JP2014506746A - シングルおよびデュアルチューナーにおけるラジオ性能を向上するために相互変調を感知するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

ラジオにおいて代替周波数切り替えを行う方法は、一次周波数にラジオをチューニングすることを含む。候補代替周波数が同定される。候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトであるかどうかが決定される。候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、チューニングが一次周波数から候補代替周波数に切り替えられる。

Description

本発明は、車両中での使用のためのラジオに関し、より特定には、車両中での使用のためのラジオにおける信号受信品質の向上に関する。

カーラジオ受信品質は、全体的な消費者の車両満足度の重要な要素である。従って、車の相手先商標製造会社（ＯＥＭｓ）およびサプライヤーは、各市場セグメントに適合するように受信品質を微調整するために異なる国において広範なインフィールド試験を行う。

ＡＭまたはＦＭラジオ送信タワーの近くを運転中にラジオを聞いているユーザは、２つのタイプの歪みを聞く。歪みの第１のタイプは、フロントエンド過負荷歪みであり、そこでは近隣の局からの送信がカーラジオのＲＦデジタル信号処理（ＤＳＰ）受信機を圧倒する。フロントエンド過負荷は、中間周波数アナログ−デジタル変換連鎖プロセスにおけるクリッピング歪みに繋がることができる。これを避けるための方法は、フロントエンドにおいて減衰を増加させて、アナログ−デジタル変換（ＡＤＣ）ステージの前の自動ゲイン制御（ＡＧＣ）を微調整することである。しかしながら、過負荷はＦＭ周波数レンジ全体に影響を与えるので、無線周波数（ＲＦ）設計者には、そのようなシナリオにおいて強いおよび弱い信号受信の両方を収容するというチャレンジが提示される。

第２のタイプの歪みは、非線形デバイスの使用から生じる相互変調歪みである。カーラジオ環境では、非線形デバイスは主に、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）と、ヘテロダイン混合プロセスがワンステップの１０．７ＭＨｚ中間周波数であるか、マルチステージダウン変換を使った低パワーデバイスについて動作する低周波数のダウンシフトされたベースバンド中間周波数であるかに依存するヘテロダイン混合器または複数の混合器である。低パワーデバイスについての現行のトレンドは、それがアナログ−デジタル変換ステージ以降におけるより低いパワー利用に通ずるので、サンプリングレートがより低いことを確かなものとするためにベースバンド中間周波数で動作させることである。

相互変調は、非線形デバイス（ＮＬＤ）への入力が高信号レベルの２つ以上の周波数からなる時に起こり、入力の生成物である周波数アーチファクトの作成に結果としてなる。それらのアーチファクトは、新たな「幽霊」局（例えば、有効な局がカーラジオの近傍には存在しない周波数上でアーチファクトが起こる）か、既存の有効な周波数上の重複のどちらかに結果としてなることができる。ユーザが重複した周波数にチューニングすると、有効なラジオ局を含んだ複数のオーディオソースからのオーディオ変調と、アーチファクト自体の作成に関与した局周波数から生じる変調を聞く。

例えば、３次相互変調は、以下の置換から生じることができる。

Ｌ＊ｆ１+/-Ｍ＊ｆ２+/-Ｎ＊ｆ３、ここでｆ１、ｆ２およびｆ３は区別された周波数であり、Ｌ＋Ｍ＋Ｎ＝３でＬ、ＭおよびＮは整数 （１）
ここでｆ１、ｆ２およびｆ３は、７０ｄＢｕＶより上の信号（それは校正可能であっても良い）
または、
Ｌ＊ｆ１+/-Ｍ＊ｆ２、ここでｆ１およびｆ２は区別された周波数であり、Ｌ＋Ｍ＝３でＬおよびＭは整数 （２）
ここでｆ１およびｆ２は、７０ｄＢｕＶより上の信号（それは校正可能であっても良い）
相互変調は典型的には、強い送信タワーへの車の近接によって引き起こされるが、その他の原因が、外部オーディオソースをカースピーカーを通して聞くことができるように外部デバイス（例えば、ｉＰｏｄまたは外部のｍｐ３プレーヤー）からのオーディオを非受信可能なＦＭラジオ局周波数にストリームするのに使われる強力な車内ＦＭ送信機の使用を通して車の搭乗者コンパートメント内部からもたらされ得る。これらのデバイスは、７０〜９０ｄＢｕＶの信号レベルを出力し得る。７０ｄＢｕＶを超えるレベルの信号は、強い信号と考えられ、車の近傍のその他の強い信号と混合された時に、３次相互変調に繋がることができる。

カーラジオにおける相互変調は２次および３次タイプのものであることができるが、３次相互変調は、２次相互変調よりも大きな問題を呈示する。これは、２次相互変調は典型的にはバンドパスフィルターを使ってフィルタリングされることができるためである。しかしながら、３次相互変調は、それがラジオヘッドユニットによってチューニングされた周波数の中心周波数の非常に近くに横たわるので、フィルタリングすることがより困難である。３次相互変調をフィルタリングするのに十分に急勾配であるがチューニングされた周波数をそのまま残すような特性をもったフィルターは、達成するのが困難である。

図１に描かれたのは、相互変調アーチファクトの作成に結果としてなる、典型的な従来技術のＲＦ受信機トポロジーの例である。アンテナからのＲＦ信号は、非線形デバイスである低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）を通っていき、それからＦＭ帯の外側の周波数をフィルタリングする傾向があるバンドパスフィルターを通っていく。次のステージは、中間周波数を提供するための局所発振器との混合である。混合器もまた非線形デバイスである。混合器からの出力生成物は、信号がＲＦアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）においてデジタル的にサンプリングされる前に要求された中間周波数のみが出力されることを確かなものとするために別のフィルターステージを通過し、それから再度中間周波数（ＩＦ）フィルターを通過する。

図２は、典型的な非線形デバイスの入力パワー対出力パワーの特徴付けまたはマッピングを描く。プロットされたライン１０が、３次相互変調特性を表す。出力相互変調生成物のゲインは、ライン１０の傾きに基づいている。グローバルＡボードについては、例えば、３次相互変調は１０〜１５ｄＢｕＶの間であり、オーディオ歪みを引き起こすことが知られている。

図３に描かれたのは、非線形デバイスについての出力パワー対入力パワーの例示的な拡大された特徴付けである。図３は、作成されたアーチファクトのレベルを特徴付けるのに使われる典型的なモデルを描く。ライン１２が、３次相互変調特徴付けを表す。

期待された３次相互変調のレベルが図４に示されており、それは３次相互変調のモデル化を描く。３次入力傍受ポイント（ＩＰ３）は、ｄＢｍ単位であり、非線形デバイスへの入力における強い基本周波数の入力レベルからのΔＰの関数である。

図５は、飽和の無い非線形デバイスについての、３次傍受ポイント（ＩＰ３）相互変調パワー増加を描く。図５に示されるように、相互変調の効果は、ＲＦ設計と使われたコンポーネンツの特性に基づいて変動する。もしシステムが飽和をもたなければ、３次相互変調は、非線形デバイスの入力における基本周波数と同じだけ高くなることができる。

図６もまた、飽和の無い非線形デバイスについての、ＩＰ３相互変調パワー増加を描く。図６に示されるように、３次相互変調効果は、ＲＦ連鎖の後部におけるゲインステージの性能に依存する。これは、ゲインの値が連鎖の終わりにおいて（Ｇｎ）に向けて幾何学的に増加するので事実である。

図７は、３次相互変調によって呈示された問題の特徴付けを描く。図７は、３次相互変調アーチファクトをフィルタリングすることが困難である理由を目立たせている。２次高調波は通過帯の外側であるが、２ｆ１−ｆ２および２ｆ２−ｆ１のような３次相互変調は基本周波数ｆ１およびｆ２に非常に近い（ここでｆ１およびｆ２は、７０ｄＢｕＶ以上の強い信号である）。３次相互変調をフィルタリングすることの困難さのために、これは深刻な受信問題を呈示する。

従って、従来技術に鑑みて予見されておらず自明でもないのは、相互変調歪みを感知して、信号受信品質上へのその効果を緩和する方法である。

本発明は、それにより相互変調アーチファクトを感知して緩和し、カーラジオ受信品質の全体的な性能を向上するために、新規なソフトウェアアルゴリズムと共に既知のカーラジオハードウェアアーキテクチャーを使う方法を提供し得る。

カーラジオに対して本発明について想定されたいくつかのエンドアプリケーションがある。第１のエンドアプリケーションは、シングルおよびデュアルチューナーの代替的周波数切り替え挙動を向上することである。グローバルＡラジオは、古典的使用の場合を顕示するテストルートを有する：ドイツのタウナス山には、１０２．５ＭＨｚと１０５．９ＭＨｚで動作する２つの強い送信機が存在する。これら２つの強い信号（９０ｄＢｕＶより上）は、３次相互変調生成物（２×１０２．５）−１０５．９＝９９．１ＭＨｚに結果としてなる。また（２×９６．７）−９４．３＝９９．１ＭＨｚ近傍では、別の相互変調が同じ周波数で生成される。ユーザが局ＳＷＲ１にチューニングして山を登ると、良好な品質を有し、切り替えの前に適正なプログラムＩＤコードを生み出す最も強い局（９９．１ＭＨｚ）への望まれない代替的周波数（ＡＦ）切り替えが起こる。しかしながら、ラジオがこの局に切り替わると、ユーザは歪んだオーディオアーチファクトを聞き、そこでは３つの別々の局（ＳＷＲ１＋１０２．５ＭＨｚで動作している局および１０５．９ＭＨｚで動作している局）からのオーディオ生成物がある。上記シナリオでは、オーディオ品質について、もしラジオが最も強い品質ではなく２番目の信号品質のものであって相互変調生成物ではない代替周波数に切り替わり、よってより良いオーディオ品質性能を生み出せば、受信品質を向上することができる。

発明の第２のエンドアプリケーションは、ラジオデータシステム（ＲＤＳ）プリセットリコール／デジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）ＦＭリンク性能の強化である。ＲＤＳ局へのプリセットリコールまたはＤＡＢＦＭリンクは、周波数ではなくプログラムＩＤコードによってチューニングすることが関与する。ここではラジオは、プログラムＩＤコードを関連付けられた全てのベストな代替的周波数をチェックし、信号品質とプログラムＩＤコードを送信する周波数を判断基準としてベストな代替的周波数にチューニングする。相互変調が活発であると、ラジオは、相互変調生成物である局にチューニングする危険がある。これは、そのオーディオ品質が相互変調周波数と実際のオーディオコンテントからなる局にエンドユーザがチューニングすることに結果としてなる。

発明の第３のエンドアプリケーションは、オートシーク性能の強化である。送信タワーの近くで駐車しているか走行しているカーラジオは、たとえそれらの局の品質が良好で、電界強度レベル、マルチパス、超音波および周波数オフセット計量に対する限界内であると考えられたとしても、相互変調で汚された周波数上での停止箇所をシークしないことを確かなものとする必要があり得る。

発明の第４のエンドアプリケーションは、手動チューニング動作中に歪みアーチファクトを最適化することである。ユーザが直接チューニングまたは手動チューニング動作を通して局周波数を聞くことを特に求める場合には、ラジオは、周波数が相互変調アーチファクトを有することを検出した際に、オーディオ品質を向上するために自動ゲイン制御を調整することを選ぶことができる。

本発明は、シングルチューナーおよびデュアルチューナーラジオにおける相互変調を検出するメカニズムを提供し得て、この先験的情報を、相互変調アーチファクトを避けるのに利用する。発明性のある方法は、車が強い信号送信機から離れるように動く場合、または車内ＦＭ送信機が切られている時、を収容し得る。発明は、カーラジオが、相互変調アーチファクトがもはや存在しないことを認識し、よってそれ自体を適応することを可能とし得る。

発明性のある方法は、相互変調を検出し、この先験的情報を、数々のアプリケーションの性能を向上するのに使い得る。特定には、方法は、ラジオが汚された相互変調周波数に切り替えないことを確かなものとすることによって、シングルおよびデュアルチューナーラジオにおけるＲＤＳＡＦ切り替え挙動を向上し得る。方法はまた、ＰＩコードによるチューニングが、受信のために選び出された代替的周波数が相互変調アーチファクトによって汚された周波数ではないことを確かなものとする、ということを確かなものとすることによって、ＲＤＳプリセットリコール性能を向上し得る。方法は更に、シーク停止箇所が相互変調アーチファクトと関連付けられた周波数で起こらないことを確かなものとするように、ＦＭモードにおけるオートシークのシーク停止箇所性能を向上し得る。

ヨーロッパでは、ユーザがデジタルＤＡＢ局にチューニングした時にＤＡＢＦＭリンクが起こる。ビットエラーレート（ＢＥＲ）が増加する時、ＭＰ２圧縮されたオーディオストリームの復号は、ＤＡＢ受信機にとっては困難となる。そのような状況では、ラジオは典型的には、オーディオを生成するために同時放送のＦＭ局周波数に戻って入る。ヨーロッパのＦＭ局は、局をプログラムＩＤコードでカテゴリー化するＲＤＳを採用し、それにより複数の周波数が単一の局に関連付けられる。そのような場合には、ＤＡＢＦＭリンクをトリガーするための本発明のＰＩによるチューニング動作は、ＦＭ帯におけるチューニング動作のために選び出された最終的な最も強い代替的周波数が相互変調アーチファクトではないことを確かなものとし得る。

本発明は、シングルまたはダブルチューナー環境のどちらかにおけるＡＦ切り替えに適用され得る。ヨーロッパの国々は、ＡＦ切り替えであるＲＤＳ標準によって提示された全特徴を取り入れている。この方式が上手く働くやり方は、低パワー送信機がヨーロッパのＦＭランドスケープを取り囲むことである。局は、異なる周波数の下で動作し、それにより全てのそれらの代替周波数上のオーディオは、局からの同時放送オーディオおよびデータ情報からなる。

この環境で動作しているシングルチューナーラジオは、ＲＤＳ局にチューニングされた時に、現在チューニングしている周波数が信号品質で衰える場合にラジオが切り替えることができるＡＦを受け取り得る。実際の切り替えがなされる前に、シングルチューナーＲＤＳラジオは典型的には、例えば、電界強度、マルチパス、隣接チャネルエネルギー、および周波数オフセットのような、品質チェックを行っても良い。品質チェックが行われ、ＡＦが現在チューニングしている局周波数よりも良好であることに気付かれた後で、ラジオは、ミュート動作の後にこのより強いＡＦに切り替わって、プログラムＩＤコードチェックのためにこのターゲット局を調べても良い。プログラムＩＤは、切り替えられた局が最も最近にチューニングした局と同じオーディオを送信していることを確認する。これは、ＰＩ待ち時間のために使われた時間に基づいて時間の長さで変動することができるミュートに結果としてなり得る。ミュート時間の長さは、サンプリングされた信号が良好な品質のもの（例えば、電界強度について３２ｄＢｕＶ以上）であると仮定して、周波数オフセットエラー、マルチパスおよび／または隣接チャネル活動によって影響され得るＲＤＳブロックエラーレートに依存して、５００ｍｓと１５００ｍｓの間の範囲であり得る。もしＰＩコード（“program identification code”と呼ばれ、ＲＢＤＳ標準に規定された１６ビットワード）が最後にチューニングした局のＰＩコードとマッチすれば、ＡＦ切り替えが起こり、オーディオのミュート解除が行われる。もしＰＩコードがサンプリングされたＡＦとマッチしなければ、ラジオは、元々チューニングしていた局に切り替わって戻り、ミュート解除する。後者は、それらの局周波数が地域的バリアントとして動作しているか、または周波数が異なるオーディオコンテントを搬送することができるように本当の共通チャネル状況が存在するかのどちらかのために、代替周波数のラジオ送信機リストが完全に正しくないので、部分的に失敗したＡＦ切り替え試行である。

ＰＩコードが受信できない時には、代替周波数切り替えが遅らされても良い。

ミュートされたＰＩチェックは、シングルチューナーバリアントについて行われても良い。ＯＥＭ顧客は、一部には（異なるオーディオ変調をもった）異なる局に潜在的に切り替わる危険を削減するためにこのプログラムＩＤチェックを要求し、ミュートに耐えることを喜んでする。しかしながら、あまりにも多くのミュートが起こることを避けるためには、ミュート解除された代替周波数切り替えを行うのに「信用タイマー」と呼ばれるものが使われる。信用タイマーは、可聴なミュートの数を最小化し得る。

この方式が上手く働くやり方は、ミュートを通してＰＩコードを取得した後に、典型的には信用タイマーが周波数のために設定される。信用タイマーは、通常は０秒（ＰＩコードが受信された時間）から始まり１５分の最大値までの数え上げタイマーである。この信用タイマーがミュートの数を削減するのを助けるやり方は、一旦シングルチューナーラジオが信用タイマーを設定すると、ラジオは、開発者によって指定された通りの信用タイマーの有効期間の間のミュート解除されたＰＩチェック（オーディオをミュートすること無しに周波数が切り替えられる）と呼ばれるもので、この局周波数に潜在的に切り替わることができる、というものである。開発者によって指定された信用タイマーの持続時間は、ラジオ局の局所性と近接さに基づいて変動することができる。但し、信用タイマーを使ったこのアプローチは、共通チャネル周波数が存在する、例えば、第２の局がラジオに知られているのと同じ代替周波数を使う、或る種のＦＭランドスケープ中では、上手く働かないかも知れない。この場合には、ミュート解除されたＡＦ切り替えは、ＡＦ切り替えが起こる時間から、ラジオバリアントがこの新しい局にチューニングし、新しい局が間違ったＰＩコードを有することを受信を通して感知し、最終的に元の周波数に切り替わって戻ることによって反応するまで続く、「間違ったオーディオ変調」と呼ばれるものに結果としてなることができる。ソフトウェアがサンプリングされた周波数を使うことを防止するために、「不能タイマー」と呼ばれ得るものを設定しても良い。

シングルチューナーＲＤＳラジオの動作への上記の制限のまとめとして、ＰＩコード切り替えの間にミュートがあり得る。信用タイマーに基づいたミュート解除されたＡＦ切り替えは、ミュートを削減することができるが、周波数が異なる局によって再使用される場合の間違った変調に対しては戦わない。ヨーロッパにおける局はまた、地域的バリアント局としても動作する。シングルチューナーラジオバリアントは、背景スキャンと非可聴ＰＩチェックを行うための第２のチューナーという贅沢がないので、これらの動作的制限を有する。

本発明の方法は、カーラジオに提示されたもので、３次相互変調アーチファクトではない代替的周波数についてのみＰＩチェックを行うことによって、第３度の最適化を加える。そのような代替的周波数がシングルチューナーにおいて感知され得るやり方は、ＦＭ帯における周波数の周波数学習メモリー中に集められた情報の使用を通してのものである。

発明は、その１つの形態では、ラジオにおいて代替周波数切り替えを行う方法からなり、一次周波数にラジオをチューニングすることを含む。候補代替周波数が同定される。候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトであるかどうかが決定される。候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、チューニングが一次周波数から候補代替周波数に切り替えられる。

発明は、その別の形態では、ラジオにおいてオートシークを行う方法からなり、閾値品質レベルを超える品質を有する候補周波数について無線周波数帯をスキャンすることを含む。候補周波数が３次相互変調アーチファクトであるかどうかが決定される。候補周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、ラジオが候補周波数にチューニングされる。

発明は、そのもっと別の形態では、ＦＭラジオを１つの周波数に自動的にチューニングする方法からなり、閾値レベルよりも上の信号品質を有するＦＭ帯内の複数の第１の周波数を同定することを含む。第１の周波数の３次相互変調アーチファクトである複数の第２の周波数が計算される。第２の周波数にチューニングすることが避けられる。

本発明の利点は、オートシーク、ＡＦ切り替えおよびＤＡＢＦＭリンク動作において、ラジオが３次相互変調アーチファクトにチューニングすることを防止することである。

付随する図面との関係で取られた時に発明の実施形態の以下の記載を参照することによって、この発明の上述したものおよびその他の特徴と目的と、それらを達成するやり方がより明らかになり、発明自体がより良く理解されるであろう。

図１は、相互変調アーチファクトの作成に結果としてなる、典型的な従来技術のＲＦ受信機トポロジーの例を描いたブロック図である。 図２は、典型的な非線形デバイスの入力パワー対出力パワーのプロットである。 図３は、典型的な非線形デバイスについての出力パワー対入力パワーの例示的拡大プロットである。 図４は、周波数対期待された３次相互変調のレベルのプロットである。 図５は、飽和の無い非線形デバイスについての、３次傍受ポイント（ＩＰ３）相互変調パワー増加対周波数を描いた一連のプロットである。 図６は、飽和の無い非線形デバイスについての、ＩＰ３相互変調パワー増加の概略描写である。 図７は、無線周波数信号における相互変調アーチファクトの振幅対周波数プロットである。 図８は、本発明のシングルチューナーラジオシステムの一実施形態のブロック図である。 図９は、本発明による近隣周波数チェックの間のミューティングを描いたタイミング図である。 図１０は、発明によるヨーロッパ市場についての先験的情報を集めるのに使われた周波数学習メモリーの一実施形態を描いたテーブルである。 図１１は、発明による北米市場についての周波数学習メモリーの一実施形態を描いたテーブルである。 図１２は、本発明のデュアルチューナーラジオシステムの一実施形態のブロック図である。 図１３は、本発明のデュアルチューナー位相ダイバーシティシステムの一実施形態のブロック図である。 図１４は、本発明のデュアルチューナー外部切替ダイバーシティシステムの一実施形態のブロック図である。

以下に開示される実施形態は、網羅的であることや、以下の記載に開示された正確な形態に発明を限定することが意図されてはいない。むしろ、実施形態は、当業者がその教示内容を利用し得るように選ばれ記載される。

一実施形態では、方法は、ラジオがメモリーレポジトリー中にＦＭ帯における周波数の信号レベル計量を構築し、それからアーチファクトを同定するのに以下の（１）と（２）のような式を使って情報を利用することを可能にする。

Ｌ＊ｆ１+/-Ｍ＊ｆ２+/-Ｎ＊ｆ３、ここでｆ１、ｆ２およびｆ３は区別された周波数であり、Ｌ＋Ｍ＋Ｎ＝３でＬ、ＭおよびＮは整数 （１）
または、
Ｌ＊ｆ１+/-Ｍ＊ｆ２、ここでｆ１およびｆ２は区別された周波数であり、Ｌ＋Ｍ＝３でＬおよびＭは整数 （２）
レポジトリーメモリーエリア中で情報が更新されるやり方は、シングルおよびデュアルチューナーの間で変動し得る。

ここで図８を参照すると、そこには本発明のシングルチューナーラジオシステム２０の一実施形態が示されている。ラジオシステム２０は、ユーザ入力を処理するのに使われ得るマイクロコントローラ２２を含んでいても良い。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２４が、空気伝達の中間周波数（ＩＦ）入力信号のオーディオ復調を提供するのに使われても良い。ＤＳＰ２４はまた、Ｉ２Ｃのようなシリアル通信プロトコルを介してメインマイクロコントローラ２２に品質情報パラメータを提供するのに使われても良い。品質情報パラメータは、マルチパス、隣接チャネルノイズ、ＦＭ周波数オフセット、ＦＭ変調および電界強度を含んでいても良い。Ｉ２Ｃチャネルは、共有されたリソースの競合による遅延が防止されるように、専用チャネルであっても良い。ＤＳＰ２４は、フロントエンドＲＦ復調およびゲイン制御を行うことをチューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６に依存していても良い。チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６はまた、ＤＳＰ２４に中間周波数を出力しても良く、そこで中間周波数が復調および処理されても良い。チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６は更に、信号をＤＳＰ２４に送る前に６ｄＢｕＶまでのＩＦ（中間周波数）信号にゲインを提供しても良い。チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６とＤＳＰ２４の間の通信は、２７において指し示されるように、４００ｋｂｐｓで動作し得る、Ｉ２Ｃのようなシリアル通信プロトコルを介してであっても良い。

アンテナシステム２８が、チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６に通信的に結合されていても良い。アンテナシステム２８は、例えば、受動的マスト、または位相ダイバーシティの能動的マストの形であっても良い。

ＡＦサンプルライン２９とＡＦホールドライン３１が、以下で記載されるように素早いミュートを調整するためのＤＳＰ２４とチューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６の間のインターフェースを提供する。ＤＳＰ２４とマイクロコントローラ２２の間のポーズ割り込みライン３３が、ポーズが起こる度にマイクロコントローラ２２に知らせるのに使われても良い。

ＤＳＰ２４は、復調されたチューナーオーディオの信号品質パラメータ化を提供しても良く、それをシリアル通信バス３０を介してマイクロコントローラ２２に利用可能にしても良い。一実施形態では、シリアル通信バス３０は、４００ｋｂｐｓ高速Ｉ２Ｃの形である。

信号パラメータ化は、電界強度、マルチパス、ＦＭ周波数オフセット、ＦＭ変調および超音波ノイズを含んでいても良い。電界強度は、信号受信の指標を与えても良く、ラジオ局がユーザの近傍において良好な信号到達範囲を有しているかどうかを決定するのを助けても良い。この電界強度品質パラメータは、ＡＭおよびＦＭ変調信号受信の両方に適用可能であっても良い。

信号は高い電界強度を有し得るが、それは信号を反射／偏向する樹木および高い建物から生じることができる反射に曝され得る。マルチパスパラメータは、マルチパスのレベルが確定されることを可能にしても良く、受信品質に影響を与えても良い。マルチパス品質パラメータは、ＡＭ受信では波長がより幅広いので、ＡＭよりもＦＭ変調信号受信にもっと適用可能であっても良い。

超音波ノイズ品質パラメータについては、局がそれらの信号を過剰変調し、隣接チャネル干渉に繋がることが時々発生する。例えば、米国では、ＦＭ周波数は２００ｋＨｚの間隔を空けられている。隣接する局がその信号を７５ｋＨｚ変調を過ぎて５０ｋＨｚガード帯を越えて過剰変調し、チューニングした局の周波数上で隣接する局が聞こえることに結果としてなり得る、という時が生じ得る。

ＦＭ変調品質パラメータについては、検出器が、ＦＭ搬送波中心周波数についての周波数偏移量を提供しても良い。周波数偏移量は、ＦＭ局においてプレイされているオーディオコンテントに直接比例していても良い。この検出の典型的な変調限度は北米については７５ｋＨｚであり、世界の残りとヨーロッパについては２２．５ｋＨｚと４０ｋＨｚの間である。ＦＭ変調品質パラメータは以下でより詳しく説明される。

ＦＭ周波数オフセットの品質パラメータは、変調および復調周波数の間の不揃いの測度である。不揃い値は典型的には小さい。但し、大きな不揃い値の形の大きなオフセットエラーは、強い隣接チャネルの存在を意味する。代替的に、大きな不揃い値の形の大きなオフセットエラーは、送信局が「海賊」局であり、正確にその割り当てられた周波数で動作しておらず、むしろ生来のオフセットエラーを有することを意味し得る。これはイタリアにおいて起きる傾向がある。

本発明の新規な特徴は、ユーザが現在の前景ソースとしてＦＭ信号を聞いている間のＦＭ信号のサンプリングである。特にシングルチューナー環境において、ＦＭモードにある間に感度チェックを行うことと関連付けられた困難さは、リスナーが聞いているチューナーが、瞬間的に別の局に切り替わり、品質チェックを行い、それから聞かれている局に再チューニングしなければならないことである。ユーザは、局の切り替えと局の再チューニングの間の期間中は局を聞くことができない。聞いている局の信号におけるこの中断は、ユーザによって知覚可能であり得て、よってユーザにとっての苛立ちの源であり得る。

もしオーディオシステムが、コンパクトディスク（ＣＤ）モードにあるか、または何らかのその他の非チューナーソースを使っていれば、ユーザは非チューナーソースを聞いているので、チェックがユーザに知覚可能になることなく、チューナーがチェックを行うことができるので、周波数の帯域スキャンチェックは容易に行われることができる。知覚不可能なやり方でチェックを行うことを可能とするために、本発明は、復調されたオーディオストリーム中でポーズ（即ち、無音または声を出さない活動の期間）を検出することが可能なポーズ検出ロジックを含んだＤＳＰを利用しても良い。一実施形態では、ポーズは、特定の時間のウィンドウ中でのゼロ交差の数を計算することによって検出され、そこではゼロ交差は、変調がゼロかまたはほぼゼロまで落ちるところの値として規定され得る。加えて、または代替的に、ポーズは、それより下ではオーディオがポーズにあると特徴付けられ得るところの信号強度閾値を利用することによって検出されても良い。一実施形態では、ポーズは、ポーズの持続時間がおよそ４０ミリ秒を超える時に認識されても良い。

ポーズが続いてきた期間がより長いほど、ポーズが将来において継続するであろう期間がより長いと仮定しても良い。よって、品質チェックは、品質チェックが完了されるのに十分に長くポーズが継続する可能性が高いという仮定で、ポーズが４０ミリ秒のような予め決められた期間の間続いてきた後に、始動されても良い。

各認識されたポーズは、メインマイクロプロセッサに割り込んでも良く、それはそれから近隣周波数の品質値について近隣周波数に問い合わせても良い。品質値は、マルチパス、信号強度、ＦＭ周波数オフセット、ＦＭ変調、および／または隣接チャネルノイズ（「超音波ノイズ」とも呼ばれる）の関数であっても良い。

図９は、ＤＳＰ２４のポーズ検出ロジックによってトリガーされた近隣周波数チェックの間のミューティングを描いたタイミング図である。ミューティングは、３２において指し示されているように、オーディオ周波数（ＡＦ）ホールドラインがＬＯＷである間起こっても良い。図９に描かれた例では、３２において指し示されている近隣周波数チェックは、ＤＳＰ２４と相互作用しているチューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６を使っておよそ５．２ミリ秒の持続時間を有する。チューニング電圧の大きさは、近隣周波数ジャンプに、即ち、現在聞かれている周波数とチェックされるべき近隣周波数の間の周波数差に、依存していても良い。近隣チェックを行うのに要求される全体的時間は、一実施形態ではおよそ７ミリ秒であっても良い。ＡＦホールドラインは、３４において指し示されているチューニングである、チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６の特定の近隣周波数への実際のチューニングの前に、オーディオをミュートするためにＬＯＷに行っても良い。３６において指し示されているように、チューニングの開始の後、３８において指し示されているように、ＡＦサンプルラインがＨＩＧＨに行く時間の間に実際のサンプリングが行われる前の位相ロックループ（ＰＬＬ）のロックを解決するために、およそ１ミリ秒が設けられても良い。品質ＡＦサンプルチェックの後、４０において指し示されているように、チューニング周波数は、元々聞いていた局に設定し戻されても良い。チューニング周波数が設定し戻された後、現在聞いている局のオーディオをミュート解除するように、４２において指し示されているように、ＡＦホールドラインがＨＩＧＨに行く前のＰＬＬ設定のために、時間が設けられても良い。

一実施形態では、３４において指し示されているように、チューナーＩＦフロントエンドＩＣ２６が近隣周波数に切り替わった後に、電界強度、マルチパス、超音波ノイズ、ＦＭ周波数オフセットおよびＦＭ変調の５つのパラメータの読み取り値を集めるために、品質サンプルチェックが行われる。読み取り値は、４００ｋｂｐｓに設定されたＩ２Ｃバスを介して集められても良い。高速なアクセスを促進して、電界強度、マルチパス、超音波ノイズ、ＦＭ周波数オフセットおよびＦＭ変調パラメータについてＤＳＰ中の５つの別々の異なるメモリー位置から５回の連続したＩ２Ｃ読み出しをしなければならないことを避けるために、ＤＳＰ２４は、１回のＩ２Ｃ読み出しを通してこの情報を保持する５つのレジスターを呼び出すことをサポートしても良い。単一Ｉ２Ｃ読み出しを可能とするために、ＤＳＰ２４は、自動インクリメントと、ポインターアクセスを介して異なるメモリー位置をマップする能力をサポートしても良い。これらの特徴は、品質サンプルチェックを規定された時間枠内で行うのに、およびミュート、即ち可聴な放送の中断が車両の搭乗者によって知覚されることを避けるのに、役に立ち得る。

品質サンプルチェックが近隣周波数上で行われた時、オーディオは、ユーザによって知覚不可能であり得る５．２ミリ秒、即ち図９の３２のおよその持続時間、までの間ミュートされる。

オーディオシステムがチューナーモードにある時、各品質サンプルチェックは、およそ７ミリ秒かかり得て、品質サンプルチェックが連続して、即ち間に休み無しに次から次に行われない限り、それはリスナーには知覚不可能であり得る。一実施形態では、連続した品質サンプルチェックが行われることを防止または禁止するために、予防策が加えられても良い。そうでなければ、チェックの連続した実行は、７ミリ秒よりも大きい可聴な放送の中断に結果としてなり得て、それはエンドユーザリスナーにとって知覚可能であり得る。

チェックが連続して（例えば、次から次に）起こることを防止することは、自動化されたＦＭ局リストとＡＦ切り替え技法の両方に適用され得る発明の特徴である。ユーザがオーディオミュートを知覚することに結果としてなることができる、チェックが次から次にかまたは連続して行われることを禁止または防止するために、チェックが行われる毎にワンショットタイマーが設定されても良い。ワンショットタイマーの設定は、もし仮に前のポーズ検出トリガーされたチェックが行われた直後にポーズ検出トリガーがあったとしても、このタイマーが経過していた時だけ第２のチェックが行われることを確かなものとし得る。よって、品質チェックは、ＡＮＤ論理条件であっても良く、それは、ポーズが起こったＡＮＤタイマーが走っていない、を意味する。もしポーズが起こりタイマーが走っていれば、品質チェックは無視される。この連続的チェック防止ワンショットタイマーは、校正可能であっても良い。

品質チェックの効率性を確かなものとすることは、自動化されたＦＭ局リストとＡＦ切り替え技法の両方に適用され得る発明の別の特徴である。北米市場におけるＦＭ周波数帯は、８７．７ＭＨｚから１０７．９ＭＨｚの範囲にある１０２個の周波数を有する。品質サンプルチェックにおける効率性を強化するために、品質チェックが局周波数上で行われる時に、チェックの効率性を達成するために更なるチェックが延期されることを確かなものとするように、ソフトウェア中の信用タイマーが利用されても良い。タイマー値は、車両ローカルエリアネットワークによって提供された速度情報を使ってデクリメントされても良く、周期的ティックによってデクリメントされても良い。局が品質についてサンプリングされたら直ちに、その特定の局と関連付けられたタイマーが設定されても良い。タイマーが有効である（即ち、ノンゼロ値を有する）限り、品質チェックはその局上では再度行われなくても良い。しかし、一旦タイマーがゼロまでデクリメントされると、別の品質チェックが行われても良い。

信用タイマーは、周期的タイマーティックによってか、または車内のローカルエリアネットワークによって提供された速度情報を通してのどちらかでデクリメントされても良い。速度情報を介したタイマーのデクリメントは、車両が静止していればタイマーのデクリメントがないので、一実施形態では特に有利であり得る。デクリメントのレートが、車両の速度に依存していても良い。

例えば、８７．５ＭＨｚ０（８７．５ＭＨｚのインデックス）の局と関連付けられた信用タイマーをおよそ１５の間サンプリングすることが可能であり、その時間は校正可能である。後続のチェックは、その信用タイマーが切れるまで、８７．５ＭＨｚをチェックすることを無視する。

先験的情報を集めるのに使われる周波数学習メモリーの一実施形態を描いているテーブルが図１０に示されている。学習メモリーは、そこから後続のロジックが導き出され得るレポジトリーである。学習メモリーは、米国地域のために１０２個のエントリー（例えば、２００ｋＨｚのステップで８７．７ＭＨｚから１０７．９ＭＨｚまで）、最悪のケースのＦＭレンジのために２０５個のエントリー（例えば、１００ｋＨｚのステップで８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚまで）、日本地域のために１４０個のエントリー（例えば、１００ｋＨｚのステップで７６ＭＨｚから９０ＭＨｚまで）、を含んでいても良い。

発明は、知覚的に重み付けされたチェックに適用されても良い。ポーズ検出ロジックチェックを補うために、発明は、現在聞いている局が貧しい受信品質を有する時に近隣周波数チェックをトリガーする技法を提供する。より特定には、現在聞いている局が貧しい受信品質を有する時に、本発明は、ユーザによって容易に知覚されない性能チェックを「忍び込ませて」も良い。そのようなチェックを可能とするために、品質パラメータに基づいた知覚的重み付けフィルターが利用される。知覚的に重み付けされたチェックは、チェックを行うために現在聞かれている局の貧しい信号受信から利点を得る。

チェックをサポートするために、ＦＭモードにある現在チューニングしている局の現在の品質状態を継続的にチェックするのに５００ｍｓの持続時間を有するワンショットタイマーが使われる。もし品質状態が、ノイズＡＮＤ前の品質チェックが１秒の時間枠内で行われなかった、ことを指し示せば、品質チェックが始動される。この１秒のチェックガードは、そのような次から次へのチェックはユーザによって知覚されることができるので、次から次への品質チェックが行われないことを確かなものとし得る。

利用され得る知覚的フィルターは、電界強度、マルチパスおよび超音波ノイズを品質ファクター中に入力する３次元関数を含む。３つのパラメータは、自動インクリメントレジスターを通してＤＳＰから受け取られても良い。

集められた品質情報は、オンチップＲＡＭ上にマッピングされた、「周波数学習メモリー」と呼ばれ得るものに更新されても良い。北米市場のための周波数学習メモリーの一実施形態が図１１に示されている。

ＲＡＭ上で最適化するために、周波数を格納する代わりに、各周波数は、レンジに渡ってマッピングされたインデックスとして提示されても良い。例えば、８７．７ＭＨｚから１０７．９ＭＨｚに渡る周波数レンジでは、インデックス０が周波数８７．７ＭＨｚを表し、インデックス１０２が１０７．９ＭＨｚを表す。そうではなくて、例えば、ＢＣＤフォーマットでコード化されていない周波数を格納することは、２バイトを消費し、それはメモリーの効率的な使用ではない。

品質は、電界強度、マルチパスおよび超音波ノイズを考慮に入れて、３次元テーブルから導き出されても良い。信用タイマーは、一旦品質チェックが局上で行われたら設定されるタイマー値であっても良い。

学習メモリーは、シングルチューナーラジオ上で以下の４つの方法を通して更新されても良い。まず、ユーザがＦＭ局にチューニングし音量ノブが知覚可能な音量レベルに設定された時に、現在チューニングしている局のオーディオ中にポーズがある度に、近隣周波数の自動品質チェックがトリガーされても良い。このアイデアの新規性は、以下で記載される第２から第４のオプションで拡張される。

ＦＭ局リストの自動的更新のための第２のオプションは、ユーザがＦＭ局にチューニングし音量ノブが知覚可能な音量レベルに設定された時に、現在チューニングしているオーディオ信号品質が貧しい度に、近隣周波数の自動品質チェックがトリガーされても良い。一実施形態では、本発明は、信号品質レベルを特徴付けする新規な知覚ベースのテーブルを提供する。信号品質レベルの特徴付けは、近隣周波数の知覚不可能な７ｍｓの長さの品質チェックをトリガーするのに使われても良い。

ＦＭ局リストの自動的更新のための第３のオプションは、ユーザがＦＭ局にチューニングし音量ノブが完全なミュートに設定された（またはミュート押しボタンが稼動された）時に、近隣周波数がチェックされてＦＭ学習メモリー上に更新される。

ＦＭ局リストの自動的更新のための第４のオプションは、ユーザが非チューナーソース（例えば、ＣＤモード、補助モード）にソースされた時に、更新がユーザによって知覚されるという心配無しに、ＦＭ局リストの更新が自由に行われることができる。デュアルチューナーラジオは、第２のチューナーがＦＭメモリーをスキャンしてそれを更新されたものに保つことができるので、この制限を有していなくても良い。

発明は、デュアルチューナーラジオにおけるＡＦ切り替え技法に適用されても良い。本発明のデュアルチューナーラジオシステム１２０が図１２に描かれている。デュアルチューナーラジオシステム１２０は、ユーザ入力を処理するのに使われ得るマイクロコントローラ１２２を含んでいても良い。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２４が、空気伝達のＩＦ入力信号のオーディオ復調を提供するのに使われても良い。ＤＳＰ１２４はまた、Ｉ２Ｃのようなシリアル通信プロトコルを介してメインマイクロコントローラ１２２に品質情報パラメータを提供するのに使われても良い。品質情報パラメータは、マルチパス、隣接チャネルノイズ、ＦＭ周波数オフセット、ＦＭ変調および電界強度を含んでいても良い。Ｉ２Ｃチャネルは、共有されたリソースの競合による遅延が防止されるように、専用チャネルであっても良い。ＤＳＰ１２４は、フロントエンドＲＦ復調およびゲイン制御を行うことを２−チューナーＩＣ１２６に依存していても良い。２−チューナーＩＣ１２６はまた、ＤＳＰ１２４に中間周波数を出力しても良く、そこで中間周波数が復調および処理されても良い。２−チューナーＩＣ１２６は更に、信号をＤＳＰ１２４に送る前に６ｄＢｕＶまでのＩＦ（中間周波数）信号にゲインを提供しても良い。２−チューナーＩＣ１２６とＤＳＰ１２４の間の通信は、１２７において指し示されるように、４００ｋｂｐｓで動作し得る、Ｉ２Ｃのようなシリアル通信プロトコルを介してであっても良い。

アンテナシステム１２８が、２−チューナーＩＣ１２６に通信的に結合されていても良い。アンテナシステム１２８は、例えば、受動的マスト、または位相ダイバーシティの能動的マストの形であっても良い。

ＡＦサンプルライン１２９ａ−ｂとＡＦホールドライン１３１ａ−ｂが、以下で記載されるように素早いミュートを調整するためのＤＳＰ１２４と２−チューナーＩＣ１２６の間のインターフェースを提供する。図８のシングルチューナー実施形態とは対照的に、この図１２のデュアルチューナー実施形態は、第２のチューナー経路のために別のＡＦサンプル、ＡＦホールドおよびポーズセンサーを含む。ＤＳＰ１２４とマイクロコントローラ１２２の間のポーズ割り込みライン１３３ａ−ｂが、一次または二次チューナー経路上のどちらかでポーズが起こる度にマイクロコントローラ１２２に知らせるのに使われても良い。

ＤＳＰ１２４は、復調されたチューナーオーディオの信号品質パラメータ化を提供しても良く、それをシリアル通信バス１３０を介してマイクロコントローラ１２２に利用可能にしても良い。一実施形態では、シリアル通信バス１３０は、４００ｋｂｐｓ高速Ｉ２Ｃの形である。

デュアルチューナーバリアントについては、ユーザはオーディオソースのためにメインチューナーを聞いているので、第２のチューナーが、知覚不可能なやり方でＰＩチェックを行うのに使われても良い。これは、特にユーザがＡＭまたはＦＭソースのどちらかにソースされている時に、周波数学習メモリーが、シングルチューナーラジオでよりももっと容易に品質計量について更新されることを許容する。

デュアルチューナーラジオバリアントは、位相ダイバーシティタイプか外部切替ダイバーシティタイプのどちらかのものであることができる。位相ダイバーシティをもったデュアルチューナーバリアント（図１３）上では、メインチューナー２２６がアンテナ２２８ａに接続され、第２のチューナー２２７がアンテナ２２８ｂに接続される。メインチューナー２２６がオーディオ信号を生成する間に、第２のチューナー２２７は、メインのチューニングされた局が厳しいマルチパスを経験するまで、背景中のＦＭスペクトラムをスキャンすることができる。厳しいマルチパスに応答して、背景スキャンが中止されても良く、第２のチューナー２２７が、メインチューナー２２６がチューニングしているのと同じ局にチューニングしても良い。よって、オーディオ品質が、メインチューナーで復調されたオーディオと第２のチューナーで復調されたオーディオの間の位相差を使用するコンスタントモジュラスアルゴリズム（Constant Modulus Algorithm; ＣＭＡ）として知られるアルゴリズムを使うことによって強化されても良い。位相ダイバーシティをもったデュアルチューナーバリアントについては、位相ダイバーシティが機能的に可能にされる度に、デュアルチューナーが部分的に主にシングルチューナーラジオとして動作する。

外部切替ダイバーシティをもったデュアルチューナーバリアント（図１４）上では、メインチューナー３２６と第２のチューナー３２７がアンテナ３２８ａ−ｂと関連付けられる。メインチューナー３２６がオーディオ信号を生成する間に、第２のチューナー３２７は、背景スキャンに常時従事する。外部切替ダイバーシティをもったチューナーバリアントにおけるダイバーシティは、より良いアンテナ信号品質を選ぶフロントエンド切り替え回路ボックス３３４である。例えば、図９に示されるように、ボックス３３４は、３３６において指し示されるように、アンテナ３２８ａがより強いアンテナであることを決定し、よってアンテナ３２８ａを選ぶ。

周波数学習メモリーは、カーラジオに現在利用可能である局周波数ランドスケープの更新された情報を含む。発明は、シングルおよびデュアルチューナーの使用により学習メモリーを更新する、異なる方法を提供する。

周波数学習メモリー中に集められた品質計量を使って、発明性のあるシステムは、相互変調アーチファクトの存在を検出するために様々な方法を採用することができる。相互変調アーチファクトを検出する第１の方法は、相互変調検出を含み、そこでは学習メモリーは、例えば７０ｄＢｕＶのような校正可能な閾値より上の全ての周波数について調べ上げられても良い。

相互変調アーチファクトを検出する第２の方法では、もし周波数信号品質が７０ｄＢｕＶ以上であり、もし見つけられた局の数が２に等しければ、３次の２ｆ１+/-ｆ２および２ｆ２+/-ｆ１の組み合わせが計算される。周波数が、地域に基づいて変動するＦＭ帯のレンジ内であるかどうかがチェックされても良い。ＦＭ帯は、ヨーロッパ（ＥＣＥ）と世界の残り（ＲＯＷ）については８７．５〜１０８．０ＭＨｚであり、日本については７６〜９０ＭＨｚであり、北米市場については８７．７５〜１０７．９ＭＨｚである。

相互変調アーチファクトを検出する第３の方法では、もし見つけられた局の数が３に等しければ、ｆ１+/-ｆ２+/-ｆ３の組み合わせが計算され、周波数がそれぞれのチューナー地域のレンジ（例えば、米国では８７．７〜１０７．９ＭＨｚ、日本では７６〜９０ＭＨｚ、世界の残りでは８７．５〜１０８．０ＭＨｚ）内であることのチェックがなされる。もし周波数がそれぞれのチューナー地域のレンジ内であれば、信用タイマーと共に学習メモリー中のそれらの周波数についてビットが設定される。例えば、有効なカウントダウンタイマーが、１５分または何らかのその他の選ばれた期間に設定されても良い。信用タイマーが走っている限り、ラジオはこの局を判断し、オートシーク、ＡＦ切り替えおよびＤＡＢＦＭリンク使用の場合にこの局周波数をスキップすることが可能であっても良い。

本発明は、強い信号環境が存在する際のシングルおよびデュアルチューナーラジオバリアントにおける３次相互変調アーチファクトを避けることによって、チューナー受信品質性能を向上し得る。発明性のある方法は、カーラジオ、および携帯電話、ＵＳＢ−ＦＭ受信機等のような移動デバイスにおけるＦＭ受信機に適用されることができる。

相互変調の検出のための発明性のある方法は、いくつかの異なるアプリケーションを向上するのに先験的な情報を使う。第１に、ラジオが汚された相互変調周波数に切り替わらないことを確かなものとすることによって、シングルおよびデュアルチューナーラジオにおいてＲＤＳＡＦ切り替え挙動が向上され得る。

第２に、受信のために選び出された代替的周波数が相互変調アーチファクトによって汚された周波数ではないことを確かなものとするために、ＰＩコードによるチューニングを使うことによって、ＲＤＳプリセットリコール性能が向上され得る。

第３に、シーク停止箇所が相互変調アーチファクトにおいて起こらないことを確かなものとするように、オートシークのシーク停止箇所性能がＦＭモードにおいて向上され得る。

第４に、ヨーロッパでは、ユーザがデジタルＤＡＢ局にチューニングした時にＤＡＢＦＭリンクが起こる。ＢＥＲ（ビットエラーレート）が増加する時、ＭＰ２圧縮されたオーディオストリームの復号は、ＤＡＢ受信機にとっては困難となる。そのような状況では、ラジオは典型的には、オーディオを生成するために同時放送のＦＭ局周波数に戻って入る。ヨーロッパ−のＦＭ局は、局をプログラムＩＤコードでカテゴリー化するＲＤＳを採用し、それにより複数の周波数が単一の局に関連付けられる。そのような場合には、ＤＡＢＦＭリンクをトリガーするためのＰＩによるチューニング動作は、ＦＭ帯におけるチューニング動作のために選び出された最終的な最も強い代替的周波数が相互変調アーチファクトではないことを確かなものとし得る。

第５に、発明は、ユーザが手動で局にチューニングし、ラジオが局を既知の相互変調で汚された局周波数であると計算するシナリオにおいて、相互変調の効果を削減し得る。例えば、ラジオは、相互変調アーチファクトをフィルタリングするために、フィルタリングの帯域幅を狭くしても良い。もしラジオが、それ自体が相互変調アーチファクトである周波数にチューニングしていることを決定すれば、ラジオは、相互変調アーチファクトに貢献する「ピュアな」周波数の１つに切り替えても良い。

この発明は例示的なデザインを有するものとして記載されたが、本発明はこの開示の精神と範囲内で更に変形されても良い。この出願は従って、その一般的な原理を使った発明のあらゆる変形、使用または適応をカバーすることが意図されている。更には、この出願は、本開示からのそのような逸脱を、この発明が関係する技術分野における既知かまたは慣行的な実践内に入るものとして、カバーすることが意図されている。

Claims (21)

1. ラジオにおいて代替周波数切り替えを行う方法であって、
   一次周波数にラジオをチューニングするステップと、
   候補代替周波数を同定するステップと、
   候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトであるかどうか決定するステップと、
   候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、チューニングを一次周波数から候補代替周波数に切り替えるステップと、
   を含む方法。
2. 候補代替周波数のコンテントが一次周波数のコンテントと同等であるかどうかを確定する更なるステップであって、確定するステップは、候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ行われるもので、候補代替周波数のコンテントが一次周波数のコンテントと同等であることが確定するステップにおいて確定された時のみ、チューニングが一次周波数から候補代替周波数に切り替えられるもの、を含む請求項１の方法。
3. 確定するステップと切り替えるステップは、現在チューニングされた周波数におけるポーズ中に行われる、請求項２の方法。
4. 確定するステップは、候補代替周波数の信号品質が閾値信号品質レベルを超えることが決定された時のみ行われる、請求項２の方法。
5. 候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、候補代替周波数についてのプログラム識別チェックを行う更なるステップを含む、請求項１の方法。
6. 閾値レベルより上の信号品質を有するＦＭ帯内の２つの周波数ｆ１とｆ２を同定する更なるステップを含み、決定するステップは、候補代替周波数が、
   Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２；または
   Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２
   ここでＬとＭは整数であってＬ＋Ｍ＝３、のどちらかに等しいかどうかを決定することを含む、請求項１の方法。
7. 閾値レベルより上の信号品質を有するＦＭ帯内の３つの周波数ｆ１とｆ２とｆ３を同定する更なるステップを含み、決定するステップは、候補代替周波数が、
   Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；
   Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３；
   Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；または
   Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３
   ここでＬとＭとＮは整数であってＬ＋Ｍ＋Ｎ＝３、のどれかに等しいかどうかを決定することを含む、請求項１の方法。
8. 候補代替周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、オートシーク動作において候補代替周波数にラジオをチューニングする更なるステップを含む、請求項１の方法。
9. 候補代替周波数の信号品質が一次周波数の信号品質よりも良いことが確定された時のみ、チューニングが一次周波数から候補代替周波数に切り替えられる、請求項１の方法。
10. ラジオにおいてオートシークを行う方法であって、
    閾値品質レベルを超える品質を有する候補周波数について無線周波数帯をスキャンするステップと、
    候補周波数が３次相互変調アーチファクトであるかどうか決定するステップと、
    候補周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、ラジオを候補周波数にチューニングするステップと、
    を含む方法。
11. 候補周波数が３次相互変調アーチファクトではないことが決定するステップにおいて決定された時のみ、代替周波数切り替え動作において一次周波数から候補周波数にチューニングを切り替える更なるステップを含む、請求項１０の方法。
12. スキャンするステップは、閾値信号品質計量を超える信号品質計量を有する候補周波数について無線周波数帯をスキャンすることを含み、信号品質計量は、電界強度、マルチパス、隣接チャネルエネルギー、周波数オフセットおよびＦＭ変調の少なくとも１つに依存している、請求項１０の方法。
13. 閾値レベルより上の信号品質を有するＦＭ帯内の２つの周波数ｆ１とｆ２を同定する更なるステップを含み、決定するステップは、候補周波数が、
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２；または
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２
    ここでＬとＭは整数であってＬ＋Ｍ＝３、のどちらかに等しいかどうかを決定することを含む、請求項１０の方法。
14. 閾値レベルより上の信号品質を有するＦＭ帯内の３つの周波数ｆ１とｆ２とｆ３を同定する更なるステップを含み、決定するステップは、候補周波数が、
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３；
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；または
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３
    ここでＬとＭとＮは整数であってＬ＋Ｍ＋Ｎ＝３、のどれかに等しいかどうかを決定することを含む、請求項１０の方法。
15. ＦＭラジオを１つの周波数に自動的にチューニングする方法であって、
    閾値レベルよりも上の信号品質を有するＦＭ帯内の複数の第１の周波数を同定するステップと、
    第１の周波数の３次相互変調アーチファクトである複数の第２の周波数を計算するステップと、
    第２の周波数にチューニングすることを避けるステップと、
    を含む方法。
16. 避けるステップは、代替的周波数切り替え動作において行われる、請求項１５の方法。
17. 避けるステップは、オートシーク動作において行われる、請求項１５の方法。
18. 第１の周波数の電界強度、マルチパス、隣接チャネルエネルギー、周波数オフセットおよび／またはＦＭ変調を測定することによって、第１の周波数の信号品質を決定する更なるステップを含む、請求項１５の方法。
19. 計算するステップは、前記第１の周波数の２つｆ１とｆ２について、ＬとＭの各組み合わせ毎に、
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２；および
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２
    ここでＬとＭは整数であってＬ＋Ｍ＝３、を計算することを含む、請求項１５の方法。
20. 計算するステップは、前記第１の周波数の３つｆ１とｆ２とｆ３について、ＬとＭとＮの各組み合わせ毎に、
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；
    Ｌ＊ｆ１＋Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３；
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２＋Ｎ＊ｆ３；および
    Ｌ＊ｆ１−Ｍ＊ｆ２−Ｎ＊ｆ３
    ここでＬとＭとＮは整数であってＬ＋Ｍ＋Ｎ＝３、を計算することを含む、請求項１５の方法。
21. ユーザが手動で第２の周波数の１つにチューニングしたことを検出するのに応答して、自動ゲイン制御が自動的に調整されるか、フィルタリングの帯域幅が狭められるか、またはチューニングが第１の周波数の１つに自動的に切り替えられる、請求項１５の方法。

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