JP2001057525A - 高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置 - Google Patents
高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置Info
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- JP2001057525A JP2001057525A JP2000180444A JP2000180444A JP2001057525A JP 2001057525 A JP2001057525 A JP 2001057525A JP 2000180444 A JP2000180444 A JP 2000180444A JP 2000180444 A JP2000180444 A JP 2000180444A JP 2001057525 A JP2001057525 A JP 2001057525A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 Ｎボート結合回路によるＲＦ信号の受信にお
ける、第２の入力ポートに入力される局部発振信号がパ
ワー検出に好ましくない影響を与えることを回避する高
周波信号受信装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 変調された高周波信号をＮポート結合回
路の第１の入力ポート２に供給し、局部発振信号を第２
の入力ポート３に供給し、出力ポートからパワーセンサ
に供給する高周波受信方法において、第１の入力ポート
２と第２の入力ポート３間に非可逆回路を有する分離手
段１３を設ける。
ける、第２の入力ポートに入力される局部発振信号がパ
ワー検出に好ましくない影響を与えることを回避する高
周波信号受信装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 変調された高周波信号をＮポート結合回
路の第１の入力ポート２に供給し、局部発振信号を第２
の入力ポート３に供給し、出力ポートからパワーセンサ
に供給する高周波受信方法において、第１の入力ポート
２と第２の入力ポート３間に非可逆回路を有する分離手
段１３を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変調された無線周
波数信号、すなわち高周波信号（以下、ＲＦ信号とい
う。）を受信する高周波信号受信方法及びＮポート結合
回路（N-port junction）を備える高周波信号受信装置
に関する。
波数信号、すなわち高周波信号（以下、ＲＦ信号とい
う。）を受信する高周波信号受信方法及びＮポート結合
回路（N-port junction）を備える高周波信号受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ミリ波又はマイクロ波信号をベースバン
ド周波数信号に直接変換する６ポート受信機が知られて
いる。６ポート受信機は、ＲＦ信号に重畳されている情
報を用いて、入力される２つのＲＦ信号の相対振幅及び
相対位相を検出する。同時に、６ポート受信機を用いる
ことにより、デジタル又はアナログのＩＱ復調チップを
省略することができる。さらに、適切な較正処理によ
り、製造公差を含む非理想的な高周波素子の影響を最小
化することができる。６ポート受信機は、例えば欧州特
許出願第０８９６４５５号に開示されているように、Ｒ
Ｆ信号の相対振幅及び相対位相を検出するパワーセンサ
と、受動素子のみからなる回路により実現される。
ド周波数信号に直接変換する６ポート受信機が知られて
いる。６ポート受信機は、ＲＦ信号に重畳されている情
報を用いて、入力される２つのＲＦ信号の相対振幅及び
相対位相を検出する。同時に、６ポート受信機を用いる
ことにより、デジタル又はアナログのＩＱ復調チップを
省略することができる。さらに、適切な較正処理によ
り、製造公差を含む非理想的な高周波素子の影響を最小
化することができる。６ポート受信機は、例えば欧州特
許出願第０８９６４５５号に開示されているように、Ｒ
Ｆ信号の相対振幅及び相対位相を検出するパワーセンサ
と、受動素子のみからなる回路により実現される。
【０００３】６ポート受信機の構造は、例えば、１９９
４年５月、サンディエゴ、「１９９４年ＩＥＥＥ ＭＴ
Ｔシンポジウムダイジェスト（Digest of 1994 IEEE MT
T Symposium）」第３巻第１６５９−１６６２頁、ボシ
ッシオ、ウー（Bossisio, Wo）著「６ポート直接デジタ
ルミリ波受信機（A six-port direct digital millimet
er receiver）」に開示されている。
４年５月、サンディエゴ、「１９９４年ＩＥＥＥ ＭＴ
Ｔシンポジウムダイジェスト（Digest of 1994 IEEE MT
T Symposium）」第３巻第１６５９−１６６２頁、ボシ
ッシオ、ウー（Bossisio, Wo）著「６ポート直接デジタ
ルミリ波受信機（A six-port direct digital millimet
er receiver）」に開示されている。
【０００４】６ポート受信機の技術によれば、マイクロ
波ネットワークの振幅及び位相の両方の散乱パラメータ
（scattering parameter）を正確に測定することができ
る。ヘテロダイン受信機（heterodyne receiver）に代
えて６ポート受信機を用いることにより、ミリ波又はマ
イクロ波の信号を直接測定することができる。この測定
は、少なくとも３つの異なるポートにおけるパワーレベ
ルを抽出することにより行われる。適切な較正処理（ca
libration procedure）を行うことにより、ハードウェ
アの不完全性を補うことができる。大きなダイナミック
レンジ及び広い周波数範囲に亘って、非常に正確な測定
を行うことができる。６ポート受信機は、パワーセンサ
（power sensor）の他、方向性結合器（directional co
upler）や電力分配器（power divider）等のマイクロ波
素子（microwave component）を備える。以上のような
回路は、モノリシックマイクロ波集積回路（monolithic
microwave integrated circuit；以下、ＭＭＩＣとい
う）やモノリシックハイブリッドマイクロ波集積回路
（monolithic hybrid microwave integrated circuit；
以下、ＭＨＭＩＣといいう。）に容易に集積化できる。
周知の受信機は、ミリ波及びマイクロ波信号に対して、
直接位相／振幅復調を行う。
波ネットワークの振幅及び位相の両方の散乱パラメータ
（scattering parameter）を正確に測定することができ
る。ヘテロダイン受信機（heterodyne receiver）に代
えて６ポート受信機を用いることにより、ミリ波又はマ
イクロ波の信号を直接測定することができる。この測定
は、少なくとも３つの異なるポートにおけるパワーレベ
ルを抽出することにより行われる。適切な較正処理（ca
libration procedure）を行うことにより、ハードウェ
アの不完全性を補うことができる。大きなダイナミック
レンジ及び広い周波数範囲に亘って、非常に正確な測定
を行うことができる。６ポート受信機は、パワーセンサ
（power sensor）の他、方向性結合器（directional co
upler）や電力分配器（power divider）等のマイクロ波
素子（microwave component）を備える。以上のような
回路は、モノリシックマイクロ波集積回路（monolithic
microwave integrated circuit；以下、ＭＭＩＣとい
う）やモノリシックハイブリッドマイクロ波集積回路
（monolithic hybrid microwave integrated circuit；
以下、ＭＨＭＩＣといいう。）に容易に集積化できる。
周知の受信機は、ミリ波及びマイクロ波信号に対して、
直接位相／振幅復調を行う。
【０００５】上述のように、較正処理によりハードウェ
アの不完全性を補うことができる。特に、較正処理によ
りハードウェアの不完全性を補うことにより、６ポート
受信機は、ミリ波周波数帯域までの広い帯域に亘って動
作することができる。
アの不完全性を補うことができる。特に、較正処理によ
りハードウェアの不完全性を補うことにより、６ポート
受信機は、ミリ波周波数帯域までの広い帯域に亘って動
作することができる。
【０００６】上述したボシッシオ他の論文に開示される
６ポート受信機では、分布定数回路の技術（distribute
d technology）により実現された電力分配器と９０°ハ
イブリッド回路（90 degree Hybrid circuit）が用いら
れている。この６ポート受信機は、主に１０ＧＨｚ以上
の周波数帯域の信号に対して使用されるが、９０°ハイ
ブリッド回路の本質的な周波数選択特性（inherently f
requency selective nature）に起因して、この６ポー
ト受信機の動作周波数帯域の範囲が不十分であるという
問題がある。
６ポート受信機では、分布定数回路の技術（distribute
d technology）により実現された電力分配器と９０°ハ
イブリッド回路（90 degree Hybrid circuit）が用いら
れている。この６ポート受信機は、主に１０ＧＨｚ以上
の周波数帯域の信号に対して使用されるが、９０°ハイ
ブリッド回路の本質的な周波数選択特性（inherently f
requency selective nature）に起因して、この６ポー
ト受信機の動作周波数帯域の範囲が不十分であるという
問題がある。
【０００７】１９９４年ヨーロッパマイクロ波コンファ
レンス（European Microwave Conference）第９１１−
９１５頁に記載されている、ディー・マウリン（D.Maur
in）、ワイ・スー（Y.Xu）、ビー・フイヤート（B.Huya
rt）、ケー・ウー（K.Wu）、エム・クハシ（M.cuhac
i）、アール・ボシッシオ（R.Bossisio）著「ＭＨＭＩ
Ｃ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射
率計（CPW Millimeter-wave Six-Port Reflectometers
using MHMIC and MMIC technologies）」には、反射率
計のための広帯域トポロジー（wide-band topology）が
開示されており、これは、１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚの周
波数帯域に対応するコプレーナ線路（coplanar wave gu
ide）を用いることを特徴とする分布定数素子技術（dis
tributing element approach）に基づいている。
レンス（European Microwave Conference）第９１１−
９１５頁に記載されている、ディー・マウリン（D.Maur
in）、ワイ・スー（Y.Xu）、ビー・フイヤート（B.Huya
rt）、ケー・ウー（K.Wu）、エム・クハシ（M.cuhac
i）、アール・ボシッシオ（R.Bossisio）著「ＭＨＭＩ
Ｃ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射
率計（CPW Millimeter-wave Six-Port Reflectometers
using MHMIC and MMIC technologies）」には、反射率
計のための広帯域トポロジー（wide-band topology）が
開示されており、これは、１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚの周
波数帯域に対応するコプレーナ線路（coplanar wave gu
ide）を用いることを特徴とする分布定数素子技術（dis
tributing element approach）に基づいている。
【０００８】１９９１年ヨーロッパマイクロ波コンファ
レンス第１４７３−１４７７頁に記載されているブイ・
ビリク（V.Bilik）他著、「新型超広域集中６ポート反
射率計（A new extremely wideband lumped six-port r
eflectometer）」には、ホイートストンブリッジ（whea
stone bridge）及び抵抗回路を用いた反射率計が開示さ
れている。
レンス第１４７３−１４７７頁に記載されているブイ・
ビリク（V.Bilik）他著、「新型超広域集中６ポート反
射率計（A new extremely wideband lumped six-port r
eflectometer）」には、ホイートストンブリッジ（whea
stone bridge）及び抵抗回路を用いた反射率計が開示さ
れている。
【０００９】１９９６年１月発刊、「マイクロ波理論及
び技術に関するＩＥＥＥ会報（IEEETransactions on Mi
crowave Theory and Techniques）」第４０巻に記載さ
れているリー（Li）、ジー・ボシッシオ（G.Bossisi
o）、ケー・ウー（K.Wu）著、「６ポート結合回路のデ
ュアルトーン較正技術及びその６ポート直接デジタル受
信機への応用（Dual tone Calibration of Six-Port Ju
nction and its application to the six-port direct
digital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド
回路と、電力分配器と、減衰器（attenuator）を用いた
６ポート反射率計トポロジーが開示されている。
び技術に関するＩＥＥＥ会報（IEEETransactions on Mi
crowave Theory and Techniques）」第４０巻に記載さ
れているリー（Li）、ジー・ボシッシオ（G.Bossisi
o）、ケー・ウー（K.Wu）著、「６ポート結合回路のデ
ュアルトーン較正技術及びその６ポート直接デジタル受
信機への応用（Dual tone Calibration of Six-Port Ju
nction and its application to the six-port direct
digital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド
回路と、電力分配器と、減衰器（attenuator）を用いた
６ポート反射率計トポロジーが開示されている。
【００１０】米国特許第５４９８９６９号には、整合検
波器（matched detector）及び非整合検波器（unmatche
d detector）を用いた反射率計構造の非対称トポロジー
（asymmetrical）が開示されている。
波器（matched detector）及び非整合検波器（unmatche
d detector）を用いた反射率計構造の非対称トポロジー
（asymmetrical）が開示されている。
【００１１】米国特許第４５２１７２８号「マイクロ波
ネットワークの複素反射係数を決定する方法及び６ポー
トネットワーク（Method and six-port network for us
e indetermining complex reflection coefficients of
microwave network）」には、反射率計６ポートトポロ
ジーが開示されている。このトポロジーは、２つの異な
る方形ハイブリッド（quadrate hybrid）、移相器（pha
se shifter）、２つの電力分配器及び１つの方向性結合
器を備え、マイクロ波ストリップ線路技術（microstrip
line technology）により実現されている。
ネットワークの複素反射係数を決定する方法及び６ポー
トネットワーク（Method and six-port network for us
e indetermining complex reflection coefficients of
microwave network）」には、反射率計６ポートトポロ
ジーが開示されている。このトポロジーは、２つの異な
る方形ハイブリッド（quadrate hybrid）、移相器（pha
se shifter）、２つの電力分配器及び１つの方向性結合
器を備え、マイクロ波ストリップ線路技術（microstrip
line technology）により実現されている。
【００１２】欧州特許公開番号第０８０５５６１号に
は、６ポート結合回路を採用した直接変換受信機（dire
ct conversion receiver）を実現する手法が開示されて
いる。ここでは、６ポート結合回路を備える直接変換受
信機が送信されてくる変調信号を受信する。復調はアナ
ログ的手法により行われる。
は、６ポート結合回路を採用した直接変換受信機（dire
ct conversion receiver）を実現する手法が開示されて
いる。ここでは、６ポート結合回路を備える直接変換受
信機が送信されてくる変調信号を受信する。復調はアナ
ログ的手法により行われる。
【００１３】欧州特許公開番号第０８４１７５６号に
は、６ポート受信機のための相関回路（correlator cir
cuit）が開示されている。この相関回路では、受信信号
は、様々な位相角において、局部発振信号（local osci
llator signal）に加算される（summed up）。ここで、
局部発振信号とＲＦ信号との相回転（phase rotation）
は、相関器の出力信号の加算とは独立して実行される。
は、６ポート受信機のための相関回路（correlator cir
cuit）が開示されている。この相関回路では、受信信号
は、様々な位相角において、局部発振信号（local osci
llator signal）に加算される（summed up）。ここで、
局部発振信号とＲＦ信号との相回転（phase rotation）
は、相関器の出力信号の加算とは独立して実行される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】通常、上述のＮポート
技術を変調されたＲＦ信号の受信に用いる場合、Ｎポー
ト結合回路には、２つのＲＦ信号が入力される。コヒー
レント受信及び検波（coherent reception and detecti
on）を行う場合、入力されるＲＦ信号の一方は、局部発
振器により発生された信号である。特に、コヒーレント
検波に局部発振器を使用する場合、以下のような問題が
生じる。
技術を変調されたＲＦ信号の受信に用いる場合、Ｎポー
ト結合回路には、２つのＲＦ信号が入力される。コヒー
レント受信及び検波（coherent reception and detecti
on）を行う場合、入力されるＲＦ信号の一方は、局部発
振器により発生された信号である。特に、コヒーレント
検波に局部発振器を使用する場合、以下のような問題が
生じる。
【００１５】Ｎポート結合回路の第２の入力ポートに入
力される第２のＲＦ信号、すなわち局部発振信号は、Ｎ
ポート結合回路を通解して第１の入力ポートに洩れ、更
にはアンテナや前置増幅器段に伝播し、そこで反射して
Ｎポート結合回路の第１の入力ポートに戻り、復調すべ
きＲＦ信号と干渉する。これにより復調エラーが発生す
ることがある。
力される第２のＲＦ信号、すなわち局部発振信号は、Ｎ
ポート結合回路を通解して第１の入力ポートに洩れ、更
にはアンテナや前置増幅器段に伝播し、そこで反射して
Ｎポート結合回路の第１の入力ポートに戻り、復調すべ
きＲＦ信号と干渉する。これにより復調エラーが発生す
ることがある。
【００１６】Ｎポート結合回路が、５つ以上のポートを
有する場合、復調すべきＲＦ信号のパワーレベルのみを
検出することがある。この場合、正しい復調を行うため
に、通常Ｎポート結合回路の第２の入力ポートに入力さ
れる局部発振信号がパワーセンサに達しないようにする
必要がある。
有する場合、復調すべきＲＦ信号のパワーレベルのみを
検出することがある。この場合、正しい復調を行うため
に、通常Ｎポート結合回路の第２の入力ポートに入力さ
れる局部発振信号がパワーセンサに達しないようにする
必要がある。
【００１７】そこで、本発明は、Ｎポート結合回路によ
るＲＦ信号の受信における、上述のような問題を解決す
る高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置を提供す
ることを目的とする。すなわち、本発明は、Ｎポート結
合回路の第２の入力ポートに入力される局部発振信号が
パワー検出に好ましくない影響を与えることを回避する
高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置を提供する
ことを目的とする。
るＲＦ信号の受信における、上述のような問題を解決す
る高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置を提供す
ることを目的とする。すなわち、本発明は、Ｎポート結
合回路の第２の入力ポートに入力される局部発振信号が
パワー検出に好ましくない影響を与えることを回避する
高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置を提供する
ことを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係る高周波信号受信方法は、変調された
高周波信号を受信するものであり、Ｎを３以上の整数と
して、第１の高周波信号をＮポート結合回路の第１の入
力ポートに供給するステップと、第２の高周波信号をＮ
ポート結合回路の第２の入力ポートに供給するステップ
と、Ｍ＝Ｎ−２個の出力信号をＮポート結合回路の出力
ポートからパワーセンサに供給するステップとを有し、
第１の入力ポートは、２ポート非可逆分離回路により第
２の入力ポートから分離されていることを特徴とする。
めに、本発明に係る高周波信号受信方法は、変調された
高周波信号を受信するものであり、Ｎを３以上の整数と
して、第１の高周波信号をＮポート結合回路の第１の入
力ポートに供給するステップと、第２の高周波信号をＮ
ポート結合回路の第２の入力ポートに供給するステップ
と、Ｍ＝Ｎ−２個の出力信号をＮポート結合回路の出力
ポートからパワーセンサに供給するステップとを有し、
第１の入力ポートは、２ポート非可逆分離回路により第
２の入力ポートから分離されていることを特徴とする。
【００１９】本発明に係る高周波信号受信方法におい
て、２ポート非可逆分離回路は、好ましくは、能動アイ
ソレータとする。また、第２の高周波信号は、局部発振
器により発生される。
て、２ポート非可逆分離回路は、好ましくは、能動アイ
ソレータとする。また、第２の高周波信号は、局部発振
器により発生される。
【００２０】本発明に係る高周波受信方法によれば、復
調すべき第１の高周波信号と局部発振器により発生され
る第２の高周波信号が分離される。
調すべき第１の高周波信号と局部発振器により発生され
る第２の高周波信号が分離される。
【００２１】また、上述の課題を解決するために、本発
明に係る高周波信号受信装置は、第１の高周波信号が入
力される第１の入力ポートと、第２の高周波信号が入力
される第２の入力ポートとを有し、Ｎを３以上の整数と
するＮポート結合回路と、第２の入力ポートを第１の入
力ポートから分離する２ポート非可逆回路を有する分離
手段とを備える。
明に係る高周波信号受信装置は、第１の高周波信号が入
力される第１の入力ポートと、第２の高周波信号が入力
される第２の入力ポートとを有し、Ｎを３以上の整数と
するＮポート結合回路と、第２の入力ポートを第１の入
力ポートから分離する２ポート非可逆回路を有する分離
手段とを備える。
【００２２】本発明に係る高周波信号受信装置におい
て、２ポート非可逆回路は、好ましくは、能動回路とす
る。また、この能動回路は、好ましくは増幅器とする。
て、２ポート非可逆回路は、好ましくは、能動回路とす
る。また、この能動回路は、好ましくは増幅器とする。
【００２３】本発明に係る高周波信号受信装置におい
て、分離手段は、好ましくは、抵抗又はリアクタンスの
整合を行う少なくとも１つの受動回路を備える。さら
に、分離手段に減衰器を設けるとよい。
て、分離手段は、好ましくは、抵抗又はリアクタンスの
整合を行う少なくとも１つの受動回路を備える。さら
に、分離手段に減衰器を設けるとよい。
【００２４】また、Ｎポート結合回路は、例えば３ポー
ト結合回路又は４ポート結合回路のいずれかを備え、分
離手段は、Ｎポート結合回路の第１又は第２の入力ポー
トと、３ポート結合回路又は４ポート結合回路のいずれ
かとの間に接続されている。
ト結合回路又は４ポート結合回路のいずれかを備え、分
離手段は、Ｎポート結合回路の第１又は第２の入力ポー
トと、３ポート結合回路又は４ポート結合回路のいずれ
かとの間に接続されている。
【００２５】あるいは、Ｎポート結合回路は、少なくと
も２つの３ポート結合回路を備え、分離手段は、これら
２つの３ポート結合回路の間に接続されている。
も２つの３ポート結合回路を備え、分離手段は、これら
２つの３ポート結合回路の間に接続されている。
【００２６】あるいは、Ｎポート結合回路は、少なくと
も１つの３ポート結合回路と少なくとも１つの４ポート
結合回路とを備え、分離手段は、３ポート結合回路と、
４ポート結合回路との間に接続されている。
も１つの３ポート結合回路と少なくとも１つの４ポート
結合回路とを備え、分離手段は、３ポート結合回路と、
４ポート結合回路との間に接続されている。
【００２７】さらに、Ｎポート結合回路に少なくとも１
つの移相器を設けてもよい。
つの移相器を設けてもよい。
【００２８】本発明に係る高周波受信方法によれば、復
調すべき第１の高周波信号と局部発振器により発生され
る第２の高周波信号が分離される。
調すべき第１の高周波信号と局部発振器により発生され
る第２の高周波信号が分離される。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る高周波信号受
信方法及び高周波信号受信装置について図面を参照して
詳細に説明する。
信方法及び高周波信号受信装置について図面を参照して
詳細に説明する。
【００３０】図１は、本発明を適用した高周波信号受信
機の要部の具体的な構成を示すブロック図である。高周
波信号受信機は、図１に示すように、能動分離回路（ac
tiveisolation circuitry）を有するＮポート結合回路
（N-port structure）１を備える。Ｎポート結合回路１
は、後で詳細に説明するが、第１及び第２の入力ポート
２，３を備え、第１の入力ポート２には、復調すべき第
１の高周波信号、すなわち無線周波数信号（以下、ＲＦ
信号という。）が入力され、第２の入力ポート３には、
局部発振器（local oscillator）４により生成された第
２のＲＦ信号が入力される。
機の要部の具体的な構成を示すブロック図である。高周
波信号受信機は、図１に示すように、能動分離回路（ac
tiveisolation circuitry）を有するＮポート結合回路
（N-port structure）１を備える。Ｎポート結合回路１
は、後で詳細に説明するが、第１及び第２の入力ポート
２，３を備え、第１の入力ポート２には、復調すべき第
１の高周波信号、すなわち無線周波数信号（以下、ＲＦ
信号という。）が入力され、第２の入力ポート３には、
局部発振器（local oscillator）４により生成された第
２のＲＦ信号が入力される。
【００３１】Ｎポート結合回路１は、Ｎを３以上の整数
として、Ｎ個のポートを備える。Ｎ個のポートのうちの
２つは、上述の第１及び第２の入力ポート２，３であ
り、残りのポートは、このＮポート結合回路１の出力ポ
ートである。すなわち、Ｎポート結合回路１の出力ポー
トの個数Ｍは、Ｎ−２に等しい。
として、Ｎ個のポートを備える。Ｎ個のポートのうちの
２つは、上述の第１及び第２の入力ポート２，３であ
り、残りのポートは、このＮポート結合回路１の出力ポ
ートである。すなわち、Ｎポート結合回路１の出力ポー
トの個数Ｍは、Ｎ−２に等しい。
【００３２】この高周波信号受信機は、Ｍ個のパワーセ
ンサを備え、Ｎポート結合回路１の各出力信号は、それ
ぞれこれらＭ個のパワーセンサ５，６，７に供給され
る。パワーセンサ５，６，７から出力される信号は、そ
れぞれ低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦという。）８，
９，１０を介してＤＣインターフェイス１１に供給さ
れ、さらにアナログ処理あるいはデジタル処理される。
ンサを備え、Ｎポート結合回路１の各出力信号は、それ
ぞれこれらＭ個のパワーセンサ５，６，７に供給され
る。パワーセンサ５，６，７から出力される信号は、そ
れぞれ低域通過フィルタ（以下、ＬＰＦという。）８，
９，１０を介してＤＣインターフェイス１１に供給さ
れ、さらにアナログ処理あるいはデジタル処理される。
【００３３】図１に示す構造を有する高周波信号受信機
は、Ｉ／Ｑ復調及び変換、又は例えばｎ位相偏移（n Ph
ase Shift Keying；以下、ｎＰＳＫという。）変調、ｎ
直交振幅変調（n quadrature amplitude modulation；
以下、ｎＱＡＭという。）等の特定の変調方式により変
調された信号の復調に用いることができる。
は、Ｉ／Ｑ復調及び変換、又は例えばｎ位相偏移（n Ph
ase Shift Keying；以下、ｎＰＳＫという。）変調、ｎ
直交振幅変調（n quadrature amplitude modulation；
以下、ｎＱＡＭという。）等の特定の変調方式により変
調された信号の復調に用いることができる。
【００３４】上述のとおり、Ｎポート結合回路１は、能
動分離回路を備える。この能動分離回路は、例えば外部
にフェライトアイソレータ（ferrite isolator）等の受
動素子（passive structure）を設けた場合と同様の機
能を有している。しかしながら、外部にフェライトアイ
ソレータ等を設ける手法は、大きさ、周波数選択特性
（frequency selectivity）及びコストの観点から現実
的ではない。また、方形ハイブリッド回路（quadrature
hybrid）又は非可逆回路（non-reciprocal circuitr
y）を用いて受動素子により分離回路を構成する手法も
あるが、この手法も回路の大きさや周波数選択特性及び
電力損失等の観点から好ましくない。
動分離回路を備える。この能動分離回路は、例えば外部
にフェライトアイソレータ（ferrite isolator）等の受
動素子（passive structure）を設けた場合と同様の機
能を有している。しかしながら、外部にフェライトアイ
ソレータ等を設ける手法は、大きさ、周波数選択特性
（frequency selectivity）及びコストの観点から現実
的ではない。また、方形ハイブリッド回路（quadrature
hybrid）又は非可逆回路（non-reciprocal circuitr
y）を用いて受動素子により分離回路を構成する手法も
あるが、この手法も回路の大きさや周波数選択特性及び
電力損失等の観点から好ましくない。
【００３５】本発明に基づく能動回路を用いた手法によ
れば、回路の大きさも小さくされ、受動回路による手法
における問題を解決することができる。
れば、回路の大きさも小さくされ、受動回路による手法
における問題を解決することができる。
【００３６】なお、Ｎポート結合回路１の出力信号は、
このＮポート結合回路１に入力された２つのＲＦ信号の
線形複素一次結合（linear complex combination）を示
す信号である。
このＮポート結合回路１に入力された２つのＲＦ信号の
線形複素一次結合（linear complex combination）を示
す信号である。
【００３７】図２は、Ｎポート結合回路１の具体的な構
成を示すブロック図である。図２に示す具体例では、Ｎ
ポート結合回路１は、アイソレータとして機能する能動
分離回路１３を備える５ポート結合回路である。能動分
離回路１３は、受動３ポート回路１２と受動４ポート回
路１４との間に接続されている。整合された（matche
d）能動分離回路１３を設けることにより、局部発振信
号が受動４ポート回路１４を通過して受動３ポート回路
１２に洩れるのと防止できるとともに、局部発振信号の
反射を抑止することができる。
成を示すブロック図である。図２に示す具体例では、Ｎ
ポート結合回路１は、アイソレータとして機能する能動
分離回路１３を備える５ポート結合回路である。能動分
離回路１３は、受動３ポート回路１２と受動４ポート回
路１４との間に接続されている。整合された（matche
d）能動分離回路１３を設けることにより、局部発振信
号が受動４ポート回路１４を通過して受動３ポート回路
１２に洩れるのと防止できるとともに、局部発振信号の
反射を抑止することができる。
【００３８】図３は、図１に示すＮポート結合回路１の
他の具体的な構成を示すブロック図である。この具体例
では、能動分離回路１３は、Ｎポート結合回路１の入力
端子２と受動３ポート回路１２との間に設けられてい
る。受動３ポート回路１２は、さらに、移相器１５を介
して他方の３ポート受信回路１６に接続されている。
他の具体的な構成を示すブロック図である。この具体例
では、能動分離回路１３は、Ｎポート結合回路１の入力
端子２と受動３ポート回路１２との間に設けられてい
る。受動３ポート回路１２は、さらに、移相器１５を介
して他方の３ポート受信回路１６に接続されている。
【００３９】図４は、本発明を適用した３ポート受信機
の要部の具体的な構成を示すブロック図である。この具
体例においては、能動分離回路１３は、受動３ポート回
路１７と第１のＲＦ信号が入力される第１の入力ポート
２との間に設けられている。受動３ポート回路１７は、
移相器及びスイッチとしての機能も有している。受動３
ポート回路１７の第２の入力ポート３には、局部発振信
号（ＬＯ-ＲＦ信号）が入力される。受動３ポート回路
１７の出力ポートは、１つのパワーセンサ５に接続され
ている。パワーセンサ５に供給される信号は、第１の入
力ポート２に入力されたＲＦ信号（分離されている）
と、第２の入力ポート３に入力された局部発振信号との
複素線形一次結合を示す。
の要部の具体的な構成を示すブロック図である。この具
体例においては、能動分離回路１３は、受動３ポート回
路１７と第１のＲＦ信号が入力される第１の入力ポート
２との間に設けられている。受動３ポート回路１７は、
移相器及びスイッチとしての機能も有している。受動３
ポート回路１７の第２の入力ポート３には、局部発振信
号（ＬＯ-ＲＦ信号）が入力される。受動３ポート回路
１７の出力ポートは、１つのパワーセンサ５に接続され
ている。パワーセンサ５に供給される信号は、第１の入
力ポート２に入力されたＲＦ信号（分離されている）
と、第２の入力ポート３に入力された局部発振信号との
複素線形一次結合を示す。
【００４０】図５は、本発明を適用した５ポート受信機
の要部の他の具体的な構成を示すブロック図である。こ
の具体例においては、図２に示す受動４ポート回路１４
に代えて、第２及び第３の２つの受動３ポート回路１
９，２０を設けている。第２の受動３ポート回路１９と
第３の受動３ポート回路２０との間には移相器１５を設
けている。すなわち、図５に示す５ポート受信機は、第
１の受動３ポート回路１８と、第２の受動３ポート回路
１９と、第３の受動３ポート回路２０を備えている。
の要部の他の具体的な構成を示すブロック図である。こ
の具体例においては、図２に示す受動４ポート回路１４
に代えて、第２及び第３の２つの受動３ポート回路１
９，２０を設けている。第２の受動３ポート回路１９と
第３の受動３ポート回路２０との間には移相器１５を設
けている。すなわち、図５に示す５ポート受信機は、第
１の受動３ポート回路１８と、第２の受動３ポート回路
１９と、第３の受動３ポート回路２０を備えている。
【００４１】図６は、図５に示す５ポート受信機を機能
的に示すブロック図である。図６では、特に、３つの受
動３ポート回路１８，１９，２０を機能的に示してい
る。
的に示すブロック図である。図６では、特に、３つの受
動３ポート回路１８，１９，２０を機能的に示してい
る。
【００４２】図７（ａ）〜図７（ｆ）は、図５及び図６
に示す受動３ポート回路１８，１９，２０の内部構成例
を示す図である。図７（ａ）〜図７（ｃ）及び図７
（ｆ）は、抵抗器による構成例であり、図７（ｄ）及び
図７（ｅ）は、コプレーナ線路による構成例である。
に示す受動３ポート回路１８，１９，２０の内部構成例
を示す図である。図７（ａ）〜図７（ｃ）及び図７
（ｆ）は、抵抗器による構成例であり、図７（ｄ）及び
図７（ｅ）は、コプレーナ線路による構成例である。
【００４３】図８（ａ）及び図８（ｂ）は、図２〜図６
に示す能動分離回路１３の構成例である。図８（ａ）に
示すように、能動分離回路１３は、単独の増幅器により
実現してもよい。あるいは、図８（ｂ）に示すように、
第１の抵抗性（resistive）及び／又はリアクタンス性
（reactive）受動回路２１と、増幅器２２と、第２の抵
抗性及び／又はリアクタンス性受動回路２３とから構成
してもよい。
に示す能動分離回路１３の構成例である。図８（ａ）に
示すように、能動分離回路１３は、単独の増幅器により
実現してもよい。あるいは、図８（ｂ）に示すように、
第１の抵抗性（resistive）及び／又はリアクタンス性
（reactive）受動回路２１と、増幅器２２と、第２の抵
抗性及び／又はリアクタンス性受動回路２３とから構成
してもよい。
【００４４】なお、能動分離回路１３は、様々な手法で
実現することができ、図８はその具体例の一部を示して
いるにすぎない。能動分離回路１３は、好ましくは、Ｎ
ポート回路の他の素子とともに集積化して実現する。能
動分離回路１３では、入力側及び出力側の整合を行う必
要はなく、後述するＮポート回路の数学的記述により説
明するように、入力側及び出力側の反射率が判ればよ
い。
実現することができ、図８はその具体例の一部を示して
いるにすぎない。能動分離回路１３は、好ましくは、Ｎ
ポート回路の他の素子とともに集積化して実現する。能
動分離回路１３では、入力側及び出力側の整合を行う必
要はなく、後述するＮポート回路の数学的記述により説
明するように、入力側及び出力側の反射率が判ればよ
い。
【００４５】図９は、５ポート受信機を数学的に説明す
るためのブロック図である。ここでは、５ポート受信機
の動作は、非理想的であるとし、全ての受動ポート及び
能動ポートは複素反射係数を有しているものとする。
るためのブロック図である。ここでは、５ポート受信機
の動作は、非理想的であるとし、全ての受動ポート及び
能動ポートは複素反射係数を有しているものとする。
【００４６】図９に示す具体例では、散乱パラメータ行
列（scattering parameter matrix）Ｒにより特徴付け
られる３ポート回路３１に、複素波の振幅（complex wa
ve amplitude）ａ1，ｂ1を有するＲＦ信号が供給されて
いる。この３ポート回路３１は、図５に示す能動分離回
路１３に接続された第１の受動３ポート回路１８に対応
する。なお、図９において、複素振幅ｂ1，ｄ1，ａ5，
ａ4，ａ3，ｂ2は、好ましくない反射波を示している。
列（scattering parameter matrix）Ｒにより特徴付け
られる３ポート回路３１に、複素波の振幅（complex wa
ve amplitude）ａ1，ｂ1を有するＲＦ信号が供給されて
いる。この３ポート回路３１は、図５に示す能動分離回
路１３に接続された第１の受動３ポート回路１８に対応
する。なお、図９において、複素振幅ｂ1，ｄ1，ａ5，
ａ4，ａ3，ｂ2は、好ましくない反射波を示している。
【００４７】上述の３ポート回路３１の一方の出力ポー
トは、第１のパワーセンサ３２に接続されており、第１
のパワーセンサ３２は、反射係数Γ5を有し、入力され
る信号のパワー、すなわち|b5|2を検出する。この３ポ
ート回路３１の他方の出力ポートは、４ポート回路３３
に接続されており、４ポート回路３３は、詳しくは、そ
れぞれ散乱パラメータ行列Ｓ、Ｔにより特徴付けられる
２つの３ポート回路３４，３５と、これら２つの３ポー
ト回路３４，３５の間に接続された２ポート回路３６と
から構成されている。２ポート回路３６は、移相器とし
て機能し、散乱パラメータ行列Ｐにより特徴付けられ
る。このように構成された４ポート回路３３の出力信号
は、第２及び第３のパワーセンサ３７，３８に供給され
る。第２及び第３のパワーセンサ３７，３８は、それぞ
れ反射係数Γ4、Γ3を有している。４ポート回路３３の
他方の入力ポートには、反射波ｂ2を有する局部発振信
号ａ2が供給されている。このような構造の５ポート回
路は、以下の式１に示すような行列として記述できる。
トは、第１のパワーセンサ３２に接続されており、第１
のパワーセンサ３２は、反射係数Γ5を有し、入力され
る信号のパワー、すなわち|b5|2を検出する。この３ポ
ート回路３１の他方の出力ポートは、４ポート回路３３
に接続されており、４ポート回路３３は、詳しくは、そ
れぞれ散乱パラメータ行列Ｓ、Ｔにより特徴付けられる
２つの３ポート回路３４，３５と、これら２つの３ポー
ト回路３４，３５の間に接続された２ポート回路３６と
から構成されている。２ポート回路３６は、移相器とし
て機能し、散乱パラメータ行列Ｐにより特徴付けられ
る。このように構成された４ポート回路３３の出力信号
は、第２及び第３のパワーセンサ３７，３８に供給され
る。第２及び第３のパワーセンサ３７，３８は、それぞ
れ反射係数Γ4、Γ3を有している。４ポート回路３３の
他方の入力ポートには、反射波ｂ2を有する局部発振信
号ａ2が供給されている。このような構造の５ポート回
路は、以下の式１に示すような行列として記述できる。
【００４８】
【数１】
【００４９】一般的な散乱パラメータ行列Ｍの全ての要
素は、以下の式２〜５に示すように、散乱パラメータ行
列Ｒ、Ｓ、Ｔ、Ｐに基づいて解析的に求めることができ
る。
素は、以下の式２〜５に示すように、散乱パラメータ行
列Ｒ、Ｓ、Ｔ、Ｐに基づいて解析的に求めることができ
る。
【００５０】
【数２】
【００５１】
【数３】
【００５２】
【数４】
【００５３】
【数５】
【００５４】さらに、式６及び式７に示す行列操作を行
う。
う。
【００５５】
【数６】
【００５６】
【数７】
【００５７】これにより、５ポート回路全体の散乱パラ
メータＭ’は式８のように表される。
メータＭ’は式８のように表される。
【００５８】
【数８】
【００５９】出力ポートが整合（マッチング）されてお
らず、反射係数Γ1〜Γ5を有する場合を式９に示す。
らず、反射係数Γ1〜Γ5を有する場合を式９に示す。
【００６０】
【数９】
【００６１】ここで、ｓ1及びｓ2は、それぞれ第１のＲ
Ｆ信号及び局部発振信号の初期値を表す。この式９を上
述の式に代入することにより、出力される信号波形は、
入力信号と、５ポート回路（Ｓパラメータ）と、全ての
ポートの不整合（mismatch）との関数として表される。
Ｆ信号及び局部発振信号の初期値を表す。この式９を上
述の式に代入することにより、出力される信号波形は、
入力信号と、５ポート回路（Ｓパラメータ）と、全ての
ポートの不整合（mismatch）との関数として表される。
【００６２】
【数１０】
【００６３】したがって、検出されるパワー|b3|2〜|b5
|2は、入力されたＲＦ信号と、Ｓパラメータと、出力ポ
ートの不整合値の関数として表される。
|2は、入力されたＲＦ信号と、Ｓパラメータと、出力ポ
ートの不整合値の関数として表される。
【００６４】
【数１１】
【００６５】ここで、局部発振信号Ｓ2が既知であり、
３つのパワーの全てが測定される場合、行列Ｄの第１，
３，４列からなる行列Ｄは逆行列を求めることができ
る。したがって、ＲＦ信号のパワー、実数部、虚数部を
算出することができる。なお、ほとんどの場合において
行列Ｄは、逆行列を求めることができる。
３つのパワーの全てが測定される場合、行列Ｄの第１，
３，４列からなる行列Ｄは逆行列を求めることができ
る。したがって、ＲＦ信号のパワー、実数部、虚数部を
算出することができる。なお、ほとんどの場合において
行列Ｄは、逆行列を求めることができる。
【００６６】ｓ1の位相成分Ｉ及び直角位相成分Ｑは、
以下の式１２により定義される。
以下の式１２により定義される。
【００６７】
【数１２】
【００６８】散乱行列Ｒを有する第１の３ポート回路３
１が理想的なアイソレータ、すなわち、入力ｄ１を他の
全てのポートから分離する（ｒ12＝ｒ32＝０とする）ア
イソレータを備えている場合、上述の式をさらに単純化
することができる。この条件の下では、ｍ32は、ゼロに
なり、したがって行列Ｄの第３行の要素２，３，４がゼ
ロになり、|s1|2=|m51|-2|b5|2となる。したがって、Ｒ
Ｆ信号の差分ＩＱ値（different IQ-values）は、以下
の式１３により容易に算出される。
１が理想的なアイソレータ、すなわち、入力ｄ１を他の
全てのポートから分離する（ｒ12＝ｒ32＝０とする）ア
イソレータを備えている場合、上述の式をさらに単純化
することができる。この条件の下では、ｍ32は、ゼロに
なり、したがって行列Ｄの第３行の要素２，３，４がゼ
ロになり、|s1|2=|m51|-2|b5|2となる。したがって、Ｒ
Ｆ信号の差分ＩＱ値（different IQ-values）は、以下
の式１３により容易に算出される。
【００６９】
【数１３】
【００７０】ここで、ddは、行列Ｄにおける行列式dd=d
13d24-d14d23を表す。
13d24-d14d23を表す。
【００７１】複素情報は、２つの４×４実ベクトル乗算
（real vector multiplication）により求められる。
（real vector multiplication）により求められる。
【００７２】なお、ここでは、ｓパラメータの初期値が
既知である必要があり、移相器及び３ポート回路の散乱
行列Ｒ、Ｓが所定の条件を満たす必要がある。
既知である必要があり、移相器及び３ポート回路の散乱
行列Ｒ、Ｓが所定の条件を満たす必要がある。
【００７３】以上の数学的説明により、本発明が提供す
るＮポート受信機において、分離機能を有する能動回路
は、能動素子、パワーセンサ、受動回路からの好ましく
ない反射波を分離する機能を有することがわかる。
るＮポート受信機において、分離機能を有する能動回路
は、能動素子、パワーセンサ、受動回路からの好ましく
ない反射波を分離する機能を有することがわかる。
【００７４】この手法では、関連する複素値を予め知る
必要があるが、これは原理的に可能である。特に、全体
の構造がＭＭＩＣ技術等により実現されている場合に
は、関連する複素値を容易に知ることができる。また、
Ｎポート直接受信機（N-port direct receiver）におい
ては、アイソレータの機能を有する最も単純な非整合能
動素子（non-matched active device with isolator fu
nction）として、増幅器を用いることができる。
必要があるが、これは原理的に可能である。特に、全体
の構造がＭＭＩＣ技術等により実現されている場合に
は、関連する複素値を容易に知ることができる。また、
Ｎポート直接受信機（N-port direct receiver）におい
ては、アイソレータの機能を有する最も単純な非整合能
動素子（non-matched active device with isolator fu
nction）として、増幅器を用いることができる。
【００７５】分離機能を有する能動回路を備えるＮポー
ト受信機の例 本発明を提供した５ポート受信機の動作を調べ、本発明
の効果を確認した。ここで、散乱行列Ｒを有する３ポー
ト回路は、全ての接続に対する分配係数ｒ＝０．５を有
する理想的に整合された抵抗性電力分配器（６ｄＢ分配
器）であり、この分配器は利得が固定された増幅器に接
続されている。増幅器は、理想的分離機能を有し、利得
をｖとし、入力側及び出力側における複素不整合をそれ
ぞれｉ11及びｉ12とする。散乱行列Ｓ，Ｒに対応する３
ポート回路もそれぞれ理想的に整合された電力分配器
（６ｄＢ分配器）である。散乱行列Ｐに対応する移相器
の移相量は４５°であり、損失はなく、理想的に整合さ
れている。
ト受信機の例 本発明を提供した５ポート受信機の動作を調べ、本発明
の効果を確認した。ここで、散乱行列Ｒを有する３ポー
ト回路は、全ての接続に対する分配係数ｒ＝０．５を有
する理想的に整合された抵抗性電力分配器（６ｄＢ分配
器）であり、この分配器は利得が固定された増幅器に接
続されている。増幅器は、理想的分離機能を有し、利得
をｖとし、入力側及び出力側における複素不整合をそれ
ぞれｉ11及びｉ12とする。散乱行列Ｓ，Ｒに対応する３
ポート回路もそれぞれ理想的に整合された電力分配器
（６ｄＢ分配器）である。散乱行列Ｐに対応する移相器
の移相量は４５°であり、損失はなく、理想的に整合さ
れている。
【００７６】このとき、行列Ｄは、式１４のように表さ
れる。
れる。
【００７７】
【数１４】
【００７８】ここで、入力信号（exiting wave）ｓ1，
ｓ2の振幅が等しいと仮定できれば、２つの検出パワー
レベルの差は、１桁の範囲内（one order of magnitud
e）にあり、第５のポートは切り離され、|S1|2に関する
情報のみを含む。
ｓ2の振幅が等しいと仮定できれば、２つの検出パワー
レベルの差は、１桁の範囲内（one order of magnitud
e）にあり、第５のポートは切り離され、|S1|2に関する
情報のみを含む。
【００７９】実利得ｖを有する完全に整合された増幅器
が使用される理想的条件の下では、式をさらに単純化す
ることができ、行列Ｄの要素は、以下のようになる。
が使用される理想的条件の下では、式をさらに単純化す
ることができ、行列Ｄの要素は、以下のようになる。
【００８０】
【数１５】
【００８１】これにより、ＩＱ値は、以下の式から直接
算出される。
算出される。
【００８２】
【数１６】
【００８３】下記の表は、上述の式により使用された変
数を説明する表である。
数を説明する表である。
【００８４】
【表１】
【００８５】シミュレーション結果 図５に示すような５ポート回路を例として、その動作を
検証した。全ての３ポート回路は同様なものとした。３
ポート回路は、それぞれスター接続された抵抗器として
実現され、各抵抗器は、Ｚを５０Ωとして、それぞれＺ
／３Ωの抵抗値を有するもとのした。各抵抗器は、Ｚ／
６０Ωの無給電抵抗（parasitic reactive part）を有
するものとした。分離機能を有する能動回路は、整合さ
れていない単純な増幅器により実現した。増幅器の利得
は６ｄＢとし、入力及び出力の反射損失ｓ11＝ｓ12＝−
６ｄＢとした。結果は、雑音を有する及び雑音を有さな
い１６ＱＡＭ信号として示された。抵抗値、増幅器の複
素反射係数、増幅器の利得については、±５％のランダ
ム公差を想定した。このシミュレーションにより、較正
処理を行うことなく、良好な性能が得られることが示さ
れた。較正処理を行えば、さらに精度を向上させること
ができる。このシミュレーションに関する結果を図１０
乃至図１２に示す。
検証した。全ての３ポート回路は同様なものとした。３
ポート回路は、それぞれスター接続された抵抗器として
実現され、各抵抗器は、Ｚを５０Ωとして、それぞれＺ
／３Ωの抵抗値を有するもとのした。各抵抗器は、Ｚ／
６０Ωの無給電抵抗（parasitic reactive part）を有
するものとした。分離機能を有する能動回路は、整合さ
れていない単純な増幅器により実現した。増幅器の利得
は６ｄＢとし、入力及び出力の反射損失ｓ11＝ｓ12＝−
６ｄＢとした。結果は、雑音を有する及び雑音を有さな
い１６ＱＡＭ信号として示された。抵抗値、増幅器の複
素反射係数、増幅器の利得については、±５％のランダ
ム公差を想定した。このシミュレーションにより、較正
処理を行うことなく、良好な性能が得られることが示さ
れた。較正処理を行えば、さらに精度を向上させること
ができる。このシミュレーションに関する結果を図１０
乃至図１２に示す。
【００８６】図１０は、入力ＲＦ信号における信号対雑
音比を２６ｄＢとした場合のシミュレーション結果を示
す。また、図１１は、較正処理を行わず、入力ＲＦ信号
の信号対雑音比を理想的値とした場合における、５％の
公差を有する５ポート受信機の出力信号のシミュレーシ
ョン結果を示す。さらに、図１２は、入力ＲＦ信号の信
号対雑音比を２６ｄＢとした場合における、５％の公差
を有する５ポート受信機の出力信号のシミュレーション
結果を示す。
音比を２６ｄＢとした場合のシミュレーション結果を示
す。また、図１１は、較正処理を行わず、入力ＲＦ信号
の信号対雑音比を理想的値とした場合における、５％の
公差を有する５ポート受信機の出力信号のシミュレーシ
ョン結果を示す。さらに、図１２は、入力ＲＦ信号の信
号対雑音比を２６ｄＢとした場合における、５％の公差
を有する５ポート受信機の出力信号のシミュレーション
結果を示す。
【００８７】図８（ｂ）に示すように、受動回路２１、
２３は、整合回路として機能する。能動分離回路１３
は、上述のとおり、分離機能を有し、好ましくはＭＭＩ
Ｃ技術により、Ｎポート回路の他の素子とともに集積化
される。例えば図１に示す第１、第２、第３のパワーセ
ンサ５，６，７のインピーダンスとシステムインピーダ
ンスとを整合させる必要はない。また、他の具体例にお
いては、３ポート回路は、５０Ωに整合させる必要はな
い。
２３は、整合回路として機能する。能動分離回路１３
は、上述のとおり、分離機能を有し、好ましくはＭＭＩ
Ｃ技術により、Ｎポート回路の他の素子とともに集積化
される。例えば図１に示す第１、第２、第３のパワーセ
ンサ５，６，７のインピーダンスとシステムインピーダ
ンスとを整合させる必要はない。また、他の具体例にお
いては、３ポート回路は、５０Ωに整合させる必要はな
い。
【００８８】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る高周波受信
方法は、第１のＲＦ信号をＮポート結合回路の第１の入
力ポートに供給するステップと、第２のＲＦ信号をＮポ
ート結合回路の第２の入力ポートに供給するステップ
と、Ｍ＝Ｎ−２個の出力信号をＮポート結合回路の出力
ポートからパワーセンサに供給するステップとを有し、
第１の入力ポートを２ポート非可逆分離回路により第２
の入力ポートから分離する。これにより、復調すべき第
１のＲＦ信号と局部発振器により発生される第２のＲＦ
信号が分離され、復調すべきＲＦ信号に対する局部発振
信号の影響がなくなり、復調の精度を高めることができ
る。
方法は、第１のＲＦ信号をＮポート結合回路の第１の入
力ポートに供給するステップと、第２のＲＦ信号をＮポ
ート結合回路の第２の入力ポートに供給するステップ
と、Ｍ＝Ｎ−２個の出力信号をＮポート結合回路の出力
ポートからパワーセンサに供給するステップとを有し、
第１の入力ポートを２ポート非可逆分離回路により第２
の入力ポートから分離する。これにより、復調すべき第
１のＲＦ信号と局部発振器により発生される第２のＲＦ
信号が分離され、復調すべきＲＦ信号に対する局部発振
信号の影響がなくなり、復調の精度を高めることができ
る。
【００８９】本発明に係る高周波信号受信装置は、第１
のＲＦ信号が入力される第１の入力ポートと、第２のＲ
Ｆ信号が入力される第２の入力ポートとを有し、Ｎを３
以上の整数とするＮポート結合回路と、第２の入力ポー
トを第１の入力ポートから分離する２ポート非可逆回路
を有する分離手段とを備える。これにより、復調すべき
第１のＲＦ信号と局部発振器により発生される第２のＲ
Ｆ信号が分離され、復調すべきＲＦ信号に対する局部発
振信号の影響がなくなり、復調の精度を高めることがで
きる。
のＲＦ信号が入力される第１の入力ポートと、第２のＲ
Ｆ信号が入力される第２の入力ポートとを有し、Ｎを３
以上の整数とするＮポート結合回路と、第２の入力ポー
トを第１の入力ポートから分離する２ポート非可逆回路
を有する分離手段とを備える。これにより、復調すべき
第１のＲＦ信号と局部発振器により発生される第２のＲ
Ｆ信号が分離され、復調すべきＲＦ信号に対する局部発
振信号の影響がなくなり、復調の精度を高めることがで
きる。
【図１】本発明を適用した高周波信号受信機の要部の具
体的な構造を示すブロック図である。
体的な構造を示すブロック図である。
【図２】図１のＮポート結合回路の具体的な構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】図１のＮポート結合回路の具体的な構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】本発明を適用した３ポート受信機の要部の具体
的な構成を示すブロック図である。
的な構成を示すブロック図である。
【図５】本発明を適用した５ポート受信機の要部の他の
具体的な構成を示すブロック図である。
具体的な構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示す５ポート受信機の要部を機能的に示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】３ポート回路の様々な実現例を示す図である。
【図８】分離回路の実現例を示す図である。
【図９】５ポート受信機を数学的に説明するための図で
ある。
ある。
【図１０】入力ＲＦ信号における信号対雑音比を２６ｄ
Ｂとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
Ｂとした場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】較正処理を行わず、入力ＲＦ信号の信号対雑
音比を理想的値とした場合における、５％の公差を有す
る５ポート受信機の出力信号のシミュレーション結果を
示す図である。
音比を理想的値とした場合における、５％の公差を有す
る５ポート受信機の出力信号のシミュレーション結果を
示す図である。
【図１２】入力ＲＦ信号の信号対雑音比を２６ｄＢとし
た場合における、５％の公差を有する５ポート受信機の
出力信号のシミュレーション結果を示す図である。
た場合における、５％の公差を有する５ポート受信機の
出力信号のシミュレーション結果を示す図である。
１ ５ポート結合回路、２ 入力ポート、３ 出力ポー
ト、５ 第１のパワーセンサ、６ 第２のパワーセン
サ、７ 第３のパワーセンサ、１２ 受動３ポート回
路、１３ 能動分離回路、１４ 受動４ポート回路
ト、５ 第１のパワーセンサ、６ 第２のパワーセン
サ、７ 第３のパワーセンサ、１２ 受動３ポート回
路、１３ 能動分離回路、１４ 受動４ポート回路
フロントページの続き (72)発明者 クルペシェビッチ、ドラガン ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 オベルシュミット、ゲラルド ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 ブランコビッチ、ベズリン ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 コンシャック、ティノ ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 ドレ、トーマス ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハ シュトゥットゥガルター シュ トラーセ 106 ソニー インターナショ ナル （ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング シュトゥットゥガルト テクノロジー セ ンター内 (72)発明者 阿部 雅美 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (12)
- 【請求項１】 変調された高周波信号を受信する高周波
信号受信方法において、 Ｎを３以上の整数として、第１の高周波信号をＮポート
結合回路の第１の入力ポートに供給するステップと、 第２の高周波信号を上記Ｎポート結合回路の第２の入力
ポートに供給するステップと、 Ｍ＝Ｎ−２個の出力信号を上記Ｎポート結合回路の出力
ポートからパワーセンサに供給するステップとを有し、 上記第１の入力ポートは、２ポート非可逆分離回路によ
り上記第２の入力ポートから分離されていることを特徴
とする高周波信号受信方法。 - 【請求項２】 上記２ポート非可逆分離回路は、能動ア
イソレータであることを特徴とする請求項１記載の高周
波信号受信方法。 - 【請求項３】 上記第２の高周波信号は、局部発振器に
より発生されることを特徴とする請求項１又は２記載の
高周波信号受信方法。 - 【請求項４】 第１の高周波信号が入力される第１の入
力ポートと、第２の高周波信号が入力される第２の入力
ポートとを有し、Ｎを３以上の整数とするＮポート結合
回路と、 上記第２の入力ポートを上記第１の入力ポートから分離
する２ポート非可逆回路を有する分離手段とを備える高
周波信号受信装置。 - 【請求項５】 上記２ポート非可逆回路は、能動アイソ
レータであることを特徴とする請求項４記載の高周波信
号受信装置。 - 【請求項６】 上記能動アイソレータは、増幅器である
ことを特徴とする請求項５記載の高周波信号受信装置。 - 【請求項７】 上記分離手段は、抵抗又はリアクタンス
の整合を行う少なくとも１つの受動回路を備えることを
特徴とする請求項４乃至６いずれか１項記載の高周波信
号受信装置。 - 【請求項８】 上記分離手段は、減衰器を備えることを
特徴とする請求項４乃至７いずれか１項記載の高周波信
号受信装置。 - 【請求項９】 上記Ｎポート結合回路は、３ポート結合
回路又は４ポート結合回路のいずれかを備え、上記分離
手段は、上記Ｎポート結合回路の第１又は第２の入力ポ
ートと、上記３ポート結合回路又は４ポート結合回路の
いずれかとの間に接続されていることを特徴とする請求
項４乃至８いずれか１項記載の高周波受信装置。 - 【請求項１０】 上記Ｎポート結合回路は、少なくとも
２つの３ポート結合回路を備え、上記分離手段は、該２
つの３ポート結合回路の間に接続されていることを特徴
とする請求項４乃至８いずれか１項記載の高周波受信装
置。 - 【請求項１１】 上記Ｎポート結合回路は、少なくとも
１つの３ポート結合回路と少なくとも１つの４ポート結
合回路とを備え、上記分離手段は、上記３ポート結合回
路と、上記４ポート結合回路との間に接続されているこ
とを特徴とする請求項４乃至８いずれか１項記載の高周
波受信装置。 - 【請求項１２】 上記Ｎポート結合回路は、少なくとも
１つの移相器を備えることを特徴とする高周波信号受信
装置。
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|---|---|---|---|
| EP99111683.1 | 1999-06-16 | ||
| EP99111683A EP1061660B1 (en) | 1999-06-16 | 1999-06-16 | N-port receiver with RF/LO isolation |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=8238372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000180444A Pending JP2001057525A (ja) | 1999-06-16 | 2000-06-15 | 高周波信号受信方法及び高周波信号受信装置 |
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| EP (1) | EP1061660B1 (ja) |
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| US8874391B2 (en) * | 2009-06-05 | 2014-10-28 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Distance-to-fault measurement system capable of measuring complex reflection coefficients |
| US10473704B2 (en) | 2017-02-28 | 2019-11-12 | Inspirain Technologies Pte Ltd | Mixed mode vector network analyser |
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| FI102702B1 (fi) * | 1996-05-03 | 1999-01-29 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä suoramuunnosvastaanottimen toteuttamiseksi 6-porttipiirillä |
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-
1999
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- 1999-06-16 EP EP99111683A patent/EP1061660B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-06-01 CA CA002310424A patent/CA2310424A1/en not_active Abandoned
- 2000-06-14 US US09/593,676 patent/US6704562B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-06-15 JP JP2000180444A patent/JP2001057525A/ja active Pending
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|---|---|
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