WO2013125004A1 - 電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法 - Google Patents

電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法 Download PDF

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譲原　逸男
俊幸 安達
真一 小玉
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Definitions

  • the present invention relates to a current source inverter device that supplies current to a load such as a plasma load, and a control method for the current source inverter device.
  • the current source inverter device includes a direct current reactor connected to a direct current source, a conversion unit that converts direct current power from the direct current reactor into alternating current power, and a control unit that drives and controls the switching element of the conversion unit. Since it can be handled as a current source, it has a feature that it acts in the direction of suppressing the fluctuation of the impedance of the load such as a load short circuit. For example, in the case of a plasma load, it acts in the direction of maintaining the plasma.
  • the current source inverter device can stably supply current to the load even when the load fluctuates as described above, the current source inverter device can supply power to the plasma load whose impedance varies depending on the situation. Is suitable.
  • the current source inverter device supplies a constant current to the load, so that the current is excessive to the plasma load. Since supply is suppressed, damage to the plasma load can be reduced.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining a configuration example of a current source inverter device.
  • the current source inverter device 100 includes a current source step-down chopper circuit 101, a three-phase inverter circuit 102, and a three-phase transformer 103.
  • the current source step-down chopper circuit 101 steps down the direct current input from an AC source and a rectifier circuit (not shown) by chopper-controlling the switching element Q1, and smoothes the current with a direct current reactor LF1 and inputs it to the three-phase inverter circuit 102. To do.
  • a chopper circuit that performs orthogonal transformation may use a current source step-up / step-down chopper circuit instead of the current source step-down chopper circuit 101 described above.
  • the three-phase inverter circuit 102 performs commutation between the elements by controlling ignition and extinction of the switching elements Q R , Q S , Q T , Q X , Q Y , and Q Z at a predetermined timing. AC power is supplied to the phase transformer 103.
  • the load current is detected to determine the energization period, the technology for controlling the switching element within this energization period, the current flowing through the switching element is detected, A technique for controlling a switching element based on a detected current is known (see Patent Document 1).
  • FIG. 16 and 17 are diagrams for explaining switching loss at the time of commutation in the circuit operation of FIG.
  • FIG. 16 shows a case where the commutation source and the commutation destination switching elements are commutated without overlapping.
  • the switching element Q R Tenryumoto, the commutation destination switching element Q S is set to ON state by a gate pulse signal G R and G S, respectively (FIG. 16 (a), (b) ). Since the rise of the falling gate pulse signal G S of the gate pulse signal G R is consistent, between the switching elements commutation is performed without overlapping.
  • the commutation source current I QR and voltage V QR flowing through the switching element Q R drain-source voltage of the switching element
  • a resonant inverter is known as a soft switching inverter that reduces switching loss.
  • a commutation diode and a resonance capacitor are connected in parallel to a switching element, and a resonance circuit is configured by the resonance capacitor, a resonance inductance, and a switching element connected to the resonance circuit.
  • ZVS (zero voltage switching) and ZCS (zero current switching) of the switching element are realized by charging / discharging of the resonance capacitor by the resonance current of the resonance circuit and conduction of the commutation diode (for example, Patent Document 2).
  • the resonance circuit is configured to connect a resonance capacitor in parallel to the switching element, there is a problem that the capacitance is increased by the capacitor.
  • Patent Document 3 a configuration in which a resonance circuit is formed by an auxiliary circuit including auxiliary switching elements has been proposed.
  • a resonant capacitor In the case of a resonant inverter, a resonant capacitor must be connected in parallel to the switching element, and a control circuit that forms a control signal for the switching element for the resonant circuit can be operated as a normal switching element. There is a problem that it is necessary to prepare other than the control circuit to be controlled.
  • the present invention solves the above-described conventional problems and prevents switching loss of the switching element by a normal switching operation for commutation operation without requiring special control in the control of the switching element of the current source inverter. For the purpose.
  • the present invention is sufficient for the fluctuation of the load current in the generation of the commutation overlap section in which both the commutation source switching element and the commutation destination switching element are turned on.
  • a commutation overlap section in which the overlap time width (phase width) is set in advance is provided.
  • “fixed” means that the time width (phase width) of the commutation overlap section is set regardless of the load current fluctuation.
  • the setting of the commutation overlap section controls the drive timing of the switching element.
  • the resonance circuit is controlled by driving timing control in the commutation overlap section of the switching element, and the switching loss during the commutation operation of the switching element is reduced by the resonance current of the resonance circuit.
  • the current source inverter device and the inverter control of the present invention only the drive timing of the switching element at the time of commutation is changed, and the commutation overlapping section in which both the commutation source and the commutation destination switching elements are turned on is generated.
  • the resonance current is supplied to the resonance circuit by controlling the switching element in the commutation overlap section. The switching loss is reduced by the resonance current.
  • the switching element control for preventing the switching loss is performed in addition to the switching operation control normally performed for the commutation operation as in the conventional current source inverter device. Is unnecessary, and in addition to the control circuit for controlling the operation of the switching element performed in the normal commutation operation, the control circuit for preventing the switching loss is unnecessary.
  • the present invention does not simply reduce the switching loss of the switching element by generating an overlapping section in which both the commutation source and the commutation destination switching elements are in the ON state, but controls the switching element having the overlapping section.
  • To control the generation of resonance current of the resonance circuit, and the resonance current generated by this control makes the current and voltage of the switching element at the commutation zero during the commutation, thereby reducing the switching loss during the commutation operation. To do.
  • the present invention includes an aspect of a current source inverter device and an aspect of a control method of the current source inverter device.
  • the current source inverter device of the present invention includes a current source chopper unit that constitutes a DC source, a multi-phase inverter unit that converts the DC output of the current source chopper unit into multi-phase AC power by operation of a plurality of switching elements, A control unit that controls the chopper unit and the multiphase inverter unit, and a resonance circuit that supplies a resonance current to the switching element of the multiphase inverter unit are provided.
  • the control unit controls the drive timing of the commutation destination and the commutation source switching element during commutation between the switching elements of the multiphase inverter unit. By controlling the drive timing of the switching element, an overlapping section in which both the commutation destination switching element and the commutation source switching element are turned on is generated, and the resonance current of the resonance circuit is controlled.
  • the resonance current of the resonance circuit is supplied in the reverse bias direction to the switching element that is the commutation source, and is supplied in the forward bias direction to the commutation diode that is connected in reverse parallel to the switching element.
  • the commutation source switching element is set to zero current and zero voltage in the overlap section, and the commutation source switching element is switched from the on state to the off state. Flow operation at zero current and zero voltage.
  • the current source inverter device and control method of the present invention are not limited to a three-phase inverter that converts DC power into three-phase AC power, but a multi-phase inverter that converts DC power into any multi-phase AC power of two or more phases. Can be applied to.
  • the resonance circuit of the present invention uses the output of the commutation destination switching element as the resonance current supply source, and in the overlapping section, the commutation destination switching element is turned on before the commutation source switching element is turned off. Thus, a forward current flowing through the switching element at the commutation destination is introduced into the resonant circuit to generate a resonant current.
  • the resonance circuit of the present invention includes the same number of current supply terminals as the number of phases of AC power converted by the multiphase inverter unit. Each current supply terminal is connected to each connection terminal of the switching element which opposes in the bridge structure of the switching element which forms a multiphase inverter part.
  • the resonance current introduced into the commutation source switching element is in the opposite direction to the forward current flowing through the commutation source switching element, the forward current is canceled out and the current flowing through the commutation source switching element is zero current.
  • the resonance current flows through the transfer diode, so that the voltage of the switching element that is the commutation source becomes zero voltage.
  • the zero current state and the zero voltage state of the switching element of the commutation source are continued in the overlapping section, and the switching from the on state to the off state of the switching element of the commutation source is performed in the zero current state and the zero voltage state.
  • ZCS and commutation by ZCS are performed.
  • the circuit configuration of the resonance circuit of the present invention can be configured, for example, such that an LC series circuit is provided between each terminal formed by the current supply end.
  • the LC series circuit generates a resonance current by inputting the forward current of the switching element at the commutation destination during commutation between the switching elements of the multi-phase inverter unit, and generates the resonance current of the switching element of the commutation source. Supply in reverse bias direction.
  • the resonance circuit is configured so that the resonance current does not flow to the other switching elements that are turned on next. It is assumed that the reactance L and capacitance C of the LC series circuit satisfy the condition of (L ⁇ C) 1/2 > ⁇ / n. When the multiphase inverter unit is a three-phase inverter circuit, the condition that the reactance L and the capacitance C of the LC series circuit should satisfy (L ⁇ C) 1/2 > ⁇ / 3.
  • the phase component ⁇ t in the overlapping section satisfies ⁇ / 2n> ⁇ t as a condition for preventing a short circuit between the switching elements.
  • the phase ⁇ t of the overlapping section is ⁇ / 2n> ⁇ t, it is possible to prevent a short circuit between the two switching elements facing each other between the upper and lower sides of the DC power in the inverter bridge configuration.
  • the condition to be satisfied by the phase component ⁇ t of the overlapping section is ⁇ / 6> ⁇ t.
  • the forward current flowing in the commutation source switching element in the overlapping section can be made zero.
  • the maximum peak value of the resonance current of the resonance circuit is larger than the phase current value of each phase of the multiphase inverter part.
  • the control method of the current source inverter device of the present invention is a control method of the current source inverter device that converts the DC output of the current source chopper unit into multiphase AC power by the operation of a plurality of switching elements of the multiphase inverter unit. is there.
  • At the time of commutation between the switching elements of the multiphase inverter unit by controlling the drive timing of the commutation destination and the commutation source switching element, both the commutation destination switching element and the commutation source switching element are turned on. The generation of the overlapping section and the resonance current are controlled.
  • the resonance current is supplied to the commutation source switching element in the reverse bias direction, and the commutation diode connected in reverse parallel to the switching element is supplied in the forward bias direction.
  • the commutation source switching element is set to zero current and zero voltage in the overlapping section, and the commutation operation at the time when the commutation source switching element switches from the on state to the off state is performed with zero current and zero voltage.
  • the multi-phase inverter unit includes a bridge configuration of switching elements and a resonance circuit connected between connection terminals of the switching elements facing each other in the bridge configuration. At the time of commutation between switching elements, a current to the switching element at the commutation destination is introduced into the resonance circuit to generate a resonance current, and the resonance current generated in the overlapping section is applied to the switching element at the commutation source. Supply in the reverse bias direction of the switching element.
  • the multiphase inverter unit is an inverter that converts DC power into n-phase AC power
  • the condition that the phase component ⁇ t of the overlapping section satisfies as a condition for preventing a short circuit between the switching elements is ⁇ / 2n> ⁇ t.
  • the multiphase inverter section is a three-phase inverter circuit
  • the condition that the phase component ⁇ t of the overlapping section satisfies is ⁇ / 6> ⁇ t.
  • condition for reducing the forward current flowing through the switching element of the transfer source to zero in the overlapping section is sin ( ⁇ t)> (the maximum peak value of the phase current / resonant current of the multiphase inverter unit).
  • the forward current flowing in the commutation source switching element in the overlapping section can be made zero.
  • the maximum peak value of the resonance current of the resonance circuit is larger than the phase current value of each phase of the multiphase inverter part.
  • the control of the switching element of the current source inverter is usually performed for the commutation operation without requiring special control. Switching loss can prevent switching loss.
  • the current source inverter device 1 of the present invention shown in FIG. 1 is input from a rectifying unit 10 that rectifies AC power of an AC power supply 2, a snubber unit 20 that forms a protection circuit that suppresses transiently generated high voltage, and a rectifying unit 10.
  • a current-type step-down chopper unit 30 that converts the DC power voltage into a predetermined voltage and outputs a DC current
  • a multi-phase inverter unit 40 that converts the DC output of the current-type step-down chopper unit 30 into a multi-phase AC output
  • a multiphase transformer 50 that converts the AC output of the inverter 40 into a predetermined voltage
  • a multiphase rectifier 60 that converts the AC of the multiphase transformer 50 into DC.
  • a current-type step-up / step-down chopper unit may be used instead of the current-type step-down chopper unit 30 as a chopper unit that performs orthogonal transformation.
  • the switching element Q 1 is, steps down by chopper controlling the DC voltage rectified by the rectifier unit 10.
  • the direct current reactor L F1 smoothes the chopper-controlled direct current and inputs it to the multiphase inverter unit 40.
  • the control circuit 80 a chopper current of the current-step-down chopper unit 30, and inputs a detection value of the output voltage of the current source inverter device 1, the chopper control of the switching element Q 1 so that a predetermined current and a predetermined output voltage To do.
  • the current source inverter device 1 of the present invention shown in FIG. 2 is an example in which the current source step-down chopper unit 30 is another configuration example.
  • the current source step-down chopper unit 30 shown in FIG. 2 has a configuration in which an output capacitor CF1 is connected in parallel to the output end.
  • an output capacitor that is not provided in a normal current source step-down chopper is provided.
  • the output capacitor C F1 By configuring the output capacitor C F1 to be connected to the output terminal of the current source step-down chopper unit 30, a surge voltage generated when performing a commutation operation between the switching elements of the multiphase inverter unit 40, and each switching element The switching element can be protected by absorbing the energy of the inductance connected in series.
  • the value of the output capacitor C F1 is set to such an extent that the current delay does not affect the commutation of the inverter operation due to the time constant due to the output capacitor and the wiring inductance.
  • the multi-phase inverter unit 40 includes a multi-phase inverter circuit configured by bridge-connecting switching elements corresponding to the number of phases.
  • the three-phase inverter circuit is composed of six switching elements.
  • the switching element for example, a semiconductor switching element such as an IGBT or a MOSFET can be used.
  • Each switching element of the multiphase inverter circuit performs a switching operation based on the control signal of the switching control unit 81, converts DC power into AC power, and outputs the AC power.
  • the multi-phase inverter unit 40 includes a resonance circuit 70, and introduces the resonance current generated by the resonance circuit 70 into a switching element in a commutation state of the multi-phase inverter circuit.
  • the commutation of the switching element is performed with zero current and zero voltage. Do in state.
  • the resonance circuit 70 of the present invention generates a resonance current in synchronization with the commutation operation of each switching element of the multiphase inverter circuit, introduces the resonance current into the commutation source switching element, and the commutation source switching element. Are commutated in a state of ZCS (zero current switching) and ZVS (zero voltage switching).
  • the AC output of the multi-phase inverter unit 40 can obtain a high frequency output by increasing the switching frequency of the switching element.
  • the current source inverter device supplies a high frequency output of, for example, 200 kHz to the load unit.
  • the multiphase inverter circuit performs a switching operation of the switching element at a high frequency. As described above, when the switching element is switched at a high frequency, the AC output includes a high frequency ripple component.
  • the polyphase rectification unit 60 is provided with a DC filter circuit in the output unit as an example of a configuration that removes the high-frequency ripple component included in the AC output of the polyphase inverter unit 40 in the same manner as an ordinary polyphase rectification circuit.
  • DC filter circuit can be configured by the output reactor L FO connected to the output capacitor C FO in parallel connected in series to the output terminal.
  • the current source inverter device 1 outputs the DC output of the multiphase rectification unit 60 via the wiring inductance L 0 provided in the wiring without the need for the above-described series filter circuit, and plasma that becomes a plasma load with the current source inverter device 1
  • the generator 4 can be connected to the output cable 3, and the parasitic impedance of the current source inverter device can be used as a configuration for removing the high-frequency ripple component.
  • the inductance of the wiring impedance 90 between the multiphase rectifier 60 and the output terminal, the inductance LFO included in the output cable connected between the current source inverter device 1 and the load, or the plasma load A filter circuit that removes the high frequency component similar to that of the series filter circuit is constituted by the electrode capacitance C 0 of the plasma generator 4 to reduce the high frequency ripple component.
  • the load can be regarded as short-circuited, and the series filter circuit provided on the current source inverter device side from the output capacitor C FO arc energy Pc is supplied.
  • arc energy Pc outputted from the output capacitor C FO can be expressed by the following equation (1).
  • Pc 1/2 ⁇ C FO ⁇ V O 2 + 1/2 ⁇ (L FO + L O) ⁇ I O 2 ...
  • the arc energy Pc of the plasma generator 4 is preferably 1 mJ or less per 1 kW of output. This is because the inductances L FO and L O usually show a small value, and the energy (L FO + L O ) ⁇ I O 2 of the inductances L FO and L O can be ignored for 1 mJ / kW. Note that 1 mJ / kW represents energy in mJ per 1 kW output, and the energy for 100 kW output is 100 mJ. Therefore, when the arc energy Pc of the plasma generator 4 is less than 1mJ, the output capacitor C FO value, by selecting a value or values of C FO obtained as 1mJ the Pc of the formula (1), The arc energy Pc is not affected.
  • the current source inverter device instead of the series filter circuits, the configuration using the parasitic impedance of the electrode capacitance of the wiring impedance and output cables and a plasma generator, capacitance component corresponding to the output capacitor C FO is the arc energy Pc If it is large enough to be supplied, the high-frequency ripple component can be removed and the arc energy Pc can be supplied.
  • the high-frequency ripple component has a characteristic that increases when the driving frequency of the multiphase inverter circuit is lowered. Therefore, by increasing the driving frequency of the polyphase inverter circuit, the need for output capacitors C FO and output reactor L FO can be reduced. Further, by increasing the drive frequency of the multiphase inverter circuit, it is possible to suppress the energy held in the current source inverter device 1 inside.
  • FIG. 3 is a schematic configuration diagram and operation diagram of the current source inverter device
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the commutation state of the switching element of the current source inverter device.
  • the state of current flowing through the element and the wiring is shown by shading
  • the conduction state is shown by dark display
  • the non-conduction state is shown by light display.
  • a connection point between the switching element Q R and the switching element Q x is connected as an R phase component of the three-phase transformer 51 via an inductance L m1
  • a connection point between the switching element Q S and the switching element Q Y is an inductance L m2.
  • connection, the connection point of the switching element Q R and the switching element Q x, the connection point of the switching elements Q S and the switching element Q Y, and the terminals of each resonant circuit connection point of the switching element Q ST and the switching element Q Z Then, a resonance current is supplied from the resonance circuit.
  • the timing chart of FIG. 4 shows a rolling flow Sample images between the switching element Q R and the switching element Q S.
  • the switching element Q R is the commutation source of the switching element, and a switching element Q S and commutation destination switching element.
  • the commutation operation is controlled so that an overlapping section is generated in which both the commutation source switching element and the commutation destination switching element are turned on, and the commutation operation is synchronized with the commutation operation.
  • the resonance current of the resonance circuit is controlled and supplied to the switching element of the commutation source.
  • the gate pulse signal G S of the switching element Q S rises Timing the by before and falls gate pulse signal G R of the switching element Q R (FIG. 4 (a)), a gate pulse signal G R for the switching element Q R turned on (FIG. 4 (a))
  • FIG. 4 A section in FIG. 4 is a switching element Q R is turned on, the current I QR (FIG. 4 (c)) flows to the switching element Q R, a current I QS of the switching element Q S (FIG. 4 (d)) Does not flow.
  • FIG. 3A shows an operating state and a current state of the switching element in the A section.
  • Current I QR of the switching element Q R (FIG. 4 (c)) is supplied to the three-phase transformer 51 as R-phase primary current I R (FIG. 4 (h)), the flow returns through the switching element Q Z.
  • FIG. 3B shows an operating state and a current state of the switching element in the B section.
  • a forward current of the switching element Q R is offset by the resonance current, 3 phase transformers 51, the primary current due to the part of the resonant current I R (FIG. 4 (h)) and the primary current I by the switching element Q S S (FIG. 4 (h)) is supplied, returns through the switching element Q Z.
  • Section C the gate pulse signal G R falling by commutation source of the switching element Q R of is off, although the switching element Q R is off, the switching element Q S is turned on, each other Different on / off states.
  • the switching element Q R is eliminated is offset by the resonance current stops flowing current I QR in the OFF state, the resonant current flows through the commutation diode D R subsequently.
  • FIG. 3C shows an operating state and a current state of the switching element in the C section.
  • Resonance current, offset the forward current of the switching element Q R is set to zero current and zero voltage by flowing through the commutation diode D R.
  • the three-phase transformer 51, the primary current I S by the primary current I R and the switching element Q S by part of the resonant current is supplied, returns through the switching element Q Z (FIG. 4 (h)).
  • the primary current I S of the primary current I R and S phases of the R phase flows as the primary current between the three-phase transformer 51 side.
  • Current I QR flow as the section A, the primary current I R, Section B, the after commutated to the primary current I S from the primary current I R in C, and a current flows I QS as the primary current I S in the interval D.
  • the primary current I R and the primary current I S flows both intervals during commutation, the primary current I R and the primary current I S to have the same current value, flows through half of the current when one of the primary current flows.
  • Primary current I R and the primary current I S both flow section is a portion except a section switch to section D among the FIG 4 (h) In the section C is carried out.
  • the primary current I R decreases towards the middle of the current, the primary current I S increases towards the middle of the current.
  • the at switching part to section D the primary current I R decreases towards the middle of the current to zero current, the primary current I S from the middle of the current in the primary current It increases toward the total current.
  • FIG. 3D shows the operating state and current state of the switching element in the D section.
  • the resonance current stops, and the three-phase transformer 51 is supplied with the primary current I S by the switching element Q S and returns through the switching element Q Z.
  • the resonance current of the resonance circuit is supplied in the reverse bias direction to the switching element of the commutation source in the overlapping section, and the forward bias direction is applied to the commutation diode connected in reverse parallel to the switching element.
  • the commutation source switching element is set to zero current and zero voltage in the overlapping section, and the commutation operation at the time when the commutation source switching element switches from the on state to the off state is performed with zero current and zero voltage.
  • FIG. 5 shows a configuration example of the inverter circuit and the resonance circuit of the present invention
  • FIG. 6 shows a timing chart for explaining the driving of the inverter circuit switching element of the present invention
  • FIG. 7 explains the resonance current of the resonance circuit of the present invention.
  • FIG. 8 shows a diagram for explaining the resonance circuit of the present invention
  • FIG. 9 shows a diagram for explaining the inverter control overlap section and the condition of the resonance circuit of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the commutation state of the switching element of the inverter circuit of the present invention
  • FIG. 11 to 14 are diagrams for explaining the operation of the inverter control of the present invention.
  • the current state flowing through the element and the wiring is shown in shades
  • the conduction state is shown in dark display
  • the non-conduction state is shown in light display.
  • the resonance circuit of the present invention includes an LC series circuit between each terminal formed by the current supply end of the resonance circuit.
  • Each LC series circuit generates a resonance current by inputting a forward current from the switching element at the commutation destination during commutation between the switching elements of the inverter circuit, and the generated resonance current is reversed from the switching element at the commutation source. Supply in the bias direction.
  • the inverter circuit 41 shown in FIG. 5 (a), six switching elements Q R, Q S, Q T , Q X, Q Y, will be a Q Z bridge-connected switching elements Q R and the switching element Q x Are connected in series, the switching element Q S and the switching element Q Y are connected in series, and the switching element Q T and the switching element Q z are connected in series.
  • connection point R between the switching element Q R and the switching element Q x is connected as an R phase component of the three-phase transformer 51 via an inductance L m1
  • a connection point S between the switching element Q S and the switching element Q Y is an inductance through L m @ 2 are connected as S-phase of the three-phase transformer 51
  • a switching element Q T and the switching element Q Z connecting point T is connected as T-phase of the three-phase transformer 51 via an inductance L m3
  • Resonant circuit 71 is provided with three sets of resonance circuit consisting of the series connection of a capacitor C L and a reactance L C, each end of the three sets of resonator circuit is connected between the three current supply end terminal.
  • Each terminal of the current supply end includes a connection point R between the switching element Q R and the switching element Q x, a connection point S between the switching element Q S and the switching element Q Y , and a connection point T between the switching element Q ST and the switching element Q Z. Connected to.
  • the resonance circuit 71 generates a resonance current by inputting a forward current of a switching element that is a commutation destination of two switching elements that perform a commutation operation. Further, the resonance circuit 71 supplies the generated resonance current in the reverse vice direction of the commutation source switching element of the two switching elements performing the commutation operation. For example, when performing commutation between the switching element Q R and the switching element Q S, the resonance circuit 71 generates a resonant current to enter the forward current of the switching element Q S is commutation destination supplies current the generated resonance current in the reverse bias direction of the switching element Q R is the commutation source.
  • the resonance circuit 71 has shown the structure of (DELTA) form connection in Fig.5 (a), it is good also as a structure by the star connection shown in FIG.5 (b).
  • the timing chart for explaining the driving of the switching elements of the inverter circuit of the present invention in FIG. 6 shows gate pulse signals for driving the switching elements Q R , Q S , Q T , Q X , Q Y , Q Z.
  • FIG. 6 shows an example of a three-phase inverter, when one cycle of driving angular frequency omega I of the three-phase inverter and the phase fraction of 2 [pi, the section which is turned in each phase of the switching element (2 [pi / 3 ) Phase.
  • one cycle is divided into a total of 12 sections with a phase of ⁇ / 6 as one section.
  • a resonance current is generated in the resonance circuit by providing an overlapping section ⁇ t between two switching elements in a commutation relationship, and the generated resonance current is supplied to the commutation source switching element.
  • the commutation source switching element is commutated by ZCS (zero current switching) and ZVS (zero voltage switching), thereby reducing the switching loss during commutation.
  • Figure 7 shows the relationship between the overlap period ⁇ t and the resonance current I CL for R-phase primary current I R, 7 (a) shows a resonance current I CL and R-phase primary current I R, 7 ( b) shows a gate pulse signal G R for driving and controlling the switching element Q R, FIG. 7 (c) shows a gate pulse signal G S for driving and controlling the switching element Q S.
  • FIG. 8 shows a configuration example of the resonance circuit.
  • the resonance current I CL generated by the resonance circuit formed by connecting the capacitor C L and the reactor L C of the resonance circuit in series is converted into the equivalent capacitance C e and the equivalent reactor L e of the resonance circuit.
  • I CL I max ⁇ sin ⁇ n t
  • the maximum value I max of the resonance current and the angular frequency ⁇ n of the resonance circuit are expressed by the following equations (3) and (4), respectively.
  • I max V RS / (L e / C e ) 1/2
  • ⁇ n 1 / (L e ⁇ C e ) 1/2 (4)
  • V RS , L e and C e are a voltage, an equivalent reactor, and an equivalent capacitance between the R terminal and the S terminal of the resonance circuit shown in FIG. 8 (b) is an equivalent circuit of the resonant circuit when commutated into S phase from R-phase, L e and C e for I CT current does not flow at this time T phase viewed from between R-S phases It can be handled as a synthetic impedance circuit.
  • the equivalent reactor L e and the equivalent capacitance C e are expressed by the following equations (5) and (6).
  • L e 2/3 ⁇ L C (5)
  • C e 3/2 ⁇ C L (6)
  • the current between the commutation diode D of the switching element Q is made conductive, thereby setting the drain-source voltage of the switching element to zero voltage and ZVS (zero voltage switching). Can do.
  • the supply current to the commutating diode D supplies a primary current I R min to a three-phase transformer, the maximum peak value I max of the resonant current I CL represented by the formula (3), in each phase , I max> I R, I max> I S, to be in the range of I max> I T, selecting the capacitor C L and a reactor L C at the resonant circuit.
  • the maximum range of the overlapping section ⁇ t is ⁇ corresponding to a half cycle of the resonance current.
  • the resonance current is already attenuated to zero when the overlapping section ⁇ t ends and the switching element of the commutation source is turned off. For this reason, the commutation diode of the switching element that is the commutation source cannot be brought into conduction to obtain a zero voltage state.
  • the overlap section ⁇ t is set within ⁇ for a half period of the resonance current.
  • Figure 9 is a diagram for explaining the conditions for setting the capacitor C L and the reactor L C of overlapping sections ⁇ t and the resonant circuit.
  • Figure 9 (a), (b) shows the timing of gate pulse signal of the switching element Q R and Q X in the connection relationship in the bridge configuration
  • FIG. 9 (c) shows the a connection relationship in (d) of the bridge structure
  • the timings of the gate pulse signals of the switching elements Q S and Q Y are shown.
  • FIGS. 9G and 9H show the timings of the gate pulse signals of the switching elements Q T and Q Z which are connected in the bridge configuration.
  • FIG. 9 (e) shows a resonance current I CL of the resonant circuit connected between the switching element Q R and the switching element Q S
  • FIG. 9 (f) is the forward current I QR flowing through the switching element Q R Show.
  • the conditions for performing the commutation operation and the switching operation of ZCS and ZVS are as described above.
  • the maximum peak value I max of the resonance current I CL is in a range of I max > I R , I max > I S , and I max > I T in each phase.
  • the maximum range of the overlapping section ⁇ t is ⁇ corresponding to a half period of the resonance current. There are conditions.
  • each extension period is shorter than ⁇ / 6. It becomes.
  • the switching element Q S As indicated by reference numeral B in FIG. 9, after the switching element Q S is turned on, the switching element Q X is turned on after ⁇ / 3 and the next resonance current starts to flow.
  • the resonance current I CL generated when S is turned on needs to end within ⁇ / 3.
  • ⁇ n is an angular frequency of the resonance circuit.
  • FIG. 6 shows the commutation operation between the switching elements Q R and the switching element Q S of the operation mode 4, 5 and 6.
  • the switching element Q R is the commutation source of the switching element, and a switching element Q S and commutation destination switching element.
  • Current source inverter device controls the commutation operation so that the commutation source of the switching element Q R and commutation destination overlap interval switching element Q S are both turned on is generated, commutation destination switching by introducing the forward current that flows when the element Q S is turned on to the resonant circuit 71, in synchronization with the commutation operation to generate a resonance current in the resonance circuit, the generated resonant current commutation source It is supplied to the switching element Q R.
  • Commutation source of the switching element Q R and commutation destination overlapping section and the switching element Q S are both turned on, the timing gate pulse signal G S (FIG. 10 (b)) rises of the switching element Q S, the switching element Q R of the gate pulse signal G R (FIG. 10 (a)) are those in which the up fall timing, the gate pulse signal G R (FIG. 10 (a)) to the switching element Q R oN state and An overlapping section is formed by temporally overlapping the gate pulse signal G S (FIG. 10B) that turns on the switching element Q S.
  • the switching element Q S is turned on before the switching element Q R is switched from the ON state to the OFF state, the inside overlap period [theta] t (operation mode 5), the switching element Q R and the switching element Q S is a both turned on Become.
  • the A section corresponds to the operation mode 4
  • the B section corresponds to a part of the operation mode 5
  • the C section corresponds to the remaining part of the operation mode 5
  • the D section corresponds to the operation mode 6.
  • FIG. 10 A section in FIG. 10 is a switching element Q R is in the ON state, the current I QR flows to the switching element Q R, a current I QS of the switching element Q S (FIG. 10 (c)) does not flow.
  • FIG. 11 shows the operating state and current state of the switching element in section A.
  • Current I QR of the switching element Q R is supplied to the three-phase transformer 51 as R-phase primary current I R, back through the switching element Q Z.
  • a resonance current I CL is generated in the resonance circuit 71 by introducing the forward current I QS flowing through the switching element Q S in the ON state into the resonance circuit 71 (FIG. 10G).
  • the resulting resonant current I CL is introduced into the reverse bias direction with respect to the commutation source of the switching element Q R.
  • Introduced resonant current I CL since the switching element Q R is a forward current I QR opposite direction, it decreases by canceling the current I QR (FIG. 10 (c)).
  • a circled symbol 1 in FIGS. 10C and 10G indicates a current component in a canceling relationship.
  • FIG. 12 shows the operating state and current state of the switching element in section B.
  • Current of the switching element Q S is introduced into the resonant circuit 71 through the terminal S, the resonance current I CL is generated by the resonance circuit comprising a series connection of a capacitor C L and the reactor L C.
  • Part of the resonant current I CL is supplied to the three-phase transformer 51 as a primary current of the R-phase, and the remaining portion is supplied to the reverse bias direction to the switching element Q R of the commutation source.
  • a forward current of the switching element Q R is offset by the resonance current, to a three-phase transformer 51, the primary current I S by the primary current I R and the switching element Q S by part of the resonant current is supplied, the switching element Return through Q Z.
  • the drain-source voltage of the switching element Q R is held at zero voltage (FIG. 10 (f)).
  • the overlap interval ends when the gate pulse signal G R falls commutation source of the switching element Q R.
  • FIG. 13 shows the operating state and current state of the switching element in section C.
  • Resonance current I LC is to offset the forward current of the switching element Q R is set to zero current and zero voltage by flowing through the commutation diode D R.
  • the three-phase transformer 51, the primary current I S by the primary current I R and the switching element Q S by part of the resonant current is supplied, it returns through the switching element Q Z.
  • the primary current I R of the R-phase, commutation occurs in the interval B, I R and I S becomes the same current in the section C, further commutation occurs at the end of the section from C, current I QR
  • the voltage is switched to the voltage I QS (FIG. 10 (h)) and supplied to the three-phase transformer 51 without being cut off.
  • FIG. 14 shows the operating state and current state of the switching element in section D. Resonance current I LC stops, the primary current I S by the switching element Q S is supplied to the 3-phase transformer 51, back through the switching element Q Z.
  • the resonance current of the resonance circuit is supplied in the reverse bias direction to the switching element that is the commutation source in the overlapping section, and the forward bias direction is applied to the commutation diode that is connected in reverse parallel to the switching element.
  • the commutation source switching element is set to zero current and zero voltage in the overlapping section, and the commutation operation at the time when the commutation source switching element switches from the on state to the off state is performed with zero current and zero voltage.
  • the drive timing of the commutation destination and the commutation source switching element can be performed in a plurality of forms.
  • a form in which the timing for switching the commutation destination switching element from the off state to the on state is advanced a form in which the timing for switching the commutation source switching element from the on state to the off state is delayed, and the commutation destination switching element in the off state
  • the timing for switching from the ON state to the OFF state and the timing for switching the commutation source switching element from the ON state to the OFF state can be delayed.
  • the current source inverter device of the present invention can be applied as a power source for supplying power to the plasma generator.

Abstract

【課題】電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐ。 【解決手段】電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるようにスイッチング素子の駆動タイミングを制御し、この重なり区間を有するスイッチング素子の制御に基づいて共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減する。

Description

電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法
　本発明は、例えば、プラズマ負荷等の負荷に電流を供給する電流形インバータ装置、および電流形インバータ装置の制御方法に関する。
　電流形インバータ装置は、直流源に接続した直流リアクトルと、直流リアクトルからの直流電力を交流電力に変換する変換部と、変換部のスイッチング素子を駆動制御する制御部を備え、負荷側から見ると電流源として扱えるため、負荷短絡等の負荷のインピーダンス変動に対して変動を抑制方向に作用するという特徴がある。例えば、プラズマ負荷の場合には、プラズマを維持する方向に作用する。
　電流形インバータ装置は、上記したように負荷が変動した場合であっても負荷への電流供給を安定して行うことができるという有利性から、インピーダンスが状況によって変化するプラズマ負荷への電力供給に適している。
　例えば、プラズマが消弧して、プラズマ負荷がオープン状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置のプラズマ負荷に対する電圧は上昇する。この電圧上昇はプラズマの着火を促す方向であり、着火を容易とする。逆に、プラズマ負荷側にアークが発生しプラズマ負荷がショート状態の方向に変動した場合には、電流形インバータ装置は負荷に対して一定電流を供給するため、プラズマ負荷に対して電流を過剰に供給することが抑えられるため、プラズマ負荷に対するダメージを低減させることができる。
　図１５は電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。図１５において、電流形インバータ装置１００は、電流形降圧チョッパ回路１０１と３相インバータ回路１０２と３相変圧器１０３を備える。電流形降圧チョッパ回路１０１は、スイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御することによって、図示していない交流源および整流回路から入力した直流を降圧し、直流リアクトルＬF1で電流平滑して３相インバータ回路１０２に入力する。
　直交変換を行うチョッパ回路は、前記した電流形降圧チョッパ回路１０１に代えて電流形昇降圧チョッパ回路を用いてもよい。
　３相インバータ回路１０２は、スイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺの点弧、消弧を所定のタイミングで制御することによって、素子間で転流を行い３相変圧器１０３に交流電力を供給する。
　電流形インバータ装置は、全てのスイッチング素子が通電電流を遮断すると、直流リアクトルによる電流によってスイッチング素子に過電圧が印加されることで素子破壊が生じるおそれがあり、また、転流時にスイッチング素子に電流や電圧が発生することによって素子破壊が生じるという問題がある。
　このような負荷短絡事故によるスイッチング素子の破壊を防止するために、負荷電流を検出して通電期間を求め、この通電期間内においてスイッチング素子を制御する技術や、スイッチング素子に流れる電流を検出し、検出電流に基づいてスイッチング素子を制御する技術が知られている（特許文献１参照）。
　この他、電流遮断によるサージ電圧の発生やスイッチング損失の課題に対して、負荷電圧のゼロクロス点において、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を求め、転流先のスイッチング素子を負荷電圧のゼロクロス点より求めた電流重なり時間だけ早い時点で転流を開始させる技術が知られている（特許文献２参照）。
　図１６および図１７は、図１５の回路動作において転流時のスイッチング損失を説明するための図である。図１６は、転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なることなく転流する場合を示している。この例では、スイッチング素子ＱＲを転流元、スイッチング素子ＱＳを転流先とし、それぞれゲートパルス信号ＧＲおよびＧＳによってＯＮ状態としている（図１６（ａ），（ｂ））。ゲートパルス信号ＧＲの立ち下がりゲートパルス信号ＧＳの立ち上がりは一致しているため、スイッチング素子間は重なることなく転流が行われる。ここで、転流元のスイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲおよび電圧ＶＱＲ（スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧）は、図１６（ｃ）,（ｅ）に示すように、オフ時において配線インダクタンスや素子容量や負荷インダクタンス等による影響で時定数が変化する。そのため、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならず、スイッチング損失が発生する。また、サージ電圧が発生して、スイッチング素子の破損につながる。
　また、転流時において転流元と転流先のスイッチング素子のＯＮ状態が重なる重なり区間を設けた場合であっても、図１７(ｃ),（ｅ）に示すように、転流時においてＺＣＳおよびＺＶＳとならないため、スイッチング損失が発生する。
　また、スイッチング損失を低減するソフトスイッチングインバータとして共振形インバータが知られている。
　共振形インバータは、スイッチング素子に転流ダイオードおよび共振用コンデンサを並列接続し、この共振用コンデンサと共振用インダクタンス、および共振回路に接続したスイッチング素子とによって共振回路を構成する。共振回路の共振電流による共振用コンデンサの充放電と転流ダイオードの導通とによって、スイッチング素子のＺＶＳ（零電圧スイッチング）、ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現している（例えば、特許文献２）。
　また、共振回路は、スイッチング素子に共振用コンデンサを並列接続する構成であるため、コンデンサによって容量が増加するという問題がある。この問題を解決するために、補助スイッチング素子からなる補助回路によって共振回路を形成する構成が提案されている（特許文献３）。
特開平８－２９８７７７号公報 特開２００２－３２５４６４公報 特開２００４－２３８８１公報
　従来提案されている電流形インバータでは、スイッチング素子の駆動時期を制御してスイッチング損失や素子破壊を防ぐために、例えば、負荷電流やスイッチング素子の電流を検出する必要がある。また、転流元のスイッチング素子の電流が零となる電流重なり時間を検出することによってスイッチング素子を制御する構成においても、電流重なり時間を検出するために負荷電流および負荷電圧を検出する必要がある。
　そのため、いずれの構成においても、電流や電圧を検出する検出器を設ける必要がある他、検出電流や検出電圧に基づいてスイッチング素子を制御する制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。
　また、共振型インバータの場合には、スイッチング素子に並列に共振コンデンサを接続する必要がある他、共振回路用のスイッチング素子のための制御信号を形成する制御回路を、通常のスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に用意する必要があるという問題がある。
　したがって、従来知られている電流形インバータ装置では、転流動作のために通常行うスイッチング動作を制御する他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御することが必要であるという問題があり、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路の他に、スイッチング損失や素子破壊を防ぐためにスイッチング素子を制御する制御回路が必要であるという問題がある。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング素子のスイッチング損失を防ぐことを目的とする。
　本発明は、電流形インバータ装置の転流動作において、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流の変動に対して十分な重なり時間が得られるように、重なりの時間幅（位相幅）を予め設定した固定した転流の重なり区間を設ける。ここで、固定とは、転流の重なり区間の時間幅（位相幅）が負荷電流の変動にかかわらず設定した幅であることを意味している。転流の重なり区間の設定は、スイッチング素子の駆動タイミングを制御する。スイッチング素子の転流の重なり区間での駆動タイミング制御によって共振回路を制御し、共振回路の共振電流によってスイッチング素子の転流動作時におけるスイッチング損失を低減する。
　本発明の電流形インバータ装置およびインバータ制御によれば、転流時におけるスイッチング素子の駆動タイミングのみを変え、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる転流の重なり区間の生成において、負荷電流が変動した場合であっても、重なり時間幅（位相分）が十分に得られるように予め設定しておくと共に、転流の重なり区間におけるスイッチング素子の制御によって共振回路に共振電流を流し、共振電流によってスイッチング損失を低減する。
　この転流の重なり区間における共振電流を用いることによって、従来知られる電流形インバータ装置のように、転流動作のために通常行うスイッチング動作制御に加えて、スイッチング損失を防ぐためのスイッチング素子の制御は不要であり、また、通常の転流動作で行うスイッチング素子の動作を制御する制御回路に加えて、スイッチング損失を防ぐための制御回路は不要である。
　本願発明は、単に、転流元と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成することによってスイッチング素子のスイッチング損失を低減するものではなく、重なり区間を有するスイッチング素子の制御を用いて共振回路の共振電流の生成を制御し、この制御によって生成される共振電流によって、転流時において転流元のスイッチング素子の電流および電圧を零とし、転流動作時のスイッチング損失を低減するものである。
　本願発明は、電流形インバータ装置の態様と、電流形インバータ装置の制御方法の態様を備える。
　 [電流形インバータ装置の態様]
　本願発明の電流形インバータ装置は、直流源を構成する電流形チョッパ部と、電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、電流形チョッパ部および多相インバータ部を制御する制御部と、多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備える。
　制御部は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御する。このスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間を生成すると共に、共振回路の共振電流を制御する。
　共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この共振電流のスイッチング素子および転流ダイオードに供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
　本願発明の電流形インバータ装置および制御方法は、直流電力を３相の交流電力に変換する３相インバータに限らず、直流電力を二相以上の任意の多相の交流電力に変換する多相インバータに適用することができる。
　本願発明の共振回路は、転流先のスイッチング素子の出力を共振電流の供給源とし、重なり区間において、転流元のスイッチング素子がオフ状態となる前に、転流先のスイッチング素子をオン状態とすることによって、転流先のスイッチング素子に流れる順方向の電流を共振回路に導入して共振電流を生成する。
　本発明の共振回路は、多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備える。各電流供給端子を、多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続する。
　多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子に接続された電流供給端子から共振回路内に電流を導入し共振電流を生成する。共振回路で生成された共振電流は、転流元にスイッチング素子に接続された電流供給端子から転流元のスイッチング素子に供給する。共振回路から転流元のスイッチング素子に供給された電流は、転流元のスイッチング素子対してスイッチング素子の逆バイアス方向に導入される。
　転流元のスイッチング素子に導入された共振電流は、転流元のスイッチング素子に流れる順方向電流と逆方向であるため順方向電流を相殺し、転流元のスイッチング素子に流れる電流を零電流とする。
　さらに、共振電流は転送ダイオードに流れることによって転流元のスイッチング素子の電圧を零電圧とする。この転流元のスイッチング素子の零電流状態および零電圧状態は、重なり区間において継続され、転流元のスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替わりは零電流状態および零電圧状態で行われ、ＺＣＳおよびＺＣＳによる転流が行われる。
　本願発明の共振回路の回路構成は、例えば、電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える構成とすることができる。ＬＣ直列回路は、多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。
　本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合には、共振回路は、共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないために、共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは（Ｌ×Ｃ）１／２＞π／ｎの条件を満たすものとする。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合では、ＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣが満たすべき条件は（Ｌ×Ｃ）１／２＞π／３である。
　リアクタンスＬおよびキャパシタンスＣがこの条件を満たす場合には、共振電流の半波長に相当する位相分は、次のスイッチング素子がオン状態となる前に減衰し、共振電流による影響を防ぐことができる。　
　また、本願発明の多相インバータ部が直流電力をｎ相の交流電力に変換する場合において、重なり区間の位相分θtは、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たすものとする。
　重なり区間の位相分θtがπ／２ｎ＞θtの条件を満たすことによって、インバータのブリッジ構成において直流電力の上下間で対向する二つのスイッチング素子間の短絡を防ぐことができる。多相インバータが３相インバータである場合には、重なり区間の位相分θtが満たすべき条件はπ／６＞θtである。
　また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすものとする。
　この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。
　sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。
　 [電流形インバータ装置の制御方法の態様]
　本願発明の電流形インバータ装置の制御方法は、電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法である。多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、共振電流を制御する。
　重なり区間において、共振電流を転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、このスイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給する。この電流供給によって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態へ切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
　多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備える。スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、重なり区間において生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。
　多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータとするとき、スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件として、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／２ｎ＞θtである。多相インバータ部が３相インバータ回路である場合には、重なり区間の位相分θtが満たす条件は、π／６＞θtである。
　また、重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件は、sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）である。
　この条件を満たすことによって、重なり区間内において転流元のスイッチング素子に流れる順方向の電流を零とすることができる。
　sin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）の条件から、共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大となるように設定する。
　以上説明したように、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法によれば、電流形インバータのスイッチング素子の制御において、格別な制御を要することなく、転流動作のために通常のスイッチング動作により、スイッチング損失を防ぐことができる。
本発明の電流形インバータ装置の構成例を説明するための図である。 本発明の電流形インバータ装置の他の構成例を説明するための図である。 本発明電流形インバータ装置の概略構成図および動作図である。 本発明の電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するためのタイミングチャートである。 本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を説明するための図である。 本発明のスイッチング素子の駆動を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の共振電流を説明するための図である。 本発明の共振回路を説明するための図である。 本発明の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図である。 本発明のスイッチング素子の転流状態を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 本発明のインバータ回路および共振回路の動作を説明するための図である。 電流形インバータ装置の一構成例を説明するための図である。 インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。 インバータにおいて転流時のスイッチング損失を説明するための図である。
発明の実施するための形態
　以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。以下では、本発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法について、図１、図２を用いて電流形インバータ装置の構成例を説明し、図３、図４を用いて電流形インバータ装置の制御例について説明する。また、図５～図１３を用いて本発明のインバータ回路および共振回路について説明する。ここでは、多相インバータとして３相インバータを例として示している。
 [電流形インバータ装置の構成例]
　はじめに、本発明の電流形インバータ装置の構成例について図１，図２を用いて説明する。
　図１に示す本発明の電流形インバータ装置１は、交流電源２の交流電力を整流する整流部１０、過渡的に生じる高電圧を抑制する保護回路を構成するスナバー部２０、整流部１０から入力した直流電力の電圧を所定電圧に変換して直流電流を出力する電流形降圧チョッパ部３０、電流形降圧チョッパ部３０の直流出力を多相の交流出力に変換する多相インバータ部４０、多相インバータ部４０の交流出力を所定電圧に変換する多相変圧部５０、多相変圧部５０の交流を直流に変換する多相整流部６０を備える。
　直交変換を行うチョッパ部は、前記した電流形降圧チョッパ部３０に代えて電流形昇降圧チョッパ部を用いてもよい。
　電流形降圧チョッパ部３０は、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１と直流リアクトルＬＦ１とを備える。スイッチング素子Ｑ１は、整流部１０で整流した直流電圧をチョッパ制御することによって降圧する。直流リアクトルＬＦ１は、チョッパ制御した直流を電流平滑して多相インバータ部４０に入力する。
　制御回路部８０は、電流形降圧チョッパ部３０のチョッパ電流、および電流形インバータ装置１の出力電圧の検出値を入力し、所定電流および所定の出力電圧となるようにスイッチング素子Ｑ１をチョッパ制御する。
　図２に示す本発明の電流形インバータ装置１は、電流形降圧チョッパ部３０を別の構成例とする例である。図２に示す電流形降圧チョッパ部３０は、出力端に出力コンデンサＣＦ１を並列接続する構成である。
　図２に示す構成では、通常電流形降圧チョッパでは設けない出力コンデンサを設置する。電流形降圧チョッパ部３０の出力端に出力コンデンサＣＦ１を接続する構成とすることによって、多相インバータ部４０のスイッチング素子間で転流動作を行う際に発生するサージ電圧や、各スイッチング素子に直列接続されたインダクタンスのエネルギーを吸収して、スイッチング素子を保護することができる。
　なお、出力コンデンサＣＦ１の値は、この出力コンデンサおよび配線インダクタンスによる時定数によって電流の遅延がインバータ動作の転流に影響を与えない程度に設定する。
　多相インバータ部４０は、相数に応じたスイッチング素子をブリッジ接続して構成される多相インバータ回路を備える。例えば３相の場合には、３相インバータ回路は６個のスイッチング素子によって構成される。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を用いることができる。多相インバータ回路の各スイッチング素子は、スイッチング制御部８１の制御信号に基づいてスイッチング動作を行い、直流電力を交流電力に変換して出力する。
　多相インバータ部４０は共振回路７０を備え、この共振回路７０で生成した共振電流を多相インバータ回路の転流状態のスイッチング素子に導入し、当該スイッチング素子の転流を零電流および零電圧の状態で行う。本発明の共振回路７０は、多相インバータ回路の各スイッチング素子の転流動作に同期して共振電流を生成し、転流元のスイッチング素子に共振電流を導入し、当該転流元のスイッチング素子の転流動作をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の状態で行う。
　多相インバータ部４０の交流出力は、スイッチング素子の切り換え周波数を高めることで高周波出力を得ることができる。プラズマ発生装置を負荷部とする場合には、電流形インバータ装置は、例えば２００ＫＨzの高周波出力を負荷部に供給する。高周波出力とするために、多相インバータ回路はスイッチング素子を高周波で切り換え動作を行う。このように、高周波の駆動周波数でスイッチング素子を切り換えると、交流出力には高周波リップル成分が含まれる。
　多相整流部６０は、多相インバータ部４０の交流出力に含まれる高周波リップル成分が除去する一構成例として、通常の多相整流回路と同様に出力部に直流フィルタ回路を設ける。直流フィルタ回路は、出力端に並列接続した出力コンデンサＣＦＯと直列接続した出力リアクトルＬＦＯによって構成することができる。
　電流形インバータ装置１は、上記した直列フィルタ回路を要することなく、多相整流部６０の直流出力を配線が備える配線インダクタンスＬ０を介して出力し、電流形インバータ装置１とプラズマ負荷となるプラズマ発生装置４との間を出力ケーブル３で接続する構成とすることができ、高周波リップル成分を除去する構成として、電流形インバータ装置の寄生インピーダンスを利用することができる。
　例えば、多相整流部６０と出力端子との間の配線インピーダンス９０が有するインダクタンス、および電流形インバータ装置１と負荷との間に接続される出力ケーブルに含まれるインダクタンスＬＦＯや、プラズマ負荷の場合にはプラズマ発生装置４の電極容量Ｃ０によって直列フィルタ回路と同様の高周波分を除去するフィルタ回路を構成し、高周波リップル分を低減する。
　電流形インバータ装置をプラズマ発生装置への電力供給源とする場合、負荷側のプラズマ発生装置４でアークが発生した時には負荷が短絡したと見なすことができ、電流形インバータ装置側に備える直列フィルタ回路の出力コンデンサＣＦＯからはアークエネルギーＰcが供給される。
　このとき、出力コンデンサＣＦＯから出力されるアークエネルギーＰcは以下の式（１）で表すことができる。
　Ｐc＝1/2×ＣＦＯ×ＶＯ ２＋1/2×（ＬＦＯ＋ＬＯ）×ＩＯ ２　　　…（１）
　プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcは、出力１kW当たり１mJ以下が望ましい。これは、通常、インダクタンスＬＦＯ，ＬＯは小さな値を示すため、インダクタンスＬＦＯ，ＬＯのエネルギー（ＬＦＯ＋ＬＯ）×ＩＯ ２　には１mJ/kWに対して無視することができる。なお、１mJ/kWは出力１kW当たりのmJ単位のエネルギーを表し、出力100kWに対するエネルギーは100mJである。したがって、プラズマ発生装置４のアークエネルギーＰcが１mJ以下である場合には、出力コンデンサＣＦＯ値は、式（１）のＰcを１mJとして得られるＣＦＯの値以上の値を選定することで、アークエネルギーＰcに影響を与えることはない。
　したがって、電流形インバータ装置において、直列フィルタ回路に代えて、配線インピーダンスや出力ケーブルやプラズマ発生装置の電極容量の寄生インピーダンスを利用する構成では、出力コンデンサＣＦＯに相当する容量分がアークエネルギーＰcを供給するに十分な大きさを有していれば、高周波リップル成分を除去するとともに、アークエネルギーＰcを供給することができる。
　また、高周波リップル分は、多相インバータ回路の駆動周波数を下げると増加する特性がある。そのため、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、出力コンデンサＣＦＯおよび出力リアクトルＬＦＯの必要性を低下させることができる。また、多相インバータ回路の駆動周波数を高めることによって、電流形インバータ装置１が内部に保有するエネルギーを抑制することができる。
 [電流形インバータ装置の転流動作例]
　次に、本発明の電流形インバータ装置における転流動作例について図３，図４を用いて、３相インバータの例に基づいて説明する。
　図３は電流形インバータ装置の概略構成図および動作図であり、図４は電流形インバータ装置のスイッチング素子の転流状態を説明するタイミングチャートである。なお、図３において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。
　図３に示す電流形インバータ装置は、６個のスイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺをブリッジ接続してなり、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘとを直列接続し、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹとを直列接続し、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子Ｑｚとを直列接続する。
　スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点は、インダクタンスＬｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点は、インダクタンスＬｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＹＺ接続点は、インダクタンスＬｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
　また、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点、およびスイッチング素子ＱＳＴとスイッチング素子ＱＺの接続点はそれぞれ共振回路の各端子に接続され、共振回路から共振電流が供給される。
　図４のタイミングチャートは、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間の転流動作例を示している。ここでは、スイッチング素子ＱＲを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子ＱＳを転流先のスイッチング素子としている。
　本発明の電流形インバータ装置では、転流元のスイッチング素子と転流先のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、この転流動作に同期して共振回路の共振電流を制御し、転流元のスイッチング素子に供給する。
　転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳとが共にオン状態となる重なり区間の生成は、スイッチング素子ＱＳのゲートパルス信号ＧＳ（図４（ｂ））が立ち上がるタイミングを、スイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲ（図４（ａ））が立ち下がる前とすることによって、スイッチング素子ＱＲをオン状態とするゲートパルス信号ＧＲ（図４（ａ））とスイッチング素子ＱＳをオン状態とするゲートパルス信号ＧＳ（図４（ｂ））とを時間的に重ならせることで行う。したがって、スイッチング素子ＱＳはスイッチング素子ＱＲがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間内では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態となる。
　以下、図４中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。
　（Ａ区間）：
　図４中のＡ区間はスイッチング素子ＱＲがオン状態にあり、スイッチング素子ＱＲに電流ＩＱＲ（図４（ｃ））が流れ、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳ（図４（ｄ））は流れない。
　図３（ａ）はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲ（図４（ｃ））はＲ相一次電流ＩＲ（図４（ｈ））として３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　（Ｂ区間）：
　ゲートパルス信号ＧＳによってスイッチング素子ＱＳがオン状態となり、スイッチング素子ＱＳに電流ＩＱＳ（図４（ｄ））が流れ始める。このとき、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳは、共振部７０，インダクタンスＬｍ１，インダクタンスＬｍ２による時定数で増加するため、スイッチング素子ＱＳのオン時点はＺＣＳ（零電流スイッチング）が行われる（図４（ｄ））。
　スイッチング素子ＱＳの立ち上がり時点に同期して、共振回路７０に共振電流が流れ始める（図４（ｇ））。共振電流はスイッチング素子ＱＲに対して逆バイアス方向に流れる。この共振電流は、スイッチング素子ＱＲにおいて順方向の電流ＩＱＲと逆方向であるため、電流ＩＱＲを相殺して減少する（図４（ｃ））。図４（ｃ）と図４（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。
　図３（ｂ）はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲ（図４（ｈ））およびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳ（図４（ｈ））が供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　（Ｃ区間）：
　Ｂ区間の終了時点では、スイッチング素子ＱＲの電流ＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺されて零電流となり、共振電流の余剰分は、スイッチング素子ＱＲに並列接続された転流ダイオードＤＲにダイオード電流ＩＤＲ（図４（ｅ））として流れ始める。図４（ｅ）と図４（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。
　Ｂ区間に続くＣ区間のはじめの区間では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態にある。この区間では、スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲ（図４（ｃ））は共振電流（図４（ｇ））で相殺され続けて零電流を維持し、スイッチング素子ＱＳの電流ＱＳ（図４（ｄ））は共振電流の増加に伴って増加する。これによって、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧ＶＤ－Ｓは零電圧に保持される（図４（ｆ））。
　Ｃ区間において、ゲートパルス信号ＧＲの立ち下がりによって転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となると、スイッチング素子ＱＲはオフ状態であるが、スイッチング素子ＱＳはオン状態となって、互いに異なるオン・オフ状態となる。この状態では、スイッチング素子ＱＲはオフ状態となって電流ＩＱＲは流れなくなり共振電流による相殺は無くなるが、共振電流は引き続いて転流ダイオードＤＲを流れる。
　したがって、スイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となることによって零電流状態が保持され、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。
　また、共振電流がスイッチング素子ＱＲの転流ダイオードＤＲに流れることによって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。
　図３（ｃ）はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は、スイッチング素子ＱＲの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤＲに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る（図４（ｈ））。
　（Ｄ区間）：
　共振電流が零となった時点で、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間の電圧ＶＱＲには直流電圧分が印加される（図４（ｆ））。
　図３および図４に示す動作状態では、３相変圧器５１側との間には一次電流としてＲ相の一次電流ＩＲとＳ相の一次電流ＩＳが流れる。区間Ａでは一次電流ＩＲとして電流ＩＱＲが流れ、区間Ｂ，Ｃで一次電流ＩＲから一次電流ＩＳに転流した後、区間Ｄにおいて一次電流ＩＳとして電流ＩＱＳが流れる。
　転流中において一次電流ＩＲと一次電流ＩＳが共に流れる区間では、一次電流ＩＲと一次電流ＩＳとは同電流値となり、一方の一次電流が流れるときの半分の電流が流れる。一次電流ＩＲと一次電流ＩＳが共に流れる区間は、図４（ｈ）では区間Ｃの内で区間Ｄへの切り替えが行われる区間を除く部分である。
　図４（ｈ）中の区間Ｂにおいて、一次電流ＩＲは中間の電流に向かって減少し、一次電流ＩＳは中間の電流に向かって増加する。また、図４（ｈ）中の区間Ｃにおいて、区間Ｄへの切り替え部分では、一次電流ＩＲは中間の電流から零電流に向かって減少し、一次電流ＩＳは中間の電流から一次電流の全電流に向かって増加する。
　上記した電流ＩＱＲから電流ＩＱＳの切り替え動作によって、電流形降圧チョッパ部から３相変圧器５１に一次電流が遮断されることなく供給される。
　図３（ｄ）はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流は停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
　次に、本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様について説明する。
　本願発明の電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の態様を図５～図１１を用いて説明する。図５は本発明のインバータ回路および共振回路の構成例を示し、図６は本発明のインバータ回路スイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートを示し、図７は本発明の共振回路の共振電流を説明するための図を示し、図８は本発明の共振回路を説明するための図を示し、図９は本発明のインバータ制御の重なり区間および共振回路の条件を説明するための図を示し、図１０は本発明のインバータ回路のスイッチング素子の転流状態を説明するための図を示し、図１１～図１４は本発明のインバータ制御の動作を説明するための図を示している。なお、図１１～図１４において、素子および配線に流れる電流状態を濃淡で示し、導通状態を濃い表示で示し、非導通状態を淡い表示で示している。
　本発明の共振回路は、共振回路の電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備える。各ＬＣ直列回路は、インバータ回路のスイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子から順電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給する。
　図５（ａ）に示すインバータ回路４１は、６個のスイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺをブリッジ接続してなり、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘとを直列接続し、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹとを直列接続し、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子Ｑｚとを直列接続する。
　スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点Ｒは、インダクタンスＬｍ１を介して３相変圧器５１のＲ相分として接続され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓは、インダクタンスＬｍ２を介して３相変圧器５１のＳ相分として接続され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺ接続点Ｔは、インダクタンスＬｍ３を介して３相変圧器５１のＴ相分として接続される。
　共振回路７１は、コンデンサＣＬとリアクタンスＬＣの直列接続からなる３組の共振回路部を備え、３組の共振回路部の各端部は３つの電流供給端の端子間に接続される。電流供給端の各端子は、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子Ｑｘの接続点Ｒ、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＹの接続点Ｓ、およびスイッチング素子ＱＳＴとスイッチング素子ＱＺの接続点Ｔに接続される。
　この構成により、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの転流時には接続点Ｓから共振回路７１に電流Ｉｃｓが供給され、スイッチング素子ＱＳとスイッチング素子ＱＴとの転流時には接続点Ｔから共振回路７１に電流ＩｃＴが供給され、スイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＲとの転流時には接続点Ｒから共振回路７１に電流ＩｃＲが供給される。
　共振回路７１は、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流先のスイッチング素子の順方向電流を入力して共振電流を生成する。さらに、共振回路７１は、生成した共振電流を、転流動作を行う２つのスイッチング素子の内の転流元のスイッチング素子の逆バイス方向に供給する。例えば、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間で転流を行う場合には、共振回路７１は、転流先であるスイッチング素子ＱＳの順方向電流を入力して共振電流を生成し、生成した共振電流を転流元であるスイッチング素子ＱＲの逆バイアス方向に電流を供給する。なお、共振回路７１は、図５（ａ）では、Δ形接続の構成を示しているが、図５（ｂ）に示す星形接続による構成としてもよい。
　図６の本発明のインバータ回路のスイッチング素子の駆動を説明するタイミングチャートは、スイッチング素子ＱＲ、ＱＳ、ＱＴ、ＱＸ、ＱＹ、ＱＺを駆動するゲートパルス信号を示している。ここでは３相インバータの例を示しているため、３相インバータの駆動角周波数ωＩの１周期を２πの位相分としたとき、各相のスイッチング素子のオン状態となる区間は（２π／３）の位相分となる。図６では、一周期を、π／６の位相分を一区間とする全１２区間に分割して示している。なお、３相インバータの駆動周波数をｆＩとしたとき、角駆動角周波数ωＩはωＩ＝２π×ｆＩである。
　本願発明では、転流関係にある２つのスイッチング素子間に重なり区間θｔを設けることによって共振回路に共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元の転流元のスイッチング素子に供給して、転流元のスイッチング素子をＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）で転流動作させ、これによって転流時におけるスイッチング損失を低減する。
　（重なり区間θｔ、共振回路の設定）
　以下、ＺＣＳ（零電流スイッチング）およびＺＶＳ（零電圧スイッチング）の転流動作に必要な重なり区間θｔについて説明する。
　図７はＲ相１次電流ＩＲに対する共振電流ＩＣＬと重なり区間θｔとの関係を示し、図７（ａ）はＲ相１次電流ＩＲと共振電流ＩＣＬとを示し、図７（ｂ）はスイッチング素子ＱＲを駆動制御するゲートパルス信号ＧＲを示し、図７（ｃ）はスイッチング素子ＱＳを駆動制御するゲートパルス信号ＧＳを示している。また、図８は共振回路の一構成例を示している。
　転流時の重なり区間θｔにおいて、共振回路のコンデンサＣＬとリアクトルＬＣとを直列接続してなる共振回路で生成される共振電流ＩＣＬを、共振回路の等価キャパシタンスＣｅと等価リアクトルＬｅを用いると以下の式（２）で表される。
　ＩＣＬ＝Ｉｍａｘ×sinωｎｔ　　　　　　　　　…（２）
　ここで、共振電流の最大値Ｉｍａｘおよび共振回路の角周波数ωｎはそれぞれ以下の式（３）、（４）で表される。
　Ｉｍａｘ＝ＶＲＳ／（Ｌｅ／Ｃｅ）１／２　　　　…（３）
　ωｎ＝１／（Ｌｅ×Ｃｅ）１／２　　　　　　 …（４）
　なお、ＶＲＳ、ＬｅおよびＣｅは、図８（ａ）で示す共振回路のＲ端子とＳ端子間の電圧および等価リアクトル、等価キャパシタンスである。図８（ｂ）はＲ相からＳ相に転流したときの共振回路の等価回路であり、このときＴ相のＩＣＴ電流は流れないためＬｅおよびＣｅはＲ－Ｓ相間から見た合成インピーダンス回路として扱うことができる。
　等価リアクトルＬｅおよび等価キャパシタンスＣｅは、以下の式（５），（６）で表される。
　Ｌｅ＝2/3×ＬＣ　　　　　　　　　　　　　…（５）
　Ｃｅ＝3/2×ＣＬ　　　　　　　　　　　　　…（６）
　共振回路の角周波数ωｎは、式（４）～（６）で示されるように共振回路のコンデンサＣＬとリアクトルＬＣで定まり、共振回路に固有の角周波数である。
　図７（ａ）において、共振電流ＩＣＬが最大ピーク値Ｉｍａｘとなる時間ｔＰは、ωｎ×ｔＰ＝π／２の関係から以下の式（７）で表される。
　ｔＰ＝π/2　×1/ωｎ＝π/2×（ＬＣ×ＣＬ）１／２　　　　…（７）
　転流元のスイッチング素子Ｑを転流時において、スイッチング素子Ｑの転流ダイオードＤに電流を導通することによってスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧を零電圧として、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とすることができる。１次電流ＩＲ分を３相変圧器に供給すると共に転流ダイオードＤに電流を供給するには、式（３）で表される共振電流ＩＣＬの最大ピーク値Ｉｍａｘは、各相において、Ｉｍａｘ＞ＩＲ、Ｉｍａｘ＞ＩＳ、Ｉｍａｘ＞ＩＴの範囲となるように、共振回路においてコンデンサＣＬとリアクトルＬＣを選定する。
　図７において、重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。重なり区間θｔが共振電流の半周期分πを越えて設定された場合には、重なり区間θｔが終了して転流元のスイッチング素子がオフ状態となった時点において共振電流は既に零に減衰しているため、転流元のスイッチング素子の転流ダイオードを導通させて零電圧状態とすることができない。
　したがって、ＺＶＳ（零電圧スイッチング）とするために、重なり区間θｔは共振電流の半周期分π内に設定する。
　図９は、重なり区間θｔおよび共振回路のコンデンサＣＬおよびリアクトルＬＣを設定する際の条件を説明するための図である。図９（ａ），（ｂ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＲとＱＸのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｃ），（ｄ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＳとＱＹのゲートパルス信号のタイミングを示し、図９（ｇ），（ｈ）はブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＴとスイッチング素子ＱＺのゲートパルス信号のタイミングを示している。また、図９（ｅ）はスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳ間に接続される共振回路の共振電流ＩＣＬを示し、図９（ｆ）はスイッチング素子ＱＲに流れる順方向電流ＩＱＲを示している。
　本願発明の電流形インバータ装置において、転流動作、およびＺＣＳ、ＺＶＳのスイッチング動作を行うための条件として、上記した、
　（ａ）共振電流ＩＣＬの最大ピーク値Ｉｍａｘは、各相において、Ｉｍａｘ＞ＩＲ、Ｉｍａｘ＞ＩＳ、Ｉｍａｘ＞ＩＴの範囲である。
　（ｂ）重なり区間θｔの最大範囲は共振電流の半周期分πである。
　の条件がある。
　重なり区間および共振回路に求められる条件として以下の条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）がある。この条件（ｃ），（ｄ），（ｅ）は、図９中においてそれぞれ符号Ａ，Ｂ，Ｃで示している。
　（ｃ）ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子間の短絡を防ぐ条件は、π/３＞θｔである。
　重なり区間θｔが長くなると、例えば図９中の符号Ａで示すように、ブリッジ構成において接続関係にあるスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＸ等のスイッチング素子間が短絡することになる。このスイッチング素子間の短絡を防ぐために、π/３＞θｔ（ωＩ×Ｔｎ）の条件が求められる。なお、Ｔｎは共振電流ＩＣＬの時間幅、ωＩは３相インバータの駆動角周波数である。
　なお、各スイッチング素子においてオン状態となる期間が、時間方向で前後に等しい任意の時間幅で延長させることで重なり区間を形成する場合には、各延長区間はπ/６よりも短いことが条件となる。
　（ｄ）共振電流ＩＣＬが次の共振電流の生成モードに係らないための条件は、（Ｌｃ×ＣＬ）１／２＜１/（３ωＩ）である。ωＩは３相インバータ回路の駆動角周波数である。
　図９中の符号Ｂで示すように、スイッチング素子ＱＳがオン状態となった後、π／３の後にスイッチング素子ＱＸのオン状態となって次の共振電流が流れ始めるため、スイッチング素子ＱＳがオンとなることで発生した共振電流ＩＣＬはπ／３内に終了する必要がある。
　共振電流ＩＣＬの時間幅をＴｎとし３相インバータの駆動角周波数ωＩとすると、共振電流ＩＣＬがπ／３内である条件は、ωＩ×Ｔｎ＜π／３で表される。
　一方、共振回路において共振電流ＩＣＬの時間幅Ｔｎは半周期πに対応するため、Ｔｎ＝π／ωｎの関係がある。なお、ωｎは共振回路の角周波数である。
　したがって、上記の関係から、共振電流ＩＣＬがπ／３内である条件である“ωＩ×Ｔｎ＜π／３”を、共振回路のコンデンサＣＬおよびリアクトルＬＣに求められる条件で表すと、（Ｌｃ×ＣＬ）１／２＜１/（３ωＩ）となる。
　（ｅ）重なり区間θｔの間に共振電流ＩＱＲが零に減少するための条件は、図９中の符号Ｃで示すように、sin（θｔ）＞ＩＱＲ／Ｉｍａｘである。
　ＺＣＳ（零電流スイッチング）を実現するには、重なり区間θｔの期間内で転流元のスイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲが零となっている必要があり、電流ＩＱＲを低減させる共振電流ＩＣＬは少なくとも重なり区間θｔの最後の時点において電流ＩＱＲよりも大きい必要があり、ＩＣＬ＞ＩＱＲの条件を満たす必要がある。ＩＣＬ＝Ｉｍａｘsin（θｔ）の関係から、この条件はsin（θｔ）＞ＩＱＲ／Ｉｍａｘで表される。
　次に、図１０のタイミングチャートを用いて、本発明の電流形インバータ装置による転流動作例を説明する。ここでは、図６に示す動作モードにおいて、動作モード４，５，６のスイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳとの間の転流動作を示している。
　スイッチング素子ＱＲを転流元のスイッチング素子とし、スイッチング素子ＱＳを転流先のスイッチング素子としている。電流形インバータ装置は、転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳが共にオン状態となる重なり区間が生成されるように転流動作を制御するとともに、転流先のスイッチング素子ＱＳがオン状態となったときに流れる順方向電流を共振回路７１に導入することによって、転流動作に同期して共振回路において共振電流を生成させ、生成した共振電流を転流元のスイッチング素子ＱＲに供給する。
　転流元のスイッチング素子ＱＲと転流先のスイッチング素子ＱＳとが共にオン状態となる重なり区間は、スイッチング素子ＱＳのゲートパルス信号ＧＳ（図１０（ｂ））が立ち上がるタイミングから、スイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲ（図１０（ａ））が立ち下がるタイミングまでとするものであり、スイッチング素子ＱＲをオン状態とするゲートパルス信号ＧＲ（図１０（ａ））とスイッチング素子ＱＳをオン状態とするゲートパルス信号ＧＳ（図１０（ｂ））とを時間的に重ならせることによって重なり区間を形成する。
　したがって、スイッチング素子ＱＳはスイッチング素子ＱＲがオン状態からオフ状態に切り替わる前にオン状態となり、重なり区間θｔ内（動作モード５）では、スイッチング素子ＱＲとスイッチング素子ＱＳは共にオン状態となる。
　以下、図４と同様に、図１０中のＡ区間，Ｂ区間，Ｃ区間，およびＤ区間の各区間について説明する。Ａ区間は動作モード４に対応し、Ｂ区間は動作モード５の一部に対応し、Ｃ区間は動作モード５の残り部分に対応し、Ｄ区間は動作モード６に対応している。
　（Ａ区間）：
　図１０中のＡ区間はスイッチング素子ＱＲがオン状態にあり、スイッチング素子ＱＲに電流ＩＱＲが流れ、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳ（図１０（ｃ））は流れない。
　図１１はＡ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲはＲ相一次電流ＩＲとして３相変圧器５１に供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　（Ｂ区間）：
　ゲートパルス信号ＧＳによってスイッチング素子ＱＳがオン状態となり、スイッチング素子ＱＳに電流ＩＱＳが流れ始める。このとき、スイッチング素子ＱＳの電流ＩＱＳはインダクタンスＬｍ２やＬＣによる時定数で増加するため、スイッチング素子ＱＳのオン時点は（ＺＣＳ）零電流スイッチング）が行われる（図１０（ｄ））。
　オン状態のスイッチング素子ＱＳに流れる順方向電流ＩＱＳを共振回路７１に導入することによって、共振回路７１に共振電流ＩＣＬが生成される（図１０（ｇ））。生成した共振電流ＩＣＬを転流元のスイッチング素子ＱＲに対して逆バイアス方向に導入する。導入された共振電流ＩＣＬは、スイッチング素子ＱＲにおいて順方向の電流ＩＱＲと逆方向であるため、電流ＩＱＲを相殺して減少する（図１０（ｃ））。図１０（ｃ）と図１０（ｇ）の丸付き符号１は相殺関係にある電流分を示している。
　図１２はＢ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。スイッチング素子ＱＳの電流は、端子Ｓを介して共振回路７１内に導入され、コンデンサＣＬとリアクトルＬＣの直列接続からなる共振回路部によって共振電流ＩＣＬが生成される。共振電流ＩＣＬの一部はＲ相の１次電流として３相変圧器５１に供給され、残りの一部は転流元のスイッチング素子ＱＲに逆バイアス方向に供給される。
　スイッチング素子ＱＲの順方向電流は共振電流で相殺され、３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　（Ｃ区間）：
　スイッチング素子ＱＲの電流ＩＱＲは零電流となる。共振電流の余剰分は、スイッチング素子ＱＲに並列接続された転流ダイオードＤＲに流れる。図１０（ｅ）と図１０（ｇ）の丸付き符号２は対応関係にある電流分を示している。
　これによって、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧は零電圧に保持される（図１０（ｆ））。このＣ区間内において、転流元のスイッチング素子ＱＲのゲートパルス信号ＧＲが立ち下がった時点で重なり区間が終了する。
　転流元のスイッチング素子ＱＲのオフ時において、スイッチング素子ＱＲに流れる電流ＩＱＲは、共振電流による零電流状態に続いて、転流元のスイッチング素子ＱＲがオフ状態となることによって零電流状態が保持される。したがって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＣＳ（零電流スイッチング）が実現される。
　また、共振電流がスイッチング素子ＱＲの転流ダイオードＤＲに流れることによって、転流元のスイッチング素子ＱＲはＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現される。このＣ区間は、共振電流が零となる時点で終了する。
　図１３はＣ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＬＣは、スイッチング素子ＱＲの順方向電流を相殺して零電流とし、転流ダイオードＤＲに流れることによって零電圧とする。３相変圧器５１には、共振電流の一部による１次電流ＩＲおよびスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　（Ｄ区間）：
　共振電流が零となった時点で、スイッチング素子ＱＲのドレイン・ソース間電圧ＶＱＲには直流電圧分が印加される（図１０（ｆ））。
　なお、Ｒ相の１次電流ＩＲは、区間Ｂにおいて転流が生じ、区間ＣでＩＲとＩＳは同電流となり、区間Ｃの終わりの時点でさらに転流が生じ、電流ＩＱＲから電圧ＩＱＳに切り替わり（図１０（ｈ））、遮断されることなく３相変圧器５１に供給される。
　図１４はＤ区間のスイッチング素子の動作状態および電流状態を示している。共振電流ＩＬＣは停止し、３相変圧器５１にはスイッチング素子ＱＳによる一次電流ＩＳが供給され、スイッチング素子ＱＺを通して戻る。
　上記転流動作によって、共振回路の共振電流は、重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、転流元のスイッチング素子を重なり区間において零電流および零電圧とし、転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行う。
　本願発明のインバータの転流動作において、スイッチング素子間で共にオン状態となる重なり区間の形成において、転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングは複数の形態で行うことができる。例えば、転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早める形態、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態、および転流先のスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを早めると共に、転流元のスイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるタイミングを遅らせる形態等とすることができる。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る電流形インバータ装置および電流形インバータ装置の制御方法の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の電流形インバータ装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用することができる。
　１　　電流形インバータ装置
　２　　交流電源
　３　　出力ケーブル
　４　　プラズマ発生装置
　１０　　整流部
　２０　　スナバー部
　３０　　電流形降圧チョッパ部
　４０　　多相インバータ部
　４１　　インバータ回路
　４２　　インバータ回路
　５０　　多相変圧部
　５１　　３相変圧器
　６０　　多相整流部
　７０　　共振回路
　７１　　共振回路
　７２　　共振回路
　８０　　制御回路部
　８１　　スイッチング制御部
　９０　　配線インピーダンス
　１００　　電流形インバータ装置
　１０１　　電流形降圧チョッパ回路
　１０２　　３相インバータ回路
　１０３　　３相変圧器

Claims (10)

  1. 　直流源を構成する電流形チョッパ部と、前記電流形チョッパ部の直流出力を複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する多相インバータ部と、前記電流形チョッパ部および前記多相インバータ部を制御する制御部と、前記多相インバータ部のスイッチング素子に共振電流を供給する共振回路を備え、
    　前記制御部は、
    　前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
    　転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、前記共振回路の共振電流の制御を行い、
    　前記共振回路の共振電流は、前記重なり区間において、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、および、当該スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
    　転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置。
  2. 　前記共振回路は、前記多相インバータ部が変換する交流電力の相数と同数の電流供給端子を備え、
    　前記各電流供給端子を、前記多相インバータ部を形成するスイッチング素子のブリッジ構成において相対するスイッチング素子の各接続端子に接続し、
    　前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に共振電流を供給することを特徴とする、請求項１に記載の電流形インバータ装置。
  3. 　前記共振回路は、前記電流供給端が形成する各端子間にそれぞれＬＣ直列回路を備え、
    　前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
    　前記ＬＣ直列回路は、転流先のスイッチング素子の順電流を入力して共振電流を生成し、当該共振電流を転流元のスイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項２に記載の電流形インバータ装置。
  4. 　前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
    　前記共振回路は、前記共振電流が次にオン状態となる他のスイッチング素子に流れないための条件として、
    　前記共振回路を構成するＬＣ直列回路のリアクタンスＬおよびキャパシタンスＣは、ｎ相の多相インバータ部の駆動角周波数ωＩに対して、（Ｌ×Ｃ）１／２＜１／（ｎ×ωＩ）であることを特徴とする、請求項３に記載の電流形インバータ装置。
  5. 　前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
    　前記重なり区間の位相分θtは、
    　スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
    　重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
  6. 　前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項１から４の何れか一つに記載の電流形インバータ装置。
  7. 　電流形チョッパ部の直流出力を、多相インバータ部が有する複数のスイッチング素子の動作により多相の交流電力に変換する電流形インバータ装置の制御方法において
    　前記多相インバータ部のスイッチング素子間の転流時において、
    　転流先と転流元のスイッチング素子の駆動タイミングを制御することによって、転流先のスイッチング素子と転流元のスイッチング素子が共にオン状態となる重なり区間の生成、および、共振電流を制御し、
    　前記重なり区間において、前記共振電流を、転流元のスイッチング素子に対して逆バイアス方向に供給し、当該スイッチング素子に逆並列接続された転流ダイオードに対して順バイアス方向に供給することによって、当該転流元のスイッチング素子を前記重なり区間において零電流および零電圧とし、
    　転流元のスイッチング素子がオン状態からオフ状態への切り替わる時点における転流動作を零電流および零電圧で行うことを特徴とする、電流形インバータ装置の制御方法。
  8. 　前記多相インバータ部はスイッチング素子のブリッジ構成と、当該ブリッジ構成において相対するスイッチング素子の接続端子間に接続した共振回路とを備え、
    　前記スイッチング素子間の転流時において、転流先のスイッチング素子への電流を前記共振回路に導入して共振電流を生成し、
    　前記重なり区間において、当該生成した共振電流を転流元のスイッチング素子に対して当該スイッチング素子の逆バイアス方向に供給することを特徴とする、請求項７に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
  9. 　前記多相インバータ部は直流電力をｎ相の交流電力に変換するインバータであり、
    　前記重なり区間の位相分θtは、
    　スイッチング素子間の短絡を防ぐための条件としてπ／２ｎ＞θtを満たし、
    　重なり区間内において転送元のスイッチング素子に流れる順方向電流を零に減少させるための条件としてsin（θｔ）＞（多相インバータ部の相電流／共振電流の最大ピーク値）を満たすことを特徴とする、請求項７又は８に記載の電流形インバータ装置の制御方法。
  10. 　前記共振回路の共振電流の最大ピーク値は、多相インバータ部の各相の相電流値よりも大であることを特徴とする、請求項７から９の何れか一つに記載の電流形インバータ装置の制御方法。
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US14/000,077 US8730700B2 (en) 2012-02-23 2012-02-23 Current source inverter and method for controlling current source inverter
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015029273A1 (ja) * 2013-08-27 2015-03-05 株式会社京三製作所 単相インバータ
CN105075402A (zh) * 2013-09-27 2015-11-18 株式会社京三制作所 直流电源装置、直流电源装置的控制方法
JP2016213116A (ja) * 2015-05-12 2016-12-15 富士電機株式会社 誘導加熱装置
US20200328676A1 (en) * 2016-05-31 2020-10-15 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Smart cable and methods thereof
JP7372178B2 (ja) 2020-03-06 2023-10-31 新電元工業株式会社 電源装置

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE12884309T1 (de) * 2012-09-05 2015-09-17 Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. Gleichstromversorgungsvorrichtung und steuerungsverfahren für die gleichstromversorgungsvorrichtung
DE102012216008A1 (de) * 2012-09-10 2014-03-13 Robert Bosch Gmbh Betriebszustandsschaltung für Wechselrichter und Verfahren zum Einstellen von Betriebszuständen eines Wechselrichters
EP3054750B1 (en) * 2013-10-04 2019-05-01 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power-supply device
US10892140B2 (en) 2018-07-27 2021-01-12 Eagle Harbor Technologies, Inc. Nanosecond pulser bias compensation
US10978955B2 (en) 2014-02-28 2021-04-13 Eagle Harbor Technologies, Inc. Nanosecond pulser bias compensation
US9960763B2 (en) 2013-11-14 2018-05-01 Eagle Harbor Technologies, Inc. High voltage nanosecond pulser
US10020800B2 (en) 2013-11-14 2018-07-10 Eagle Harbor Technologies, Inc. High voltage nanosecond pulser with variable pulse width and pulse repetition frequency
US11539352B2 (en) 2013-11-14 2022-12-27 Eagle Harbor Technologies, Inc. Transformer resonant converter
US10483089B2 (en) 2014-02-28 2019-11-19 Eagle Harbor Technologies, Inc. High voltage resistive output stage circuit
EP2937976B1 (en) * 2014-04-22 2017-11-22 Skf Magnetic Mechatronics Electronic magnetic bearing controller with an automatic reactive power compensation device
CN103973150B (zh) * 2014-05-21 2016-11-09 重庆大学 电流型逆变电源
JP6424533B2 (ja) * 2014-09-17 2018-11-21 株式会社リコー 電圧共振型インバータ装置及びその制御方法と表面改質装置
CN104485825B (zh) * 2014-11-28 2017-02-22 山东华天电气有限公司 单相可编程电流源装置及其控制方法
US9780639B2 (en) 2015-01-19 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Protection from hard commutation events at power switches
US9780636B2 (en) 2015-01-19 2017-10-03 Infineon Technologies Austria Ag Protection from hard commutation events at power switches
CN106329977B (zh) * 2015-07-03 2018-10-09 台达电子工业股份有限公司 逆变电路的控制方法
US11430635B2 (en) 2018-07-27 2022-08-30 Eagle Harbor Technologies, Inc. Precise plasma control system
US11004660B2 (en) 2018-11-30 2021-05-11 Eagle Harbor Technologies, Inc. Variable output impedance RF generator
US10177681B2 (en) * 2016-06-24 2019-01-08 Infineon Technologies Austria Ag Power converter including an autotransformer and power conversion method
US10135351B2 (en) 2016-08-11 2018-11-20 MohammadReza Haji Moradi Javarsiani Circuit and method for AC-to-AC voltage conversion
CN115378264A (zh) 2017-02-07 2022-11-22 鹰港科技有限公司 变压器谐振转换器
US11005384B2 (en) * 2017-04-03 2021-05-11 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device
JP6902962B2 (ja) * 2017-08-22 2021-07-14 ダイヤモンド電機株式会社 コンバータ
KR102208429B1 (ko) 2017-08-25 2021-01-29 이글 하버 테크놀로지스, 인코포레이티드 나노초 펄스를 이용한 임의의 파형 발생
EP3525348B1 (en) * 2018-02-08 2021-08-25 General Electric Technology GmbH Switching apparatus
US11532457B2 (en) 2018-07-27 2022-12-20 Eagle Harbor Technologies, Inc. Precise plasma control system
US11222767B2 (en) 2018-07-27 2022-01-11 Eagle Harbor Technologies, Inc. Nanosecond pulser bias compensation
US10607814B2 (en) * 2018-08-10 2020-03-31 Eagle Harbor Technologies, Inc. High voltage switch with isolated power
US11302518B2 (en) 2018-07-27 2022-04-12 Eagle Harbor Technologies, Inc. Efficient energy recovery in a nanosecond pulser circuit
KR20230025034A (ko) * 2018-08-10 2023-02-21 이글 하버 테크놀로지스, 인코포레이티드 RF 플라즈마 반응기용 플라즈마 시스(sheath) 제어
WO2020110225A1 (ja) 2018-11-28 2020-06-04 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
TW202308306A (zh) 2019-01-08 2023-02-16 美商鷹港科技股份有限公司 產生高壓脈波之方法
TWI778449B (zh) 2019-11-15 2022-09-21 美商鷹港科技股份有限公司 高電壓脈衝電路
CN110927451B (zh) * 2019-11-28 2021-08-13 中电科仪器仪表有限公司 一种电磁频谱监测接收机分布式信号融合方法
WO2021134000A1 (en) 2019-12-24 2021-07-01 Eagle Harbor Technologies, Inc. Nanosecond pulser rf isolation for plasma systems
CN113691112B (zh) * 2021-08-12 2023-02-28 苏州汇川控制技术有限公司 三相逆变器及其过流保护方法和变频器
CN116526874B (zh) * 2023-07-04 2023-09-08 湖南大学 一种零电压导通的lc谐振电源控制电路及其控制方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04317564A (ja) * 1991-04-17 1992-11-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 共振形ｐｗｍインバータ
JPH08298777A (ja) 1995-04-25 1996-11-12 Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd 電流形インバータの転流制御方法および装置
JPH11332249A (ja) * 1998-05-08 1999-11-30 Denso Corp 共振形インバータ装置
JP2002325464A (ja) 2001-04-26 2002-11-08 Honda Motor Co Ltd 共振形インバータ回路
JP2004023881A (ja) 2002-06-14 2004-01-22 Honda Motor Co Ltd 共振形インバータ
JP2010172183A (ja) * 2008-12-26 2010-08-05 Daikin Ind Ltd 電力変換装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5280421A (en) * 1992-06-17 1994-01-18 General Electric Company Current regulator for a four-legged three-phase inverter
JPH06284749A (ja) * 1993-03-29 1994-10-07 Nippon Electric Ind Co Ltd スナバレス・インバータ
CN2710247Y (zh) * 2004-01-02 2005-07-13 英属开曼群岛凹凸微系国际有限公司 用于非线性负载的高效率转换器电路
CN101217260A (zh) * 2008-01-18 2008-07-09 张振武 无速度传感器电动机转差率控制数字智能调速方法及系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04317564A (ja) * 1991-04-17 1992-11-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 共振形ｐｗｍインバータ
JPH08298777A (ja) 1995-04-25 1996-11-12 Mitsui Eng & Shipbuild Co Ltd 電流形インバータの転流制御方法および装置
JPH11332249A (ja) * 1998-05-08 1999-11-30 Denso Corp 共振形インバータ装置
JP2002325464A (ja) 2001-04-26 2002-11-08 Honda Motor Co Ltd 共振形インバータ回路
JP2004023881A (ja) 2002-06-14 2004-01-22 Honda Motor Co Ltd 共振形インバータ
JP2010172183A (ja) * 2008-12-26 2010-08-05 Daikin Ind Ltd 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2677652A4

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015029273A1 (ja) * 2013-08-27 2015-03-05 株式会社京三製作所 単相インバータ
US9806629B2 (en) 2013-08-27 2017-10-31 Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. Single-phase inverter
CN105075402A (zh) * 2013-09-27 2015-11-18 株式会社京三制作所 直流电源装置、直流电源装置的控制方法
US9450519B2 (en) 2013-09-27 2016-09-20 Kyosan Electric Mfg. Co., Ltd. DC power source, and DC power source control method
CN105075402B (zh) * 2013-09-27 2017-04-05 株式会社京三制作所 直流电源装置、直流电源装置的控制方法
JP2016213116A (ja) * 2015-05-12 2016-12-15 富士電機株式会社 誘導加熱装置
US20200328676A1 (en) * 2016-05-31 2020-10-15 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Smart cable and methods thereof
JP7372178B2 (ja) 2020-03-06 2023-10-31 新電元工業株式会社 電源装置

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Publication number Publication date
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