JP2008010909A - 自動利得制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】妨害波の受信時にＲＦ段の最適な利得を設定できるようにし、２信号妨害波が入力されたときに生じる相互変調歪み特性を改善し、所望の受信感度を得ることができるようにする。
【解決手段】周波数変換回路４の出力に妨害波のアンテナレベルを検出するための回路（ＡＧＣアンプ８、第２のＡ／Ｄ変換回路９）を設け、希望波と妨害波のアンテナ端のレベルをＤＳＰ１０で計算し、それぞれのレベルに応じてアンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３あるいは周波数変換回路４の利得を調整することにより、希望波と妨害波のレベルに応じてＲＦ段の最適な利得配分を設定できるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は自動利得制御回路に関し、特に、ラジオ受信機などの無線通信装置に強い信号が入力されたときにおける信号の歪みを抑制するためのＡＧＣ動作を行う回路に関するものである。

通常、ラジオ受信機などの無線通信装置では、受信信号の利得を調整するためにＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路が設けられている。ＲＦ（Radio Frequency）ＡＧＣ回路は、アンテナで受信された高周波信号（ＲＦ信号）のゲインを調節して、受信信号のレベルを一定に保つようにするものである。ＲＦ−ＡＧＣは、アンテナダンピング回路での減衰量やＬＮＡ（Low Noise Amplifier）等の利得を制御することで実現できる。

ＲＦ−ＡＧＣ回路は、アンテナ入力信号の電界強度が閾値より大きくないときは動作せず、受信信号のゲインを下げることはない。しかし、アンテナに強電界の信号が入力されて電界強度が閾値を超えると、ＲＦ−ＡＧＣ回路が動作して受信信号のゲインを下げることにより、無線通信装置に過大な電力が加えられないようにする。

従来、アンテナダンピング回路とＬＮＡのＡＧＣ処理を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いてデジタル信号処理として行うようにした技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の技術では、ＬＮＡより出力される広帯域のＲＦ信号のレベル、ＩＦ（Intermediate Frequency）アンプより出力される中帯域の中間周波信号（ＩＦ信号）のレベル、ＩＦフィルタより出力される狭帯域のＩＦ信号のレベルをそれぞれ検出してデジタル信号に変換し、ＤＳＰが各帯域の信号レベルに基づいてアンテナダンピング回路およびＬＮＡの利得調整の可否および利得調整量を決定するようにしている。
ＷＯ２００５／０５３１７１号公報

図６は、ＤＳＰを用いてアンテナダンピング回路とＬＮＡのＡＧＣ処理を行う従来のラジオ受信機の構成を示す図である。図６において、アンテナ１０１で受信したＲＦ信号は、アンテナダンピング回路１０２およびＬＮＡ１０３を通過して周波数変換回路１０４に供給される。この周波数変換回路１０４により、ＬＮＡ１０３から供給されるＲＦ信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とが混合され、周波数変換によりＩＦ信号が生成される。周波数変換回路１０４より出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ１０５において帯域制限が行われることによって、希望周波数の１局のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号となる。

ＢＰＦ１０５より出力された狭帯域のＩＦ信号は、ＩＦアンプ１０６により増幅された後、第１のＡ／Ｄ変換回路１０７によりアナログ−デジタル変換が施され、デジタルデータとなる。こうして得られた狭帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１１１に入力される。ＤＳＰ１１１では、第１のＡ／Ｄ変換回路１０７より入力された狭帯域のデジタルＩＦ信号をベースバンド信号に復調する処理が行われ、得られたベースバンド信号が外部に出力される。

ＬＮＡ１０３より出力された広帯域のＲＦ信号（希望波および妨害波の両方が含まれる信号）は、検波回路１０８にも供給される。そして、ＲＦ−ＡＧＣ処理のために、当該広帯域のＲＦ信号のレベルが検波回路１０８で検出され、そのＲＦ信号のレベルと所定の閾値とが比較器１０９において比較される。比較器１０９からは、ＲＦ信号の検出レベルと所定の閾値との大小関係を表す信号が出力される。さらに、その比較器１０９から出力された信号が第２のＡ／Ｄ変換回路１１０によりデジタル信号に変換されて、ＤＳＰ１１１に供給される。

次いで、第２のＡ／Ｄ変換回路１１０からのデジタル信号に基づいて、ＤＳＰ１１１によりＡＧＣ信号が生成され、Ｄ／Ａ変換回路１１２に供給される。Ｄ／Ａ変換回路１１２によりアナログ信号とされたＡＧＣ信号は、インタフェース回路１１３を介してアンテナダンピング回路１０２またはＬＮＡ１０３に供給され、アンテナダンピング回路１０２での減衰量またはＬＮＡ１０３での利得が制御される。このようにして、ＲＦ信号のレベルが比較器１０９にあらかじめ設定された閾値に収束するように、ＤＳＰ１１１、Ｄ／Ａ変換回路１１２、インタフェース回路１１３を介してアンテナダンピング回路１０２およびＬＮＡ１０３の利得がアナログ的に制御される。

ここで、検波回路１０８で検出される信号のレベルは、希望波と妨害波との両方が含まれる広帯域のＲＦ信号のレベルである。そのため、その検出レベルが希望波のものか妨害波のものかを区別することができない。このため、比較器１０９の閾値は、希望波のみが入力されたときにＲＦ信号が歪まないように設定された値を用いるのが一般的である。つまり、ＲＦ−ＡＧＣの閾値は希望波のレベルに対して最適となるように設定されている。

一方、ＩＦアンプ１０６から出力されるＩＦ信号を第１のＡ／Ｄ変換回路１０７でデジタル信号に変換し、これをＤＳＰ１１１に供給することによって、希望波のみのレベルをＤＳＰ１１１にて検出することが可能である。図６に示すラジオ受信機では、ＤＳＰ１１１において希望波のレベルと所定値とを比較し、希望波のレベルが所定値より小さいときに、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）信号を出力することにより、アンテナダンピング回路１０２での減衰量やＬＮＡ１０３での利得を適切に制御するようにしている。

もしＲＳＳＩ信号がないと、希望波のレベルが所定値より小さく、妨害波のレベルが所定値より大きいときは、第２のＡ／Ｄ変換回路１１０より供給される信号によりＲＦ−ＡＧＣ回路が働き、ＲＦ信号の利得が下げられてしまう。この場合は、妨害波と共に希望波の利得も下げられ、元々小さいレベルが更に小さくなってしまうので、感度抑圧により所望の受信感度が取れない問題を生じる。これに対して、ＲＳＳＩ信号を用いた場合には、希望波のレベルが所定値より小さいときは、妨害波のレベルが所定値より大きくても、ＲＦ信号の利得を或る値以下には下げないように制御される。これにより、感度抑圧の問題を回避できる。

上述のように、図６に示す従来の自動利得制御回路では、比較器１０９の閾値が希望波のレベルに対して最適となるように設定されている。この場合は、特に希望波のみが入力されたときには、受信感度を落とさないように利得を制御し、ＲＦ信号に歪みが生じないようにすることが可能である。

しかしながら、従来の自動利得制御回路では、ＡＧＣの閾値が希望波に対して最適となるように設定されており、妨害波に対して最適な利得設定ができない。そのため、希望波と共に妨害波も入力されたときには、受信感度を落とすことなくＲＦ信号の利得を最適に制御することが困難となる。特に、２信号妨害波（周波数が近接した２つの信号にそれぞれ含まれる妨害波）が入力されたときには相互変調歪み特性が悪化し、所望の受信感度を得ることができないという問題があった。

また、希望波のレベルが所定値より小さいときに妨害波によるＡＧＣ動作で感度抑圧が起こる不都合を防ぐために、ＲＳＳＩ信号を用いてＡＧＣの動作を制御する手法を用いた場合、ＲＦ信号の利得を変えたときにＲＳＳＩ信号のレベルが変化してしまうため、妨害波の受信時にＲＦ信号の最適な利得設定ができないという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、妨害波の受信時にＲＦ−ＡＧＣ回路の最適な利得を設定できるようにすることを目的とする。特に、２信号妨害波が入力されたときに生じる相互変調歪み特性を改善し、所望の受信感度を得ることができるようにすることを目的としている。

上記した課題を解決するために、本発明では、希望波周波数のレベルおよび妨害波周波数のレベルを検出するレベル検出部と、レベル検出部により検出されるレベルと利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けたテーブル情報を記憶したテーブル情報記憶部と、レベル検出部により検出されたレベルに基づいてテーブル情報を参照し、利得調整部による受信信号の利得の調整を制御する制御部とを備えている。

上記のように構成した本発明によれば、受信信号について検出される希望波周波数の信号レベルと妨害波周波数の信号レベルとに基づいて、受信信号の利得調整を行うべきか否か、行う場合にはどの程度利得を調整するべきかが制御部によってテーブル情報に基づいてインテリジェントに判断され、その結果に基づいて利得調整が行われるので、妨害波の受信時に受信信号の利得を最適に設定することができるようになる。特に、２信号妨害波が入力されたときに生じる相互変調歪み特性を大幅に改善することができ、所望の受信感度を得ることができるようになる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の自動利得制御回路を実施したラジオ受信機の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施形態によるラジオ受信機は、アンテナ１、アンテナダンピング回路２
、ＬＮＡ３、周波数変換回路４、ＢＰＦ５、ＩＦアンプ６、第１のＡ／Ｄ変換回路７、ＡＧＣアンプ８、第２のＡ／Ｄ変換回路９、ＤＳＰ１０、インタフェース回路１１およびテーブル情報記憶部１２を備えて構成されている。これらの構成（アンテナ１を除く）は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスにより１つの半導体チップに集積されている。

アンテナダンピング回路２は、アンテナ１で受信したＲＦ信号（希望波周波数および妨害波周波数を含む比較的広帯域の放送波信号）を、インタフェース回路１１より供給される制御信号に応じて可変設定された減衰度に制御する。ＬＮＡ３は、アンテナダンピング回路２を通過したＲＦ信号を低雑音で増幅する。ＬＮＡ３の利得は、インタフェース回路１１より供給される制御信号に応じて制御される。

ＬＮＡ３により増幅された信号は、周波数変換回路４に供給される。周波数変換回路４は、ＬＮＡ３から供給されるＲＦ信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行ってＩＦ信号を生成して出力する。この周波数変換回路４も利得調整機能を有しており、その利得が、インタフェース回路１１より供給される制御信号に応じて制御される。

上述のアンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４により、本発明の利得調整部が構成されている。ＢＰＦ５は、周波数変換回路４より供給されたＩＦ信号に対して帯域制限を行って、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号を抽出する。

ＩＦアンプ６は、ＢＰＦ５より出力された狭帯域のＩＦ信号を増幅する。第１のＡ／Ｄ変換回路７は、ＩＦアンプ６より出力されたＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた狭帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。ＤＳＰ１０は、その機能構成として、復調部１０ａ、第１のレベル検出部１０ｂ、第２のレベル検出部１０ｃおよび制御部１０ｄを備えている。復調部１０ａは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力された狭帯域のデジタルＩＦ信号をベースバンド信号に復調して出力する。

ＡＧＣアンプ８は、周波数変換回路４より出力された広帯域のＩＦ信号を増幅する。第２のＡ／Ｄ変換回路９は、ＡＧＣアンプ８より出力されたＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた広帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。

ＤＳＰ１０の第１のレベル検出部１０ｂは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号に基づいて、アンテナ１で受信された信号に含まれる希望波周波数の受信電界強度（希望波のアンテナレベル）を検出する。また、第２のレベル検出部１０ｃは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号と、第２のＡ／Ｄ変換回路９より入力される広帯域デジタルＩＦ信号とに基づいて、アンテナ１で受信された信号に含まれる妨害波周波数の受信電界強度（妨害波のアンテナレベル）を検出する。

また、ＤＳＰ１０の制御部１０ｄは、第１および第２のレベル検出部１０ｂ，１０ｃにより検出された希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルに基づいて、テーブル情報記憶部１２に記憶されているテーブル情報（詳しくは後述する）を参照し、ＲＦ段の利得調整部（アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４）による受信信号の利得の調整を制御する。

すなわち、制御部１０ｄは、テーブル情報を参照することにより、ＲＦ段の利得を制御するための制御データを生成する。そして、この制御データをインタフェース回路１１に出力する。インタフェース回路１１は、ＤＳＰ１０から供給される制御データに基づいて、アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４の利得を制御するための制御信号を生成し、アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４に供給する。これにより、ＲＦ段における受信信号の利得を制御する。

インタフェース回路１１は、制御部１０ｄから供給される制御データをデコードするデコーダと、当該デコーダの出力に基づいて切り替えが制御されるアナログスイッチとを備え、アナログスイッチの切り替えでＲＦ段における受信信号の利得を制御する。このような構成のため、テーブル情報記憶部１２に記憶されているテーブル情報によってアナログスイッチを直接制御し、ＲＦ段の利得をデジタル的に制御することができる。

ここで、ＤＳＰ１０による希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルの検出方法について説明する。まず、希望波のアンテナレベルVDは、次の（式１）に示す演算によって求めることができる。
VD＝VIFO+Grf+Gif ・・・（式１）
ただし、
VIFO:希望波のＩＦアンプ出力レベル
Grf:ＲＦ段（アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３、周波数変換回路４）の合計利得
Gif:ＩＦアンプ６の利得

なお、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号は、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号である。したがって、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号のレベルをＤＳＰ１０が検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルVIFOは簡単に求めることができる。また、ＲＦ段の合計利得Grfは、ＤＳＰ１０が自身で制御してインタフェース回路１１を介してアンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４に設定した利得の合計であるから、ＤＳＰ１０自身が把握している。また、図示はしていないが、第１のＡ／Ｄ変換回路７の最大入力を超えないようにＤＳＰ１０によってＩＦアンプ６の利得Gifが調整されている（ＩＦ−ＡＧＣ）ため、ＩＦアンプ６の利得GifはＤＳＰ１０が把握している。

一方、第２のＡ／Ｄ変換回路９からＤＳＰ１０に入力される広帯域デジタルＩＦ信号は、希望波周波数および妨害波周波数の両方が含まれる広帯域のＩＦ信号である。したがって、その信号レベルVAGCは、次の（式２）で表される。
VAGC＝√{(VD(Grf+Gagc))²+(VUD(Grf+Gagc))²} ・・・（式２）
ただし、
VUD:妨害波のアンテナレベル
Gagc:ＡＧＣアンプ８の利得
なお、妨害波が２波のときは、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルVAGCは次の（式３）で与えられる。ただし、２波の妨害波レベルは同一とする。
VAGC=√{(VD(Grf+Gagc))²+2(VUD(Grf+Gagc))²} ・・・（式３）

ここで、ＡＧＣアンプ８の利得は固定値であるから、これをＤＳＰ１０においてあらかじめ把握しておくことが可能である。したがって、上記（式１）〜（式３）から、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルVAGCと希望波のＩＦアンプ出力レベルVIFOとが分かれば、妨害波のアンテナレベルVUDを求めることができる。上述のように、ＤＳＰ１０は、第１のＡ／Ｄ変換回路７から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルVIFOを簡単に求めることができる。また、ＤＳＰ１０は、第２のＡ／Ｄ変換回路９から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルVAGCを簡単に求めることができる。

以上のように、周波数変換回路４の出力段にＡＧＣアンプ８と第２のＡ／Ｄ変換回路９とを配置し、妨害波のアンテナレベルを検出するための専用の信号パスを設けることにより、上述の（式２）または（式３）より妨害波のアンテナレベルVUDを求めることができる。

次に、テーブル情報記憶部１２に記憶されているテーブル情報について説明する。本実施形態のテーブル情報は、ＤＳＰ１０により検出される希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDと、ＲＦ段の利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた情報である。具体的には、希望波のアンテナレベルVDと利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた第１のテーブル情報と、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDと利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた第２のテーブル情報とを有している。

ＤＳＰ１０の制御部１０ｄは、上述のようにして検出した希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに基づいて、第１のテーブル情報および第２のテーブル情報の何れかを参照し、ＲＦ段における受信信号の利得の調整を制御する。具体的には、妨害波のアンテナレベルVUDが所定値より小さいときには第１のテーブル情報を参照し、妨害波のアンテナレベルVUDが所定値以上のときには第２のテーブル情報を参照して、ＲＦ段における受信信号の利得の調整を制御する。

図２は、第１のテーブル情報の例を示す図である。また、図３は、第２のテーブル情報の例を示す図である。例えば、妨害波のアンテナレベルVUDが第１の所定値より小さく、希望波のアンテナレベルVDが第２の所定値より大きいときには、図２に例示した第１のテーブル情報により定められた利得配分表を利用する。制御部１０ｄは、この第１のテーブル情報に基づいて、アンテナダンピング回路２の利得Ｇa、ＬＮＡ３の利得Ｇnおよび周波数変換回路４の利得Ｇmを、希望波のアンテナレベルVDに応じて順次制御することにより、受信信号の歪みの発生を改善する。

図２の例では、希望波のアンテナレベルVDが６０[ｄＢμ]以上のときＡＧＣを動作させて、アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４の利得を制御するようになっている。具体的には、希望波のアンテナレベルVDが６０〜９０[ｄＢμ]のときに、まずＬＮＡ３で受信信号の減衰を行う。また、希望波のアンテナレベルVDが１００[ｄＢμ]以上のときは、ＬＮＡ３の利得を下げるだけでは減衰量が不足するので、更にアンテナダンピング回路２でも利得を下げるようにしている。

なお、図２の例では周波数変換回路４の利得は全く調整していないが、最初に周波数変換回路４の利得を制御するようにしても良い。相互変調歪みは主にアンテナ１、ＬＮＡ３で発生するが、システム構成によっては、希望波の入力レベルが小さいときに周波数変換回路４の利得を調整することにより相互変調歪みが改善される。

図２に示す第１のテーブル情報として、希望波のアンテナレベルVDに応じた各段の最適な利得配分を決めた表を作成することにより、希望波のアンテナレベルVDから最適な利得設定を制御することができる。なお、希望波のアンテナレベルVDに応じた各段の最適な利得配分はシミュレーション値に基づき設定することが可能であるが、最終的には、図１に示す回路が実装されたＩＣを用い評価して決めることになる。

また、例えば、妨害波のアンテナレベルVUDが第１の所定値より大きいときには、相互変調歪みの問題が発生する。この場合は、図３に例示した第２のテーブル情報により定められた利得配分表を利用して利得の調整を行う。すなわち、制御部１０ｄは、第２のテーブル情報に基づいて、アンテナダンピング回路２の利得Ｇa、ＬＮＡ３の利得Ｇnおよび周波数変換回路４の利得Ｇmを、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じて順次制御することにより、受信信号の歪みの発生を改善する。

図３の例では、妨害波のアンテナレベルVUDが５０[ｄＢμ]以上のときには、希望波のアンテナレベルVDが小さくてもＡＧＣを動作させて、アンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３および周波数変換回路４の利得を制御するようになっている。例えば、希望波のアンテナレベルVDが５０[ｄＢμ]、妨害波のアンテナレベルVUDが５０[ｄＢμ]とすると、アンテナダンピング回路２の利得Ｇa、ＬＮＡ３の利得Ｇn、周波数変換回路４の利得Ｇmは、それぞれＧa＝０[ｄＢ]、Ｇn＝２０[ｄＢ]、Ｇm＝２０[ｄＢ]に設定される。また、フィールドの状態が変化してVD＝５０[ｄＢμ]、VUD＝７０[ｄＢμ]になったとすると、利得設定がＧa＝０[ｄＢ]、Ｇn＝０[ｄＢ]、Ｇm＝２０[ｄＢ]となるように制御される。

図３に示す第２のテーブル情報として、妨害波のアンテナレベルに応じた各段の最適な利得配分を決めた表を作成することにより、妨害波のアンテナレベルVUDから最適な利得設定を制御することができる。なお、妨害波のアンテナレベルVUDに応じた各段の最適な利得配分はシミュレーション値に基づき設定することが可能であるが、最終的には、図１に示す回路が実装されたＩＣを用い評価して決めることになる。

以上詳しく説明したように、本実施形態では、周波数変換回路４の出力に妨害波のアンテナレベルVUDを検出するための回路を設けることにより、希望波に加えて妨害波のアンテナ端のレベルVD,VUDをＤＳＰ１０で計算し、それぞれのレベルVD，VUDに応じてアンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３あるいは周波数変換回路４の利得を適正に設定するようにしている。これにより、希望波と妨害波のレベルに応じてＲＦ段の最適な利得配分を設定できるので、ノイズおよび歪み特性を最適化することができ、所望の受信感度を得ることができるようになる。ＲＦ段の最適な利得配分を設定できるため、特に２信号妨害波が入力されたときに生じる相互変調歪み特性を改善し、所望の受信感度を得ることができるようになる。

図４は、ラジオ受信機に２信号妨害波が入力されたときの相互変調特性を示す図である。図４において、符号Ａで示すグラフは、図６に示した従来のラジオ受信機に２信号妨害波が入力されたときの相互変調特性を示す。また、符号Ｂで示すグラフは、図１に示した本実施形態のラジオ受信機に２信号妨害波が入力されたときの相互変調特性を示す。ここでは、ＦＭ復調出力のＳ／Ｎを３０[ｄＢ]確保できるときの希望波と妨害波のレベルを示している。

例えば、妨害波のアンテナレベルVUDが１００[ｄＢμ]のとき、従来方式のＲＦ−ＡＧＣでは希望波の入力レベルが約７２[ｄＢμ]無いとＳ／Ｎを３０[ｄＢ]確保することができない。これに対して、本実施形態のＲＦ−ＡＧＣでは、約４６[ｄＢμ]の希望波入力レベルでＳ／Ｎを３０[ｄＢ]確保することができる。

また、図３の例では、希望波のアンテナレベルVDが１０[ｄＢμ]と小さく、妨害波のアンテナレベルVUDが５０[ｄＢμ]以上のときにも、ＬＮＡ３の利得Ｇnを減らしている。これは、シミュレーション値に基づき設定されたものであり、Ｓ／Ｎを３０[ｄＢ]確保することができる利得配分例である。従来はＲＦ段の利得をアナログ的に制御しているため、VD＝１０[ｄＢμ]、VUD＝５０[ｄＢμ]以上のときにＲＦ段の利得を減少させると、Ｓ／Ｎ＝３０[ｄＢ]の点で制御が収束する保証は無く、感度低下までＲＦ段の利得が減少してしまう。これに対して、本実施形態では利得をデジタル的に制御しているので、Ｓ／Ｎ＝３０[ｄＢ]を確保することができる。

なお、上記実施形態では、図２および図３のようなテーブル情報を用いてＲＦ段の利得を設定する例について説明したが、本発明はこれに限定されない。 例えば、図２に示す第１のテーブル情報を図３に示す第２のテーブル情報に追加して１つのテーブル情報としても良い。ただし、第２のテーブル情報は希望波、妨害波のアンテナレベルVD，VUDに対して利得設定を行っているため、複雑になる。ＡＧＣ制御において使用頻度の高い妨害波のアンテナレベルVUDが第１の所定値より低い場合のために、図２のような簡素なテーブルを用意しておいた方が好ましい。また、希望波のアンテナレベルや妨害波のアンテナレベルに応じた可変閾値をＡＧＣループ内で設定できれば、必ずしもテーブル情報は用いなくても良い。

また、上記実施形態では、ＤＳＰ１０から出力されるデジタルのＡＧＣ信号をインタフェース回路１１にダイレクトに入力しているが、これに限定されない。例えば、ＤＳＰ１０とインタフェース回路１１との間にＤ／Ａ変換回路を配置するようにしても良い。例えば、５ビットのＤ／Ａ変換回路を用い、ＬＮＡ３のゲートバイアス電位を制御する場合、３２段階の分解能でＬＮＡ３の利得を制御可能である。この場合、インタフェース回路１１は、Ｄ／Ａ変換回路の出力信号に基づいてＬＮＡ３のＡＧＣの閾値を決定する閾値決定回路とを備える。このように、ＬＮＡ３の閾値を変化させて利得制御を行えば、細かい利得制御が可能となる。この場合の制御テーブルの例を図５に示す。

図１に示した実施形態の場合は、インタフェース回路１１にアナログスイッチを用いるため、ＡＭ等の細かい利得制御を必要とする場合、多くのアナログスイッチが必要となり、インタフェース回路１１が煩雑になる。これに対して、ＤＳＰ１０とインタフェース回路１１との間にＤ／Ａ変換回路を配置した構成の場合は、多くのアナログスイッチが不要なため、インタフェース回路１１を簡素化することができる。一方、図１の実施形態の場合は、Ｄ／Ａ変換回路が不要で、ＤＳＰ１０でＲＦ段の利得を直接制御できるため、システムを簡素化できるというメリットを有する。

また、上記実施形態では、利得調整部としてアンテナダンピング回路２、ＬＮＡ３、周波数変換回路４の３つを設ける例について説明したが、必ずしも３つ全てを設ける必要はない。例えば、アンテナダンピング回路２とＬＮＡ３のみ（周波数変換回路４は固定利得とする）を利得調整部としても良い。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、ラジオ受信機などの無線通信装置に強い信号が入力されたときにおける信号の歪みを抑制するためのＡＧＣ動作を行う自動利得調整回路に有用である。

本発明の自動利得制御回路を実施したラジオ受信機の構成例を示す図である。 本実施形態による第１のテーブル情報の例を示す図である。 本実施形態による第２のテーブル情報の例を示す図である。 ラジオ受信機に２信号妨害波が入力されたときの相互変調特性を示す図である。 ＤＳＰとインタフェース回路との間にＤ／Ａ変換回路を配置した場合に用いる制御テーブルの例を示す図である。 ＤＳＰを用いてアンテナダンピング回路とＬＮＡのＡＧＣ処理を行う従来のラジオ受信機の構成を示す図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ アンテナダンピング回路
３ ＬＮＡ
４ 周波数変換回路
５ ＢＰＦ
６ ＩＦアンプ
７ 第１のＡ／Ｄ変換回路
８ ＡＧＣアンプ
９ 第２のＡ／Ｄ変換回路
１０ ＤＳＰ
１０ａ 復調部
１０ｂ 第１のレベル検出部
１０ｃ 第２のレベル検出部
１０ｄ 制御部
１１ インタフェース回路
１２ テーブル情報記憶部

Claims (7)

1. 受信信号の利得を調整する利得調整部と、
   上記受信信号に含まれる希望波周波数のレベルを検出する第１のレベル検出部と、
   上記受信信号に含まれる妨害波周波数のレベルを検出する第２のレベル検出部と、
   上記第１および第２のレベル検出部により検出されるレベルと上記利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けたテーブル情報を記憶したテーブル情報記憶部と、
   上記第１のレベル検出部により検出された上記希望波周波数のレベルおよび上記第２のレベル検出部により検出された上記妨害波周波数のレベルに基づいて、上記テーブル情報を参照し、上記利得調整部による受信信号の利得の調整を制御する制御部とを備えたことを特徴とする自動利得制御回路。
2. 上記テーブル情報記憶部は、上記第１のレベル検出部により検出される上記希望波周波数のレベルと上記利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた第１のテーブル情報と、上記第１のレベル検出部により検出される上記希望波周波数のレベルおよび上記第２のレベル検出部により検出される上記妨害波周波数のレベルと上記利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた第２のテーブル情報とを記憶して成り、
   上記制御部は、上記第１のレベル検出部により検出された上記希望波周波数のレベルおよび上記第２のレベル検出部により検出された上記妨害波周波数のレベルに基づいて、上記第１および第２のテーブル情報の何れかを参照し、上記利得調整部による受信信号の利得の調整を制御することを特徴とする請求項１に記載の自動利得制御回路。
3. 上記制御部は、上記第２のレベル検出部により検出された上記妨害波周波数のレベルが所定値より小さいときには上記第１のテーブル情報を参照し、上記第２のレベル検出部により検出された上記妨害波周波数のレベルが上記所定値以上のときには上記第２のテーブル情報を参照して、上記利得調整部による受信信号の利得の調整を制御することを特徴とする請求項２に記載の自動利得制御回路。
4. 上記第１のレベル検出部、上記第２のレベル検出部および上記制御部はデジタル信号処理部により構成されていることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の自動利得制御回路。
5. 上記利得調整部で利得が調整された受信信号に対して周波数変換処理を行う周波数変換回路より出力された広帯域の中間周波信号を増幅する増幅回路と、
   上記増幅回路により増幅された広帯域の中間周波信号をデジタル信号に変換して上記デジタル信号処理部に供給するＡ／Ｄ変換回路とを備えたことを特徴とする請求項４に記載の自動利得制御回路。
6. 上記利得調整部による受信信号の利得の調整を制御するために上記制御部から出力される制御データをデコードするデコーダと、
   上記デコーダの出力に基づいて切り替えが制御されるアナログスイッチとを備え、
   上記アナログスイッチの切り替えで上記利得調整部による受信信号の利得を制御するようにしたことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の自動利得制御回路。
7. 上記利得調整部による受信信号の利得の調整を制御するために上記制御部から出力される制御データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路と、
   上記Ｄ／Ａ変換回路の出力信号に基づいて上記利得調整部における利得制御の閾値を決定する閾値決定回路とを備え、
   上記閾値を変化させることにより上記利得調整部による受信信号の利得を制御するようにしたことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の自動利得制御回路。