JP2009164980A - 受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＮＡを備えない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにする。
【解決手段】第１のミキサ１ａを備えた第１のＦＥ回路１と第２のミキサ２ａを備えた第２のＦＥ回路２とを設け、受信した高周波信号に含まれる妨害波のレベルに応じて、第１のＦＥ回路１と第２のＦＥ回路２との何れかを選択的に使用することにより、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいとき（妨害特性よりも受信感度の改善が重要なとき）は、相互コンダクタンスが大きな第１のミキサ１ａを使用することによって受信感度を高くできるようにするとともに、妨害波のレベルが所定の閾値以上のとき（受信感度よりも妨害特性の改善が重要なとき）は、相互コンダクタンスが小さな第２のミキサ２ａを使用することによって妨害特性を良好にできるようにする。
【選択図】 図１

Description

本発明は受信機に関し、特に、当該受信機の受信感度および妨害特性を改善する技術に関するものである。

受信機の性能を評価する指標として、受信感度（雑音指数：ＮＦ）や選択度（妨害排除能力）が広く知られている。受信感度は、Ｓ／Ｎ比や歪み率などによって規定されるものであり、受信機に定められた条件の出力を得るために必要な最小の入力信号レベルを言う。選択度は妨害特性とも呼ばれ、目的とする周波数帯域の信号を受信している際に他の周波数帯域の妨害信号が与えられたときに、それを不要なものとして排除する能力を言う。

フロントエンド部のミキサによって周波数変換を行う受信機の場合、選択度に関する妨害受信には、スプリアス受信やインタ・モジュレーション（相互変調妨害）が存在する。スプリアス受信は、目的周波数の信号と一定の周波数関係にある、本来不要な周波数帯域の信号を受信してしまう現象を言う。いわゆるイメージ妨害もスプリアス受信の一種である。インタ・モジュレーションは、回路の入出力特性が非直線性であるために生じる歪み成分のスプリアス周波数と目的信号の周波数とが重なった場合に、目的信号の受信を妨げてしまう現象を言う。

一般に、受信機はアンテナ入力段のフロントエンド部にＬＮＡ（Low Noise Amplifier）およびミキサを備え、その後段にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、ＩＦ（Intermediate Frequency）アンプ、復調回路などの回路を複数段にわたって更に備えている。各段の回路でノイズ（信号の歪み）を生じるが、受信機の初段に位置するＬＮＡのゲインが大きいほど、それより後段に接続されている回路の雑音指数の影響は小さくなり、ＬＮＡの雑音指数が受信機全体の雑音指数に対して支配的になる。また、ＬＮＡ自身の雑音指数も、ゲインが大きくなるほど改善される。よって、受信機全体の受信感度を上げるためには、ＬＮＡのゲインを大きくするのが良いとされている。

ところが、ゲインの大きいＬＮＡを用いると、ＬＮＡのダイナミックレンジの制限などにより、妨害特性を悪化させてしまう不都合が生じる。すなわち、受信感度を改善するためにゲインの大きいＬＮＡを用いると、妨害特性が悪化してしまう。逆に、妨害特性を改善するためにゲインの小さいＬＮＡを用いると、受信感度が悪化してしまう。このように、固定ゲインのＬＮＡを用いて受信感度および妨害特性の改善を両立させることは困難であった。

なお、受信信号のレベルを検出して、検出した受信レベルに応じてＬＮＡの利得を可変にするＡＧＣ（Automatic Gain Control）という技術が存在する。例えばＲＦ（Radio Frequency）−ＡＧＣ回路は、受信レベルに応じてＬＮＡのゲインを可変制御することにより、アンテナで受信された高周波信号の利得を調節している（例えば、特許文献１参照）。
ＷＯ２００５／０５３１７１号公報

車載用オーディオ装置に搭載される受信機の場合、受信感度と妨害特性とを両立することが困難な場合が多い。すなわち、受信感度を高めるために、一般的にはＬＮＡを用いる必要がある。その一方、妨害特性を高めるためにＬＮＡを用いず、受信信号をミキサに直接入力する手段をとることがある。しかしながら、この場合はＬＮＡがないので、受信感度が悪化してしまう。そこで、ミキサの雑音指数を良くするための手段がとられることがあるが、そうすると今度は妨害特性が悪化してしまう。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、ＬＮＡを備え得ない受信機においても受信感度および妨害特性の改善を両立させることができるようにすることを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明では、第１のミキサを備えた第１のフロントエンド回路と第２のミキサを備えた第２のフロントエンド回路と設け、当該第１のミキサおよび第２のミキサを、各ミキサを構成する回路の相互コンダクタンスが第２のミキサに比べて第１のミキサの方が大きくなるように構成する。そして、受信した高周波信号に含まれる妨害波のレベルに応じて、第１のフロントエンド回路と第２のフロントエンド回路との何れかを選択的に使用する。

上記のように構成した本発明によれば、例えば、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは第１のフロントエンド回路が選択され、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは第２のフロントエンド回路が選択される。妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは妨害特性よりも受信感度の改善が重要となるが、このとき選択される第１のフロントエンド回路が備える第１のミキサは、相互コンダクタンスが比較的大きくなるように構成されている。よって、第２のフロントエンド回路を選択する場合に比べて受信感度を高くすることができる。

一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは受信感度よりも妨害特性の改善が重要となるが、このとき選択される第２のフロントエンド回路が備える第２のミキサは、相互コンダクタンスが比較的小さくなるように構成されている。よって、第１のフロントエンド回路を選択する場合に比べて妨害特性を良好にすることができる。このように、本発明によれば、ＬＮＡがなくてＡＧＣ動作を行えない環境においても、妨害波のレベルに応じて受信感度の改善と妨害特性の改善とを両立させることができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態による受信機の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施形態による受信機は、第１のフロントエンド（ＦＥ）回路１、第２のＦＥ回路２、アンテナ３、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５、ＩＦアンプ６、第１のＡ／Ｄ変換回路７、整流回路８、第２のＡ／Ｄ変換回路９、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）１０およびインタフェース回路１１を備えて構成されている。これらの構成（アンテナ３を除く）は、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）プロセスにより１つの半導体チップに集積されている。

第１のＦＥ回路１は、アンテナ３で受信した高周波信号（ＲＦ信号）を周波数変換する第１のミキサ１ａを備えている。第１のミキサ１ａは、アンテナ３で受信したＲＦ信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行って中間周波信号（ＩＦ信号）を生成して出力する。この第１のＦＥ回路１は、いわゆるダイレクトミキサ方式のフロントエンド回路であり、ＬＮＡなどの高周波増幅回路を備えずにアンテナ３とＢＰＦ５との間を接続する（アンテナ３と第１のミキサ１ａとの間にＬＮＡを備えない）ように構成されている。

第２のＦＥ回路２は、アンテナ３で受信したＲＦ信号を周波数変換する第２のミキサ２ａを備えている。第２のミキサ２ａは、アンテナ３で受信したＲＦ信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行ってＩＦ信号を生成して出力する。第２のＦＥ回路２も、いわゆるダイレクトミキサ方式のフロントエンド回路であり、ＬＮＡなどの高周波増幅回路を備えずにアンテナ３とＢＰＦ５との間を接続する（アンテナ３と第２のミキサ２ａとの間にＬＮＡを備えない）ように構成されている。

図２は、第１のＦＥ回路１が備える第１のミキサ１ａの回路構成例を示す図である。図２に示すように、第１のミキサ１ａはダブルバランス・ミキサであり、ＲＦ信号Ｖ_ＲＦを入力する高周波信号入力端子対の間に、１対のトランジスタＭ１，Ｍ２から成る差動入力回路５１を備えている。この差動入力回路５１は、差動対トランジスタＭ１，Ｍ２の各ソースが共通に接続されたコモンソースの構成となっており、そのコモンソース点には定電流回路Ｓ１が接続されている。また、差動対トランジスタＭ１，Ｍ２の各ゲートにＲＦ信号Ｖ_ＲＦが入力されるようになっている。なお、差動対トランジスタＭ１，Ｍ２の各ゲートに入力されるＲＦ信号Ｖ_ＲＦが逆相で位相が１８０°ずれていれば、定電流回路Ｓ１は必ずしも設ける必要はない。

差動入力回路５１のバイアスは、バイアス回路５３から供給される。バイアス回路５３は、バイアス電圧を発生するバイアス発生回路５３ａと、バイアス電圧の供給の有無を切り替えるためのスイッチ回路５３ｂ（トランジスタで構成される）とを備えている。スイッチ回路５３ｂをオフにすると、差動入力回路５１へのバイアスの供給が断たれて第１のミキサ１ａはフローティング状態となり、信号処理系統から切り離される。

また、局部発振信号Ｖ_ＬＯを入力するローカル信号入力端子対の間に、２組の差動対トランジスタ｛（Ｍ３，Ｍ４），（Ｍ５，Ｍ６）｝から成るダブルバランス回路５２が配置されている。ダブルバランス回路５２は、具体的には以下のように構成されている。

すなわち、一方の差動対トランジスタＭ３，Ｍ４のソース同士および他方の差動対トランジスタＭ５，Ｍ６のソース同士がそれぞれ共通接続されている。差動対トランジスタＭ３，Ｍ４の共通ソースは、差動入力回路５１を構成する一方のトランジスタＭ１のドレインに接続されている。また、差動対トランジスタＭ５，Ｍ６の共通ソースは、差動入力回路５１を構成するもう一方のトランジスタＭ２のドレインに接続されている。

また、トランジスタＭ３のゲートとトランジスタＭ５のゲートとが共通に接続され、トランジスタＭ４のゲートとトランジスタＭ６のゲートとが共通に接続されている。そして、これらの各ゲートに局部発振信号Ｖ_ＬＯが入力されるようになっている。

さらに、トランジスタＭ３のドレインとトランジスタＭ６のドレインとが共通に接続されるとともに、トランジスタＭ４のドレインとトランジスタＭ５のドレインとが共通に接続されている。そして、これら２組の共通ドレインが、周波数変換後のＩＦ信号Ｖ_ＩＦを出力する中間周波信号出力端子対に接続されている。また、上記２組の共通ドレインはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して電源ＶＤＤに接続されている。

図３は、第２のＦＥ回路２が備える第２のミキサ２ａの回路構成例を示す図である。なお、この図３において、図２に示した符号と同一の符号を付したものは同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。図３に示すように、第２のミキサ２ａは、第１のミキサ１ａの構成に加えて抵抗Ｒ３，Ｒ４を備えている。

抵抗Ｒ３，Ｒ４は、それぞれの一端が差動対トランジスタＭ１，Ｍ２のソースに接続されており、他端が定電流回路Ｓ１に共通に接続されている。その他の部分は図２に示した第１のミキサ１ａと同様である。このように、第２のミキサ２ａでは、差動入力回路５１を構成する差動対トランジスタＭ１，Ｍ２のソースに抵抗Ｒ３，Ｒ４を接続することにより、回路全体の相互コンダクタンスが第１のミキサ１ａに比べて小さくなるように構成されている。

回路の相互コンダクタンスを大きくすることによって低雑音を実現することができるため、受信感度を高めることができる。つまり本実施形態では、受信感度の改善に有用な回路として、相互コンダクタンスの大きい第１のミキサ１ａを構成している。また、妨害特性の改善に有用な回路として、相互コンダクタンスの小さい第２のミキサ２ａを構成している。

第１のミキサ１ａが備えるバイアス回路５３に含まれているスイッチ回路５３ｂおよび、第２のミキサ２ａが備えるバイアス回路５３に含まれているスイッチ回路５３ｂは、第１のＦＥ回路１（第１のミキサ１ａ）と第２のＦＥ回路２（第２のミキサ２ａ）との何れかを、使用するフロントエンド回路として選択するための回路として機能する。このスイッチ回路５３ｂの切替動作は、インタフェース回路１１により制御する（詳しくは後述する）。

図１に戻って説明する。ＢＰＦ５は、第１のＦＥ回路１または第２のＦＥ回路２の何れかより供給されたＩＦ信号に対して帯域制限を行い、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号を抽出する。ＩＦアンプ６は、ＢＰＦ５より出力された狭帯域ＩＦ信号を増幅する。第１のＡ／Ｄ変換回路７は、ＩＦアンプ６より出力された狭帯域ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた狭帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。

ＤＳＰ１０は、その機能構成として、復調部１０ａ、第１のレベル検出部１０ｂ、第２のレベル検出部１０ｃおよび制御部１０ｄを備えている。復調部１０ａは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力された狭帯域のデジタルＩＦ信号をベースバンド信号に復調して出力する。

整流回路８は、第１のＦＥ回路１または第２のＦＥ回路２の何れかより出力された広帯域のＩＦ信号を整流する。整流回路８の後段には平滑用のコンデンサＣが接続されている。第２のＡ／Ｄ変換回路９は、整流回路８および平滑コンデンサＣにより直流とされた広帯域ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた広帯域のデジタルＩＦ信号は、ＤＳＰ１０に入力される。

ＤＳＰ１０の第１のレベル検出部１０ｂは、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号に基づいて、アンテナ３で受信されたＲＦ信号に含まれる希望波周波数の受信電界強度（希望波のアンテナレベル）を検出する。また、第２のレベル検出部１０ｃは、本発明の妨害波検出部に相当するものであり、第１のＡ／Ｄ変換回路７より入力される狭帯域デジタルＩＦ信号と、第２のＡ／Ｄ変換回路９より入力される広帯域デジタルＩＦ信号とに基づいて、アンテナ３で受信したＲＦ信号に含まれる妨害波周波数の受信電界強度（妨害波のアンテナレベル）を検出する。

ここで、ＤＳＰ１０による希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルの検出方法について説明する。まず、希望波のアンテナレベルＶ_Ｄは、次の（式１）に示す演算によって求めることができる。
Ｖ_Ｄ＝Ｖ_ＩＦＮ＋Ｇ_ＲＦ＋Ｇ_ＩＦ ・・・（式１）
ただし、
Ｖ_ＩＦＮ:希望波のＩＦアンプ出力レベル
Ｇ_ＲＦ:ＲＦ段（ＦＥ回路１，２のうち選択されている方）の利得
Ｇ_ＩＦ:ＩＦアンプ６の利得

なお、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号は、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のＩＦ信号である。したがって、第１のＡ／Ｄ変換回路７からＤＳＰ１０に入力されるＩＦ信号のレベルを第１のレベル検出部１０ｂが検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルＶ_ＩＦＮは簡単に求めることができる。

また、第１のＦＥ回路１および第２のＦＥ回路２は両方ともＬＮＡを備えておらず、ＡＧＣ動作を行わないことから、ＲＦ段の利得Ｇ_ＲＦは固定である。よって、ＲＦ段の利得Ｇ_ＲＦをＤＳＰ１０においてあらかじめ把握しておくことが可能である。また、図示はしていないが、第１のＡ／Ｄ変換回路７の最大入力を超えないようにＤＳＰ１０によってＩＦアンプ６の利得Ｇ_ＩＦが調整されているため、ＩＦアンプ６の利得Ｇ_ＩＦはＤＳＰ１０が把握している。

一方、第２のＡ／Ｄ変換回路９からＤＳＰ１０に入力される広帯域デジタルＩＦ信号は、希望波周波数および妨害波周波数の両方が含まれる広帯域のＩＦ信号である。したがって、その信号レベルＶ_ＩＦＷは、次の（式２）で表される。
Ｖ_ＩＦＷ＝√{(Ｖ_Ｄ(Ｇ_ＲＦ＋Ｇ_ＲＥＣ))²＋(Ｖ_ＵＤ(Ｇ_ＲＦ＋Ｇ_ＲＥＣ))²} ・・・（式２）
ただし、
Ｖ_ＵＤ:妨害波のアンテナレベル
Ｇ_ＲＥＣ:整流回路８の利得

ここで、整流回路８の利得Ｇ_ＲＥＣは固定値であるから、これをＤＳＰ１０においてあらかじめ把握しておくことが可能である。したがって、上記（式１）および（式２）から、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルＶ_ＩＦＷと希望波のＩＦアンプ出力レベルＶ_ＩＦＮとが分かれば、妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤを求めることができる。上述のように、ＤＳＰ１０は、第１のＡ／Ｄ変換回路７から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、希望波のＩＦアンプ出力レベルＶ_ＩＦＮを簡単に求めることができる。また、ＤＳＰ１０は、第２のＡ／Ｄ変換回路９から入力されるＩＦ信号のレベルを検出することにより、広帯域デジタルＩＦ信号のレベルＶ_ＩＦＷを簡単に求めることができる。

ＤＳＰ１０の制御部１０ｄは、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤに基づいて、第１のＦＥ回路１および第２のＦＥ回路２の何れかを選択するための制御信号を発生し、これをインタフェース回路１１に供給する。インタフェース回路１１は、ＤＳＰ１０から供給される制御信号に基づいて、第１のミキサ１ａおよび第２のミキサ２ａがそれぞれ備えるスイッチ回路５３ｂをスイッチングする。制御部１０ｄ、インタフェース回路１１およびスイッチ回路５３ｂにより、本発明の選択部が構成される。

選択部は、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤが所定の閾値より小さいときは第１のＦＥ回路１を選択する。すなわち、第１のミキサ１ａが備えるスイッチ回路５３ｂをオンとし、第２のミキサ２ａが備えるスイッチ回路５３ｂをオフとする。一方、第２のレベル検出部１０ｃにより検出された妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤが所定の閾値以上のときは第２のＦＥ回路２を選択する。すなわち、第１のミキサ１ａが備えるスイッチ回路５３ｂをオフとし、第２のミキサ２ａが備えるスイッチ回路５３ｂをオンとする。

妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤが所定の閾値より小さいときは、妨害特性よりも受信感度の改善が重要となる。このときスイッチ回路５３ｂにより選択される第１のＦＥ回路１が備える第１のミキサ１ａは、第２のＦＥ回路２が備える第２のミキサ２ａに比べて相互コンダクタンスが大きくなるように構成されている（図２参照）。よって、第２のＦＥ回路２を選択して使用する場合に比べて受信感度を高くすることができる。

一方、妨害波のアンテナレベルＶ_ＵＤが所定の閾値以上のときは、受信感度よりも妨害特性の改善が重要となる。このときスイッチ回路５３ｂにより選択される第２のＦＥ回路２が備える第２のミキサ２ａは、第１のＦＥ回路１が備える第１のミキサ１ａに比べて相互コンダクタンスが小さくなるように構成されている（図３参照）。よって、第１のＦＥ回路１を選択して使用する場合に比べて妨害特性を良好にすることができる。

以上詳しく説明したように、本実施形態によれば、フロントエンド回路にＬＮＡがなくてＡＧＣ動作を行えない環境においても、受信感度および妨害特性の改善を両立させることができる。

なお、上記実施形態では、ＦＥ回路１，２が何れもＬＮＡを備えないダイレクトミキサ方式の構成について説明した。本実施形態はＡＧＣ動作を行うことができないダイレクトミキサ方式のフロントエンド回路を備えた受信機に特に有効であるが、フロントエンド回路がＬＮＡを備えた受信機にも適用することが可能である。

また、上記実施形態で示した妨害波レベルＶ_ＵＤの検出方法は単なる一例に過ぎず、これ以外の方法によって妨害波レベルＶ_ＵＤを検出するようにしても良い。例えば、上記実施形態ではＤＳＰ１０のデジタル信号処理によって妨害波レベルＶ_ＵＤを検出しているが、アナログ信号処理によって妨害波レベルＶ_ＵＤを検出するようにしても良い。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本発明は、ミキサを含むフロントエンド回路を備えた受信機に有用であり、例えば、ラジオ受信機、テレビジョン受像機、携帯電話機などの無線受信機に適用することが可能である。

本実施形態による受信機の構成例を示す図である。 本実施形態による第１のミキサの構成例を示す図である。 本実施形態による第２のミキサの構成例を示す図である。

符号の説明

１ 第１のＦＥ回路
１ａ 第１のミキサ
２ 第２のＦＥ回路
２ａ 第２のミキサ
１０ ＤＳＰ
１０ｃ 第２のレベル検出部
１０ｄ 制御部
１１ インタフェース回路
５３ｂ スイッチ回路

Claims (4)

1. アンテナで受信した高周波信号を周波数変換する第１のミキサを備えた第１のフロントエンド回路と、
   上記アンテナで受信した上記高周波信号を周波数変換する第２のミキサを備えた第２のフロントエンド回路と、
   上記アンテナで受信した上記高周波信号に含まれる妨害波のレベルを検出する妨害波検出部と、
   上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルに応じて、上記第１のフロントエンド回路および上記第２のフロントエンド回路の何れかを選択する選択部とを備え、
   上記第１のミキサは、上記第２のミキサに比べて回路の相互コンダクタンスが大きくなるように構成されていることを特徴とする受信機。
2. 上記選択部は、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは上記第１のフロントエンド回路を選択し、上記妨害波検出部により検出された上記妨害波のレベルが上記所定の閾値以上のときは上記第２のフロントエンド回路を選択することを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 上記第１のフロントエンド回路は、ＬＮＡを備えずに上記アンテナと上記第１のミキサとの間を接続するように構成され、
   上記第２のフロントエンド回路は、ＬＮＡを備えずに上記アンテナとの間を接続するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
4. 上記第１のミキサは、１対のトランジスタから成る差動入力回路を備えて構成され、
   上記第２のミキサは、１対のトランジスタから成る差動入力回路と、上記１対のトランジスタのソースに接続された抵抗とを備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記載の受信機。