JP2009164981A - 受信機 - Google Patents
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Abstract
【課題】LNAを備えない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにする。
【解決手段】Q値を可変に構成した同調回路2と、妨害波のレベルを検出する第2のレベル検出部12cと、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路2のQ値を切り替えるように制御する制御部10dとを備え、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路2を高いQ値に設定することにより、同調回路2の後段に接続されたFE回路3の入力信号レベルが大きくなるようにして受信感度を高くする一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは同調回路2を低いQ値に設定することにより、FE回路3の入力信号レベル、ひいては妨害波の入力レベルが小さくなるようにして妨害特性を良好にすることができるようにする。
【選択図】 図1
【解決手段】Q値を可変に構成した同調回路2と、妨害波のレベルを検出する第2のレベル検出部12cと、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路2のQ値を切り替えるように制御する制御部10dとを備え、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路2を高いQ値に設定することにより、同調回路2の後段に接続されたFE回路3の入力信号レベルが大きくなるようにして受信感度を高くする一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは同調回路2を低いQ値に設定することにより、FE回路3の入力信号レベル、ひいては妨害波の入力レベルが小さくなるようにして妨害特性を良好にすることができるようにする。
【選択図】 図1
Description
本発明は受信機に関し、特に、当該受信機の受信感度および妨害特性を改善する技術に関するものである。
受信機の性能を評価する指標として、受信感度(雑音指数:NF)や選択度(妨害排除能力)が広く知られている。受信感度は、S/N比や歪み率などによって規定されるものであり、受信機に定められた条件の出力を得るために必要な最小の入力信号レベルを言う。選択度は妨害特性とも呼ばれ、目的とする周波数帯域の信号を受信している際に他の周波数帯域の妨害信号が与えられたときに、それを不要なものとして排除する能力を言う。
フロントエンド部のミキサによって周波数変換を行う受信機の場合、選択度に関する妨害受信には、スプリアス受信やインタ・モジュレーション(相互変調妨害)が存在する。スプリアス受信は、目的周波数の信号と一定の周波数関係にある、本来不要な周波数帯域の信号を受信してしまう現象を言う。いわゆるイメージ妨害もスプリアス受信の一種である。インタ・モジュレーションは、回路の入出力特性が非直線性であるために生じる歪み成分のスプリアス周波数と目的信号の周波数とが重なった場合に、目的信号の受信を妨げてしまう現象を言う。
一般に、受信機はアンテナ入力段のフロントエンド部にLNA(Low Noise Amplifier)およびミキサを備え、その後段にバンドパスフィルタ(BPF)、IF(Intermediate Frequency)アンプ、復調回路などの回路を複数段にわたって更に備えている。各段の回路でノイズ(信号の歪み)を生じるが、受信機の初段に位置するLNAのゲインが大きいほど、それより後段に接続されている回路の雑音指数の影響は小さくなり、LNAの雑音指数が受信機全体の雑音指数に対して支配的になる。また、LNA自身の雑音指数も、ゲインが大きくなるほど改善される。よって、受信機全体の受信感度を上げるためには、LNAのゲインを大きくするのが良いとされている。
ところが、ゲインの大きいLNAを用いると、LNAのダイナミックレンジの制限などにより、妨害特性を悪化させてしまう不都合が生じる。すなわち、受信感度を改善するためにゲインの大きいLNAを用いると、妨害特性が悪化してしまう。逆に、妨害特性を改善するためにゲインの小さいLNAを用いると、受信感度が悪化してしまう。このように、固定ゲインのLNAを用いて受信感度および妨害特性の改善を両立させることは困難であった。
なお、受信信号のレベルを検出して、検出した受信レベルに応じてLNAの利得を可変にするAGC(Automatic Gain Control)という技術が存在する。例えばRF(Radio Frequency)−AGC回路は、受信レベルに応じてLNAのゲインを可変制御することにより、アンテナで受信された高周波信号の利得を調節している(例えば、特許文献1参照)。
WO2005/053171号公報
車載用オーディオ装置に搭載される受信機の場合、受信感度と妨害特性とを両立することが困難な場合が多い。すなわち、受信感度を高めるために、一般的にはLNAを用いる必要がある。その一方、妨害特性を高めるためにLNAを用いず、受信信号をミキサに直接入力する手段をとることがある。しかしながら、この場合はLNAがないので、受信感度が悪化してしまう。そこで、ミキサの雑音指数を良くするための手段がとられることがあるが、そうすると今度は妨害特性が悪化してしまう。
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、LNAを備え得ない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにすることを目的とする。
上記した課題を解決するために、本発明では、Q値を可変に構成した同調回路と、妨害波のレベルを検出する妨害波検出部と、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路のQ値を切り替える切替部とを備えている。
上記のように構成した本発明によれば、例えば、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路が高いQ値に設定され、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは低いQ値に設定される。妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは妨害特性よりも受信感度の改善が重要となるが、このとき同調回路のQ値は高くなっている。このため、同調回路の後段に接続されたフロントエンド回路の入力信号レベルが大きくなり、これによって受信感度を高くすることができる。
一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは受信感度よりも妨害特性の改善が重要となるが、このとき同調回路のQ値は低くなっている。このため、フロントエンド回路の入力信号レベルが小さくなり、これに伴い妨害波のレベルも小さくなるので、妨害特性を良好にすることができる。このように、本発明によれば、LNAがなくてAGC動作を行えない環境においても、妨害波のレベルに応じて受信感度の改善と妨害特性の改善とを両立させることができる。
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本実施形態による受信機の構成例を示す図である。図1に示すように、本実施形態による受信機は、アンテナ1、同調回路2、フロントエンド(FE)回路3、バンドパスフィルタ(BPF)5、IFアンプ6、第1のA/D変換回路7、整流回路8、第2のA/D変換回路9およびDSP(Digital Signal Processor)10を備えて構成されている。これらの構成(アンテナ1および同調回路2のコイルを除く)は、例えばCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)プロセスにより1つの半導体チップに集積されている。
同調回路2は、アンテナ1で受信した広帯域の高周波信号から目的の周波数帯域に同調した高周波信号を抽出して出力する。この同調回路2は、コイルLおよびコンデンサCを用いたLC共振回路により構成されている。図2は、同調回路2の構成例を示す図である。図2に示すように、本実施形態の同調回路2は、半導体チップの外部に接続されたコイルLと、半導体チップの内部においてコイルLに対して並列に接続された複数のコンデンサC1,C2,・・・,Cnから成る容量アレイと、同じく半導体チップの内部においてコイルLに対して並列に接続された複数の抵抗Rd1,Rd2から成る抵抗アレイとを備えている。
複数のコンデンサC1,C2,・・・,Cnから成る容量アレイは、同調周波数を切り替えるために容量値が可変に構成された可変容量回路の一例である。複数のコンデンサC1,C2,・・・,Cnは、容量値がそれぞれ異なっている。そして、各々のコンデンサC1,C2,・・・,Cnに対してスイッチSW11,SW12,・・・,SW1nが直列に設けられていて、何れか1つのスイッチをオンとすることにより、コイルLに並列接続されるコンデンサの容量値を可変とし、ひいては同調周波数を調整できるように構成されている。
なお、可変容量回路の構成はこれに限定されない。例えば、複数のコンデンサC1,C2,・・・,Cnの容量値を同じまたは異なる値とし、スイッチSW11,SW12,・・・,SW1nの何れか1つまたは複数のスイッチをオンとすることにより、コイルLに対して接続されるコンデンサの容量値を可変とするようにしても良い。また、容量アレイの代わりに、可変容量ダイオード(バラクタ)などを用いても良い。
複数の抵抗Rd1,Rd2から成る抵抗アレイは、同調回路2のQ値を切り替えるために抵抗値が可変に構成された可変抵抗回路の一例である。複数の抵抗Rd1,Rd2は、抵抗値がそれぞれ異なっている。例えば、第1の抵抗Rd1と第2の抵抗Rd2の抵抗値は、Rd1>Rd2の関係になっている。そして、各々の抵抗Rd1,Rd2に対してスイッチSW21,SW22が直列に設けられていて、何れか一方をオンとすることにより、同調回路2のQ値を切り替えることができるようにしている。同調回路2のQ値は、Q=Rd1/ωLあるいはQ=Rd2/ωLで与えられる。なお、可変抵抗回路の構成はこれに限定されない。例えば、抵抗アレイの代わりに、可変抵抗器などを用いても良い。
上述したスイッチSW11〜SW1nおよびスイッチSW21,SW22の選択動作は、DSP10により制御する(詳しくは後述する)。
FE回路3は、アンテナ1で受信され同調回路2で同調がとられた高周波信号(RF信号)を周波数変換するミキサ3aを備えている。ミキサ3aは、同調回路2より出力されるRF信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行って中間周波信号(IF信号)を生成して出力する。本実施形態のFE回路3は、例えば、いわゆるダイレクトミキサ方式のフロントエンド回路であり、LNAなどの高周波増幅回路を備えずに同調回路2とBPF5との間を接続する(同調回路2とミキサ3aとの間にLNAを備えない)ように構成されている。
BPF5は、FE回路3より供給されたIF信号に対して帯域制限を行い、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のIF信号を抽出する。IFアンプ6は、BPF5より出力された狭帯域IF信号を増幅する。第1のA/D変換回路7は、IFアンプ6より出力された狭帯域IF信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた狭帯域のデジタルIF信号は、DSP10に入力される。
DSP10は、その機能構成として、復調部10a、第1のレベル検出部10b、第2のレベル検出部10cおよび制御部10dを備えている。復調部10aは、第1のA/D変換回路7より入力された狭帯域のデジタルIF信号をベースバンド信号に復調して出力する。
整流回路8は、FE回路3より出力された広帯域のIF信号を整流する。整流回路8の後段には平滑用のコンデンサCが接続されている。第2のA/D変換回路9は、整流回路8および平滑コンデンサCにより直流とされた広帯域IF信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた広帯域のデジタルIF信号は、DSP10に入力される。
DSP10の第1のレベル検出部10bは、第1のA/D変換回路7より入力される狭帯域デジタルIF信号に基づいて、アンテナ1で受信されたRF信号に含まれる希望波周波数の受信電界強度(希望波のアンテナレベル)を検出する。また、第2のレベル検出部10cは、本発明の妨害波検出部に相当するものであり、第1のA/D変換回路7より入力される狭帯域デジタルIF信号と、第2のA/D変換回路9より入力される広帯域デジタルIF信号とに基づいて、アンテナ1で受信したRF信号に含まれる妨害波周波数の受信電界強度(妨害波のアンテナレベル)を検出する。
ここで、DSP10による希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルの検出方法について説明する。まず、希望波のアンテナレベルVDは、次の(式1)に示す演算によって求めることができる。
VD=VIFN+GRF+GIF ・・・(式1)
ただし、
VIFN:希望波のIFアンプ出力レベル
GRF:RF段(FE回路3)の利得
GIF:IFアンプ6の利得
VD=VIFN+GRF+GIF ・・・(式1)
ただし、
VIFN:希望波のIFアンプ出力レベル
GRF:RF段(FE回路3)の利得
GIF:IFアンプ6の利得
なお、第1のA/D変換回路7からDSP10に入力されるIF信号は、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のIF信号である。したがって、第1のA/D変換回路7からDSP10に入力されるIF信号のレベルを第1のレベル検出部10bが検出することにより、希望波のIFアンプ出力レベルVIFNは簡単に求めることができる。
また、FE回路3はLNAを備えておらず、AGC動作を行わないことから、RF段の利得GRFは固定である。よって、RF段の利得GRFをDSP10においてあらかじめ把握しておくことが可能である。また、図示はしていないが、第1のA/D変換回路7の最大入力を超えないようにDSP10によってIFアンプ6の利得GIFが調整されているため、IFアンプ6の利得GIFはDSP10が把握している。
一方、第2のA/D変換回路9からDSP10に入力される広帯域デジタルIF信号は、希望波周波数および妨害波周波数の両方が含まれる広帯域のIF信号である。したがって、その信号レベルVIFWは、次の(式2)で表される。
VIFW=√{(VD(GRF+GREC))2+(VUD(GRF+GREC))2} ・・・(式2)
ただし、
VUD:妨害波のアンテナレベル
GREC:整流回路8の利得
VIFW=√{(VD(GRF+GREC))2+(VUD(GRF+GREC))2} ・・・(式2)
ただし、
VUD:妨害波のアンテナレベル
GREC:整流回路8の利得
ここで、整流回路8の利得GRECは固定値であるから、これをDSP10においてあらかじめ把握しておくことが可能である。したがって、上記(式1)および(式2)から、広帯域デジタルIF信号のレベルVIFWと希望波のIFアンプ出力レベルVIFNとが分かれば、妨害波のアンテナレベルVUDを求めることができる。上述のように、DSP10は、第1のA/D変換回路7から入力されるIF信号のレベルを検出することにより、希望波のIFアンプ出力レベルVIFNを簡単に求めることができる。また、DSP10は、第2のA/D変換回路9から入力されるIF信号のレベルを検出することにより、広帯域デジタルIF信号のレベルVIFWを簡単に求めることができる。
DSP10の制御部10dは、例えばユーザにより指定された受信チャンネルに応じて、当該受信チャンネルに対応する周波数に同調するように同調回路2のスイッチSW11〜SW1nを制御する。すなわち、制御部10dは、コンデンサC1〜Cnに接続されたスイッチSW11〜SW1nの何れかをオンとするための制御信号を発生し、これによってスイッチSW11〜SW1nを制御することにより、コイルLに対して並列接続されるコンデンサの容量値を可変とし、同調周波数を調整する。
また、制御部10dは、第2のレベル検出部10cにより検出された妨害波のアンテナレベルVUDに基づいて、同調回路2が備えるQ値切替用の抵抗Rd1,Rd2に接続されたスイッチSW21,SW22の何れかをオンとするための制御信号を発生する。そして、この制御信号によってスイッチSW21,SW22を制御することにより、同調回路2のQ値を切り替える。DSP10の制御部10dおよび同調回路2のスイッチSW21,SW22により、本発明の切替部が構成される。
制御部10dは、第2のレベル検出部10cにより検出された妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値より小さいときは、同調回路2のQ値を第1の値に設定するようにスイッチSW21,SW22を切り替える。一方、第2のレベル検出部10cにより検出された妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値以上のときは、制御部10dは、Q値を第1の値よりも小さい第2の値に設定するようにスイッチSW21,SW22を切り替える。
具体的には、制御部10dは、妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値より小さいときは第1の抵抗Rd1を選択するように第1のスイッチSW21をオンとする(第2のスイッチSW22はオフ)。一方、妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値以上のときは第2の抵抗Rd2を選択するように第2のスイッチSW22をオンとする(第1のスイッチSW21はオフ)。
すなわち、妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値より小さいときは、妨害特性よりも受信感度の改善が重要となる。このとき選択される第1の抵抗Rd1は、第2の抵抗Rd2に比べて抵抗値が大きい。よって、同調回路2のQ値は高くなる。このため、同調回路2の後段に接続されたFE回路3の入力信号レベルが大きくなり、第2の抵抗Rd2を選択して使用する場合に比べて受信感度を高くすることができる。
一方、妨害波のアンテナレベルVUDが所定の閾値以上のときは、受信感度よりも妨害特性の改善が重要となる。このとき選択される第2の抵抗Rd2は、第1の抵抗Rd1に比べて抵抗値が小さい。よって、同調回路2のQ値は低くなる。このため、同調回路2の後段に接続されたFE回路3の入力信号レベルが小さくなり、これに伴い妨害波の入力レベルも小さくなる。これにより、第1の抵抗Rd1を選択して使用する場合に比べて妨害特性を良好にすることができる。
以上詳しく説明したように、本実施形態によれば、FE回路3にLNAがなくてAGC動作を行えない環境においても、妨害波のレベルに応じて受信感度および妨害特性の改善を両立させることができる。
なお、上記実施形態では、FE回路3がLNAを備えないダイレクトミキサ方式の構成について説明した。本実施形態はAGC動作を行うことができないダイレクトミキサ方式のFE回路3を備えた受信機に特に有効であるが、FE回路3がLNAを備えた受信機にも適用することが可能である。
また、上記実施形態で示した妨害波レベルVUDの検出方法は単なる一例に過ぎず、これ以外の方法によって妨害波レベルVUDを検出するようにしても良い。例えば、上記実施形態ではDSP10のデジタル信号処理によって妨害波レベルVUDを検出しているが、アナログ信号処理によって妨害波レベルVUDを検出するようにしても良い。
その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明は、ミキサを含むフロントエンド回路を備えた受信機に有用であり、例えば、ラジオ受信機、テレビジョン受像機、携帯電話機などの無線受信機に適用することが可能である。
1 アンテナ
2 同調回路
3 FE回路
3a ミキサ
10 DSP
10c 第2のレベル検出部
10d 制御部
L コイル
C1,C2,・・・,Cn コンデンサ
SW11,SW12,・・・,SW1n 同調周波数切替用のスイッチ
Rd1,Rd2 抵抗
SW21,SW22 Q値切替用のスイッチ
2 同調回路
3 FE回路
3a ミキサ
10 DSP
10c 第2のレベル検出部
10d 制御部
L コイル
C1,C2,・・・,Cn コンデンサ
SW11,SW12,・・・,SW1n 同調周波数切替用のスイッチ
Rd1,Rd2 抵抗
SW21,SW22 Q値切替用のスイッチ
Claims (4)
- アンテナで受信した広帯域の高周波信号から目的の周波数帯域に同調した高周波信号を抽出して出力する同調回路と、
上記同調回路より出力された高周波信号を周波数変換するミキサを備えたフロントエンド回路と、
上記アンテナで受信した上記高周波信号に含まれる妨害波のレベルを検出する妨害波検出部と、
上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルに応じて、上記同調回路のQ値を切り替える切替部とを備えたことを特徴とする受信機。 - 上記同調回路は、コイルと、同調周波数を切り替えるために容量値が可変に構成された可変容量回路と、上記Q値を切り替えるために抵抗値が可変に構成された可変抵抗回路とを備え、
上記切替部は、上記可変抵抗回路の抵抗値を切り替えることによって上記Q地を切り替えることを特徴とする請求項1に記載の受信機。 - 上記切替部は、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは上記Q値を第1の値に設定するように切り替え、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが上記所定の閾値以上のときは上記Q値を上記第1の値よりも小さい第2の値に設定するように切り替えることを特徴とする請求項1に記載の受信機。
- 上記可変抵抗回路は、第1の抵抗と、上記第1の抵抗よりも抵抗値が小さい第2の抵抗とを備え、
上記切替部は、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは上記第1の抵抗を選択するように切り替え、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが上記所定の閾値以上のときは上記第2の抵抗を選択するように切り替えることを特徴とする請求項2に記載の受信機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2008001792A JP2009164981A (ja) | 2008-01-09 | 2008-01-09 | 受信機 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2012049787A1 (ja) * | 2010-10-13 | 2012-04-19 | パナソニック株式会社 | 受信機 |
JP2016005009A (ja) * | 2014-06-13 | 2016-01-12 | 株式会社デンソー | 受信装置 |
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2008
- 2008-01-09 JP JP2008001792A patent/JP2009164981A/ja active Pending
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