JPWO2007052717A1 - イメージ抑圧受信機 - Google Patents

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Abstract

ヘテロダイン受信機などに用いられるイメージ抑圧受信機において、Ｉ信号とＱ信号の信号間誤差がイメージ信号周波数成分のノイズとなり、通信品質を劣化させていた。このような無線通信機において、高性能なイメージ抑圧回路を実現する。２つのイメージ抑圧回路（６−１）、（６−２）を備え、一方のイメージ抑圧回路（６−１）ではＩ信号とＱ信号を入れ変え、希望波の入力信号でありながらイメージ信号と認識させて信号を抑圧し、他方のイメージ抑圧回路（６−２）では、希望波と認識して損失無く通過させ、それぞれのイメージ抑圧回路（６−１）、（６−２）の出力レベルの比が最大となるようにＩ信号とＱ信号の位相または振幅をＩＱ信号調整回路で調整することにより、高性能なイメージ抑圧受信機を実現する。

Description

本発明は、無線通信の受信回路であるイメージ抑圧受信機に関し、特にヘテロダイン受信機などに用いられるイメージ抑圧受信機の高性能化に関するもので、Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を補正する手法に関する。
一般的なヘテロダイン受信機に用いられるイメージ抑圧受信機１００を、図７に示す。（例えば、非特許文献１，ｐ１５３，図５．２５参照。図７の回路は、本文献の回路に、ＬＮＡ２と、ＡＤＣ９と、デジタル信号処理回路１０を、追加している）。
図７において、２は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３−１，３−２は、それぞれ、Ｉ用乗算器，Ｑ用乗算器、４はＰＬＬ、５−１，５−２はＬＰＦ、６はイメージ抑圧回路、７は位相器、８は加算器、９はＡＤコンバータ、１０はデジタル信号処理回路である。
次に、動作の概略について説明する。
受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器であるＬＮＡ２で増幅される。ＬＮＡ２で増幅されたＲＦ信号は２つに分岐され、それぞれ、ＰＬＬ４で生成されたＬＯＩ信号，ＬＯＱ信号と乗算器３−１，３−２で乗算され、ＩＦ信号であるＩ信号、Ｑ信号を生成する。Ｉ信号と、Ｑ信号は、ＬＰＦ５−１，５−２で不要な信号を除去される。ＬＰＦ５−１，５−２で不要な信号を除去されたＩ信号、Ｑ信号は、イメージ抑圧回路６に入力される。イメージ抑圧回路６は、位相シフト回路７と、加算器８で構成される。ＬＰＦ５−１でフィルタリングされたＩ信号は、位相シフト回路７でπ／２シフトされ、ＬＰＦ５−２を通過したＱ信号と、加算器８で足しあわされる。加算器８の出力は、ＡＤＣ９でアナログ信号からデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換された信号は、デジタル信号処理回路１０でデジタル信号処理される。
ここで、ＲＦ信号の周波数は、例えば１ＧＨｚで、ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号は９９９ＭＨｚ、ＩＦ信号は、１ＭＨｚである。ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号の周波数は同一であるが、位相がπ／２ずれている。また、フィルタのカットオフ周波数は、１．５ＭＨｚとし、１ＭＨｚの信号は、損失無く通過する。
次に動作の詳細について説明する。
ＲＦ信号には、通常、希望波とイメージ波が混在する。希望波は受信したい周波数の信号である。イメージ波はＬＯ信号を挟んで、希望波と反対の周波数の信号である。この場合、イメージ波の周波数は、９９８ＭＨｚとなる。
イメージ信号周波数と、希望波信号周波数は、それぞれ、乗算器３−１，３−２でＬＯ信号と乗算され、ＬＰＦ５−１，５−２でフィルタリングされた後、同じ周波数となる。しかし、イメージ周波数の、Ｉ信号とＱ信号の位相関係は、希望波のそれとは異なる。図８に示すように、イメージ周波数の場合、Ｉ信号とＱ信号の信号振幅は一致するが、Ｉ信号の位相がπ／２遅れる。希望波の場合はその逆で、Ｑ信号の位相がπ／２遅れる。イメージ信号の場合、イメージ抑圧回路６の位相器７によりさらにπ／２遅れ、結果としてＩ信号はπ遅れる。同一振幅で位相がπずれると、合成した信号は振幅が０となる。これに対し、希望波信号は、イメージ抑圧回路６を通過すると信号振幅が２倍となる。このように、イメージ信号は、イメージ抑圧回路６により除去され、イメージ抑圧回路６の出力には、希望波のみが現れる。
このイメージ抑圧回路６の伝達特性を、図９に示す。図９に示す通り、希望波の信号は損失無く通過するが、イメージ周波数は減衰される。このようにしてイメージ抑圧受信機１００が構成される。
ヘテロダイン受信機では、こうしたイメージ抑圧回路は、特にＩＦ周波数がＲＦ周波数に対し１／１００以下である、Ｌｏｗ−ＩＦ方式の場合に必須である。
黒田忠弘監訳，Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著，"ＲＦマイクロエレクトロニクス"，丸善株式会社出版
しかし、上述した従来のイメージ抑圧受信機１００では、素子ばらつき等により、Ｉ信号やＱ信号の信号間の位相誤差や、振幅誤差が生じた場合に、イメージ抑圧特性が劣化するという問題がある。イメージ抑圧比（ＩＲＲ）は（数１）のように近似される。（非特許文献１，ｐ１５６参照）
ＩＲＲ＝｛（ΔＡ／Ａ）2＋（ΔＰ）2］／４ （数１）
ここで、ΔＡは振幅誤差、Ａは信号振幅、ΔＰは位相誤差である。
図１０に、位相誤差と振幅誤差によるＩＲＲの影響を算出した結果を示す。位相誤差３°、振幅誤差０．５ｄＢで、イメージ抑圧は３０ｄＢ以下となる。通常の受信機では、イメージ抑圧は３０ｄＢ以上が求められる。特に、製造バラツキの大きいＣＭＯＳ半導体プロセスでは、Ｉ信号とＱ信号の信号間誤差は更に大きくなる場合があり、大きな問題となる。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、２つのイメージ抑圧回路を備え、片方のイメージ抑圧回路ではＩ信号とＱ信号の信号経路を入れ替えて、希望波信号でありながらイメージ信号として検出し、もう一方のイメージ抑圧回路では希望波信号として検出し、それぞれの信号強度の比が最大となるように、ＩＱ信号調整回路によりＩ信号とＱ信号の振幅または位相を調整することにより、イメージ抑圧を精度よく行えるようにしたイメージ抑圧受信機を提供することを目的とする。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、経路切換え回路と、ＩＱ信号調整回路と、第１のイメージ抑圧回路と、第２のイメージ抑圧回路と、を備え、前記第１のイメージ抑圧回路は経路切換え回路によりＩ信号とＱ信号が逆に接続され、第１と、第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＩＱ信号調整回路で、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整するものである。
すなわち、本発明の請求項１にかかるイメージ抑圧受信機は、入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１および第２の低域通過フィルタと、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である前記Ｉ信号と、前記Ｑ信号の２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路とを備え、前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１及び第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整する、ことを特徴とするものである。
また、本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、ＰＬＬと、経路切換え回路と、ＩＱ信号調整回路と、第１のイメージ抑圧回路と、第２のイメージ抑圧回路と、を備え、前記第１のイメージ抑圧回路は、経路切換え回路によりＩ信号とＱ信号が逆に接続され、第１と、第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＩＱ信号調整回路でＰＬＬのＬＯ信号であるＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との信号間誤差を調整するものである。
すなわち、本発明の請求項２にかかるイメージ抑圧受信機は、入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１および第２の低域通過フィルタと、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である前記Ｉ信号と、前記Ｑ信号の２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路と、を備え、前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１および第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との信号間誤差を調整する、ことを特徴とするものである。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＲＦ信号は、１００ＭＨｚ以上としても良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＬＯ信号と前記ＩＦ信号の比は、１００以上でも良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、前記抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、前記容量の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗が、入力とＡＣ的なグランドとの間に直列に接続され、前記第１の抵抗と、第２の抵抗との接続点を出力とし、前記第２の抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との振幅を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧回路は、位相器と、加算器とで構成され、前記位相器は、Ｉ信号の位相を９０°遅らせて出力し、前記加算器は、前記位相器の出力と、Ｑ信号とを加算して出力してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧回路は、複素フィルタで構成されていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、ＣＭＯＳプロセスで実現されていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、さらに、前記第１のイメージ抑圧回路と、前記第１のＡＤコンバータとの間に、第１の可変利得増幅器を備えていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記第１の可変利得増幅器は、ＩＱ信号の調整時に、ＬｏｗゲインからＨｉｇｈゲインとなる、ものとしてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、さらに、前記第２のイメージ抑圧回路と、前記第２のＡＤコンバータとの間に、第２の可変利得増幅器を備えていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記第１及び第２の可変利得増幅器は、前記第１及び第２のＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号の信号強度が、それぞれ所定の値になるように制御されてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、第１のＬＰＦと、第２のＬＰＦを、さらに備え、前記第１のＬＰＦは、第１の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＩ信号を出力し、前記第２のＬＰＦは、第２の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＱ信号を出力しても良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、第２のイメージ抑圧回路は、Ｉ信号またはＱ信号のみを出力してもよい。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機によれば、希望波信号をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路と、希望波信号のＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替えた信号を入力する第１のイメージ抑圧回路とを備え、２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、上記２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、上記２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、ＰＬＬのＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との振幅を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、ＡＤコンバータの前に、可変利得増幅器を設け、その利得を制御して、２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整することにより、ＡＤコンバータのビット精度が低い場合であっても、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
図１は本発明の実施の形態１によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図２は本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図３は本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図４は本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図５は本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図６（ａ）は、本発明の実施の形態１における位相調整回路１２の構成の一例を示す図である。図６（ｂ）は、本発明の実施の形態２における振幅調整回路１３の構成の一例を示す図である。 図７は従来のイメージ抑圧受信機を示す図である。 図８は上記従来例におけるイメージ信号が入力した場合のＩ信号と、Ｑ信号の関係を示す図である。 図９は上記従来例におけるイメージ抑圧回路の周波数特性を示す図である。 図１０は上記従来例における異なる振幅誤差での位相誤差に対するイメージ抑圧比（ＩＲＲ）を示す図である。 図１１は上記実施の形態１における経路切り替え回路１１の構成の一例を示す図である。
符号の説明
１００，１０１，１０２，１０３，１０４，１０５ イメージ抑圧受信機
２ ＬＮＡ
３−１，３−２ 乗算器
４ ＰＬＬ
５−１，５−２ ＬＰＦ
６，６−１，６−２ イメージ抑圧回路
７ 位相器
８ 加算器
９，９−１，９−２ ＡＤＣ
１０ デジタル信号処理回路
１１ 経路切換え回路
１２ 位相調整回路
１３ 振幅調整回路
１４，１４−１，１４−２ 可変利得増幅器
以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の図において、従来技術におけると同様の機能を有する構成要素については、従来技術と同じ符号を付してその説明を省略する。
（実施の形態１）
まず、本発明の実施の形態１によるイメージ抑圧受信機を、図１を用いて説明する。
図１は、本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１のブロック構成を示す図である。
本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１の従来例との相違は、イメージ抑圧回路６−１の前に、ＩＱ経路切り替え回路１１と、位相調整回路１２を有し、更に、第１、第２の乗算器３−１，３−２のＩ信号、Ｑ信号の出力をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路６−２と、第２のイメージ抑圧回路６−２のアナログ出力を、デジタル信号に変換するＡＤＣ９−２を有することである。
ＡＤＣ９−２でデジタルデータに変換された信号は、デジタル信号処理回路１０で信号処理される。
位相調整回路１２は、Ｉ信号用と、Ｑ信号用の位相調整回路で構成され、Ｉ信号用，Ｑ信号用の各位相調整回路は、例えば、図６（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で構成され、位相制御信号で、抵抗Ｒ１の値を制御して、位相調整を行う。
経路切り替え回路１１は、デジタル信号処理回路１０から経路切り替え信号で制御される。図１１は経路切り替え回路１１の構成の一例を示す図である。図１１において、１１１，１１２は、経路切り替え信号によって入力信号の出力先を切り換えるスイッチ素子である。スイッチ素子１１１が、端子ａを選択するときは、スイッチ素子１１２は、端子ｃを選択し、スイッチ素子１１１が、端子ｂを選択するときは、スイッチ素子１１２は、端子ｄを選択するように動作する。
ＩＱ位相調整回路１２は、デジタル信号処理回路１０から位相制御信号で制御される。イメージ抑圧回路６−２には、Ｉ信号とＱ信号が入力される。位相調整回路１２は、Ｉ信号とＱ信号の位相を１０°調整する。ここで、ＲＦ信号の周波数は、例えば、１ＧＨｚで、ＬＯＩ信号とＬＯＱ信号は９９９ＭＨｚ、ＩＦ信号は１ＭＨｚとする。
次に、動作について説明する。
本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１において、まず、ＲＦ信号として希望波信号が入力される。この時、Ｉ信号とＱ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、入力信号が希望波信号でありながら、第１のイメージ抑圧回路６−１では、イメージ信号として認識され、信号が抑圧されて出力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識されるため、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを、−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、イメージ抑圧回路６−１からは、−６０ｄＢｍの信号が出力され、イメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この場合、信号強度の差は、２６ｄＢが検出される。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、信号強度の差が最大となるまで調整を行う。すると、位相調整が４°で、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。すると、イメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのまま通過し、イメージ周波数の信号に対しては十分抑圧を行うことができ、高精度なイメージ抑圧受信機１を得ることができる。この通常動作時においては、イメージ抑圧回路６−２と、ＡＤＣ９−２は、低消費電力化のために動作を停止してもよい。
なお、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差調整は、例えば、受信機の起動時に一回行い、その時得られた補正データをメモリに保存し、２回目以降はその値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。また、出荷時に誤差調整を行い、その結果をフラッシュメモリなどの不揮発性メモリに記憶し、通常使用時はメモリに記憶された補正値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。このようにして、Ｉ信号と、Ｑ信号の間の誤差を調整し、イメージ抑圧回路の高精度化を図り、高性能なイメージ抑圧受信機１０１を得ることができる。
このような本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１によれば、イメージ抑圧回路６−１の前に、ＩＱ経路切り替え回路１１と、位相調整回路１２を有し、更に、前記第１、第２の乗算器３−１，３−２のＩ信号，Ｑ信号の出力をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路６‐２と、第２のイメージ抑圧回路６−２のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡＤＣ９−２とを有するものとしたので、希望波信号に対してＩ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、Ｉ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替え、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号をイメージ信号として認識して信号の抑圧を行い、一方、第２のイメージ抑圧回路６−２では、入力信号をそのまま希望波信号として認識、出力し、かつこの際、ＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が、最大となるまで調整を行うようにしたので、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機を、図２について説明する。
本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機１０２の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、図１に示される位相調整回路１２に代えて、振幅調整回路１３を備え、これに振幅制御信号を与えて、Ｉ信号と、Ｑ信号の振幅を調整することである。
図２に示される本実施の形態２におけるイメージ抑圧受信機１０２において、該振幅調整回路１３は、Ｉ信号用と、Ｑ信号用の振幅調整回路で構成され、Ｉ信号用，Ｑ信号用の各振幅調整回路は、例えば、図６（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ０で構成され、振幅制御信号で抵抗Ｒ１の値を制御して、振幅調整を行う。振幅調整回路１３は、Ｉ信号と、Ｑ信号の振幅を、１．０ｄＢ調整する。イメージ抑圧受信機１は、ＣＭＯＳプロセスで同一の半導体基板上で実現される。
次に動作について説明する。
ＲＦ信号に、希望波信号が入力される。Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１で、Ｉ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、イメージ抑圧回路６−１からは、希望波信号の入力でありながら、イメージ信号として認識され、抑圧された信号が出力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識され、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と、乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝０°、振幅誤差＝０．５ｄＢとすると、イメージ抑圧回路６−１からは、−６５ｄＢｍの信号が出力され、イメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この場合、信号強度の差は３１ｄＢが検出される。ここで、振幅調整信号により振幅調整回路１３でＩ信号、Ｑ信号の振幅を調整し、信号強度の差が最大となるまで調整を行う。すると、振幅調整が０．５ｄＢで、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。すると、イメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのままで、イメージ周波数の信号に対しては十分抑圧を行うことができ、高精度なイメージ抑圧受信機を得ることができる。この通常動作時には、イメージ抑圧回路６−２と、ＡＤＣ９−２は、低消費電力化のために動作を停止してもよい。
なお、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差調整は、例えば、受信機の起動時に一回行い、その時得られた補正データをメモリに保存し、２回目以降はその値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。また、出荷時に誤差調整を行い、その結果をフラッシュメモリなどの不揮発性メモリに記憶し、通常使用時はメモリに記憶された補正値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。このようにして、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差を調整し、イメージ抑圧回路の高精度化を図り、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態２のイメージ抑圧受信機１０２によれば、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１における位相調整回路１２に代えて、振幅調整回路１３を備え、実施の形態１におけると同様に、希望波信号に対してＩ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替え、第１のイメージ抑圧回路６−１では希望波信号をイメージ信号として認識して信号の抑圧を行い、一方、第２のイメージ抑圧回路６−２では入力信号をそのまま希望波信号として認識、出力し、かつこの際、振幅調整回路１３で、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるように、Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整するようにしたので、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機を、図３を用いて説明する。
本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機１０３の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、図１において位相調整をＩＦ信号であるＩ信号と、Ｑ信号で行っていたのを、図３に示すように、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を、位相調整回路１２０で調整するようにした点である。このように、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を調整することによっても、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相の調整を行うことができ、実施の形態１と同様に、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態３によるイメージ抑圧受信機１０３によれば、位相調整を、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を、位相調整回路１２０で調整することにより行うものであり、このような構成によっても、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相の調整を行って、実施の形態１と同様に、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機を、図４を用いて説明する。
本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機１０４の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、前記ＡＤＣ９−１の前に、さらに、信号を増幅する可変利得増幅器１４を備えることである。該可変利得増幅器１４は、デジタル信号処理回路１０からのゲイン制御信号により、Ｈｉｇｈゲインと、Ｌｏｗゲインに設定される。
次に動作について説明する。
本実施の形態４のイメージ抑圧受信機１０４において、まず、ＲＦ信号に希望波信号が入力される。Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。また、ゲイン制御信号により、可変利得増幅器１４のゲインは、Ｈｉｇｈゲインに設定される。
第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号の入力でありながらイメージ信号として認識され、信号が抑圧される。そして、可変利得増幅器１４を通過して、ＡＤＣ９−１に入力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識されるため、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢ、可変利得増幅器のＨｉｇｈゲインを、２０ｄＢ、Ｌｏｗゲインを、０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、第１のイメージ抑圧回路６−１からは、−４０ｄＢｍの信号が出力され、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この時、可変利得増幅器１４で信号が増幅されているため、ＡＤコンバータ９−１のダイナミックレンジを、上記実施の形態１より小さくできる。この場合、信号強度の差は、６ｄＢが検出される。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２で、Ｉ信号、Ｑ信号の位相を調整し、信号強度の差が最大となるまで、調整を行う。すると、位相調整が４°で、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、可変利得増幅器１４のゲインを、Ｌｏｗゲインにし、通常の信号の受信を行う。こうすることにより、ＡＤＣ９−１のダイナミックレンジを、上記実施の形態１より小さくでき、希望波信号に対しては減衰なく通過し、イメージ周波数の信号に対しては抑圧することのできる、高精度なイメージ抑圧受信機１０４を得ることができる。
このような本実施の形態４によるイメージ抑圧受信機１０４によれば、上記実施の形態１の構成において、ＡＤコンバータ９−１の前に、信号を増幅する可変利得増幅器１４を設け、これをゲイン制御信号によりＨｉｇｈゲイン、あるいはＬｏｗゲインに設定するようにしたので、上記実施の形態１におけるように、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるように、Ｉ信号とＱ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を構成できるとともに、ＡＤコンバータ９−１のダイナミックレンジを、実施の形態１より小さくでき、ＡＤコンバータのビット精度が低くても、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を、簡易に得ることができる。
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機を、図５を用いて説明する。
本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機１０５の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、ＡＤＣ９−１，９−２の前に、さらに、信号を増幅する可変利得増幅器１４−１，１４−２を備えることである。可変利得増幅器１４−１，１４−２は、ＡＤコンバータ９−１，９−２の入力での信号レベルが所定のレベルになるように、デジタル信号処理回路１０で利得を制御される。こうすることにより、ＲＦ信号の信号レベルが変動しても、該可変利得増幅器１４−１，１４−２で信号レベルを一定に調整することにより、ＡＤＣ９−１，９−２のビット精度を低くすることができる。
次に動作について説明する。
本実施の形態５のイメージ抑圧受信機１０５において、まず、ＲＦ信号に希望波信号が入力される。そして、Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号の入力でありながら、イメージ信号として認識され、信号が抑圧される。すると、デジタル信号処理回路１０で、信号レベルが基準レベルに達していないと判断され、可変利得増幅器１４−１の利得は大きくするように調整される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを、−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と、乗算器３−１、３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、第１のイメージ抑圧回路６−１からは、−６０ｄＢｍの信号が出力され、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。デジタル信号処理回路１０での信号レベルの基準レベルを、−１０ｄＢｍとすると、可変利得増幅回路１４−１のゲインは、５０ｄＢ、可変利得増幅器１４−２のゲインは、２４ｄＢとなる。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、可変利得増幅器１４−１と、１４−２の利得の差が最大となるまで調整を行う。すると、位相調整が４°で利得の比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。こうすることにより、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのまま信号損失無く通過し、第２のイメージ抑圧回路６−２では、イメージ周波数の信号に対して十分に抑圧を行うことにより、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態５のイメージ抑圧受信機１０５によれば、上記実施の形態１の構成において、ＡＤコンバータ９−１，９−２の前に、信号を増幅する可変利得増幅器１４−１、１４−２を設け、該可変利得増幅器１４−１，１４−２を、該ＡＤコンバータ９−１，９−２の入力での信号レベルが所定のレベルになるように、その利得制御をするようにしたので、上記実施の形態１におけるように、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるようにＩ信号とＱ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を構成できるとともに、ＲＦ信号の信号レベルの変動に対しても、ＡＤコンバータのビット精度を低くでき、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を、簡易に得ることができる。
なお、本発明は、上記実施の形態１から実施の形態５で示した、ＲＦ周波数やＬＯ周波数、ＩＦ周波数、ＬＮＡ２や乗算器３、可変利得増幅器のゲイン、イメージ抑圧回路６等の具体例に限定されるものではない。ＬＮＡ２は、感度に問題がなければ不要である。イメージ抑圧回路６は、Ｉ信号とＱ信号の入力からイメージ周波数成分を抑制するものであればなんでもよい。例えば、イメージ抑圧回路６として、複素フィルタでもよい。イメージ抑圧回路が複素フィルタの場合は、複素フィルタで不要な信号を除去するため、ＬＰＦ５−１，５−２は不要となる。また、経路切換え回路１１は、Ｉ信号と、Ｑ信号を入れ替えたが、Ｉ信号と、Ｑ信号がそれぞれ差動信号の場合、片側の差動信号の極性を入れ替えるようにしてもよい。
また、実施の形態１では、位相調整回路１２によりＩ信号とＱ信号の位相を調整したが、これに加えて、更に振幅調整回路１３を設け、振幅制御信号によりＩ信号と、Ｑ信号の振幅を調整してもよい。この時、位相調整をした後に振幅調整してもよいし、あるいはその逆としてもよい。
また、経路切換え回路１１の後に位相調整回路１２を設けたが、先に振幅調整回路１３を設けてもよい。また、位相調整回路１２と、振幅調整回路１３は、Ｉ信号と、Ｑ信号の、位相または振幅の調整ができれば、どこに配置してもよい。
また、経路切換え回路１１は、イメージ抑圧回路６−１で、希望波信号でありながら経路を切り替えることにより、イメージ信号と認識して抑圧され、イメージ抑圧回路６−２で、希望波として認識されるならば、どこに配置してもよい。
また、位相調整回路１２は、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で構成し、抵抗Ｒ１を可変としたが、容量Ｃ１を可変にしてもよい。
また、位相調整回路１２と、振幅調整回路１３の具体例の構成は、本発明において本質的なものではなく、それぞれ、位相の制御、振幅の制御ができれば、どのような構成のものであってもよい。
また、以上では、ＣＭＯＳプロセスで、イメージ抑圧受信機を実現する例を示したが、これは、ＢｉＣＭＯＳプロセスや、Ｂｉｐｏｌａｒプロセスで実現してもよく、同等の効果が得られることは明らかである。
要は、２つのイメージ抑圧回路を備え、一方では、希望波の入力に対しＩ信号と、Ｑ信号を入れ変えることにより、希望波の入力でありながらイメージ信号と認識させ信号を抑圧し、他方では、希望波として損失無く通過させ、それぞれのイメージ抑圧回路の出力レベルの比が最大となるようにＩ信号と、Ｑ信号の位相または振幅の補正をするイメージ抑圧受信機を構成するものであればよい。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるようにＩ信号とＱ信号の位相を調整し、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができるものであり、無線通信の受信回路において有用である。
本発明は、無線通信の受信回路であるイメージ抑圧受信機に関し、特にヘテロダイン受信機などに用いられるイメージ抑圧受信機の高性能化に関するもので、Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を補正する手法に関する。
一般的なヘテロダイン受信機に用いられるイメージ抑圧受信機１００を、図７に示す。（例えば、非特許文献１，ｐ１５３，図５．２５参照。図７の回路は、本文献の回路に、ＬＮＡ２と、ＡＤＣ９と、デジタル信号処理回路１０を、追加している）。
図７において、２は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３−１，３−２は、それぞれ、Ｉ用乗算器，Ｑ用乗算器、４はＰＬＬ、５−１，５−２はＬＰＦ、６はイメージ抑圧回路、７は位相器、８は加算器、９はＡＤコンバータ、１０はデジタル信号処理回路である。
次に、動作の概略について説明する。
受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器であるＬＮＡ２で増幅される。ＬＮＡ２で増幅されたＲＦ信号は２つに分岐され、それぞれ、ＰＬＬ４で生成されたＬＯＩ信号，ＬＯＱ信号と乗算器３−１，３−２で乗算され、ＩＦ信号であるＩ信号、Ｑ信号を生成する。Ｉ信号と、Ｑ信号は、ＬＰＦ５−１，５−２で不要な信号を除去される。ＬＰＦ５−１，５−２で不要な信号を除去されたＩ信号、Ｑ信号は、イメージ抑圧回路６に入力される。イメージ抑圧回路６は、位相シフト回路７と、加算器８で構成される。ＬＰＦ５−１でフィルタリングされたＩ信号は、位相シフト回路７でπ／２シフトされ、ＬＰＦ５−２を通過したＱ信号と、加算器８で足しあわされる。加算器８の出力は、ＡＤＣ９でアナログ信号からデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換された信号は、デジタル信号処理回路１０でデジタル信号処理される。
ここで、ＲＦ信号の周波数は、例えば１ＧＨｚで、ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号は９９９ＭＨｚ、ＩＦ信号は、１ＭＨｚである。ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号の周波数は同一であるが、位相がπ／２ずれている。また、フィルタのカットオフ周波数は、１．５ＭＨｚとし、１ＭＨｚの信号は、損失無く通過する。
次に動作の詳細について説明する。
ＲＦ信号には、通常、希望波とイメージ波が混在する。希望波は受信したい周波数の信号である。イメージ波はＬＯ信号を挟んで、希望波と反対の周波数の信号である。この場合、イメージ波の周波数は、９９８ＭＨｚとなる。
イメージ信号周波数と、希望波信号周波数は、それぞれ、乗算器３−１，３−２でＬＯ信号と乗算され、ＬＰＦ５−１，５−２でフィルタリングされた後、同じ周波数となる。しかし、イメージ周波数の、Ｉ信号とＱ信号の位相関係は、希望波のそれとは異なる。図８に示すように、イメージ周波数の場合、Ｉ信号とＱ信号の信号振幅は一致するが、Ｉ信号の位相がπ／２遅れる。希望波の場合はその逆で、Ｑ信号の位相がπ／２遅れる。イメージ信号の場合、イメージ抑圧回路６の位相器７によりさらにπ／２遅れ、結果としてＩ信号はπ遅れる。同一振幅で位相がπずれると、合成した信号は振幅が０となる。これに対し、希望波信号は、イメージ抑圧回路６を通過すると信号振幅が２倍となる。このように、イメージ信号は、イメージ抑圧回路６により除去され、イメージ抑圧回路６の出力には、希望波のみが現れる。
このイメージ抑圧回路６の伝達特性を、図９に示す。図９に示す通り、希望波の信号は損失無く通過するが、イメージ周波数は減衰される。このようにしてイメージ抑圧受信機１００が構成される。
ヘテロダイン受信機では、こうしたイメージ抑圧回路は、特にＩＦ周波数がＲＦ周波数に対し１／１００以下である、Ｌｏｗ−ＩＦ方式の場合に必須である。
黒田忠弘監訳，Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著，"ＲＦマイクロエレクトロニクス"，丸善株式会社出版
しかし、上述した従来のイメージ抑圧受信機１００では、素子ばらつき等により、Ｉ信号やＱ信号の信号間の位相誤差や、振幅誤差が生じた場合に、イメージ抑圧特性が劣化するという問題がある。イメージ抑圧比（ＩＲＲ）は（数１）のように近似される。（非特許文献１，ｐ１５６参照）
ＩＲＲ＝｛（ΔＡ／Ａ）2＋（ΔＰ）2］／４ （数１）
ここで、ΔＡは振幅誤差、Ａは信号振幅、ΔＰは位相誤差である。
図１０に、位相誤差と振幅誤差によるＩＲＲの影響を算出した結果を示す。位相誤差３°、振幅誤差０．５ｄＢで、イメージ抑圧は３０ｄＢ以下となる。通常の受信機では、イメージ抑圧は３０ｄＢ以上が求められる。特に、製造バラツキの大きいＣＭＯＳ半導体プロセスでは、Ｉ信号とＱ信号の信号間誤差は更に大きくなる場合があり、大きな問題となる。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、２つのイメージ抑圧回路を備え、片方のイメージ抑圧回路ではＩ信号とＱ信号の信号経路を入れ替えて、希望波信号でありながらイメージ信号として検出し、もう一方のイメージ抑圧回路では希望波信号として検出し、それぞれの信号強度の比が最大となるように、ＩＱ信号調整回路によりＩ信号とＱ信号の振幅または位相を調整することにより、イメージ抑圧を精度よく行えるようにしたイメージ抑圧受信機を提供することを目的とする。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、経路切換え回路と、ＩＱ信号調整回路と、第１のイメージ抑圧回路と、第２のイメージ抑圧回路と、を備え、前記第１のイメージ抑圧回路は経路切換え回路によりＩ信号とＱ信号が逆に接続され、第１と、第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＩＱ信号調整回路で、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整するものである。
すなわち、本発明の請求項１にかかるイメージ抑圧受信機は、入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１および第２の低域通過フィルタと、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である前記Ｉ信号と、前記Ｑ信号の２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路とを備え、前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１及び第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整する、ことを特徴とするものである。
また、本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、ＰＬＬと、経路切換え回路と、ＩＱ信号調整回路と、第１のイメージ抑圧回路と、第２のイメージ抑圧回路と、を備え、前記第１のイメージ抑圧回路は、経路切換え回路によりＩ信号とＱ信号が逆に接続され、第１と、第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＩＱ信号調整回路でＰＬＬのＬＯ信号であるＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との信号間誤差を調整するものである。
すなわち、本発明の請求項２にかかるイメージ抑圧受信機は、入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１および第２の低域通過フィルタと、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である前記Ｉ信号と、前記Ｑ信号の２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路と、を備え、前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１および第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との信号間誤差を調整する、ことを特徴とするものである。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＲＦ信号は、１００ＭＨｚ以上としても良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＬＯ信号と前記ＩＦ信号の比は、１００以上でも良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、前記抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、前記容量の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記ＩＱ信号調整回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗が、入力とＡＣ的なグランドとの間に直列に接続され、前記第１の抵抗と、第２の抵抗との接続点を出力とし、前記第２の抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号と、Ｑ信号との振幅を調整してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧回路は、位相器と、加算器とで構成され、前記位相器は、Ｉ信号の位相を９０°遅らせて出力し、前記加算器は、前記位相器の出力と、Ｑ信号とを加算して出力してもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧回路は、複素フィルタで構成されていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、ＣＭＯＳプロセスで実現されていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、さらに、前記第１のイメージ抑圧回路と、前記第１のＡＤコンバータとの間に、第１の可変利得増幅器を備えていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記第１の可変利得増幅器は、ＩＱ信号の調整時に、ＬｏｗゲインからＨｉｇｈゲインとなる、ものとしてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、さらに、前記第２のイメージ抑圧回路と、前記第２のＡＤコンバータとの間に、第２の可変利得増幅器を備えていてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記第１及び第２の可変利得増幅器は、前記第１及び第２のＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号の信号強度が、それぞれ所定の値になるように制御されてもよい。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、前記イメージ抑圧受信機は、第１のＬＰＦと、第２のＬＰＦを、さらに備え、前記第１のＬＰＦは、第１の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＩ信号を出力し、前記第２のＬＰＦは、第２の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＱ信号を出力しても良い。
また、この発明にかかるイメージ抑圧受信機は、第２のイメージ抑圧回路は、Ｉ信号またはＱ信号のみを出力してもよい。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機によれば、希望波信号をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路と、希望波信号のＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替えた信号を入力する第１のイメージ抑圧回路とを備え、２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、上記２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、上記２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、ＰＬＬのＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との振幅を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
また、ＡＤコンバータの前に、可変利得増幅器を設け、その利得を制御して、２つのイメージ抑圧回路の両出力の信号強度の比が、最大となるように、すなわち両出力の出力レベルの差が、最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との位相を調整することにより、ＡＤコンバータのビット精度が低い場合であっても、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができる。
以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の図において、従来技術におけると同様の機能を有する構成要素については、従来技術と同じ符号を付してその説明を省略する。
（実施の形態１）
まず、本発明の実施の形態１によるイメージ抑圧受信機を、図１を用いて説明する。
図１は、本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１のブロック構成を示す図である。
本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１の従来例との相違は、イメージ抑圧回路６−１の前に、ＩＱ経路切り替え回路１１と、位相調整回路１２を有し、更に、第１、第２の乗算器３−１，３−２のＩ信号、Ｑ信号の出力をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路６−２と、第２のイメージ抑圧回路６−２のアナログ出力を、デジタル信号に変換するＡＤＣ９−２を有することである。
ＡＤＣ９−２でデジタルデータに変換された信号は、デジタル信号処理回路１０で信号処理される。
位相調整回路１２は、Ｉ信号用と、Ｑ信号用の位相調整回路で構成され、Ｉ信号用，Ｑ信号用の各位相調整回路は、例えば、図６（ａ）に示すように、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で構成され、位相制御信号で、抵抗Ｒ１の値を制御して、位相調整を行う。
経路切り替え回路１１は、デジタル信号処理回路１０から経路切り替え信号で制御される。図１１は経路切り替え回路１１の構成の一例を示す図である。図１１において、１１１，１１２は、経路切り替え信号によって入力信号の出力先を切り換えるスイッチ素子である。スイッチ素子１１１が、端子ａを選択するときは、スイッチ素子１１２は、端子ｃを選択し、スイッチ素子１１１が、端子ｂを選択するときは、スイッチ素子１１２は、端子ｄを選択するように動作する。
ＩＱ位相調整回路１２は、デジタル信号処理回路１０から位相制御信号で制御される。イメージ抑圧回路６−２には、Ｉ信号とＱ信号が入力される。位相調整回路１２は、Ｉ信号とＱ信号の位相を１０°調整する。ここで、ＲＦ信号の周波数は、例えば、１ＧＨｚで、ＬＯＩ信号とＬＯＱ信号は９９９ＭＨｚ、ＩＦ信号は１ＭＨｚとする。
次に、動作について説明する。
本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１において、まず、ＲＦ信号として希望波信号が入力される。この時、Ｉ信号とＱ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、入力信号が希望波信号でありながら、第１のイメージ抑圧回路６−１では、イメージ信号として認識され、信号が抑圧されて出力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識されるため、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを、−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、イメージ抑圧回路６−１からは、−６０ｄＢｍの信号が出力され、イメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この場合、信号強度の差は、２６ｄＢが検出される。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、信号強度の差が最大となるまで調整を行う。すると、位相調整が４°で、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。すると、イメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのまま通過し、イメージ周波数の信号に対しては十分抑圧を行うことができ、高精度なイメージ抑圧受信機１を得ることができる。この通常動作時においては、イメージ抑圧回路６−２と、ＡＤＣ９−２は、低消費電力化のために動作を停止してもよい。
なお、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差調整は、例えば、受信機の起動時に一回行い、その時得られた補正データをメモリに保存し、２回目以降はその値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。また、出荷時に誤差調整を行い、その結果をフラッシュメモリなどの不揮発性メモリに記憶し、通常使用時はメモリに記憶された補正値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。このようにして、Ｉ信号と、Ｑ信号の間の誤差を調整し、イメージ抑圧回路の高精度化を図り、高性能なイメージ抑圧受信機１０１を得ることができる。
このような本実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１によれば、イメージ抑圧回路６−１の前に、ＩＱ経路切り替え回路１１と、位相調整回路１２を有し、更に、前記第１、第２の乗算器３−１，３−２のＩ信号，Ｑ信号の出力をそのまま入力する第２のイメージ抑圧回路６‐２と、第２のイメージ抑圧回路６−２のアナログ出力をデジタル信号に変換するＡＤＣ９−２とを有するものとしたので、希望波信号に対してＩ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、Ｉ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替え、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号をイメージ信号として認識して信号の抑圧を行い、一方、第２のイメージ抑圧回路６−２では、入力信号をそのまま希望波信号として認識、出力し、かつこの際、ＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が、最大となるまで調整を行うようにしたので、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機を、図２について説明する。
本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機１０２の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、図１に示される位相調整回路１２に代えて、振幅調整回路１３を備え、これに振幅制御信号を与えて、Ｉ信号と、Ｑ信号の振幅を調整することである。
図２に示される本実施の形態２におけるイメージ抑圧受信機１０２において、該振幅調整回路１３は、Ｉ信号用と、Ｑ信号用の振幅調整回路で構成され、Ｉ信号用，Ｑ信号用の各振幅調整回路は、例えば、図６（ｂ）に示すように、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ０で構成され、振幅制御信号で抵抗Ｒ１の値を制御して、振幅調整を行う。振幅調整回路１３は、Ｉ信号と、Ｑ信号の振幅を、１．０ｄＢ調整する。イメージ抑圧受信機１は、ＣＭＯＳプロセスで同一の半導体基板上で実現される。
次に動作について説明する。
ＲＦ信号に、希望波信号が入力される。Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１で、Ｉ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、イメージ抑圧回路６−１からは、希望波信号の入力でありながら、イメージ信号として認識され、抑圧された信号が出力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識され、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と、乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝０°、振幅誤差＝０．５ｄＢとすると、イメージ抑圧回路６−１からは、−６５ｄＢｍの信号が出力され、イメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この場合、信号強度の差は３１ｄＢが検出される。ここで、振幅調整信号により振幅調整回路１３でＩ信号、Ｑ信号の振幅を調整し、信号強度の差が最大となるまで調整を行う。すると、振幅調整が０．５ｄＢで、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。すると、イメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのままで、イメージ周波数の信号に対しては十分抑圧を行うことができ、高精度なイメージ抑圧受信機を得ることができる。この通常動作時には、イメージ抑圧回路６−２と、ＡＤＣ９−２は、低消費電力化のために動作を停止してもよい。
なお、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差調整は、例えば、受信機の起動時に一回行い、その時得られた補正データをメモリに保存し、２回目以降はその値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。また、出荷時に誤差調整を行い、その結果をフラッシュメモリなどの不揮発性メモリに記憶し、通常使用時はメモリに記憶された補正値を使用することにより、誤差調整を省略することができる。このようにして、Ｉ信号と、Ｑ信号の誤差を調整し、イメージ抑圧回路の高精度化を図り、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態２のイメージ抑圧受信機１０２によれば、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１における位相調整回路１２に代えて、振幅調整回路１３を備え、実施の形態１におけると同様に、希望波信号に対してＩ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替え、第１のイメージ抑圧回路６−１では希望波信号をイメージ信号として認識して信号の抑圧を行い、一方、第２のイメージ抑圧回路６−２では入力信号をそのまま希望波信号として認識、出力し、かつこの際、振幅調整回路１３で、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるように、Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整するようにしたので、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機を、図３を用いて説明する。
本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機１０３の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、図１において位相調整をＩＦ信号であるＩ信号と、Ｑ信号で行っていたのを、図３に示すように、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を、位相調整回路１２０で調整するようにした点である。このように、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を調整することによっても、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相の調整を行うことができ、実施の形態１と同様に、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態３によるイメージ抑圧受信機１０３によれば、位相調整を、ＰＬＬ４のＬＯ信号であるＬＯＱ信号と、ＬＯＩ信号の位相を、位相調整回路１２０で調整することにより行うものであり、このような構成によっても、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相の調整を行って、実施の形態１と同様に、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機を、図４を用いて説明する。
本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機１０４の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、前記ＡＤＣ９−１の前に、さらに、信号を増幅する可変利得増幅器１４を備えることである。該可変利得増幅器１４は、デジタル信号処理回路１０からのゲイン制御信号により、Ｈｉｇｈゲインと、Ｌｏｗゲインに設定される。
次に動作について説明する。
本実施の形態４のイメージ抑圧受信機１０４において、まず、ＲＦ信号に希望波信号が入力される。Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。また、ゲイン制御信号により、可変利得増幅器１４のゲインは、Ｈｉｇｈゲインに設定される。
第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号の入力でありながらイメージ信号として認識され、信号が抑圧される。そして、可変利得増幅器１４を通過して、ＡＤＣ９−１に入力される。
一方、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、入力信号が希望波信号として認識されるため、そのまま出力される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と乗算器３−１，３−２の合計の利得を、４０ｄＢ、可変利得増幅器のＨｉｇｈゲインを、２０ｄＢ、Ｌｏｗゲインを、０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、第１のイメージ抑圧回路６−１からは、−４０ｄＢｍの信号が出力され、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。これらの信号を、ＡＤコンバータ９−１，９−２でデジタル信号に変換し、信号レベルの検出、及び強度の比較を、デジタル信号処理回路１０で行う。この時、可変利得増幅器１４で信号が増幅されているため、ＡＤコンバータ９−１のダイナミックレンジを、上記実施の形態１より小さくできる。この場合、信号強度の差は、６ｄＢが検出される。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２で、Ｉ信号、Ｑ信号の位相を調整し、信号強度の差が最大となるまで、調整を行う。すると、位相調整が４°で、信号強度比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、可変利得増幅器１４のゲインを、Ｌｏｗゲインにし、通常の信号の受信を行う。こうすることにより、ＡＤＣ９−１のダイナミックレンジを、上記実施の形態１より小さくでき、希望波信号に対しては減衰なく通過し、イメージ周波数の信号に対しては抑圧することのできる、高精度なイメージ抑圧受信機１０４を得ることができる。
このような本実施の形態４によるイメージ抑圧受信機１０４によれば、上記実施の形態１の構成において、ＡＤコンバータ９−１の前に、信号を増幅する可変利得増幅器１４を設け、これをゲイン制御信号によりＨｉｇｈゲイン、あるいはＬｏｗゲインに設定するようにしたので、上記実施の形態１におけるように、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるように、Ｉ信号とＱ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を構成できるとともに、ＡＤコンバータ９−１のダイナミックレンジを、実施の形態１より小さくでき、ＡＤコンバータのビット精度が低くても、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を、簡易に得ることができる。
（実施の形態５）
次に、本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機を、図５を用いて説明する。
本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機１０５の、上記実施の形態１のイメージ抑圧受信機１０１との相違は、ＡＤＣ９−１，９−２の前に、さらに、信号を増幅する可変利得増幅器１４−１，１４−２を備えることである。可変利得増幅器１４−１，１４−２は、ＡＤコンバータ９−１，９−２の入力での信号レベルが所定のレベルになるように、デジタル信号処理回路１０で利得を制御される。こうすることにより、ＲＦ信号の信号レベルが変動しても、該可変利得増幅器１４−１，１４−２で信号レベルを一定に調整することにより、ＡＤＣ９−１，９−２のビット精度を低くすることができる。
次に動作について説明する。
本実施の形態５のイメージ抑圧受信機１０５において、まず、ＲＦ信号に希望波信号が入力される。そして、Ｉ信号と、Ｑ信号の信号間誤差を調整するために、ＩＱ経路切り替え回路１１でＩ信号と、Ｑ信号の経路を入れ替える。すると、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号の入力でありながら、イメージ信号として認識され、信号が抑圧される。すると、デジタル信号処理回路１０で、信号レベルが基準レベルに達していないと判断され、可変利得増幅器１４−１の利得は大きくするように調整される。ここで、ＲＦ信号の入力レベルを、−８０ｄＢｍとし、ＬＮＡ２と、乗算器３−１、３−２の合計の利得を、４０ｄＢとする。すると、イメージ抑圧回路６−１，６−２の入力では、Ｉ信号、Ｑ信号ともに、−４０ｄＢｍの入力レベルとなる。ここで、Ｉ信号と、Ｑ信号の位相誤差＝４°、振幅誤差＝０ｄＢ、とすると、第１のイメージ抑圧回路６−１からは、−６０ｄＢｍの信号が出力され、第２のイメージ抑圧回路６−２からは、−３４ｄＢｍの信号が出力される。デジタル信号処理回路１０での信号レベルの基準レベルを、−１０ｄＢｍとすると、可変利得増幅回路１４−１のゲインは、５０ｄＢ、可変利得増幅器１４−２のゲインは、２４ｄＢとなる。ここで、位相調整信号によりＩＱ位相調整回路１２でＩ信号、Ｑ信号の位相を調整し、可変利得増幅器１４−１と、１４−２の利得の差が最大となるまで調整を行う。すると、位相調整が４°で利得の比が最大となり、調整を完了する。
調整が完了すると、ＩＱ経路切り替え回路１１のＩ信号と、Ｑ信号の経路を元に戻し、通常の信号の受信を行う。こうすることにより、第１のイメージ抑圧回路６−１では、希望波信号に対してはそのまま信号損失無く通過し、第２のイメージ抑圧回路６−２では、イメージ周波数の信号に対して十分に抑圧を行うことにより、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を得ることができる。
このような本実施の形態５のイメージ抑圧受信機１０５によれば、上記実施の形態１の構成において、ＡＤコンバータ９−１，９−２の前に、信号を増幅する可変利得増幅器１４−１、１４−２を設け、該可変利得増幅器１４−１，１４−２を、該ＡＤコンバータ９−１，９−２の入力での信号レベルが所定のレベルになるように、その利得制御をするようにしたので、上記実施の形態１におけるように、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるようにＩ信号とＱ信号の位相を調整することにより、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を構成できるとともに、ＲＦ信号の信号レベルの変動に対しても、ＡＤコンバータのビット精度を低くでき、イメージ抑圧特性の優れた、高精度で、高性能なイメージ抑圧受信機を、簡易に得ることができる。
なお、本発明は、上記実施の形態１から実施の形態５で示した、ＲＦ周波数やＬＯ周波数、ＩＦ周波数、ＬＮＡ２や乗算器３、可変利得増幅器のゲイン、イメージ抑圧回路６等の具体例に限定されるものではない。ＬＮＡ２は、感度に問題がなければ不要である。イメージ抑圧回路６は、Ｉ信号とＱ信号の入力からイメージ周波数成分を抑制するものであればなんでもよい。例えば、イメージ抑圧回路６として、複素フィルタでもよい。イメージ抑圧回路が複素フィルタの場合は、複素フィルタで不要な信号を除去するため、ＬＰＦ５−１，５−２は不要となる。また、経路切換え回路１１は、Ｉ信号と、Ｑ信号を入れ替えたが、Ｉ信号と、Ｑ信号がそれぞれ差動信号の場合、片側の差動信号の極性を入れ替えるようにしてもよい。
また、実施の形態１では、位相調整回路１２によりＩ信号とＱ信号の位相を調整したが、これに加えて、更に振幅調整回路１３を設け、振幅制御信号によりＩ信号と、Ｑ信号の振幅を調整してもよい。この時、位相調整をした後に振幅調整してもよいし、あるいはその逆としてもよい。
また、経路切換え回路１１の後に位相調整回路１２を設けたが、先に振幅調整回路１３を設けてもよい。また、位相調整回路１２と、振幅調整回路１３は、Ｉ信号と、Ｑ信号の、位相または振幅の調整ができれば、どこに配置してもよい。
また、経路切換え回路１１は、イメージ抑圧回路６−１で、希望波信号でありながら経路を切り替えることにより、イメージ信号と認識して抑圧され、イメージ抑圧回路６−２で、希望波として認識されるならば、どこに配置してもよい。
また、位相調整回路１２は、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１で構成し、抵抗Ｒ１を可変としたが、容量Ｃ１を可変にしてもよい。
また、位相調整回路１２と、振幅調整回路１３の具体例の構成は、本発明において本質的なものではなく、それぞれ、位相の制御、振幅の制御ができれば、どのような構成のものであってもよい。
また、以上では、ＣＭＯＳプロセスで、イメージ抑圧受信機を実現する例を示したが、これは、ＢｉＣＭＯＳプロセスや、Ｂｉｐｏｌａｒプロセスで実現してもよく、同等の効果が得られることは明らかである。
要は、２つのイメージ抑圧回路を備え、一方では、希望波の入力に対しＩ信号と、Ｑ信号を入れ変えることにより、希望波の入力でありながらイメージ信号と認識させ信号を抑圧し、他方では、希望波として損失無く通過させ、それぞれのイメージ抑圧回路の出力レベルの比が最大となるようにＩ信号と、Ｑ信号の位相または振幅の補正をするイメージ抑圧受信機を構成するものであればよい。
本発明にかかるイメージ抑圧受信機は、２つのイメージ抑圧回路の出力の信号強度の比が最大となるようにＩ信号とＱ信号の位相を調整し、イメージ抑圧特性の優れたイメージ抑圧受信機を得ることができるものであり、無線通信の受信回路において有用である。
図１は、本発明の実施の形態１によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図２は、本発明の実施の形態２によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態３によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態４によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図５は、本発明の実施の形態５によるイメージ抑圧受信機を示す図である。 図６（ａ）は、本発明の実施の形態１における位相調整回路１２の構成の一例を示す図である。図６（ｂ）は、本発明の実施の形態２における振幅調整回路１３の構成の一例を示す図である。 図７は、従来のイメージ抑圧受信機を示す図である。 図８は、上記従来例におけるイメージ信号が入力した場合のＩ信号と、Ｑ信号の関係を示す図である。 図９は、上記従来例におけるイメージ抑圧回路の周波数特性を示す図である。 図１０は、上記従来例における異なる振幅誤差での位相誤差に対するイメージ抑圧比（ＩＲＲ）を示す図である。 図１１は、上記実施の形態１における経路切り替え回路１１の構成の一例を示す図である。
符号の説明
１００，１０１，１０２，１０３，１０４，１０５ イメージ抑圧受信機
２ ＬＮＡ
３−１，３−２ 乗算器
４ ＰＬＬ
５−１，５−２ ＬＰＦ
６，６−１，６−２ イメージ抑圧回路
７ 位相器
８ 加算器
９，９−１，９−２ ＡＤＣ
１０ デジタル信号処理回路
１１ 経路切換え回路
１２ 位相調整回路
１３ 振幅調整回路
１４，１４−１，１４−２ 可変利得増幅器

Claims (18)

  1. 入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、
    前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１および第２の低域通過フィルタと、
    前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、
    該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、
    前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、
    前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、
    該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、
    該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路と、を備え、
    前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１及び第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、Ｉ信号と、Ｑ信号との信号間誤差を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  2. 入力されるＲＦ信号を低雑音増幅する低雑音増幅器と、
    前記低雑音増幅器の出力と、ＰＬＬで生成されたＩ用ローカル信号であるＬＯＩ信号、および該Ｉ用ローカル信号と振幅が同一で位相が９０°シフトしているＱ用ローカル信号であるＬＯＱ信号とを、それぞれ乗算し、ＩＦ信号として、それぞれＩ信号およびＱ信号を出力する第１および第２の乗算器と、
    前記第１、第２の乗算器のＩ信号、Ｑ信号の各出力のうちから、低域周波数成分のみを取り出す第１、第２の低域通過フィルタと、
    前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力が入力され、前記Ｉ信号の信号経路と、前記Ｑ信号の信号経路とを切換えて出力する経路切り替え回路と、
    該経路切り替え回路の出力がそのまま入力され、前記Ｉ信号と、Ｑ信号間の誤差を調整するＩＱ信号調整回路と、
    前記ＩＱ信号調整回路の出力に対して、イメージ抑圧を行う第１のイメージ抑圧回路と、
    前記第１および第２の低域通過フィルタの出力である２つの出力がそのまま入力され、これらに対してイメージ抑圧を行う第２のイメージ抑圧回路と、
    該第１および第２のイメージ抑圧回路の出力を、それぞれＡ／Ｄ変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換回路と、
    該第１および第２のＡ／Ｄ変換回路の出力に対しデジタル信号処理を行い、デジタル処理信号を出力するデジタル信号処理回路と、を備え、
    前記ＩＱ信号調整回路は、前記第１及び第２のイメージ抑圧回路の出力レベルの差が最大となるように、ＬＯＩ信号と、ＬＯＱ信号との信号間誤差を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  3. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の位相を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  4. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＩＱ信号調整回路は、Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  5. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＲＦ信号は、１００ＭＨｚ以上である、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  6. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＬＯ信号と前記ＩＦ信号の比は、１００以上である、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  7. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記イメージ抑圧回路は、位相器と、加算器とで構成され、
    前記位相器は、Ｉ信号の位相を９０°遅らせて出力し、
    前記加算器は、前記位相器の出力と、Ｑ信号とを加算して出力する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  8. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記イメージ抑圧回路は、複素フィルタよりなる、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  9. 請求項３記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、前記抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号とＱ信号の位相を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  10. 請求項３記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＩＱ信号調整回路は、抵抗と容量で構成され、該容量の値を調整することにより前記Ｉ信号とＱ信号の移相量を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  11. 請求項４記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記ＩＱ信号調整回路は、第１の抵抗と、第２の抵抗が、入力とＡＣ的なグランドとの間に直列に接続され、前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点を出力とし、前記第２の抵抗の値を調整することにより前記Ｉ信号とＱ信号の振幅を調整する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  12. 前記請求項１または２に記載のイメージ抑圧受信機であって、
    ＣＭＯＳプロセスで実現される、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  13. 前記請求項１または２に記載のイメージ抑圧受信機であって、
    前記第１のイメージ抑圧回路と、前記第１のＡＤコンバータとの間に、第１の可変利得増幅器を、さらに有する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  14. 請求項１３に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記第１の可変利得増幅器は、ＩＱ信号の調整時に、ＬｏｗゲインからＨｉｇｈゲインとなる、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  15. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記第２のイメージ抑圧回路と、前記第２のＡＤコンバータとの間に、第２の可変利得増幅器を、さらに有する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  16. 請求項１３または請求項１５に記載のイメージ抑圧受信機において、
    前記第１及び第２の可変利得増幅器は、前記第１及び第２のＡＤコンバータによりデジタル信号に変換された信号の信号強度が、それぞれ所定の値になるように制御される、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  17. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機であって、
    第１のＬＰＦと、第２のＬＰＦを、さらに備え、
    前記第１のＬＰＦは、第１の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＩ信号を出力し、
    前記第２のＬＰＦは、第２の乗算器の出力に接続されて、ＩＦ信号としてＱ信号を出力する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
  18. 請求項１または請求項２に記載のイメージ抑圧受信機であって、
    前記第２のイメージ抑圧回路は、Ｉ信号またはＱ信号のみを出力する、
    ことを特徴とするイメージ抑圧受信機。
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