W-phase duty command value DW calculated by the current command value calculation processing, and the V-phase duty command value DV subjected to the compensation processing to the PWM module 12b. do.
  • the three-phase duty command values input from the MCU core 12a to the PWM module 12b before the countdown start time t3 are temporarily stored in the buffer register. Then, when the countdown start time t3 arrives, the three-phase duty command values stored in the buffer register are transferred to the update register. Thus, at countdown start time t3, the content of the update register is updated to a new three-phase duty command value.
  • the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV is only the second time ⁇ T. Hurry up.
  • the PWM signal is generated in the asymmetric center alignment mode in which the three-phase duty command value is updated at both peaks and troughs of the triangular wave TW.
  • the PWM signal is generated in the normal center alignment mode in which the three-phase duty command value is updated, the duty compensation for the timing shifted at the time of the current update should be performed at the time of the next update.
  • FIG. 13 shows a normal operation when the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100% and the rising edge timing of the V-phase PWM signal matches the rising edge timing of the W-phase PWM signal.
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by center alignment mode;
  • FIG. 13 illustrates a case where the three-phase duty command value is updated at peaks of the triangular wave TW, that is, at times t1, t3 and t5.
  • the duty of the U phase and the W phase is shortened by 2 ⁇ T. This corresponds to extending the duty by 2 ⁇ T for the V phase in the period from time t1 to time t3. Therefore, in this case, the duty of the V-phase is shortened by 2 ⁇ T during the period from time t3 to time t5.
  • FIG. 14 shows a normal operation when the duty ratios of the U-phase PWM signal and the V-phase PWM signal are close to 0% and the rising edge timing of the U-phase PWM signal and the rising edge timing of the V-phase PWM signal match.
  • 4 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by center alignment mode;
  • FIG. 14 illustrates a case where the three-phase duty command value is updated at peaks of the triangular wave TW, that is, at times t1, t3 and t5.
  • the duty of the U-phase and W-phase is extended by 2 ⁇ T. This corresponds to shortening the duty by 2 ⁇ T for the V phase in the period from time t1 to time t3. Therefore, in this case, the V-phase duty is extended by 2 ⁇ T during the period from time t3 to time t5.
  • the V-phase PWM signal rises. Assume that the edge timing coincides with the rising edge timing of the W-phase PWM signal. Even in this case, when trying to avoid simultaneous switching of multiple phases based on the comparison technique, the normal method of generating a PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value cannot generate the PWM signal, and the program cannot generate the PWM signal. Complicated.
  • FIG. 16 shows a state in which the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • 5 is a timing chart showing an example of three-phase PWM signals generated by the present embodiment when the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the rising edge timing of the W-phase PWM signal match;
  • the MCU 12 determines that the types of voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals that are predicted to match each other are rising edge timings, and that the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals are If the duty ratio is within the range from the first threshold to 100% and the duty ratio of at least one voltage fluctuation of the remaining connection terminals is within the range from the second threshold to 0%, update this time
  • the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the value is delayed by the first time, and the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the update value this time It is shifted forward by a fourth period of time, and the rising edge timings of the voltage fluctuations of the remaining connection terminals determined by the update value this time are shifted by a third period of time in a delayed direction.
  • the MCU 12 shifts the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value in the forward direction by the second time, and the next update value
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the previous update value is shifted in the delay direction by the fifth time, and the next update value or the timing of the remaining connection terminals determined by the previous update value.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation is shifted forward by the sixth time.
  • the MCU 12 delays the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW by a first time (3 ⁇ T/4) during the countdown period from time t1 to time t2.
  • the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV is shifted forward by a fourth time ( ⁇ T/4)
  • the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU is delayed by a third time ( ⁇ T/4). shift.
  • the MCU 12 shifts the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV forward by a second time (3 ⁇ T/4), and shifts the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW forward.
  • the falling edge timing is delayed by a fifth time ( ⁇ T/4), and the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted forward by a sixth time ( ⁇ T/4).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM cycle Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, and the shift amount of the edge near the crest and trough of the triangular wave TW can be suppressed.
  • the on-time of all phases is uniformly shortened by ⁇ T/2.
  • the V-phase processing and W-phase processing described above may be interchanged.
  • FIG. 18 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 0% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 100%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the present embodiment when the falling edge timing of the PWM signal matches;
  • the MCU 12 determines that the types of voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals that are predicted to match each other are falling edge timings, and that the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals are is within the range from the first threshold to 100%, and the duty ratio of at least one of the remaining connection terminals is within the range from the second threshold to 0%.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the updated value is shifted forward by the first time, and the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the current update value is shifted forward.
  • the falling edge timing is delayed by a fourth time, and the falling edge timing of the voltage fluctuations of the remaining connection terminals determined by the current update value is shifted forward by a third time. Furthermore, the MCU 12 delays the rising edge timing of the voltage fluctuation of the second phase connection terminal determined by the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value by a second time, and shifts the next update value or The rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the previous update value is shifted forward by a fifth time, and the voltage fluctuation of the remaining connection terminals determined by the next update value or the previous update value. is shifted in the direction of delay by the sixth time.
  • the MCU 12 advances the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW by a first time (3 ⁇ T/4) during the count-up period from time t2 to time t3.
  • the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV is delayed by the fourth time ( ⁇ T/4), and the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted to the third time ( ⁇ T/4). only shift forward.
  • the MCU 12 delays the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV by a second time (3 ⁇ T/4), and delays the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW. is shifted forward by a fifth time ( ⁇ T/4), and the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted backward by a sixth time ( ⁇ T/4).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, and the shift amount of the edge near the crest and trough of the triangular wave TW can be suppressed.
  • the on-time of all phases is uniformly shortened by ⁇ T/2.
  • the V-phase processing and W-phase processing described above may be interchanged.
  • FIG. 20 shows the rising edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by this embodiment when the rising edge timing of the signal matches;
  • the MCU 12 determines that the types of voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals that are predicted to match each other are rising edge timings, and that the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals are If the duty ratio is within the range from the second threshold to 0% and the duty ratio of at least one voltage fluctuation of the remaining connection terminals is within the range from the first threshold to 100%, update this time
  • the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the value is shifted forward by the first time, and the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the update value this time is shifted forward.
  • the MCU 12 delays the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value by a second time, and shifts the next update value
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the previous update value is shifted forward by the fifth time, and the timing of the remaining connection terminals determined by the next update value or the previous update value is shifted forward.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation is shifted in the delay direction by the sixth time.
  • the MCU 12 shifts, for example, the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW forward by a first time (3 ⁇ T/4) during the countdown period from time t1 to time t2.
  • the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV is delayed by a fourth time ( ⁇ T/4)
  • the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU is advanced by a third time ( ⁇ T/4). shift.
  • the MCU 12 delays the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV by a second time (3 ⁇ T/4) to delay the rising edge of the W-phase PWM signal PW.
  • the falling edge timing is shifted forward by a fifth time ( ⁇ T/4), and the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted backward by a sixth time ( ⁇ T/4).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, and the shift amount of the edge near the crest and trough of the triangular wave TW can be suppressed.
  • the on-time of all phases is uniformly increased by ⁇ T/2.
  • the V-phase processing and W-phase processing described above may be interchanged.
  • the V-phase PWM signal rises. Assume that the falling edge timing matches the falling edge timing of the W-phase PWM signal. Even in this case, when trying to avoid simultaneous switching of multiple phases based on the comparison technique, the normal method of generating a PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value cannot generate the PWM signal, and the program cannot generate the PWM signal. Complicated.
  • FIG. 22 shows the falling edge timing of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal when the duty ratio of the U-phase PWM signal is close to 100% and the duty ratios of the V-phase PWM signal and the W-phase PWM signal are close to 0%.
  • 5 is a timing chart showing an example of a three-phase PWM signal generated by the present embodiment when the falling edge timing of the PWM signal matches;
  • the MCU 12 determines that the types of voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals that are predicted to match each other are falling edge timings, and that the voltage fluctuations of the first-phase and second-phase connection terminals are is within the range from the second threshold to 0%, and the duty ratio of at least one of the remaining connection terminals is within the range from the first threshold to 100%.
  • the falling edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the updated value is delayed by the first time, and the rising edge of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the current update value is shifted.
  • the falling edge timing is shifted forward by a fourth time, and the falling edge timing of the voltage fluctuations of the remaining connection terminals determined by the update value this time is shifted backward by a third time. Furthermore, the MCU 12 shifts the rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the second phase determined by the next update value or the previous update value of the three-phase duty command value forward by a second time, and shifts the next update value or The rising edge timing of the voltage fluctuation of the connection terminal of the first phase determined by the previous update value is shifted in the delay direction by a fifth time, and the voltage fluctuation of the remaining connection terminals determined by the next update value or the previous update value. is shifted forward by a sixth time.
  • the MCU 12 delays, for example, the falling edge timing of the W-phase PWM signal PW by a first time (3 ⁇ T/4) in the count-up period from time t2 to time t3.
  • the falling edge timing of the V-phase PWM signal PV is shifted forward by the fourth time ( ⁇ T/4)
  • the falling edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted to the third time ( ⁇ T/4). shift in the lag direction.
  • the MCU 12 shifts the rising edge timing of the V-phase PWM signal PV forward by a second time (3 ⁇ T/4) to shift the rising edge timing of the W-phase PWM signal PW forward. is delayed by a fifth time ( ⁇ T/4), and the rising edge timing of the U-phase PWM signal PU is shifted forward by a sixth time ( ⁇ T/4).
  • the timing of the PWM signals can be adjusted within the PWM period Tp.
  • the PWM signal can be generated by the normal method of generating the PWM signal by comparing the triangular wave TW and the three-phase duty command value, and the shift amount of the edge near the crest and trough of the triangular wave TW can be suppressed.
  • the on-time of all phases is uniformly increased by ⁇ T/2.
  • the V-phase processing and W-phase processing described above may be interchanged.
  • FIG. 23 shows the U-phase upper gate control signal G1 and the U-phase lower gate control signal G2 when both the directions of the V-phase and W-phase currents are directed from the power conversion circuit 11 to the three-phase motor 20.
  • U-phase terminal voltage Vu, V-phase upper gate control signal G3, V-phase lower gate control signal G4, V-phase terminal voltage Vv, W-phase upper gate control signal G5, and W-phase lower gate control signal 4 is a timing chart showing an example of waveforms of G6 and a W-phase terminal voltage Vw;
  • the U-phase terminal voltage Vu is the voltage at the U-phase connection terminal 13u
  • the V-phase terminal voltage Vv is the voltage at the V-phase connection terminal 13v
  • the W-phase terminal voltage Vw is the voltage at the W-phase connection terminal 13w.
  • Vp is the positive potential of DC power supply 30, and Vn is the negative potential of DC power supply 30. In FIG. For simplicity of explanation, FIG. 23 ignores the voltage drop when the IGBTs and diodes are turned on.
  • dead time TD is inserted between U-phase upper gate control signal G1 and U-phase lower gate control signal G2.
  • dead time TD is inserted.
  • V-phase upper gate control signal G3 and the W-phase upper gate control signal G5 match at the off timing.
  • the V-phase terminal voltage Vv and the W-phase terminal voltage Vw simultaneously change from the positive potential Vp of the DC power supply 30 to the negative potential Vn.
  • the potential fluctuation at the point N becomes large, and the shaft voltage of the three-phase motor 20 also fluctuates greatly accordingly, causing noise.
  • the off timings of the V-phase upper gate control signal G3 and the W-phase upper gate control signal G5 are closer than a predetermined time ⁇ T, that is, when the gate driver delay or the like causes the phase voltage
  • the off-timing of the W-phase upper gate control signal G5 determined by the current updated value of the W-phase duty command value DW is shifted forward by a first time ⁇ T
  • the U-phase The off timing of the U-phase upper gate control signal G1 determined by the current updated value of the duty command value DU is shifted forward by a third time ⁇ T.
  • the ON timing corresponding to the W-phase upper gate control signal G5 is shifted forward by a first time ⁇ T so as to maintain the dead time TD
  • the side gate control signal G2 also shifts the ON timing corresponding to the U-phase upper side gate control signal G1 forward by a third time ⁇ T so as to maintain the dead time TD.
  • the waveform of the W-phase terminal voltage Vw is shifted forward by the first time ⁇ T
  • the waveform of the U-phase terminal voltage Vu is also shifted forward by the third time ⁇ T.
  • the ON timing of the V-phase upper gate control signal G3 determined by the next update value of the V-phase duty command value DV is shifted in the delay direction by the second time ⁇ T.
  • the V-phase lower gate control signal G4 also delays the off timing corresponding to the V-phase upper gate control signal G3 by the second time ⁇ T so as to maintain the dead time TD.
  • the waveform of the V-phase terminal voltage Vv is also shifted in the delay direction by the second time ⁇ T.
  • the V-phase terminal voltage Vv fluctuates in synchronization with the V-phase upper gate control signal G3.
  • the W-phase terminal voltage Vw fluctuates in synchronization with the W-phase upper gate control signal G5.
  • the V-phase terminal voltage Vv is applied to the V-phase lower gate control signal G4.
  • the W-phase terminal voltage Vw fluctuates in synchronization with the W-phase lower gate control signal G6.
  • the U-phase gate control signal and the W-phase gate control signal are brought forward at the matching occurrence timing, but instead of the W-phase gate control signal, the V-phase gate control signal may be brought forward.
  • the next W-phase gate control signal is shifted in the delay direction.
  • the U-phase gate control signal and the W-phase gate control signal may be shifted in the delayed direction instead of being advanced, in which case the next V-phase gate control signal is shifted in the advanced direction.
  • FIG. 24 shows the case where the direction of the V-phase current is the direction from the three-phase motor 20 to the power conversion circuit 11 and the direction of the W-phase current is the direction from the three-phase motor 20 to the power conversion circuit 11.
  • U-phase upper gate control signal G1, U-phase lower gate control signal G2, U-phase terminal voltage Vu, V-phase upper gate control signal G3, V-phase lower gate control signal G4, and V-phase terminal voltage 4 is a timing chart showing examples of waveforms of Vv, a W-phase upper gate control signal G5, a W-phase lower gate control signal G6, and a W-phase terminal voltage Vw.
  • the direction of the V-phase current is the direction from the three-phase motor 20 to the power conversion circuit 11
  • the direction of the W-phase current is the direction from the three-phase motor 20 to the power conversion circuit 11.
  • the V-phase terminal voltage Vv fluctuates in synchronization with the V-phase lower gate control signal G4
  • the W-phase terminal voltage Vw fluctuates in synchronization with the W-phase upper gate control signal G5.
  • the W-phase duty command when the ON timing of the V-phase lower gate control signal G4 and the OFF timing of the W-phase upper gate control signal G5 are closer than the predetermined time ⁇ T, the W-phase duty command
  • the off timing of the W-phase upper gate control signal G5 determined by the current update value of the value DW is shifted forward by a first time ⁇ T, and the U-phase upper gate control signal G5 determined by the current update value of the U-phase duty command value DU is shifted forward.
  • the off timing of the gate control signal G1 is shifted forward by a third time ⁇ T.
  • the ON timing corresponding to the W-phase upper gate control signal G5 is shifted forward by a first time ⁇ T so as to maintain the dead time TD
  • the side gate control signal G2 also shifts the ON timing corresponding to the U-phase upper side gate control signal G1 forward by a third time ⁇ T so as to maintain the dead time TD.
  • the waveform of the W-phase terminal voltage Vw is shifted forward by the first time ⁇ T
  • the waveform of the U-phase terminal voltage Vu is also shifted forward by the third time ⁇ T.
  • the ON timing of the V-phase upper gate control signal G3 determined by the next update value of the V-phase duty command value DV is shifted in the delay direction by the second time ⁇ T.
  • the V-phase lower gate control signal G4 also delays the off timing corresponding to the V-phase upper gate control signal G3 by the second time ⁇ T so as to maintain the dead time TD.
  • the waveform of the V-phase terminal voltage Vv is also shifted in the delay direction by the second time ⁇ T.
  • the V-phase terminal voltage Vv fluctuates in synchronization with the V-phase lower gate control signal G4
  • the W-phase terminal voltage Vw fluctuates in synchronization with the W-phase upper gate control signal G5. Therefore, when judging whether or not the matching of the switch timing occurs, the timing shifted by the dead time TD with respect to the upper gate control signal for the negative current phase (in this case, the V phase) is referred to as the "voltage of the connection terminal. It can be regarded as "variation timing".
  • connection terminal voltage fluctuates in synchronization with the upper gate control signal.
  • the connection terminal voltage rises at an early timing, and the connection terminal voltage drops at a timing later than the turn-off timing of the upper gate control signal by the dead time TD. Determining whether the switching timings are met must take this into account.
  • the U-phase gate control signal and the W-phase gate control signal are brought forward at the matching occurrence timing, but instead of the W-phase gate control signal, the V-phase gate control signal may be brought forward.
  • the next W-phase gate control signal is shifted in the delay direction.
  • the U-phase gate control signal and the W-phase gate control signal may be shifted in the delayed direction instead of being advanced, in which case the next V-phase gate control signal is shifted in the advanced direction.
  • the dead time when the dead time is provided, (1) whether the fluctuation of the terminal voltage is synchronized with the upper gate control signal or the lower gate control signal depends on the direction of the current. (2) provision of the dead time causes, for example, the turn-on timing to be delayed by the dead time; voltage fluctuations occurred in the same direction and at the same timing.
  • voltage fluctuations of at least two-phase connection terminals among the three-phase connection terminals 13u, 13v, and 13w occur in the same direction and at the same timing. is avoided, it is possible to prevent the shaft voltage of the three-phase motor 20 from instantaneously fluctuating significantly. That is, according to one embodiment of the present disclosure, it is possible to reduce noise caused by momentary large fluctuations in the shaft voltage. As a result, according to the embodiment of the present disclosure, it is possible to suppress the occurrence of electrolytic corrosion in the rotor bearing of the three-phase motor 20 .
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and each configuration described in this specification can be appropriately combined within a mutually consistent range.
  • the motor control device 10 that controls the three-phase motor 20 is illustrated, but the motor to be controlled is not limited to the three-phase motor 20, and may be an n-phase motor (n is an integer of 3 or more). Just do it.
  • IGBTs are used as the arm switches included in the power conversion circuit 11, but the arm switches may be high-power switching elements other than IGBTs, such as MOS-FETs.

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Abstract

本発明のモータ制御装置における一つの態様は、ｎ相モータに接続され、直流電力とｎ相交流電力との相互変換を行う電力変換回路と、所定の更新周期で更新されるｎ相デューティ指令値に基づいて電力変換回路を制御する制御部と、を備え、制御部は、ｎ相デューティ指令値の今回更新値に基づいて、ｎ相モータと接続されるｎ相の接続端子のうち少なくとも第１相及び第２相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生すると予測した場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１時間だけ第１方向にシフトさせ、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の発生タイミングを第３時間だけ第１方向にシフトさせ、ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１方向の逆方向に第２時間だけシフトさせる。

Description

モータ制御装置
本発明は、モータ制御装置に関する。本願は、２０２１年９月３０日に日本に出願された特願２０２１－１６２３７８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
特許文献１には、三相モータに三相交流電圧を供給するインバータ装置において、３種類の基本電圧ベクトルを用いて三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号を生成し、三相ＰＷＭ信号に基づいてインバータ装置に含まれる少なくとも６つのスイッチング素子の夫々に供給されるスイッチング信号を生成する技術が開示されている。
特許第３４４７３６６号公報
たとえば、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のスイッチングタイミングが一致した瞬間に、モータの出力軸とモータケースとの間の電位差（軸電圧）が瞬間的に大きく変動することがある。これがノイズの原因となる虞がある。　また別の話として、軸電圧に起因して、モータのロータベアリングに電食が生じる場合がある。本願発明者らの研究の結果、とくに、このノイズが電食の発生に影響する虞があることが判明した。
本発明のモータ制御装置における一つの態様は、ｎ相モータ（ｎは３以上の整数）を制御するモータ制御装置であって、前記ｎ相モータに接続され、直流電力とｎ相交流電力との相互変換を行う電力変換回路と、所定の更新周期で更新されるｎ相デューティ指令値に基づいて前記電力変換回路を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記ｎ相デューティ指令値の今回更新値に基づいて、前記ｎ相モータと接続されるｎ相の接続端子のうち少なくとも第１相及び第２相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生すると予測した場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１時間だけ第１方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の発生タイミングを第３時間だけ前記第１方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを前記第１方向の逆方向に第２時間だけシフトさせる。
本発明の上記態様によれば、ノイズを低減することが可能なモータ制御装置が提供される。
図１は、本発明の一実施形態におけるモータ制御装置の構成を模式的に示す回路ブロック図である。 図２は、三相デューティ指令値に基づいて三相ＰＷＭ信号が生成される原理を模式的に示す図である。 図３は、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図４は、本発明の基本コンセプトを示すタイミングチャートである。 図５は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図６は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、比較技術によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図７は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図８は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図９は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図１０は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、比較技術によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１１は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１２は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１３は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、通常のセンターアライメントモードによって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１４は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、通常のセンターアライメントモードによって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１５は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図１６は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１７は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図１８は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１９は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図２０は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図２１は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する例を示すタイミングチャートである。 図２２は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。 図２３は、Ｖ相とＷ相の電流の方向がともに電力変換回路から三相モータへ向かう方向である場合の、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２と、Ｕ相端子電圧Ｖｕと、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４と、Ｖ相端子電圧Ｖｖと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６と、Ｗ相端子電圧Ｖｗとの各波形の一例を示すタイミングチャートである。 図２４は、Ｗ相の電流の方向が電力変換回路から三相モータへ向かう方向であり、且つＶ相の電流の方向が三相モータから電力変換回路へ向かう方向である場合の、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２と、Ｕ相端子電圧Ｖｕと、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４と、Ｖ相端子電圧Ｖｖと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６と、Ｗ相端子電圧Ｖｗとの各波形の一例を示すタイミングチャートである。
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。　図１は、本実施形態におけるモータ制御装置１０の構成を模式的に示す回路ブロック図である。図１に示すように、モータ制御装置１０は、三相モータ２０を制御する。一例として、三相モータ２０は、インナーロータ型の三相ブラシレスＤＣモータである。また、三相モータ２０は、例えば電動車両に搭載される駆動用モータ（トラクションモータ）である。　
三相モータ２０は、Ｕ相端子２１ｕと、Ｖ相端子２１ｖと、Ｗ相端子２１ｗと、Ｕ相コイル２２ｕと、Ｖ相コイル２２ｖと、Ｗ相コイル２２ｗと、を有する。図１では図示を省略するが、三相モータ２０は、モータケースと、モータケースに収容されたロータ及びステータとを有する。ロータは、モータケースの内部において、ロータベアリング等の軸受け部品によって回転可能に支持される回転体である。ロータは、ロータの径方向内側を軸方向に貫通した状態でロータと同軸接合される出力軸を有する。ステータは、モータケースの内部において、ロータの外周面を囲った状態で固定され、ロータを回転させるのに必要な電磁力を発生させる。　
Ｕ相端子２１ｕ、Ｖ相端子２１ｖ及びＷ相端子２１ｗは、それぞれモータケースの表面から露出する金属端子である。Ｕ相端子２１ｕは、モータ制御装置１０のＵ相接続端子１３ｕに接続される。Ｖ相端子２１ｖは、モータ制御装置１０のＶ相接続端子１３ｖに接続される。Ｗ相端子２１ｗは、モータ制御装置１０のＷ相接続端子１３ｗに接続される。Ｕ相コイル２２ｕ、Ｖ相コイル２２ｖ及びＷ相コイル２２ｗは、それぞれステータに設けられた励磁コイルである。一例として、Ｕ相コイル２２ｕ、Ｖ相コイル２２ｖ及びＷ相コイル２２ｗは、三相モータ２０の内部でスター結線される。　
Ｕ相コイル２２ｕは、Ｕ相端子２１ｕと中性点Ｎとの間に接続される。Ｖ相コイル２２ｖは、Ｖ相端子２１ｖと中性点Ｎとの間に接続される。Ｗ相コイル２
２ｗは、Ｗ相端子２１ｗと中性点Ｎとの間に接続される。Ｕ相コイル２２ｕ、Ｖ相コイル２２ｖ及びＷ相コイル２２ｗの通電状態がモータ制御装置１０によって制御されることにより、ロータを回転させるのに必要な電磁力が発生する。ロータが回転することにより、出力軸もロータに同期して回転する。　
モータ制御装置１０は、電力変換回路１１と、ＭＣＵ(Microcontroller Unit)１２と、を備える。電力変換回路１１は、三相モータ２０に接続され、直流電力と三相交流電力との相互変換を行う。電力変換回路１１がインバータとして機能するとき、電力変換回路１１は、直流電源３０から供給される直流電力を三相交流電力に変換して三相モータ２０に出力する。一例として、直流電源３０は、電動車両に搭載される複数のバッテリの一つである。　
電力変換回路１１は、Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨと、Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨと、Ｗ相上側アームスイッチＱＷＨと、Ｕ相下側アームスイッチＱＵＬと、Ｖ相下側アームスイッチＱＶＬと、Ｗ相下側アームスイッチＱＷＬと、を有する。本実施形態において各アームスイッチは、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)である。　
Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨのコレクタ端子、Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨのコレクタ端子、及びＷ相上側アームスイッチＱＷＨのコレクタ端子は、それぞれ直流電源３０の正極端子に接続される。Ｕ相下側アームスイッチＱＵＬのエミッタ端子、Ｖ相下側アームスイッチＱＶＬのエミッタ端子、及びＷ相下側アームスイッチＱＷＬのエミッタ端子は、それぞれ直流電源３０の負極端子に接続される。　
Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨのエミッタ端子は、Ｕ相接続端子１３ｕと、Ｕ相下側アームスイッチＱＵＬのコレクタ端子とのそれぞれに接続される。つまり、Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨのエミッタ端子は、Ｕ相接続端子１３ｕを介して、三相モータ２０のＵ相端子２１ｕに接続される。Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨのエミッタ端子は、Ｖ相接続端子１３ｖと、Ｖ相下側アームスイッチＱＶＬのコレクタ端子とのそれぞれに接続される。つまり、Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨのエミッタ端子は、Ｖ相接続端子１３ｖを介して、三相モータ２０のＶ相端子２１ｖに接続される。Ｗ相上側アームスイッチＱＷＨのエミッタ端子は、Ｗ相接続端子１３ｗと、Ｗ相下側アームスイッチＱＷＬのコレクタ端子とのそれぞれに接続される。つまり、Ｗ相上側アームスイッチＱＷＨのエミッタ端子は、Ｗ相接続端子１３ｗを介して、三相モータ２０のＷ相端子２１ｗに接続される。　
Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨのゲート端子、Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨのゲート端子、及びＷ相上側アームスイッチＱＷＨのゲート端子は、それぞれＭＣＵ１２の出力端子に接続される。また、Ｕ相下側アームスイッチＱＵＬのゲート端子、Ｖ相下側アームスイッチＱＶＬのゲート端子、及びＷ相下側アームスイッチＱＷＬのゲート端子も、それぞれＭＣＵ１２の出力端子に接続される。　
上記のように、電力変換回路１１は、３つの上側アームスイッチと３つの下側アームスイッチとを有する三相フルブリッジ回路によって構成される。このように構成された電力変換回路１１は、ＭＣＵ１２によって各アームスイッチのスイッチング制御が行われることにより、直流電力と三相交流電力との相互変換を行う。　
ＭＣＵ１２は、所定の更新周期で更新される三相デューティ指令値に基づいて電力変換回路１１を制御する制御部である。三相デューティ指令値は、Ｕ相デューティ指令値ＤＵ、Ｖ相デューティ指令値ＤＶ、及びＷ相デューティ指令値ＤＷを含む。ＭＣＵ１２は、ＭＣＵコア１２ａと、ＰＷＭモジュール１２ｂと、を有する。　
ＭＣＵコア１２ａは、不図示のメモリに予め記憶されたプログラムに従って、少なくとも三相デューティ指令値を算出する指令値算出処理を実行する。図１では図示を省略するが、ＭＣＵ１２には、上位制御装置から出力されるトルク指令値が入力される。例えば、上位制御装置は、電動車両に搭載されるＥＣＵ(Electronic Control Unit)である。例えば、ＭＣＵコア１２ａは、トルク指令値に基づいてｑ軸電流指令値及びｄ軸電流指令値を算出し、これらの電流指令値に基づいて三相デューティ指令値を三相電圧指令値として算出する。三相モータ２０のトルク制御は公知技術であるので、本明細書では詳細な説明は省略する。　
ＭＣＵコア１２ａは、算出した三相デューティ指令値、すなわちＵ相デューティ指令値ＤＵ、Ｖ相デューティ指令値ＤＶ、及びＷ相デューティ指令値ＤＷをＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。ＰＷＭモジュール１２ｂは、Ｕ相デューティ指令値ＤＵ、Ｖ相デューティ指令値ＤＶ、及びＷ相デューティ指令値ＤＷに基づいて、電力変換回路１１に含まれる各アームスイッチのゲート端子に供給されるゲート制御信号を生成する。　
ゲート制御信号には、Ｕ相上側アームスイッチＱＵＨのゲート端子に供給されるＵ相上側ゲート制御信号Ｇ１と、Ｕ相下側アームスイッチＱＵＬのゲート端子に供給されるＵ相下側ゲート制御信号Ｇ２とが含まれる。また、ゲート制御信号には、Ｖ相上側アームスイッチＱＶＨのゲート端子に供給されるＶ相上側ゲート制御信号Ｇ３と、Ｖ相下側アームスイッチＱＶＬのゲート端子に供給されるＶ相下側ゲート制御信号Ｇ４とが含まれる。さらに、ゲート制御信号には、Ｗ相上側アームスイッチＱＷＨのゲート端子に供給されるＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５と、Ｗ相下側アームスイッチＱＷＬのゲート端子に供給されるＷ相下側ゲート制御信号Ｇ６とが含まれる。各ゲート制御信号には、同じ相の上側アームスイッチと下側アームスイッチとが同時にオンに切り替わることを防止するためにデッドタイムが挿入される。　
図２は、三相デューティ指令値に基づいて三相ＰＷＭ信号が生成される原理を模式的に示す図である。図２に示すように、ＰＷＭモジュール１２ｂにおいて、所定の周期Ｔｐを有する三角波ＴＷが生成される。以下では、三角波ＴＷの周期ＴｐをＰＷＭ周期と呼称する場合がある。　
一例として、三角波ＴＷは、ＰＷＭタイマのカウント値で構成される。図２に示す例では、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において、ＰＷＭタイマがカウントダウンモードで動作することにより、ＰＷＭタイマのカウント値は最大値から最小値に変化する。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において、ＰＷＭタイマがカウントアップモードで動作することにより、ＰＷＭタイマのカウント値は最小値から最大値に変化する。時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間が、三角波ＴＷの周期、すなわちＰＷＭ周期Ｔｐに相当する。　
時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間と、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間とは、それぞれＰＷＭ周期Ｔｐの１／２の期間に相当する。カウントダウン開始時刻ｔ１と、カウントアップ開始時刻ｔ２とのそれぞれにおいて、三相デューティ指令値は更新される。すなわち、三相デューティ指令値の更新周期Ｔｄは、ＰＷＭ周期Ｔｐの１／２の期間に相当する。　
ＰＷＭモジュール１２ｂの内部において、三相デューティ指令値に含まれる３つのデューティ指令値のそれぞれに、バッファレジスタと、更新用レジスタとが割り当てられる。ＭＣＵコア１２ａによって算出された三相デューティ指令値は、まずバッファレジスタに格納される。そして、カウントダウン開始時刻ｔ１及びカウントアップ開始時刻ｔ２などの更新タイミングが到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、「三相デューティ指令値が更新される」とは、更新タイミングにおいてバッファレジスタから更新用レジスタに三相デューティ指令値が転送されることを意味する。　
上記のように、更新タイミングが到来する前に、ＭＣＵコア１２ａによって算出された三相デューティ指令値がバッファレジスタに格納される必要があるため、ＭＣＵコア１２ａは、更新タイミングよりも早いタイミングで三相デューティ指令値を算出する。つまり、ＭＣＵコア１２ａは、カウントダウン開始時刻ｔ１よりも早いタイミングで、カウントダウン開始時刻ｔ１で更新される三相デューティ指令値を算出してＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。また、ＭＣＵコア１２ａは、カウントアップ開始時刻ｔ２よりも早いタイミングで、カウントアップ開始時刻ｔ２で更新される三相デューティ指令値を算出してＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。このように、ＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の更新周期Ｔｄと同じ周期で指令値算出処理を繰り返すが、指令値算出タイミングは、更新タイミングよりも早い。　
図２に示すように、カウントダウン開始時刻ｔ１において、Ｕ相デューティ指令値ＤＵが「ＤＵ１」に更新され、Ｖ相デューティ指令値ＤＶが「ＤＶ１」に更新され、Ｗ相デューティ指令値ＤＷが「ＤＷ１」に更新されたと仮定する。Ｕ相デューティ指令値ＤＵ１は、Ｖ相デューティ指令値ＤＶ１よりも大きい。Ｖ相デューティ指令値ＤＶ１は、Ｗ相デューティ指令値ＤＷ１よりも大きい。「ＤＵ１」、「ＤＶ１」、及び「ＤＷ１」は、上記のように各デューティ指令値に割り当てられた更新用レジスタ内の値である。　
三角波ＴＷの下降中に、三角波ＴＷが三相デューティ指令値に到達すると、三相ＰＷＭ信号はハイレベルとなる。言い換えれば、ＰＷＭタイマのカウントダウン動作中に、ＰＷＭタイマのカウント値が三相デューティ指令値に一致するタイミングで、三相ＰＷＭ信号はハイレベルとなる。　
従って、図２に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＵ相デューティ指令値ＤＵ１と一致するタイミングで、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵはハイレベルとなる。時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＶ相デューティ指令値ＤＶ１と一致するタイミングで、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶはハイレベルとなる。時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＷ相デューティ指令値ＤＷ１と一致するタイミングで、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷはハイレベルとなる。　
図２に示すように、カウントアップ開始時刻ｔ２において、Ｕ相デューティ指令値ＤＵが「ＤＵ２」に更新され、Ｖ相デューティ指令値ＤＶが「ＤＶ２」に更新され、Ｗ相デューティ指令値ＤＷが「ＤＷ２」に更新されたと仮定する。Ｕ相デューティ指令値ＤＵ２は、Ｖ相デューティ指令値ＤＶ２よりも大きい。Ｖ相デューティ指令値ＤＶ２は、Ｗ相デューティ指令値ＤＷ２よりも大きい。「ＤＵ２」、「ＤＶ２」、及び「ＤＷ２」は、上記のように各デューティ指令値に割り当てられた更新用レジスタ内の値である。　
三角波ＴＷの上昇中に、三角波ＴＷが三相デューティ指令値に到達すると、三相ＰＷＭ信号はローレベルとなる。言い換えれば、ＰＷＭタイマのカウントアップ動作中に、ＰＷＭタイマのカウント値が三相デューティ指令値に一致するタイミングで、三相ＰＷＭ信号はローレベルとなる。　
従って、図２に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＵ相デューティ指令値ＤＵ２と一致するタイミングで、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵはローレベルとなる。時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＶ相デューティ指令値ＤＶ２と一致するタイミングで、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶはローレベルとなる。時刻ｔ２から時刻ｔ３
までのカウントアップ期間において、ＰＷＭタイマのカウント値がＷ相デューティ指令値ＤＷ２と一致するタイミングで、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷはローレベルとなる。　
時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間の動作は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間の動作と同じである。時刻ｔ４から時刻ｔ５までのカウントアップ期間の動作は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間の動作と同じである。以上の動作が三相デューティ指令値の更新周期Ｔｄで繰り返されることにより、三相ＰＷＭ信号のデューティ比が個別に制御される。　
なお、上記の説明から理解できるように、本実施形態では、ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングと立ち下がりエッジタイミングとが個別に制御される、いわゆる非対称センターアライメントモードと呼ばれる制御モードでＰＷＭ信号のデューティ比を制御する形態を例示するが、本発明で使用可能なＰＷＭ信号の制御モードは、非対称センターアライメントモードに限定されない。　
図３に示すように、例えば、カウントアップ開始時刻ｔ２に更新された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶとＷ相デューティ指令値ＤＷとが等しい場合、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングと、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングとが合致する。　
既に述べたように、三相モータ２０の出力軸とモータケースとの間の電位差（軸電圧）に起因して、三相モータ２０のロータベアリングに電食が生じる場合がある。図３に示す例では、ｎ番目のＰＷＭ制御周期において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶのオフタイミングとＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのオフタイミングとが一致する。本願発明者らの研究の結果、図３に示すように三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のスイッチングタイミングが一致した瞬間に、軸電圧が瞬間的に大きく変動することが電食の発生に影響する虞があることが判明した。　図３の例では、例えば三相モータ２０が力行状態にあり、Ｖ相及びＷ相の電流が正の時（電力変換回路１１から三相モータ２０へ電流が流れる時）、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶとＷ相ＰＷＭ信号ＰＷとのスイッチングタイミングが重なると軸電圧の急激な変動が発生する。一方、同様の状態で、Ｖ相電流が正であり且つＷ相電流が負である場合には、Ｖ相ハイサイドのターンオフとＷ相ローサイドのターンオンとが重なった場合、あるいは、Ｖ相ハイサイドのターンオンとＷ相ローサイドのターンオフとが重なった場合、軸電圧の急激な変動が発生する。　
上記の技術課題を解決するために、本実施形態におけるＭＣＵ１２は、三相デューティ指令値の今回更新値に基づいて、三相モータ２０と接続される三相の接続端子１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗのうち少なくとも第１相及び第２相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生すると予測した場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１時間だけ第１方向にシフトさせ、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の発生タイミングを第３時間だけ第１方向にシフトさせ、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１方向の逆方向に第２時間だけシフトさせる。　以下では、本発明の理解を容易にするために、特開２００５－５１９５９号公報に開示される技術と対比させながら、本実施形態の動作について説明する。　
特開２００５－５１９５９号公報に開示される技術は、複数相の同時スイッチングを回避することを目的とする技術である。以下では、特開２００５－５１９５９号公報に開示される技術を比較技術と呼称する。比較技術では、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のエッジタイミングが合致する場合に、二相のＰＷＭ信号のうち一方のＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミング及び立ち下がりエッジタイミングを所定時間ΔＴだけ遅らせる。　
例えば、図３に示すように、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合（或いは０％に近い場合）に、比較技術に基づいて、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの位相を所定時間ΔＴだけ遅らせると、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングがＰＷＭ周期Ｔｐを越えてしまい、十分なタイミング調整を行えない可能性がある。従って、この場合には、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
これに対して、本発明の基本コンセプトでは、図４のチャートＡに示すように、まず、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号だけでなく、三相全てのＰＷＭ信号のオフタイミングを前倒し方向にシフトさせることにより、タイミング調整のための余白を形成する。そして、図４のチャートＢに示すように、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のうち、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのオフタイミングを遅れ方向にシフトさせる。これにより、Ｖ相とＷ相との同時スイッチングを回避することができる。さらに、図４のチャートＣに示すように、Ｗ相のスイッチングタイミングをずらしたことによるモータ制御への影響を抑えるために、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのオフタイミングを遅らせた場合には、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの次のオンタイミングも同じ量だけ遅らせる。　
上記のような本発明の基本コンセプトによると、オフタイミング（或いはオンタイミング）が合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合（或いは０％に近い場合）であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができる。以下では、本発明の基本コンセプトに基づく各実施形態について具体的に説明する。　
例えば図５に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶ及びＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合、図６に示すように、比較技術に基づいて、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの位相を所定時間ΔＴだけ遅らせる場合、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングがＰＷＭ周期Ｔｐを越えてしまう可能性がある。従って、この場合には、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図７は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶ及びＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が立ち上がりエッジタイミングであり、且つ第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第３時間だけ遅れ方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第１時間だけ遅れ方向にシフトさせ、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前倒し方向に第２時間だけシフトさせる。　
具体的には、図７に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第１時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせるともに、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第３時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これは、全相をΔＴだけ遅らせたうえで、Ｖ相のターンオンタイミングのみをΔＴだけ前倒ししたことと実質的に同じである。また、実質的にＶ相のスイッチングタイミングをΔＴだけ前倒ししたことによるモータ制御への影響を抑えるために、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを前倒し方向に同じ量（第２時間ΔＴ）だけシフトさせる。なお、この図７の例では、第１時間と、第２時間と、第３時間とが同一の値（ΔＴ）である場合を示している。　
これにより、オンタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができる。なお、上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
以下、図７に示す例におけるＭＣＵ１２の動作について詳細に説明する。　ＭＣＵ１２のＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の更新タイミングであるカウントダウン開始時刻ｔ１の前に指令値算出処理を実行し、指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値に基づいて、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のエッジタイミングが合致するか否かを予測する。例えば、カウントダウン開始時刻ｔ１の前に算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶとＷ相デューティ指令値ＤＷとが等しい場合、ＭＣＵコア１２ａは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングと、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングとが合致すると予測する。　
ＭＣＵコア１２ａは、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングと、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングとが合致すると予測し、且つＶ相及びＷ相のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれると判断した場合、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの算出値から第３時間ΔＴに対応する値を減算する補正処理を行うとともに、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの算出値から第１時間ΔＴに対応する値を減算する補正処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、指令値算出処理によって算出されたＶ相デューティ指令値ＤＶと、補正処理が行われたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントダウン開始時刻ｔ１の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントダウン開始時刻ｔ１が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントダウン開始時刻ｔ１において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図７に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングは第１時間ΔＴだけ遅れ、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングは第３時間ΔＴだけ遅れる。　
ＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の次の更新タイミングであるカウントアップ開始時刻ｔ２の前に指令値算出処理を再び実行する。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、前回の指令値算出処理の実行時に補正処理が行われたデューティ指令
値に対して補償処理を行う。例えば、ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの算出値に対して第２時間ΔＴに対応する値を加算する補償処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出されたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷと、補償処理が行われたＶ相デューティ指令値ＤＶとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントアップ開始時刻ｔ２の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントアップ開始時刻ｔ２が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントアップ開始時刻ｔ２において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図７に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングは第２時間ΔＴだけ早まる。　
図８は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶ及びＷ相ＰＷＭ信号ＰＷのデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が立ち下がりエッジタイミングであり、且つ第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第３時間だけ前倒し方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第１時間だけ前倒し方向にシフトさせ、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを遅れ方向に第２時間だけシフトさせる。　
具体的には、図８に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせるともに、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これは、全相をΔＴだけ前倒ししたうえで、Ｖ相のターンオフタイミングのみをΔＴだけ遅らせたことと実質的に同じである。また、実質的にＶ相のスイッチングタイミングをΔＴだけ遅らせたことによるモータ制御への影響を抑えるために、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを遅れ方向に同じ量（第２時間ΔＴ）だけシフトさせる。　
これにより、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができる。なお、上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
以下、図８に示す例におけるＭＣＵ１２の動作について詳細に説明する。　ＭＣＵ１２のＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の更新タイミングであるカウントアップ開始時刻ｔ２の前に指令値算出処理を実行し、指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値に基づいて、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のエッジタイミングが合致するか否かを予測する。例えば、カウントアップ開始時刻ｔ２の前に算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶとＷ相デューティ指令値ＤＷとが等しい場合、ＭＣＵコア１２ａは、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングと、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングとが合致すると予測する。　
ＭＣＵコア１２ａは、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングと、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングとが合致すると予測し、且つＶ相及びＷ相のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれると判断した場合、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの算出値から第３時間ΔＴに対応する値を減算する補正処理を行うとともに、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの算出値から第１時間ΔＴに対応する値を減算する補正処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、指令値算出処理によって算出されたＶ相デューティ指令値ＤＶと、補正処理が行われたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントアップ開始時刻ｔ２の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントアップ開始時刻ｔ２が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントアップ開始時刻ｔ２において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図８に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングは第１時間ΔＴだけ早まり、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングは第３時間ΔＴだけ早まる。　
ＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の次の更新タイミングであるカウントダウン開始時刻ｔ３前に指令値算出処理を再び実行する。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、前回の指令値算出処理の実行時に補正処理が行われたデューティ指令値に対して補償処理を行う。例えば、ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの算出値から第２時間ΔＴに対応する値を減算する補償処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出されたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷと、補償処理が行われたＶ相デューティ指令値ＤＶとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントダウン開始時刻ｔ３の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントダウン開始時刻ｔ３が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントダウン開始時刻ｔ３において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図８に示すように、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングは第２時間ΔＴだけ遅れる。　
次に、図９に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合、図１０に示すように、比較技術に基づいて、例えばＶ相ＰＷＭ信号ＰＶの位相を所定時間ΔＴだけ遅らせる場合、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングが三角波ＴＷの谷を後側に越えてしまう可能性がある。従って、この場合、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図示は省略するが、逆に、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＷの位相を所定時間ΔＴだけ早める場合、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングが三角波ＴＷの谷を前側に越えてしまう可能性がある。従って、この場合でも、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図１１は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が立ち上がりエッジタイミングであり、且つ第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第３時間だけ前倒し方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第１時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを遅れ方向に前記第２時間だけシフトさせる。　
具体的には、図１１に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、例えばＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせるともに、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これは、全相をΔＴだけ前倒ししたうえで、Ｖ相のターンオンタイミングのみをΔＴだけ遅らせたことと実質的に同じである。また、実質的にＶ相のスイッチングタイミングをΔＴだけ遅らせたことによるモータ制御への影響を抑えるために、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを遅れ方向に同じ量（第２時間ΔＴ）だけシフトさせる。　
これにより、オンタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができる。なお、上記で説明したＵ相の処理とＶ相の処理は入れ替えてもよい。　
以下、図１１に示す例におけるＭＣＵ１２の動作について詳細に説明する。　ＭＣＵ１２のＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の更新タイミングであるカウントダウン開始時刻ｔ１の前に指令値算出処理を実行し、指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値に基づいて、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のエッジタイミングが合致するか否かを予測する。例えば、カウントダウン開始時刻ｔ１の前に算出された三相デューティ指令値のうち、Ｕ相デューティ指令値ＤＵとＶ相デューティ指令値ＤＶとが等しい場合、ＭＣＵコア１２ａは、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングと、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングとが合致すると予測する。　
ＭＣＵコア１２ａは、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングと、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングとが合致すると予測
し、且つＵ相及びＶ相のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれると判断した場合、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの算出値に対して第３時間ΔＴに対応する値を加算する補正処理を行うとともに、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの算出値に対して第１時間ΔＴに対応する値を加算する補正処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、指令値算出処理によって算出されたＶ相デューティ指令値ＤＶと、補正処理が行われたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントダウン開始時刻ｔ１の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントダウン開始時刻ｔ１が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントダウン開始時刻ｔ１において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図１１に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングは第１時間ΔＴだけ早まり、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングは第３時間ΔＴだけ早まる。　
ＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の次の更新タイミングであるカウントアップ開始時刻ｔ２の前に指令値算出処理を再び実行する。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、前回の指令値算出処理の実行時に補正処理が行われたデューティ指令値に対して補償処理を行う。例えば、ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの算出値に対して第２時間ΔＴに対応する値を加算する補償処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出されたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷと、補償処理が行われたＶ相デューティ指令値ＤＶとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントアップ開始時刻ｔ２の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントアップ開始時刻ｔ２が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントアップ開始時刻ｔ２において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図１１に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングは第２時間ΔＴだけ遅れる。　
図１２は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が立ち下がりエッジタイミングであり、且つ第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第３時間だけ遅れ方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第１時間だけ遅れ方向にシフトさせ、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前倒し方向に第２時間だけシフトさせる。　
具体的には、図１２に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、例えばＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第１時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせるともに、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第３時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これは、全相をΔＴだけ遅らせたうえで、Ｖ相のターンオフタイミングのみをΔＴだけ前倒ししたことと実質的に同じである。また、実質的にＶ相のスイッチングタイミングをΔＴだけ前倒ししたことによるモータ制御への影響を抑えるために、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを前倒し方向に同じ量（第２時間ΔＴ）だけシフトさせる。　
これにより、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができる。なお、上記で説明したＵ相の処理とＶ相の処理は入れ替えてもよい。　
以下、図１２に示す例におけるＭＣＵ１２の動作について詳細に説明する。　ＭＣＵ１２のＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の更新タイミングであるカウントアップ開始時刻ｔ２の前に指令値算出処理を実行し、指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値に基づいて、三相ＰＷＭ信号のうち二相のＰＷＭ信号のエッジタイミングが合致するか否かを予測する。例えば、カウントアップ開始時刻ｔ２の前に算出された三相デューティ指令値のうち、Ｕ相デューティ指令値ＤＵとＶ相デューティ指令値ＤＶとが等しい場合、ＭＣＵコア１２ａは、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングと、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングとが合致すると予測する。　
ＭＣＵコア１２ａは、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングと、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングとが合致すると予測し、且つＵ相及びＶ相のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれると判断した場合、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの算出値に対して第３時間ΔＴに対応する値を加算する補正処理を行うとともに、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの算出値に対して第１時間ΔＴに対応する値を加算する補正処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、指令値算出処理によって算出されたＶ相デューティ指令値ＤＶと、補正処理が行われたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントアップ開始時刻ｔ２の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントアップ開始時刻ｔ２が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントアップ開始時刻ｔ２において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図１２に示すように、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｕ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングは第１時間ΔＴだけ遅れ、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングは第３時間ΔＴだけ遅れる。　
ＭＣＵコア１２ａは、三相デューティ指令値の次の更新タイミングであるカウントダウン開始時刻ｔ３の前に指令値算出処理を再び実行する。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、前回の指令値算出処理の実行時に補正処理が行われたデューティ指令値に対して補償処理を行う。例えば、ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出された三相デューティ指令値のうち、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの算出値に対して第２時間ΔＴに対応する値を加算する補償処理を行う。ＭＣＵコア１２ａは、今回の指令値算出処理によって算出されたＵ相デューティ指令値ＤＵ及びＷ相デューティ指令値ＤＷと、補償処理が行われたＶ相デューティ指令値ＤＶとを、ＰＷＭモジュール１２ｂに出力する。　
上記のように、カウントダウン開始時刻ｔ３の前にＭＣＵコア１２ａからＰＷＭモジュール１２ｂに入力された三相デューティ指令値は、一時的にバッファレジスタに格納される。そして、カウントダウン開始時刻ｔ３が到来すると、バッファレジスタに格納された三相デューティ指令値は更新用レジスタに転送される。このように、カウントダウン開始時刻ｔ３において、更新用レジスタの内容は新たな三相デューティ指令値に更新される。その結果、図１２に示すように、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントアップ期間にＰＷＭモジュール１２ｂで生成される三相ＰＷＭ信号のうち、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングは第２時間ΔＴだけ早まる。　
なお、上記実施形態では、三角波ＴＷの山及び谷の両方で三相デューティ指令値を更新する非対称センターアライメントモードでＰＷＭ信号を生成する場合を例示したが、三角波ＴＷの山及び谷の一方でのみ三相デューティ指令値を更新する通常のセンターアライメントモードでＰＷＭ信号を生成する場合には、今回更新時にタイミングをずらした分のデューティ補償を次回更新時に行えばよい。　
図１３は、Ｖ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、通常のセンターアライメントモードによって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。図１３では、三角波ＴＷの山、すなわち時刻ｔ１、ｔ３及びｔ５で三相デューティ指令値が更新される場合を例示している。この場合、図１３に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、Ｕ相及びＷ相のデューティが２ΔＴだけ短くなる。これは、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、Ｖ相だけデューティを２ΔＴだけ延ばしたことに相当する。従って、この場合、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間において、Ｖ相のデューティが２ΔＴだけ短くなる。　
図１４は、Ｕ相ＰＷＭ信号及びＶ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｕ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、通常のセンターアライメントモードによって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。図１４では、三角波ＴＷの山、すなわち時刻ｔ１、ｔ３及びｔ５で三相デューティ指令値が更新される場合を例示している。この場合、図１４に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、Ｕ相及びＷ相のデューティが２ΔＴだけ延びる。これは、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間において、Ｖ相だけデューティを２ΔＴだけ短くしたことに相当する。従って、この場合、時刻ｔ３から時刻ｔ５までの期間において、Ｖ相のデューティが２ΔＴだけ延びる。　
次に、図１５に示すように、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合でも、比較技術に基づいて複数相の同時スイッチングを回避しようとすると、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図１６は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、
Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。　
本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の種別が立ち上がりエッジタイミングであり、第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれ、且つ残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第１時間だけ遅れ方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第４時間だけ前倒し方向にシフトさせ、且つ今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第３時間だけ遅れ方向にシフトさせる。　さらに、ＭＣＵ１２は、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前倒し方向に第２時間だけシフトさせ、次回更新値又は前回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを遅れ方向に第５時間だけシフトさせ、且つ次回更新値又は前回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第６時間だけ前倒し方向にシフトさせる。　
具体的には、図１６に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第１時間（３ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを第４時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第３時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせる。さらに、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを第２時間（３ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第５時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第６時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせる。　
これにより、オンタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができるとともに、三角波ＴＷの山及び谷に近接するエッジのシフト量を抑えることができる。なお、図１６の例では、全相のオン時間が一律にΔＴ／２だけ短縮される。上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
次に、図１７に示すように、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合でも、比較技術に基づいて複数相の同時スイッチングを回避しようとすると、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図１８は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。　
本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の種別が立ち下がりエッジタイミングであり、第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれ、且つ残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第１時間だけ前倒し方向にシフトさせるとともに、今回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第４時間だけ遅れ方向にシフトさせ、且つ今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第３時間だけ前倒し方向にシフトさせる。　さらに、ＭＣＵ１２は、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを遅れ方向に第２時間だけシフトさせ、次回更新値又は前回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前倒し方向に第５時間だけシフトさせ、且つ次回更新値又は前回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第６時間だけ遅れ方向にシフトさせる。　
具体的には、図１８に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第１時間（３ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを第４時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第３時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせる。さらに、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを第２時間（３ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第５時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第６時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせる。　
これにより、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができるとともに、三角波ＴＷの山及び谷に近接するエッジのシフト量を抑えることができる。なお、図１８の例では、全相のオン時間が一律にΔＴ／２だけ短縮される。上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
次に、図１９に示すように、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合でも、比較技術に基づいて複数相の同時スイッチングを回避しようとすると、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図２０は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。　
本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の種別が立ち上がりエッジタイミングであり、第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれ、且つ残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第１時間だけ前倒し方向にシフトさせ、今回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第４時間だけ遅れ方向にシフトさせ、且つ今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第３時間だけ前倒し方向にシフトさせる。　さらに、ＭＣＵ１２は、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを遅れ方向に第２時間だけシフトさせ、次回更新値又は前回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前倒し方向に第５時間だけシフトさせ、且つ次回更新値又は前回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第６時間だけ遅れ方向にシフトさせる。　
具体的には、図２０に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのカウントダウン期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第１時間（３ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを第４時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第３時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせる。さらに、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを第２時間（３ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第５時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第６時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせる。　
これにより、オンタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができるとともに、三角波ＴＷの山及び谷に近接するエッジのシフト量を抑えることができる。なお、図２０の例では、全相のオン時間が一律にΔＴ／２だけ長くなる。上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
次に、図２１に示すように、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合を想定する。この場合でも、比較技術に基づいて複数相の同時スイッチングを回避しようとすると、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法ではＰＷＭ信号を生成できず、プログラムが複雑化する。　
図２２は、Ｕ相ＰＷＭ信号のデューティ比が１００％に近く、且つＶ相ＰＷＭ信号及びＷ相ＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い状態で、Ｖ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとＷ相ＰＷＭ信号の立ち下がりエッジタイミングとが合致する場合に、本実施形態によって生成される三相ＰＷＭ信号の一例を示すタイミングチャートである。　
本実施形態では、ＭＣＵ１２は、互いに一致すると予測された第１相及び第２相の接続端子の電圧変動の種別が立ち下がりエッジタイミングであり、第１相及び第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれ、且つ残りの接続端子の少なく
とも一つの電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、今回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第１時間だけ遅れ方向にシフトさせるとともに、今回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第４時間だけ前倒し方向にシフトさせ、且つ今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第３時間だけ遅れ方向にシフトさせる。　さらに、ＭＣＵ１２は、三相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前倒し方向に第２時間だけシフトさせ、次回更新値又は前回更新値で決定される第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを遅れ方向に第５時間だけシフトさせ、且つ次回更新値又は前回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第６時間だけ前倒し方向にシフトさせる。　
具体的には、図２２に示すように、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのカウントアップ期間において、例えばＷ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち下がりエッジタイミングを第１時間（３ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち下がりエッジタイミングを第４時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち下がりエッジタイミングを第３時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせる。さらに、ＭＣＵ１２は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのカウントダウン期間において、Ｖ相ＰＷＭ信号ＰＶの立ち上がりエッジタイミングを第２時間（３ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせ、Ｗ相ＰＷＭ信号ＰＷの立ち上がりエッジタイミングを第５時間（ΔＴ／４）だけ遅れ方向にシフトさせ、且つＵ相ＰＷＭ信号ＰＵの立ち上がりエッジタイミングを第６時間（ΔＴ／４）だけ前倒し方向にシフトさせる。　
これにより、オフタイミングが合致する二相のＰＷＭ信号のデューティ比が０％に近い場合であっても、ＰＷＭ周期ＴｐのなかでＰＷＭ信号のタイミング調整を行うことができるため、複数相の同時スイッチングを回避しながら、三角波ＴＷと三相デューティ指令値との比較によってＰＷＭ信号を生成する通常の方法によってＰＷＭ信号を生成することができるとともに、三角波ＴＷの山及び谷に近接するエッジのシフト量を抑えることができる。なお、図２２の例では、全相のオン時間が一律にΔＴ／２だけ長くなる。上記で説明したＶ相の処理とＷ相の処理は入れ替えてもよい。　
以上の説明では、デッドタイムを考慮しない三相ＰＷＭ信号を用いたが、電力変換回路１１の各アームスイッチに供給されるゲート制御信号にはデッドタイムが設けられる。図２３は、Ｖ相とＷ相の電流の方向がともに電力変換回路１１から三相モータ２０へ向かう方向である場合の、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２と、Ｕ相端子電圧Ｖｕと、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４と、Ｖ相端子電圧Ｖｖと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６と、Ｗ相端子電圧Ｖｗとの各波形の一例を示すタイミングチャートである。図２３において、Ｕ相端子電圧ＶｕはＵ相接続端子１３ｕの電圧であり、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相接続端子１３ｖの電圧であり、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相接続端子１３ｗの電圧である。また、図２３において、Ｖｐは直流電源３０の正極電位であり、Ｖｎは直流電源３０の負極電位である。説明簡略化のため、図２３ではＩＧＢＴ及びダイオードを導通する際の電圧降下を無視している。　
図２３に示すように、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１とＵ相下側ゲート制御信号Ｇ２との間にデッドタイムＴＤが挿入される。図示は省略するが、同様に、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３とＶ相下側ゲート制御信号Ｇ４との間と、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５とＷ相下側ゲート制御信号Ｇ６との間にもデッドタイムＴＤが挿入される。Ｖ相とＷ相の電流の方向がともに電力変換回路１１から三相モータ２０へ向かう方向である場合、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相上側ゲート制御信号Ｇ３に同期して変動し、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５に同期して変動する。　
図２３に示すように、例えば、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３とＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５とが、オフタイミングで合致したと想定する。この場合、Ｖ相端子電圧ＶｖとＷ相端子電圧Ｖｗとが同時に直流電源３０の正極電位Ｖｐから負極電位Ｖｎに変動するため、１相のみが変動する場合に比べ、三相モータ２０の中性点Ｎの電位変動が大きくなり、これに伴って三相モータ２０の軸電圧も大きく変動してノイズの原因となる。これを回避するために、本実施形態では、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３とＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５のオフタイミングが所定時間ΔＴよりも接近する場合、すなわち、ゲートドライバの遅延等により相電圧の変動タイミングが合致する虞がある場合、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの今回更新値で決定されるＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５のオフタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせるとともに、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの今回更新値で決定されるＵ相上側ゲート制御信号Ｇ１のオフタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これに伴い、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と対応するオンタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせ、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と対応するオンタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これにより、Ｗ相端子電圧Ｖｗの波形は、第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトし、Ｕ相端子電圧Ｖｕの波形も第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトする。　
また、本実施形態では、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの次回更新値で決定されるＶ相上側ゲート制御信号Ｇ３のオンタイミングを第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これに伴い、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と対応するオフタイミングを第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これにより、Ｖ相端子電圧Ｖｖの波形も第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトする。以上のような操作により、２つの相電圧が同時に同方向に変動することを防ぐことができ、その結果、三相モータ２０の軸電圧が瞬間的に大きく変動することを抑制することができる。　
上記のように、Ｖ相とＷ相の電流の方向がともに電力変換回路１１から三相モータ２０へ向かう方向である場合、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相上側ゲート制御信号Ｇ３に同期して変動し、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５に同期して変動する。一方、図示は省略するが、Ｖ相とＷ相の電流の方向がともに三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向である場合、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相下側ゲート制御信号Ｇ４に同期して変動し、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相下側ゲート制御信号Ｇ６に同期して変動する。本実施形態では、この点を考慮して、三相の接続端子１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗのうち少なくとも二相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生したか否かを判断する。　なお、下側ゲート制御信号は、上側ゲート制御信号からデッドタイムＴＤ分だけずれた信号に過ぎないので、スイッチタイミングの合致が発生するか否かの判定にあたっては、電流の向きが同じ場合、デッドタイムＴＤの影響を考慮する必要は無い。上側ゲート制御信号のタイミングが合致すれば、上側ゲート制御信号に対してデッドタイムＴＤだけずれた下側ゲート制御信号のタイミングも合致する。　また、上記の例では合致発生タイミングにおいて、Ｕ相ゲート制御信号及びＷ相ゲート制御信号を前倒ししたが、Ｗ相ゲート制御信号の代わりにＶ相ゲート制御信号を前倒ししてもよく、その場合は次回のＷ相ゲート制御信号を遅れ方向にシフトさせる。また、合致発生タイミングにおいて、Ｕ相ゲート制御信号及びＷ相ゲート制御信号を前倒しする代わりに遅れ方向にシフトさせてもよく、その場合は次回のＶ相ゲート制御信号を前倒し方向にシフトさせる。　
図２４は、Ｖ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向であり、且つＷ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向である場合の、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２と、Ｕ相端子電圧Ｖｕと、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４と、Ｖ相端子電圧Ｖｖと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６と、Ｗ相端子電圧Ｖｗとの各波形の一例を示すタイミングチャートである。　
図２４に示すように、Ｖ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向であり、且つＷ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向である場合、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相下側ゲート制御信号Ｇ４に同期して変動し、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５に同期して変動する。　
図２４に示すように、例えば、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４のオンタイミングと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５のオフタイミングとが合致したと想定する。この場合、Ｖ相端子電圧ＶｖとＷ相端子電圧Ｖｗとが同時に直流電源３０の正極電位Ｖｐから負極電位Ｖｎに変動するため、三相モータ２０の軸電圧も大きく変動してノイズの原因となる。これを回避するために、本実施形態では、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４のオンタイミングと、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５のオフタイミングとが所定時間ΔＴよりも接近する場合、Ｗ相デューティ指令値ＤＷの今回更新値で決定されるＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５のオフタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせるとともに、Ｕ相デューティ指令値ＤＵの今回更新値で決定されるＵ相上側ゲート制御信号Ｇ１のオフタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これに伴い、Ｗ相下側ゲート制御信号Ｇ６も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｗ相上側ゲート制御信号Ｇ５と対応するオンタイミングを第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせ、Ｕ相下側ゲート制御信号Ｇ２も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｕ相上側ゲート制御信号Ｇ１と対応するオンタイミングを第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトさせる。これにより、Ｗ相端子電圧Ｖｗの波形は、第１時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトし、Ｕ相端子電圧Ｖｕの波形も第３時間ΔＴだけ前倒し方向にシフトする。　
また、本実施形態では、Ｖ相デューティ指令値ＤＶの次回更新値で決定されるＶ相上側ゲート制御信号Ｇ３のオンタイミングを第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これに伴い、Ｖ相下側ゲート制御信号Ｇ４も、デッドタイムＴＤを維持するように、Ｖ相上側ゲート制御信号Ｇ３と対応するオフタイミングを第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトさせる。これにより、Ｖ相端子電圧Ｖｖの波形も第２時間ΔＴだけ遅れ方向にシフトする。以上のような操作により、２つの相電圧が同時に同方向に変動することを防ぐことができ、その結果、三相モータ２０の軸電圧が瞬間的に大きく変動することを抑制することができる。　
上記のように、Ｖ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向であり、且つＷ相の電流の方向が三相モータ２０から電力変換回路１１へ向かう方向である場合、Ｖ相端子電圧ＶｖはＶ相下側ゲート制御信号Ｇ４に同期して変動し、Ｗ相端子電圧ＶｗはＷ相上側ゲート制御信号Ｇ５に同期して変動する。従って、スイッチタイミングの合致が発生するか否かの判定にあたっては、負電流の相（この場合、Ｖ相）については上側ゲート制御信号に対しデッドタイムＴＤ分だけずれたタイミングを「接続端子の電圧変動タイミング」とみなせばよい。　なお、正電流の相（この場合、Ｗ相）は、上側ゲート制御信号に同期して接続端子電圧が変動する一方、負電流の相は、上側ゲート制御信号のタ
ーンオンタイミングよりもデッドタイムＴＤだけ早いタイミングで接続端子電圧が上昇し、上側ゲート制御信号のターンオフタイミングよりもデッドタイムＴＤだけ遅いタイミングで接続端子電圧が低下する。スイッチングタイミングが合致するかどうかの判定は、これを考慮する必要がある。　また、上記の例では合致発生タイミングにおいて、Ｕ相ゲート制御信号及びＷ相ゲート制御信号を前倒ししたが、Ｗ相ゲート制御信号の代わりにＶ相ゲート制御信号を前倒ししてもよく、その場合は次回のＷ相ゲート制御信号を遅れ方向にシフトさせる。また、合致発生タイミングにおいて、Ｕ相ゲート制御信号及びＷ相ゲート制御信号を前倒しする代わりに遅れ方向にシフトさせてもよく、その場合は次回のＶ相ゲート制御信号を前倒し方向にシフトさせる。　
上記のように、本実施形態では、デッドタイムを設ける場合には、（１）電流の方向によって端子電圧の変動が上側ゲート制御信号に同期するか、或いは下側ゲート制御信号に同期するかが変化すること、（２）デッドタイムを設けたことにより、例えばターンオンタイミングがデッドタイム分だけ遅れること、などを考慮して、三相の接続端子１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗのうち少なくとも二相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生したか否かを判断する。　
以上説明したように、本開示に係る一の実施の形態によれば、三相の接続端子１３ｕ、１３ｖ及び１３ｗのうち少なくとも二相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生することが回避されるため、三相モータ２０の軸電圧が瞬間的に大きく変動することを抑制することができる。すなわち、本開示に係る一の実施の形態によれば、軸電圧が瞬間的に大きく変動することに起因するノイズを低減することが可能である。その結果、本開示に係る一の実施の形態によれば、三相モータ２０のロータベアリングに電食が生じることを抑制できる。　
本発明は上記実施形態に限定されず、本明細書において説明した各構成は、相互に矛盾しない範囲内において、適宜組み合わせることができる。　例えば、上記実施形態では、三相モータ２０を制御するモータ制御装置１０を例示したが、制御対象のモータは三相モータ２０に限定されず、ｎ相モータ（ｎは３以上の整数）であればよい。　また、上記実施形態では、電力変換回路１１に含まれる各アームスイッチとしてＩＧＢＴを例示したが、各アームスイッチは例えばＭＯＳ－ＦＥＴなどのＩＧＢＴ以外の大電力用スイッチング素子でもよい。
１０…モータ制御装置、１１…電力変換回路、１２…ＭＣＵ（制御部）、１２ａ…ＭＣＵコア、１２ｂ…ＰＷＭモジュール、１３ｕ…Ｕ相接続端子、１３ｖ…Ｖ相接続端子、１３ｗ…Ｗ相接続端子、２０…三相モータ、３０…直流電源

Claims (10)

  1. ｎ相モータ（ｎは３以上の整数）を制御するモータ制御装置であって、

    　前記ｎ相モータに接続され、直流電力とｎ相交流電力との相互変換を行う電力変換回路と、

    　所定の更新周期で更新されるｎ相デューティ指令値に基づいて前記電力変換回路を制御する制御部と、を備え、

    　前記制御部は、前記ｎ相デューティ指令値の今回更新値に基づいて、前記ｎ相モータと接続されるｎ相の接続端子のうち少なくとも第１相及び第２相の接続端子の電圧変動が同一方向且つ同一タイミングで発生すると予測した場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを第１時間だけ第１方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の発生タイミングを第３時間だけ前記第１方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングを前記第１方向の逆方向に第２時間だけシフトさせる、モータ制御装置。
  2. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別と、少なくとも前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比とに基づいて、前記第１方向を遅れ方向及び前倒し方向の一方に決定し、

    　前記発生タイミングの種別は、立ち上がりエッジタイミングと立ち下がりエッジタイミングとを含む、請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が前記立ち上がりエッジタイミングであり、且つ前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記前倒し方向に前記第２時間だけシフトさせる、請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が前記立ち上がりエッジタイミングであり、且つ前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記遅れ方向に前記第２時間だけシフトさせる、請求項２または３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が前記立ち下がりエッジタイミングであり、且つ前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記遅れ方向に前記第２時間だけシフトさせる、請求項２から４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  6. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の発生タイミングの種別が前記立ち下がりエッジタイミングであり、且つ前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記前倒し方向に前記第２時間だけシフトさせる、請求項２から５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  7. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の種別が前記立ち上がりエッジタイミングであり、前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれ、且つ前記残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第４時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、且つ前記今回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、

    　前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記前倒し方向に前記第２時間だけシフトさせ、前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記遅れ方向に第５時間だけシフトさせ、且つ前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第６時間だけ前記前倒し方向にシフトさせる、請求項２から６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  8. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の種別が前記立ち下がりエッジタイミングであり、前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれ、且つ前記残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記前倒し方向にシフトさせるとともに、前記今回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第４時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、且つ前記今回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、

    　前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記遅れ方向に前記第２時間だけシフトさせ、前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記前倒し方向に第５時間だけシフトさせ、且つ前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第６時間だけ前記遅れ方向にシフトさせる、請求項２から７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  9. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の種別が前記立ち上がりエッジタイミングであり、前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれ、且つ前記残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、前記今回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第４時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、且つ前記今回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、

    　前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記遅れ方向に前記第２時間だけシフトさせ、前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記前倒し方向に第５時間だけシフトさせ、且つ前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第６時間だけ前記遅れ方向にシフトさせる、請求項２から８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  10. 前記制御部は、互いに一致すると予測された前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動の種別が前記立ち下がりエッジタイミングであり、前記第１相及び前記第２相の接続端子の電圧変動のデューティ比が第２閾値から０％までの範囲内に含まれ、且つ前記残りの接続端子の少なくとも一つの電圧変動のデューティ比が第１閾値から１００％までの範囲内に含まれる場合に、前記今回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第１時間だけ前記遅れ方向にシフトさせるとともに、前記今回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを第４時間だけ前記前倒し方向にシフトさせ、且つ前記今回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち下がりエッジタイミングを前記第３時間だけ前記遅れ方向にシフトさせ、

    　前記ｎ相デューティ指令値の次回更新値又は前回更新値で決定される前記第２相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記前倒し方向に前記第２時間だけシフトさせ、前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記第１相の接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを前記遅れ方向に第５時間だけシフトさせ、且つ前記次回更新値又は前回更新値で決定される前記残りの接続端子の電圧変動の立ち上がりエッジタイミングを第６時間だけ前記前倒し方向にシフトさせる、請求項２から９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
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