JP2000353929A - 移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機 - Google Patents
移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機Info
- Publication number
- JP2000353929A JP2000353929A JP16395899A JP16395899A JP2000353929A JP 2000353929 A JP2000353929 A JP 2000353929A JP 16395899 A JP16395899 A JP 16395899A JP 16395899 A JP16395899 A JP 16395899A JP 2000353929 A JP2000353929 A JP 2000353929A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- amplitude
- signal
- output
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】スーパヘテロダイン方式の受信機におけるイメ
ージ信号成分を抑圧するため互いに９０度位相が異なる
中間周波数信号を生成し、これを加算する方法が知られ
ている。この位相差誤差と振幅誤差が抑圧効果をを劣化
させるため、高精度に調整された回路が必要であった。
本発明は回路に対するこの要求精度を緩和して容易に抑
圧効果を向上させることを目的とする。 【解決手段】入力信号を分岐し、これらをそれぞれ２つ
の可変移相器に入力し、これら可変移相器の移相量を個
別に調整することにより移相器兼減衰器を実現してい
る。また、一対の９０度位相のずれた入力信号をそれぞ
れ上記移相器兼減衰器に入力し、これらの出力振幅が等
しく位相差が９０度となるように制御する制御器を有す
る位相振幅整合器を構成した。
ージ信号成分を抑圧するため互いに９０度位相が異なる
中間周波数信号を生成し、これを加算する方法が知られ
ている。この位相差誤差と振幅誤差が抑圧効果をを劣化
させるため、高精度に調整された回路が必要であった。
本発明は回路に対するこの要求精度を緩和して容易に抑
圧効果を向上させることを目的とする。 【解決手段】入力信号を分岐し、これらをそれぞれ２つ
の可変移相器に入力し、これら可変移相器の移相量を個
別に調整することにより移相器兼減衰器を実現してい
る。また、一対の９０度位相のずれた入力信号をそれぞ
れ上記移相器兼減衰器に入力し、これらの出力振幅が等
しく位相差が９０度となるように制御する制御器を有す
る位相振幅整合器を構成した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スーパヘテロダイ
ン受信機のイメージ波抑圧の高性能化に関するもので、
ディジタル無線通信に使用する送受信機の高精度・高性
能化に寄与するものである。
ン受信機のイメージ波抑圧の高性能化に関するもので、
ディジタル無線通信に使用する送受信機の高精度・高性
能化に寄与するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在一般的に使用されているスーパーヘ
テロダイン受信機の構成を図１４（ａ）に示す。受信さ
れたＲＦ信号は分岐され、一方のＲＦ信号には内部信号
ＶLOが乗算器３８を介して直接乗算され、他の一方のＲ
Ｆ信号には移相器４０により内部信号ＶLOの位相を９０
度シフトした信号を乗算器３９で乗算した後、これら両
信号はそれぞれローパスフィルタ４１を通ることで、９
０度位相の異なる中間周波信号（以下ＩＦ信号と呼
ぶ。）が得られる。この後、一方のＩＦ信号を移相器４
２により９０度位相をシフトして加算器４３により加算
することでスプリアス成分であるイメージ信号の抑圧を
行っている。この時、これら２つのＩＦ信号間に振幅の
ずれ（△Ａ／Ａ）、または目標としている位相差の９０
度からのずれ（△θ＝ラジアン）が存在するとイメージ
抑圧比（ＩＰＲ）が劣化し、 ＩＰＲ≒｛(△Ａ／Ａ)2＋(△θ)2｝／４ （数１） となる。（ＲＦ Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，
Ｒｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌ
ｌ ＰＴＲ，ｐ１４３）。このため図１４（ｂ）に示す
ように位相及び振幅制御回路４４及び４５をローパスフ
ィルタ４１及び４６の後に挿入し、ＩＦ信号間の振幅の
ずれ、及び９０度からの位相のずれを補正し、イメージ
抑圧比の向上を行う方法が知られている。この位相及び
振幅制御回路としては例えば以下のような回路構成が知
られている。
テロダイン受信機の構成を図１４（ａ）に示す。受信さ
れたＲＦ信号は分岐され、一方のＲＦ信号には内部信号
ＶLOが乗算器３８を介して直接乗算され、他の一方のＲ
Ｆ信号には移相器４０により内部信号ＶLOの位相を９０
度シフトした信号を乗算器３９で乗算した後、これら両
信号はそれぞれローパスフィルタ４１を通ることで、９
０度位相の異なる中間周波信号（以下ＩＦ信号と呼
ぶ。）が得られる。この後、一方のＩＦ信号を移相器４
２により９０度位相をシフトして加算器４３により加算
することでスプリアス成分であるイメージ信号の抑圧を
行っている。この時、これら２つのＩＦ信号間に振幅の
ずれ（△Ａ／Ａ）、または目標としている位相差の９０
度からのずれ（△θ＝ラジアン）が存在するとイメージ
抑圧比（ＩＰＲ）が劣化し、 ＩＰＲ≒｛(△Ａ／Ａ)2＋(△θ)2｝／４ （数１） となる。（ＲＦ Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，
Ｒｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌ
ｌ ＰＴＲ，ｐ１４３）。このため図１４（ｂ）に示す
ように位相及び振幅制御回路４４及び４５をローパスフ
ィルタ４１及び４６の後に挿入し、ＩＦ信号間の振幅の
ずれ、及び９０度からの位相のずれを補正し、イメージ
抑圧比の向上を行う方法が知られている。この位相及び
振幅制御回路としては例えば以下のような回路構成が知
られている。
【０００３】（１）図１５にその１例である位相及び振
幅制御回路の構成を示す。すなわち、移相量及びゲイン
の制御を可変移相器４６およびゲインコントロールアン
プ４７によりそれぞれ個別に行っている。
幅制御回路の構成を示す。すなわち、移相量及びゲイン
の制御を可変移相器４６およびゲインコントロールアン
プ４７によりそれぞれ個別に行っている。
【０００４】（２）図１６に他の１例となる位相及び振
幅制御回路の構成を示す。この例においては移相及び振
幅の制御は可変移相器４６および可変減衰器４８により
それぞれ個別に行っている。
幅制御回路の構成を示す。この例においては移相及び振
幅の制御は可変移相器４６および可変減衰器４８により
それぞれ個別に行っている。
【０００５】また、従来技術における振幅制御のための
制御回路２では、図１７に示すように２つのＩＦ信号を
それぞれ検波した後、ローパスフィルタで信号振幅を直
流レベルに変換し、コンパレータで振幅の比較を行うこ
とで振幅誤差を検出している。
制御回路２では、図１７に示すように２つのＩＦ信号を
それぞれ検波した後、ローパスフィルタで信号振幅を直
流レベルに変換し、コンパレータで振幅の比較を行うこ
とで振幅誤差を検出している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来公知
のイメージ抑圧法では、（数１）式より６０ｄＢ程度の
イメージ抑圧比を得るには信号の移相量および振幅をそ
れぞれ０.１度および０．１％程度の精度で制御する必
要がある。しかしながら図１５に示した場合の従来技術
では可変移相器およびゲインコントロールアンプという
２種類の回路ブロックを高精度に設計および制御する必
要があるという問題があった。また図１６に示した従来
技術では、可変移相器および可変減衰器という２種類の
回路ブロックを高精度に設計及び制御する必要があると
いう問題があった。
のイメージ抑圧法では、（数１）式より６０ｄＢ程度の
イメージ抑圧比を得るには信号の移相量および振幅をそ
れぞれ０.１度および０．１％程度の精度で制御する必
要がある。しかしながら図１５に示した場合の従来技術
では可変移相器およびゲインコントロールアンプという
２種類の回路ブロックを高精度に設計および制御する必
要があるという問題があった。また図１６に示した従来
技術では、可変移相器および可変減衰器という２種類の
回路ブロックを高精度に設計及び制御する必要があると
いう問題があった。
【０００７】また図１７に示した従来技術では、振幅誤
差の検出に検波及びコンパレータを用いていたため振幅
誤差に対する感度が低いという問題があった。
差の検出に検波及びコンパレータを用いていたため振幅
誤差に対する感度が低いという問題があった。
【０００８】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、単一の回路ブロックによる位
相及び信号振幅の制御精度が良い移相器兼減衰器および
位相振幅整合器並びにこの応用であるイメージ抑圧型送
信機を提供することである。
ものであり、その目的は、単一の回路ブロックによる位
相及び信号振幅の制御精度が良い移相器兼減衰器および
位相振幅整合器並びにこの応用であるイメージ抑圧型送
信機を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明においては以下の構成とした。すなわち請求
項１においては、同一信号を入力とする第１および第２
の可変移相器と、上記第１、第２の可変移相器からの出
力信号を加算して出力する第１の加算器とを有してお
り、前記第１、第２の可変移相器の位相量をそれぞれ別
個に調節することで移相量と減衰量を独立に制御する構
成とした。
に、本発明においては以下の構成とした。すなわち請求
項１においては、同一信号を入力とする第１および第２
の可変移相器と、上記第１、第２の可変移相器からの出
力信号を加算して出力する第１の加算器とを有してお
り、前記第１、第２の可変移相器の位相量をそれぞれ別
個に調節することで移相量と減衰量を独立に制御する構
成とした。
【００１０】請求項２においては、位相差がほぼ９０度
である２つの信号をそれぞれ入力とする第１および第２
の請求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第１、第
２の移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第
１の制御回路を有しており、前記第１の制御回路によっ
て、前記第１および第２の移相器兼減衰器に対して出力
信号間の位相差を９０度にし、かつ振幅差を０にするた
めの制御信号をそれぞれ送出するようにした構成とし
た。
である２つの信号をそれぞれ入力とする第１および第２
の請求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第１、第
２の移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第
１の制御回路を有しており、前記第１の制御回路によっ
て、前記第１および第２の移相器兼減衰器に対して出力
信号間の位相差を９０度にし、かつ振幅差を０にするた
めの制御信号をそれぞれ送出するようにした構成とし
た。
【００１１】請求項３においては、請求項２に記載した
第１の制御回路が、前記第１、第２の移相器兼減衰器の
各出力信号を第１の乗算器で乗算し、この乗算結果の直
流成分から前記各出力信号間の９０度からの位相誤差を
検出し、また、前記第１、第２の移相器兼減衰器の２つ
の出力信号を第１の加算器および第１の減算器において
加算および減算を行い、さらにその加算信号と減算信号
を第２の乗算器で乗算し、この乗算結果の直流成分から
前記同相成分出力と直交成分出力間の振幅誤差を検出す
る構成とした。
第１の制御回路が、前記第１、第２の移相器兼減衰器の
各出力信号を第１の乗算器で乗算し、この乗算結果の直
流成分から前記各出力信号間の９０度からの位相誤差を
検出し、また、前記第１、第２の移相器兼減衰器の２つ
の出力信号を第１の加算器および第１の減算器において
加算および減算を行い、さらにその加算信号と減算信号
を第２の乗算器で乗算し、この乗算結果の直流成分から
前記同相成分出力と直交成分出力間の振幅誤差を検出す
る構成とした。
【００１２】請求項４においては、位相差がほぼ１８０
度である２つの信号をそれぞれ入力とする第３、第４の
請求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第３、第４
の移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第２
の制御回路を具備し、前記第２の制御回路によって、前
記第３、第４の移相器兼減衰器の出力信号を取り込み、
前記第３、第４の移相器兼減衰器に対して出力信号間の
位相差を１８０度にし、かつ振幅差を０にするための制
御信号をそれぞれ送出するようにした構成とした。
度である２つの信号をそれぞれ入力とする第３、第４の
請求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第３、第４
の移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第２
の制御回路を具備し、前記第２の制御回路によって、前
記第３、第４の移相器兼減衰器の出力信号を取り込み、
前記第３、第４の移相器兼減衰器に対して出力信号間の
位相差を１８０度にし、かつ振幅差を０にするための制
御信号をそれぞれ送出するようにした構成とした。
【００１３】請求項５においては、請求項４に記載した
第２の制御回路が、前記第３、第４の移相器兼減衰器の
２つの出力信号を加算および減算する第２の加算器およ
び第２の減算器を有し、さらにその加算信号と減算信号
との乗算を行う第３の乗算器を有し、この乗算結果の直
流成分から前記同相成分出力と直交成分出力間の振幅誤
差を検出する構成とした。
第２の制御回路が、前記第３、第４の移相器兼減衰器の
２つの出力信号を加算および減算する第２の加算器およ
び第２の減算器を有し、さらにその加算信号と減算信号
との乗算を行う第３の乗算器を有し、この乗算結果の直
流成分から前記同相成分出力と直交成分出力間の振幅誤
差を検出する構成とした。
【００１４】請求項６においては、位相差がほぼ９０度
である２つの信号をそれぞれ入力とする第３および第４
の可変移相器と、前記第３、第４の可変移相器の移相量
を制御する第３の制御回路と、上記第３、第４の可変移
相器からの出力信号を加算および減算して出力する第３
の加算器および第３の減算器と、上記第３の加算器およ
び第３の減算器からの出力信号をそれぞれ入力とする第
５および第６の可変移相器と、前記第５、第６の可変移
相器の移相量を制御する第４の制御回路とを有し、前記
第３の制御回路によって、前記第３、第４の可変移相器
の出力信号を取り込み、前記第３、第４の可変移相器に
対して出力信号間の位相差を９０度にするための制御信
号をそれぞれ送出し、前記第３の加算器および第３の減
算器によって、前記第３、第４の可変移相器からの出力
信号間の振幅誤差を信号間の位相差の９０度からのずれ
に変換し、前記第４の制御回路によって、前記第５、第
６の可変移相器の出力信号を取り込み、前記第５、第６
の可変移相器に対して出力信号間の位相差を９０度にす
るための制御信号をそれぞれ送出する構成とした。
である２つの信号をそれぞれ入力とする第３および第４
の可変移相器と、前記第３、第４の可変移相器の移相量
を制御する第３の制御回路と、上記第３、第４の可変移
相器からの出力信号を加算および減算して出力する第３
の加算器および第３の減算器と、上記第３の加算器およ
び第３の減算器からの出力信号をそれぞれ入力とする第
５および第６の可変移相器と、前記第５、第６の可変移
相器の移相量を制御する第４の制御回路とを有し、前記
第３の制御回路によって、前記第３、第４の可変移相器
の出力信号を取り込み、前記第３、第４の可変移相器に
対して出力信号間の位相差を９０度にするための制御信
号をそれぞれ送出し、前記第３の加算器および第３の減
算器によって、前記第３、第４の可変移相器からの出力
信号間の振幅誤差を信号間の位相差の９０度からのずれ
に変換し、前記第４の制御回路によって、前記第５、第
６の可変移相器の出力信号を取り込み、前記第５、第６
の可変移相器に対して出力信号間の位相差を９０度にす
るための制御信号をそれぞれ送出する構成とした。
【００１５】請求項７においては、請求項６に記載した
第３および第４の制御回路が、それぞれ前記第３、第４
および第５、第６の可変移相器の各出力信号に対してそ
れぞれ乗算を行う第４の乗算器を有し、この乗算結果の
直流成分から、出力信号間の９０度に対する位相誤差を
検出する構成としている。
第３および第４の制御回路が、それぞれ前記第３、第４
および第５、第６の可変移相器の各出力信号に対してそ
れぞれ乗算を行う第４の乗算器を有し、この乗算結果の
直流成分から、出力信号間の９０度に対する位相誤差を
検出する構成としている。
【００１６】請求項８においては、位相差がほぼ９０度
である２つの信号をそれぞれ入力とする第５、第６の請
求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第５、第６の
移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第５の
制御回路と、位相差がほぼ９０度である２つの内部信号
と前記第５、第６の移相器兼減衰器からの出力信号とを
乗算する第５および第６の乗算器と、前記第５および第
６の乗算器からの出力信号を加算する第４の加算器とを
有し、前記第５の制御回路によって、前記第４の加算器
の出力信号を取り込み、前記第５、第６の移相器兼減衰
器に対して前記第４の加算器出力中の不要信号成分が最
小になるようにするための制御信号をそれぞれ送出する
ようにしたイメージ抑圧型送信機の構成としている。
である２つの信号をそれぞれ入力とする第５、第６の請
求項１に記載した移相器兼減衰器と、前記第５、第６の
移相器兼減衰器の移相量および減衰量を制御する第５の
制御回路と、位相差がほぼ９０度である２つの内部信号
と前記第５、第６の移相器兼減衰器からの出力信号とを
乗算する第５および第６の乗算器と、前記第５および第
６の乗算器からの出力信号を加算する第４の加算器とを
有し、前記第５の制御回路によって、前記第４の加算器
の出力信号を取り込み、前記第５、第６の移相器兼減衰
器に対して前記第４の加算器出力中の不要信号成分が最
小になるようにするための制御信号をそれぞれ送出する
ようにしたイメージ抑圧型送信機の構成としている。
【００１７】請求項９においては、位相差がほぼ９０度
である信号をそれぞれ入力とする第１および第２の振幅
補正器と、前記第１、第２の振幅補正器の振幅補正量を
制御する第６の制御回路と、上記第１、第２の振幅補正
器からの出力信号を加算及び減算して出力する第５の加
算器および第５の減算器と上記第５の加算器及び第５の
減算器からの出力信号をそれぞれ入力とする第３及び第
４の振幅補正器と、上記第３、第４の振幅補正器の振幅
補正量を制御する第７の制御回路とを具備し、上記第５
の加算器及び第５の減算器によって、前記第１、第２の
振幅補正器からの出力信号間の位相差の９０度からのず
れを同信号間の振幅誤差に変換し、前記第６の制御回路
によって、上記第５の加算器および第５の減算器からの
出力信号を取り込み、前記第１、第２の振幅補正器に対
して上記第５の加算器及び第５の減算器からの出力信号
間の位相差を９０度にするための制御信号をそれぞれ送
出し、前記第７の制御回路によって、上記第３、第４の
振幅補正器の出力信号を取り込み、上記第３、第４の振
幅補正器に対して出力信号間の振幅差を０にするための
制御信号をそれぞれ送出する構成としている。
である信号をそれぞれ入力とする第１および第２の振幅
補正器と、前記第１、第２の振幅補正器の振幅補正量を
制御する第６の制御回路と、上記第１、第２の振幅補正
器からの出力信号を加算及び減算して出力する第５の加
算器および第５の減算器と上記第５の加算器及び第５の
減算器からの出力信号をそれぞれ入力とする第３及び第
４の振幅補正器と、上記第３、第４の振幅補正器の振幅
補正量を制御する第７の制御回路とを具備し、上記第５
の加算器及び第５の減算器によって、前記第１、第２の
振幅補正器からの出力信号間の位相差の９０度からのず
れを同信号間の振幅誤差に変換し、前記第６の制御回路
によって、上記第５の加算器および第５の減算器からの
出力信号を取り込み、前記第１、第２の振幅補正器に対
して上記第５の加算器及び第５の減算器からの出力信号
間の位相差を９０度にするための制御信号をそれぞれ送
出し、前記第７の制御回路によって、上記第３、第４の
振幅補正器の出力信号を取り込み、上記第３、第４の振
幅補正器に対して出力信号間の振幅差を０にするための
制御信号をそれぞれ送出する構成としている。
【００１８】請求項１０においては、請求項９に記載の
第６の制御回路が前記第５の加算器および第５の減算器
からの出力信号に対して乗算を行う第７の乗算器を有
し、この乗算結果の直流成分から、出力信号の９０度に
対する位相差を検出し、前記第７の制御回路が前記第３
および第４の振幅補正器からの出力信号を加算および減
算する第６の加算器および第６の減算器を有し、さらに
その加算信号と減算信号間の乗算結果との乗算を行う第
８の乗算器を有し、この乗算結果の直流成分から前記同
相成分出力と直交成分出力間の振幅誤差を検出する構成
としている。
第６の制御回路が前記第５の加算器および第５の減算器
からの出力信号に対して乗算を行う第７の乗算器を有
し、この乗算結果の直流成分から、出力信号の９０度に
対する位相差を検出し、前記第７の制御回路が前記第３
および第４の振幅補正器からの出力信号を加算および減
算する第６の加算器および第６の減算器を有し、さらに
その加算信号と減算信号間の乗算結果との乗算を行う第
８の乗算器を有し、この乗算結果の直流成分から前記同
相成分出力と直交成分出力間の振幅誤差を検出する構成
としている。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図面により本発明を詳細に
説明する。
説明する。
【００２０】［第１の実施の形態］図１に本発明におけ
る第１の実施の形態である移相器兼減衰器の基本構成を
示す。本実施の形態では、２つの可変移相器１および２
と一つの加算器３により移相器兼減衰器を構成してい
る。可変移相器１および２は図２に示すような構成にな
っており、外部からの制御信号によって抵抗値または容
量を制御することで位相シフトを行う。この時、移相量
θは、 θ＝２・ｔａｎ-1｛１／(２πｆＣＲ)｝ （数２） と表される。ただし、ｆは信号周波数である。図１に示
した本実施の形態では、同一信号を可変移相器１および
可変移相器２に入力し、それぞれの可変移相器からの信
号を加算器３により加算（振幅の０.５倍で加算）して
出力信号としている。従って入力信号をＡ・ｃｏｓ(ω
ｔ)、２つの移相器１および２の移相量をそれぞれθ1お
よびθ2とすると 出力信号＝０.５Ａ・ｃｏｓ(ωｔ＋θ1)＋０.５Ａ・ｃｏｓ(ωｔ＋θ2) ＝Ａ・ｃｏｓ(△θ／２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ) （数３） ただし、θ：（θ1＋θ2）／２、 △θ＝θ1−θ2と
なる。
る第１の実施の形態である移相器兼減衰器の基本構成を
示す。本実施の形態では、２つの可変移相器１および２
と一つの加算器３により移相器兼減衰器を構成してい
る。可変移相器１および２は図２に示すような構成にな
っており、外部からの制御信号によって抵抗値または容
量を制御することで位相シフトを行う。この時、移相量
θは、 θ＝２・ｔａｎ-1｛１／(２πｆＣＲ)｝ （数２） と表される。ただし、ｆは信号周波数である。図１に示
した本実施の形態では、同一信号を可変移相器１および
可変移相器２に入力し、それぞれの可変移相器からの信
号を加算器３により加算（振幅の０.５倍で加算）して
出力信号としている。従って入力信号をＡ・ｃｏｓ(ω
ｔ)、２つの移相器１および２の移相量をそれぞれθ1お
よびθ2とすると 出力信号＝０.５Ａ・ｃｏｓ(ωｔ＋θ1)＋０.５Ａ・ｃｏｓ(ωｔ＋θ2) ＝Ａ・ｃｏｓ(△θ／２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ) （数３） ただし、θ：（θ1＋θ2）／２、 △θ＝θ1−θ2と
なる。
【００２１】すなわち、θ1およびθ2を制御すること
で、移相量（θ1＋θ2）／２および、減衰率ｃｏｓ(△
θ／２)を独立に制御できる。ここで例えば１％の振幅
誤差の信号を０.１％以下の振幅誤差に制御するには０.
９８９＜ｃｏｓ(△θ／２)＜０.９９１とすればよいの
で、θを約９０度とすると△θ／θを約０.９％の精度
で制御すればよい。従って、制御精度に求められる要求
が大幅に緩和される。
で、移相量（θ1＋θ2）／２および、減衰率ｃｏｓ(△
θ／２)を独立に制御できる。ここで例えば１％の振幅
誤差の信号を０.１％以下の振幅誤差に制御するには０.
９８９＜ｃｏｓ(△θ／２)＜０.９９１とすればよいの
で、θを約９０度とすると△θ／θを約０.９％の精度
で制御すればよい。従って、制御精度に求められる要求
が大幅に緩和される。
【００２２】［第２の実施の形態］図３は本発明におけ
る位相振幅整合器の構成を示すものである。本実施の形
態では、図１に示した構成の移相器兼減衰器５および６
に、位相が約９０度異なる２つの信号（同相成分と直交
成分）をそれぞれ入力し、制御回路４によって、前記の
移相器兼減衰器５および６の出力信号を取り込み、前記
の移相器兼減衰器５および６に対して出力信号間の位相
差を９０度にし、かつ振幅差を０にするための制御信号
をそれぞれ送出する。制御回路４は図４に示す構成とな
っており、図３における二つの出力信号を乗算器７によ
り得られた乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）８を
介して直流成分を取り出し、これから出力信号間の位相
差の９０度からのズレを検出し、さらに図３における二
つの出力信号を加算器９および減算器１０によりそれぞ
れ加算および減算処理を行い、これにより得られた和お
よび差の２信号を乗算器９により乗算処理を行い、この
結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２を介して直流成
分を取り出し、これにより出力信号間の振幅誤差を検出
する構成としている。
る位相振幅整合器の構成を示すものである。本実施の形
態では、図１に示した構成の移相器兼減衰器５および６
に、位相が約９０度異なる２つの信号（同相成分と直交
成分）をそれぞれ入力し、制御回路４によって、前記の
移相器兼減衰器５および６の出力信号を取り込み、前記
の移相器兼減衰器５および６に対して出力信号間の位相
差を９０度にし、かつ振幅差を０にするための制御信号
をそれぞれ送出する。制御回路４は図４に示す構成とな
っており、図３における二つの出力信号を乗算器７によ
り得られた乗算結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）８を
介して直流成分を取り出し、これから出力信号間の位相
差の９０度からのズレを検出し、さらに図３における二
つの出力信号を加算器９および減算器１０によりそれぞ
れ加算および減算処理を行い、これにより得られた和お
よび差の２信号を乗算器９により乗算処理を行い、この
結果をローパスフィルタ（ＬＰＦ）１２を介して直流成
分を取り出し、これにより出力信号間の振幅誤差を検出
する構成としている。
【００２３】図３に示した実施の形態における同相出力
がＡ・ｃｏｓ（ωｔ）、直交出力が(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ
(ωｔ＋△θ)であった場合、制御回路４では前記二つの
出力信号の乗算結果が１／２・Ａ・(Ａ＋△Ａ)・{ｓｉｎ
(２ωｔ＋△θ)＋ｓｉｎ(△θ)｝となるので、その直流
成分 １／２・Ａ・(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(△θ) ≒１／２・Ａ2・ｓｉｎ(△θ) （数４） を０にするように制御信号を前記の移相器兼減衰器１お
よび２に対して送出することで出力信号間の位相差を９
０度に制御する。また、前記二つの出力信号の加算およ
び減算信号間の乗算結果が ｛Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＋(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝ ×{Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)−(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝ ＝｛Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)｝2−｛(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝2 ＝１／２・{Ａ2−(Ａ＋△Ａ)2}＋１／２・{Ａ2・ｃｏｓ(２ωｔ) ＋(Ａ＋△Ａ)2・ｃｏｓ(２ωｔ＋２△θ)｝ （数５） となるので、その直流成分 １／２・{Ａ2−(Ａ＋△Ａ)2｝ ≒−Ａ・△Ａ （数６） を０にするように制御信号を前記の移相器兼減衰器５お
よび６に対して送出し、振幅誤差を０に制御する。図４
において、制御信号変換回路５３は、上記のようにして
振幅誤差及び位相誤差から制御信号を生成する。
がＡ・ｃｏｓ（ωｔ）、直交出力が(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ
(ωｔ＋△θ)であった場合、制御回路４では前記二つの
出力信号の乗算結果が１／２・Ａ・(Ａ＋△Ａ)・{ｓｉｎ
(２ωｔ＋△θ)＋ｓｉｎ(△θ)｝となるので、その直流
成分 １／２・Ａ・(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(△θ) ≒１／２・Ａ2・ｓｉｎ(△θ) （数４） を０にするように制御信号を前記の移相器兼減衰器１お
よび２に対して送出することで出力信号間の位相差を９
０度に制御する。また、前記二つの出力信号の加算およ
び減算信号間の乗算結果が ｛Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＋(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝ ×{Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)−(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝ ＝｛Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)｝2−｛(Ａ＋△Ａ)・ｓｉｎ(ωｔ＋△θ)｝2 ＝１／２・{Ａ2−(Ａ＋△Ａ)2}＋１／２・{Ａ2・ｃｏｓ(２ωｔ) ＋(Ａ＋△Ａ)2・ｃｏｓ(２ωｔ＋２△θ)｝ （数５） となるので、その直流成分 １／２・{Ａ2−(Ａ＋△Ａ)2｝ ≒−Ａ・△Ａ （数６） を０にするように制御信号を前記の移相器兼減衰器５お
よび６に対して送出し、振幅誤差を０に制御する。図４
において、制御信号変換回路５３は、上記のようにして
振幅誤差及び位相誤差から制御信号を生成する。
【００２４】［第３の実施の形態］図５は上記第２の実
施の形態において記載したものと類似の位相振幅整合器
１８をスーパーヘテロダイン受信機のイメージ信号抑圧
に適用した場合の回路構成図である。図５において受信
されたＲＦ信号は、受信機内蔵の局部発信回路から得ら
れる内部信号ＶLOと乗算器１３で乗算された後にローパ
スフィルタ１７を経由して第１のＩＦ信号が得られる。
また移相器１４で９０度位相がシフトされた内部信号Ｖ
LOと分岐したＲＦ信号とが乗算器１５で乗算され、その
後ローパスフィルタ１６を通ることで約９０度位相の異
なる第２のＩＦ信号に変換される。ここで、これらＩＦ
信号間の振幅のずれ、及び９０度からの位相差のずれを
第２の実施の形態に記載した構成の位相振幅整合器によ
って補正する。このようにして、一方の信号を９０度位
相をシフトして加算することでイメージ信号の抑圧を行
い、イメージ抑圧比を大幅に向上している。
施の形態において記載したものと類似の位相振幅整合器
１８をスーパーヘテロダイン受信機のイメージ信号抑圧
に適用した場合の回路構成図である。図５において受信
されたＲＦ信号は、受信機内蔵の局部発信回路から得ら
れる内部信号ＶLOと乗算器１３で乗算された後にローパ
スフィルタ１７を経由して第１のＩＦ信号が得られる。
また移相器１４で９０度位相がシフトされた内部信号Ｖ
LOと分岐したＲＦ信号とが乗算器１５で乗算され、その
後ローパスフィルタ１６を通ることで約９０度位相の異
なる第２のＩＦ信号に変換される。ここで、これらＩＦ
信号間の振幅のずれ、及び９０度からの位相差のずれを
第２の実施の形態に記載した構成の位相振幅整合器によ
って補正する。このようにして、一方の信号を９０度位
相をシフトして加算することでイメージ信号の抑圧を行
い、イメージ抑圧比を大幅に向上している。
【００２５】［第４の実施の形態］図６は第２の実施の
形態に記載したものと類似の位相振幅整合器５０をスー
パーヘテロダイン受信機のイメージ信号抑圧に適用した
場合の回路構成である。ただし、位相振幅整合器１８を
制御する制御回路１９は、９０度位相シフトした後のＩ
Ｆ信号を入力としており、９０度移相器２０も含めた出
力信号の位相振幅補正を行っている。この時、制御回路
１９は、２つの移相器兼減衰器５および６に対して、イ
メージ信号の２つの出力信号間の位相差を１８０度に
し、かつ振幅差を０にするための制御信号を送出する。
形態に記載したものと類似の位相振幅整合器５０をスー
パーヘテロダイン受信機のイメージ信号抑圧に適用した
場合の回路構成である。ただし、位相振幅整合器１８を
制御する制御回路１９は、９０度位相シフトした後のＩ
Ｆ信号を入力としており、９０度移相器２０も含めた出
力信号の位相振幅補正を行っている。この時、制御回路
１９は、２つの移相器兼減衰器５および６に対して、イ
メージ信号の２つの出力信号間の位相差を１８０度に
し、かつ振幅差を０にするための制御信号を送出する。
【００２６】［第５の実施の形態］図７は本発明におけ
るさらに他の実施の形態を示すものである。本実施の形
態においては、直交成分側の信号を９０度移相器２１を
介して９０度位相シフトした後に、第２の実施の形態に
記載した移相器兼減衰器５および６によって位相および
振幅を調整し、加算器２２により出力信号を加算するこ
とでイメージ信号を抑圧している。ただし、移相器兼減
衰器５および６には、それぞれ位相が互いに１８０度ず
れているイメージ信号が入力されている。また制御回路
２３は移相器兼減衰器５および６に対して、イメージ出
力信号間の位相差を１８０度にし、かつ振幅差を０にす
るための制御信号を送出する。
るさらに他の実施の形態を示すものである。本実施の形
態においては、直交成分側の信号を９０度移相器２１を
介して９０度位相シフトした後に、第２の実施の形態に
記載した移相器兼減衰器５および６によって位相および
振幅を調整し、加算器２２により出力信号を加算するこ
とでイメージ信号を抑圧している。ただし、移相器兼減
衰器５および６には、それぞれ位相が互いに１８０度ず
れているイメージ信号が入力されている。また制御回路
２３は移相器兼減衰器５および６に対して、イメージ出
力信号間の位相差を１８０度にし、かつ振幅差を０にす
るための制御信号を送出する。
【００２７】［第６の実施の形態］図８は上記とは異な
るさらに他の実施の形態の位相振幅整合器の構成を示す
ものである。本実施の形態では位相が約９０度異なる２
つの信号（同相成分と直交成分）を可変移相器２４およ
び２５に入力し、制御回路２６によって、前記可変移相
器２４および２５の出力信号をフィードバックしてこれ
ら可変移相器に取り込み、前記移相器２４および２５の
出力信号間の９０度からの位相差のずれを０にするため
の制御信号をそれぞれ送出する。
るさらに他の実施の形態の位相振幅整合器の構成を示す
ものである。本実施の形態では位相が約９０度異なる２
つの信号（同相成分と直交成分）を可変移相器２４およ
び２５に入力し、制御回路２６によって、前記可変移相
器２４および２５の出力信号をフィードバックしてこれ
ら可変移相器に取り込み、前記移相器２４および２５の
出力信号間の９０度からの位相差のずれを０にするため
の制御信号をそれぞれ送出する。
【００２８】さらに位相差が完全に９０度になった前記
可変移相器２４および２５からの出力信号を加算器２７
および減算器２８に入力する。可変移相器２４および２
５からの出力信号を、それぞれＡ・ＣＯＳ（ωｔ）、
（Ａ＋△Ａ）・ＳｌＮ（ωｔ）とすると（ただしＡ＞
０）、加算器２７および減算器２８からの出力信号は、
それぞれ （Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｃｏｓ（ωｔ−４５°−δ） （数７） および （Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）−Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ−４５°＋δ） （数８） ただし、Ｂ＝√｛（Ａ＋△Ａ）2＋Ａ2｝、 δ＝ｔａｎ-1｛△Ａ／（２Ａ＋△Ａ）｝ （数９） となり、加算器２７および減算器２８への入力信号の振
幅誤差が出力信号間の９０度からの位相差のずれに変換
され、かつ振幅の等しい信号が出力される。
可変移相器２４および２５からの出力信号を加算器２７
および減算器２８に入力する。可変移相器２４および２
５からの出力信号を、それぞれＡ・ＣＯＳ（ωｔ）、
（Ａ＋△Ａ）・ＳｌＮ（ωｔ）とすると（ただしＡ＞
０）、加算器２７および減算器２８からの出力信号は、
それぞれ （Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｃｏｓ（ωｔ−４５°−δ） （数７） および （Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）−Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ−４５°＋δ） （数８） ただし、Ｂ＝√｛（Ａ＋△Ａ）2＋Ａ2｝、 δ＝ｔａｎ-1｛△Ａ／（２Ａ＋△Ａ）｝ （数９） となり、加算器２７および減算器２８への入力信号の振
幅誤差が出力信号間の９０度からの位相差のずれに変換
され、かつ振幅の等しい信号が出力される。
【００２９】この後、前記加算器２７および減算器２８
からの出力信号を可変移相器２９および３０に入力し、
制御回路３１によって、前記可変移相器２９および３０
の出力信号をフィードバックして取り込み、前記可変移
相器２９および３０に対して出力信号間の位相差を完全
に９０度にするための制御信号をそれぞれ送出する。こ
れにより位相差が９０度で、かつ振幅差が０の出力信号
が得られる。
からの出力信号を可変移相器２９および３０に入力し、
制御回路３１によって、前記可変移相器２９および３０
の出力信号をフィードバックして取り込み、前記可変移
相器２９および３０に対して出力信号間の位相差を完全
に９０度にするための制御信号をそれぞれ送出する。こ
れにより位相差が９０度で、かつ振幅差が０の出力信号
が得られる。
【００３０】［第７の実施の形態］図９に本発明をスー
パーヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用し
たさらに他の実施の形態を示す。本実施の形態は、上記
第６の実施の形態に記載した構成の位相振幅整合器の出
力の直交成分側を移相器３２を介して９０度だけ位相シ
フトし、加算器２２に入力することでイメージ信号の抑
圧を行っている。ただし、ＩＦ信号中の希望信号とイメ
ージ信号では、上記第６の実施の形態に記載した可変移
相器２４および２５からの出力信号間の位相差が±９０
度となり符号が逆転する。このため、第６の実施の形態
の記載と異なり前記可変移相器２４からの出力信号が可
変移相器６からの出力信号よりも位相が９０度遅れてい
る場合、前記加算器２７および減算器２８からの出力信
号は、それぞれ −（Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｃｏｓ（ωｔ＋４５°＋δ） （数１０） および −（Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）−Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝−Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋４５°−δ） （数１１） ただし、Ｂ＝√｛（Ａ＋△Ａ）2＋Ａ2｝、 δ＝ｔａｎ-1｛△Ａ／（２Ａ＋△Ａ）｝ となり、前記可変移相器２９および３０によって補正す
べき移相量の符号が逆になる。したがって、スーパーヘ
テロダイン受信機におけるイメージ抑圧処理では、イメ
ージ抑圧比を向上させるためにイメージ信号に対して、
前記可変移相器２９および３０の移相量を決める必要が
ある。このため本実施の形態では、希望信号のみが存在
する状態でＩＦ信号の直交成分側をスイッチ５２により
反転して制御回路２６および３１により各可変移相器の
移相量を決定し、移相量を固定したまま直交成分側の入
力を元に戻してイメージ抑圧処理を行う。
パーヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用し
たさらに他の実施の形態を示す。本実施の形態は、上記
第６の実施の形態に記載した構成の位相振幅整合器の出
力の直交成分側を移相器３２を介して９０度だけ位相シ
フトし、加算器２２に入力することでイメージ信号の抑
圧を行っている。ただし、ＩＦ信号中の希望信号とイメ
ージ信号では、上記第６の実施の形態に記載した可変移
相器２４および２５からの出力信号間の位相差が±９０
度となり符号が逆転する。このため、第６の実施の形態
の記載と異なり前記可変移相器２４からの出力信号が可
変移相器６からの出力信号よりも位相が９０度遅れてい
る場合、前記加算器２７および減算器２８からの出力信
号は、それぞれ −（Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝Ｂ・ｃｏｓ（ωｔ＋４５°＋δ） （数１０） および −（Ａ＋△Ａ）・ｓｉｎ（ωｔ）−Ａ・ｃｏｓ（ωｔ） ＝−Ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋４５°−δ） （数１１） ただし、Ｂ＝√｛（Ａ＋△Ａ）2＋Ａ2｝、 δ＝ｔａｎ-1｛△Ａ／（２Ａ＋△Ａ）｝ となり、前記可変移相器２９および３０によって補正す
べき移相量の符号が逆になる。したがって、スーパーヘ
テロダイン受信機におけるイメージ抑圧処理では、イメ
ージ抑圧比を向上させるためにイメージ信号に対して、
前記可変移相器２９および３０の移相量を決める必要が
ある。このため本実施の形態では、希望信号のみが存在
する状態でＩＦ信号の直交成分側をスイッチ５２により
反転して制御回路２６および３１により各可変移相器の
移相量を決定し、移相量を固定したまま直交成分側の入
力を元に戻してイメージ抑圧処理を行う。
【００３１】［第８の実施の形態］図１０は本発明をデ
ィジタル無線機の送信部におけるイメージ抑圧に適用し
たものである。本実施の形態では、送信機内部で形成さ
れたＩＦ信号は、２つの信号パスに分岐された後、片方
のＩＦ信号のみ移相器３３を介して９０度位相がシフト
されることにより、同相および直交の二つの出力信号が
得られる。その後、この同相信号は内蔵の局部発信回路
から得られる内部信号ＶLOと乗算器１３で乗算処理が行
われ、また９０度位相がシフトされた信号は図１０
（ａ）に示したように約９０度位相の異なる内部信号Ｖ
LOと乗算処理が行われ、それぞれを加算器３４により加
算することでイメージ信号が抑圧されたＲＦ信号が得ら
れている。しかしながら、内部信号ＶLOは高周波である
ため位相および振幅を高精度に制御することが難しく、
図１０（ａ）に示したように相対振幅誤差（△Ａ／Ａ）
および位相誤差（ψ）を持つ。その結果、出力ＲＦ信号
中にイメージ成分が残留する。そこで図１０（ｂ）に示
した本実施の形態では、図１０（ｂ）に記載した移相器
兼減衰器３５および３６により、２つのＩＦ信号の位相
差を９０度−ψにし、相対振幅誤差（−△Ａ／Ａ）を添
加することで、内部信号による誤差をキャンセルし、出
力ＲＦ信号中のイメージ成分を大幅に低減する。ここで
制御回路３７は、出力ＲＦ信号を取り込み、そのイメー
ジ成分が最小になるように、移相器兼減衰器３５および
３６に対して制御信号を送出する。
ィジタル無線機の送信部におけるイメージ抑圧に適用し
たものである。本実施の形態では、送信機内部で形成さ
れたＩＦ信号は、２つの信号パスに分岐された後、片方
のＩＦ信号のみ移相器３３を介して９０度位相がシフト
されることにより、同相および直交の二つの出力信号が
得られる。その後、この同相信号は内蔵の局部発信回路
から得られる内部信号ＶLOと乗算器１３で乗算処理が行
われ、また９０度位相がシフトされた信号は図１０
（ａ）に示したように約９０度位相の異なる内部信号Ｖ
LOと乗算処理が行われ、それぞれを加算器３４により加
算することでイメージ信号が抑圧されたＲＦ信号が得ら
れている。しかしながら、内部信号ＶLOは高周波である
ため位相および振幅を高精度に制御することが難しく、
図１０（ａ）に示したように相対振幅誤差（△Ａ／Ａ）
および位相誤差（ψ）を持つ。その結果、出力ＲＦ信号
中にイメージ成分が残留する。そこで図１０（ｂ）に示
した本実施の形態では、図１０（ｂ）に記載した移相器
兼減衰器３５および３６により、２つのＩＦ信号の位相
差を９０度−ψにし、相対振幅誤差（−△Ａ／Ａ）を添
加することで、内部信号による誤差をキャンセルし、出
力ＲＦ信号中のイメージ成分を大幅に低減する。ここで
制御回路３７は、出力ＲＦ信号を取り込み、そのイメー
ジ成分が最小になるように、移相器兼減衰器３５および
３６に対して制御信号を送出する。
【００３２】［第９の実施の形態］図１１は上記とは異
なるさらに他の実施の形態を示すものである。すなわ
ち、位相が約９０度異なる２つの信号（同相成分と直交
成分）を振幅補正器１及び２に入力し、振幅誤差を補正
するものである。この場合、振幅補正器は通常のゲイン
コントロールアンプ又は可変減衰器のいずれでも良い。
さらに前記振幅補正器１、２からの出力信号を、加算器
５および減算器５に入力する。
なるさらに他の実施の形態を示すものである。すなわ
ち、位相が約９０度異なる２つの信号（同相成分と直交
成分）を振幅補正器１及び２に入力し、振幅誤差を補正
するものである。この場合、振幅補正器は通常のゲイン
コントロールアンプ又は可変減衰器のいずれでも良い。
さらに前記振幅補正器１、２からの出力信号を、加算器
５および減算器５に入力する。
【００３３】振幅補正器１、２からの出力信号間に振幅
差が残存する場合には、第６及び第７の実施の形態に記
載したように、加算器５および減算器５によって信号間
の振幅差が加算器５および減算器５からの出力信号間の
９０度からの位相ずれに変換される。このため、制御回
路６によって、上記加算器５および減算器５の出力信号
をフィードバックして、上記の振幅補正器１、２に対し
て加算器５および減算器５の出力信号間の９０度からの
位相差のずれを０にするための制御信号をそれぞれ送出
することで振幅補正器１、２からの出力信号間の振幅誤
差を完全に０にする。
差が残存する場合には、第６及び第７の実施の形態に記
載したように、加算器５および減算器５によって信号間
の振幅差が加算器５および減算器５からの出力信号間の
９０度からの位相ずれに変換される。このため、制御回
路６によって、上記加算器５および減算器５の出力信号
をフィードバックして、上記の振幅補正器１、２に対し
て加算器５および減算器５の出力信号間の９０度からの
位相差のずれを０にするための制御信号をそれぞれ送出
することで振幅補正器１、２からの出力信号間の振幅誤
差を完全に０にする。
【００３４】振幅誤差がなくなった振幅補正器１、２か
らの出力を、それぞれＡ・ｃｏｓ（ωｔ）、Ａ・ｃｏｓ
（ωｔ＋θ）とすると、加算器５および減算器５からの
出力は、それぞれ Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)＋Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏｓ
(４５°−θ/２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ/２−４５°) Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)−Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏｓ
(４５°＋θ/２)・ｓｉｎ(ωｔ＋θ/２−４５°) となり、加算器５および減算器５への入力信号間の９０
度からの位相差のずれが出力信号間の振幅誤差に変換さ
れ、かつ位相差が完全に９０度の信号が加算器５および
減算器５から出力される。
らの出力を、それぞれＡ・ｃｏｓ（ωｔ）、Ａ・ｃｏｓ
（ωｔ＋θ）とすると、加算器５および減算器５からの
出力は、それぞれ Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)＋Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏｓ
(４５°−θ/２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ/２−４５°) Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)−Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏｓ
(４５°＋θ/２)・ｓｉｎ(ωｔ＋θ/２−４５°) となり、加算器５および減算器５への入力信号間の９０
度からの位相差のずれが出力信号間の振幅誤差に変換さ
れ、かつ位相差が完全に９０度の信号が加算器５および
減算器５から出力される。
【００３５】この後、上記の加算器５および減算器５か
らの出力信号を振幅補正器３及び４に入力し、制御回路
７によって、前記振幅補正器３、４の出力信号をフィー
ドバックして、上記の振幅補正器３、４に対して出力信
号間の振幅差を完全に０にするための制御信号をそれぞ
れ送出する。これにより位相差が正確に９０度で、かつ
振幅差が０の出力信号が得られる。
らの出力信号を振幅補正器３及び４に入力し、制御回路
７によって、前記振幅補正器３、４の出力信号をフィー
ドバックして、上記の振幅補正器３、４に対して出力信
号間の振幅差を完全に０にするための制御信号をそれぞ
れ送出する。これにより位相差が正確に９０度で、かつ
振幅差が０の出力信号が得られる。
【００３６】［第１０の実施の形態］図１２はスーパー
ヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用した例
であり、第９の実施の形態に記載した構成の位相振幅整
合器の出力の直交成分側を９０度だけ位相シフトし、加
算器に入力することでイメージ信号の抑圧をおこなって
いる。ただし、ＩＦ信号中の希望信号とイメージ信号間
の位相差が±９０度となり符号が逆転する。
ヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用した例
であり、第９の実施の形態に記載した構成の位相振幅整
合器の出力の直交成分側を９０度だけ位相シフトし、加
算器に入力することでイメージ信号の抑圧をおこなって
いる。ただし、ＩＦ信号中の希望信号とイメージ信号間
の位相差が±９０度となり符号が逆転する。
【００３７】本実施の形態は第９の実施の形態と異な
り、振幅補正器１からの出力信号が振幅補正器２からの
出力信号よりも位相が９０度遅れている場合、加算器４
および減算器２からの出力信号は、それぞれ −Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)＋Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏ
ｓ(４５°＋θ/２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ/２＋４５°) および −Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)−Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝−２Ａ・ｃ
ｏｓ(４５°−θ/２)・ｓｉｎ(ωｔ＋θ/２＋４５°) となり、振幅補正器３、４による振幅補正量の符号が逆
になる。したがって、スーパーヘテロダイン受信機にお
けるイメージ抑圧処理では、イメージ抑圧比を向上させ
るためにイメージ信号に対して、前記振幅補正器３、４
の振幅補正量を決める必要がある。
り、振幅補正器１からの出力信号が振幅補正器２からの
出力信号よりも位相が９０度遅れている場合、加算器４
および減算器２からの出力信号は、それぞれ −Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)＋Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝２Ａ・ｃｏ
ｓ(４５°＋θ/２)・ｃｏｓ(ωｔ＋θ/２＋４５°) および −Ａ・ｓｉｎ(ωｔ＋θ)−Ａ・ｃｏｓ(ωｔ)＝−２Ａ・ｃ
ｏｓ(４５°−θ/２)・ｓｉｎ(ωｔ＋θ/２＋４５°) となり、振幅補正器３、４による振幅補正量の符号が逆
になる。したがって、スーパーヘテロダイン受信機にお
けるイメージ抑圧処理では、イメージ抑圧比を向上させ
るためにイメージ信号に対して、前記振幅補正器３、４
の振幅補正量を決める必要がある。
【００３８】このため本実施の形態では、希望信号のみ
が存在する状態でスイッチによりＩＦ信号の直交成分側
を反転して制御回路６および７により各振幅補正器によ
る補正量を決定し、補正量を固定したまま直交成分側の
入力をもとに戻してイメージ抑圧処理を行う。
が存在する状態でスイッチによりＩＦ信号の直交成分側
を反転して制御回路６および７により各振幅補正器によ
る補正量を決定し、補正量を固定したまま直交成分側の
入力をもとに戻してイメージ抑圧処理を行う。
【００３９】［第１１の実施の形態］図１３はスーパー
ヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用した他
の実施の形態である。本実施の形態では、本発明の位相
振幅整合器の出力の直交成分側を９０度だけ位相シフト
し、加算器に入力することでイメージ信号の抑圧を行っ
ている。すなわち、位相振幅整合器１および２におい
て、第２または第７または第１０の実施の形態に記載し
た位相振幅整合を行った後に、さらに最終的な出力信号
を制御回路８に取り込み、イメージ信号電力が最小にな
るように位相振幅整合器１および２を再調整する。した
がって直交成分側の９０度位相器および最終加算器の理
想状態からの誤差を補正することが可能となり、イメー
ジ抑圧比をさらに向上し得る。
ヘテロダイン受信機におけるイメージ抑圧に適用した他
の実施の形態である。本実施の形態では、本発明の位相
振幅整合器の出力の直交成分側を９０度だけ位相シフト
し、加算器に入力することでイメージ信号の抑圧を行っ
ている。すなわち、位相振幅整合器１および２におい
て、第２または第７または第１０の実施の形態に記載し
た位相振幅整合を行った後に、さらに最終的な出力信号
を制御回路８に取り込み、イメージ信号電力が最小にな
るように位相振幅整合器１および２を再調整する。した
がって直交成分側の９０度位相器および最終加算器の理
想状態からの誤差を補正することが可能となり、イメー
ジ抑圧比をさらに向上し得る。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
信号振幅の制御精度が良く、かつ信号ロスの少ない移相
器兼減衰器および、位相振幅整合器を提供することがで
きる。無線通信システムにおいては、高精度のイメージ
抑圧を実現できる。
信号振幅の制御精度が良く、かつ信号ロスの少ない移相
器兼減衰器および、位相振幅整合器を提供することがで
きる。無線通信システムにおいては、高精度のイメージ
抑圧を実現できる。
【図１】第１の実施の形態の移相器兼減衰器の構成図。
【図２】第１の実施の形態に用いられた可変移相器の回
路構成図。
路構成図。
【図３】第２の実施の形態におけるの位相振幅整合器の
構成図。
構成図。
【図４】第２の実施の形態に用いられた制御回路の構成
図。
図。
【図５】第３の実施の形態におけるイメージ抑圧回路の
構成図。
構成図。
【図６】第４の実施の形態におけるイメージ抑圧回路の
構成図。
構成図。
【図７】第５の実施の形態におけるイメージ抑圧回路の
構成図。
構成図。
【図８】第６の実施の形態における位相振幅整合器の構
成図。
成図。
【図９】第７の実施の形態におけるイメージ抑圧回路の
構成図。
構成図。
【図１０】（ａ）第８の実施の形態でイメージ抑圧回路
を送信機に適用した場合の構成図、（ｂ）第８の実施の
形態における他のイメージ抑圧回路を適用した場合の構
成図。
を送信機に適用した場合の構成図、（ｂ）第８の実施の
形態における他のイメージ抑圧回路を適用した場合の構
成図。
【図１１】第９の実施の形態における位相振幅整合器の
構成図。
構成図。
【図１２】第１０の実施の形態におけるイメージ抑圧回
路の構成図。
路の構成図。
【図１３】第１１の実施の形態におけるイメージ抑圧回
路の構成図。
路の構成図。
【図１４】（ａ）従来技術によるディジタル無線機の受
信部におけるイメージ抑圧回路構成図、（ｂ）従来技術
によるディジタル無線機における他のイメージ抑圧回路
の構成図。
信部におけるイメージ抑圧回路構成図、（ｂ）従来技術
によるディジタル無線機における他のイメージ抑圧回路
の構成図。
【図１５】従来技術における位相及び振幅制御回路の一
例を示す構成図。
例を示す構成図。
【図１６】従来技術における位相及び振幅制御回路の他
の例を示す構成図。
の例を示す構成図。
【図１７】従来技術の振幅制御に用いられる制御回路の
構成図。
構成図。
１、２：可変移相器 ３：加算器 ４：制御回路 ５、６：移相器兼減
衰器 ７：乗算器 ８：ローパスフィル
タ ９：加算器 １０：減算器 １１：乗算器 １２：ローパスフィ
ルタ １３：乗算器 １４：移相器 １５：乗算器 １６、１７：ローパ
スフィルタ １８：位相振幅整合器 １９：制御回路 ２０、２１：移相器 ２２：加算回路 ２３：制御回路 ２４、２５、２９、３０：可変移相器 ２６、３１：制御回路 ２７：加算器 ２８：減算器 ３２、３３：移相器 ３４：加算器 ３５、３６：移相器兼減衰器 ３７：制御回路 ３８、３９：乗算器 ４０：移相器 ４１：ローパスフィルタ ４２：移相器 ４３：加算器 ４４、４５：位相及び振幅制御回路 ４６：ローパスフィルタ ４７：可変移相器 ４８：ゲインコントロールアンプ ４９：可変減衰器 ５０：位相振幅整合器 ５１：制御回路 ５２：スイッチ ５３：制御信号変換
回路
衰器 ７：乗算器 ８：ローパスフィル
タ ９：加算器 １０：減算器 １１：乗算器 １２：ローパスフィ
ルタ １３：乗算器 １４：移相器 １５：乗算器 １６、１７：ローパ
スフィルタ １８：位相振幅整合器 １９：制御回路 ２０、２１：移相器 ２２：加算回路 ２３：制御回路 ２４、２５、２９、３０：可変移相器 ２６、３１：制御回路 ２７：加算器 ２８：減算器 ３２、３３：移相器 ３４：加算器 ３５、３６：移相器兼減衰器 ３７：制御回路 ３８、３９：乗算器 ４０：移相器 ４１：ローパスフィルタ ４２：移相器 ４３：加算器 ４４、４５：位相及び振幅制御回路 ４６：ローパスフィルタ ４７：可変移相器 ４８：ゲインコントロールアンプ ４９：可変減衰器 ５０：位相振幅整合器 ５１：制御回路 ５２：スイッチ ５３：制御信号変換
回路
Claims (10)
- 【請求項１】同一信号を入力とする第１および第２の可
変移相器と、 上記第１、第２の可変移相器からの出力信号を加算して
出力する第１の加算器とを具備し、 上記第１、第２の可変移相器の移相量を調節することで
移相量と減衰量を独立に制御することを特徴とする移相
器兼減衰器。 - 【請求項２】位相差がほぼ９０度である２つの信号をそ
れぞれ入力とする第１および第２の請求項１記載の移相
器兼減衰器と、 前記第１、第２の移相器兼減衰器の移相量および減衰量
を制御する第１の制御回路を具備し、 上記第１の制御回路によって、前記第１および第２の移
相器兼減衰器に対して出力信号間の位相差を９０度に
し、かつ振幅差を０にするための制御信号をそれぞれ送
出するようにしたことを特徴とする位相振幅整合器。 - 【請求項３】請求項２に記載の第１の制御回路が、前記
第１、第２の移相器兼減衰器の各出力信号を第１の乗算
器で乗算し、 この乗算結果の直流成分から前記各出力信号間の９０度
からの位相誤差を検出し、 また、前記第１、第２の移相器兼減衰器の２つの出力信
号を第１の加算器および第１の減算器において加算およ
び減算を行い、 さらにその加算信号と減算信号を第２の乗算器で乗算
し、 この乗算結果の直流成分から前記同相成分出力と直交成
分出力の振幅誤差を検出することを特徴とする請求項２
に記載の位相振幅整合器。 - 【請求項４】位相差がほぼ１８０度である２つの信号を
それぞれ入力とする第３、第４の請求項１に記載した移
相器兼減衰器と、 上記第３、第４の移相器兼減衰器の移相量および減衰量
を制御する第２の制御回路を具備し、 上記第２の制御回路によって、上記第３、第４の移相器
兼減衰器の出力信号を取り込み、 上記第３、第４の移相器兼減衰器に対して出力信号間の
位相差を１８０度にし、 かつ振幅差を０にするための
制御信号をそれぞれ送出するようにしたことを特徴とす
る位相振幅整合器。 - 【請求項５】請求項４に記載の第２の制御回路が、前記
第３、第４の移相器兼減衰器の２つの出力信号を加算お
よび減算する第２の加算器および第２の減算器を有し、 さらにその加算信号と減算信号との乗算を行う第３の乗
算器を有し、 この乗算結果の直流成分から前記同相成分出力と直交成
分出力間の振幅誤差を検出することを特徴とする請求項
４に記載の位相振幅整合器。 - 【請求項６】位相差がほぼ９０度である２つの信号をそ
れぞれ入力とする第３および第４の可変移相器と、 上記第３、第４の可変移相器の移相量を制御する第３の
制御回路と、 上記第３、第４の可変移相器からの出力信号を加算およ
び減算して出力する第３の加算器および第３の減算器
と、 上記第３の加算器および第３の減算器からの出力信号を
それぞれ入力とする第５および第６の可変移相器と、上
記第５、第６の可変移相器の移相量を制御する第４の制
御回路とを具備し、 上記第３の制御回路によって、上記第３、第４の可変移
相器の出力信号を取り込み、 上記第３、第４の可変移相器に対して出力信号間の位相
差を９０度にするための制御信号をそれぞれ送出し、 上記第３の加算器および第３の減算器によって、上記第
３、第４の可変移相器からの出力信号間の振幅誤差を信
号間の位相差の９０度からのずれに変換し、 上記第４の制御回路によって、上記第５、第６の可変移
相器の出力信号を取り込み、上記第５、第６の可変移相
器に対して出力信号間の位相差を９０度にするための制
御信号をそれぞれ送出することを特徴とする位相振幅整
合器。 - 【請求項７】請求項６に記載の第３および第４の制御回
路が、それぞれ前記第３、第４および第５、第６の可変
移相器の各出力信号に対してそれぞれ乗算を行う第４の
乗算器を有し、 この乗算結果の直流成分から、出力信号間の９０度に対
する位相誤差を検出することを特徴とする請求項６に記
載の位相振幅整合器。 - 【請求項８】位相差がほぼ９０度である２つの信号をそ
れぞれ入力とする第５、第６の請求項１に記載した移相
器兼減衰器と、 前記第５、第６の移相器兼減衰器の移相量および減衰量
を制御する第５の制御回路と、 位相差がほぼ９０度である２つの内部信号と上記第５、
第６の移相器兼減衰器からの出力信号とを乗算する第５
および第６の乗算器と、 上記第５および第６の乗算器からの出力信号を加算する
第４の加算器とを具備し、 上記第５の制御回路によって、上記第４の加算器の出力
信号を取り込み、上記第５、第６の移相器兼減衰器に対
して上記第４の加算器出力中の不要信号成分が最小にな
るようにするための制御信号をそれぞれ送出するように
したことを特徴とするイメージ抑圧型送信機。 - 【請求項９】位相差がほぼ９０度である信号をそれぞれ
入力とする第１および第２の振幅補正器と、 前記第１、第２の振幅補正器の振幅補正量を制御する第
６の制御回路と、 前記第１、第２の振幅補正器からの出力信号を加算及び
減算して出力する第５の加算器および第５の減算器と上
記第５の加算器及び第５の減算器からの出力信号をそれ
ぞれ入力とする第３及び第４の振幅補正器と、 上記第３、第４の振幅補正器の振幅補正量を制御する第
７の制御回路とを具備し、 上記第５の加算器及び第５の減算器によって、前記第
１、第２の振幅補正器からの出力信号間の位相差の９０
度からのずれを同信号間の振幅誤差に変換し、 上記第６の制御回路によって、上記第５の加算器および
第５の減算器からの出力信号を取り込み、前記第１、第
２の振幅補正器に対して上記第５の加算器及び第５の減
算器からの出力信号間の位相差を９０度にするための制
御信号をそれぞれ送出し、 上記第７の制御回路によって、上記第３、第４の振幅補
正器の出力信号を取り込み、上記第３、第４の振幅補正
器に対して出力信号間の振幅差を０にするための制御信
号をそれぞれ送出することを特徴とする位相振幅整合
器。 - 【請求項１０】請求項９に記載の第６の制御回路が前記
第５の加算器および第５の減算器からの出力信号に対し
て乗算を行う第７の乗算器を有し、この乗算結果の直流
成分から、出力信号の９０度に対する位相差を検出し、 前記第７の制御回路が前記第３および第４の振幅補正器
からの出力信号を加算および減算する第６の加算器およ
び第６の減算器を有し、さらにその加算信号と減算信号
間の乗算結果との乗算を行う第８の乗算器を有し、この
乗算結果の直流成分から前記同相成分出力と直交成分出
力間の振幅誤差を検出することを特徴とする請求項９に
記載の位相振幅整合器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16395899A JP2000353929A (ja) | 1999-06-10 | 1999-06-10 | 移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16395899A JP2000353929A (ja) | 1999-06-10 | 1999-06-10 | 移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000353929A true JP2000353929A (ja) | 2000-12-19 |
Family
ID=15784061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16395899A Pending JP2000353929A (ja) | 1999-06-10 | 1999-06-10 | 移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000353929A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005328529A (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Agilent Technol Inc | 電子回路を較正するシステム及び方法 |
| WO2007052717A1 (ja) * | 2005-11-07 | 2007-05-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | イメージ抑圧受信機 |
| CN100388633C (zh) * | 2004-02-26 | 2008-05-14 | 美国博通公司 | 在二次转频接收器中前馈镜像抑制的设备及方法 |
| JP2013118554A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 位相変調器 |
| WO2021117386A1 (ja) * | 2019-12-09 | 2021-06-17 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 受信装置 |
| US11171657B2 (en) | 2018-06-29 | 2021-11-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Phase and amplitude controlled oscillation device |
-
1999
- 1999-06-10 JP JP16395899A patent/JP2000353929A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100388633C (zh) * | 2004-02-26 | 2008-05-14 | 美国博通公司 | 在二次转频接收器中前馈镜像抑制的设备及方法 |
| JP2005328529A (ja) * | 2004-05-14 | 2005-11-24 | Agilent Technol Inc | 電子回路を較正するシステム及び方法 |
| WO2007052717A1 (ja) * | 2005-11-07 | 2007-05-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | イメージ抑圧受信機 |
| JP4731569B2 (ja) * | 2005-11-07 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | イメージ抑圧受信機 |
| JP2013118554A (ja) * | 2011-12-05 | 2013-06-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 位相変調器 |
| US11171657B2 (en) | 2018-06-29 | 2021-11-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Phase and amplitude controlled oscillation device |
| WO2021117386A1 (ja) * | 2019-12-09 | 2021-06-17 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 受信装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100475124B1 (ko) | 위상 및 이득 부정합 보상 기능을 가지는 직접 변환방식의 무선신호 수신 장치 | |
| KR100679468B1 (ko) | Ｎ-포트 직접 수신기 | |
| US8045650B2 (en) | Radio receiving apparatus | |
| US9577689B2 (en) | Apparatus and methods for wide bandwidth analog-to-digital conversion of quadrature receive signals | |
| EP1478097B1 (en) | Direct conversion receiver comprising DC offset reducing system and transmitter | |
| JP3398910B2 (ja) | イメージ除去型受信機 | |
| US7982663B2 (en) | Digital signal processor | |
| US7031686B2 (en) | Image rejection mixer with mismatch compensation | |
| US7450919B1 (en) | I/Q mismatch correction using transmitter leakage and gain modulation | |
| CN104811215A (zh) | 一种iq不平衡补偿装置和方法 | |
| US6356747B1 (en) | Intermediary low-frequency frequency-conversion radiofrequency reception | |
| JP2000353929A (ja) | 移相器兼減衰器および位相振幅整合器並びにイメージ抑圧型送信機 | |
| US8064863B1 (en) | Image rejection calibration | |
| JP4284089B2 (ja) | 受信機 | |
| JP4332113B2 (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 | |
| JP4312705B2 (ja) | 直交復調誤差補償方法および直交復調誤差補償回路 | |
| EP1292017A1 (en) | Receiver | |
| US11536824B2 (en) | Distance measuring apparatus and distance measuring system | |
| JPH03234128A (ja) | フェーズドアレーアンテナ | |
| TW201911764A (zh) | 訊號收發裝置與其校正方法 | |
| JP2002141961A (ja) | Ｉ／ｑ復調装置及びｉ／ｑ復調方法 | |
| TWI246286B (en) | Apparatus and method for calibrating IQ mismatch | |
| JP2001057525A (ja) | 高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置 | |
| WO2024070565A1 (ja) | 直交変調装置、スプリアス測定方法及び直交変調の補正方法 | |
| JP3584164B2 (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040330 |