WO2021192124A1

WO2021192124A1 - 受信装置及び制御方法

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Publication number: WO2021192124A1
Application number: PCT/JP2020/013532
Authority: WO
Inventors: 中田　和宏
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2020-03-26
Filing date: 2020-03-26
Publication date: 2021-09-30
Also published as: JP7229421B2; JPWO2021192124A1

Abstract

制御部（３０）は、バックグランドチューナ（１２）により検出された複数の妨害波の組み合わせによって引き起こされるｎ次相互変調歪（ｎ≧２）の周波数が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以上である場合、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以下になるように、ＲＦアンプ（５）の電源電圧を増加させる。

Description

受信装置及び制御方法

　本開示は、受信装置及び制御方法に関するものである。

　特許文献１に記載された受信装置は、希望波よりも強い妨害波が存在する際に、高周波（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）用のアンプの直線性を変化させることで、妨害波の影響を低減させていた。

特開平１１－２９８３４８号公報

　しかしながら、特許文献１に記載された受信装置は、妨害波の数の変動、妨害波と希望波との周波数の関係、妨害波の希望波への影響度合い、及びＲＦアンプの直線性とゲインの変化度合い等に関して考慮されたものではない。そのため、希望波と周波数が近い複数の妨害波により生じる相互変調歪を低減するために、特許文献１記載の装置によりＲＦアンプの直線性を変化させるため、バイアス電流を変化させると、ＲＦアンプのゲインが変化してしまう可能性があり、その結果、希望波の受信状態が変化してしまう可能性があるという課題があった。

　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、相互変調歪を低減する際にＲＦアンプのゲインを一定に保ち、希望波の受信状態を維持することを目的とする。

　本開示に係る受信装置は、少なくとも予め定められた受信帯域を受信するアンテナと、アンテナが受信した受信帯域を増幅するＲＦアンプと、ＲＦアンプへ電源電圧を供給する可変直流電源と、受信帯域内に存在する希望波を受信するフォアグランドチューナと、受信帯域内に存在する複数の妨害波の周波数と信号レベルを検出するバックグランドチューナと、バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいて、可変直流電源が供給するＲＦアンプの電源電圧を制御する制御部とを備え、制御部は、バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の組み合わせによって引き起こされるｎ次相互変調歪（ｎ≧２）の周波数がフォアグランドチューナにより受信された希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以上である場合、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以下になるように、ＲＦアンプの電源電圧を増加させるものである。

　本開示によれば、ＲＦアンプの電源電圧を上げることによりＲＦアンプの直線性を改善して相互変調歪を低減するようにしたので、ＲＦアンプのゲインを一定に保つことができ、結果として希望波の受信状態を維持できる。

一般的なＲＦアンプの入出力特性を示すグラフである。実施の形態１に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。実施の形態１に係る受信装置の制御部と記憶部のハードウェア構成例を示すブロック図である。リニアゲインの測定系を示す図である。ＲＦアンプの相互変調歪レベルの測定系を示す図である。電流帰還型アンプの構成例を示す図である。自己バイアス型アンプの構成例を示す図である。記憶部が記憶する、特定妨害波レベルで生じる相互変調歪レベルとＲＦアンプの電源電圧との関係を示すグラフである。基準電源電圧での相互変調歪レベルを０［ｄＢ］として、相互変調歪レベルの変化量で図７のグラフを書き直したものである。可変直流電源の各電圧におけるＲＦアンプの消費電力を実測又は計算したグラフである。実施の形態１に係る受信装置の動作の一例を示すフローチャートである。実施の形態１に係る受信装置の動作の別の例を示すフローチャートである。図１１Ａに示されるフローチャートの続きである。ＲＦアンプに含まれる能動素子の熱等価回路を示す図である。ＲＦアンプの消費電力と定常飽和温度と持続可能時間との関係性を示す表である。

　以下、本開示をより詳細に説明するために、本開示を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、一般的なＲＦアンプの入出力特性を示すグラフである。まず、図１を参照して、本開示の概念を説明する。図１のグラフは、ＲＦアンプに固定の希望波と複数の妨害波（ここでは２波）とが入力され、当該複数の妨害波の入力レベル（以下、「レベル」を「振幅」とも言うが、いずれも電圧振幅のことである）が変化した場合の、ＲＦアンプの出力を表している。この図１のグラフの縦軸（出力）及び横軸（入力）がともに対数（ｄＢ）で表されている。この図１のグラフから、以下の（Ａ）～（Ｄ）が読み取れる。

（Ａ）Ｌｃは、希望波のＲＦ出力レベルであり、一定値の希望波レベルＤＬ（Ｄｅｓｉｒｅｄ　Ｌｅｖｅｌ）［ｄＢμＶ］を持つとする。入力レベル換算では、Ｌｃは、ＤＬ－ｇ［ｄＢμＶ］となる。ｇは、ＲＦアンプのリニア（線形）ゲインである。

（Ｂ）Ｌ０は、傾き１のＲＦアンプのリニア入出力特性であり、妨害波入力に対するリニア出力を表している。Ｌ０と縦軸との交点は上記ｇであり、計算又は図４Ａに示されるリニアゲインの測定系を用いた入出力レベルの実測により求められる。図４Ａにおいて、シグナルジェネレータ４０は、例えば、９８［ＭＨｚ］の信号を生成してＲＦアンプ５へ出力する。その際、可変直流電源２０がＲＦアンプ５へ出力する電圧は、予め定められた基準電源電圧の値で固定とする。スペクトラムアナライザ４１は、９８［ＭＨｚ］の周波数成分の大きさを測定する。

　上記Ｌ０は、妨害波のＲＦ入力レベルｘに対するＲＦアンプのリニア出力（妨害波の基本波出力）の追従性と考えられ、次式で表される。なお、ＲＦアンプのゲインｇは、電源電圧が変化してもほとんど変化しない。つまり、ゲインｇは、電源電圧依存性を持たない。

Ｌ０：Ｆ０（ｘ）＝ｘ＋ｇ［ｄＢ］

（Ｃ）Ｌ１は、ある基準電源電圧（例えば、８．５［Ｖ］）での３次非線形出力のうち、複数妨害波による相互変調歪（ＩＭ３）の入出力依存性を表す。当該Ｌ１は、入力の３乗に比例して増加するために傾きは３となり、リニア出力Ｌ０とはｘ＝ｘ１において仮想的な点ＩＰ３ａ（ＩＰ：Ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ　Ｐｏｉｎｔ）で交わる。

　ここで、Ｌ１の相互変調歪（ＩＭ３）のレベルと希望波レベルＤＬとのレベル差は、「ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ」（ＤＵ：Ｄｅｓｉｒｅｄ　ｔｏ　Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ）で表される。ＩＭ３の周波数が希望波の周波数と一致する場合、ＲＦアンプが良好な希望波受信を維持するために、「ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ」は０以上でなければならない。換言すれば、ＤＬ≧ＩＭ３レベルでなければならない。

　また、Ｌ１と縦軸との交点は、基準電源電圧時のＲＦアンプの相互変調歪ゲインｂ１であり、当該Ｌ１は次式で表される。

Ｌ１：ｆ１（ｘ）＝３ｘ＋ｂ１

　ＲＦ入力レベルｘ＝ｘ０における妨害波基本波と相互変調歪との差異をＣＮ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ）［ｄＢ］とすると、ｘ１とｂ１は次式で与えられる。なお、ＣＮとｂ１は、電源電圧依存性を持つ。

ｘ１＝ｘ０＋ＣＮ／２［ｄＢμＶ］
ｂ１＝－２ｘ０＋ｇ－ＣＮ［ｄＢ］

（Ｄ）Ｌ２は、基準電源電圧から電圧を上げた場合の相互変調歪（ＩＭ３）の入出力振幅依存特性を表す。例えば、電源電圧を基準電源電圧８．５［Ｖ］から１２［Ｖ］へ上げた場合、ＲＦアンプのリニアリティ（直線性）が改善されるので、Ｌ１がグラフ右側へシフトし、同一妨害波入力レベルに対するＩＭ３の大きさは「ＩＭ３＿ΔＤＵ比Ｂ」分だけ低下する。当該Ｌ２は、リニア出力Ｌ０とはｘ＝ｘ２において仮想的な点ＩＰ３ｂで交わる。

　ここで、Ｌ２の相互変調歪と希望波レベルＤＬとのレベル差は、「（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＋（ＩＭ３＿ΔＤＵ比Ｂ）」で表され、Ｌ１の相互変調歪と希望波レベルＤＬとのレベル差と比較して大きくなる。

　また、Ｌ２と縦軸との交点は、基準電源電圧から増加した後の電源電圧（例えば、１２［Ｖ］）時のＲＦアンプの相互変調歪ゲインｂ２であり、当該Ｌ２は次式で表される。

Ｌ２：ｆ２（ｘ）＝３ｘ＋ｂ２

　ＲＦ入力レベルｘ＝ｘ０における妨害波基本波と相互変調歪との差異ＣＮは、Ｌ１からの改善度合いをΔＣＮ［ｄＢ］とすると、ＣＮ＋ΔＣＮ［ｄＢ］となる。ｘ２とｂ２は次式で与えられる。

ｘ２＝ｘ０＋（ＣＮ＋ΔＣＮ）／２［ｄＢμＶ］
ｂ２＝－２ｘ０＋ｇ－（ＣＮ＋ΔＣＮ）［ｄＢ］

　また、ＩＰ３ａからＩＰ３ｂへの妨害波入力レベル改善度合いは、次式で表される。

Δｘ＝ｘ２－ｘ１＝ΔＣＮ／２［ｄＢ］
ΔＣＮ＝ｂ２－ｂ１［ｄＢ］

　次に、ＲＦアンプの３次非線形成分による相互変調歪（ＩＭ３）と高調波歪について説明する。３次非線形成分は重複も含めた３個の周波数成分の加減算から求められる。
　それぞれω_１、ω_２、ω_３の角周波数を持つ３つの妨害波の合成波Ｖを、非線形回路に入力する場合を考える。基準ＲＦレベルをＩ０［ｄＢμＶ］とし、この値でそれぞれの妨害波の振幅を規格化した値を、それぞれ、妨害波係数ｕ、ｖ、ｗとする。合成波Ｖが式（１）で表される場合、３次非線形性成分Ｖ^３は式（２）で表される。

α、β、γは無次元量であるが、簡単のため、これらを2πと時間との積で除した値、すなわち周波数と見立てて本文中で記述することがある。

　２波α、βによる相互変調歪を各周波数成分に分解すると、式（３－１）及び式（３－２）で表される４つの周波数成分となる。（β，γ）、（γ，α）の組合せも考えると、相互変調歪としては計１２個の周波数成分が存在する。ここで、ω_１、ω_２、ω_３が全てあるラジオ受信帯域内に存在する角周波数と仮定する。あるラジオ受信帯域とは、「予め定められた受信帯域」に相当し、例えば欧州のＦＭ放送であれは８７．５～１０８［ＭＨｚ］である。ラジオ受信帯域の下端周波数をＢｍｉｎ、上端周波数をＢｍａｘとすると、３Ｂｍｉｎ≧Ｂｍａｘであれば、式（３－１）の２α＋β、式（３－２）の２β＋α等の相互変調歪の周波数は、ラジオ受信帯域外となる。一方、式（３－１）の２α－β、式（３－２）の２β－α等の、式（３Ａ）で示される６つの周波数成分のいずれかが、希望波の信号レベル以上で希望波の占有周波数帯域内に存在すると、混信、または受信品質劣化の原因となる。希望波の占有周波数帯域は、例えば欧州のＦＭ放送であれば数十［ｋＨｚ］、AＭ放送であれば数［ｋＨｚ］である。

　３波の場合、相互変調歪を各周波数成分に分解すると、式（４）となる。相互変調歪としては計４個の周波数成分が存在する。２波の場合と同様に、３波の場合も、ω_１、ω_２、ω_３が同一のラジオ受信帯域内に存在し、かつ、３Ｂｍｉｎ≧Ｂｍａｘであれば、α＋β＋γの相互変調歪の周波数は、ラジオ受信帯域外となる。一方、式（４Ａ）で示される３つの周波数成分のうちのいずれかが、希望波の信号レベル以上で希望波の占有周波数帯域内に存在すると、混信、または受信品質劣化の原因となる。また、式（４Ａ）で正符号の２波が同一波である場合、式（３Ａ）のいずれかの値と等しくなる。

　式（２）から、２波によるＩＭ３の振幅は、３ｕ^２ｖ、３ｕｖ^２、３ｕ^２ｗ、３ｖ^２ｗ、３ｕｗ^２、３ｖｗ^２であり、３波によるＩＭ３の振幅は６ｕｖｗである。ここで、妨害２波のＩＭ３相対振幅は式（６）で表され、Ｍ_２を２波ＩＭ３振幅係数と定義する。同様に、妨害３波のＩＭ３相対振幅は式（７）で表され、Ｍ_３を３波ＩＭ３振幅係数と定義する。妨害２波のＩＭ３相対振幅は、２波ＩＭ３振幅係数の３倍になるのに対し、妨害３波のＩＭ３相対振幅は、３波ＩＭ３振幅係数の６倍になることが分かる。ＩＭ３振幅係数を同一とした場合、妨害３波のＩＭ３相対振幅は、妨害２波のＩＭ３相対振幅の２倍となる。４波以上の３次非線形成分による相互変調歪は存在しない。

（妨害２波のＩＭ３相対振幅）
＝３Ｍ_２
＝３ｕ^２ｖ、３ｕｖ^２、３ｕ^２ｗ、３ｖ^２ｗ、３ｕｗ^２、３ｖｗ^２　…（６）

（妨害３波のＩＭ３相対振幅）
＝６Ｍ_３
＝６ｕｖｗ　…（７）

　次に、ＲＦアンプの２次非線形成分による相互変調歪（ＩＭ２）と高調波歪について説明する。２次非線形成分は重複も含めた２個の周波数成分の加減算から求められる。
　それぞれω_４、ω_５の角周波数を持つ２つの妨害波の合成波Ｖを、非線形回路に入力する場合を考える。基準ＲＦレベルをＩ０［ｄＢμＶ］とし、この値でそれぞれの妨害波の振幅を規格化した値を、妨害波係数ｘ、ｙとする。合成波Ｖが式（８）で表される場合、２次非線形成分Ｖ^２は式（９）で表される。

δ、εは無次元量であるが、簡単のため、これらを2πと時間との積で除した値、すなわち周波数と見立てて本文中で使用することがある。

　ここで、ω_４、ω_５があるラジオ受信帯域内（例えば、欧州のＦＭ放送の８７．５～１０８［ＭＨｚ］）に存在すると、両者の差分の相互変調歪の周波数が別のラジオ受信帯域内（例えば、欧州のＡＭ放送の５３１～１６０２［ｋＨｚ］）に存在することになる。この場合、δ＋εの相互変調歪の周波数は、ＡＭ放送の受信帯域外となる。一方、式（９Ａ）で示されるδ－εの周波数が、希望波の信号レベル以上で希望波の占有周波数帯域内に存在すると、混信、または受信品質劣化の原因となる。

　式（９）から、ＩＭ２相対振幅は式（１０）で表され、Ｍ_２２は２波ＩＭ２振幅係数と定義される。３波以上の２次非線形成分による相互変調歪は存在しない。

（ＩＭ２相対振幅）＝２Ｍ_２２＝２ｘｙ　…（１０）

　次に、実施の形態１に係る受信装置１についてＦＭ放送の受信を例にとり、説明する。実施の形態１に係る受信装置１は、２波の３次相互変調歪又は３波の３次相互変調歪の少なくとも一方を低減する構成とする。

　図２は、実施の形態１に係る受信装置１の構成例を示すブロック図である。受信装置１は、アンテナ２、バンドパスフィルタ３、分配器４、ＲＦアンプ５、温度センサ６、フォアグランドチューナ７、オーディオ処理部８、スピーカ９、ノッチフィルタ１０、減衰器１１、バックグランドチューナ１２、可変直流電源２０、制御部３０、記憶部３１、及び操作部３２を備える。

　バンドパスフィルタ３は、アンテナ２が受信する電波のうち、必要な受信帯域のみを通過させるフィルタである。分配器４は、バンドパスフィルタ３からＲＦアンプ５へのＲＦパスと、バンドパスフィルタ３からノッチフィルタ１０へのＲＦパスとを分岐させる。

　ＲＦアンプ５は、高周波用のアンプである。このＲＦアンプ５は、図１のグラフに示される入出力特性を持つ。可変直流電源２０は、後述する制御部３０によってＲＦアンプ５へ出力する電圧を可変できる電源である。この可変直流電源２０は、昇降圧型ＤＣＤＣコンバータ、降圧型ＤＣＤＣコンバータ、又はシリーズレギュレータ等である。温度センサ６は、ＲＦアンプ５に含まれる能動素子（トランジスタ等）の温度を測定する。

　フォアグランドチューナ７は、希望波（希望局）を受信し、かつ希望波の信号強度を測定する。オーディオ処理部８は、フォアグランドチューナ７が出力する信号を復調処理等し、処理後の信号を増幅する。スピーカ９は、オーディオ処理部８が増幅した信号を再生する。

　ノッチフィルタ１０は、後述する制御部３０が指示する希望波の周波数成分を除去するフィルタである。このノッチフィルタ１０は、希望波の信号がバックグランドチューナ１２側に給電されて減衰されるのを防ぐ。減衰器１１は、バックグランドチューナ１２のＡＧＣ（Ａｕｔｏ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）が飽和して信号強度が正確に測定できなくなった場合に制御部３０からの指示を受けて、ＲＦ信号を減衰させてＡＧＣの飽和を解き、バックグランドチューナ１２に正確な信号強度測定を行わせる。減衰器１１は、抵抗器等の受動素子で構成される。バックグランドチューナ１２は、希望波以外の周波数をスキャンし、希望放送局以外の信号強度を測定する。

　制御部３０は、フォアグランドチューナ７が測定する希望波の信号強度、及びバックグランドチューナ１２が測定する希望波以外の信号強度を元に、各種の演算を行う。制御部３０が行う演算内容については後述する。記憶部３１は、制御部３０が演算に用いる各種情報、及び制御部３０が行った演算結果を記憶する。操作部３２は、受信装置１をユーザが操作するためのユーザインタフェースである。操作部３２は、スイッチ、リモートコントローラ、又はタッチディスプレイ等である。

　図３は、実施の形態１に係る受信装置１の制御部３０と記憶部３１のハードウェア構成例を示すブロック図である。受信装置１における記憶部３１の機能は、メモリ１０２により実現される。また、受信装置１における制御部３０の機能は、処理回路により実現される。即ち、受信装置１は、制御部３０の機能を実現するための処理回路を備える。処理回路は、メモリ１０２に格納されるプログラムを実行するプロセッサ１０１により実現される。この制御部３０の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、又はソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ１０２に格納される。プロセッサ１０１は、メモリ１０２に格納されたプログラムを読みだして実行することにより、制御部３０の機能を実現する。即ち、受信装置１は、プロセッサ１０１により実行されるときに、後述する図１０等のフローチャートで示されるステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ１０２を備える。また、このプログラムは、制御部３０の手順又は方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。

　ここで、プロセッサ１０１とは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等のことである。
　メモリ１０２は、前記プログラムを格納するＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、又はフラッシュメモリ等の不揮発性メモリと、プロセッサ１０１の処理及び演算で用いるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の揮発性メモリとで構成される。

　次に、ＲＦアンプ５で発生する３次の非線形成分について、２波又は３波の強入力妨害波に起因する、希望波の占有周波数帯域内の３次相互変調歪（ＩＭ３）を低減するための制御部３０の実施手順を述べる。当該３次相互変調歪は、実フィールドで妨害波の希望波への混信又は妨害波への反転等の問題を引き起こし、良好な希望波受信を阻害する。

　まず、事前の机上測定として、受信装置１の設計者は、図４Ｂに示される測定系を用いて、ＲＦアンプ５のＩＭ３レベルの電源電圧依存性評価を行い、相互変調歪―電源電圧テーブルを生成する。この測定で用いた入力ＲＦレベルの値を基準として、実フィールドでの妨害波レベルと相対比較することにより、ＲＦアンプ５で発生するＩＭ３レベルの算出を行う。図４Ｂは、ＲＦアンプ５の３次相互変調歪レベルの測定系を示す図である。一例として、シグナルジェネレータ４２は、基準ＲＦレベルＩ０を１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）とし周波数を９９［ＭＨｚ］とした妨害波ＵＤ１を生成してミキサ４４へ出力する。シグナルジェネレータ４３は、基準ＲＦレベルＩ０を１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）とし周波数を１００［ＭＨｚ］とした妨害波ＵＤ２を生成してミキサ４４へ出力する。ミキサ４４は、妨害波ＵＤ１と妨害波ＵＤ２とを合成した合成波を、ＲＦアンプ５に入力する。つまり、式（１）において、ｕ＝１、ｖ＝１、ｗ＝０、及び合成時の信号損失を０とした合成波ＶがＲＦアンプ５に入力される。可変直流電源２０の電圧は、基準電源電圧８．５［Ｖ］である。スペクトラムアナライザ４１は、このときの３次非線形成分による２波相互変調歪の周波数成分の大きさ、例えば２×（ＵＤ１の周波数）－（ＵＤ２の周波数）＝９８［ＭＨｚ］の大きさを測定する。２×（ＵＤ１の周波数）－（ＵＤ２の周波数）は、式（３Ａ）の２α－β等に相当する。設計者は、スペクトラムアナライザ４１が測定した周波数成分の大きさを、ＲＦアンプ５の電源電圧を変化させて測定し、測定結果を相互変調歪―電源電圧テーブルとして記憶部３１に記憶する。

　なお、ＲＦアンプ５は、電源電圧が増減してもゲインｇがほぼ変動しない、図５に示される電流帰還型アンプ又は図６に示される自己バイアス型アンプである。当該電流帰還型アンプ及び自己バイアス型アンプは、公知の回路構成であるため、詳細な説明は省略する。図５に示される電流帰還型アンプにおいては、トランジスタＱ１のエミッタに接続された抵抗器Ｒ３と当該トランジスタＱ１のコレクタに接続されたインピーダンス回路ＺＬとインピーダンス回路Ｚ０とで、ほぼゲインｇの大きさが決定される。図６に示される自己バイアス型アンプにおいては、トランジスタＱ２のコレクタ－ベース間に接続された抵抗器Ｒ４と、当該トランジスタＱ２のエミッタに接続された抵抗器Ｒ５と、当該トランジスタＱ２のコレクタに接続されたインピーダンス回路ＺＬとインピーダンス回路Ｚ０とで、ほぼゲインｇの大きさが決定される。

　続いて、設計者は、ＲＦアンプ５の能動素子（図５におけるトランジスタＱ１、又は図６におけるトランジスタＱ２）が無限大（熱抵抗０）の放熱器を備えると仮定し、かつ電気的最大許容損失を考慮した最大消費電力Ｐｍａｘ［Ｗ］まで、図４Ｂに示される可変直流電源２０の出力電圧を特定間隔で上げた場合、及び当該能動素子がカットオフする直前の動作可能最低電圧まで可変直流電源２０の出力電圧を下げた場合（電力をＰｍｉｎ［Ｗ］とする）の、スペクトラムアナライザ４１が測定する９８［ＭＨｚ］の周波数成分の振幅も、それぞれ、テーブル化して記憶部３１に記憶する。

　図７は、記憶部３１が記憶する、特定妨害波レベルでのＲＦアンプ５の電源電圧と相互変調歪レベルとの関係を示すグラフである。図７の例では、ＲＦアンプ５の電源電圧が基準電源電圧（８．５［Ｖ］）であるときの、基準ＲＦレベルＩ０における２波相互変調歪レベルは、６８［ｄＢμＶ］である。基準電源電圧で任意レベルの２波又は３波の妨害波が印加されたとき、ＲＦアンプ５の相互変調歪レベルは、上述した相互変調歪相対振幅を用いて、式（１１）と式（１２）により計算可能である。ｌｏｇは、常用対数である。

（２波相互変調歪レベル）
＝６８＋２０ｌｏｇ（Ｍ_２）［ｄＢμＶ］　…（１１）

（３波相互変調歪レベル）
＝６８＋２０ｌｏｇ（２Ｍ_３）
＝６８＋２０｛ｌｏｇ（Ｍ_３）＋ｌｏｇ２｝［ｄＢμＶ］　…（１２）

　図８は、基準電源電圧での相互変調歪レベルを０［ｄＢ］として、相互変調歪レベルの変化量で図７のグラフを書き直したものである。記憶部３１は、図７のグラフ又は図８のグラフの少なくとも一方を、上記相互変調歪―電源電圧テーブルとして記憶する。

　図９は、可変直流電源２０の各電圧におけるＲＦアンプ５の消費電力を実測又は計算したグラフである。記憶部３１は、図９のグラフを、消費電力―電源電圧テーブルとして記憶する。なお、記憶部３１は、図７、図８、及び図９のグラフにおいて、白丸（〇）で示される各代表点の値を記憶してもよいし、各代表点を補間した補間曲線を記憶してもよい。

　次に、受信装置１が欧州のＦＭ放送を受信する事例を、図１０のフローチャートを用いて説明する。図１０は、実施の形態１に係る受信装置１の動作の一例を示すフローチャートである。受信装置１は、例えば、起動すると図１０のフローチャートに示される動作を開始し、シャットダウンすると図１０のフローチャートに示される動作を終了する。妨害波は全てＦＭ放送帯域内（受信帯域内）に存在すると仮定する。

　ステップＳＴ１において、制御部３０は、可変直流電源２０の出力電圧を、予め定められた基準電源電圧（例えば、８．５［Ｖ］）に制御する。可変直流電源２０は、制御部３０の制御に従い、基準電源電圧をＲＦアンプ５へ出力する。ちなみに、このときのＲＦアンプ５の消費電力Ｐは、図９の消費電力―電源電圧テーブルより０．５［Ｗ］である。

　ステップＳＴ２において、フォアグランドチューナ７は、希望波レベルＤＬの測定を開始し、測定結果を制御部３０へ出力する。制御部３０において、希望波の（中心）周波数及び占有周波数帯域は既知である。制御部３０は、フォアグランドチューナ７が測定する希望波レベルＤＬを常にモニタする。

　ステップＳＴ３において、バックグランドチューナ１２は、受信帯域内を常時スキャンし、受信帯域内の妨害波の周波数とレベルの測定を開始し、測定結果を制御部３０へ送信する。このバックグランドチューナ１２は、３０～４０［ｄＢ］程度の減衰器１１を必要に応じて使用することにより、ＡＧＣが通常飽和することによって測定できない、例えば８０［ｄＢμＶ］以上の信号強度（レベル）も測定する。

　ステップＳＴ４において、制御部３０は、ステップＳＴ３で生成した妨害波リストを参照し、妨害波が２波ある場合、上記式（３Ａ）で表される、すなわち受信帯域内に該当する２波の相互変調歪の周波数、すなわち２α―β及び２β―αの周波数を演算する。一方、妨害波が３波以上ある場合、制御部３０は、任意２波の全ての組合せに置いて、上式（３Ａ）で表される、すなわち受信帯域内に該当する２波の相互変調歪の周波数を演算すると共に、任意３波の全ての組合せに置いて、上式（４Ａ）で表される、すなわち受信帯域内に該当する３波の相互変調歪の周波数、すなわちα―β＋γ、―α＋β＋γ及びα＋β―γの周波数を演算する。

　例えば、受信帯域内に４波の妨害波Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄがある場合、制御部３０は、２波重複までを許した３波の組合せを抽出すると、（Ａ，Ａ，Ｂ）、（Ａ，Ａ，Ｃ）、（Ａ，Ｂ，Ｂ）、（Ｂ，Ｂ，Ｃ）、（Ｂ，Ｃ，Ｃ）、（Ｃ，Ｃ，Ａ）、（Ａ，Ａ，Ｄ）、（Ａ，Ｄ，Ｄ）、（Ｂ，Ｂ，Ｄ）、（Ｂ，Ｄ，Ｄ）、（Ｃ，Ｃ，Ｄ）、（Ｃ，Ｄ，Ｄ）となり、これら１２個の各組み合わせについて、２波相互変調歪（ＩＭ３）の周波数を演算する。上式（３Ａ）によると、これらの各妨害波の組合せにおいて、各組１つの受信帯域内相互変調歪が現実に妨害を与えうる候補となりうるので、制御部３０は、１２個の２波相互変調歪（ＩＭ３）の周波数を計算する。また、制御部３０は、（Ａ，Ｂ，Ｃ）、（Ｂ，Ｃ，Ｄ）、（Ａ，Ｃ，Ｄ）、（Ａ，Ｂ，Ｄ）の４個の各組み合わせについて、３波相互変調歪（ＩＭ３）の周波数を演算する。上式（４Ａ）によると、これらの各組合せにおいて、それぞれ３つの受信帯域内相互変調歪が現実に妨害を与えうる候補となりうるので、４×３＝１２個の３波相互変調歪（ＩＭ３）の周波数が計算され、２波相互変調歪の分も合わせると計２４個の相互変調歪（ＩＭ３）の周波数が計算される。
　一般に、ｍ波の妨害波が存在する場合、ｎ（ｍ≧ｎ）次相互変調歪（ＩＭｎ）を生成する妨害波の組み合わせは、全て同一波（ｎ重複）となる妨害波の組み合わせを除くｎ波の重複組み合わせとなる。そのため、制御部３０は、_ｍＨ_ｎ－ｍ＝_{ｍ＋ｎ－１}Ｃ_ｎ－ｍ種類の妨害波の組み合わせについて考慮が必要である。これによって、例えば上記３次相互変調歪（ＩＭ３）を妨害波が４波の場合について再度計算してみると、全て同一となる周波数の組み合わせ（４通り）を除く、３波の重複組み合わせとなるため、_６Ｃ_３－４＝２０－４＝１６種類の組合せについて考慮が必要となる。２波による相互変調歪（ＩＭ３）については、上式（３Ａ）より各組み合せで１つの相互変調歪の周波数しか発生しないが、３波による相互変調歪（ＩＭ３）については、（Ａ，Ｂ，Ｃ）、（Ｂ，Ｃ，Ｄ）、（Ａ，Ｃ，Ｄ）、（Ａ，Ｂ，Ｄ）の各組で、それぞれ３つの相互変調歪の周波数が発生するので、既に計算された1つを差し引き、（３－１）×４＝８を前記１６種類に加えた２４種の相互変調歪の周波数が発生することになり、前記計算結果と一致する。
　考慮すべき妨害波の組合せ数については、上式より計算できるが、各組の周波数の加減算から生成される現実的な相互変調歪の周波数の適用要否については、３次非線形成分による相互変調歪（ＩＭ３）の場合に、上式（３Ａ）及び上式（４Ａ）導出過程にて行ったのと同様に、全て同一波以外の、（ｎ－１）個以下の妨害波の重複組み合わせも含めた組を抽出し、各組からｎ次の受信帯域内相互変調歪をそれぞれ計算する必要がある。

　ステップＳＴ５において、制御部３０は、算出された２波又は３波の相互変調歪の周波数のうち、希望波の占有周波数帯域に一致（存在）する相互変調歪があるか否かを判定する。希望波の周波数帯域に一致する周波数の相互変調歪がある場合（ステップＳＴ５“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ６に示される動作を行う。希望波の周波数帯域に一致する周波数の相互変調歪がない場合（ステップＳＴ５“ＮＯ”）、制御部３０は、ステップＳＴ３に示される動作を行う。

　ステップＳＴ６において、制御部３０は、２波又は３波の相互変調歪の周波数のうち、希望波の占有周波数帯域に一致するものがある場合、一致する妨害波の全ての組み合わせについて、各妨害波のレベルの基準ＲＦレベルＩ０に対する比率（つまり、上記妨害波係数）を計算し、上式（６）又は式（７）を計算して２波又は３波のＩＭ３振幅係数Ｍ_２又はＭ_３を求める。そして、制御部３０は、求めた２波のＩＭ３振幅係数Ｍ_２又は３波のＩＭ３振幅係数Ｍ_３を用いて、上式（１１）又は式（１２）を計算し、基準電源電圧時におけるＲＦアンプ５の２波又は３波の相互変調歪レベル（以下、ＩＭ３レベルと称する）を求める。

　例えば、上記妨害波（Ａ，Ｂ，Ｃ）の組み合わせに関して、以下のように仮定する。
＜Ａ波＞
１２０［ｄＢμＶ］（１０００［ｍＶ］）
ω_１ｔ＝α
ω_１ｔ／２π＝９８．３［ＭＨｚ］
＜Ｂ波＞
１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）
ω_２ｔ＝β
ω_２ｔ／２π＝９８．５［ＭＨｚ］
＜Ｃ波＞
１００［ｄＢμＶ］（１００［ｍＶ］）
ω_３ｔ＝γ
ω_３ｔ／２π＝９９．０［ＭＨｚ］

　基準ＲＦレベルＩ０＝１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）とすると、妨害波係数ｕ＝１０００／３１６＝３．１６、妨害波係数ｖ＝３１６／３１６＝１、妨害波係数ｗ＝１００／３１６＝０．３１６となる。このとき、基準電源電圧でのＲＦアンプ５のＩＭ３レベルは、以下のように計算される。

　２α－βの周波数成分を持つ２波のＩＭ３レベルは、式（１１）より、８８［ｄＢμＶ］となる。
（２波相互変調歪レベル）
＝６８＋２０ｌｏｇ（Ｍ_２）＝６８＋２０ｌｏｇ（ｕ^２ｖ）
＝６８＋４０ｌｏｇ（ｕ）＋２０ｌｏｇ（ｖ）
＝６８＋２０＋０＝８８［ｄＢμＶ］

　α－β＋γの周波数成分を持つ３波のＩＭ３レベルは、式（１２）より、７４［ｄＢμＶ］となる。
（３波相互変調歪レベル）
＝６８＋２０｛ｌｏｇ（Ｍ_３）＋ｌｏｇ２｝
＝６８＋２０ｌｏｇ（ｕ）＋２０ｌｏｇ（ｖ）＋２０ｌｏｇ（ｗ）＋６
＝６８＋１０＋０－１０＋６＝７４［ｄＢμＶ］

　さらに、制御部３０は、（Ａ，Ｂ，Ｃ）以外の組み合わせでも希望波の占有周波数帯域に一致するものがある場合、それらの組み合わせについても上記同様に２波又は３波のＩＭ３レベルを演算する。

　ステップＳＴ７において、制御部３０は、ステップＳＴ６で演算したＩＭ３レベルのうちの最も大きいＩＭ３レベルと希望波レベルＤＬとを比較し、ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬより小さいか否かを判定する。ステップＳＴ７の処理は、図１に示される「ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ」が０以上である（妨害波入力レベルｘｍにおいて、ＤＬがＬ１より大きい値である）か否かを判定する処理に相当する。ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬよりも小さい場合（ステップＳＴ７“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ３に示される動作を行う。ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬ以上である場合（ステップＳＴ７“ＮＯ”）、制御部３０は、ステップＳＴ８に示される動作を行う。

　ステップＳＴ８において、制御部３０は、ＩＭ３レベルと希望波レベルＤＬとの差異が０、又は希望波レベルＤＬの方がやや大きくなるように、ＩＭ３レベルを抑圧するために必要な、ＲＦアンプ５の電源電圧Ｖを、記憶部３１に記憶されている相互変調歪―電源電圧テーブル（図７または図８）から読み取る。ただし、設定できる電源電圧Ｖは、ＲＦアンプ５の能動素子に付随する放熱抵抗と、定常状態における能動素子の最大許容接合部温度Ｔｊｍａｘとを考慮した最大許容損失Ｐ０［Ｗ］を超えない範囲での設定となる。図９からＰ０［Ｗ］は１．３［Ｗ］でそれに相当する電源電圧の値は約１４[Ｖ]となる。

　ステップＳＴ９において、制御部３０は、可変直流電源２０からＲＦアンプ５へ出力する電圧を、ステップＳＴ８で相互変調歪―電源電圧テーブルから読み取った電源電圧Ｖに制御する。

＜事例１＞
　例えば、希望波の占有周波数帯域の中心周波数が９８．１［ＭＨｚ］である場合、前記２α－β（２倍のＡ波の周波数からＢ波の周波数を引いたもの）の周波数成分を持つＩＭ３が上記希望波の占有周波数帯域に一致する。ここで、希望波レベルＤＬ＝７８［ｄＢμＶ］であれば、ＤＬ＜ＩＭ３レベル、すなわち（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＜０であるので、希望波と妨害波との混信又は妨害波への反転が発生している可能性が高い。ＤＬ≧ＩＭ３レベルとするには、８８－７８＝１０［ｄＢ］のＩＭ３レベルの低減が必要である。そのため、制御部３０は、記憶部３１に記憶されている、図８のグラフで示されるような相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、リファレンスレベル（０［ｄＢ］）から上記１０［ｄＢ］の低減に必要な電源電圧Ｖ＝１３［Ｖ］を読み取る。
　一方、希望波レベルＤＬ＝９５［ｄＢμＶ］である場合、ＤＬ＞ＩＭ３レベル、すなわち（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＞０であるので、希望波とＩＭ３との混信又はＩＭ３への反転はしていない。そのため、図１０のフローチャートにおいては、制御部３０は、基準電源電圧を維持する。

＜事例２＞
　例えば、希望波の占有周波数帯域の中心周波数が９８．８［ＭＨｚ］である場合、α－β＋γ（Ａ波の周波数からＢ波の周波数を引きＣ波の周波数を加えたもの）の周波数成分を持つＩＭ３が上記希望波の周波数帯域に一致する。ここで、希望波レベルＤＬ＝７０［ｄＢμＶ］であれば、ＤＬ≧ＩＭ３レベルとするには、７４－７０＝４［ｄＢ］のＩＭ３レベルの低減が必要である。そのため、制御部３０は、記憶部３１に記憶されている、図８のグラフで示されるような相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、上記４［ｄＢ］の低減に必要な電源電圧Ｖ＝１０［Ｖ］を読み取る。
　一方、希望波レベルＤＬ＝９５［ｄＢμＶ］である場合、ＤＬ＞ＩＭ３レベル、すなわち（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＞０であるので、希望波とＩＭ３との混信又はＩＭ３への反転はしていない。そのため、図１０のフローチャートにおいては、制御部３０は、基準電源電圧を維持する。

　なお、ＦＭ放送では、キャプチャーレシオに依存するが、過渡的な状態ではＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬを上回ってもすぐに混信又は反転が発生しない場合が多い。そのため、ＦＭ放送では、ＩＭ３レベル＞ＤＬ＋ΔＬ０を満足する条件を、ＲＦアンプ５の電源電圧を上げる条件としてもよい（ステップＳＴ７）。ここで、ΔＬ０は、０より大きい値であって、実測等から求めた値である。

　また、図１０のフローチャートに示されるステップＳＴ７、ＳＴ８では、制御部３０は、ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬを上回った場合（つまり、ＩＭ３レベル≧ＤＬである場合）に電源電圧Ｖを上げたが、それだけでなく、ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬを下回った場合（つまり、ＩＭ３レベル＜ＤＬである場合）に電源電圧Ｖを下げてもよい。電源電圧Ｖを下げることで、ＲＦアンプ５の消費電力を抑制できる。

　上記＜事例１＞において、希望波レベルＤＬ＝９５［ｄＢμＶ］である場合、ＤＬ＞ＩＭ３レベル、すなわち（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＞０であるので、希望波とＩＭ３との混信又はＩＭ３への反転はしていない。この場合、制御部３０は、ＲＦアンプ５の電源電圧を下げて消費電力を低減するために、ＩＭ３レベルがＤＬ以下まで上昇することを許容する。ＤＬ≧ＩＭ３レベルを確保するためには、８８－９５＝－７［ｄＢ］のＩＭ３レベルの低減、すなわち７［ｄＢ］の増加が可能である。そのため、制御部３０は、記憶部３１に記憶されている、図８のグラフで示されるような相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、上記７［ｄＢ］の増加に必要な電源電圧Ｖ＝６．５［Ｖ］を読み取り、可変直流電源２０の出力電圧を６．５［Ｖ］に制御する。ＲＦアンプ５の電源電圧を８．５［Ｖ］から６．５［Ｖ］にしたことにより、図９の消費電力―電源電圧テーブルに示されるように、ＲＦアンプ５の消費電力が０．５［Ｗ］から０．３［Ｗ］になる。ただし、設定できる最低電源電圧は、ＲＦアンプ５の能動素子がカットオフせずに、正常に増幅動作できる範囲での設定となる。図９からは３［Ｖ］程度となる。

　上記＜事例２＞において、希望波レベルＤＬ＝９５［ｄＢμＶ］である場合、ＤＬ＞ＩＭ３レベル、すなわち（ＩＭ３＿ＤＵ比Ａ）＞０であるので、希望波とＩＭ３との混信又は妨害波への反転はしていない。この場合、７４－９５＝－２１［ｄＢ］のＩＭ３レベルの低減、すなわち２１［ｄＢ］の増加が可能であり、制御部３０は、相互変調歪―電源電圧テーブルから電源電圧Ｖ＝３．８［Ｖ］を読み取り、可変直流電源２０を制御する。ＲＦアンプ５の電源電圧を８．５［Ｖ］から３．８［Ｖ］にしたことにより、ＲＦアンプ５の消費電力が０．５［Ｗ］から０．１［Ｗ］になる。

　また、図１０に示されるフローチャートでは、制御部３０は、ＲＦアンプ５の定常動作範囲での電源電圧制御のみを考慮したが、ＲＦアンプ５の発熱を動的に制御し、過渡的にＲＦアンプ５でのより大きな損失、すなわちより高い電源電圧での制御を加味してもよい。以下、図１１Ａ、図１１Ｂ、図１２、及び図１３を参照して、具体例を説明する。

　図１１Ａ及び図１１Ｂは、実施の形態１に係る受信装置１の動作の別の例を示すフローチャートである。図１１Ａに示されるステップＳＴ１～ＳＴ８の動作は、図１０に示されるステップＳＴ１～ＳＴ８の動作と同じであるため、説明を省略する。

　ステップＳＴ１０において、温度センサ６は、ＲＦアンプ５に含まれている能動素子（つまり、図５に示されるトランジスタＱ１又は図６に示されるトランジスタＱ２）の温度Ｔｓｍを測定し、測定結果を制御部３０へ出力する。なお、ステップＳＴ１０に示される動作は、図１１Ａ及び図１１Ｂのフローチャートに示される動作から独立して行われてもよい。

　ステップＳＴ１１において、制御部３０は、ステップＳＴ９で相互変調歪―電源電圧テーブルから読み取った電源電圧Ｖに対応する消費電力Ｐを、記憶部３１に記憶されている、図９のグラフで示されるような消費電力―電源電圧テーブルから読み取る。

　ステップＳＴ１２において、制御部３０は、ＲＦアンプ５の発熱量を加味して可変直流電源２０を制御するために、上記消費電力Ｐ［Ｗ］が、能動素子に付随する放熱抵抗と、定常状態における能動素子の最大許容接合部温度Ｔｊｍａｘとを考慮した最大許容損失Ｐ０［Ｗ］を超えているか否かを判定する。Ｐ≦Ｐ０である場合（ステップＳＴ１２“ＮＯ”）、制御部３０は、ステップＳＴ１３の動作を行う。Ｐ＞Ｐ０である場合（ステップＳＴ１２“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ１６に示される動作を行う。

　一般に、ＲＦアンプ５は、直線性確保のために比較的大電力を消費する。受信装置１が移動体に搭載されている場合、移動体の移動に伴って受信信号強度が頻繁に変化し、発生する相互変調歪レベルも動的に変化する。そこで、制御部３０は、相互変調歪を一定レベル以下に抑えるために必要なＲＦアンプ５の電源電圧Ｖを、動的に制御し、より強い妨害局によって生じる相互変調歪レベルにも対応することが望ましい。この際、ＲＦアンプ５の電源電圧Ｖの変化に伴い、能動素子における消費電力Ｐ［Ｗ］も動的に変化するが、短時間（例えば、後述する持続可能時間ｔ１）であれば、消費電力Ｐ［Ｗ］を、無限大の放熱器を仮定し、かつ能動素子の電気的最大許容損失を考慮した最大消費電力Ｐｍａｘ［Ｗ］を超えない範囲で前記Ｐ０［Ｗ］よりも大きい値に設定できる。

　図１２は、ＲＦアンプ５に含まれる能動素子の熱等価回路を示す図である。図１２において、能動素子の放熱環境も含めた全熱容量をＷ［Ｊ／Ｋ］、当該能動素子の半導体接合部から周辺大気までの全熱抵抗をＲ［Ｋ／Ｗ］とする。この場合、Ｗ［Ｊ／Ｋ］とＲ［Ｋ／Ｗ］とで熱的時定数τ＝ＷＲ［ｓｅｃ］が決まる。前記Ｐ０を消費する能動素子の、接合部温度Ｔｊの経過時間ｔへの依存性は、周囲温度Ｔａ（Ａｍｂｉｅｎｔ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）を用いて、式（１３）で計算できる。

　例えば、１［ｇ］の小型アルミニウム放熱器を仮定した場合、その熱容量は約１［Ｊ／Ｋ］であり、全熱抵抗を５０［Ｋ／Ｗ］とすれば、熱的時定数は５０［ｓｅｃ］となる。能動素子の最大許容接合部温度Ｔｊｍａｘ＝１５０［度］とすると、周囲温度Ｔａ＝８５［度］では前記Ｐ０＝（１５０－８５）／５０＝１．３［Ｗ］となる。ここで、当該Ｐ０ではＲＦアンプ５の直線性、すなわち相互変調歪の低減能力が不足する場合に、上記熱的時定数を利用した、前記Ｐ０を超える損失Ｐ１（Ｐ０＜Ｐ１＜Ｐｍａｘ）での持続可能時間ｔ１について考える。温度Ｔｓｍは、温度センサ６によって測定される能動素子のケース表面の温度である。ｔ１は式（１４）に示され、前記Ｔｓｍは、能動素子の接合部温度Ｔｊに極めて近く、かつ、最大許容接合部温度Ｔｊｍａｘよりも低い値（Ｔｓｍ＜Ｔｊｍａｘ）であるものとする。ｌｎは、自然対数である。

　上記持続可能時間ｔ１以下の時間であれば、損失Ｐ１［Ｗ］の消費電力でも、接合部温度Ｔｊは最大許容接合部温度Ｔｊｍａｘを超えない。一方、ＲＦアンプ５の消費電力がＰ０未満のＰ２である場合は、当然持続可能時間に制限はないが、電源電圧Ｖを、ＲＦアンプ５の消費電力Ｐが最低動作電力Ｐｍｉｎ以上となる値に設定する必要がある（Ｐｍｉｎ＜Ｐ２＜Ｐ０）。ここで、ＲＦアンプ５の消費電力と定常飽和温度と持続可能時間との関係性を、図１３に示す。

　Ｐ＝Ｐ１（＞Ｐ０）である場合（ステップＳＴ１２“ＹＥＳ”）、ステップＳＴ１６において、制御部３０は、式（１４）を計算して持続可能時間ｔ１［ｓｅｃ］を求める。
　ステップＳＴ１７において、制御部３０は、ステップＳＴ８で読み取った電源電圧Ｖになるように可変直流電源２０を制御すると同時に、経過時間ｔの計測を開始する。

　ステップＳＴ１８において、制御部３０は、ステップＳＴ６で演算したＩＭ３レベルのうちの最も大きいＩＭ３レベルと希望波レベルＤＬとを比較し、ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬより大きいか否かを判定する。ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬよりも大きい場合（ステップＳＴ１８“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ１９に示される動作を行う。ＩＭ３レベルが希望波レベルＤＬ以下である場合（ステップＳＴ１８“ＮＯ”）、制御部３０は、ステップＳＴ２０に示される動作を行う。

　ステップＳＴ１９において、制御部３０は、経過時間ｔが持続可能時間ｔ１より長い場合（ステップＳＴ１９“ＮＯ”）、ステップＳＴ２０に示される動作を行う。経過時間ｔが持続可能時間ｔ１以下である場合（ステップＳＴ１９“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ２１に示される動作を行う。

　ステップＳＴ２０において、制御部３０は、可変直流電源２０の電源電圧Ｖを、Ｐ＜Ｐ０となる電源電圧に強制的に変更し、能動素子を冷却する。

　ステップＳＴ２１において、制御部３０は、経過時間ｔが予め定められた時間ｔｄ１（例えば、数秒～数十秒、ｔｄ１＞ｔ１とする）より長い場合（ステップＳＴ２１“ＮＯ”）、ステップＳＴ３に示される動作を行う。制御部３０は、希望波レベルＤＬを常にモニタできる。一方、ＩＭ３レベルは、バックグランドチューナ１２が検出する複数の妨害波の情報を用いて制御部３０が逐一演算する必要があるため、制御部３０は、あまり頻繁にＩＭ３レベルの値を更新できない。そのため、受信装置１が移動体に搭載されている場合は、妨害局の信号レベルが変化するのでＩＭ３レベルがすぐに無効な情報になってしまう。このため、制御部３０は、ステップＳＴ１７（および後述のステップＳＴ１３）で電源電圧Ｖを制御した後、予め定められた時間ｔｄ１が経過すると、強制的にステップＳＴ３に示される動作に戻り、新たに出現した妨害波も考慮にいれたＩＭ３レベルの再演算を実施する。一方、経過時間ｔが上記時間ｔｄ１以下である場合（ステップＳＴ２１“ＹＥＳ”）、制御部３０は、ステップＳＴ１８に示される動作を行う。

　なお、受信装置１がカーナビゲーション装置等に組み込まれている場合、制御部３０は、車速又はＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）等の情報を用いて、移動距離を算出できる。その場合、制御部３０は、経過時間ｔと上記時間ｔｄ１との比較に代えて、受信装置１の移動距離と予め定められた移動距離との比較を行ってもよい。

　Ｐ=Ｐ２（≦Ｐ０）である場合（ステップＳＴ１２“ＮＯ”）、ステップＳＴ１３において、制御部３０は、ステップＳＴ８で読み取った電源電圧Ｖになるように可変直流電源２０を制御すると同時に、経過時間ｔの計測を開始する。なお、ステップＳＴ１３においては、持続可能時間ｔ１の制限がない。
　ステップＳＴ１４、ＳＴ１５に示される動作は、ステップＳＴ１８、ＳＴ２１に示される動作と同じであるため説明を省略する。

　以上のように、実施の形態１に係る受信装置１は、アンテナ２と、ＲＦアンプ５と、可変直流電源２０と、バックグランドチューナ１２と、制御部３０とを備える。アンテナ２は、少なくとも予め定められた受信帯域を受信する。ＲＦアンプ５は、アンテナ２が受信した受信帯域を増幅する。可変直流電源２０は、ＲＦアンプ５へ電源電圧を供給する。フォアグランドチューナ７は、受信帯域内に存在する希望波を受信する。バックグランドチューナ１２は、受信帯域内に存在する複数の妨害波の周波数と信号レベルを検出する。制御部３０は、バックグランドチューナ１２により検出された複数の妨害波の情報に基づいて、可変直流電源２０が供給するＲＦアンプ５の電源電圧を制御する。この制御部３０は、ＲＦアンプ５で発生する３次の非線形成分について、互いに周波数の異なる２波又は３波の妨害波周波数に起因する３次相互変調歪の周波数成分を加減算により算出し、算出した３次相互変調歪の周波数成分が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、算出した３次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以上である場合、抽出した３次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以下になるように、ＲＦアンプ５の電源電圧を増加させる。受信装置１は、ＲＦアンプ５のゲインを一定に保ったままで電源電圧を上げることにより、ＲＦアンプ５の直線性を改善して３次相互変調歪を低減するようにしたので、結果として希望波の受信状態を維持できる。

　また、実施の形態１の制御部３０は、算出した３次相互変調歪の周波数成分が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、算出した３次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル未満である場合、算出した３次相互変調歪レベルが希望波の信号レベルを超えない範囲でＲＦアンプ５の電源電圧を減少させる。これにより、受信装置１は、希望波の受信状態を維持したまま、ＲＦアンプ５の消費電力を削減できる。

　また、実施の形態１の受信装置１は、記憶部３１を備える。この記憶部３１は、基準電源電圧が供給されたＲＦアンプ５に対して同一の基準ＲＦレベルである２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された基準３次相互変調歪レベルと、基準電源電圧とは異なる複数の電源電圧が供給されたＲＦアンプ５に対して上記２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された複数の３次相互変調歪レベルとを含む相互変調歪―電源電圧テーブルを記憶している。制御部３０は、妨害波が２波ある場合、当該２波の妨害波のレベルを基準ＲＦレベルで規格化して当該２波の妨害波係数を算出し、一方の妨害波係数を２乗した値と他方の妨害波係数との積を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、基準電源電圧での基準３次相互変調歪レベルに加えて現在の２波の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと定義する。また、制御部３０は、妨害波が３波ある場合、当該３波の妨害波のレベルを基準ＲＦレベルで規格化して当該３波の妨害波係数を算出し、当該３波の妨害波係数の積を２倍した値を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、基準電源電圧での基準３次相互変調歪レベルに加えて現在の３波の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと定義する。これにより、制御部３０は、記憶部３１に記憶されているわずかな机上実測データから、基準電源電圧相当での実フィールドでの３次相互変調歪レベルを演算できる。

　また、実施の形態１の制御部３０は、前記３次相互変調歪レベルの演算結果から、記憶部３１に記憶されている相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、現在の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと希望波の信号レベルの差異に相当する電源電圧の差異を求め、当該電源電圧の差異に基づいてＲＦアンプ５の電源電圧を制御する。

　また、実施の形態１の制御部３０は、ＲＦアンプ５の電源電圧を増加させる場合であって、増加後の電源電圧に対応するＲＦアンプ５の消費電力が、定常状態におけるＲＦアンプ５に含まれる能動素子に付随する放熱抵抗と能動素子の最大許容接合部温度を考慮した最大許容損失を超える値となる場合、能動素子の現在の温度から最大許容接合部温度に到達するまでの熱的時定数に基づく見込み時間（持続可能時間ｔ１）だけ、ＲＦアンプ５の電源電圧を増加させる。制御部３０が放熱系の熱的時定数を考慮したＲＦアンプ５の電力制御を行うことにより、定常状態の能動素子の許容損失では対応できない許容損失を必要とする、比較的短時間の大きな相互変調歪を低減でき、結果として希望波の受信品質劣化を回避できる。

　また、実施の形態１の制御部３０は、予め定められた時間ｔｄ１が経過する都度、バックグランドチューナ１２により検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいてＲＦアンプ５の電源電圧を制御する。制御部３０が相互変調歪のレベルと希望波の信号レベルとを繰り返しモニタして電源電圧を制御するので、希望波の受信品質を維持したままでＲＦアンプ５の消費電力を抑制できる。

　また、実施の形態１の受信装置１は、移動体に搭載されてもよい。この場合、制御部３０は、移動体が予め定められた距離を移動する都度、バックグランドチューナ１２により検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいてＲＦアンプ５の電源電圧を制御する。制御部３０が相互変調歪レベルと希望波の信号レベルとを繰り返しモニタして電源電圧を制御するので、希望波の受信品質を維持したままでＲＦアンプ５の消費電力を抑制できる。

実施の形態２．
　実施の形態１では、ＦＭ放送の受信を例にとり、ＲＦアンプ５で発生する３次非線形成分について、２波又は３波の相互変調歪（ＩＭ３）を低減する受信装置１の構成を説明した。ＦＭ放送の受信時、ＦＭ２波によるＡＭ放送受信への妨害等、２次非線形成分による相互変調歪（ＩＭ２）が問題になる場合もある。そこで、実施の形態２では、２次非線形成分による相互変調歪を低減する受信装置１の構成を説明する。なお、受信装置１は、３次線形成分による２波又は３波の相互変調歪と、２次線形成分による２波の相互変調歪の両方を低減する構成であってもよい。

　実施の形態２に係る受信装置１の構成は、実施の形態１の図２に示された構成と図面上は同一であるため、以下では図２を援用する。入力信号が上式（８）で表される場合、出力信号に存在する２次相互変調歪（ＩＭ２）は、上式（９）に示されるように、２波の和成分と差成分のみである。そして、ＦＭ２波の差成分が、ＡＭ放送受信への妨害を引き起こす。

　以下では、実施の形態２に係る受信装置１について、主に、実施の形態１に係る受信装置１とは異なる部分を説明する。

　実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、まず、事前の机上測定として、受信装置１の設計者が、図４Ｂに示される測定系を用いて、ＲＦアンプ５のＩＭ２レベルの電源電圧依存性評価を行い、相互変調歪―電源電圧テーブルを生成する。設計者は、生成した相互変調歪―電源電圧テーブル（図示せず）を記憶部３１に記憶する。ＲＦアンプ５の電源電圧が基準電源電圧（８．５［Ｖ］）であるときの、基準ＲＦレベルＩ０におけるＩＭ２レベルは、相互変調歪―電源電圧テーブル（図示せず）より、８０［ｄＢμＶ］であるものとする。この場合、基準電源電圧時におけるＲＦアンプ５のＩＭ２レベルは、式（１５）のように定義される。また、設計者は、可変直流電源２０の各電圧におけるＲＦアンプ５の消費電力を実測又は計算した消費電力―電源電圧テーブル（図示せず）を生成し、記憶部３１に記憶する。

（２波相互変調歪レベル）
＝８０＋２０ｌｏｇ（Ｍ_２２）［ｄＢμＶ］　…（１５）

　続いて、実施の形態２の受信装置１が、欧州のＡＭ放送を受信する事例を、図１０、図１１Ａ、及び図１１Ｂのフローチャートを援用して説明する。実施の形態２の受信装置１は、実施の形態１と同様に、ステップＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３に示される動作を行う。ステップＳＴ４において、制御部３０は、式（９Ａ）に従い、２波の相互変調歪（ＩＭ２）の周波数を演算する。

　例えば、２波の妨害波Ｅ、Ｆがある場合を仮定する。また、基準ＲＦレベルＩ０＝１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）とする。
＜Ｅ波＞
１２０［ｄＢμＶ］（１０００［ｍＶ］）
ω_４ｔ＝δ
ω_４ｔ／２π＝９８．７［ＭＨｚ］
＜F波＞
１１０［ｄＢμＶ］（３１６［ｍＶ］）
ω_５ｔ＝ε
ω_５ｔ／２π＝９９．５［ＭＨｚ］

　制御部３０は、式（１５）を計算して基準電源電圧での２波のＩＭ２レベルを求める。
（２波相互変調歪レベル）
＝８０＋２０ｌｏｇ（ｕｖ）
＝８０＋２０ｌｏｇ（ｕ）＋２０ｌｏｇ（ｖ）
＝８０＋２０ｌｏｇ（１０００／３１６）＋２０ｌｏｇ（３１６／３１６）
＝８０＋１０＋０＝９０［ｄＢμＶ］

　例えば、希望波の占有周波数帯域の中心周波数が８０１［ｋＨｚ］である場合、Ｅ波とＦ波の差分である８００［ｋＨｚ］は、ＡＭ放送の希望波の占有周波数帯域にほぼ一致する。そのため、希望波レベルＤＬが９０［ｄＢμＶ］未満である場合、２次相互変調歪との干渉を引き起こし、希望波の聴取が困難になる。ステップＳＴ７において、制御部３０は、ＩＭ２レベルと希望波レベルＤＬとを比較し、ＩＭ２レベルが希望波レベルＤＬより小さいか否かを判定する。ステップＳＴ８以降の動作は、実施の形態１と同様である。

　以上のように、実施の形態２の制御部３０は、ＲＦアンプ５で発生する２次の非線形成分について、互いに周波数の異なる２波の妨害波の組み合わせによって引き起こされる２次相互変調歪である両周波数の和成分及び差成分を算出し、算出した２次相互変調歪の周波数成分が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、算出した２次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以上である場合、抽出した２次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以下になるように、ＲＦアンプ５の電源電圧を増加させる。受信装置１は、ＲＦアンプ５のゲインを一定に保ったままで電源電圧を上げることによりＲＦアンプ５の直線性を改善して２次相互変調歪を低減するようにしたので、結果として希望波の受信状態を維持できる。

　また、実施の形態２の制御部３０は、抽出した２次相互変調歪の周波数が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、抽出した２次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル未満である場合、抽出した２次相互変調歪レベルが希望波の信号レベルを超えない範囲でＲＦアンプ５の電源電圧を減少させる。これにより、受信装置１は、希望波の受信状態を維持したまま、ＲＦアンプ５の消費電力を削減できる。

　また、実施の形態２の受信装置１は、記憶部３１を備える。この記憶部３１は、基準電源電圧が供給されたＲＦアンプ５に対して同一の基準ＲＦレベルである２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された基準２次相互変調歪レベルと、基準電源電圧とは異なる複数の電源電圧が供給されたＲＦアンプ５に対して２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された複数の２次相互変調歪レベルとを含む相互変調歪―電源電圧テーブルを記憶している。制御部３０は、２波の妨害波のレベルを基準ＲＦレベルで規格化して当該２波の妨害波係数を算出し、当該２波の妨害波係数の積を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、基準電源電圧での基準２次相互変調歪レベルに加えて現在の前記基準電源電圧下での２次相互変調歪レベルと定義する。これにより、制御部３０は、記憶部３１に記憶されているわずかな机上実測データから、基準電源電圧相当での実フィールドでの２次相互変調歪レベルを演算できる。

　また、実施の形態２の制御部３０は、前記２次相互変調歪レベルの演算結果から、記憶部３１に記憶されている相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、現在の前記基準電源電圧下での２次相互変調歪レベルと希望波の信号レベルの差異に相当する電源電圧の差異を求め、当該電源電圧の差異に基づいてＲＦアンプ５の電源電圧を制御する。

実施の形態３．
　２次及び３次の非線形成分と比較すると、希望局への影響度は格段に小さくなるが、４次以上の高次非線形成分による相互変調歪（つまり、ＩＭ４及びＩＭ５等）についても、２次及び３次の非線形成分による相互変調歪と同様に低減することができる。実施の形態３に係る受信装置１の構成は、実施の形態１の図２に示された構成と図面上は同一であるため、以下では図２を援用する。

　ＲＦアンプ５のｎ次非線形成分によるｎ次相互変調歪の場合、重複を含めて最大ｎ波による相互変調歪が発生する。ｎの上限値は、例えば、相互変調歪の低減効果と制御部３０の処理負荷との兼ね合いに基づいて設定される。ここでは、２≦ｎ≦７とし、２次～７次の相互変調歪（ＩＭ２～ＩＭ７）を対象とする。相互変調歪は、ｍ波（ｍ≧ｎ）の妨害波がある場合、全て同一となる周波数の組み合わせを除くｎ波の重複組み合わせとなる。そのため、制御部３０は、_ｍＨ_ｎ－ｍ＝_{ｍ＋ｎ－１}Ｃ_ｎ－ｍ種類の妨害波の組み合わせについて考慮する。考慮すべき妨害波の組合せ数については、上式より計算できるが、各組の周波数の加減算から生成される現実的な相互変調歪の周波数の適用要否については、３次非線形成分による相互変調歪（ＩＭ３）の場合に、上式（３Ａ）及び上式（４Ａ）導出過程にて行ったのと同様に、全て同一波以外の、（ｎ－１）個以下の妨害波の重複組み合わせも含めた組を抽出し、各組からｎ次の受信帯域内相互変調歪をそれぞれ計算する必要がある。その他制御方法については、実施の形態１に準じる。

　以上のように、実施の形態３の制御部３０は、バックグランドチューナ１２により検出された複数の妨害波の組み合わせによって引き起こされるｎ次相互変調歪（ｎ≧４）の周波数が希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以上である場合、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル以下になるように、ＲＦアンプ５の電源電圧を増加させる。受信装置１は、ＲＦアンプ５のゲインを一定に保ったままで電源電圧を上げることによりＲＦアンプ５の直線性を改善してｎ次相互変調歪を低減するようにしたので、結果として希望波の受信状態を維持できる。

　また、実施の形態３の制御部３０は、ｎ次相互変調歪（ｎ≧４）の周波数が希望波の周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベル未満である場合、ｎ次相互変調歪レベルが希望波の信号レベルを超えない範囲でＲＦアンプ５の電源電圧を減少させる。これにより、受信装置１は、希望波の受信状態を維持したまま、ＲＦアンプ５の消費電力を削減できる。

　なお、本開示はその開示の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、又は各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　また、本開示に係る受信装置は、携帯端末、車両、鉄道、船舶又は航空機等を含む移動体用の受信装置であって、特に車両への持込あるいは車載に適した受信装置である。

　本開示に係る受信装置は、妨害波の数の変動、妨害波と希望波との周波数の関係、妨害波の希望波への影響度合い、及びＲＦアンプの直線性の変化度合い等を考慮して相互変調歪を低減するようにしたので、移動体に搭載される受信装置等に用いるのに適している。

　１　受信装置、２　アンテナ、３　バンドパスフィルタ、４　分配器、５　ＲＦアンプ、６　温度センサ、７　フォアグランドチューナ、８　オーディオ処理部、９　スピーカ、１０　ノッチフィルタ、１１　減衰器、１２　バックグランドチューナ、２０　可変直流電源、３０　制御部、３１　記憶部、３２　操作部、４０，４２，４３　シグナルジェネレータ、４１　スペクトラムアナライザ、４４　ミキサ、１０１　プロセッサ、１０２　メモリ。

Claims

　少なくとも予め定められた受信帯域を受信するアンテナと、
　前記アンテナが受信した前記受信帯域を増幅するＲＦアンプと、
　前記ＲＦアンプへ電源電圧を供給する可変直流電源と、
　前記受信帯域内に存在する希望波を受信するフォアグランドチューナと、
　前記受信帯域内に存在する複数の妨害波の周波数と信号レベルを検出するバックグランドチューナと、
　前記バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいて、前記可変直流電源が供給する前記ＲＦアンプの電源電圧を制御する制御部とを備え、
　前記制御部は、前記バックグランドチューナにより検出された前記複数の妨害波の組み合わせによって引き起こされるｎ次相互変調歪（ｎ≧２）の周波数が前記フォアグランドチューナにより受信された前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以上である場合、前記ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以下になるように、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させることを特徴とする受信装置。
　前記制御部は、前記ｎ次相互変調歪の周波数が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、前記ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル未満である場合、前記ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベルを超えない範囲で前記ＲＦアンプの電源電圧を減少させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記制御部は、前記ＲＦアンプで発生する３次の非線形成分について、互いに周波数の異なる２波又は３波の少なくとも一方の妨害波の加減算による組み合わせによって引き起こされる３次相互変調歪の周波数成分を算出し、前記算出した３次相互変調歪の周波数成分が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、前記算出した３次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以上である場合、前記算出した３次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以下になるように、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記制御部は、前記算出した３次相互変調歪の周波数成分が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、前記算出した３次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル未満である場合、前記算出した３次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベルを超えない範囲で前記ＲＦアンプの電源電圧を減少させることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
　基準電源電圧が供給されたＲＦアンプに対して同一の基準ＲＦレベルである２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された基準３次相互変調歪レベルと、前記基準電源電圧とは異なる複数の電源電圧が供給された前記ＲＦアンプに対して前記２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された複数の３次相互変調歪レベルとを含む相互変調歪―電源電圧テーブルを記憶している記憶部を備え、
　前記制御部は、妨害波が２波ある場合、当該２波の妨害波のレベルを前記基準ＲＦレベルで規格化して当該２波の妨害波係数を算出し、一方の妨害波係数を２乗した値と他方の妨害波係数との積を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、前記基準電源電圧での前記基準３次相互変調歪レベルに加えて現在の２波の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと定義し、妨害波が３波ある場合、当該３波の妨害波のレベルを前記基準ＲＦレベルで規格化して当該３波の妨害波係数を算出し、当該３波の妨害波係数の積を２倍した値を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、前記基準電源電圧での前記基準３次相互変調歪レベルに加えて現在の３波の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと定義することを特徴とする請求項３記載の受信装置。
　前記制御部は、前記相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、現在の前記基準電源電圧下での３次相互変調歪レベルと前記希望波の信号レベルの差異に相当する電源電圧の差異を求め、当該電源電圧の差異に基づいて前記ＲＦアンプの電源電圧を制御することを特徴とする請求項５記載の受信装置。
　前記制御部は、前記ＲＦアンプで発生する２次の非線形成分について、互いに周波数の異なる２波の妨害波の組み合わせによって引き起こされる２次相互変調歪である両周波数の和成分及び差成分を算出し、前記算出した２次相互変調歪の周波数成分が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、前記算出した２次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以上である場合、前記算出した２次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以下になるように、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記制御部は、前記算出した２次相互変調歪の周波数が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、前記算出した２次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル未満である場合、前記算出した２次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベルを超えない範囲で前記ＲＦアンプの電源電圧を減少させることを特徴とする請求項３記載の受信装置。
　前記基準電源電圧が供給されたＲＦアンプに対して同一の基準ＲＦレベルである２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された基準２次相互変調歪レベルと、前記基準電源電圧とは異なる複数の電源電圧が供給された前記ＲＦアンプに対して前記２波を同時入力した場合に常用対数の値として測定された複数の２次相互変調歪レベルとを含む相互変調歪―電源電圧テーブルを記憶している記憶部を備え、
　前記制御部は、２波の妨害波の信号レベルを前記基準ＲＦレベルで規格化して当該２波の妨害波係数を算出し、当該２波の妨害波係数の積を真数とする常用対数の値を２０倍した値を算出し、当該２０倍した値を、前記基準電源電圧での前記基準２次相互変調歪レベルに加えて現在の前記基準電源電圧下での２次相互変調歪レベルと定義することを特徴とする請求項７記載の受信装置。
　前記制御部は、前記相互変調歪―電源電圧テーブルを参照し、現在の前記基準電源電圧下での２次相互変調歪レベルと前記希望波の信号レベルの差異に相当する電源電圧の差異を求め、当該電源電圧の差異に基づいて前記ＲＦアンプの電源電圧を制御することを特徴とする請求項９記載の受信装置。
　前記制御部は、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させる場合であって、増加後の電源電圧に対応する前記ＲＦアンプに含まれる能動素子の消費電力損失が、前記能動素子に付随する熱抵抗と前記能動素子の最大許容接合部温度とを考慮した定常最大許容損失を超える値となる場合、前記能動素子の現在の接合部温度から前記最大許容接合部温度に到達するまでの熱的時定数に基づく見込み時間だけ、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記制御部は、予め定められた時間が経過する都度、前記バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいて前記ＲＦアンプの電源電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　前記受信装置は、移動体に搭載されているものであって、
　前記制御部は、前記移動体が予め定められた距離を移動する都度、前記バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいて前記ＲＦアンプの電源電圧を制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
　少なくとも予め定められた受信帯域を受信するアンテナと、
　前記アンテナが受信した前記受信帯域を増幅するＲＦアンプと、
　前記ＲＦアンプへ電源電圧を供給する可変直流電源と、
　前記受信帯域内に存在する希望波を受信するフォアグランドチューナと、
　前記受信帯域内に存在する複数の妨害波の周波数と信号レベルを検出するバックグランドチューナと、
　前記バックグランドチューナにより検出された複数の妨害波の信号レベルに基づいて、前記可変直流電源が供給する前記ＲＦアンプの電源電圧を制御する制御部とを備える受信装置の制御方法であって、
　前記制御部が、前記バックグランドチューナにより検出された前記複数の妨害波の組み合わせによって引き起こされるｎ次相互変調歪（ｎ≧２）の周波数が前記希望波の占有周波数帯域内であり、かつ、ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以上である場合、前記ｎ次相互変調歪レベルが前記希望波の信号レベル以下になるように、前記ＲＦアンプの電源電圧を増加させることを特徴とする受信装置の制御方法。