WO2013136612A1 - 角度検出装置 - Google Patents

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WO2013136612A1
WO2013136612A1 PCT/JP2012/082148 JP2012082148W WO2013136612A1 WO 2013136612 A1 WO2013136612 A1 WO 2013136612A1 JP 2012082148 W JP2012082148 W JP 2012082148W WO 2013136612 A1 WO2013136612 A1 WO 2013136612A1
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signal
angle
cosine
sine
error
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PCT/JP2012/082148
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辰也 森
鉄也 小島
金原　義彦
喜福　隆之
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三菱電機株式会社
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    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation

Definitions

  • the present invention relates to an angle detection device.
  • Resolvers are widely used for detecting the rotation angle of rotating machines because they are mechanically robust and have excellent environmental resistance. However, normally, these errors appear in the resolver as errors in the calculated angle due to errors due to rotor eccentricity, errors due to temperature drift of the operational amplifier, and the like.
  • the midpoint correction value of the resolver sine signal and cosine signal is stored in advance in an EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory) or the like.
  • the value of the peak of a sine signal and a cosine signal and the value of a trough are read, From the difference of the midpoint of this crest value and the value of a trough, and the value of the predetermined predetermined midpoint A midpoint correction value is obtained, added to the sine signal and cosine signal, and corrected, and the angle of the rotating machine is calculated from the corrected sine signal and cosine signal.
  • an angle signal is detected from a signal detected by a resolver, and a velocity signal is detected from the detected angle signal.
  • the angle error estimator is generated from the angle signal including the detected error by utilizing the fact that the resolver error waveform is composed of a determined n-order component specific to the resolver and is reproducible.
  • An error waveform signal obtained by restoring the detection error by calculating the magnitude of the error for each component divided into a plurality of components by frequency conversion, for example, Fourier transform, of the high-frequency component of the speed signal including the error. Generate.
  • the angle signal including the error detected by the resolver is corrected using the error waveform signal.
  • the conventional angle detection device described in Patent Document 1 corrects the midpoint error (offset), and the angle error of the angle signal detected by the resolver with respect to the rotation angle of the rotating machine caused by the midpoint error.
  • the electrical angular frequency component of the angle signal can be corrected (hereinafter, the electrical angular frequency of the angle signal is abbreviated as 1f, and the electrical angular frequency component of the angle signal is abbreviated as 1f angle error) . It is not possible to correct the 1f angle error resulting from the inclusion of twice the frequency component.
  • the error waveform signal calculated by the angle error estimator is an AC amount. Therefore, since the frequency of the error waveform signal increases as the rotating machine rotates at high speed, a phase shift occurs in the error waveform signal if there is a dead time in the calculation of the angle error estimator, and the error cannot be accurately corrected. There is a problem that it is necessary to shorten the calculation speed of the angle error estimator and the processing load of the microcomputer becomes high.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is included in the angle signal even when the sine signal and the cosine signal include frequency components twice as high as those fundamental wave components. An angle detection device capable of correcting the 1f angle error is obtained.
  • An angle detection device is an angle detection device that calculates an angle signal of a rotating machine from a sine signal and a cosine signal obtained from an angle detector, and calculates an offset correction value of the sine signal and the cosine signal from the angle signal.
  • the calculated sine signal offset correction value is added to the sine signal to correct the sine signal
  • the calculated cosine signal offset correction value is added to the cosine signal to correct the cosine signal. It is what you do.
  • the angle detection device uses the angle error ⁇ obtained by removing a frequency component lower than the frequency of the electrical angular frequency component from the angle signal and extracting a frequency component equal to or higher than the frequency of the electrical angular frequency component.
  • the offset correction value of the sine signal is obtained from the cosine component of the sign inversion value - ⁇ of the angle error, added to the sine signal, and the offset correction value of the cosine signal is obtained from the sine component of the angle error ⁇ .
  • the sine signal and the cosine signal are corrected by adding it to the cosine signal.
  • the offset correction values of the sine signal and the cosine signal are calculated from the angle signal, respectively, and the sine signal and the cosine signal are corrected.
  • the 1f angle error electric angular frequency component of the angle signal
  • the offset correction value is a DC amount
  • a CPU Central Processing Unit
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating an internal configuration of an offset correction value calculation unit in the first embodiment.
  • Embodiment 1 it is a wave form diagram which shows a sine signal, a cosine signal, an angle signal, and an angle error in the case where a fixed value offset error is given to the sine signal.
  • Embodiment 1 it is a wave form diagram which shows a sine signal, a cosine signal, an angle signal, and an angle error in case the offset error of a fixed value is given to the cosine signal.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of an offset correction value calculation unit in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of an offset correction value calculation unit in the third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of an offset correction value calculation unit in the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing the calculated waveforms of the respective parts in FIG.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing calculation waveforms of respective parts in FIG. 10 when the speed signal causes an offset error with respect to the speed of the rotating machine in the configuration of the fourth embodiment. It is a Bode diagram showing the relationship between the frequency of the speed change of the rotating machine and the 1f angle error.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of an offset correction value calculation unit in the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an angle detection apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the resolver 1 includes an excitation coil 2, a sine detection coil 3 that detects the sine of the angle of the rotating machine, and a cosine detection coil 4 that detects the cosine of the angle of the rotating machine.
  • the exciting coil 2 By driving the exciting coil 2 with the alternating current signal shown in FIG. 2A, a signal whose amplitude is modulated by the sine of the angle of the rotating machine shown in FIG.
  • the horizontal axes of FIGS. 2 (a), 2 (b), and 2 (c) indicate the time axis (time t), which represents one period of the resolver angle.
  • the vertical axis represents the amplitude of each signal.
  • the exciting coil 2 of the resolver 1 is driven by the alternating current signal shown in FIG.
  • the voltage between both output terminals of the sine detection coil 3 of the resolver 1 and the voltage between both output terminals of the cosine detection coil 4 are differentially amplified by the differential amplifier 6 and output to the angle calculation means 7.
  • the angle calculation means 7 is the peak point of the sine value and cosine value indicated by the circles in FIGS. 2B and 2C, that is, the peak of the sine value and cosine value detected by the differential amplifier 6.
  • the points are A / D converted by the A / D converter 8 and a sine signal and a cosine signal indicated by bold lines in FIG. 2 (b) and FIG.
  • the sine signal and the cosine signal output from the A / D converter 8, and inputs the offset correction value e s of the sinusoidal signal, the offset correction value e c of the cosine signal in the adder 9.
  • the adder 9 adds an offset correction value e s of the sinusoidal signal and a sinusoidal signal, adding an offset correction value e c of the cosine signal and the cosine signal.
  • the angle calculator 10 calculates an angle signal ⁇ r enter the cosine signal offset correction value e c is added the sine and cosine signal offset correction value e s of the sinusoidal signal is added.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of the offset correction value calculation means 11 in the first embodiment.
  • Differentiator 21 performs a differential operation on angle signal [theta] r, calculates the speed signal omega r.
  • s is a symbol representing a Laplace operator.
  • the low-pass filter 22 outputs the speed signal ⁇ 0 from which the frequency component higher than the time constant T 1 is removed from the speed signal ⁇ r .
  • the time constant T 1 is the electrical angular frequency of the angle signals, i.e., set to a value that blocks a frequency of 1f angle error. Therefore, the speed signal ⁇ 0 is blocked from frequency components equal to or higher than the electrical angular frequency of the angle signal.
  • Offset correction value calculation unit 85 outputs the offset correction value e s of the sinusoidal signal, the offset correction value e c of the cosine signal based on the input angle signal ⁇ r and the speed signal omega 0.
  • the integrator 23 outputs an angle signal theta 0 integrates the speed signal omega 0.
  • the angle signal ⁇ 0 refers to the angle signal ⁇ r, and when the angle signal ⁇ r passes a preset reference angle ⁇ degree, the angle signal ⁇ 0 includes a function that is reset to the value of the angle signal ⁇ r. .
  • the angle signal ⁇ r is an angle signal from which a frequency component equal to or higher than the electrical angular frequency of the angle signal is removed.
  • Subtractor 24 an angle signal theta 0 than the angle signal ⁇ r subtracted to calculate the angle error ⁇ of frequency components below the electrical angular frequency of the angle signal ⁇ r has been removed.
  • the angle error ⁇ can be extracted by removing the influence of the speed change of the rotating machine from the angle signal ⁇ r. Therefore, it is possible to calculate the offset correction value with high accuracy.
  • the gain 25 outputs a sign inverted value ⁇ of the angle error obtained by multiplying the angle error ⁇ by ⁇ 1.
  • z represents an operator representing z conversion, and the delay units 26 and 27 output a signal input one calculation cycle before the offset correction value calculation unit 11.
  • the switch 28 has two inputs A and B. When it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed around 0 degrees, the switch 28 outputs the input A (the sign inverted value of the angle error ⁇ ), and otherwise. Outputs the input B (the value one calculation cycle before the output of the switch 28). Therefore, the output of the switch 28 outputs the sign inversion value ⁇ e0 of the angle error when the angle signal ⁇ 0 passes near 0 degree, and is updated every time the angle signal passes again near 0 degree.
  • the output of the switch 28 described in the first embodiment outputs the sign inversion value ⁇ e0 of the angle error when the angle signal ⁇ 0 passes near 0 degrees, but the angle signal ⁇ 0 is 180 degrees.
  • the input A angle error ⁇
  • the input B the value of the output of the switch 28 before one calculation cycle
  • the output of the switch 28 outputs an angle error ⁇ e180 when the angle signal ⁇ 0 passes near 180 degrees, and is updated every time the angle signal passes near 180 degrees.
  • the switch 28 may output the angle error sign inversion value ⁇ e0 and the angle error ⁇ e180 , respectively, and obtain the average value ⁇ e0-180 and input it to the integrator 30.
  • the switch 29 has two inputs A and B, and outputs an input A (angle error ⁇ ) when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed near 90 degrees, and otherwise inputs B (switch The value of 29 outputs before one calculation cycle) is output. Therefore, the output of the switch 29 outputs ⁇ e90 of the angle error when the angle signal ⁇ 0 passes near 90 degrees, and is updated every time the angle signal passes near 90 degrees.
  • the output of the switch 29 described in the first embodiment outputs an angle error ⁇ e90 when the angle signal ⁇ 0 passes near 90 degrees, but the angle signal ⁇ 0 passes near 270 degrees. If it is determined, the input A (the sign inverted value of the angle error— ⁇ ) is output, otherwise the input B (the value one calculation cycle before the output of the switch 29) is output, and the integrator 31 is output.
  • An input configuration may be used. In this case, the output of the switch 29 outputs the sign inversion value ⁇ e270 of the angle error when the angle signal ⁇ 0 passes near 270 degrees, and is updated every time the angle signal passes near 270 degrees.
  • the switch 29 may output the angle error ⁇ e90 and the angle error sign inversion value ⁇ e 270 , respectively, obtain the average value ⁇ e90-270 , and input it to the integrator 31.
  • the integrator 30 outputs a value obtained by integrating outputs a code inverted value -Derutashita e0 angular error as the offset correction value e s of the sinusoidal signal.
  • the integrator 31 outputs a value obtained by integrating the output angle error [Delta] [theta] e90 as the offset correction value e c of the cosine signal.
  • K is a feedback gain, by adjusting this offset correction value of the sine signal from the angle signal [theta] r e s, adjusts the operation response of the offset correction values e c of the cosine signal.
  • the first stage of FIG. 4 is a sine signal when the rotating machine is rotating at a constant speed
  • the second stage is a cosine signal
  • the third stage is an angle signal ⁇ r [degree]
  • the fourth stage is an angle error ⁇ [degree].
  • It is a waveform
  • the horizontal axis is time t [sec].
  • a constant offset error is given to the sine signal.
  • the offset error of the cosine signal is 0.
  • a 1f angle error substantially in phase with the cosine signal is generated in the angle signal ⁇ r.
  • the output of the switch 28 corresponds to the cosine component of the angle error ⁇ because it outputs the sign inversion value ⁇ e0 of the angle error when the angle signal ⁇ 0 passes near 0 degrees.
  • FIG. 5 is a waveform in the case where a constant offset error is given to the cosine signal and the offset error of the sine signal is set to 0 with respect to FIG. In this case, a 1f angle error almost in phase with the sine signal is generated in the angle signal ⁇ r.
  • the output of the switch 29 has an angle error of ⁇ e90 when the angle signal ⁇ 0 passes near 90 degrees, and corresponds to a sine component of the sign inversion value ⁇ of the angle error.
  • the offset error of the sine signal becomes a cosine component of the angle error ⁇
  • the offset error of the cosine signal becomes a sine component of the sign inversion value ⁇ of the angle error.
  • a frequency component lower than the frequency of the 1f angle error is removed from the angle signal ⁇ r, and a frequency component equal to or higher than the frequency of the 1f angle error is extracted.
  • An offset correction value of the sine signal is obtained from the cosine component, added to the sine signal, an offset correction value of the cosine signal is obtained from the sine component of the angle error ⁇ , and added to the cosine signal to obtain the angle signal ⁇ r.
  • ⁇ ⁇ 1f sin ( ⁇ + ⁇ ) (1)
  • ⁇ ⁇ 1f cos ( ⁇ ) sin ( ⁇ ) + ⁇ 1f sin ( ⁇ ) cos ( ⁇ ) (2)
  • ⁇ 1f the amplitude of the 1f angle error
  • ⁇ the angle (electrical angle) of the rotating machine
  • ⁇ the initial phase angle of the angle error ⁇ .
  • the low-pass filter 22 may be a low-pass filter having a second or higher order other than the first-order low-pass filter as shown in FIG.
  • the speed signal ⁇ 0 is calculated by the differentiator 21 and the low-pass filter 22.
  • the speed is estimated from the voltage equation of the rotating machine, and the speed signal it may be used as ⁇ 0.
  • the average speed [ ⁇ r ] in the electrical angle cycle may be obtained from the speed signal ⁇ r .
  • FIG. 6 is a plot of the speed signal ⁇ r and the average speed [ ⁇ r ].
  • the speed signal ⁇ r pulsates due to the 1f angle error of the angle signal ⁇ r. Therefore, it is understood that the average speed [ ⁇ r ] of the speed signal ⁇ r in one electrical angle cycle of the angle signal ⁇ r may be calculated and used as the speed signal ⁇ 0 .
  • the conventional angle detector is configured to correct the midpoint (offset) error based on the sine signal and cosine signal, and the frequency component twice the 1f angle error contained in the sine signal and cosine signal is the midpoint (offset).
  • the 1f angle error due to the component cannot be corrected.
  • the first stage of FIG. 7 is a sine signal when the rotating machine is rotating at a constant speed
  • the second stage is a cosine signal
  • the third stage is an angle signal ⁇ r [degree]
  • the fourth stage is an angle error ⁇ [degree]. It is a waveform
  • the horizontal axis is time t [sec].
  • a frequency component twice the 1f angle error is given to the sine signal and the cosine signal. In this case, a 1f angle error occurs in the angle signal ⁇ r.
  • the angle detection apparatus since the offset correction value e c of the offset correction values e s and the cosine signal of the sinusoidal signal based on the angle signal ⁇ r and adapted to respectively calculated, 1f the sine and cosine signals
  • the 1f angle error correction can be performed in consideration of the 1f angle error of the angle signal caused by including a frequency component twice the angle error. Furthermore, since the offset correction value for the sine signal and the offset correction value for the cosine signal whose correction amount is a direct current amount are calculated, even if there is a dead time in calculating the offset correction value, No error due to phase shift occurs. Therefore, the configuration described in the first embodiment provides an effect that an inexpensive CPU having a low calculation speed can be used.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the internal configuration of the offset correction value calculating means 11a in the second embodiment, and the same reference numerals are given to components corresponding to or corresponding to those in the first embodiment.
  • Offset correction value calculating portion 85a outputs the offset correction value e s of the sinusoidal signal, the offset correction value e c of the cosine signal based on the input angle signal ⁇ r and the speed signal omega 0.
  • the feature of the second embodiment resides in that a 0 degree mechanical angle error calculating means 90 is provided downstream of the sign inverted value - ⁇ of the angle error ⁇ , and a 90 degree mechanical angle error calculating means 91 is provided downstream of the angle error ⁇ .
  • the resolver 1 includes an N-axis multiple angle rotor that outputs a signal for N rotations when the rotation shaft of the rotating machine makes one rotation. The angle signals for N rotations when the rotating machine makes one rotation often have different angle errors. Therefore, it is desirable to correct the angle error for each mechanical angle cycle of the rotating machine.
  • the 0 degree mechanical angle error calculation means 90 executes the following calculation when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed 0 degrees.
  • ⁇ m0 ( ⁇ 0 ⁇ 1 ⁇ 0 ⁇ 2 ... ⁇ 0 ⁇ (N ⁇ 1) ) / N (3)
  • N is an axial double angle.
  • the value obtained by the expression (3) is output when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has previously passed 0 degrees.
  • the 90-degree mechanical angle error calculation means 91 executes the following calculation when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed 90 degrees.
  • ⁇ m90 ( ⁇ + ⁇ 90-1 + ⁇ 90-2 ... + ⁇ 90- (N-1) ) / N (5)
  • N is a shaft angle multiplier.
  • the value obtained by the expression (5) is output when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed the previous time.
  • the 90-degree mechanical angle error calculation means 91 uses the angle error ⁇ when it is determined that the angle signal ⁇ 0 has passed 270 degrees, using the following (6 ) Expression may be executed.
  • - ⁇ m270 (- ⁇ - ⁇ 270-1 - ⁇ 270-2 ...- ⁇ 270- (N-1) ) / N (6)
  • N is an axial double angle.
  • the sign-inverted value ⁇ m0 of the angle error calculated by the expression (3) is the sign-inverted value of the angle error ⁇ at a point where the angle signal ⁇ 0 has passed 0 degree during one period of the mechanical angle of the rotating machine. Average value. Therefore, by using the offset correction values e s of a sine signal obtained by inputting the sign-inverted value -Derutashita m0 angular error to the integrator 30 as an offset correction value of the sine signal, corresponding to the mechanical angle cycle of the rotating machine Correction of the sine signal.
  • the angle error ⁇ m90 calculated by the equation (5) is an average value of the angle error ⁇ at a point where the angle signal ⁇ 0 has passed 90 degrees during one mechanical angle cycle of the rotating machine. Therefore, by using the offset correction values e c cosine signal obtained by inputting the angle error [Delta] [theta] m90 to the integrator 31, allows the correction of the cosine signal corresponding to the mechanical angle cycle of the rotary machine. Further, as the input of the integrator 31, when the sign-inverted value ⁇ m270 calculated from the equation (6) is used, or both the equations (5) and (6) are calculated, and the angle error ⁇ m90 is calculated. The same effect is obtained when the sign inversion value ⁇ m270 of the angle error is obtained and the average value thereof is used.
  • the angle error between the mechanical angle periods of the rotating machine or the sign inversion value of the angle error is calculated. If the calculation period is an integral multiple period of the mechanical angle of the rotating machine, the high frequency Since the noise component is smoothed and the component based on the electrical angular period is not generated, the angle error based on the mechanical angular period or the sign inversion value of the angular error can be obtained with high accuracy. Thus, in the second embodiment, offset correction corresponding to the mechanical angle period of the rotating machine can be performed.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an internal configuration of the offset correction value calculating means 11b in the third embodiment, and the same reference numerals are given to components corresponding to or corresponding to the first and second embodiments.
  • the third embodiment by using the angle error [Delta] [theta] and the angle signal theta 0, calculates an offset correction value e c of the cosine signal in search of sine component theta 1F_sin_amp angular error [Delta] [theta], further angular error sign inversion value it is by calculating the offset correction value e s of the sinusoidal signal seeking cosine component theta 1F_cos_amp of -Derutashita.
  • Offset correction value calculating unit 85b outputs the offset correction value e s of the sinusoidal signal, the offset correction value e c of the cosine signal based on the input angle signal ⁇ r and the speed signal omega 0.
  • the cosine value calculator 41 calculates a cosine value cos ( ⁇ 0 ) for the angle signal ⁇ 0 .
  • the sine value calculator 42 calculates a sine value sin ( ⁇ 0 ) for the angle signal ⁇ 0 .
  • the multiplier 43 multiplies the cosine value cos ( ⁇ 0 ) and the angle error ⁇ to calculate ⁇ cos ( ⁇ 0 ).
  • the multiplier 44 the sine value sin ( ⁇ 0) by multiplying the angle error [Delta] [theta], and calculates the ⁇ sin ( ⁇ 0).
  • the integrator 45 calculates the following equation (7) for ⁇ cos ( ⁇ 0 ), and calculates the cosine component ⁇ 1f_cos_amp of the sign inversion value ⁇ of the angle error.
  • T 2 is the electrical angle period of the angle signal [theta] r.
  • the integrator 46 calculates the following equation (8) for ⁇ sin ( ⁇ 0 ) to calculate a sine component ⁇ 1f_sin_amp of the angle error ⁇ .
  • T 2 has the same value as the equation (7).
  • the cosine component theta 1F_cos_amp sign inversion value - ⁇ angular error input to the integrator 30 and the output offset correction value e s of the sinusoidal signal.
  • the sine components theta 1F_sin_amp angular error ⁇ is input to the integrator 31 and the output offset correction value e c of the cosine signal.
  • the T 2 may be mechanical angle cycle of the rotary machine.
  • the sine component of the integral multiple to the angular error of the mechanical angle cycle of the T 2 rotating machine because the high frequency noise components contained in the cosine component is smoothed, and because the component based on the electrical angle period does not occur, just relative sinusoidal signal corresponding to the mechanical angle cycle of the rotary machine of the offset correction values e s and the cosine signal offset correction value e c, it is possible to increase the noise immunity.
  • the cosine component included in the angle signal is obtained to calculate the offset correction value of the sine signal, and the sine component included in the angle signal is obtained to obtain the offset correction value of the cosine signal.
  • the angle error ⁇ of the angle signal ⁇ r is expressed by the expression (1) described in the first embodiment, and other than the 1f angle error. Even when an angle error component is included, it is possible to accurately calculate the offset correction value of the sine signal and the offset correction value of the cosine signal.
  • the offset correction value is calculated based on the angle error ⁇ when the angle signal ⁇ 0 is near 0 degrees and near 90 degrees, but the angle error other than the 1f angle error is calculated as the angle error ⁇ .
  • the angle error component other than the 1f angle error is included in addition to the cosine component and the sine component of the angle error ⁇ , respectively. An error may occur.
  • the third embodiment extracts the cosine component and the sine component of the angle error ⁇ using the integrators 45 and 46, respectively, the angle error ⁇ includes an angle error component other than the 1f angle error.
  • the offset correction can be performed with high accuracy.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of the offset correction value calculating means 11c in the fourth embodiment, and the same reference numerals are given to components corresponding to or corresponding to the first to third embodiments.
  • Offset correction value calculating unit 85c outputs the offset correction value e s of the sinusoidal signal, the offset correction value e c of the cosine signal based on the input angle signal ⁇ r and the speed signal omega 0.
  • the speed signal ⁇ 0 causes an offset error with respect to the rotational speed of the rotating machine, an error may occur in the offset correction value of the sine signal and the offset correction value of the cosine signal.
  • FIG. 11 is a diagram when the speed signal ⁇ 0 causes an offset error with respect to the speed of the rotating machine when the reset value ⁇ of the integrator 22 is set to 0 degree in the configuration of the third embodiment. 9 is a calculated waveform of each part. From FIG. 11, when passing 0 degree which is a reset value, the sine component ⁇ 1f_sin_amp of the angle error ⁇ is not 0 and the error increases.
  • the fourth embodiment introduces an integrator 51 that resets the output angle signal ⁇ 0cos to the value of the angle signal ⁇ r at a point where the angle signal ⁇ r has passed 0 degrees. Then, the cosine component of the angle signal is obtained, and at the point where the angle signal ⁇ r has passed 90 degrees, an integrator 52 that resets the output angle signal ⁇ 0sin to the value of the angle signal ⁇ r is introduced to correct the offset of the cosine signal. to calculate the value e c.
  • the subtractor 53 subtracts the angle signal ⁇ 0 cos from the angle signal ⁇ r to calculate an angle error ⁇ cos .
  • the subtractor 54 subtracts the angle signal ⁇ 0sin from the angle signal ⁇ r to calculate an angle error ⁇ sin .
  • the cosine value calculator 55 calculates a cosine value cos ( ⁇ 0 cos) for the angle signal ⁇ 0 cos.
  • the sine value calculator 56 calculates a sine value sin ( ⁇ 0sin ) for the angle signal ⁇ 0sin .
  • the multiplier 57 multiplies the cosine value cos ( ⁇ 0cos ) and the angle error ⁇ cos to calculate ⁇ cos cos ( ⁇ 0cos ).
  • the multiplier 58 multiplies the sine value sin ( ⁇ 0sin ) by the angle error ⁇ sin to calculate ⁇ sin sin ( ⁇ 0sin ).
  • the integrator 59 calculates the following equation (9) for ⁇ cos cos ( ⁇ 0cos ), and calculates the cosine component ⁇ 1f_cos_amp of the sign inverted value of the angle error ⁇ cos .
  • T 2 will use the values described in the third embodiment.
  • the reset of the equation (9) will be described. If T 2 is selected to angle period of the angle signal [theta] r, the theta 1F_cos_amp when angle signal [theta] r passes through zero degrees is reset to 0 and starts operation again (9).
  • the integrator 60 calculates the following equation (10) for ⁇ sin sin ( ⁇ 0sin ) to calculate the sine component ⁇ 1f_sin_amp of the angle error ⁇ sin .
  • T 2 will use the values described in the third embodiment.
  • the reset of the equation (10) will be described. If T 2 is selected to angle period of the angle signal [theta] r, the theta 1F_sin_amp when angle signal [theta] r passes through 90 degrees is reset to 0 and starts operation again (10).
  • M of mechanical angle cycle of T 2 is rotating machine: if set to (M is a natural number) times, each time passing a number of times the angle signal ⁇ r is multiplied by the integer M to 90 degrees shaft angle multiplier N of the resolver, theta 1F_sin_amp is It is reset to 0 and the calculation of the expression (10) is started.
  • FIG. 12 is a calculation waveform of each part in FIG. 10 when the speed signal ⁇ 0 causes an offset error with respect to the speed of the rotating machine in the configuration of the fourth embodiment.
  • the cosine component ⁇ 1f_cos_amp of the angle error sign inversion value ⁇ cos becomes 0, and similarly, when passing the reset value 90 degrees, the angle error
  • the sine component ⁇ 1f_sin_amp of ⁇ sin is 0, and the influence of the offset error is not integrated.
  • the sine component is obtained from the point where the angle signal has passed 90 degrees or 270 degrees
  • the cosine component is obtained from the point where the angle signal has passed 0 degrees or 180 degrees.
  • the offset correction value is accurate. It is possible to calculate well.
  • Embodiment 5 In the calculation of the speed signal ⁇ 0 in the first to fourth embodiments, when the speed of the rotating machine is low, the frequency of the speed change of the rotating machine approaches the frequency of the 1f angle error, so that a correction error occurs in the offset correction value. Arise. This is because, in the low-pass filter 22 in the first to third embodiments, it is difficult to design a filter that blocks the frequency component of the 1f angle error and passes the frequency component of the speed change of the rotating machine.
  • the filter design is difficult.
  • the frequency of the speed change of the rotating machine is 10 Hz and the 1f angle error is ⁇ 20 dB or less.
  • the Bode diagram polygonal line approximate characteristic
  • the gain G is 0 [0] in the region below the frequency f1.
  • dB the speed change frequency can be passed.
  • the gain exceeds ⁇ 20 dB, so the target is not satisfied.
  • the gain is about ⁇ 9 dB and does not satisfy the target. Therefore, in this example, the target is not satisfied unless the frequency of the 1f angle error is 10 times or more the speed change frequency. From the above, when the frequency of the 1f angle error approaches the frequency of the speed change, the filter design becomes difficult.
  • FIG. 14 is a block diagram showing the internal configuration of the offset correction value calculating means 11d in the fifth embodiment, and the same reference numerals are given to components corresponding to or corresponding to those in the first to fourth embodiments.
  • the calculation of the offset correction value calculation unit 85c is performed when the speed signal ⁇ 0 is equal to or higher than a predetermined reference speed ⁇ . Further, switches 81 and 82 are provided at the subsequent stage of the integrators 30 and 31.
  • the switches 81 and 82 have two inputs A and B. If it is determined that the speed signal ⁇ 0 is higher than the preset reference speed ⁇ , the switch 81 and 82 outputs the input A, and otherwise outputs the input B. To do. Z of the delay units 83 and 84 is an operator representing z conversion, and an input signal before one calculation cycle of the offset correction value calculation means is output as an output signal. Therefore, the switch 81 outputs the input A which is the output of the integrator 30 when it is determined that the speed signal ⁇ 0 is higher than the preset reference speed ⁇ , and otherwise, the sine signal before one calculation cycle. and outputs the input B is the offset correction value e s. Therefore, the switch 81 updates the output signal when the speed signal ⁇ 0 is higher than the reference speed ⁇ .
  • the switch 82 outputs the input A that is the output of the integrator 31 when it is determined that the speed signal ⁇ 0 is higher than the preset reference speed ⁇ , and otherwise, the cosine before one calculation cycle. and it outputs the input B is the offset correction value e c of the signal. Therefore, the switch 82 updates the output signal when the speed signal ⁇ 0 is higher than the reference speed ⁇ .
  • the offset correction value calculator 85 c outputs a sine signal offset correction value es and a cosine signal offset correction value ec based on the input angle signal ⁇ r and velocity signal ⁇ 0 .
  • the offset correction value calculation unit 85c is the same as the offset correction value calculation unit 85c described in FIG. 10 in the fourth embodiment, but described in the first to third embodiments instead of the offset correction value calculation unit 85c. Any of the offset correction value calculation units 85, 85a, and 85b may be used.
  • the offset correction value when the speed signal ⁇ 0 is higher than the reference speed ⁇ , the error of the offset correction value due to the interference between the frequency of the 1f angle error and the speed change frequency of the rotating machine can be removed. it can.
  • the 1f angle error can be corrected effectively by setting the reference speed ⁇ to a speed higher than the steering wheel frequency of the driver.
  • the number of operations per rotation of the rotator decreases, and the offset correction accuracy decreases. Therefore, when it is determined that the switches 81 and 82 are lower than the preset reference speed, the input A is output, and the input B is output otherwise, so that the offset correction value is calculated. It can also be set to be performed when the speed is below a predetermined value.
  • the ripple component of angle detection due to torque ripple of the rotating machine, or the inverter output voltage error when the rotating machine is driven by a power converter such as an inverter or current detection error is reduced by a filter or the like.
  • the present invention can be implemented with high accuracy.
  • the two-phase output resolver has been described in the first to fifth embodiments, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained when applied to a resolver having a plurality of phases of three or more phases. can get.
  • the present invention is not limited thereto.
  • sensor utilizing anisotropic magnetoresistance AMR anisotropic magneto resistance
  • GMR giant magnetoresistive
  • TMR tunnel magnetoresistance
  • MR Magnetic Resistive

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Abstract

　角度信号に含まれる角度信号の電気角周波数成分を補正することが可能な角度検出装置を得る。角度信号から得られる正弦信号と余弦信号から回転機の角度信号を演算する角度検出装置において、前記角度信号から前記正弦信号と前記余弦信号のオフセット補正値をそれぞれ演算し、演算した前記正弦信号のオフセット補正値を前記正弦信号に加算して前記正弦信号を補正し、演算した前記余弦信号のオフセット補正値を前記余弦信号に加算して前記余弦信号を補正する。

Description

角度検出装置
　この発明は、角度検出装置に関するものである。
　レゾルバは機械的に堅牢であり、耐環境性に優れるため回転機の回転角度の検出に広く用いられている。しかしながら、通常、レゾルバにはロータの偏心による誤差や作動増幅器の温度ドリフトによる誤差等により、これらの誤差が算出した角度の誤差となって現れる。これに対し、特許文献１では、レゾルバの正弦信号と余弦信号の中点補正値を予めEEPROM（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）等に記憶している。又は、特許文献１では、正弦信号及び余弦信号の山の値と谷の値を読み取り、この山の値と谷の値との中点と予め定められた所定の中点の値との差から中点補正値を求め、それを正弦信号と余弦信号に加算して補正を施し、補正された正弦信号及び余弦信号から回転機の角度を算出している。
　特許文献２では、レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出し、検出した角度信号から速度信号を検出する。レゾルバの誤差波形がレゾルバ固有の決められたｎ次成分から構成されていること、及び、再現性があることを利用して、角度誤差推定器において、検出された誤差を含む角度信号から生成した誤差を含む速度信号の高周波成分を周波数変換、たとえば、フーリエ変換して複数に分割した各成分ごとの誤差の大きさを算出し、算出した誤差を合成して検出誤差を復元した誤差波形信号を生成する。角度信号補正回路において、この誤差波形信号を用いてレゾルバで検出した誤差を含む角度信号を補正している。
特開２００８－２７３４７８号公報 特開２００９－１５６８５２号公報
　特許文献１に記載の従来の角度検出装置は、中点誤差(オフセット)を補正することで中点誤差に起因して生ずる、レゾルバにおいて検出された角度信号の回転機の回転角度に対する角度誤差のうち、角度信号の電気角周波数成分を補正できるが(以下、角度信号の電気角周波数を1fと略し、角度信号の電気角周波数成分を1f角度誤差と略す)、正弦信号と余弦信号に1fの2倍の周波数成分が含まれることに起因する1f角度誤差を補正することはできない。
　また、特許文献２に記載の従来の角度検出装置は、角度誤差推定器において算出された誤差波形信号は交流量である。従って、回転機が高速で回転するにつれて誤差波形信号の周波数も高くなるため、角度誤差推定器の算出に無駄時間があると誤差波形信号に位相ずれが発生し、誤差を正確に補正できないので、角度誤差推定器の演算速度を短くする必要があり、マイコンの処理負荷が高くなるといった課題がある。
　この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、正弦信号と余弦信号にそれらの基本波成分の２倍の周波数成分が含まれている場合においても、角度信号に含まれる1f角度誤差を補正することが可能な角度検出装置を得るものである。
　この発明に係わる角度検出装置は、角度検出器から得られる正弦信号と余弦信号から回転機の角度信号を演算する角度検出装置において、前記角度信号から前記正弦信号と前記余弦信号のオフセット補正値をそれぞれ演算し、演算した前記正弦信号のオフセット補正値を前記正弦信号に加算して前記正弦信号を補正し、演算した前記余弦信号のオフセット補正値を前記余弦信号に加算して前記余弦信号を補正するようにしたものである。
　また、この発明に係わる角度検出装置は、前記角度信号からその電気角周波数成分の周波数より低い周波数成分を除去し、前記電気角周波数成分の周波数以上の周波数成分を抽出した角度誤差Δθを用いて、前記角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分から前記正弦信号のオフセット補正値を求め、それを前記正弦信号に加算し、前記角度誤差Δθの正弦成分から前記余弦信号のオフセット補正値を求め、それを前記余弦信号に加算して、前記正弦信号と前記余弦信号を補正するようにしたものである。
　この発明の角度検出装置によれば、角度信号から正弦信号と余弦信号のオフセット補正値をそれぞれ演算し、正弦信号と余弦信号を補正するので、正弦信号と余弦信号の中点誤差が存在する場合に加えて、正弦信号と余弦信号にそれらの基本波成分の２倍の周波数成分が含まれている場合においても1f角度誤差（角度信号の電気角周波数成分）を補正することが可能となる。さらに、オフセット補正値は直流量のため、回転機が高速で回転する場合においても低い制御応答での補正値演算が実現可能となり、耐ノイズ性が向上し、演算速度の低い中央演算処理装置（ＣＰＵ：Central　Processing　Unit）が使用可能となる。
　この発明の上記以外の目的、特徴、観点及び効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細な説明から、さらに明らかになるであろう。
この発明の実施の形態１における角度検出装置の構成を示すブロック図である。 図１のレゾルバの各コイルの信号波形をそれぞれ示す波形図である。 実施の形態１におけるオフセット補正値演算手段の内部構成を示すブロック図である。 実施の形態１において、正弦信号には一定値のオフセット誤差を与えている場合における、正弦信号，余弦信号,角度信号，角度誤差を示す波形図である。 実施の形態１において、余弦信号には一定値のオフセット誤差を与えている場合における、正弦信号，余弦信号,角度信号，角度誤差を示す波形図である。 速度信号ωrと平均速度[ωr]を示す図である。 実施の形態１において、正弦信号及び余弦信号に1f角度誤差の２倍の周波数成分を与えている場合における、正弦信号，余弦信号,角度信号，角度誤差を示す波形図である。 実施の形態２におけるオフセット補正値演算手段の内部構成を示すブロック図である。 実施の形態３におけるオフセット補正値演算手段の内部構成を示すブロック図である。 実施の形態４におけるオフセット補正値演算手段の内部構成を示すブロック図である。 実施の形態３の構成において、積分器のリセット値αを０度とした場合に、速度信号が回転機の速度に対してオフセット誤差を生じた時の図９各部の計算波形を示す波形図である。 実施の形態４の構成において、速度信号が回転機の速度に対してオフセット誤差を生じた場合の図１０各部の計算波形を示す波形図である。 回転機の速度変化の周波数と1f角度誤差との関係を示すボード線図である。 実施の形態５におけるオフセット補正値演算手段の内部構成を示すブロック図である。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１における角度検出装置の構成を示すブロック図である。図において、レゾルバ１は、励磁コイル２と、回転機の角度の正弦を検出する正弦検出コイル３と、回転機の角度の余弦を検出する余弦検出コイル４とから構成されている。励磁コイル２を図２（ａ）に示す交流信号で駆動することにより、正弦検出コイル３の出力端には、図２（ｂ）に示す回転機の角度の正弦にて振幅変調された信号が出力され、余弦検出コイル４の出力端には、図２（ｃ）に示す回転機の角度の余弦にて振幅変調された信号が出力される。ここで、図２（ａ），図２（ｂ），図２（ｃ）の横軸は時間軸（時間ｔ）を示し、レゾルバの角度１周期間を表している。縦軸は各信号の振幅を示している。
　次に、レゾルバ１から出力される信号の処理方法について述べる。図１において、レゾルバ１の励磁コイル２は、励磁回路５により図２（ａ）に示した交流信号により駆動される。レゾルバ１の正弦検出コイル３の両出力端間の電圧、及び余弦検出コイル４の両出力端間の電圧を差動増幅器６で差動増幅し、角度算出手段７に出力する。角度算出手段７は、図２（ｂ）、及び図２（ｃ）に丸印で示した正弦値と余弦値のピーク点、即ち、差動増幅器６で検出された正弦値と余弦値のピーク点をＡ／Ｄ変換器８にてＡ／Ｄ変換し、このピーク点を連ねた信号列から、図２（ｂ）、及び図２（ｃ）に太線で示す、正弦信号、及び余弦信号を得る。Ａ／Ｄ変換器８の出力である正弦信号及び余弦信号と、正弦信号のオフセット補正値ｅｓ、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを加算器９に入力する。加算器９では、正弦信号と正弦信号のオフセット補正値ｅｓを加算し、余弦信号と余弦信号のオフセット補正値ｅｃを加算する。そして、角度算出器１０では、正弦信号のオフセット補正値ｅｓが加算された正弦信号及び余弦信号のオフセット補正値ｅｃが加算された余弦信号を入力し角度信号θｒを算出する。オフセット補正値演算手段１１では角度信号θｒに基づいて正弦信号と余弦信号のオフセット補正値ｅｓ、ｅｃをそれぞれ算出する。
　次に、オフセット補正値演算手段１１について述べる。図３は実施の形態１におけるオフセット補正値演算手段１１の内部構成を示すブロック図である。微分器２１は角度信号θｒに対して微分演算を行い、速度信号ωｒを算出する。ここで、ｓはラプラス演算子を表す記号である。ローパスフィルタ２２は、速度信号ωrに対して時定数Ｔ１より高い周波数成分が除去された速度信号ω０を出力する。時定数Ｔ１は、角度信号の電気角周波数、即ち1f角度誤差の周波数を遮断する値に設定する。よって、速度信号ω０は角度信号の電気角周波数以上の周波数成分が遮断されている。
　オフセット補正値演算部８５は、入力された角度信号θｒと速度信号ω０に基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓと、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを出力する。積分器２３は、速度信号ω０を積分し角度信号θ０を出力する。ここで、角度信号θ０は角度信号θｒを参照し、角度信号θｒが予め設定された基準角度α度を通過すると、角度信号θ０は角度信号θｒの値にリセットされる機能を含んでいる。このように、角度信号θ０は速度信号ω０を積分したものであるため、角度信号θｒに対して角度信号の電気角周波数以上の周波数成分が除去された角度信号である。減算器２４は、角度信号θｒより角度信号θ０を減算し、角度信号θｒの電気角周波数より低い周波数成分が除去された角度誤差Δθを算出する。
　この構成にすることによって、一般的に回転機の速度変化の周波数は1f角度誤差よりも低いことが多いので、角度信号θｒより回転機の速度変化の影響を除去して角度誤差Δθを抽出できるので、精度良くオフセット補正値を演算することが可能となる。ゲイン２５は、角度誤差Δθを入力すると、角度誤差Δθを－１で乗算した角度誤差の符号反転値－Δθを出力する。遅延器２６，２７において、ｚはｚ変換を表す演算子を表し、遅延器２６，２７はオフセット補正値演算手段１１の１演算周期前に入力された信号を出力する。
　スイッチ２８は、２つの入力Ａ，Ｂを持ち、角度信号θ０が０度近傍を通過したと判定された場合、入力Ａ(角度誤差の符号反転値－Δθ)を出力し、それ以外の時は入力Ｂ(スイッチ２８の出力の１演算周期前の値)を出力する。よって、スイッチ２８の出力は、角度信号θ０が０度近傍を通過した時の角度誤差の符号反転値－Δθｅ０を出力し、再度角度信号が０度近傍を通過する都度、更新される。実施の形態１に記載のスイッチ２８の出力は、角度信号θ０が０度近傍を通過した時の角度誤差の符号反転値－Δθｅ０を出力するようにするが、角度信号θ０が１８０度近傍を通過したと判定された場合、入力Ａ(角度誤差Δθ)を出力し、それ以外の時は入力Ｂ(スイッチ２８の出力の１演算周期前の値)を出力し、積分器３０に入力する構成とするようにしても良い。
　この場合、スイッチ２８の出力は、角度信号θ０が１８０度近傍を通過した時の角度誤差Δθｅ１８０を出力し、角度信号が１８０度近傍を通過する都度更新される。或いは、スイッチ２８より角度誤差の符号反転値－Δθｅ０及び角度誤差Δθｅ１８０をそれぞれ出力し、それらの平均値Δθｅ０－１８０を求めて積分器３０に入力する構成としても良い。
　スイッチ２９は、２つの入力Ａ，Ｂを持ち、角度信号θ０が９０度近傍を通過したと判定された場合、入力Ａ(角度誤差Δθ)を出力し、それ以外の時は入力Ｂ(スイッチ２９の出力の１演算周期前の値)を出力する。よって、スイッチ２９の出力は、角度信号θ０が９０度近傍を通過した時の角度誤差のΔθｅ９０を出力し、角度信号が９０度近傍を通過する都度、更新される。
　実施の形態１に記載のスイッチ２９の出力は、角度信号θ０が９０度近傍を通過した時の角度誤差Δθｅ９０を出力するようにしているが、角度信号θ０が２７０度近傍を通過したと判定された場合、入力Ａ(角度誤差の符号反転値―Δθ)を出力し、それ以外の時は入力Ｂ(スイッチ２９の出力の１演算周期前の値)を出力し、積分器３１に入力する構成としても良い。この場合、スイッチ２９の出力は、角度信号θ０が２７０度近傍を通過した時の角度誤差の符号反転値－Δθｅ２７０を出力し、角度信号が２７０度近傍を通過する都度、更新される。或いは、スイッチ２９より角度誤差Δθｅ９０及び角度誤差の符号反転値－Δθｅ２７０をそれぞれ出力し、それらの平均値Δθｅ９０－２７０を求めて積分器３１に入力する構成としても良い。
　積分器３０は、角度誤差の符号反転値－Δθｅ０を積分出力した値を正弦信号のオフセット補正値ｅｓとして出力する。同様に、積分器３１は、角度誤差Δθｅ９０を積分出力した値を余弦信号のオフセット補正値ｅｃとして出力する。ここで、Ｋはフィードバックゲインであり、これを調整することによって、角度信号θｒから正弦信号のオフセット補正値ｅｓ、余弦信号のオフセット補正値ｅｃの演算応答を調整する。
　次に、この発明のオフセット補正値の演算について説明する。図４の一段目は回転機が一定速度で回転している時の正弦信号、二段目は余弦信号、三段目は角度信号θｒ[度]、四段目は角度誤差Δθ[度]の波形であり、横軸は時刻ｔ[sec]である。ここで、正弦信号には一定値のオフセット誤差を与えている。一方、余弦信号のオフセット誤差は０としている。この場合、角度信号θｒに余弦信号とほぼ同相の1f角度誤差が生ずる。前記、スイッチ２８の出力は、角度信号θ０が０度近傍を通過した時の角度誤差の符号反転値－Δθｅ０を出力するので、角度誤差Δθの余弦成分に相当する。
　図５は、図４に対して、余弦信号に一定値のオフセット誤差を与え、正弦信号のオフセット誤差は０とした場合の波形である。この場合、角度信号θｒに正弦信号とほぼ逆相の1ｆ角度誤差が生ずる。前記スイッチ２９の出力は、角度信号θ０が９０度近傍を通過した時の角度誤差がΔθｅ９０であり、角度誤差の符号反転値－Δθの正弦成分に相当する。図４、図５の関係を見て判るように、正弦信号のオフセット誤差は角度誤差Δθの余弦成分となり、余弦信号のオフセット誤差は角度誤差の符号反転値－Δθの正弦成分となる。
　この発明では、角度信号θｒから1f角度誤差の周波数より低い周波数成分を除去し、1f角度誤差の周波数以上の周波数成分を抽出した角度誤差Δθを用いて、1f角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分から正弦信号のオフセット補正値を求め、それを正弦信号に加算し、角度誤差Δθの正弦成分から余弦信号のオフセット補正値を求め、それを余弦信号に加算し、角度信号θｒを求める。
　実施の形態１では、角度誤差Δθがおおよそ以下の（１）式のように表される場合において、（１）式を（２）式へ変形すると正弦成分はθ1fcos(α)、余弦成分はθ1fsin(α)となり、それらは（２）式においてそれぞれθ＝０度の時、θ＝９０度の時に求まることを利用し、それぞれスイッチ２８より角度誤差の符号反転値－Δθｅ０、スイッチ２９より角度誤差Δθｅ９０を求めている。
　Δθ　＝　θ1f　sin(θ＋α)・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
　Δθ　＝　θ1f　cos(α)　sin(θ)　+　θ1f　sin(α)　cos(θ)・・・・（２）
　ただし、式（１），（２）において、θ1fは1f角度誤差の振幅、θは回転機の角度(電気角)、αは角度誤差Δθの初期位相角である。
　なお、実施の形態１においては、ローパスフィルタ２２は、図３のような１次のローパスフィルタ以外に、２次以上の次数をもつローパスフィルタを用いてもよい。実施の形態１では速度信号ω０を微分器２１とローパスフィルタ２２によって演算しているが、速度信号ω０を算出する演算として、例えば、回転機の電圧方程式などから速度を推定し、速度信号ω０として利用しても良い。また、速度信号ωrより電気角周期における平均速度[ωr]を求めるようにしてもよい。図６は速度信号ωrと平均速度[ωr]をプロットしたものである。横軸に回転機の角度θ(電気角)[度]、縦軸に速度ω[度／ｓ]を取った場合、角度信号θｒの1f角度誤差により速度信号ωrは脈動する。そこで、角度信号θｒの電気角１周期における速度信号ωrの平均速度[ωr]を算出し、これを速度信号ω０として利用しても良いことが判る。
　従来の角度検出装置は正弦信号，余弦信号に基づいて中点(オフセット)誤差を補正する構成であり、正弦信号，余弦信号に含まれる1f角度誤差の２倍の周波数成分は中点(オフセット)に現れず、その成分に起因する1f角度誤差を補正できない。図７の一段目は回転機が一定速度で回転している時の正弦信号、二段目は余弦信号、三段目は角度信号θｒ[度]、四段目は角度誤差Δθ[度]の波形であり、横軸は時刻t[sec]である。ここで、正弦信号及び余弦信号に1f角度誤差の２倍の周波数成分を与えている。この場合、角度信号θｒに1ｆ角度誤差が生ずる。
　実施の形態１記載の角度検出装置は、角度信号θｒに基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓ及び余弦信号のオフセット補正値ｅｃをそれぞれ演算するようにしたので、正弦信号及び余弦信号に1f角度誤差の２倍の周波数成分が含まれることに起因して生ずる角度信号の1f角度誤差も考慮した1f角度誤差補正が行える。さらに、補正量が直流量である正弦信号のオフセット補正値及び余弦信号のオフセット補正値を算出するようにしたので、オフセット補正値の算出に無駄時間があっても従来の角度検出装置のような位相ずれに起因する誤差は発生しない。従って、実施の形態１に記載の構成によって演算速度の低い廉価なＣＰＵが使用可能となるといった効果が得られる。
実施の形態２．
　実施の形態１ではオフセット補正値を電気的な角周期の角度信号に基づいて演算しているが、オフセット補正値を回転機機械角周期の整数倍期間の角度信号に基づいて演算するようにしても良い。図８は実施の形態２におけるオフセット補正値演算手段１１ａの内部構成を示すブロック図であり、実施の形態１と対応又は相当する構成部分には同一の符号を付している。
　オフセット補正値演算部８５ａは、入力された角度信号θｒと速度信号ω０に基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓと、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを出力する。実施の形態２の特徴は、角度誤差Δθの符号反転値－Δθの後段に０度機械角誤差演算手段９０及び角度誤差Δθの後段に９０度機械角誤差演算手段９１を備えることにある。レゾルバ１は、回転機の回転軸が１回転した場合にＮ回転分の信号を出力するＮ軸倍角のロータを備えている。回転機が１回転する際のＮ回転分の角度信号は、互いに異なる角度誤差を有することが多い。よって、角度誤差の補正は回転機の機械角周期毎に対して行なわれる方が望ましい。
　そこで、０度機械角誤差演算手段９０においては、角度信号θ０が０度を通過したと判定された場合、以下の計算を実行する。
　－Δθm0　＝　(－Δθ－Δθ0－1－Δθ0－2・・・－Δθ0－(N－1))／Ｎ　・・（３）
ここで、Δθ0－i(ｉ＝１～Ｎ－１)は、　（３）　式の演算時から、ｉ回前に角度信号θ０が０度を通過したと判定された時のΔθの値を示し、Ｎは軸倍角である。一方、角度信号θ０が０度を通過したと判定されなかった場合、前回０度を通過したと判断された時に（３）式で求められた値を出力する。
　ここで、０度機械角誤差演算手段９０では、（３）式の計算を実行する代わりに、角度信号θ０が１８０度を通過したと判断された場合の角度誤差Δθを用いて以下の（４）式の計算を実行するようにしても良い。
Δθm180　＝　(Δθ+Δθ180－1－Δθ180－2・・・－Δθ180－(N－1))／Ｎ　・・（４）ここで、
Δθ180－i(ｉ＝１～Ｎ－１)は、　（４）式の演算時から、ｉ回前に角度信号θ０が１８０度と判定された時のΔθの値を示し、Ｎは軸倍角である。角度信号θ０が１８０度を通過したと判定されなかった場合、前回通過したと判断された時に（４）式で求められた値を出力する。
　同様に、９０度機械角誤差演算手段９１においては、角度信号θ０が９０度を通過したと判定された場合、以下の計算を実行する。
　Δθm90　＝　(Δθ＋Δθ90－1+Δθ90－2・・・＋Δθ90－(N－1))／Ｎ　・・（５）
ここで、Δθ90－i(ｉ＝１～Ｎ－１)は、　（５）　式の演算時から、ｉ回前に角度信号
θ０が９０度と判定された時のΔθの値を示し、Ｎは軸倍角である。
　一方、角度信号θ０が９０度を通過したと判定されなかった場合、前回通過したと判断された時に（５）式で求められた値を出力する。
　同様に、９０度機械角誤差演算手段９１では（５）式の計算を実行する代わりに、角度信号θ０が２７０度を通過したと判断された場合の角度誤差Δθを用いて以下の（６）式の計算を実行するようにしても良い。
－Δθm270　＝　(－Δθ－Δθ270－1－Δθ270－2・・・－Δθ270－(N－1))／Ｎ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・（６）
ここで、Δθ270－i(ｉ＝１～Ｎ－１)は、　（６）　式の演算時から、ｉ回前に角度信号θ０が２７０度を通過したと判定された時のΔθの値を示し、Ｎは軸倍角である。角度信号θ０が２７０度を通過したと判定されなかった場合、前回通過したと判断された時に（６）式で求められた値を出力する。
　（３）式にて演算された角度誤差の符号反転値－Δθm0は、角度信号θ０が０度を通過した地点における角度誤差の符号反転値－Δθの回転機の機械角１周期間における平均値である。よって、角度誤差の符号反転値－Δθm0を積分器３０に入力することで得られる正弦信号のオフセット補正値ｅｓを正弦信号のオフセット補正値として用いることで、回転機の機械角周期に対応した正弦信号の補正が行える。さらに、積分器３０の入力として、（４）式より演算された角度誤差Δθm180を用いた場合や（３），（４）式の両方を演算し、それぞれ角度誤差の符号反転値－Δθm0と角度誤差Δθm180を求めてそれらの平均値を用いた場合においても同様の効果がある。
　同様に、（５）式にて演算された角度誤差Δθm90は、角度信号θ０が９０度を通過した地点における角度誤差Δθの回転機の機械角１周期間における平均値である。よって、角度誤差Δθm90を積分器３１に入力することで得られる余弦信号のオフセット補正値ｅｃを用いることで、回転機の機械角周期に対応した余弦信号の補正が行える。さらに、積分器３１の入力として、（６）式より演算された角度誤差の符号反転値－Δθm270を用いた場合や（５），（６）式の両方を演算し、それぞれ角度誤差Δθm90と角度誤差の符号反転値－Δθm270を求めてそれらの平均値を用いた場合においても同様の効果がある。
　（３）～（６）式の演算では、回転機の機械角周期間の角度誤差もしくは角度誤差の符号反転値を算出したが、演算期間を回転機の機械角の整数倍期間とすると、高周波ノイズ成分が平滑化されるため、また電気角周期に基づく成分が発生しないため、機械角周期に基づいた角度誤差もしくは角度誤差の符号反転値を高精度に求めることができる。このように実施の形態２では、回転機の機械角周期に対応したオフセット補正が行える。
実施の形態３．
　図９は実施の形態３におけるオフセット補正値演算手段１１ｂの内部構成を示すブロック図であり、実施の形態１，２と対応又は相当する構成部分には同一の符号を付している。実施の形態３の特徴は、角度誤差Δθ及び角度信号θ0を用いて、角度誤差Δθの正弦成分θ1f_sin_ampを求めて余弦信号のオフセット補正値ｅｃを演算し、さらに角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分θ1f_cos_ampを求めて正弦信号のオフセット補正値ｅｓを演算することである。
　以下、実施の形態３における演算について説明する。オフセット補正値演算部８５ｂは、入力された角度信号θｒと速度信号ω0に基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓと、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを出力する。余弦値演算器４１は、角度信号θ0に対する余弦値cos(θ0)を算出する。同様に、正弦値演算器４２は、角度信号θ0に対する正弦値sin(θ0)を算出する。乗算器４３は、余弦値cos(θ0)と角度誤差Δθを乗算し、Δθcos(θ0)を算出する。同様に、乗算器４４は、正弦値sin(θ0)と角度誤差Δθを乗算し、Δθsin(θ0)を算出する。
　積分器４５は、Δθcos(θ0)に対し、以下の（７）式の演算を行い、角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分θ1f_cos_ampを演算する。ここで、Ｔ２は角度信号θrの電気角周期である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
同様に、積分器４６は、Δθsin(θ0)に対し、以下の（８）式の演算を行い、角度誤差Δθの正弦成分θ1f_sin_ampを演算する。Ｔ２については（７）式と同値とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　そして、角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分θ1f_cos_ampを積分器３０に入力し、その出力を正弦信号のオフセット補正値ｅｓとする。同様に、角度誤差Δθの正弦成分θ1f_sin_ampを積分器３１に入力し、その出力を余弦信号のオフセット補正値ｅｃとする。なお、積分器４５，４６おける演算において、Ｔ２を回転機の機械角周期としてもよい。これによって、回転機の機械角周期に対応した正弦信号のオフセット補正値ｅｓ及び余弦信号のオフセット補正値ｅｃを求めることができる。
　さらに、Ｔ２を回転機の機械角周期の整数倍とすると角度誤差の正弦成分、余弦成分に含まれる高周波ノイズ成分が平滑化されるため、また電気角周期に基づく成分が発生しないため、先程の回転機の機械角周期に対応した正弦信号のオフセット補正値ｅｓ及び余弦信号のオフセット補正値ｅｃに対して、ノイズ耐性を高めることができる。以上のように、実施の形態３によれば、角度信号に含まれる余弦成分を求めて正弦信号のオフセット補正値を算出し、角度信号に含まれる正弦成分を求めて余弦信号のオフセット補正値を算出することによって、実施の形態１，２の効果に加えて、角度信号θｒの角度誤差Δθが実施の形態１で述べた（１）式で表される場合に対して、1f角度誤差以外の角度誤差成分が含まれている場合においても、正弦信号のオフセット補正値及び余弦信号のオフセット補正値を精度よく演算することが可能である。
　以下、この理由について説明する。実施の形態１，２においては、角度信号θ０が０度近傍及び９０度近傍時における角度誤差Δθに基づいてオフセット補正値を演算しているが、角度誤差Δθに1f角度誤差以外の角度誤差成分が含まれると角度信号θ０が０度近傍、９０度近傍時に、それぞれ角度誤差Δθの余弦成分、正弦成分の他に1f角度誤差以外の角度誤差成分が含まれ、計算したオフセット補正値に誤差を生ずる場合がある。一方、実施の形態３では、積分器４５，４６を用いてそれぞれ角度誤差Δθの余弦成分、正弦成分を抽出する構成のため、角度誤差Δθに1f角度誤差以外の角度誤差成分が含まれる場合においても、1ｆ角度誤差を抽出して正確にオフセット補正値を演算することができる。このように、レゾルバの角度信号に1f角度誤差以外の角度誤差成分が含まれている場合においても、オフセット補正が精度よく行える。
実施の形態４．
　図１０は実施の形態４におけるオフセット補正値演算手段１１ｃの内部構成を示すブロック図であり、実施の形態１～３と対応又は相当する構成部分には同一の符号を付している。オフセット補正値演算部８５ｃは、入力された角度信号θｒと速度信号ω0に基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓと、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを出力する。速度信号ω０が回転機の回転速度に対してオフセット誤差を生じる場合、正弦信号のオフセット補正値、余弦信号のオフセット補正値に誤差が生ずる場合がある。
　例として、図１１は、実施の形態３の構成において、積分器２２のリセット値αを０度とした場合に、速度信号ω０が回転機の速度に対してオフセット誤差を生じた時の図９各部の計算波形である。図１１より、リセット値である０度を通過する際に、角度誤差Δθの正弦成分θ1f_sin_ampが０となっておらず誤差が増大している。
　以下、このような不具合を解決するため、実施の形態４では、角度信号θｒが０度を通過した地点で、出力である角度信号θ0cosを角度信号θｒの値にリセットする積分器５１を導入して角度信号の余弦成分を求め、角度信号θｒが９０度を通過した地点で、出力である角度信号θ0sinを角度信号θｒの値にリセットする積分器５２を導入して余弦信号のオフセット補正値ｅｃを算出する。減算器５３は、角度信号θｒから角度信号θ0cosを減算し角度誤差Δθcosを算出する。同様に、減算器５４は、角度信号θｒから角度信号θ0sinを減算し角度誤差Δθsinを算出する。
　余弦値演算器５５は、角度信号θ0cosに対する余弦値cos(θ0cos)を算出する。同様に、正弦値演算器５６は、角度信号θ0sinに対する正弦値sin(θ0sin)を算出する。乗算器５７は、余弦値cos(θ0cos)と角度誤差Δθcosを乗算し、Δθcos　cos(θ0cos)を算出する。同様に、乗算器５８は、正弦値sin(θ0sin)と角度誤差Δθsinを乗算し、Δθsin　sin(θ0sin)を算出する。
　積分器５９は、Δθcos　cos(θ0cos)に対し、以下の（９）式の演算を行い、角度誤差の符号反転値－Δθcosの余弦成分θ1f_cos_ampを演算する。ここで、Ｔ２は実施の形態３で説明した値を使用する。以下、（９）式のリセットについて述べる。Ｔ２が角度信号θｒの角度周期に選択された場合、角度信号θｒが０度を通過する時にθ1f_cos_ampは０にリセットされ、再度（９）式の演算を開始する。Ｔ２が回転機の機械角周期のＭ(Ｍ：自然数)倍に設定された場合、角度信号θｒが０度をレゾルバの軸倍角Ｎに整数Ｍをかけた回数だけ通過する度、θ1f_cos_ampが０リセットされ、（９）式の演算を開始する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　同様に、積分器６０は、Δθsin　sin(θ0sin)に対し、以下の（１０）式の演算を行い、角度誤差Δθsinの正弦成分θ1f_sin_ampを演算する。ここで、Ｔ２は実施の形態３で説明した値を使用する。以下、（１０）式のリセットについて述べる。Ｔ２が角度信号θｒの角度周期に選択された場合、角度信号θｒが９０度を通過する時にθ1f_sin_ampは０にリセットされ、再度（１０）式の演算を開始する。Ｔ２が回転機の機械角周期のＭ(Ｍ：自然数)倍に設定された場合、角度信号θｒが９０度をレゾルバの軸倍角Ｎに整数Ｍをかけた回数だけ通過する度、θ1f_sin_ampが０にリセットされ、（１０）式の演算を開始する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004

　そして、角度誤差の符号反転値－Δθcosの余弦成分θ1f_cos_ampを積分器３０に入力し、その出力を正弦信号のオフセット補正値ｅｓとし、同様に、角度誤差Δθsinの正弦成分θ1f_sin_ampを積分器３１に入力し、その出力を余弦信号のオフセット補正値ｅｃとする。
　そして、角度誤差の符号反転値－Δθcosの余弦成分θ1f_cos_ampを積分器３０に入力し、その出力を正弦信号のオフセット補正値ｅｓとし、同様に、角度誤差Δθsinの正弦成分θ1f_sin_ampを積分器３１に入力し、その出力を余弦信号のオフセット補正値ｅｃとする。
　図１２は、実施の形態４の構成において、速度信号ω０が回転機の速度に対してオフセット誤差を生じた場合の図１０各部の計算波形である。図１０より、リセット値である０度を通過する際に、角度誤差の符号反転値－Δθcosの余弦成分θ1f_cos_ampが０となり同様に、リセット値である９０度を通過する際に、角度誤差Δθsinの正弦成分θ1f_sin_ampが０となっており、オフセット誤差の影響が積算されていない。以上より、実施の形態４によれば、前記正弦成分は、前記角度信号が９０度または２７０度を通過した地点から求め、前記余弦成分は前記角度信号が０度または１８０度を通過した地点から求めるようにしたので、実施の形態１～３の効果に加えて、角度信号より求めた速度信号ω０が実際の回転機の速度に対してオフセット誤差が生ずる場合においても、オフセット補正値を精度良く演算することが可能となる。
実施の形態５．
　実施の形態１～４における速度信号ω０の演算において、回転機の速度が低速の場合、回転機の速度変化の周波数と1f角度誤差の周波数が接近することによって、オフセット補正値に補正誤差が生じる。これは、実施の形態１～３におけるローパスフィルタ２２において、1f角度誤差の周波数成分を遮断し、且つ回転機の速度変化の周波数成分を通過させるフィルタの設計が難しくなるためである。
　以下、フィルタの設計が難しくなる理由について説明する。例として、回転機の速度変化の周波数を１０Ｈｚとし、1f角度誤差を－２０ｄＢ以下とする場合を考える。この時、ローパスフィルタ２２の次数を１、カットオフ周波数をｆ１（＝１０Ｈｚ）とすると、ボード線図(折れ線近似特性)は図１３のようになり、周波数ｆ１以下の領域においてゲインＧが０[ｄＢ]であるため、速度変化の周波数を通過させることができる。さらに、1f角度誤差の周波数がｆ３(＝１００Ｈｚ)以上ならば、ゲインＧは－２０ｄＢ以下となり、目標を満足する。しかし、1f角度誤差の周波数がｆ３より低い場合、ゲインが－２０ｄＢを超えるため目標を満足しない。例えば、1f角度誤差の周波数がｆ２（＝３０Ｈｚ)の場合、ゲインは約―９ｄＢとなり目標を満足しない。よって、本例においては、速度変化の周波数に対し、1f角度誤差の周波数が１０倍以上の場合でなければ目標を満足しない。以上より、１ｆ角度誤差の周波数が速度変化の周波数に接近すると、フィルタの設計が難しくなる。
　そこで、実施の形態５では、実施の形態１～４における演算を、回転器の速度が所定値以上に行うように設定する。これによって、上記干渉の影響を取り除くことが可能となる。図１４は実施の形態５におけるオフセット補正値演算手段１１ｄの内部構成を示すブロック図であり、実施の形態１～４と対応又は相当する構成部分には同一の符号を付している。実施の形態５においては、実施の形態４における図１０の演算において、オフセット補正値演算部８５ｃの演算は、速度信号ω０が所定の基準速度ω以上の場合に行なわれるようにする。さらに、積分器３０，３１の後段に、スイッチ８１，８２が設けられている。
　スイッチ８１,８２は、２つの入力Ａ,Ｂを持ち、速度信号ω０が予め設定された基準速度ωより高いと判定された場合、入力Ａを出力し、それ以外の時は入力Ｂを出力する。遅延器８３，８４のｚはｚ変換を表す演算子であり、オフセット補正値演算手段の１演算周期前の入力信号を出力信号として出力する。よって、スイッチ８１は、速度信号ω０が予め設定された基準速度ωより高いと判定された時、積分器３０の出力である入力Ａを出力し、そうでない場合、１演算周期前の正弦信号のオフセット補正値ｅｓである入力Ｂを出力する。よって、スイッチ８１は、速度信号ω０が基準速度ωより高い場合に出力信号を更新する。
　同様に、スイッチ８２は、速度信号ω０が予め設定された基準速度ωより高いと判定された時、積分器３１の出力である入力Ａを出力し、そうでない場合、１演算周期前の余弦信号のオフセット補正値ｅｃである入力Ｂを出力する。よって、スイッチ８２は、速度信号ω０が基準速度ωより高い場合に出力信号を更新する。
　図１４において、オフセット補正値演算部８５ｃは、入力された角度信号θｒと速度信号ω０に基づいて正弦信号のオフセット補正値ｅｓと、余弦信号のオフセット補正値ｅｃを出力する。オフセット補正値演算部８５ｃは、実施の形態４における図１０に記載のオフセット補正値演算部８５ｃと同一のものとしたが、オフセット補正値演算部８５ｃの代わりに実施の形態１～３に記載したオフセット補正値演算部８５，８５ａ，８５ｂのいずれを用いてもよい。
　以上より、速度信号ω０が基準速度ωより高い場合にオフセット補正値の演算を行なうことによって、１ｆ角度誤差の周波数と回転機の速度変化周波数との干渉によるオフセット補正値の誤差を取り除くことができる。特に、回転機が電動パワーステアリング用モータの場合、基準速度ωを運転者のハンドル操舵周波数より高い速度に設定することによって1f角度誤差の補正を効果的に行える。また、回転器の速度が高速になるにつれて、回転器１回転あたりの演算回数が少なくなるため、オフセット補正精度が低下する。そこで、スイッチ８１，８２を予め設定された基準速度より低いと判断された場合、入力Ａを出力し、それ以外の時は入力Ｂを出力することによって、オフセット補正値の演算を、回転機の速度が所定の値以下の場合に行うよう設定することも可能である。
　なお、回転機のトルクリップルや、回転機をインバータ等の電力変換器によって駆動する場合のインバータ出力電圧誤差や電流検出誤差によるトルクリップルに起因する角度検出のリップル成分を、フィルタなどで低減するようにすれば、精度良くこの発明が実施できることは言うまでもない。
　さらに、実施の形態１～５では２相出力のレゾルバについて述べたが、この発明はこれに限るものではなく、３相以上の複数相の出力を持つレゾルバに適用した場合においても同様の効果が得られる。
　なお、以上の実施の形態１～５の説明においては、２相出力のレゾルバ、３相以上の複数相の出力をもつレゾルバに適用した場合について述べたが、この発明はこれらに限るものではなく、異方性磁気抵抗ＡＭＲ(Anisotropic　Magneto　Resistance)を利用したセンサ、巨大磁気抵抗ＧＭＲ　(Giant　Magneto　Resistive)を利用したセンサ、トンネル磁気抵抗ＴＭＲ(Tunneling　Magneto-resistive)を利用したセンサ等の、磁気抵抗ＭＲ(Magneto　Resistive)を利用したセンサ、エンコーダ、ホール素子等において、２相出力または３相以上の複数相の出力を持つ角度検出器に適用した場合においても同様の効果が得られる。
　なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (11)

  1. 　角度検出器から得られる正弦信号と余弦信号から回転機の角度信号を演算する角度検出装置において、
    前記角度信号から前記正弦信号と前記余弦信号のオフセット補正値をそれぞれ演算し、
    演算した前記正弦信号のオフセット補正値を前記正弦信号に加算して前記正弦信号を補正し、
    演算した前記余弦信号のオフセット補正値を前記余弦信号に加算して前記余弦信号を補正するようにしたことを特徴とする角度検出装置。
  2. 　前記角度信号からその電気角周波数成分の周波数より低い周波数成分を除去し、前記電気角周波数成分の周波数以上の周波数成分を抽出した角度誤差Δθを用いて、前記角度誤差の符号反転値－Δθの余弦成分から前記正弦信号のオフセット補正値を求め、それを前記正弦信号に加算し、
    前記角度誤差Δθの正弦成分から前記余弦信号のオフセット補正値を求め、それを前記余弦信号に加算して、
    前記正弦信号と前記余弦信号を補正するようにしたことを特徴とする請求項１記載の角度検出装置。
  3. 　前記角度信号に含まれる正弦成分を求めて前記余弦信号のオフセット値を演算し、前記角度信号に含まれる余弦成分を求めて前記正弦信号のオフセット値を演算するようにしたことを特徴とする請求項１記載の角度検出装置。
  4. 　前記角度信号に含まれる正弦成分及び余弦成分は、前記角度信号からその電気角周波数成分の周波数より低い周波数成分を除去したものから求められることを特徴とする請求項１記載の角度検出装置。
  5. 　前記オフセット補正値は、回転機機械角周期の整数倍期間の角度信号に基づいて演算されるようにしたことを特徴とする請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  6. 　前記角度信号に含まれる正弦成分は、前記角度信号が９０度または２７０度を通過した地点から求め、前記角度信号に含まれる余弦成分は前記角度信号が０度または１８０度を通過した地点から求めるようにしたことを特徴とする請求項５記載の角度検出装置。
  7. 　前記オフセット補正値の演算は、前記回転機の速度が所定値以上の場合に行われることを特徴とする請求項１～請求項６のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  8. 　前記角度検出器はレゾルバであることを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  9. 　前記角度検出器は磁気抵抗を利用したセンサであることを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  10. 　前記角度検出器はエンコーダであることを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか１項に記載の角度検出装置。
  11. 　前記角度検出器はホール素子であることを特徴とする請求項１～請求項７のいずれか１項に記載の角度検出装置。
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