WO2012124576A1 - 利得制御回路、通信装置、電子機器、及び、利得制御方法 - Google Patents

利得制御回路、通信装置、電子機器、及び、利得制御方法 Download PDF

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signal
gain control
level
input
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克彰 高橋
直人 吉川
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ソニー株式会社
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
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    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
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    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages

Definitions

  • the technology disclosed in this specification relates to a gain control circuit, a communication device, an electronic device, and a gain control method.
  • intermodulation distortion in which this interference wave component is also demodulated.
  • the linear performance of the amplifier circuit or the frequency mixing circuit is low, it is only necessary to consider the reception band (usually only the primary component of the modulation signal). ) Causes third-order distortion, which significantly deteriorates the reception quality.
  • band-pass filter As a technique for preventing the problem of “intermodulation distortion”, for example, a technique of adding a band-pass filter having wavelength selectivity to the input unit of the receiving circuit is known.
  • this method causes an increase in cost for the band-pass filter and an increase in the substrate area.
  • the band-pass filter since the band-pass filter generally operates only on a fixed frequency, it is difficult to use the corresponding frequency in a variable manner, and it is difficult to use the communication channel (in other words, the carrier frequency: hereinafter referred to as “band”). It is necessary to prepare for each.
  • the input stage is a gain control circuit (variable gain amplifier circuit) so that the intermodulation distortion can be suppressed in use, and the gain is increased at the time of large input.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-244353 proposes a technique for suppressing distortion in the gain control circuit and the subsequent frequency conversion circuit (mixing circuit, mixer).
  • This disclosure is intended to provide a technique capable of suppressing intermodulation distortion.
  • a gain control circuit determines a first amplifier that amplifies an input signal, an input signal that is input to the first amplifier, and controls an amplification factor of the first amplifier based on the determination result A signal determination unit.
  • Each gain control circuit described in the dependent claims of the gain control circuit according to the first aspect of the present disclosure defines a further advantageous specific example of the gain control circuit according to the first aspect of the present disclosure.
  • a communication apparatus includes a first amplifier that amplifies a reception signal, a reception unit that performs reception processing based on a signal output from the first amplifier, and a reception that is input to the first amplifier.
  • a signal determination unit that determines a signal and controls an amplification factor of the first amplifier based on the determination result.
  • the communication apparatus is similarly applicable to each technology and technique described in the dependent claims of the gain control circuit according to the first aspect. Further advantageous specific examples of the communication device according to the second aspect are defined.
  • An electronic apparatus is input to a first amplifier that amplifies an input signal, a signal processing unit that performs signal processing based on a signal output from the first amplifier, and the first amplifier A signal determination unit that determines an input signal and controls an amplification factor of the first amplifier based on the determination result;
  • the respective technologies and techniques described in the dependent claims of the gain control circuit according to the first aspect can be similarly applied. Further advantageous specific examples of the electronic device according to the third aspect are defined.
  • An electronic device includes a first amplifier that amplifies a reception signal, a reception unit that performs reception processing based on a signal output from the first amplifier, and a reception that is input to the first amplifier.
  • a signal determination unit that determines a signal and controls an amplification factor of the first amplifier based on the determination result.
  • the input signal includes a desired wave and an interference wave
  • the amplification factor of the first amplifier is controlled with a constant level difference between the desired wave and the interference wave.
  • the techniques and methods described in the dependent claims of the gain control circuit according to the first aspect can be similarly applied.
  • a further advantageous specific example of the gain control method according to the fifth aspect will be defined.
  • the technique of the present disclosure controls the amplification factor of the first amplifier in a feedforward system. Unlike the technique proposed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-244353, it is not necessary to provide two stages of gain control circuits in the input signal system.
  • the gain of the first amplifier is controlled by feedforward, which is different from the technique proposed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-244353.
  • a gain control technique can be realized.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining cross modulation distortion.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the basic configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a first modified configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a second modified configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the communication apparatus (having a reception circuit) according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the input amplification unit (gain control circuit).
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the input level of the communication apparatus and the SN ratio (SNR).
  • SNR SN ratio
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the attenuation of the input amplification unit, the SN ratio, and IIP3 when the desired wave is ⁇ 30 dBm.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the attenuation of the input amplifier, the SN ratio, and IIP3 when the desired wave is ⁇ 14 dBm.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the communication apparatus (having a reception circuit) according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the operation of the communication apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 12A to FIG. 12C are diagrams for explaining the third embodiment.
  • the gain control circuit, the communication device, and the electronic device determine a first amplifier that amplifies an input signal (for example, a received signal) and an input signal that is input to the first amplifier, and based on the determination result And a signal determination unit for controlling the amplification factor of the first amplifier.
  • the gain control system for the first amplifier is realized by feedforward. Therefore, basically, it is not necessary to provide two stages of gain control circuits in the input signal system. Furthermore, the circuit is simplified as a whole.
  • a plurality of communication units including a first amplifier, a reception unit, and a signal determination unit may be provided.
  • the signal determination unit determines each level of the desired wave and the interference wave.
  • the signal determination unit may perform determination without distinguishing the level of the desired wave and the level of the interference wave. If the desired wave level is higher, control is performed using the absolute value of the desired wave level, and if the desired wave level is higher, control is performed using the absolute value of the disturbing wave level.
  • the signal determination unit includes a second amplifier that amplifies the input signal input to the first amplifier, and a level detection unit that detects the level of the output signal of the second amplifier. It is good.
  • the level detection unit controls the first amplifier with a relative relationship between the amplification factor of the first amplifier and the amplification factor of the second amplifier.
  • the gain of the first amplifier and the gain of the second amplifier are controlled to be the same. Additional circuits such as offset adjustment are not required.
  • the second amplifier is preferably smaller in proportion to the size of the first amplifier.
  • the first amplifier is preferably good in noise characteristic, but the second amplifier is not necessary, and it is only necessary to distinguish between the level of the desired wave and the level of the interference wave.
  • the signal determination unit includes a first level detection unit that detects the level of the desired wave, a second level detection unit that detects the level of the interference wave, a first level detection unit, and a second detection unit. It is preferable to have a level determination unit that controls the amplification factor of the first amplifier based on the detection result. That is, the configuration is such that the desired wave level and the interference wave level are distinguished and determined.
  • any of the first method and the second method it is preferable to control the amplification factor of the first amplifier with a constant level difference between the desired wave and the interference wave.
  • the gain control circuit, the communication device, and the electronic device may be provided with a band limiting unit that limits the band of the output signal to the band of the desired wave at the output of the first amplifier. This is because the gain control system for the first amplifier is realized by feedforward, so that it is not affected by the band limitation on the output of the first amplifier.
  • the gain control circuit, the communication device, and the electronic device detect the signal level corresponding to the output signal level of the first amplifier after the first amplifier to obtain the amplification factor of the first amplifier.
  • a feedback control loop for controlling may be provided. This is because it is better to have a gain control loop when the input signal is small.
  • This control loop is preferably configured with negative feedback, but is not necessarily limited to negative feedback.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining cross modulation distortion.
  • harmonic distortion occurs depending on its characteristics and nonlinearity. Measuring harmonic distortion while changing the frequency of the sine wave is not enough to evaluate the true performance of the amplifier circuit used in applications where signals with different frequencies are input (for example, communication applications). . In many communications applications, it is necessary to evaluate amplifier circuits using the amount of intermodulation distortion at two or more specified frequencies in order to use multiple channels multiplexed in the frequency domain. Become.
  • FIG. 1 shows this state, focusing on the second-order and third-order intermodulation products generated when two signals having frequencies f1 and f2 are applied to the nonlinear element.
  • the second order intermodulation distortion is defined using the value of IP2
  • the third order intermodulation distortion is defined using the value of IP3.
  • the numbers read on the input level side are represented by IIP
  • the numbers read on the output level side are represented by OIP
  • the order (multiplier) is added to them to represent IIP2, IIP3, OIP2, OIP3, and the like.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the basic configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • the gain control circuit 10A is incorporated in the signal processing circuit 1, and includes a variable amplification unit 12, a signal processing unit 14 having a level detection function, and a signal determination unit 20.
  • the variable amplification unit 12 is provided in the main signal path, and the output signal is input to the signal processing unit 14, and the signal processing unit 14 performs predetermined signal processing. For this reason, as the variable amplifying unit 12, a low noise amplifier having good noise characteristics (generally having a large size) is used. For example, when the signal processing unit 14 performs reception processing, a demodulation circuit is provided. In performing the required signal processing, the signal processing unit 14 detects an input level (an output level of the variable amplification unit 12) or a signal level of a predetermined functional unit in the signal processing unit 14 corresponding to the input level, The detection result is supplied to the variable amplifier 12.
  • an automatic gain adjustment (AGC: Automatic Gain Control) function is performed by a feedback loop (NFB).
  • AGC Automatic Gain Control
  • the gain adjustment function for the main signal path that makes the input level of the signal processing unit 14 constant when the input level of the variable amplifying unit 12 is small is not limited to that constituted by a feedback loop, Any circuit configuration may be adopted.
  • the signal determination unit 20 is provided in a signal path (referred to as a replica signal path) different from the main signal path, determines the state of the signal input to the variable amplification unit 12, and determines the input level of the variable amplification unit 12.
  • a replica signal path determines the state of the signal input to the variable amplification unit 12, and determines the input level of the variable amplification unit 12.
  • an automatic gain adjustment function is operated by feedforward (FF) with the variable amplification unit 12 so that the input level of the signal processing unit 14 becomes constant.
  • the start point (AGC_start) of the feed-forward AGC by the signal determination unit 20 and the variable amplification unit 12 is assumed to be ⁇ dBm.
  • the threshold value (Threshold) of the signal determination unit 20 is set to ⁇ dBm.
  • the gain of the variable amplifying unit 12 is reduced according to the determination output of the signal determining unit 20.
  • the gain of the variable amplifying unit 12 is maximized to prevent NF (noise figure) degradation, and conversely, the gain is limited in the case of a large input, thereby causing distortion in the variable amplifying unit 12 and the signal processing unit 14.
  • the signal transmission device 1 (for example, a receiving circuit) having a wide dynamic range is configured.
  • the amplification function of the variable amplification unit 12 works so that the input level of the signal processing unit 14 does not decrease.
  • the determination result of the signal determination unit 20 is received, and the input level of the signal processing unit 14 is prevented from being excessively increased by the attenuation (attenuation) function of the variable amplification unit 12. Distortion in the variable amplification unit 12 and the signal processing unit 14 can be suppressed. For example, if the input level is larger than the AGC start point and larger than the threshold value of the signal determination unit 20, the function is activated.
  • the gain control circuit is One is enough. Further, since the control by the signal determination unit 20 is not feedback control, the interference signal can be detected in a wide band without being affected by the band limitation of the circuit on the rear stage side of the variable amplification unit 12.
  • the signal determination unit 20 determines the state of each signal level of the desired signal and the interference signal, it is important that the signal determination unit 20 has a wider bandwidth than the variable amplification unit 12. In other words, it is required to support not only the desired signal component but also the frequency band of the interference signal component.
  • the variable amplifying unit 12 is sufficient if it corresponds to the frequency band of the desired signal component, and it is preferable that the frequency characteristics of the interference signal component have been reduced.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a first modified configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • the gain control circuit 10B of the first modified configuration is different from the gain control circuit 10A of the basic configuration in that the variable determination unit 22 and the level detection unit 24 are provided in the signal determination unit 20.
  • the other points are the same as the gain control circuit 10A.
  • the signal determination unit 20 of the modified configuration 1 is configured such that when a plurality of types of signals having different frequencies are supplied to the variable amplification unit 12, each signal level of a signal having a desired frequency (desired signal) and other signals (interfering signals).
  • the variable amplifying unit 12 is controlled to operate in an appropriate state on the basis of the state. “To make the variable amplification unit 12 operate in an appropriate state” means that the variable amplification unit 12 operates in a state where IIP3 is at a required level regardless of the state of the desired signal level and the interference signal level. Means.
  • the relationship between the desired signal level, interference signal level, and IIP3 is as shown in FIG. That is, in logarithmic notation, the function for the desired signal is represented as a curve with a slope of 1, and the third-order intermodulation distortion is represented by a curve of slope 3, in other words, increases in proportion to the cube of the product of the two signals. To do.
  • the variable amplifying unit 12 is operated in a state in which IIP3 is at a required level. Specifically, the gain control operation of the variable amplifying unit 12 is performed in a state where the ratio (D / U) of the desired signal level (D: Desire_Input) and the interference signal level (U: Undesire_Input) is constant.
  • This function makes it possible to appropriately control the variable amplifier 12 without being affected by the level difference between the desired signal and the interference signal.
  • the gain of the variable amplifying unit 12 is reduced according to the determination output of the signal determining unit 20.
  • the gain of the variable amplifying unit 12 is maximized to prevent NF (noise figure) degradation, and conversely, the gain is limited in the case of a large input, thereby causing distortion in the variable amplifying unit 12 and the signal processing unit 14.
  • the signal transmission device 1 (for example, a receiving circuit) having a wide dynamic range is configured.
  • the variable amplification unit 22 uses a variable gain amplifier that operates with a variable width corresponding to the variable width of the variable amplification unit 12 of the main signal path. .
  • the variable amplification unit 22 has a wider bandwidth than the variable amplification unit 12.
  • the level determination can be suitably performed, and noise characteristics do not matter so much, so that it is not necessary to be a low noise amplifier.
  • size proportional there is an advantage that the characteristics of other points can be made substantially the same as those of the variable amplifying unit 12.
  • “Operating with a variable width corresponding to the variable width of the variable amplifier 12 of the main signal path” means that the gain of the variable amplifier 12 which is an example of the first amplifier and the variable amplifier 22 which is an example of the second amplifier.
  • the present invention is not limited to this, and there may be some difference. This is because the difference can be offset by providing the level detection unit 24 with an offset function.
  • the output signal of the variable amplification unit 22 is supplied to the level detection unit 24.
  • the level detection unit 24 detects the signal level from the output of the variable amplification unit 22 and controls the variable amplification unit 12 of the main signal path. As a result, it is possible to realize a gain control method that can expand the dynamic range of the variable amplifying unit 12 without wasting S / N. Due to the effect of the variable amplification unit 22 in the replica signal path, gain control can be performed with a constant level difference (D / U constant) between the desired signal and the interference signal.
  • variable amplifying unit 12 Without being affected by the level difference between the interference signal and the desired signal at the input of the variable amplifying unit 12 (regardless of the input level), it is possible to always perform gain control at the optimum operating point, and appropriately adjust the variable amplifying unit 12. Can be controlled.
  • a signal transmission device 1 suitable for both NF and dynamic range can be configured.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a second modified configuration of the gain control circuit of the present embodiment.
  • the gain control circuit 10C of the second modified configuration is different from the gain control circuit 10A of the basic configuration in that the signal determination unit 20 includes a level detection unit 26A, a level detection unit 26B, and a level determination unit 28.
  • the other points are the same as the gain control circuit 10A.
  • the gain control operation of the variable amplifying unit 12 is performed in a state where the ratio (D / U) between the desired signal level D and the interference signal level U is constant. With this function, the variable amplifying unit 12 can be appropriately controlled without being affected by the level difference between the desired signal and the interference signal.
  • the level detection unit 26A detects the level of the desired signal.
  • a band-pass filtering circuit that passes the frequency band component of the desired signal through its input stage is used.
  • the level detection unit 26B detects the level of an interference signal.
  • a band rejection (suppression) filtering circuit band elimination filter, notch filter
  • the detection result of the level detection unit 26A and the detection result of the level detection unit 26B are supplied to the level determination unit 28.
  • the level determination unit 28 detects the signal level from the detection result of the level detection unit 26A and the detection result of the level detection unit 26B, and controls the variable amplification unit 12 of the main signal path. As a result, it is possible to realize a gain control method capable of expanding the dynamic range of the variable amplification unit 12 without waste of S / N. Due to the effects of the level detection unit 26A, the level detection unit 26B, and the level determination unit 28 of the replica signal path, gain control can be performed with a constant level difference (D / U constant) between the desired signal and the interference signal. Gain control can always be performed at the optimum operating point without being affected by the level difference between the interference signal and the desired signal at the input of the variable amplifier 12.
  • a signal transmission device 1 suitable for both NF and dynamic range can be configured.
  • an automatic gain control circuit used in a radio communication receiving circuit.
  • AGC circuit automatic gain control circuit
  • it is used for a receiving circuit in which a received signal fluctuates and a large signal level is received from another transmitting antenna to an adjacent channel, such as a communication device, a TV, or digital audio broadcasting (DAB) that performs mobile communication. It is preferable to apply to an AGC circuit.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the communication apparatus (having a reception circuit) according to the first embodiment.
  • the communication device 810A includes an input amplification unit 812, a reception-side local oscillation unit 814 that generates a carrier frequency F_ @, a frequency mixing unit 815 (a so-called mixer), a demodulated signal processing unit 816 (for example, a bandpass filter), an output An amplifying unit 817 and a demodulating circuit 818 are provided, and a receiving antenna 811 is connected to the input amplifying unit 812.
  • the reception side local oscillation unit 814 and the frequency mixing unit 815 constitute a frequency conversion unit.
  • the input amplifying unit 812 multiplies the amplitude of the received signal received by the receiving antenna 811 by a gain, and corresponds to the aforementioned variable amplifying unit 12. From the demodulating circuit 818, the gain control signal GC1 is supplied to the input amplifying unit 812 so that a negative feedback amplifying circuit is configured.
  • the communication device 810A selects only a desired frequency by limiting the band of the reception frequency, and a filter circuit 813 (tank circuit) is provided in the load of the input amplification unit 812.
  • the filter circuit 813 is an example of a band limiting unit that limits the band of the output signal of the input amplifier 812 to the band of the desired wave.
  • a signal determination unit 820A (corresponding to the above-described signal determination unit 20) for determining the input signal level of the input amplification unit 812 is provided in a replica signal path different from the main signal path.
  • the signal determination unit 820A includes a level detection unit 824 (corresponding to the level detection unit 24).
  • a level detector 824 is provided in front of the input amplifier 812, and the input amplifier 812 is controlled using the detection result as the gain control signal GC2.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of the input amplification unit 812 (gain control circuit).
  • Attenuator circuit 830 is provided at the input stage, and a differential amplifier circuit 840 is connected for each tap output. Incidentally, the input terminal is directly connected to the differential amplifier circuit 840 in the first stage.
  • the differential amplifier circuit 840 includes a differential pair of transistors 842 and 844 and a transistor 846 serving as a current source thereof.
  • Each tap of the attenuator circuit 830 is sequentially connected to one input terminal of the differential pair of transistors 842 and 844.
  • the other input terminals of the transistors 842 and 844 of the differential pair are connected in common and further connected to a feedback circuit that determines the gain.
  • This feedback circuit corresponds to that operated by the gain control signal GC1.
  • the differential pair operates as a current controlled transconductance (gm) amplifier circuit (Gm-AMP).
  • a control signal (corresponding to the gain control signal GC2) for operating any one of the differential pairs is supplied to the control input terminal (gate) of the transistor 846.
  • the operating state (gain) at the time of excessive input is determined depending on which stage of the differential pair is operated.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the relationship between the input level of the communication apparatus 810A and the SN ratio (SNR).
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the attenuation of the input amplifier 812, the SN ratio, and IIP3 when the desired wave is ⁇ 30 dBm.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the attenuation of the input amplifier 812, the SN ratio, and IIP3 when the desired wave is ⁇ 14 dBm.
  • the AGC start point is set to -50 dBm. It can be seen that if the input level is large, the noise characteristics are good.
  • FIG. 8 shows an operating point where the desired wave is ⁇ 30 dBm.
  • the threshold of the level detection unit 824 is set to ⁇ 30 dBm. For example, assuming that the required IIP3 when the signal level of the jamming wave is ⁇ 14 dBm is +12 dBm, it can be seen that reception is possible when the input amplifier 812 is attenuated by 16 dB.
  • FIG. 9 shows an operating point where the desired wave is ⁇ 14 dBm.
  • the S / N is further deteriorated even though the operating point of only the desired wave already satisfies the required IIP3. It works like this.
  • the communication device 810A according to the first embodiment detects the absolute wave level of the interference wave and controls the gain until the desired wave level exceeds the interference wave level. There are difficulties that cannot be done.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating the communication apparatus (having a reception circuit) according to the second embodiment.
  • the communication device 810B is different from the communication device 810A of the first embodiment in the configuration of the signal determination unit 820.
  • the signal determination unit 820B includes a variable amplification unit 822 (corresponding to the variable amplification unit 22) and a level detection unit 824 (corresponding to the level detection unit 24).
  • the variable amplifying unit 822 a wide-band variable gain amplifier is used so that interference waves can be properly processed. However, since the noise performance does not need to be good, the variable amplifying unit 822 is reduced in proportion to the size of the variable amplifying unit 812 of the main signal path.
  • a signal determination unit 820B is provided in front of the input amplification unit 812, and the input amplification unit 812 is controlled using the detection result as the gain control signal GC2.
  • the variable amplifying unit 822 has a variable gain amplifier having the same variable width and wide bandwidth as the input amplifying unit 812 of the main signal path.
  • the interference wave can be detected in a wide band without being subjected to the band limitation of the filter circuit 813, and the level difference between the desired wave and the interference wave is constant (D / U constant), gain control can be performed.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the operation of the communication apparatus 810B according to the second embodiment.
  • FIG. 11 corresponds to FIG. 9 of the first embodiment.
  • the amount of attenuation of the input amplifier 812 and S It is the figure which showed / N ratio and IIP3, respectively.
  • the input level and SN ratio of the communication device 810B are the same as those shown in FIG.
  • the threshold value of the level detection unit 824 is assumed to be ⁇ 30 dBm as in the first embodiment.
  • the operation shown in FIG. 8 is performed as in the first embodiment.
  • the level calculation of the level detection unit 824 in the communication device 810B according to the second embodiment is as illustrated in FIG.
  • the detection threshold is set to ⁇ 30 dBm
  • AGC start ⁇ 50 dBm
  • the level detection unit 824 controls the input amplification unit 812 to attenuate ⁇ 36 dB (ATT).
  • D / U 0 dB
  • the input level to the level detection unit 824 is ⁇ 50 dBm, which is equal to or less than the threshold value. For this reason, unnecessary S / N degradation does not occur.
  • the input level to the level detection unit 824 is ⁇ 30 dBm, which is just a threshold value.
  • ATT attenuation
  • the input level to the level detection unit 824 is ⁇ 30 dBm which is just a threshold value
  • the state after this state that is, the disturbance wave is ⁇ 30 dBm or more
  • gain control can be performed with a level difference between a desired wave and an interference wave and a D / U ratio corresponding to a difference between a detection threshold and an AGC start being constant. it can.
  • the gain is not controlled by detecting at the absolute value level of the disturbing wave as in the first embodiment, but the gain control is performed at a constant D / U. Regardless of each input level, gain control can always be performed at an optimum operating point.
  • gain control can always be performed at an optimum operating point regardless of the input level.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the third embodiment.
  • FIG. 12A shows an arrangement image of a plurality of communication devices in the electronic device
  • FIG. 12B shows a detailed configuration example of the communication device
  • FIG. 12C shows the carrier frequency. An example of frequency arrangement is shown.
  • Example 3 is an application example in the case where a plurality of communication devices are arranged in a casing of one electronic device to perform communication. For example, all communication devices (communication chips) are mounted on the same substrate in one electronic device, and each carrier frequency is set in advance. A case is assumed in which three or more transmission / reception combinations are randomly performed on a circuit board in an electronic device regardless of the arrangement and the directivity of radio waves.
  • FIG. 12 shows a case where a 3-band frequency arrangement is applied.
  • a set of a communication device 710_1 having a transmitter function and a communication device 810_1 having a receiver function, and a transmitter function are provided on the circuit board 701 in the electronic device 751.
  • Signal transmission comprising a combination of three sets of transmission / reception including a communication device 710_2 having a receiver function and a communication device 810_2 having a receiver function, a communication device 710_3 having a transmitter function and a communication device 810_3 having a receiver function
  • the apparatus 1A is accommodated.
  • each of the communication device 710_1, the communication device 710_2, and the communication device 710_3 includes a modulation target signal processing unit 712, a signal amplification unit 713, and a carrier frequency F_n (n is a local frequency). 1, 2 or 3), a transmission side local oscillation unit 714, a frequency mixing unit 715 (so-called mixer), and an output amplification unit 717, and a transmission antenna 718 is connected to the output amplification unit 717. ing.
  • the transmission-side local oscillation unit 714 and the frequency mixing unit 715 constitute a modulation unit.
  • the modulation target signal processing unit 712 includes, for example, a low-pass filter, and limits the reception bandwidth of the modulated signal.
  • the signal amplification unit 713 multiplies the amplitude of the signal output from the modulation target signal processing unit 712 by a gain.
  • the frequency mixing unit 715 performs modulation processing by multiplying the signal output from the signal amplification unit 713 by the carrier signal (carrier frequency F_n) from the transmission-side local oscillation unit 714.
  • the output amplifier 717 multiplies the amplitude of the signal modulated by the frequency mixer 715 by a gain.
  • each of the communication device 810_1, the communication device 810_2, and the communication device 810_3 includes an input amplification unit 812, a reception-side local oscillation unit 814 that generates a carrier frequency F_n, and a frequency mixing unit 815.
  • a so-called mixer a demodulated signal processing unit 816 (for example, a low-pass filter), and an output amplifying unit 817, and a receiving antenna 811 is connected to the input amplifying unit 812.
  • the reception side local oscillation unit 814 and the frequency mixing unit 815 constitute a demodulation unit.
  • the input amplifying unit 812 multiplies the amplitude of the received signal received by the receiving antenna 811 by a gain.
  • the frequency mixing unit 815 performs demodulation processing by multiplying the reception signal output from the input amplification unit 812 by the carrier signal (carrier frequency F_n) from the reception-side local oscillation unit 814.
  • the demodulated signal processing unit 816 has, for example, a low-pass filter, and limits the reception bandwidth of the demodulated signal.
  • the output amplifier 817 multiplies the amplitude of the demodulated signal output from the demodulated signal processor 816 by a gain.
  • the modulated signal S711 having the entire reception bandwidth Bw1 is input to the communication device 710_1, modulated by the transmission-side local oscillation unit 714 having the carrier frequency F_1, and transmitted by the transmission antenna 718. , Send radio waves.
  • the receiving antenna 811 receives this modulated signal and inputs it to the communication device 810_1, demodulates it by the demodulator, and outputs a demodulated signal S811 from the output amplifier 817.
  • the modulated signal S721 having the entire reception bandwidth Bw2 is input to the communication device 710_2, modulated by the transmission-side local oscillation unit 714 having the carrier frequency F_2, and transmitted by the transmission antenna 718. , Send radio waves.
  • the receiving antenna 811 receives this modulated signal, inputs it to the communication device 810_2, demodulates it by the demodulator, and outputs a demodulated signal S821 from the output amplifier 817.
  • the modulated signal S731 having the entire reception bandwidth Bw3 is input to the communication device 710_3, modulated by the transmission-side local oscillation unit 714 having the carrier frequency F_3, and transmitted by the transmission antenna 718. , Send radio waves.
  • the receiving antenna 811 receives this modulated signal, inputs it to the communication device 810_3, demodulates it by the demodulator, and outputs a demodulated signal S831 from the output amplifier 817.
  • the carrier frequency F_1, the carrier frequency F_2, and the carrier frequency F_3 are arranged such that the carrier frequency F_1 and the carrier frequency F_2 are separated from each other by a frequency difference D12.
  • the band interval between the modulation signal based on the carrier frequency F_1 and the modulation signal based on the carrier frequency F_2 is H12
  • the frequency utilization efficiency is high, but cross modulation is a problem.
  • a signal of two carrier frequencies that is completely unrelated to the desired wave (own station) is received and input to an amplifier circuit or a frequency mixing circuit having nonlinearity, a signal of the difference between the two carrier frequencies (interference wave) Component) is also output.
  • the difference between the two carrier frequencies exists in the vicinity of the frequency of the desired wave, and there is a problem of “intermodulation distortion” in which the interference wave component is also demodulated.
  • a first amplifier for amplifying an input signal A gain control circuit comprising: a signal determination unit that determines an input signal input to the first amplifier and controls an amplification factor of the first amplifier based on a determination result.
  • a gain control circuit comprising: a signal determination unit that determines an input signal input to the first amplifier and controls an amplification factor of the first amplifier based on a determination result.
  • the input signal contains the desired wave and the jamming wave, The gain control circuit according to claim 1, wherein the signal determination unit determines each level of the desired wave and the interference wave.
  • a gain control circuit according to Appendix 2 The gain control circuit according to Appendix 2, wherein the signal determination unit determines without distinguishing the level of the desired wave and the level of the interference wave.
  • the signal determination unit A second amplifier for amplifying an input signal input to the first amplifier; A level detector for detecting the level of the output signal of the second amplifier, The gain control circuit according to claim 3, wherein the gain of the first amplifier and the gain of the second amplifier are controlled to have a relative relationship.
  • the gain control circuit according to claim 4 wherein the gain of the first amplifier and the gain of the second amplifier are controlled to be the same.
  • the signal determination unit A first level detector for detecting the level of the desired wave; A second level detector for detecting the level of the jamming wave; The gain control circuit according to appendix 2, further comprising: a level determination unit that controls an amplification factor of the first amplifier based on detection results of the first level detection unit and the second detection unit.
  • Appendix 9 The gain control circuit according to any one of appendix 1 to appendix 8, wherein a band limiting unit that limits an output signal band to a desired wave band is provided at an output of the first amplifier.
  • a control loop for detecting the signal level corresponding to the output signal level of the first amplifier and controlling the amplification factor of the first amplifier is provided after the first amplifier.
  • [Appendix 12] A first amplifier for amplifying an input signal; A signal processing unit for performing signal processing based on a signal output from the first amplifier; An electronic apparatus comprising: a signal determination unit that determines an input signal input to the first amplifier and controls an amplification factor of the first amplifier based on a determination result.
  • An electronic apparatus comprising: a signal determination unit that determines a reception signal input to the first amplifier and controls an amplification factor of the first amplifier based on a determination result.
  • [Appendix 14] The electronic device according to attachment 13, comprising a plurality of communication units each including a first amplifier, a receiving unit, and a signal determining unit.
  • Appendix 15] A gain control method for determining an input signal input to a first amplifier that amplifies an input signal, and controlling an amplification factor of the first amplifier in a feedforward system based on a determination result.
  • the input signal contains the desired wave and the jamming wave, The gain control method according to claim 15, wherein the gain of the first amplifier is controlled with a constant level difference between the desired wave and the interference wave.
  • SYMBOLS 1 ... Signal processing circuit, 10 ... Gain control circuit, 12 ... Variable amplification part, 14 ... Signal processing part, 20 ... Signal determination part, 22 ... Variable amplification part, 24 ... Level detection part, 26A ... Level detection part, 26B ... Level detection unit, 28 ... level determination unit

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Abstract

本技術は、相互変調歪を抑制することのできる技術を提供することを目的とする利得制御回路、通信装置、電子機器、及び、利得制御方法に関する。利得制御回路は、入力信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。通信装置は、受信信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。利得制御方法においては、入力信号を増幅する第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて、フィードフォワード系で第１増幅器の増幅率を制御する。

Description

利得制御回路、通信装置、電子機器、及び、利得制御方法
　本明細書で開示する技術は、利得制御回路、通信装置、電子機器、及び、利得制御方法に関する。
　電子回路において、周波数の異なる複数の信号が入力される場合、いわゆる相互変調歪が問題となる。例えば、受信回路の入力段に設けられる増幅回路の場合が典型的である。例えば、２つの搬送周波数の差が所望波の周波数近傍に存在する場合に、この妨害波成分も復調される“相互変調歪”の問題がある。典型的には、自局の受信帯域に隣接する複数の周波数の信号を受信すると、増幅回路や周波数混合回路の線形性能が低いと受信帯域（通常は変調信号の１次成分だけを考えればよい）内に３次歪が発生し受信品質を著しく劣化させる。
　“相互変調歪”の問題を防止する手法としては、例えば、受信回路の入力部に、波長選択性を持つバンドパスフィルタを追加する手法が知られている。しかしながら、この手法は、バンドパスフィルタ分のコストの増大や基板面積の拡大等を招く。又、バンドパスフィルタは、一般的には、固定の周波数に対してのみ作用するため、対応周波数を可変して使用することは難しく通信チャネル（換言すると搬送周波数：以下では「バンド」ともいう）ごとに用意する必要がある。
　相互変調歪の問題を防止する他の手法としては、そもそもの発生原因である“回路部材の非直線動作”を改善する手法も知られている。回路部材の追加を伴わない手法である。例えば、回路の線形性能を高くするために、なるべく直線領域で動作させるように、バイアス電流を大きくする、ＤＣバイアス点を最適化する等の対策が有効になるが、電源電圧の増大や消費電力の増大を招く。あるいは、線形性のよい高価な回路部材を使用するということも考えられるが、高価な回路部材を使っても、原理的に非線形性をゼロにすることはできない。
　これに対して、相互変調歪が起こることを避けられないものとして、使用状態において相互変調歪を抑制し得るように、入力段を利得制御回路（可変利得増幅回路）とし、大入力時には利得を制限することで、利得制御回路やその後段の周波数変換回路（混合回路、ミキサ）での歪を抑制する技術が、例えば、特開２０００－２４４３５３号公報に提案されている。
　しかしながら、特開２０００－２４４３５３号公報に提案されている技術は、入力信号の系統に利得制御回路を２段設け、又、各利得制御回路用のレベル検出回路（検波器）を各別に設けており、回路が複雑である。
特開２０００－２４４３５３号公報
　当該技術分野では、相互変調歪を抑制することのできる他の技術が求められている。
　本開示は、相互変調歪を抑制することのできる技術を提供することを目的とする。
　本開示の第１の態様に係る利得制御回路は、入力信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。本開示の第１の態様に係る利得制御回路の従属項に記載された各利得制御回路は、本開示の第１の態様に係る利得制御回路のさらなる有利な具体例を規定する。
　本開示の第２の態様に係る通信装置は、受信信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。本開示の第２の態様に係る通信装置は、第１の態様に係る利得制御回路の従属項に記載された各技術・手法が同様に適用可能であり、それが適用された構成は、第２の態様に係る通信装置のさらなる有利な具体例を規定する。
　本開示の第３の態様に係る電子機器は、入力信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器から出力された信号に基づいて信号処理を行なう信号処理部と、第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。本開示の第３の態様に係る電子機器は、第１の態様に係る利得制御回路の従属項に記載された各技術・手法が同様に適用可能であり、それが適用された構成は、第３の態様に係る電子機器のさらなる有利な具体例を規定する。
　本開示の第４の態様に係る電子機器は、受信信号を増幅する第１増幅器と、第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。本開示の第４の態様に係る電子機器は、第１の態様に係る利得制御回路の従属項に記載された各技術・手法が同様に適用可能であり、それが適用された構成は、第４の態様に係る電子機器のさらなる有利な具体例を規定する。
　本開示の第５の態様に係る利得制御方法は、入力信号は希望波と妨害波とを含み、希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する。本開示の第５の態様に係る利得制御方法は、第１の態様に係る利得制御回路の従属項に記載された各技術・手法が同様に適用可能であり、それが適用された構成は、第５の態様に係る利得制御方法のさらなる有利な具体例を規定する。
　要するに、本開示の技術は、フィードフォワード系で第１増幅器の増幅率を制御する。特開２０００－２４４３５３号公報に提案されている技術のような、入力信号の系統に利得制御回路を２段設ける必要はない。
　本開示の利得制御回路、通信装置、電子機器、利得制御方法によれば、フィードフォワードによって第１増幅器の増幅率を制御するので、特開２０００－２４４３５３号公報に提案されている技術とは異なる利得制御手法を実現できる。
図１は、混変調歪を説明する図である。 図２は、本実施形態の利得制御回路の基本構成を説明する図である。 図３は、本実施形態の利得制御回路の第１変形構成を説明する図である。 図４は、本実施形態の利得制御回路の第２変形構成を説明する図である。 図５は、実施例１の通信装置（受信回路を持つ）を説明する図である。 図６は、入力増幅部（利得制御回路）の構成例を示す図である。 図７は、通信装置の入力レベルとＳＮ比（ＳＮＲ）の関係を示した図である。 図８は、希望波が－３０ｄＢｍのときの入力増幅部の減衰量とＳＮ比及びＩＩＰ３の関係を示した図である。 図９は、希望波が－１４ｄＢｍのときの入力増幅部の減衰量とＳＮ比及びＩＩＰ３の関係を示した図である。 図１０は、実施例２の通信装置（受信回路を持つ）を説明する図である。 図１１は、実施例２の通信装置の動作を説明する図である。 図１２の（Ａ）～図１２の（Ｃ）は、実施例３を説明する図である。
　以下、図面を参照して、本明細書で開示する技術の実施形態について詳細に説明する。各機能要素について形態別に区別する際にはアルファベット或いは“_n”（ｎは数字）或いはこれらの組合せの参照子を付して記載し、特に区別しないで説明する際にはこの参照子を割愛して記載する。図面においても同様である。
　説明は以下の順序で行なう。
　１．全体概要
　２．混変調歪について
　３．基本構成
　４．変形構成１
　５．変形構成２
　６．具体的な適用例
　　　　実施例１：基本構成と対応
　　　　実施例２：変形構成１
　　　　実施例３：通信装置、電子機器への適用
　＜全体概要＞
　先ず、基本的な事項について以下に説明する。
　本実施形態の構成において、利得制御回路、通信装置、電子機器は、入力信号（例えば受信信号）を増幅する第１増幅器と、第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部とを備える。第１増幅器に対する利得制御系は、フィードフォワードで実現される。そのため、基本的には、入力信号の系統に利得制御回路を２段設ける必要はない。更には、全体としてみれば、回路が簡易になる。電子機器の場合、第１増幅器、受信部、及び、信号判定部を具備する通信部を複数備えるとよい。
　例えば、入力信号（例えば受信信号）が希望波と妨害波とを含む場合、信号判定部は、希望波と妨害波の各レベルを判定する。
　この際、第１の手法として、信号判定部は、希望波のレベルと妨害波のレベルを区別することなく判定してよい。希望波のレベルの方が大きければ希望波のレベルの絶対値で制御するし、妨害波のレベルの方が大きければ妨害波のレベルの絶対値で制御する。
　第１の手法をとる場合、好ましくは、信号判定部は、第１増幅器に入力される入力信号を増幅する第２増幅器と、第２増幅器の出力信号のレベルを検出するレベル検出部とを有するのがよい。この場合、レベル検出部は、第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは相対関係を持って第１増幅器を制御する。
　この場合、好ましくは、第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは同じに制御されるのがよい。オフセット調整等の付加回路が不要になる。
　又、この場合、第２増幅器は第１増幅器に対してサイズ比例で小さいのがよい。第１増幅器はノイズ性に良好なものがよいが、第２増幅器はその必要がなく、希望波のレベルと妨害波のレベルを区別できれいばよいからである。
　第２の手法として、信号判定部は、希望波のレベルを検出する第１レベル検出部と、妨害波のレベルを検出する第２レベル検出部と、第１レベル検出部と第２検出部の検出結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御するレベル判定部とを有するのがよい。つまり、希望波のレベルと妨害波のレベルを区別して判定する構成である。
　第１の手法及び第２の手法の何れにおいても、希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御するのがよい。
　本実施形態の構成において、利得制御回路、通信装置、電子機器は、第１増幅器の出力には、出力信号の帯域を希望波の帯域に制限する帯域制限部が設けられていてもよい。第１増幅器に対する利得制御系をフィードフォワードで実現するので、第１増幅器の出力における帯域制限の影響を受けないからである。
　本実施形態の構成において、利得制御回路、通信装置、電子機器は、第１増幅器の後段に、第１増幅器の出力信号のレベルと対応した信号のレベルを検出して第１増幅器の増幅率を制御する帰還制御ループが設けられていてもよい。入力信号が小さいときの利得制御ループがあった方がよいからである。この制御ループは負帰還で構成するのが好適であるが、必ずしも、負帰還には限定されない。
　＜混変調歪について＞
　以下で説明する基本構成及びその変形例並びに実施例を説明するに当たって、重要な評価ファクタである混変調歪について先ず説明する。図１は、混変調歪を説明する図である。
　増幅回路の特性を評価する場合に、交流特性（帯域幅、スルー・レート、セトリングタイム等）だけでなく、例えば、高調波歪、スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ（ＳＦＤＲ：Spurious Freedynamic Range）、相互変調歪（ＩＭＤ：InterModulation Distortion）、インターセプトポイント（ＩＰ：Intercept Point、ＩＰ２，ＩＰ３等）、ノイズ（Ｓ／Ｎ：Signal to Noise Ratio）、ノイズ・フィギュア（ＮＦ：Noise Figure）等の項目が含まれる。
　例えば、純粋な単一周波数の正弦波が増幅回路（他の能動素子でも同様である）を通過する場合、その特性と非直線性に応じて高調波歪が発生する。正弦波の周波数を変えながら高調波歪を測定しただけでは、異なる周波数の信号が入力される場合の用途（例えば通信用途）に使用する増幅回路の真の性能を評価するには不十分である。多くの通信用途では、周波数領域で多重化した多数のチャネルを使うために、２つ或いはそれ以上の規定された周波数での相互変調歪の量を用いて、増幅回路を評価することが必要になる。
　２つの信号（ツー・トーン信号と称する）による歪みの発生を調べると、２次及び３次の相互変調積が発生することが分かる。図１は、その様子を表しているもので、周波数がｆ１とｆ２の２つの信号を非線形素子に加えたときに発生する２次と３次の相互変調積に着目して示している。一般的に、２次相互変調歪はＩＰ２の値を使って規定し、３次相互変調歪はＩＰ３の値を使って規定する。尚、入力レベル側を読んだ数字はＩＩＰで表し、出力レベル側を読んだ数字はＯＩＰで表し、さらにそれらに次数（乗数）を付けて、ＩＩＰ２、ＩＩＰ３、ＯＩＰ２、ＯＩＰ３等と表す。
　周波数の近い２つの正弦波（ツー・トーン信号）を同時に受信回路に加えている状態での評価結果である。シングル・トーンの出力信号電力（ｄＢｍ）とともに、２次相互変調歪や３次相互変調歪みの（シングル・トーンに対する）相対値を、入力信号電力の関数としてプロットしたものである。基本波に対する関数は傾き１のカーブとして表される。回路の非線形性をべき級数展開で近似すると、２次相互変調歪の振幅は信号入力が１ｄＢ増加するごとに２ｄＢ増加するので、これを傾き２のカーブとして図に表してある。同様に、３次相互変調歪の振幅は入力信号が１ｄＢ増加するごとに３ｄＢ増加するので、傾き３のカーブで表される。尚、実際には、入力信号が特定のレベルを越えると、出力信号の増加がクリップし（頭打ちになり）始める。つまり、理想的な傾き１の直線が破線で示されている領域は、実際には実線で示されるように出力が圧縮される。
　ここで、２次及び３次相互変調歪みの直線を延長すると、理想的な出力応答を表す線の延長部分と交差する。ここが、２次及び３次のインターセプト・ポイント（ＩＰ２，ＩＰ３）である。尚、これらは、回路が整合負荷（例えば５０Ω）に供給する出力電力をｄＢｍで表している。
　＜基本構成＞
　図２は、本実施形態の利得制御回路の基本構成を説明する図である。利得制御回路１０Ａは、信号処理回路１に組み込まれており、可変増幅部１２と、レベル検出機能を持つ信号処理部１４と、信号判定部２０とを備えている。
　可変増幅部１２は主信号パスに設けられており、その出力信号が信号処理部１４に入力され、信号処理部１４にて所定の信号処理が行なわれる。このため、可変増幅部１２としては、ノイズ特性の良好な（一般的にサイズが大きくなる）低雑音増幅器が使用される。例えば、信号処理部１４は、受信処理を行なうものである場合、復調回路が設けられる。信号処理部１４は、所要の信号処理を行なうに当たり、入力レベル（可変増幅部１２の出力レベル）或いは当該入力レベルと対応する信号処理部１４内部における所定の機能部の信号レベルを検出して、その検出結果を可変増幅部１２に供給する。これにより、主信号パスに関して、可変増幅部１２の入力レベルが所定レベルよりも小さいときに、信号処理部１４の入力レベルが一定となるように、可変増幅部１２と信号処理部１４との間でフィードバックループ（ＮＦＢ）により自動利得調整（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）機能が働くように構成されている。尚、可変増幅部１２の入力レベルが小さいときに、信号処理部１４の入力レベルが一定となるようにする主信号パスに関しての利得調整機能は、フィードバックループにより構成するものに限らず、その他の任意の回路構成をとってもよい。
　信号判定部２０は、主信号パスとは別の信号パス（レプリカ信号パスと称する）に設けられており、可変増幅部１２に入力される信号の状態を判定し、可変増幅部１２の入力レベルが所定レベルよりも大きいときに、信号処理部１４の入力レベルが一定となるように、可変増幅部１２との間でフィードフォワード（ＦＦ）により自動利得調整機能が働くように構成されている。
　ここで、信号判定部２０と可変増幅部１２とによるフィードフォワード系のＡＧＣのスタート点（AGC_start）をαｄＢｍとする。信号判定部２０の閾値（Threshold）をβｄＢｍとする。
　希望信号が大きくなると、信号判定部２０の判定出力に応じて可変増幅部１２の利得を減らしていく。低信号入力の場合、可変増幅部１２の利得を最大にしてＮＦ（雑音指数）の劣化を防ぎ、逆に大入力では利得を制限することで、可変増幅部１２及び信号処理部１４での歪を抑制し、ダイナミックレンジの広い信号伝送装置１（例えば受信回路）を構成するようにしている。
　このような構成の利得制御回路１０Ａにおいては、入力信号が所定レベルよりも小さいと、可変増幅部１２の増幅機能により、信号処理部１４の入力レベルが低下しないように働く。一方、入力信号が所定レベルよりも大きいと、信号判定部２０の判定結果を受けて、可変増幅部１２の減衰（アッテネート）機能により、信号処理部１４の入力レベルが過大にならないように働き、可変増幅部１２や信号処理部１４での歪を抑えることができる。例えば、入力レベルがＡＧＣのスタート点よりも大きく、且つ、信号判定部２０の閾値よりも大ききければ、当該機能が働く。特開２０００－２４４３５３号公報に提案されている技術を適用する場合、信号処理部１４よりも入力信号の系統に利得制御回路を２段設けることになるが、本実施形態では、利得制御回路は１つで済む。又、信号判定部２０による制御は、フィードバック制御でないので、可変増幅部１２よりも後段側の回路の帯域制限の影響を受けることなく、広帯域に妨害信号を検出できる。
　尚、信号判定部２０は、希望信号と妨害信号の各信号レベルの状態を判定するので、可変増幅部１２よりも広帯域であることが肝要となる。即ち、希望信号成分だけでなく妨害信号成分の周波数帯域にも対応したものであることが求められる。一方、可変増幅部１２は、希望信号成分の周波数帯域に対応したものであれば十分であり、妨害信号成分についての周波数特性は低下していた方が好ましい位である。
　提案書の図１が社外公知であることを証明する文献がないとのことですので、提案書の図１も本願発明範囲に含めるように記載しました。
　＜変形構成１＞
　図３は、本実施形態の利得制御回路の第１変形構成を説明する図である。第１変形構成の利得制御回路１０Ｂは、信号判定部２０に、可変増幅部２２とレベル検出部２４とを設けている点が基本構成の利得制御回路１０Ａと異なる。その他の点は利得制御回路１０Ａと同じである。
　変形構成１の信号判定部２０は、可変増幅部１２に周波数の異なる複数種類の信号が供給される場合において、所望周波数の信号（希望信号）とそれ以外の信号（妨害信号）の各信号レベルの状態に基づき、可変増幅部１２が適正な状態で動作するように制御する点に特徴がある。「可変増幅部１２が適正な状態で動作するように」とは、希望信号レベルと妨害信号レベルの状態に関わらず、ＩＩＰ３が所要レベルとなる状態で可変増幅部１２が動作するようにすることを意味する。
　例えば、希望信号レベル、妨害信号レベル、及び、ＩＩＰ３の関係は、図１に示した通りになる。即ち、対数表記において、希望信号に対する関数は傾き１のカーブとして表され、３次相互変調歪は、傾き３のカーブで表される、換言すると、２信号の積の３乗に比例して増加する。所要のＩＩＰ３レベルにしようとした場合、希望信号レベル及び妨害信号レベルの何れか一方のレベルだけで決まるものではなく、双方が関係したものである。この点を考慮して、ＩＩＰ３が所要レベルとなる状態で可変増幅部１２が動作するようにする。具体的には、希望信号レベル（Ｄ：Desire_Input）と妨害信号レベル（Ｕ：Undesire_Input）の比（Ｄ／Ｕ）が一定となる状態で可変増幅部１２の利得制御動作が行なわれるようにする。
　この機能により、希望信号と妨害信号とのレベル差の影響を受けずに、適正に可変増幅部１２を制御することができる。希望信号が大きくなると、信号判定部２０の判定出力に応じて可変増幅部１２の利得を減らしていく。低信号入力の場合、可変増幅部１２の利得を最大にしてＮＦ（雑音指数）の劣化を防ぎ、逆に大入力では利得を制限することで、可変増幅部１２及び信号処理部１４での歪を抑制し、ダイナミックレンジの広い信号伝送装置１（例えば受信回路）を構成するようにしている。
　変形構成１では、この機能の実現のため、信号判定部２０において、可変増幅部２２は、主信号パスの可変増幅部１２の可変幅と対応した可変幅で動作する可変利得増幅器が使用される。信号判定部２０について説明したことから理解されるように、可変増幅部２２は可変増幅部１２よりも広帯域であることが肝要となる。一方、レベル判定を好適に行なえれば十分であり、ノイズ特性はさほど問題とならないので、低雑音増幅器である必要はない。この点を考慮すれば、可変増幅部２２としては、主信号パスの可変増幅部１２のサイズ比例で小さくしたものを使用するのが好ましい。「サイズ比例」とすることで、その他の点の特性は可変増幅部１２と概ね同じにできる利点がある。
　「主信号パスの可変増幅部１２の可変幅と対応した可変幅で動作する」とは、第１増幅器の一例である可変増幅部１２の増幅率と第２増幅器の一例である可変増幅部２２の増幅率とが相対関係を持って制御されればよく、可変増幅部１２と同じ可変幅であることが典型例であるが、これには限定されず、多少の相違があってもよい。この相違分はレベル検出部２４にオフセット機能を持たせる等して、相殺することができるからである。
　可変増幅部２２の出力信号はレベル検出部２４に供給される。レベル検出部２４は、可変増幅部２２の出力で信号レベルを検出し、主信号パスの可変増幅部１２を制御する。これにより、Ｓ／Ｎの無駄無く可変増幅部１２のダイナミックレンジを拡大できる利得制御方式を実現できる。レプリカ信号パスの可変増幅部２２の効果により、希望信号と妨害信号のレベル差一定（Ｄ／Ｕ一定）で利得制御を行なうことができる。可変増幅部１２の入力における妨害信号と希望信号とのレベル差の影響を受けることなく（入力レベルに関わらず）、常に最適な動作点で利得制御を行なうことができ、適正に可変増幅部１２を制御することができる。ＮＦとダイナミックレンジの両面で好適な信号伝送装置１を構成することができる。
　＜変形構成２＞
　図４は、本実施形態の利得制御回路の第２変形構成を説明する図である。第２変形構成の利得制御回路１０Ｃは、信号判定部２０に、レベル検出部２６Ａ及びレベル検出部２６Ｂとレベル判定部２８とを設けている点が基本構成の利得制御回路１０Ａと異なる。その他の点は利得制御回路１０Ａと同じである。
　変形構成２は、変形構成１と同様に、希望信号レベルＤと妨害信号レベルＵの比（Ｄ／Ｕ）が一定となる状態で可変増幅部１２の利得制御動作が行なわれるようにする。この機能により、希望信号と妨害信号とのレベル差の影響を受けずに、適正に可変増幅部１２を制御することができる。
　変形構成２では、この機能の実現のため、希望信号のレベルとを検出する機能部と、妨害信号のレベルを検出する機能部を各別に設け、その結果に基づき、Ｄ／Ｕ比が一定となる状態で可変増幅部１２を制御する構成を採っている。具体的には、レベル検出部２６Ａは希望信号のレベルを検出するものであり、例えば、その入力段に希望信号の周波数帯域成分を通過させる帯域通過濾波回路（バンドパスフィルタ）が使用される。一方、レベル検出部２６Ｂは妨害信号のレベルを検出するものであり、例えば、その入力段に希望信号の周波数帯域成分を抑制する帯域阻止（抑制）濾波回路（バンドエリミネーションフィルタ、ノッチフィルタ）が使用される。レベル検出部２６Ａの検出結果及びレベル検出部２６Ｂの検出結果はレベル判定部２８に供給される。レベル判定部２８は、レベル検出部２６Ａの検出結果及びレベル検出部２６Ｂの検出結果で信号レベルを検出し、主信号パスの可変増幅部１２を制御する。これにより、Ｓ／Ｎの無駄無く可変増幅部１２のダイナミックレンジを拡大できる利得制御方式を実現できる。レプリカ信号パスのレベル検出部２６Ａ及びレベル検出部２６Ｂ並びにレベル判定部２８の効果により、希望信号と妨害信号のレベル差一定（Ｄ／Ｕ一定）で利得制御を行なうことができる。可変増幅部１２の入力における妨害信号と希望信号とのレベル差の影響を受けることなく、常に最適な動作点で利得制御を行なうことができる。ＮＦとダイナミックレンジの両面で好適な信号伝送装置１を構成することができる。
　＜具体的な適用例＞
　以下に、前述した利得制御回路１０の具体的な適用例について説明する。以下では、無線通信用の受信回路に使用される自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）への適用例で説明する。例えば、通信機、ＴＶ、或いは移動通信を行なうデジタルオーディオブロードキャスティング（ＤＡＢ）等、受信信号が変動し、かつ他の送信アンテナから隣接のチャンネルに大きな信号レベルを受けることがある受信回路に用いられるＡＧＣ回路へ適用するのが好適である。
　［構成］
　図５は、実施例１の通信装置（受信回路を持つ）を説明する図である。通信装置８１０Ａは、入力増幅部８１２と、搬送周波数Ｆ_@を生成する受信側局部発振部８１４と、周波数混合部８１５（いわゆるミキサー）と、復調信号処理部８１６（例えばバンドパスフィルタ）と、出力増幅部８１７と、復調回路８１８とを備え、入力増幅部８１２には受信アンテナ８１１が接続されている。受信側局部発振部８１４と周波数混合部８１５とで周波数変換部が構成される。入力増幅部８１２は、受信アンテナ８１１で受けた受信信号の振幅をゲイン倍するものであり、前述の可変増幅部１２と対応する。復調回路８１８からは、ゲイン制御信号ＧＣ１が入力増幅部８１２に供給され、負帰還増幅回路が構成されるようにしている。
　通信装置８１０Ａは、受信周波数に帯域制限をかけて希望する周波数のみ選択するようになっており、入力増幅部８１２の負荷にフィルタ回路８１３（タンク回路）が設けられている。フィルタ回路８１３は、入力増幅部８１２の出力信号の帯域を希望波の帯域に制限する帯域制限部の一例である。これに対応して、入力増幅部８１２の入力信号レベルを判定する信号判定部８２０Ａ（前述の信号判定部２０と対応）が、主信号パスとは別のレプリカ信号パスに設けられている。信号判定部８２０Ａは、レベル検出部８２４（レベル検出部２４と対応）を有する。入力増幅部８１２の前にレベル検出部８２４を設け、その検波結果をゲイン制御信号ＧＣ２として用いて入力増幅部８１２を制御する。
　［利得制御回路］
　図６は、入力増幅部８１２（利得制御回路）の構成例を示す図である。
　入力段にアッテネータ回路８３０が設けられ、そのタップ出力ごとに差動増幅回路８４０が接続された構成である。因みに、入力端は直接に１段目の差動増幅回路８４０に接続されるようにしている。アッテネータ回路８３０としては、例えば抵抗ラダー回路を使用することができる。差動増幅回路８４０は、差動対のトランジスタ８４２及びトランジスタ８４４と、それらの電流源となるトランジスタ８４６を有する。
　アッテネータ回路８３０のタップのそれぞれが順に、差動対のトランジスタ８４２及びトランジスタ８４４の一方の入力端に接続される。差動対のトランジスタ８４２及びトランジスタ８４４の他方の入力端は共通に接続され、さらにゲインを決定する帰還回路と接続される。この帰還回路はゲイン制御信号ＧＣ１によって動作するものと対応する。差動対は、電流制御トランスコンダクタンス（ｇｍ）増幅回路（Ｇｍ－ＡＭＰ）として動作する。トランジスタ８４６の制御入力端（ゲート）には、差動対の何れか１つを動作させる制御信号（ゲイン制御信号ＧＣ２と対応）が供給される。どの段の差動対を動作させるかにより、過大入力時の動作状態（ゲイン）が決まる。
　［実施例１の動作］
　図７～図９は、実施例１の通信装置８１０Ａの動作を説明する図である。ここで、図７は、通信装置８１０Ａの入力レベルとＳＮ比（ＳＮＲ）の関係を示した図である。図８は、希望波が－３０ｄＢｍのときの入力増幅部８１２の減衰量とＳＮ比及びＩＩＰ３の関係を示した図である。図９は、希望波が－１４ｄＢｍのときの入力増幅部８１２の減衰量とＳＮ比及びＩＩＰ３の関係を示した図である。
　図７に示すように、ＡＧＣのスタート点を－５０ｄＢｍとしている。入力レベルが大きければノイズ特性が良好であることが分かる。
　図８は、希望波が－３０ｄＢｍの動作点を表しており、このとき、レベル検出部８２４の閾値（threshold）は－３０ｄＢｍに設定されている。例えば、妨害波の信号レベルが－１４ｄＢｍ時の所要ＩＩＰ３を＋１２ｄＢｍと仮定すると、入力増幅部８１２を１６ｄＢ減衰させると受信可能となることが分かる。
　大入力時には利得を制限することで、入力増幅部８１２或いはその後段回路での歪を抑制することができる。但し、多少の難点がある。例えば、図９は、希望波が－１４ｄＢｍの動作点を表しており、この場合は、希望波のみの動作点で既に所要ＩＩＰ３を満足しているにも関わらず、よりＳ／Ｎを劣化させるような動作をする。つまり、実施例１の通信装置８１０Ａでは、希望波レベルが妨害波レベルを超えるまでは妨害波の絶対値レベルで検波して利得を制御することから、全ての受信レベルにおいて最適な動作点で動作できない難点がある。
　［構成］
　図１０は、実施例２の通信装置（受信回路を持つ）を説明する図である。通信装置８１０Ｂは、実施例１の通信装置８１０Ａに対して、信号判定部８２０の構成を変更している。具体的には、信号判定部８２０Ｂは、可変増幅部８２２（可変増幅部２２と対応）とレベル検出部８２４（レベル検出部２４と対応）を有する。可変増幅部８２２としては、妨害波も適正に処理できるように広帯域な可変利得増幅器を使用するが、ノイズ性能は良好である必要がないので主信号パスの可変増幅部８１２のサイズ比例で小さくしたものを使用する。入力増幅部８１２の前に信号判定部８２０Ｂを設け、その検波結果をゲイン制御信号ＧＣ２として用いて入力増幅部８１２を制御する。
　可変増幅部８２２は、主信号パスの入力増幅部８１２と同じ可変幅で、且つ、広帯域な可変利得増幅器を持つ。このレプリカ信号パスを持つことにより、フィルタ回路８１３の帯域制限を受けることなく、広帯域に妨害波を検波でき、且つ、可変増幅部８２２の効果により、希望波と妨害波のレベル差を一定（Ｄ／Ｕ一定）とした状態で、利得制御を行なうことができる。
　［実施例２の動作］
　図１１は、実施例２の通信装置８１０Ｂの動作を説明する図である。ここで、図１１は、実施例１の図９と対応し、希望波＝－１４ｄＢｍと希望波＝－１４ｄＢｍのとき（つまりＤ／Ｕ＝０ｄＢの場合）の入力増幅部８１２の減衰量とＳ／Ｎ比及びＩＩＰ３をそれぞれ示した図である。
　通信装置８１０Ｂの入力レベルとＳＮ比は実施例１と同じ図７に示したのと同じ特性とである。レベル検出部８２４の閾値は、実施例１と同様に－３０ｄＢｍであるとする。希望波＝－３０ｄＢｍと妨害波＝－１４ｄＢｍのときは、実施例１と同様に、図８に示した動作をする。
　実施例２の通信装置８１０Ｂにおけるレベル検出部８２４のレベル計算は、図１１中に示した通りである。例えば、検波閾値を－３０ｄＢｍとしており、ＡＧＣスタート＝－５０ｄＢｍであるので、Ｄ／Ｕ＝－２０ｄＢで利得を制御する。例えば、図１１において、図中に条件１で示すように、希望波＝－１４ｄＢｍ、妨害波＝－１４ｄＢｍのときは、レベル検出部８２４による入力増幅部８１２に対する制御は－３６ｄＢの減衰（ＡＴＴ）動作となる（∵－１４－３６＝－５０）。このとき、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢであり、レベル検出部８２４への入力レベルは－５０ｄＢｍで閾値以下であるので、この場合は動作しない。このため、不要なＳ／Ｎの劣化は起きない。
　一方、図中に条件２で示すように、希望波＝－１４ｄＢｍ、妨害波＝＋６ｄＢｍのときは、レベル検出部８２４への入力レベルは－３０ｄＢｍで丁度閾値であるので、この状態以降（つまり妨害波が＋６ｄＢｍ以上）がＡＧＣ動作開始の臨界点となる。臨界点がＤ／Ｕ＝－２０ｄＢであることが分かる。
　更に、図中に条件３で示すように、希望波＝－５０ｄＢｍ、妨害波＝－３０ｄＢｍのときは、レベル検出部８２４による入力増幅部８１２に対する制御は±０ｄＢの減衰（ＡＴＴ）動作となる（∵－５０－０＝－５０）。このとき、レベル検出部８２４への入力レベルは－３０ｄＢｍで丁度閾値であるので、この状態以降（つまり妨害波が－３０ｄＢｍ以上）がＡＧＣ動作開始の臨界点となる。この場合も、臨界点がＤ／Ｕ＝－２０ｄＢであることが分かる。
　実施例２によれば、可変増幅部８２２の効果により、希望波と妨害波のレベル差を、検波閾値とＡＧＣスタートとの差にと対応するＤ／Ｕ比を一定として利得制御を行なうことができる。このように、実施例２では、実施例１のように妨害波の絶対値レベルで検波して利得を制御するのではなく、Ｄ／Ｕ一定で利得制御をかけるので、希望波と妨害波の各入力レベルに関わらず、常に最適な動作点で利得制御を行なうことができる。上記のようにＤ／Ｕ一定で利得制御をかける本発明を実施することで入力レベルに関わらず常に最適な動作点で利得制御を行うことが可能となる。
　図１２は、実施例３を説明する図である。ここで、図１２の（Ａ）は電子機器内における複数の通信装置の配置イメージを示し、図１２の（Ｂ）は通信装置の詳細構成例を示し、図１２の（Ｃ）は搬送周波数の周波数配置の例を示す。
　実施例３は、１つの電子機器の筐体内に複数の通信装置を配置して通信を行なう場合への適用例である。例えば、１つの電子機器内の同一基板内に全通信装置（通信チップ）が搭載され、各搬送搬送周波数を予め設定しておく形態である。電子機器内の回路基板上に、３組以上の送受信の組合せが、配置や電波の指向性等に拘わらず無作為に行なわれるような場合を想定する。
　例えば、図１２では、３バンドの周波数配置を適用する場合で示している。図１２の（Ａ）に示すように、電子機器７５１内の回路基板７０１上には、送信器の機能を持つ通信装置７１０_1と受信器の機能を持つ通信装置８１０_1の組、送信器の機能を持つ通信装置７１０_2と受信器の機能を持つ通信装置８１０_2の組、送信器の機能を持つ通信装置７１０_3と受信器の機能を持つ通信装置８１０_3の組、といった３組の送受信の組合せでなる信号伝送装置１Ａが収容されている。
　図１２の（Ｂ）に示すように、通信装置７１０_1、通信装置７１０_2、通信装置７１０_3のそれぞれは、変調対象信号処理部７１２と、信号増幅部７１３と、ローカル周波数としての搬送周波数Ｆ_n（ｎは１、２、３の何れか）を生成する送信側局部発振部７１４と、周波数混合部７１５（いわゆるミキサー）と、出力増幅部７１７とを備え、出力増幅部７１７には送信アンテナ７１８が接続されている。送信側局部発振部７１４と周波数混合部７１５とで変調部が構成される。変調対象信号処理部７１２は、例えばローパスフィルタを有し、被変調信号の受信帯域幅を制限する。信号増幅部７１３は、変調対象信号処理部７１２から出力された信号の振幅をゲイン倍する。周波数混合部７１５は、信号増幅部７１３から出力された信号と送信側局部発振部７１４からの搬送信号（搬送周波数Ｆ_n）とを乗算することで変調処理を行なう。出力増幅部７１７は、周波数混合部７１５で変調された信号の振幅をゲイン倍する。
　図１２の（Ｂ）に示すように、通信装置８１０_1、通信装置８１０_2、通信装置８１０_3のそれぞれは、入力増幅部８１２と、搬送周波数Ｆ_nを生成する受信側局部発振部８１４と、周波数混合部８１５（いわゆるミキサー）と、復調信号処理部８１６（例えばローパスフィルタ）と、出力増幅部８１７とを備え、入力増幅部８１２には受信アンテナ８１１が接続されている。受信側局部発振部８１４と周波数混合部８１５とで復調部が構成される。入力増幅部８１２は、受信アンテナ８１１で受けた受信信号の振幅をゲイン倍する。周波数混合部８１５は、入力増幅部８１２から出力された受信信号と受信側局部発振部８１４からの搬送信号（搬送周波数Ｆ_n）とを乗算することで復調処理を行なう。復調信号処理部８１６は、例えばローパスフィルタを有し、復調信号の受信帯域幅を制限する。出力増幅部８１７は、復調信号処理部８１６から出力された復調信号の振幅をゲイン倍する。
　図１２の（Ｂ）に示すように、通信装置７１０_1に全受信帯域幅Ｂｗ１の被変調信号Ｓ７１１を入力し、搬送周波数Ｆ_1の送信側局部発振部７１４にて変調をかけて送信アンテナ７１８にて、電波を送信する。受信アンテナ８１１にてこの変調信号を受けて通信装置８１０_1に入力し、復調部で復調して復調信号Ｓ８１１を出力増幅部８１７から出力する。
　図１２の（Ｂ）に示すように、通信装置７１０_2に全受信帯域幅Ｂｗ２の被変調信号Ｓ７２１を入力し、搬送周波数Ｆ_2の送信側局部発振部７１４にて変調をかけて送信アンテナ７１８にて、電波を送信する。受信アンテナ８１１にてこの変調信号を受けて通信装置８１０_2に入力し、復調部で復調して復調信号Ｓ８２１を出力増幅部８１７から出力する。
　図１２の（Ｂ）に示すように、通信装置７１０_3に全受信帯域幅Ｂｗ３の被変調信号Ｓ７３１を入力し、搬送周波数Ｆ_3の送信側局部発振部７１４にて変調をかけて送信アンテナ７１８にて、電波を送信する。受信アンテナ８１１にてこの変調信号を受けて通信装置８１０_3に入力し、復調部で復調して復調信号Ｓ８３１を出力増幅部８１７から出力する。
　ここで、搬送周波数Ｆ_1、搬送周波数Ｆ_2、搬送周波数Ｆ_3の周波数配置としては、図１２の（Ｃ）に示すように、搬送周波数Ｆ_1と搬送周波数Ｆ_2とが周波数差Ｄ１２を隔て、搬送周波数Ｆ_2と搬送周波数Ｆ_3とが周波数差Ｄ２３（＝Ｄ１２）を隔てて配置されている。搬送周波数Ｆ_1に基づく変調信号と搬送周波数Ｆ_2に基づく変調信号との帯域間隔はＨ１２であり、搬送周波数Ｆ_2に基づく変調信号と搬送周波数Ｆ_3に基づく変調信号との帯域間隔はＨ２３（＝Ｈ１２）である。
　このような周波数配置の場合、周波数利用効率は高いが、混変調が問題となる。例えば、所望波（自局）とは全く関係のない２つの搬送周波数の信号が受信され非線形性を持つ増幅回路や周波数混合回路に入力されると、２つの搬送周波数の差の信号（妨害波成分）も出力される。図１２の（Ｃ）に示す周波数配置の場合、２つの搬送周波数の差が所望波の周波数近傍に存在することになり、妨害波成分も復調される“相互変調歪”の問題がある。典型的には、自局の受信帯域に隣接する複数の周波数の信号を受信すると、増幅回路や周波数混合回路の線形性能が低いと受信帯域（通常は変調信号の１次成分だけを考えればよい）内に３次歪が発生し受信品質を著しく劣化させる。
　このようなケースにおいて、本実施形態（基本構成や変形構成１或いは変形構成２更には実施例１或いは実施例２）を適用することで、
　以上、本明細書で開示する技術について実施形態を用いて説明したが、請求項の記載内容の技術的範囲は前記実施形態に記載の範囲には限定されない。本明細書で開示する技術の要旨を逸脱しない範囲で前記実施形態に多様な変更または改良を加えることができ、そのような変更または改良を加えた形態も本明細書で開示する技術の技術的範囲に含まれる。前記の実施形態は、請求項に係る技術を限定するものではなく、実施形態の中で説明されている特徴の組合せの全てが、本明細書で開示する技術が対象とする課題の解決手段に必須であるとは限らない。前述した実施形態には種々の段階の技術が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜の組合せにより種々の技術を抽出できる。実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、本明細書で開示する技術が対象とする課題と対応した効果が得られる限りにおいて、この幾つかの構成要件が削除された構成も、本明細書で開示する技術として抽出され得る。
　前記実施形態の記載を踏まえれば、請求の範囲に記載の請求項に係る技術の他に、例えば、以下の技術が抽出される。以下列記する。
［付記１］
　入力信号を増幅する第１増幅器と、
　第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
　とを備えた利得制御回路。
［付記２］
　入力信号は希望波と妨害波とを含み、
　信号判定部は、希望波と妨害波の各レベルを判定する
　付記１に記載の利得制御回路。
［付記３］
　信号判定部は、希望波のレベルと妨害波のレベルを区別することなく判定する
　付記２に記載の利得制御回路。
［付記４］
　信号判定部は、
　第１増幅器に入力される入力信号を増幅する第２増幅器と、
　第２増幅器の出力信号のレベルを検出するレベル検出部
とを有し、
　第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは相対関係を持って制御される
　付記３に記載の利得制御回路。
［付記５］
　第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは同じに制御される
　付記４に記載の利得制御回路。
［付記６］
　第２増幅器は第１増幅器に対してサイズ比例で小さい
　付記４又は付記５に記載の利得制御回路。
［付記７］
　信号判定部は、
　希望波のレベルを検出する第１レベル検出部と、
　妨害波のレベルを検出する第２レベル検出部と、
　第１レベル検出部と第２検出部の検出結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御するレベル判定部
　とを有する付記２に記載の利得制御回路。
［付記８］
　希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する
　付記４乃至付記７の何れか１項に記載の利得制御回路。
［付記９］
　第１増幅器の出力には、出力信号の帯域を希望波の帯域に制限する帯域制限部が設けられている
　付記１乃至付記８の何れか１項に記載の利得制御回路。
［付記１０］
　第１増幅器の後段に、第１増幅器の出力信号のレベルと対応した信号のレベルを検出して第１増幅器の増幅率を制御する制御ループが設けられている
　付記１乃至付記９の何れか１項に記載の利得制御回路。
［付記１１］
　受信信号を増幅する第１増幅器と、
　第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、
　第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
　とを備えた通信装置。
［付記１２］
　入力信号を増幅する第１増幅器と、
　第１増幅器から出力された信号に基づいて信号処理を行なう信号処理部と、
　第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
　とを備えた電子機器。
［付記１３］
　受信信号を増幅する第１増幅器と、
　第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、
　第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
　とを備えた電子機器。
［付記１４］
　第１増幅器、受信部、及び、信号判定部を具備する通信部を複数備えた
　付記１３に記載の電子機器。
［付記１５］
　入力信号を増幅する第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて、フィードフォワード系で第１増幅器の増幅率を制御する
　利得制御方法。
［付記１６］
　入力信号は希望波と妨害波とを含み、
　希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する
　付記１５に記載の利得制御方法。
　１…信号処理回路、１０…利得制御回路、１２…可変増幅部、１４…信号処理部、２０…信号判定部、２２…可変増幅部、２４…レベル検出部、２６Ａ…レベル検出部、２６Ｂ…レベル検出部、２８…レベル判定部

Claims (17)

  1. 　入力信号を増幅する第１増幅器と、
    　第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
    　とを備えた利得制御回路。
  2. 　入力信号は希望波と妨害波とを含み、
    　信号判定部は、希望波と妨害波の各レベルを判定する
    　請求項１に記載の利得制御回路。
  3. 　信号判定部は、希望波のレベルと妨害波のレベルを区別することなく判定する
    　請求項２に記載の利得制御回路。
  4. 　信号判定部は、
    　第１増幅器に入力される入力信号を増幅する第２増幅器と、
    　第２増幅器の出力信号のレベルを検出するレベル検出部
    とを有し、
    　第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは相対関係を持って制御される
    　請求項３に記載の利得制御回路。
  5. 　希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する
    　請求項４に記載の利得制御回路。
  6. 　第１増幅器の増幅率と第２増幅器の増幅率とは同じに制御される
    　請求項５に記載の利得制御回路。
  7. 　第２増幅器は第１増幅器に対してサイズ比例で小さい
    　請求項６に記載の利得制御回路。
  8. 　信号判定部は、
    　希望波のレベルを検出する第１レベル検出部と、
    　妨害波のレベルを検出する第２レベル検出部と、
    　第１レベル検出部と第２検出部の検出結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御するレベル判定部
    　とを有する請求項２に記載の利得制御回路。
  9. 　希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する
    　請求項８に記載の利得制御回路。
  10. 　第１増幅器の出力には、出力信号の帯域を希望波の帯域に制限する帯域制限部が設けられている
    　請求項１に記載の利得制御回路。
  11. 　第１増幅器の後段に、第１増幅器の出力信号のレベルと対応した信号のレベルを検出して第１増幅器の増幅率を制御する制御ループが設けられている
    　請求項１に記載の利得制御回路。
  12. 　受信信号を増幅する第１増幅器と、
    　第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、
    　第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を
    制御する信号判定部
    　とを備えた通信装置。
  13. 　入力信号を増幅する第１増幅器と、
    　第１増幅器から出力された信号に基づいて信号処理を行なう信号処理部と、
    　第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
    　とを備えた電子機器。
  14. 　受信信号を増幅する第１増幅器と、
    　第１増幅器から出力された信号に基づいて受信処理を行なう受信部と、
    　第１増幅器に入力される受信信号を判定し、判定結果に基づいて第１増幅器の増幅率を制御する信号判定部
    　とを備えた電子機器。
  15. 　第１増幅器、受信部、及び、信号判定部を具備する通信部を複数備えた
    　請求項１４に記載の電子機器。
  16. 　入力信号を増幅する第１増幅器に入力される入力信号を判定し、判定結果に基づいて、フィードフォワード系で第１増幅器の増幅率を制御する
    　利得制御方法。
  17. 　入力信号は希望波と妨害波とを含み、
    　希望波と妨害波のレベル差一定で第１増幅器の増幅率を制御する
    　請求項１６に記載の利得制御方法。
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