WO2013054439A1 - 永久磁石型モータ - Google Patents

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WO2013054439A1
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permanent magnet
armature winding
slots
winding
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PCT/JP2011/073664
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中野　正嗣
阿久津　悟
浅尾　淑人
勇二 滝澤
迪 廣谷
瀧口　隆一
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a permanent magnet type motor, and more particularly to a motor used in an electric power steering device for a vehicle.
  • Patent Document 1 a structure of a permanent magnet type motor having a first three-phase stator winding and a second three-phase stator winding has been devised. Further, Patent Document 2 has a first three-phase winding and a second three-phase winding, and the first three-phase winding and the second three-phase winding are ⁇ / 6 each other. A rotating electric machine having a phase difference of 1 is disclosed.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides a permanent magnet type motor that achieves both a reduction in cogging torque and a reduction in torque ripple, as well as a reduction in size and weight and a reduction in torque ripple.
  • the purpose is to do.
  • the present invention A rotor comprising a rotor core and a plurality of permanent magnets provided on the rotor core;
  • a stator core having a plurality of teeth and two sets of three-phase armature windings housed in a plurality of slots formed in the stator core;
  • a permanent magnet motor configured such that one armature winding is supplied with current from a first inverter and the other one armature winding is supplied with current from a second inverter, For the two sets of three-phase armature windings, When the first armature winding is U1, V1, and W1, the second armature winding is U2, V2, and W2.
  • either one of the slots adjacent to each other is arranged such that the U1 phase of the first armature winding is placed in one of the slots adjacent to each other. At least one of the U1 phase of the first armature winding or the U2 phase of the second armature winding is placed;
  • the U1 phase, V1 phase, W1 phase and U2 phase, V2 phase, W2 phase of the armature winding are driven with an electrical angle of 20 ° to 40 ° shifted from each other,
  • the slot opening width Ws of the stator core is: Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs is the inner radius of the stator core
  • Ns is the number of slots of the stator core.
  • a permanent magnet type motor that can achieve both a reduction in cogging torque and a reduction in torque ripple, as well as a reduction in size and weight and a reduction in torque ripple, and even if the slot opening width of the stator is small.
  • the torque ripple 6th order generated by the magnetic saturation of the stator core is small, and a small, high efficiency, low vibration, low noise permanent magnet motor can be realized.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a drive circuit of the permanent magnet type motor according to the first embodiment. It is explanatory drawing which shows the relationship between the torque ripple and cogging torque of the conventional permanent magnet type motor. It is explanatory drawing which shows the relationship between the torque ripple and cogging torque of the permanent magnet type motor of this invention. It is explanatory drawing which shows the cogging torque waveform of this invention and the conventional permanent magnet type
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing another example of the permanent magnet type motor in the fourth embodiment. It is sectional drawing which shows the permanent magnet type motor of Embodiment 5 of this invention.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the main part showing the slot opening and its peripheral part in the permanent magnet type motor of the first embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a connection example of armature windings of the permanent magnet type motor according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of connection of armature windings of a permanent magnet type motor according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating an example of connection of armature windings of a permanent magnet type motor according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing another example of the permanent magnet motor according to the fifth embodiment. It is a schematic block diagram which shows the electric power steering apparatus of Embodiment 6 of this invention.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of the permanent magnet type motor 10 of the first embodiment, and shows an example of 10 poles and 12 slots.
  • the rotor 11 is provided so as to be rotatable inside the stator 21, and is provided at equal intervals on the shaft 14, the rotor core 12 provided on the outside thereof, and the outer peripheral side of the rotor core 12.
  • a permanent magnet 13 is provided.
  • the stator 21 includes an annular core back 23, a total of 12 teeth 24 extending from the core back 23 in the inner diameter direction, and a stator core 22 in which a slot 27 is provided between two adjacent teeth 24.
  • Armature windings 30 wound around each tooth 24 in a concentrated manner Armature windings 30 wound around each tooth 24 in a concentrated manner.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core 22 are omitted.
  • numbers 1 to 12 are assigned to the teeth 24.
  • the armature winding (hereinafter also referred to as a coil) 30 that is intensively wound around each tooth 24 is numbered for convenience so that it can be identified as one of the three-phase coils of U, V, and W. It expresses.
  • Each UVW phase is U phase is U11, U12, U21, U22 V phase is 4 pieces of V11, V12, V21, V22
  • the W phase is composed of W11, W12, W21, and W22, and as shown in FIG. 1, each coil corresponds to each of the teeth 24-1 to U11, U12, V11, V12, W11, W12. , U21, U22, V21, V22, W21, W22 are arranged in this order.
  • the winding direction of the winding is U11 and U12 are opposite to each other U21 and U22 are opposite to each other V11 and V12 are opposite to each other V21 and V22 are opposite to each other W11 and W12 are opposite to each other W21 and W22 are opposite to each other.
  • U11 and U21 are connected in series to form a U1-phase coil
  • V11 and V21 are connected in series to form a V1-phase coil
  • W11 and W21 are connected in series to form a W1 phase coil.
  • the above three coils are Y-connected with N1 as a neutral point to constitute a first armature winding 30-1.
  • U12 and U22 are connected in series to form a U2-phase coil
  • V12 and V22 are connected in series to form a V2-phase coil
  • W12 and W22 are connected in series to form a W2-phase coil
  • the above three coils are Y-connected with N2 as a neutral point to constitute a second armature winding 30-2.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram including motor 10 and ECU 101 in the first embodiment.
  • the motor 10 is the permanent magnet motor 10 having 10 poles and 12 slots as described in FIG. In FIG. 4, details are omitted for simplicity, and only the armature winding 30 of the motor 10 is shown.
  • the armature winding 30 of the motor 10 includes a first armature winding 30-1 constituted by a first U-phase winding U1, a first V-phase winding V1, and a first W-phase winding W1.
  • the second armature winding 30-2 is composed of a second U-phase winding U2, a second V-phase winding V2, and a second W-phase winding W2.
  • the ECU 101 includes two inverters 102, and supplies three-phase currents to the first and second armature windings 30-1 and 30-2 from the respective inverters 102-1 and 102-2.
  • the ECU 101 is supplied with DC power from a power source 103 such as a battery, and is connected to a power relay 105 through a noise removing coil 104.
  • the power source 103 is depicted as if inside the ECU 101, but in reality, power is supplied from an external power source such as a battery via a connector.
  • the power relay 105 includes two power relays 105-1 and 105-2, each composed of two MOS-FETs.
  • the power relay 105 When a failure occurs, the power relay 105 is opened to prevent excessive current from flowing.
  • the power supply relay 105 is connected in the order of the power supply 103, the coil 104, and the power supply relay 105, but it goes without saying that the power supply relay 105 may be provided at a position closer to the power supply 103 than the coil 104.
  • Capacitor 106-1 and capacitor 106-2 are smoothing capacitors. In FIG. 4, each capacitor is composed of one capacitor, but it goes without saying that a plurality of capacitors may be connected in parallel.
  • the inverter 102- and the inverter 102-2 are each composed of a bridge using six MOS-FETs.
  • the MOS-FET 107-1 and the MOS-FET 107-2 are connected in series, and the MOS-FET 107- 3, MOS-FET 107-4 are connected in series, MOS-FET 107-5 and MOS-FET 107-6 are connected in series, and these three sets of MOS-FETs are connected in parallel.
  • one shunt resistor is connected to each of the lower three MOS-FETs 107-2, 4 and 6 on the GND (ground) side.
  • the shunt 109-1, the shunt 109-2, and the shunt 109-3 are connected to each other. It is said.
  • These shunt resistors are used for detecting the current value.
  • the example of three shunts was shown, since two shunts may be used, current detection is possible even with one shunt. Needless to say.
  • the current is supplied to the motor 10 side between the MOS-FETs 107-1 and 2 through the bus bar to the U1 phase of the motor 10, and between the MOS-FETs 107-3 and 4 through the bus bar. Is supplied to the W1 phase of the motor 10 from between the MOS-FETs 107-5 and 6 through a bus bar or the like.
  • the inverter 102-2 has the same configuration. In the inverter 102-2, the MOS-FET 108-1 and the MOS-FET 108-2 are connected in series, and the MOS-FET 108-3 and the MOS-FET 108-4 are connected in series.
  • MOS-FET 108-5 and MOS-FET 108-6 are connected in series, and these three sets of MOS-FETs are connected in parallel. Further, one shunt resistor is connected to each of the GND (ground) sides of the lower three MOS-FETs 108-2, 4 and 6, and a shunt 110-1, a shunt 110-2, and a shunt 110-3 are connected. It is said. These shunt resistors are used for detecting the current value. In addition, although the example of three shunts was shown, since two shunts may be used, current detection is possible even with one shunt. Needless to say.
  • the current is supplied to the motor 10 from between the MOS-FETs 108-1 and 2 to the U2 phase of the motor 10 through a bus bar, and from between the MOS-FETs 108-3 and 4 through the bus bar.
  • the two inverters 102-1 and 102-2 are switched by sending a signal from a control circuit (not shown) to the MOS-FET according to the rotation angle detected by the rotation angle sensor 111 provided in the motor 10.
  • a desired three-phase current is supplied to the second armature windings 30-1 and 30-2.
  • a resolver, a GMR sensor, an MR sensor, or the like is used for the rotation angle sensor 111.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view of the main part showing the slot opening 28 of the stator core 22, the slot opening, and the periphery thereof. For simplicity, only three teeth 24 and three magnetic poles of the permanent magnet 13 are shown.
  • the stator core 22 has a tooth 24 extending from the annular core back 23 toward the inner diameter side and a tooth tip 26 having a shape extending in the circumferential direction.
  • a slot opening 28 is provided between adjacent teeth 24, and the adjacent teeth 24 are joined by a joining surface 38.
  • a frame 35 is fixed to the outer peripheral side of the stator core 22 by press fitting or shrink fitting.
  • An insulator 37 is provided in the slot 27 of the stator core 22 to ensure electrical insulation between the stator core 22 and the armature winding 30.
  • the armature winding 30 is intensively wound around each tooth 24.
  • the coils U11 and U12 are wound in opposite directions to form a U1 phase and a U2 phase. If the phase difference between the U1 phase and the U2 phase is the same or a small phase difference such as 20 ° to 40 °, a large current flows through the two coils simultaneously. At this time, a leakage magnetic flux is generated in the magnetic path 36 between the adjacent teeth 24. This leakage magnetic flux does not contribute to the torque of the motor 10, but increases the magnetic flux density of the teeth 24 and magnetic saturation occurs in the stator core 22, resulting in torque ripple 6th order (component of electrical angle 360 degree period as primary). There was a problem that it would increase.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the slot opening width, cogging torque, and torque ripple of a conventional permanent magnet type motor.
  • the horizontal axis is a parameter obtained by normalizing the slot opening width Ws with the slot pitch.
  • the slot pitch was a value obtained by dividing the circumference of a circle having the radius Rs in the stator by the number of slots Ns. That is, Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) was used as a parameter.
  • the cogging torque 12th order 12
  • the torque ripple increases as the slot opening width decreases. This is a result of magnetic saturation occurring in the stator core 22 due to the influence of the magnetic flux leaking from the slot opening 28 as the magnetic path 36, as described above.
  • the effect of reducing torque ripple is greater when compared with the conventional case when the slot opening width Ws is small. Even if magnetic saturation occurs in the stator core 22, torque is generated by the two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2. It shows that the ripple 6th order component is reduced. Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15 It can be seen that cogging torque Ns order reduction and torque ripple sixth order reduction are compatible.
  • FIG. 7 shows a cogging torque waveform.
  • the horizontal axis represents the rotation angle (mechanical angle), and the vertical axis represents the cogging torque.
  • many cogging torques of the 12th order (corresponding to the number of slots Ns) per rotation are included, but in the present invention, they are small and greatly reduced.
  • FIG. 8 shows a torque ripple waveform.
  • the horizontal axis represents the rotation angle (electrical angle), and the vertical axis represents the torque ripple. It can be seen that the electrical angle sixth-order component is greatly reduced.
  • a rotor comprising a rotor core 12 and a plurality of permanent magnets 13 provided on the rotor core;
  • a stator 21 having a stator core 22 having a plurality of teeth 24 and two sets of three-phase armature windings 30 housed in a plurality of slots 27 formed in the stator core;
  • One armature winding 30-1 is supplied with current from the first inverter 102-1, and the other one armature winding 30-2 is supplied with current from the second inverter 102-2.
  • the U1 phase of the first armature winding is placed in both of the slots adjacent to each other.
  • the U1 phase, V1 phase, W1 phase and U2 phase, V2 phase, W2 phase of the armature winding are driven with an electrical angle of 20 ° to 40 ° shifted from each other, Furthermore, the slot opening width Ws of the stator core 22 is: Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs is the inner radius of the stator core
  • Ns is the number of slots of the stator core, so that the torque ripple sixth order generated by the magnetic saturation of the stator core is small, and the size and efficiency are low. A motor with low vibration and noise can be obtained. Further, it is possible to achieve the effect of coexistence with the reduction of the cogging torque whose order matches the number of slots.
  • the slot opening width Ws is configured to be smaller than the coil wire diameter Dc, the coil will not come out of the slot 27 toward the rotor 11, and the coil will not be pinched by the gap between the rotor 11 and the stator 21. An effect is also obtained.
  • the configuration of the first embodiment has an effect that the tooth width and the core back thickness can be reduced to reduce the size of the motor. If the tooth width Wt in FIG. 12 is small, the magnetic flux density in the portion of the tooth 24 becomes high, magnetic saturation occurs, and the torque ripple sixth order (with the electrical angle of 360 degrees as the primary) greatly increases. Especially with a small slot opening width Ws Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15 In such a case, the effect becomes significant.
  • the torque ripple sixth order is reduced even if magnetic saturation occurs in the iron core, so that the cross-sectional area of the slot 27 can be increased, and the armature winding Since the resistance can be reduced, there is an effect that a small and high output motor can be obtained.
  • the teeth width Wt is at its smallest point. 0.50 ⁇ Wt / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.65
  • the slot cross-sectional area can be secured widely.
  • Rs is the inner radius of the stator core 22
  • Ns is the number of slots of the stator core 22.
  • the core back thickness Wc is small, the magnetic flux density in the core back 23 portion increases, magnetic saturation occurs, and the torque ripple sixth order (with an electrical angle of 360 degrees as the primary order) greatly increases. Especially with a small slot opening width Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15 In such a case, the effect becomes significant. However, with the permanent magnet motor 10 having the configuration of the first embodiment, the torque ripple sixth order is reduced even if magnetic saturation occurs in the iron core, so that the cross-sectional area of the slot 27 can be increased, and the armature winding Since the resistance can be reduced, there is an effect that a small and high output motor can be obtained.
  • the core back 23 particularly affects the diameter of the motor 10, it also has an effect of contributing to space saving of the electric power steering apparatus.
  • the core back thickness Wc is at its smallest point. 0.18 ⁇ Wc / (2 ⁇ Rs / M) ⁇ 0.50
  • the outer diameter of the motor 10 can be reduced.
  • Rs is the inner radius of the stator core 22, and M is the number of poles.
  • FIG. FIG. 2 is a cross-sectional view of the permanent magnet type motor 10 of the second embodiment.
  • the stator 21 includes an annular core back 23, a total of 18 teeth 24 extending in the inner diameter direction from the core back 23, a stator core 22 in which a slot 27 is provided between two adjacent teeth 24,
  • the armature winding 30 is wound around each tooth 24 in a concentrated manner.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core are omitted.
  • numbers 1 to 18 are assigned to the teeth 24.
  • the armature windings (coils) 30 that are intensively wound around the teeth 24 are numbered for convenience so that they can be identified as any of the three-phase coils U, V, and W. Yes.
  • Each UVW phase is U phase is U11, U12, U13, U21, U22, U23 V phase is V11, V12, V13, V21, V22, V23
  • the W phase is composed of 6 pieces of W11, W12, W13, W21, W22, and W23. As shown in FIG. 1, each coil corresponds to each of the teeth 24-1 to 18, and U11, V11, V12, W11.
  • U12, U13, V13, W12, W13, U21, V21, V22, W21, U22, U23, V23, W22, W23, that is, at least one of the slots 27 adjacent to each other in the stator core 22 Is arranged such that at least one of the armature windings of the U1 phase or the U2 phase is accommodated.
  • U11, U12, and U13 are connected in series to form a U1 phase that is a first U-phase winding. At this time, the coil winding direction of U12 is opposite to that of U11 and U13.
  • U21, U22, and U23 are connected in series to form a U2 phase that is a second U-phase winding.
  • the coil winding direction of U22 is opposite to that of U21 and U23.
  • V11, V12, and V13 are connected in series to form the V1 phase that is the first V-phase winding.
  • the coil winding direction of V12 is opposite to that of V11 and V13.
  • V21, V22, and V23 are connected in series to form a V2 phase that is the second V-phase winding.
  • the winding direction of V22 is opposite to that of V21 and V23.
  • W11, W12, and W13 are connected in series to form the W1 phase that is the first W-phase winding.
  • the coil winding direction of W12 is opposite to that of W11 and W13.
  • W21, W22, and W23 are connected in series to form a W2 phase that is a second W-phase winding. At this time, the coil winding direction of W22 is opposite to that of W21 and W23.
  • FIG. 14 shows how these 18 coils are connected.
  • U11, U12, and U13 are connected in series to form a U1 phase coil.
  • V11, V12, and V13 are connected in series to form a V1 phase coil.
  • W11, W12, and W13 are connected in series to form a W1 phase coil.
  • the above three coils are Y-connected with N1 as a neutral point to constitute a first armature winding 30-1.
  • U21, U22, and U23 are connected in series to form a U2-phase coil.
  • V21, V22, and V23 are connected in series to form a V2-phase coil.
  • W21, W22, and W23 are connected in series to form a W2-phase coil.
  • the above three coils are Y-connected with N2 as a neutral point to constitute a second armature winding 30-2.
  • the rotor 11 is a motor 10 having 14 poles and a stator 21 having 18 slots.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable.
  • the rotor 11 is provided with a shaft 14 serving as a rotating shaft and a rotor core 12 outside the shaft 14.
  • the permanent magnet 13 has a shape in which the length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and 14 permanent magnets 13 are arranged at equal intervals in the circumferential direction.
  • the magnetization direction of the permanent magnet 13 is magnetized so that N and S shown in FIG. That is, the facing surfaces of the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so as to have the same pole. By adopting such a magnetization direction, there is an effect that the magnetic flux is concentrated on the rotor core 12 and the magnetic flux density is increased.
  • a rotor core 12 is interposed between adjacent permanent magnets 13.
  • the surface of the rotor core 12 facing the stator 21 has a curved surface portion 31, and the curved surface has a convex shape that shortens the gap length with the stator 21 at an intermediate point between adjacent permanent magnets 13.
  • a curved surface is formed. With such a shape, the waveform of the magnetic flux density generated in the air gap can be smoothed, so that cogging torque and torque ripple can be reduced.
  • a nonmagnetic portion 32 is provided so as to be in contact with the end face on the inner diameter side of the permanent magnet 13. This part may be air, may be filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • a connecting portion 34 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two. Since the connecting portion 34 is longer in the radial direction than the circumferential length, the magnetic flux can be concentrated on the rotor core 12 and the torque becomes high.
  • the structure in which the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 has a problem that the torque ripple is larger and the vibration noise is larger than that of the surface magnet type.
  • the configuration of the connection of the armature winding 30 is shown in FIG.
  • the sixth-order torque ripple can be reduced by setting the electrical angle to 20 ° to 40 °, preferably 30 °.
  • the slot opening width Ws of the stator core 22 is Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs the inner radius of the stator core
  • Ns the number of slots of the stator core
  • the cogging torque whose order matches Ns is significantly reduced, and the stator core is affected by leakage magnetic flux. Even if magnetic saturation occurs in 22, sixth-order torque ripple can be reduced.
  • 14 poles and 18 slots the second-order electromagnetic excitation force can be reduced, resulting in low vibration and low noise. That is, it is possible to achieve both high torque and low vibration / noise.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the permanent magnet type motor 10 of the third embodiment.
  • the rotor 11 is provided so as to be rotatable inside the stator 21, and the permanent magnet 14 is provided at equal intervals on the outer periphery of the rotor core 12 and the rotor core 12 provided outside the shaft 14. It has a magnet 13.
  • the stator 21 includes an annular core back 23, a total of 24 teeth 24 extending in the inner diameter direction from the core back 23, and a stator core 22 in which a slot 27 is provided between two adjacent teeth 24 and each tooth.
  • the armature winding 30 is wound around 24 in a concentrated manner.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core 22 are omitted.
  • numbers 1 to 24 are assigned to the teeth 24.
  • the armature windings 30 (coils) that are intensively wound around the teeth 24 are numbered and expressed for convenience so that it can be understood which of the three-phase coils U, V, and W. Yes.
  • Each UVW phase is There are 8 U phases: U11, U12, U21, U22, U31, U32, U41, U42 V phase is 8 pieces of V11, V12, V21, V22, V31, V32, V41, V42
  • the W phase is composed of eight pieces of W11, W12, W21, W22, W31, W32, W41, and W42, and each coil corresponds to each of the teeth 24-1 to 24, as shown in FIG. , V11, V12, W11, W12, U21, U22, V21, V22, W21, W22, U31, U32, V31, V32, W31, W32, U41, U42, V41, V42, W41, W42 It has become.
  • the winding direction of the coil is U11 and U12 are opposite to each other, U21 and U22 are opposite to each other, U31 and U32 are opposite to each other, U41 and U42 are opposite to each other, and the same applies to the V phase and the W phase.
  • These are Y-connected or ⁇ -connected to form two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first armature winding 30-1 is configured from U11, U21, U31, U41, V11, V21, V31, V41, W11, W21, W31, and W41.
  • U12, U22, U32, U42, V12, V22, V32, V42, W12, W22, W32, W42, constitute a second armature winding 30-2.
  • the permanent magnet 13 of the rotor 11 is longer in the radial direction than the circumferential length, so that the magnetic flux can be concentrated on the rotor core 12 and the torque becomes high.
  • the structure in which the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 has a problem that the electromagnetic excitation force is increased and the vibration noise is increased as compared with the surface magnet type, but there are two sets of three-phase inverters shown in FIG.
  • the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °. As a result, the sixth-order torque ripple can be reduced.
  • the slot opening width Ws of the stator core 22 is Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs the inner radius of the stator core
  • Ns the number of slots of the stator core
  • the cogging torque whose order matches Ns is significantly reduced, and the stator core is affected by leakage magnetic flux. Even if magnetic saturation occurs in 22, sixth-order torque ripple can be reduced.
  • P of M and Ns is 4, which is 3 or more. At this time, the second-order electromagnetic excitation force can be reduced, resulting in low vibration and low noise.
  • FIG. 9 is a sectional view of the permanent magnet type motor 10 according to the fourth embodiment.
  • the rotor 11 is provided so as to be rotatable inside the stator 21, and the permanent core provided at equal intervals on the outer periphery side of the shaft 14, the rotor core 12 provided on the outer side of the shaft 14, and the rotor core 12. It has a magnet 13.
  • the stator 21 includes an annular core back 23, a total of 48 teeth 24 extending in the inner diameter direction from the core back 23, and a stator core 22 in which a slot 27 is provided between two adjacent teeth 24. Each slot 27 has a distributed armature winding 30. This is an example in which the number of slots for each pole and phase is two.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core 22 are omitted.
  • numbers 1 to 6 are assigned to the slots 27.
  • the coils stored in the slots 27-1 to 6 are U11, U12, W11, W12, V11, V12 in this order, and the slots 27-7 to 12 are U21, U22, W21, W22 in order clockwise. , V21, V22.
  • Um1 in order of the numbers m, m + 1, m + 2, m + 3, m + 4, and m + 5 of the slot 27.
  • m represents an integer of 1 to 8.
  • Um1, Vm1, and Wm1 constitute a first armature winding 30-1 having three phases, U1, V1, and W1, and Um2, Vm2, and Wm2 are three of U2, V2, and W2, respectively.
  • a second armature winding 30-2 of the phase is configured. As shown in FIG. 15, two sets of Y connections may be used, or ⁇ connections may be used. Further, it is driven by two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2 shown in FIG. 4, and the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °.
  • the slot 27 of the stator core 22 has a structure in which the iron core is completely connected to the adjacent teeth 24, that is, has a closed slot portion 29.
  • a leakage magnetic flux is generated through a magnetic path between adjacent teeth 24.
  • the magnetic flux density of the stator core 22 increases, and magnetic saturation occurs. Due to this magnetic saturation, the torque ripple sixth-order component becomes large, and the motor 10 is not suitable for the electric power steering apparatus.
  • the two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2 are used.
  • phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °, Ingredients are greatly reduced. Further, since the closed slot structure is used, the influence of the shape error on the rotor 11 side, the variation of the shape of the permanent magnet 13 and the magnetic characteristics is reduced, and the cogging torque whose order matches the slot number Ns can be reduced.
  • the slot opening width Ws of the stator core 22 is Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs is the inner radius of the stator core
  • Ns is the number of slots of the stator core
  • FIG. 10 is a cross-sectional view of a permanent magnet motor 10 of another example of the present embodiment.
  • the rotor 11 is a motor 10 having 10 poles and a stator 21 having 60 slots.
  • the stator 21 has an annular core back 23 and a total of 60 teeth 24 extending from the core back 23 in the inner diameter direction.
  • a stator core 22 having a slot 27 between two adjacent teeth 24, and a distributed armature winding 30 in each slot 27.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core 22 are omitted.
  • numbers 1 to 6 are assigned to the slots 27.
  • the coils stored in the slots 27-1 to 6 are U11, U12, W11, W12, V11, V12 in this order, and the slots 27-7 to 12 are U21, U22, W21, W22 in order clockwise. , V21, V22.
  • m represents an integer of 1 to 10.
  • Um1, Vm1, and Wm1 constitute a first armature winding 30-1 having three phases, U1, V1, and W1, and Um2, Vm2, and Wm2 are three of U2, V2, and W2, respectively.
  • a second armature winding 30-2 of the phase is configured. As shown in FIG.
  • two sets of Y connections may be used, or ⁇ connections may be used. Further, it is driven by two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2 shown in FIG. 4, and the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable.
  • the rotor 11 is provided with a shaft 14 serving as a rotating shaft and a rotor core 12 outside the shaft 14.
  • the permanent magnet 13 has a shape in which the length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and ten permanent magnets 13 are arranged at equal intervals in the circumferential direction.
  • the magnetization direction of the permanent magnet 13 is magnetized in such a direction that N and S shown in FIG. That is, the facing surfaces of the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so as to have the same pole.
  • a rotor core 12 is interposed between adjacent permanent magnets 13.
  • the surface of the rotor core 12 facing the stator 21 has a curved surface portion 31, and the curved surface has a convex shape that shortens the gap length with the stator 21 at an intermediate point between adjacent permanent magnets.
  • a curved surface is formed. With such a shape, the waveform of the magnetic flux density generated in the air gap can be smoothed, so that cogging torque and torque ripple can be reduced.
  • a nonmagnetic portion 32 is provided so as to be in contact with the end face on the inner diameter side of the permanent magnet 13. This part may be air, may be filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • a connecting portion 34 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two.
  • the slot 27 of the stator core 22 has a structure in which the iron core is completely connected to the adjacent teeth 24, that is, has a closed slot portion 29.
  • a leakage magnetic flux is generated through a magnetic path between adjacent teeth 24.
  • the magnetic flux density of the stator core 22 increases, and magnetic saturation occurs. Due to this magnetic saturation, the torque ripple 6th order component becomes large and the motor 10 is not suitable for the electric power steering device.
  • two sets of three-phase inverters 102- 1 and 2 and the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °.
  • Torque ripple 6th order component is greatly reduced. Further, since the structure is closed, the influence of the shape error on the rotor 11 side, the variation of the shape and magnetic characteristics of the permanent magnet 13 is reduced, and the cogging torque whose order matches the slot number Ns can be reduced.
  • the slot opening width Ws of the stator core 22 is Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs is the inner radius of the stator core
  • Ns is the number of slots of the stator core
  • the magnetic flux can be concentrated on the rotor core 12 and the torque becomes high.
  • the structure in which the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 has a problem that the torque ripple is increased and the vibration noise is increased as compared with the surface magnet type, but the configuration of the connection of the armature winding 30 is shown in FIG. In this way, it is further driven by the two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2 shown in FIG. 4, and the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is calculated.
  • the sixth-order torque ripple can be reduced by setting the electrical angle to 20 ° to 40 °, preferably 30 °.
  • FIG. FIG. 11 is an example in which the arrangement of the permanent magnet type motor 10 of FIG. 10 of the fourth embodiment and the permanent magnets 13 of the rotor 11 are different.
  • the structure of the stator 21 is the same as in FIG.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable.
  • the rotor 11 is provided with a shaft 14 serving as a rotating shaft and a rotor core 12 outside the shaft 14.
  • the permanent magnet 13 has a shape in which the length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and five permanent magnets 13 are arranged at equal intervals in the circumferential direction.
  • the magnetization direction of the permanent magnet 13 is magnetized in such a direction that N and S shown in FIG.
  • the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so that the facing surfaces have different poles.
  • a nonmagnetic portion 32 is provided between the adjacent permanent magnets 13. This part may be air, filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • the magnetization direction as described above and further providing the non-magnetic portion 32, the magnetic flux is concentrated on the rotor core 12 and the magnetic flux density is increased.
  • the rotor core 12 is present on both sides of the permanent magnet 13 in the circumferential direction.
  • the surface of the rotor core 12 facing the stator 21 has a curved surface portion 31, and the curved surface has a convex shape that shortens the gap length with the stator 21 at an intermediate point between adjacent permanent magnets.
  • a curved surface is formed. With such a shape, the waveform of the magnetic flux density generated in the air gap can be smoothed, so that cogging torque and torque ripple can be reduced.
  • the nonmagnetic part 33 is provided so that the permanent magnet 13 and the nonmagnetic part 29 may be in contact with the end face on the inner diameter side.
  • This part may be air, may be filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted. By doing in this way, the leakage magnetic flux of the permanent magnet 13 can be reduced.
  • a connecting portion 34 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two.
  • the phase difference between the two is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °, so that the torque ripple sixth-order component is greatly reduced. Further, since the closed slot structure is used, the influence of the shape error on the rotor 11 side, the variation of the shape of the permanent magnet 13 and the magnetic characteristics is reduced, and the cogging torque whose order matches the slot number Ns can be reduced.
  • the slot opening width Ws of the stator core 22 is Ws / (2 ⁇ Rs / Ns) ⁇ 0.15
  • Rs is the inner radius of the stator core
  • Ns is the number of slots of the stator core
  • the magnetic flux can be concentrated on the rotor core 12 and the torque becomes high.
  • the structure in which the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 has a problem that the torque ripple is increased and the vibration noise is increased as compared with the surface magnet type, but the configuration of the connection of the armature winding 30 is shown in FIG. In this way, it is further driven by the two sets of three-phase inverters 102-1 and 102-2 shown in FIG. 4, and the phase difference between the first armature winding 30-1 and the second armature winding 30-2 is calculated.
  • the sixth-order torque ripple can be reduced by setting the electrical angle to 20 ° to 40 °, preferably 30 °.
  • the amount of the permanent magnet 13 is half that in FIG. 10, but the torque is not halved, the efficiency of magnet utilization is improved, and the torque and output per unit magnet amount are increased.
  • the cost can be reduced.
  • the above effect can be obtained if M / 2 permanent magnets 13 of the rotor 11 are arranged in the circumferential direction with respect to the number M of poles of the stator 21.
  • a neodymium-based permanent magnet 13, particularly dysprosium is used, there is an effect that the cost reduction effect is very large.
  • the example which embedded the permanent magnet 13 in the rotor core 12 was shown in FIG.
  • 11 and 16 show the case where the number of slots for each pole and each phase is two. However, if the number of slots is an even number of 2 or more, the same configuration can be obtained for the armature winding 30, and the same effect can be obtained.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram of an electric power steering device for an automobile.
  • the driver steers a steering wheel (not shown), and the torque is transmitted to the shaft 201 via a steering shaft (not shown).
  • the torque detected by the torque sensor 202 is converted into an electrical signal and transmitted to the ECU 101 (control unit) via the connector 203 through a cable (not shown).
  • vehicle information such as vehicle speed is converted into an electrical signal and transmitted to the ECU 101 via the connector 204.
  • the ECU 101 calculates necessary assist torque from the vehicle information such as the torque and the vehicle speed, and supplies current to the permanent magnet type motor 10 through the inverters 102-1 and 102-2 as shown in FIG.
  • the motor 10 is arranged in a direction parallel to the moving direction of the rack shaft (indicated by an arrow).
  • the power supply to the ECU 101 is sent from the battery or alternator via the power connector 205.
  • Torque generated by the permanent magnet motor 10 is decelerated by a gear box 206 containing a belt (not shown) and a ball screw (not shown), and a rack shaft (not shown) inside the housing 207 is moved in the direction of the arrow.
  • the driving force is generated to assist the driver's steering force.
  • the tie rod 208 moves and the tire can be steered to turn the vehicle.
  • the driver can turn the vehicle with a small steering force.
  • the rack boot 209 is provided so that foreign matter does not enter the apparatus.
  • the cogging torque and torque ripple generated by the motor 10 are transmitted to the driver via the gear, and therefore it is desirable that the cogging torque and torque ripple be small in order to obtain a good steering feeling. .
  • vibration and noise when the motor 10 is operated be small. Therefore, when the motor 10 described in the first to fifth embodiments is applied, the effects described in the respective embodiments can be obtained.
  • the second-order electromagnetic excitation force can be reduced, resulting in low vibration and low noise.
  • the motor 10 is arranged in a direction parallel to the moving direction of the rack shaft (indicated by an arrow).
  • the electric power steering device is a system suitable for a large vehicle, there is a problem that the motor 10 needs to have a high output, and at the same time the vibration and noise caused by the motor 10 increase.
  • the motor 10 described in the first to sixth embodiments is applied, this problem can be solved, and the electric power steering device can be applied to a large vehicle, and the fuel consumption can be reduced.
  • the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be modified or omitted as appropriate.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

コギングトルク低減とトルクリップル低減を両立すると共に，小型軽量化とトルクリップル低減をも両立する永久磁石型モータを提供する。 ２組の３相の電機子巻線について， 第１の電機子巻線３０－１はU1相，V1相，W1相 第２の電機子巻線３０－２はU2相，V2相，W2相 としたとき， ２組の３相の電機子巻線について， 第１の電機子巻線はU1相，V1相，W1相 第２の電機子巻線はU2相，V2相，W2相 としたとき， 複数のスロット２７のうち，いずれかの互いに隣り合うスロットの両方にU1相が納められている配置となっているか，あるいは いずれかの互いに隣り合うスロット２７の一方にU1相またはU2相の少なくとも一方が納められている配置となっており， U1相，V1相，W1相とU2相，V2相，W2相は互いに電気角20°～40°ずらして駆動され， さらに，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsは， Ws/(2πRs/Ns)≦0．15 ただし，Rs：固定子鉄心の内半径，Ns：固定子鉄心のスロット数 となるようにした。

Description

永久磁石型モータ
本発明は，永久磁石型モータに関するもので，特に車両用の電動パワーステアリング装置に用いられるモータに関するものである。
従来から例えば特許文献１に示されるように、第１の３相固定子巻線と第２の３相固定子巻線を備えた永久磁石型モータの構造が考案されている。
また，特許文献２には第１の三相巻線と第２の三相巻線とを有し，第１の三相巻線と前記第２の三相巻線とは，互いにπ／６の位相差を有することを特徴とする回転電機が開示されている。
特開平7-264822号公報 特開2010-268597号公報
しかしながら，特許文献１や特許文献２の構造では，スロット開口幅が大きいので，回転子側の工作誤差や永久磁石の形状や磁気特性のばらつきの影響を非常に受けやすく，コギングトルクが増大してしまうという課題があった。
したがって，このようなモータはコギングトルク低減の要求が非常に強い用途，たとえば，車両の電動パワーステアリング装置の用途には適していないという課題があった。
本発明は，上記のような問題点を解決するためになされたものであり，コギングトルク低減とトルクリップル低減を両立すると共に，小型軽量化とトルクリップル低減をも両立する永久磁石型モータを提供することを目的としている。
本発明は，
回転子鉄心と，この回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石とを具備する回転子と，
複数のティースを有する固定子鉄心と，この固定子鉄心に形成された複数のスロットに納められた２組の３相の電機子巻線とを具備する固定子とを備え，
一方の電機子巻線は第１のインバータから電流を供給され，他の一方の電機子巻線は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータにおいて，
前記２組の３相の電機子巻線について，
第１の電機子巻線はU1相，V1相，W1相
第２の電機子巻線はU2相，V2相，W2相
としたとき，
前記複数のスロットのうち，いずれかの互いに隣り合うスロットの両方に前記第１の電機子巻線のU1相が納められている配置となっているか，あるいは
いずれかの互いに隣り合うスロットの一方に前記第１の電機子巻線のU1相または前記第２の電機子巻線のU2相の少なくとも一方が納められている配置となっており，
前記電機子巻線のU1相，V1相，W1相とU2相，V2相，W2相は互いに電気角20°～40°ずらして駆動され，
さらに，前記固定子鉄心のスロット開口幅Wsは，
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となるようにしたものである。
本発明によれば，コギングトルク低減とトルクリップル低減が両立できると共に，小型軽量化とトルクリップル低減をも両立できる永久磁石型モータを得ることができ，特に固定子のスロット開口幅が小さくても，固定子鉄心の磁気飽和によって発生するトルクリップル６次が小さく，小型・高効率，低振動・低騒音の永久磁石型モータを実現することができる。　
本発明の実施の形態１の永久磁石型モータを示す断面図である。 本発明の実施の形態２の永久磁石型モータを示す断面図である。 本発明の実施の形態３の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態１の永久磁石型モータの駆動回路を示す回路構成図である。 従来の永久磁石型モータのトルクリップルとコギングトルクの関係を示す説明図である。 本発明の永久磁石型モータのトルクリップルとコギングトルクの関係を示す説明図である。 本発明及び従来の永久磁石型モータのコギングトルク波形を示す説明図である。 本発明及び従来の永久磁石型モータのトルクリップル波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態４の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態４における永久磁石型モータの他の例を示す断面図である。 本発明の実施の形態５の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態１の永久磁石型モータにおけるスロット開口部とその周辺部を示す要部断面図である。 実施の形態１の永久磁石型モータの電機子巻線の結線例を示す説明図である。 実施の形態２の永久磁石型モータの電機子巻線の結線例を示す説明図である。 実施の形態４の永久磁石型モータの電機子巻線の結線例を示す説明図である。 実施の形態５の永久磁石型モータの他の例を示す断面図である。 本発明の実施の形態６の電動パワーステアリング装置を示す概略構成図である。
以下，本発明の電動パワーステアリング用永久磁石型モータの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は実施の形態１の永久磁石型モータ１０の断面図で，１０極，１２スロットの例を示している。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるように設けられ，シャフト１４と，その外側に設けられた回転子鉄心１２と，回転子鉄心１２の外周側に１０個等間隔に設けられた永久磁石１３を有する。
固定子２１は，円環状のコアバック２３と，コアバック２３から内径方向に伸びた計１２個のティース２４と，隣合う２つティース２４の間にスロット２７が設けられた固定子鉄心２２と，各ティース２４に集中的に巻き回された電機子巻線３０を有する。
なお，図１では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間に設けられるインシュレータや固定子鉄心２２の外周に設けられるフレームを省略している。
また，便宜的にティース２４には１～１２まで番号を割り振っている。さらに，各ティース２４に集中的に巻き回されている電機子巻線（以下コイルとも言う）３０について，U,V,Wの３相のいずれのコイルか分かるように，便宜的に番号を付けて表している。
UVW各相は，
U相はU11，U12，U21，U22の4個
V相はV11，V12，V21，V22の4個
W相はW11，W12，W21，W22の4個
からそれぞれ構成され，図１に示すように各コイルはティース２４－１～１２それぞれに対応して，U11,　U12,　V11,　V12,　W11,　W12,　U21,　U22,　V21,　V22,　W21,　W22　の順に並んでいる構成となっている。
また，巻線の巻き方向は，
U11とU12とは互いに逆
U21とU22とは互いに逆
V11とV12とは互いに逆
V21とV22とは互いに逆
W11とW12とは互いに逆
W21とW22とは互いに逆
となっている。
これらのコイルは図１３に示すように，
U11とU21が直列接続され，U1相のコイルを構成し，
V11とV21が直列接続され，V1相のコイルを構成し，
W11とW21が直列接続され，W1相のコイルを構成し，
上記の３つのコイルがN1を中性点としてY結線され，第１の電機子巻線３０－１を構成する。
また，
U12とU22が直列接続され，U2相のコイルを構成し，
V12とV22が直列接続され，V2相のコイルを構成し，
W12とW22が直列接続され，W2相のコイルを構成し，
上記の３つのコイルがN2を中性点としてY結線されて，第２の電機子巻線３０－２を構成する。
次に駆動回路について説明する。
図４は実施の形態１におけるモータ１０とＥＣＵ１０１を含む回路構成図である。
モータ１０は図１で述べた極数が１０，スロット数が１２の永久磁石型モータ１０である。
図４では簡単のため詳細省略し，モータ１０の電機子巻線３０のみを示している。
モータ１０の電機子巻線３０は第１のU相巻線U1，第１のV相巻線V1，第1のW相巻線W1によって構成される第１の電機子巻線３０－１と第２のU相巻線U2，第２のV相巻線V2，第２のW相巻線W2によって構成される第２の電機子巻線３０－２とから構成される。
ＥＣＵ１０１も簡単のため詳細は省略し，インバータのパワー回路部のみを示す。
ＥＣＵ１０１は２台のインバータ１０２から構成されていて，それぞれのインバータ１０２－１，２から第１及び第２の電機子巻線３０－１，２に３相の電流を供給する。
ＥＣＵ１０１にはバッテリーなどの電源１０３から直流電源が供給されており，ノイズ除去用のコイル１０４を介して，電源リレー１０５が接続されている。
図４では電源１０３がＥＣＵ１０１の内部にあるかのように描かれているが，実際はバッテリ等の外部の電源からコネクタを介して電力が供給される。
電源リレー１０５は電源リレー１０５－１，２の２個あり，それぞれ２個のMOS-FETで構成され，故障時などは電源リレー１０５を開放して，過大な電流が流れないようにする。
なお，図４では，電源リレー１０５は電源１０３，コイル１０４，電源リレー１０５の順に接続されているが，コイル１０４よりも電源１０３に近い位置に設けられてもよいことは言うまでもない。
コンデンサ１０６－１，コンデンサ１０６－２は平滑コンデンサである。図４ではそれぞれ，１個のコンデンサで構成されているが，複数のコンデンサを並列に接続されて構成してもよいことは言うまでもない。
インバータ１０２－とインバータ１０２－２はそれぞれ６個のMOS-FETを用いたブリッジで構成され，インバータ１０２－１では，MOS-FET１０７－１，MOS-FET１０７－２が直列接続され，MOS-FET１０７－３，MOS-FET１０７－４が直列接続され，MOS-FET１０７－５，MOS-FET１０７－６が直列接続されて，さらにこの３組のMOS-FETが並列に接続されている。
さらに，下側の３つのMOS-FET１０７－２，４，６のGND（グランド）側にはそれぞれシャント抵抗が１つずつ接続されており，シャント１０９－１，シャント１０９－２，シャント１０９－３としている。これらシャント抵抗は電流値の検出に用いられる。
なお，シャントは３個の例を示したが，２個のシャントであってもよいし，１個のシャントであっても電流検出は可能であるため，そのような構成であってもよいことは言うまでもない。
モータ１０側への電流の供給は図４に示すようにMOS-FET１０７－１，２の間からバスバーなどを通じてモータ１０のU1相へ，MOS-FET１０７－３，４の間からバスバーなどを通じてモータ１０のV1相へ，MOS-FET１０７－５，６の間からバスバーなどを通じてモータ１０のW1相へそれぞれ供給される。
インバータ１０２－２も同様の構成となっていて，インバータ１０２－２では，MOS-FET１０８－１，MOS-FET１０８－２が直列接続され，MOS-FET１０８－３，MOS-FET１０８－４が直列接続され，MOS-FET１０８－５，MOS-FET１０８－６が直列接続されて，さらにこの３組のMOS-FETが並列に接続されている。
さらに，下側の３つのMOS-FET１０８－２，４，６のGND（グランド）側にはそれぞれシャント抵抗が１つずつ接続されており，シャント１１０－１，シャント１１０－２，シャント１１０－３としている。
これらシャント抵抗は電流値の検出に用いられる。なお，シャントは３個の例を示したが，２個のシャントであってもよいし，１個のシャントであっても電流検出は可能であるため，そのような構成であってもよいことは言うまでもない。
モータ１０側への電流の供給は図４に示すようにMOS-FET１０８－１，２の間からバスバーなどを通じてモータ１０のU2相へ，MOS-FET１０８－３，４の間からバスバーなどを通じてモータ１０のV2相へ，MOS-FET１０８－５，６の間からバスバーなどを通じてモータ１０のW2相へそれぞれ供給される。
２台のインバータ１０２－１，２はモータ１０に備えられた回転角度センサ１１１によって検出した回転角度に応じて制御回路（図示しない）からMOS-FETに信号を送ることでスイッチングし，第１及び第２の電機子巻線３０－１，２に所望の３相電流を供給する。
なお，回転角度センサ１１１はレゾルバやGMRセンサやMRセンサなどが用いられる。
図１２は固定子鉄心２２のスロット開口部２８とスロット開口部とその周辺部を示す要部断面図である。簡単のため，ティース２４は３個分，永久磁石１３の磁極は３極分のみ示す。
固定子鉄心２２は円環状のコアバック２３から内径側に伸びたティース２４と周方向に広がった形状のティース先端部２６を有する。隣り合うティース２４の間にはスロット開口部２８が設けられ，隣り合うティース２４は接合面３８で接合されている。
固定子鉄心２２の外周側にはフレーム３５が圧入や焼きばめによって固定されている。
固定子鉄心２２のスロット２７には固定子鉄心２２と電機子巻線３０との間の電気的絶縁を確保するためインシュレータ３７が設けられている。
電機子巻線３０は各ティース２４に集中的に巻き回されている。
すでに述べたとおり，コイルU11とU12は互いに逆方向に巻かれていてU1相とU2相を構成する。U1相とU2相の位相差が同じか，２０°～４０°のような小さい位相差であれば，大きな電流がこの２つのコイルに同時に流れることになる。
このとき，隣り合うティース２４の間の磁路３６に漏れ磁束が発生してしまう。この漏れ磁束はモータ１０のトルクに寄与しない代わりに，ティース２４の磁束密度を上げ，固定子鉄心２２に磁気飽和が発生し，結果としてトルクリップル６次（電気角360度周期の成分を１次とした）が増大してしまうという課題があった。
すなわち，固定子鉄心２２の互いに隣り合うスロット２７の両方にはU1相とU2相の少なくとも一方の電機子巻線３０が納められている配置となっている場合に漏れ磁束が多くなり上記のような課題がある。
これに対し，スロット開口部２８のスロット開口幅Wsを大きくすれば，漏れ磁束を低減できるが，スロット開口幅Wsが大きいと，パーミアンスの脈動が大きくなり，回転子１１側の形状誤差や永久磁石１３の形状や磁気特性のばらつきの影響が大きくなり，次数がスロット数Nsに一致するコギングトルクが増大してしまうという課題があった。
したがって，従来技術では，１回転あたりの次数がスロット数Nsに一致するコギングトルクの低減とトルクリップル６次の低減を両立することができなかった。
図５に従来の永久磁石型モータのスロット開口幅とコギングトルクとトルクリップルの関係を示した図である。
横軸はスロット開口幅Wsをスロットピッチで規格化したパラメータである。スロットピッチは固定子内半径Rsを半径とする円の円周の長さをスロット数Nsで除した値とした。すなわちWs/（2πRs/Ns）をパラメータとした。
スロット開口幅Wsが大きくなるにつれて，コギングトルク１２次（Ns=12）が急激に増加する。
一方，トルクリップルはスロット開口幅が小さいほど大きくなっている。これは先に説明した，スロット開口部２８を磁路３６として漏れる磁束の影響で固定子鉄心２２に磁気飽和が生じた結果である。
一方，図１のモータ１０を図４で示した２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動した場合は図６のようになる。コギングトルクは駆動回路や巻線には影響されないため，図５と同じ値を示す。一方，トルクリップルは全域にわたって低減されている。
これは，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としたことによりトルクリップルの６次成分が低減されたことに起因する。この位相差はモータ１０の駆動状態に応じて変化させてもよいし，たとえば30°で固定してもよい。
特に，従来と比べてトルクリップル低減効果が大きいのはスロット開口幅Wsが小さい場合であり，固定子鉄心２２に磁気飽和が発生しても，２組の３相インバータ１０２－１，２によってトルクリップル６次成分が低減されたことを示している。
Ws/（2πRs/Ns）≦0.15
としたときには，コギングトルクNs次の低減とトルクリップル６次の低減が両立することがわかる。
図７はコギングトルク波形を示す。横軸が回転角度（機械角），縦軸はコギングトルクを示す。従来は一回転あたり１２次（スロット数Nsに一致）のコギングトルクが多く含まれているが，本発明ではそれが小さく，大幅に低減されている。
図８はトルクリップル波形を示す。
横軸が回転角度（電気角），縦軸はトルクリップルを示す。電気角６次の成分が大幅に低減されていることがわかる。
この例では，固定子鉄心２２の互いに隣り合うスロット２７の両方にはU1相とU2相の少なくとも一方の電機子巻線３０が納められている配置となっている場合について述べたがこれに限らず，互いに隣り合うスロット２７の両方にU1相が納められている場合でも同様の効果が得られる。
また，図１３ではY結線の例を示したが，Δ結線でも同様の効果が得られる。
したがって，この実施の形態１のように，
回転子鉄心１２と，この回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石１３とを具備する回転子と１１，
複数のティース２４を有する固定子鉄心２２と，この固定子鉄心に形成された複数のスロット２７に納められた２組の３相の電機子巻線３０とを具備する固定子２１とを備え，
一方の電機子巻線３０－１は第１のインバータ１０２－１から電流を供給され，他の一方の電機子巻線３０－２は第２のインバータ１０２－２から電流を供給されるように構成した永久磁石型モータ１０において，
前記２組の３相の電機子巻線について，
第１の電機子巻線３０－１はU1相，V1相，W1相
第２の電機子巻線３０－２はU2相，V2相，W2相
としたとき，
前記複数のスロット２７のうち，いずれかの互いに隣り合うスロットの両方に前記第１の電機子巻線のU1相が納められている配置となっており，
前記電機子巻線のU1相，V1相，W1相とU2相，V2相，W2相は互いに電気角20°～40°ずらして駆動され，
さらに，前記固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsは，
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成とすれば，固定子鉄心の磁気飽和によって発生するトルクリップル６次が小さく，小型・高効率，低振動低騒音のモータが得られる。
また次数がスロット数に一致するコギングトルクの低減との両立ができるという効果が得られる。
スロット開口幅Wsがコイルの線径Dcより小さい構成としておけば，コイルがスロット２７から回転子１１側に抜け出ることがなく，コイルが回転子１１と固定子２１の空隙部分の挟まることがないという効果も得られる。
また，実施の形態１の構成にすると，ティース幅やコアバック厚さを小さくして，モータの小型化ができるという効果がある。
図１２のティース幅Wtが小さいとティース２４部分の磁束密度が高くなり，磁気飽和が生じ，トルクリップル６次（電気角360度周期を1次とした）が大幅に増えてしまう。特にスロット開口幅Wsを小さくして
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
とした場合にはその影響が顕著となる。
しかしながら，実施の形態１の構成の永久磁石型モータ１０にすると，鉄心に磁気飽和が生じてもトルクリップル６次が低減されるため，スロット２７の断面積を増やすことができ，電機子巻線抵抗を減らすことができるので小型高出力のモータを得ることができるという効果がある。
永久磁石１３として希土類の永久磁石を使った場合，ティース幅Wtについては，そのもっとも小さいところにおいて
0．50≦Wt/(2πRs/Ns)≦0．65
とすることができ，スロット断面積を広く確保することができる。ただし，Rsは固定子鉄心２２の内半径，Nsは固定子鉄心２２のスロット数である。
コアバック厚さWcについても同様である。コアバック厚さWcが小さいとコアバック２３部分の磁束密度が高くなり，磁気飽和が生じ，トルクリップル６次（電気角360度周期を1次とした）が大幅に増えてしまう。
特にスロット開口幅を小さくして
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
とした場合にはその影響が顕著となる。
しかしながら，実施の形態１の構成の永久磁石型モータ１０にすると，鉄心に磁気飽和が生じてもトルクリップル６次が低減されるため，スロット２７の断面積を増やすことができ，電機子巻線抵抗を減らすことができるので小型高出力のモータを得ることができるという効果がある。
コアバック２３は特にモータ１０の径に影響を与えるため，電動パワーステアリング装置の省スペース化に寄与するという効果もある。
永久磁石１３として希土類の永久磁石を使った場合，コアバック厚さWcについては，そのもっとも小さいところにおいて
0．18≦Wc/(2πRs/M)≦0．50
とすることができ，モータ１０の外径を小さくできる。
ただし，Rsは固定子鉄心２２の内半径，Mは極数である。
実施の形態２．
図２は実施の形態２の永久磁石型モータ１０の断面図である。
固定子２１は，円環状のコアバック２３とコアバック２３から内径方向に伸びた計１８個のティース２４と，隣合う２つティース２４の間にスロット２７が設けられた固定子鉄心２２と，各ティース２４に集中的に巻き回された電機子巻線３０を有する。
なお，図２では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間に設けられるインシュレータや固定子鉄心の外周に設けられるフレームを省略している。また，便宜的にティース２４には１～１８まで番号を割り振っている。
さらに，各ティース２４に集中的に巻き回されている電機子巻線（コイル）３０について，U,V,Wの３相のいずれのコイルか分かるように，便宜的に番号を付けて表している。
UVW各相は，
U相はU11，U12，U13，U21，U22，U23の６個
V相はV11，V12，V13，V21，V22，V23の６個
W相はW11，W12，W13，W21，W22，W23の６個
からそれぞれ構成され，図１に示すように各コイルはティース２４－１～１８それぞれに対応して，U11,　V11,　V12,　W11,　U12,　U13,　V13,　W12,　W13,　U21,　V21,　V22,　W21,　U22,　U23,　V23,　W22,　W23の順に並んでいる構成，すなわち，少なくとも固定子鉄心２２の互いに隣り合うスロット２７の一方にU1相またはU2相の少なくとも一方の電機子巻線が納められている配置となっている。
U11とU12とU13が直列接続されて第１のU相巻線であるU1相を構成している。このとき，U12はU11およびU13とはコイルの巻き方向が逆方向にとなっている。
また，U21とU22とU23が直列接続されて第２のU相巻線であるU2相を構成している。このとき，U22はU21およびU23とはコイルの巻き方向が逆方向となっている。
V11とV12とV13が直列接続されて第１のV相巻線であるV1相を構成している。
このとき，V12はV11およびV13とはコイルの巻き方向が逆方向となっている。
また，V21とV22とV23が直列接続されて第２のV相巻線であるV2相を構成している。このとき，V22はV21およびV23とはコイルの巻き方向が逆方向となっている。
W11とW12とW13が直列接続されて第１のW相巻線であるW1相を構成している。このとき，W12はW11およびW13とはコイルの巻き方向が逆方向となっている。
また，W21とW22とW23が直列接続されて第２のW相巻線であるW2相を構成している。このとき，W22はW21およびW23とはコイルの巻き方向が逆方向となっている。
この18個のコイルがどのように接続されるかについて図１４に示す。
コイルは図１４に示すように
U11とU12とU13とが直列接続され，U1相のコイルを構成し，
V11とV12とV13とが直列接続され，V1相のコイルを構成し，
W11とW12とW13とが直列接続され，W1相のコイルを構成し，
上記の３つのコイルがN1を中性点としてY結線され，第１の電機子巻線３０－１を構成する。
また，
U21とU22とU23とが直列接続され，U2相のコイルを構成し，
V21とV22とV23とが直列接続され，V2相のコイルを構成し，
W21とW22とW23とが直列接続され，W2相のコイルを構成し，
上記の３つのコイルがN2を中性点としてY結線されて，第２の電機子巻線３０－２を構成する。
回転子１１は極数が１４，固定子２１のスロット数が１８のモータ１０であり，回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるよう設けられている。回転子１１は回転軸となるシャフト１４とシャフト１４の外側に回転子鉄心１２が設けられている。
永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い形状をしており，この永久磁石１３が周方向に等間隔に１４個並んでいる。永久磁石１３の着磁方向は図２に示すNとSがそれぞれN極，S極になるような方向に着磁されている。
すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が互いに同じ極になるように着磁されている。このような着磁方向とすることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，隣り合う永久磁石１３の間には回転子鉄心１２が介在する。この回転子鉄心１２の固定子２１側に対向する面は曲面部３１を有し，その曲面の形状が隣り合う永久磁石１３間の中間地点において固定子２１との空隙長が短くなるような凸形状の曲面を形成している。
このような形状により，空隙に発生する磁束密度の波形を滑らかにできるため，コギングトルクやトルクリップルを小さくすることができる。
さらに，永久磁石１３の内径側の端面に接するように非磁性部３２を設けている。この部分は，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができる。
隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２とシャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２の間に連結部３４が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。この連結部３４は径方向長さが周方向長さに比べて長いため，磁束を回転子鉄心１２に集中させることができ高トルクとなる。
回転子鉄心１２に永久磁石１３が埋め込まれた構造では，表面磁石型に比べてトルクリップルが大きくなり振動騒音が大きくなるという課題があったが，電機子巻線３０の結線の構成を図１４のようにして，さらに図４に示す２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とすることによって６次のトルクリップルを低減することができる。　
さらに，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsが
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成としたことで，次数がNsに一致するコギングトルクを大幅に低減するとともに，漏れ磁束によって固定子鉄心２２に磁気飽和が生じても６次のトルクリップルを低減することができる。
さらには１４極１８スロットでは空間次数２次の電磁加振力が小さくすることができ低振動・低騒音となる。すなわち，高トルク化と低振動・低騒音化の両立が可能となる。図２の例以外にも極数M=18n±4n，スロット数Ns=18n　（nは整数）であれば同様の効果が得られる。
実施の形態３．
図３は実施の形態３の永久磁石型モータ１０の断面図である。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるように設けられ，シャフト１４とその外側に設けられた回転子鉄心１２と回転子鉄心１２の外周側に２０個等間隔に設けられた永久磁石１３を有する。
固定子２１は，円環状のコアバック２３とコアバック２３から内径方向に伸びた計２４個のティース２４と隣合う２つティース２４の間にスロット２７が設けられた固定子鉄心２２と各ティース２４に集中的に巻き回された電機子巻線３０を有する。
なお，図３では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間に設けられるインシュレータや固定子鉄心２２の外周に設けられるフレームを省略している。
また，便宜的にティース２４には１～２４まで番号を割り振っている。さらに，各ティース２４に集中的に巻き回されている電機子巻線３０（コイル）について，U,V,Wの３相のいずれのコイルか分かるように，便宜的に番号を付けて表している。
UVW各相は，
U相はU11，U12，U21，U22，U31，U32，U41，U42の８個
V相はV11，V12，V21，V22，V31，V32，V41，V42の８個
W相はW11，W12，W21，W22，W31，W32，W41，W42の８個
からそれぞれ構成され，図３に示すように各コイルはティース２４－１～２４それぞれに対応して，U11,　U12,　V11,　V12,　W11,　W12,　U21,　U22,　V21,　V22,　W21,　W22,　U31,　U32,　V31,　V32,　W31,　W32,　U41,　U42,　V41,　V42,　W41,　W42　の順に並んでいる構成となっている。
また，コイルの巻き方向は
U11とU12とは互いに逆であり，U21とU22とは互いに逆であり，
U31とU32とは互いに逆であり，U41とU42とは互いに逆であり，以下V相，W相も同様となっている。
これらをY結線あるいはΔ結線して２組の３相の電機子巻線３０を構成する。
２組の電機子巻線３０を構成する際，U11，U21，U31，U41，V11，V21，V31，V41，W11，W21，W31，W41から第１の電機子巻線３０－１を構成し，U12，U22，U32，U42，V12，V22，V32，V42，W12，W22，W32，W42，から第２の電機子巻線３０－２を構成する。
図３の構造では回転子１１の永久磁石１３は径方向長さが周方向長さに比べて長いため，磁束を回転子鉄心１２に集中させることができ高トルクとなる。
回転子鉄心１２に永久磁石１３が埋め込まれた構造では，表面磁石型に比べて電磁加振力が大きくなり振動騒音が大きくなるという課題があったが，図４に示す２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とすることによって６次のトルクリップルを低減することができる。
さらに，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsが
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成としたことで，次数がNsに一致するコギングトルクを大幅に低減するとともに，漏れ磁束によって固定子鉄心２２に磁気飽和が生じても６次のトルクリップルを低減することができる。
さらには２０極２４スロットでは極数M，スロット数NsとしたときMとNsの最大公約数Pが４であり，３以上の値となっている。
このとき空間次数２次の電磁加振力を小さくすることができ低振動・低騒音となる。すなわち，高トルク化と低振動・低騒音化の両立が可能となる。Pが３以上であれば同様の効果が得られる。
また，図３の例以外にも極数M=12n±2n，スロット数Ns=12n　（nは2以上の整数）であれば同様の効果が得られる。　
実施の形態４．
図９は実施の形態４の永久磁石型モータ１０の断面図である。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるように設けられ，シャフト１４とその外側に設けられた回転子鉄心１２と回転子鉄心１２の外周側に８個等間隔に設けられた永久磁石１３を有する。
固定子２１は，円環状のコアバック２３と，コアバック２３から内径方向に伸びた計４８個のティース２４と，隣合う２つティース２４の間にスロット２７が設けられた固定子鉄心２２と各スロット２７に分布巻の電機子巻線３０を有する。
これは毎極毎相のスロット数が２の例である。
なお，図９では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間に設けられるインシュレータや固定子鉄心２２の外周に設けられるフレームを省略している。
また，便宜的にスロット２７には１～６まで番号を割り振っている。
スロット２７－１～６に納められているコイルは順に，U11，U12，W11，W12，V11，V12となっていて，右回りに，スロット２７－７～１２が順にU21，U22，W21，W22，V21，V22となっている。
一般化するとスロット２７の番号m，m+1，m+2，m+3，m+4，m+5に対して，順にUm1,
Um2，Wm1，Wm2，Vm1，Vm2となっている。ただし，ｍは１～８の整数を表す。
さらに，Um1，Vm1，Wm1はU１相，V1相，W1相の３相の第１の電機子巻線３０－１を構成し，Um2，Vm2，Wm2はU2相，V2相，W2相の３相の第２の電機子巻線３０－２を構成する。
図１５のように２組のY結線としてもよいし，Δ結線としてもよい。
さらに図４に示す２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とする。
固定子鉄心２２のスロット２７は図９に示すように，隣り合うティース２４と完全に鉄心が連結した状態すなわち閉スロット部２９を有する構造となっている。
この場合は，隣り合うティース２４間の磁路を通じて漏れ磁束が発生し，結果として固定子鉄心２２の磁束密度が高くなり，磁気飽和が生じる。
この磁気飽和によってトルクリップル６次成分が大きくなり，電動パワーステアリング装置には適さないモータ１０となっていたが，本実施の形態の構成によると２組の３相のインバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としているため，トルクリップル６次成分が大幅に低減される。
さらに，閉スロット構造なので，回転子１１側の形状誤差や永久磁石１３の形状や磁気特性のばらつきの影響が小さくなり，次数がスロット数Nsに一致するコギングトルクも低減できるという効果がある。
ここで，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsが
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成としておけば，閉スロットと実質的に同等の効果が得られる。
図１０は本実施の形態の別の例の永久磁石型モータ１０の断面図である。
回転子１１は極数が１０，固定子２１のスロット数が６０のモータ１０であり，固定子２１は円環状のコアバック２３と，コアバック２３から内径方向に伸びた計６０個のティース２４と，隣合う２つティース２４の間にスロット２７が設けられた固定子鉄心２２と，各スロット２７に分布巻の電機子巻線３０を有する。
なお，図１０では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間に設けられるインシュレータや固定子鉄心２２の外周に設けられるフレームを省略している。
また，便宜的にスロット２７には１～６まで番号を割り振っている。
スロット２７－１～６に納められているコイルは順に，U11，U12，W11，W12，V11，V12となっていて，右回りに，スロット２７－７～１２が順にU21，U22，W21，W22，V21，V22となっている。
一般化するとスロット２７の番号m，m+1，m+2，m+3，m+4，m+5に対して，順にUm1，
Um2，Wm1，Wm2，Vm1，Vm2となっている。ただし，ｍは１～１０の整数を表す。
さらに，Um1，Vm1，Wm1はU１相，V1相，W1相の３相の第１の電機子巻線３０－１を構成し，Um2，Vm2，Wm2はU2相，V2相，W2相の３相の第２の電機子巻線３０－２を構成する。
図１５のように２組のY結線としてもよいし，Δ結線としてもよい。
さらに図４に示す２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０-１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とする。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるよう設けられている。回転子１１は回転軸となるシャフト１４とシャフト１４の外側に回転子鉄心１２が設けられている。
永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い形状をしており，この永久磁石１３が周方向に等間隔に１０個並んでいる。永久磁石１３の着磁方向は図１０に示すNとSがそれぞれN極，S極になるような方向に着磁されている。すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が互いに同じ極になるように着磁されている。
このような着磁方向とすることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，隣り合う永久磁石１３の間には回転子鉄心１２が介在する。この回転子鉄心１２の固定子２１側に対向する面は曲面部３１を有し，その曲面の形状が隣り合う永久時磁石間の中間地点において固定子２１との空隙長が短くなるような凸形状の曲面を形成している。
このような形状により，空隙に発生する磁束密度の波形を滑らかにできるため，コギングトルクやトルクリップルを小さくすることができる。
さらに，永久磁石１３の内径側の端面に接するように非磁性部３２を設けている。この部分は，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができる。
隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２とシャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２の間に連結部３４が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。
固定子鉄心２２のスロット２７は図１０に示すように，隣り合うティース２４と完全に鉄心が連結した状態すなわち閉スロット部２９を有する構造となっている。
この場合は，隣り合うティース２４間の磁路を通じて漏れ磁束が発生し，結果として固定子鉄心２２の磁束密度が高くなり，磁気飽和が生じる。
この磁気飽和によってトルクリップル６次成分が大きくなり，電動パワーステアリング装置には適さないモータ１０となっていたが，本実施の形態の構成によると図４のように２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０-２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としているため，トルクリップル６次成分が大幅に低減される。
さらに，閉ティース構造なので，回転子１１側の形状誤差や永久磁石１３の形状や磁気特性のばらつきの影響が小さくなり，次数がスロット数Nsに一致するコギングトルクも低減できるという効果がある。
ここで，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsが
Ws/(2πRs/Ns)≦0.15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成としておけば，閉スロットと実質的に同等の効果が得られる。
図１０では径方向長さが周方向長さに比べて長いため，磁束を回転子鉄心１２に集中させることができ高トルクとなる。
回転子鉄心１２に永久磁石１３が埋め込まれた構造では，表面磁石型に比べてトルクリップルが大きくなり振動騒音が大きくなるという課題があったが，電機子巻線３０の結線の構成を図１５のようにして，さらに図４に示す２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とすることによって６次のトルクリップルを低減することができる。　
毎極毎相のスロット数が２の場合を示したが，２以上の偶数であれば同様の電機子巻線３０の構成ができるため同様の効果が得られる。
実施の形態５．
図１１は実施の形態４の図１０の永久磁石型モータ１０と回転子１１の永久磁石１３の配置が異なっている例である。
固定子２１の構造は図１０と同じである。回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるよう設けられている。
回転子１１は回転軸となるシャフト１４とシャフト１４の外側に回転子鉄心１２が設けられている。
永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い形状をしており，この永久磁石１３が周方向に等間隔に５個並んでいる。
永久磁石１３の着磁方向は図１１に示すNとSがそれぞれN極，S極になるような方向に着磁されている。すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が異なる極になるように着磁されている。
さらに，隣り合う永久磁石１３の間には非磁性部３２が設けられている。この部分は空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
先に述べた着磁方向とし，さらにこの非磁性部３２を設けることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，永久磁石１３の周方向の両側には回転子鉄心１２が存在する。
この回転子鉄心１２の固定子２１側に対向する面は曲面部３１を有し，その曲面の形状が隣り合う永久時磁石間の中間地点において固定子２１との空隙長が短くなるような凸形状の曲面を形成している。
このような形状により，空隙に発生する磁束密度の波形を滑らかにできるため，コギングトルクやトルクリップルを小さくすることができる。
さらに，永久磁石１３と非磁性部２９の内径側の端面に接するように非磁性部３３を設けている。この部分は，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができる。
隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２とシャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２の間に連結部３４が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。
このような回転子１１構造では，永久磁石１３の数が半分となっていることから図１０の回転子１１構造と比較して磁束密度の分布が不均一となり，結果としてトルクリップルが増大するという課題があった。
その上，固定子鉄心２２が閉スロット部２９を有する構造となっていることから，ティース２４間の漏れ磁束に起因する鉄心の磁気飽和によってもトルクリップルが増加するという課題がった。
しかし，本実施の形態の構成によると図４のように２組の３相インバータ１０２－１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としているため，トルクリップル６次成分が大幅に低減される。
さらに，閉スロット構造なので，回転子１１側の形状誤差や永久磁石１３の形状や磁気特性のばらつきの影響が小さくなり，次数がスロット数Nsに一致するコギングトルクも低減できるという効果がある。
ここで，固定子鉄心２２のスロット開口幅Wsが
Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
となる構成としておけば，閉スロットと実質的に同等の効果が得られる。
図１１では径方向長さが周方向長さに比べて長いため，磁束を回転子鉄心１２に集中させることができ高トルクとなる。
回転子鉄心１２に永久磁石１３が埋め込まれた構造では，表面磁石型に比べてトルクリップルが大きくなり振動騒音が大きくなるという課題があったが，電機子巻線３０の結線の構成を図１５のようにして，さらに図４に示す２組の３相インバータ１０２-１，２で駆動し，第１の電機子巻線３０－１と第２の電機子巻線３０-２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とすることによって６次のトルクリップルを低減することができる。
さらに図１１では永久磁石１３の量が図１０の半分となっているが，トルクは半分とはならず，磁石利用効率が向上し，単位磁石量あたりのトルクや出力が増大するため，モータ１０の低コスト化ができるという効果がある。
一般に固定子２１の極数Mに対して，回転子１１の永久磁石１３を周方向にM/2個並べた構成であれば上記の効果が得られる。
特に，ネオジム系の永久磁石１３，特にジスプロシウムを使っている場合には，低コスト化の効果が非常に大きいという効果がある。
また，図１１では永久磁石１３を回転子鉄心１２に埋め込んだ例を示したが，図１６のように回転子鉄心１２の表面に永久磁石１３を配置した構成でもよい。
また，図１１と図１６では毎極毎相のスロット数が２の場合を示したが，２以上の偶数であれば同様の電機子巻線３０の構成ができるため同様の効果が得られる。
実施の形態６．
図１７は自動車の電動パワーステアリング装置の説明図である。
運転者はステアリングホイール（図示しない）を操舵し，そのトルクがステアリングシャフト（図示しない）を介してシャフト２０１に伝達される。
このときトルクセンサ２０２が検出したトルクは電気信号に変換されケーブル（図示しない）を通じてコネクタ２０３を介してＥＣＵ１０１（コントロールユニット）に伝達される。
一方，車速などの自動車の情報が電気信号に変換されコネクタ２０４を介してＥＣＵ１０１に伝達される。ＥＣＵ１０１はこのトルクと車速などの自動車の情報から，必要なアシストトルクを演算し，図４に示すようにインバータ１０２－１，２を通じて永久磁石型モータ１０に電流を供給する。モータ１０はラック軸の移動方向（矢印で示す）に平行な向きに配置されている。
また，　ＥＣＵ１０１への電源供給はバッテリやオルタネータから電源コネクタ２０５を介して送られる。永久磁石型モータ１０が発生したトルクはベルト（図示せず）とボールネジ（図示せず）が内蔵されたギアボックス２０６によって減速されハウジング２０７の内部にあるラック軸（図示せず）を矢印の方向に動かす推力を発生させ，運転者の操舵力をアシストする。
これにより，タイロッド２０８が動き，タイヤが転舵して車両を旋回させることができる。永久磁石型モータ１０のトルクによってアシストされ運転者は少ない操舵力で車両を旋回させることができる。
なお，ラックブーツ２０９は異物が装置内に侵入しないように設けられている。
このような電動パワーステアリング装置においては，モータ１０が発生するコギングトルクやトルクリップルはギヤを介して運転者に伝わるため，良好な操舵感覚を得るためにはコギングトルクやトルクリップルが小さい方が望ましい。
また，モータ１０が動作するときの振動・騒音も小さい方が望ましい。
そこで，実施の形態１～５で述べたモータ１０を適用すると，各々の実施の形態で述べた効果を得ることができる。
特に，空間次数２次の電磁加振力が小さくすることができ低振動・低騒音となる。さらに，高トルク化と低振動・低騒音化の両立が可能となるという効果がある。
図１７のようにモータ１０はラック軸の移動方向（矢印で示す）に平行な向きに配置されている。電動パワーステアリング装置は大型車に向いているシステムであるが，モータ１０も高出力化が必要であり，高出力化と同時にモータ１０に起因する振動・騒音も増加するという課題があった。
しかしながら，実施の形態１～６で述べたモータ１０を適用すればこの課題が解決でき，大型の車両にも電動パワーステアリング装置が適用でき，燃費を低減できるという効果がある。
　なお，本発明は，その発明の範囲内において，各実施の形態を自由に組み合わせたり，各実施の形態を適宜，変形，省略することが可能である。
１０：モータ１０
１１：回転子
１２：回転子鉄心
１３：永久磁石
１４：シャフト
２１：固定子
２２：固定子鉄心
２３：コアバック
２４：ティース
２６：ティース先端部
２７：スロット
２８：スロット開口部
２９：閉スロット部
３０：電機子巻線
３０－１：第１の電機子巻線
３０－２：第２の電機子巻線
３１：曲面部
３２：非磁性部
３３：非磁性部
３４：連結部
３５：フレーム
３６：磁路
３７：インシュレータ
３８：接合面

１０１：ＥＣＵ
１０２：インバータ
１０２－１：第１のインバータ
１０２－２：第２のインバータ
１０３：電源
１０４：コイル
１０５：電源リレー
１０５－１：第１の電源リレー
１０５－２：第２の電源リレー
１０６－１：コンデンサ
１０６－２：コンデンサ
１０７－１～６：MOS-FET
１０８－１～６：MOS-FET
１０９－１～３：シャント
１１０－１～３：シャント
１１１：回転角度センサ

２０１：シャフト
２０２：トルクセンサ
２０３：コネクタ
２０４：コネクタ
２０５：電源コネクタ
２０６：ギアボックス
２０７：ハウジング
２０８：タイロッド
２０９：ラックブーツ

Claims (13)

  1. 回転子鉄心と，この回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石とを具備する回転子と，
    複数のティースを有する固定子鉄心と，この固定子鉄心に形成された複数のスロットに納められた２組の３相の電機子巻線とを具備する固定子とを備え，
    一方の電機子巻線は第１のインバータから電流を供給され，他の一方の電機子巻線は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータにおいて，
    前記２組の３相の電機子巻線について，
    第１の電機子巻線はU1相，V1相，W1相
    第２の電機子巻線はU2相，V2相，W2相
    としたとき，
    前記複数のスロットのうち，いずれかの互いに隣り合うスロットの両方に前記第１の電機子巻線のU1相が納められている配置となっているか，あるいは
    いずれかの互いに隣り合うスロットの一方に前記第１の電機子巻線のU1相または前記第２の電機子巻線のU2相の少なくとも一方が納められている配置となっており，
    前記電機子巻線のU1相，V1相，W1相とU2相，V2相，W2相は互いに電気角20°～40°ずらして駆動され，
    さらに，前記固定子鉄心のスロット開口幅Wsは，
    Ws/(2πRs/Ns)≦0．15
    ただし，Rs：前記固定子鉄心の内半径，Ns：前記固定子鉄心のスロット数
    となるようにしたことを特徴とする永久磁石型モータ。
  2. 請求項１において，
    前記複数のティースのうち，いずれかの互いに隣合うティースの一方に前記第１の電機子巻線のU1相の巻線が巻き回され，他方のティースには第２の電機子巻線のU2相の巻線が巻き回され，
    他の互いに隣合うティースの一方に第１の電機子巻線のV1相の巻線が巻き回され，他方のティースには第２の電機子巻線のV2相の巻線が巻き回され，
    更に他の互いに隣合うティースの一方に第１の電機子巻線のW1相の巻線が巻き回され，他方のティースには第２の電機子巻線のW2相の巻線が巻き回された
    ことを特徴とする永久磁石型モータ。
  3. 請求項１において，
    前記固定子鉄心は互いに隣り合うティースの先端部同士が繋がっていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  4. 請求項１において，
    前記回転子の極数M，前記固定子鉄心のスロット数Nsとしたとき，MとNsの最大公約数Pが３以上であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  5. 請求項１において，
    前記回転子の極数M，前記固定子鉄心のスロット数Nsとしたとき，M=18n±4n，Ns=18n（n：整数）を満たすことを特徴とする永久磁石型モータ。
  6. 請求項１において，
    前記回転子の極数M，前記固定子鉄心のスロット数Nsとしたとき，M=12n±2n，Ns=12n（n：整数）を満たすことを特徴とする永久磁石型モータ。
  7. 請求項１において，
    スロット開口幅Wsが前記電機子巻線の線径よりも小さいことを特徴とする永久磁石型モータ。
  8. 請求項１において，
    前記回転子鉄心に径方向長さが周方向長さに比べて長い永久磁石が埋め込まれた構造であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  9. 請求項１において，
    前記永久磁石の断面形状が長方形であり，径方向長さが周方向長さに比べて長い形状となっており，
    前記永久磁石の着磁方向は隣り合う永久磁石の向かい合う面が互いに同じ極になるような向きであり，
    隣り合う永久磁石の間には前記回転子鉄心が介在し，この回転子鉄心の固定子側に対向する面は曲面部を有し，その曲面の形状が隣り合う永久磁石間の中間地点において前記固定子との空隙長が短くなるような凸形状の曲面を形成しており，
    かつ，前記永久磁石の内径側の端面に接するように非磁性部を設けていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  10. 請求項１において，
    前記回転子の極数Mに対して，前記回転子の永久磁石は周方向にM/2個並べた構成であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  11. 請求項１０において，
    前記回転子鉄心に径方向長さが周方向長さに比べて長い永久磁石が埋め込まれた構造であり，前記永久磁石の内径側には非磁性部を有し，隣り合う永久磁石の間には非磁性部を有することを特徴とする永久磁石型モータ。
  12. 請求項１において，
    前記固定子は前記電機子巻線が分布巻の構成であり，さらに，毎極毎相のスロット数が２以上の偶数であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  13. 請求項１～１２のいずれか１項において，
    電動パワーステアリング装置のラック軸の移動方向と平行な向きに配置されることを特徴とする永久磁石型モータ。
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