JP2002141961A - Ｉ／ｑ復調装置及びｉ／ｑ復調方法 - Google Patents
Ｉ／ｑ復調装置及びｉ／ｑ復調方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/02—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines
- H03D9/04—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines for angle-modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 単純なハードウェア構成で、必要なアナログ
／デジタル素子の数を従来より削減してＩ／Ｑ復調処理
を行う。 【解決手段】 パワー検出器の３つの出力信号Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３を結合して２つの分岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値
を得るためのさらなるデジタル処理回路７３に供給す
る。
／デジタル素子の数を従来より削減してＩ／Ｑ復調処理
を行う。 【解決手段】 パワー検出器の３つの出力信号Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３を結合して２つの分岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値
を得るためのさらなるデジタル処理回路７３に供給す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波信号を復調
するためのＩ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法に関す
る。さらに、本発明は、このＩ／Ｑ復調装置を備える電
気通信装置に関する。
するためのＩ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法に関す
る。さらに、本発明は、このＩ／Ｑ復調装置を備える電
気通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ミリ波帯又はマイクロ波帯の信号を直接
ベースバンド周波数信号に変換する６ポート受信機が知
られている。６ポート受信機は、高周波信号（以下、Ｒ
Ｆ信号という。）にスーパーインポーズされた情報を用
いて、２つの入力高周波信号の相対位相及び相対振幅を
検出する。この６ポート受信機により、従来のデジタル
又はアナログ回路からなるＩＱ復調チップを省略するこ
とができる。適切な較正処理を行うことにより製造公差
を含む非理想的な受動高周波素子の影響を最小化するこ
とができる。欧州特許公開公報ＥＰ−Ａ−０２９６４５
５号に開示されているように、６ポート受信機の回路
は、ＲＦ信号の相対位相及び相対振幅を検出するため
に、パワー検出器とともに受動素子のみを用いて実現す
ることができる。
ベースバンド周波数信号に変換する６ポート受信機が知
られている。６ポート受信機は、高周波信号（以下、Ｒ
Ｆ信号という。）にスーパーインポーズされた情報を用
いて、２つの入力高周波信号の相対位相及び相対振幅を
検出する。この６ポート受信機により、従来のデジタル
又はアナログ回路からなるＩＱ復調チップを省略するこ
とができる。適切な較正処理を行うことにより製造公差
を含む非理想的な受動高周波素子の影響を最小化するこ
とができる。欧州特許公開公報ＥＰ−Ａ−０２９６４５
５号に開示されているように、６ポート受信機の回路
は、ＲＦ信号の相対位相及び相対振幅を検出するため
に、パワー検出器とともに受動素子のみを用いて実現す
ることができる。
【０００３】６ポート受信機の構造は、例えば、１９９
４年５月、サンディエゴ、「１９９４年ＩＥＥＥ ＭＴ
Ｔシンポジウムダイジェスト（Digest of 1994 IEEE MT
T Symposium）」第３巻第１６５９−１６６２頁、ボシ
ッシオ、ウー（Bossisio, Wo）著「６ポート直接デジタ
ルミリ波受信機（A six-port direct digital millimet
er receiver）」に開示されている。
４年５月、サンディエゴ、「１９９４年ＩＥＥＥ ＭＴ
Ｔシンポジウムダイジェスト（Digest of 1994 IEEE MT
T Symposium）」第３巻第１６５９−１６６２頁、ボシ
ッシオ、ウー（Bossisio, Wo）著「６ポート直接デジタ
ルミリ波受信機（A six-port direct digital millimet
er receiver）」に開示されている。
【０００４】６ポート受信機の技術によれば、マイクロ
波ネットワークの振幅及び位相の両方の散乱パラメータ
（scattering parameter）を正確に測定することができ
る。ヘテロダイン受信機（heterodyne receiver）に代
えて６ポート受信機を用いて、少なくとも３つの異なる
ポートにおけるパワーレベルを抽出することにより、ミ
リ波又はマイクロ波の信号を直接測定することができ
る。適切な較正処理を行うことにより、ハードウェアの
不完全性を補うことができる。大きなダイナミックレン
ジ及び広い周波数範囲に亘って、非常に正確な測定を行
うことができる。６ポート受信機は、パワー検出器（po
wer sensor）の他、方向性結合器（directional couple
r）や電力分配器（power divider）等のマイクロ波素子
（microwave component）を備える。以上のような回路
は、モノシリックマイクロ波集積回路（monolithic mic
rowave integrated circuit；以下、ＭＭＩＣという）
やモノリシックハイブリッドマイクロ波集積回路（mono
lithic hybrid microwave integrated circuit；以下、
ＭＨＭＩＣといいう。）に容易に集積化できる。周知の
受信機は、ミリ波及びマイクロ波の信号に対して、直接
位相／振幅復調を行う。
波ネットワークの振幅及び位相の両方の散乱パラメータ
（scattering parameter）を正確に測定することができ
る。ヘテロダイン受信機（heterodyne receiver）に代
えて６ポート受信機を用いて、少なくとも３つの異なる
ポートにおけるパワーレベルを抽出することにより、ミ
リ波又はマイクロ波の信号を直接測定することができ
る。適切な較正処理を行うことにより、ハードウェアの
不完全性を補うことができる。大きなダイナミックレン
ジ及び広い周波数範囲に亘って、非常に正確な測定を行
うことができる。６ポート受信機は、パワー検出器（po
wer sensor）の他、方向性結合器（directional couple
r）や電力分配器（power divider）等のマイクロ波素子
（microwave component）を備える。以上のような回路
は、モノシリックマイクロ波集積回路（monolithic mic
rowave integrated circuit；以下、ＭＭＩＣという）
やモノリシックハイブリッドマイクロ波集積回路（mono
lithic hybrid microwave integrated circuit；以下、
ＭＨＭＩＣといいう。）に容易に集積化できる。周知の
受信機は、ミリ波及びマイクロ波の信号に対して、直接
位相／振幅復調を行う。
【０００５】上述のように、較正処理によりハードウェ
アの不完全性を補うことができる。これにより、ハード
ウェア実現のための要求が大きく緩和され、６ポート受
信機は、ミリ波周波数帯域までの広い帯域に亘って動作
することができる。
アの不完全性を補うことができる。これにより、ハード
ウェア実現のための要求が大きく緩和され、６ポート受
信機は、ミリ波周波数帯域までの広い帯域に亘って動作
することができる。
【０００６】上述したボシッシオ他の論文に開示された
６ポート受信機では、分布定数回路の技術（distribute
d technology）により実現された電力分配器と９０°ハ
イブリッド回路（90 degree Hybrid circuit）が用いら
れている。この６ポート受信機は、主に１０ＧＨｚ以上
の周波数帯域の信号に対して使用されるが、９０°ハイ
ブリッド回路に本質的な周波数選択特性（inherently f
requency selective nature）に起因して、この６ポー
ト受信機の動作周波数帯域の範囲が不十分であるという
問題がある。
６ポート受信機では、分布定数回路の技術（distribute
d technology）により実現された電力分配器と９０°ハ
イブリッド回路（90 degree Hybrid circuit）が用いら
れている。この６ポート受信機は、主に１０ＧＨｚ以上
の周波数帯域の信号に対して使用されるが、９０°ハイ
ブリッド回路に本質的な周波数選択特性（inherently f
requency selective nature）に起因して、この６ポー
ト受信機の動作周波数帯域の範囲が不十分であるという
問題がある。
【０００７】１９９４年ヨーロッパマイクロ波コンファ
レンス（European Microwave Conference）第９１１−
９１５頁に記載されている、ディー・マウリン（D.Maur
in）、ワイ・スー（Y.Xu）、ビー・フイヤート（B.Huya
rt）、ケー・ウー（K.Wu）、エム・クハシ（M.cuhac
i）、アール・ボシッシオ（R.Bossisio）著「ＭＨＭＩ
Ｃ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射
率計（CPW Millimeter-wave Six-Port Reflectometers
using MHMIC and MMIC technologies）」には、反射率
計のための広帯域トポロジ（wide-band topology）が開
示されており、これは、１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚの周波
数帯域に対応するコプレーナ線路（coplanarwave guid
e）を用いることを特徴とする分布定数素子技術（distr
ibuting element approach）に基づいている。
レンス（European Microwave Conference）第９１１−
９１５頁に記載されている、ディー・マウリン（D.Maur
in）、ワイ・スー（Y.Xu）、ビー・フイヤート（B.Huya
rt）、ケー・ウー（K.Wu）、エム・クハシ（M.cuhac
i）、アール・ボシッシオ（R.Bossisio）著「ＭＨＭＩ
Ｃ及びＭＭＩＣ技術を用いたＣＰＷミリ波６ポート反射
率計（CPW Millimeter-wave Six-Port Reflectometers
using MHMIC and MMIC technologies）」には、反射率
計のための広帯域トポロジ（wide-band topology）が開
示されており、これは、１１ＧＨｚ〜２５ＧＨｚの周波
数帯域に対応するコプレーナ線路（coplanarwave guid
e）を用いることを特徴とする分布定数素子技術（distr
ibuting element approach）に基づいている。
【０００８】１９９１年ヨーロッパマイクロ波コンファ
レンス第１４７３−１４７７頁に記載されているブイ・
ビリク（V.Bilik）他著、「新型超広域集中６ポート反
射率計（A new extremely wideband lumped six-port r
eflectometer）」には、ホイートストンブリッジ（whea
stone bridge）及び抵抗回路を用いた反射率計が開示さ
れている。
レンス第１４７３−１４７７頁に記載されているブイ・
ビリク（V.Bilik）他著、「新型超広域集中６ポート反
射率計（A new extremely wideband lumped six-port r
eflectometer）」には、ホイートストンブリッジ（whea
stone bridge）及び抵抗回路を用いた反射率計が開示さ
れている。
【０００９】１９９６年１月発刊、「マイクロ波理論及
び技術に関するＩＥＥＥ会報（IEEETransactions on Mi
crowave Theory and Techniques）」第４０巻に記載さ
れているリー（Li）、ジー・ボシッシオ（G.Bossisi
o）、ケー・ウー（K.Wu）著、「６ポート結合器のデュ
アルトーン較正技術及びその６ポート直接デジタル受信
機への応用（Dual tone Calibration of Six-Port Junc
tion and its applicationto the six-port direct dig
ital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド回
路と、電力分配器と、減衰器（attenuator）とを用いた
６ポート反射率計トポロジが開示されている。
び技術に関するＩＥＥＥ会報（IEEETransactions on Mi
crowave Theory and Techniques）」第４０巻に記載さ
れているリー（Li）、ジー・ボシッシオ（G.Bossisi
o）、ケー・ウー（K.Wu）著、「６ポート結合器のデュ
アルトーン較正技術及びその６ポート直接デジタル受信
機への応用（Dual tone Calibration of Six-Port Junc
tion and its applicationto the six-port direct dig
ital receiver）」には、４つの３ｄＢハイブリッド回
路と、電力分配器と、減衰器（attenuator）とを用いた
６ポート反射率計トポロジが開示されている。
【００１０】米国特許第５４９８９６９号には、整合検
波器（matched detector）及び非整合検波器（unmatche
d detector）を用いた反射率計構造の非対称（asymmetr
ical）トポロジが開示されている。
波器（matched detector）及び非整合検波器（unmatche
d detector）を用いた反射率計構造の非対称（asymmetr
ical）トポロジが開示されている。
【００１１】米国特許第４５２１７２８号「マイクロ波
ネットワークの複素反射係数を決定する方法及び６ポー
トネットワーク（Method and six-port network for us
e indetermining complex reflection coefficients of
microwave network）」には、反射率計６ポートトポロ
ジが開示されている。このトポロジは、２つの異なる方
形ハイブリッド（quadrate hybrid）、移相器（phase s
hifter）、２つの電力分配器及び１つの方向性結合器を
備え、マイクロ波ストリップ線路技術（microstrip lin
e technology）により実現されている。
ネットワークの複素反射係数を決定する方法及び６ポー
トネットワーク（Method and six-port network for us
e indetermining complex reflection coefficients of
microwave network）」には、反射率計６ポートトポロ
ジが開示されている。このトポロジは、２つの異なる方
形ハイブリッド（quadrate hybrid）、移相器（phase s
hifter）、２つの電力分配器及び１つの方向性結合器を
備え、マイクロ波ストリップ線路技術（microstrip lin
e technology）により実現されている。
【００１２】欧州特許公開番号第０８０５５６１号に
は、６ポート結合器を採用した直接変換受信機（direct
conversion receiver）を実現する手法が開示されてい
る。ここでは、６ポート結合器を備える直接変換受信機
が送信されてくる変調信号を受信する。復調はアナログ
的手法により行われる。
は、６ポート結合器を採用した直接変換受信機（direct
conversion receiver）を実現する手法が開示されてい
る。ここでは、６ポート結合器を備える直接変換受信機
が送信されてくる変調信号を受信する。復調はアナログ
的手法により行われる。
【００１３】欧州特許公開番号第０８４１７５６号に
は、６ポート受信機のための相関回路（correlator cir
cuit）が開示されている。この相関回路では、受信信号
は、様々な位相角において、局部発振信号（local osci
llator signal）に加算される（summed up）。ここで、
局部発振信号とＲＦ信号との相回転（phase rotation）
は、相関器の出力信号の加算とは独立して実行される。
は、６ポート受信機のための相関回路（correlator cir
cuit）が開示されている。この相関回路では、受信信号
は、様々な位相角において、局部発振信号（local osci
llator signal）に加算される（summed up）。ここで、
局部発振信号とＲＦ信号との相回転（phase rotation）
は、相関器の出力信号の加算とは独立して実行される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】欧州特許公開番号第０
９５７５７３Ａ１号には、ＲＦ信号を処理（ダウンコン
バート等）する５ポート結合装置（five port junction
device）が開示されている。この５ポート結合装置
は、図５に示すように、移相器４３を介して受動３ポー
ト構造４２に接続された受動４ポート構造４１を備え
る。受動４ポート構造４１は、第１のＲＦ信号が入力さ
れる１つの入力ポート４４と、２つの出力ポートとを備
える。受動３ポート構造４２は、第２のＲＦ信号が入力
される１つの入力ポート４４と、１つの出力ポートとを
備える。これら出力ポートは、それぞれ第１及び第２の
ＲＦ信号の線形結合である出力信号をパワー検出器
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に出力する。パワー検出器Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３は、上述の出力ポートから供給された信号の
パワーレベルをそれぞれ検出する。このように上述の各
出力ポートには、それぞれ１つのパワー検出器Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３が接続され、デジタル信号信号処理回路４５
は、これらパワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により検出さ
れ、出力されたパワーレベルを示す値に基づいて、第１
及び第２のＲＦ信号の複素比を算出する。
９５７５７３Ａ１号には、ＲＦ信号を処理（ダウンコン
バート等）する５ポート結合装置（five port junction
device）が開示されている。この５ポート結合装置
は、図５に示すように、移相器４３を介して受動３ポー
ト構造４２に接続された受動４ポート構造４１を備え
る。受動４ポート構造４１は、第１のＲＦ信号が入力さ
れる１つの入力ポート４４と、２つの出力ポートとを備
える。受動３ポート構造４２は、第２のＲＦ信号が入力
される１つの入力ポート４４と、１つの出力ポートとを
備える。これら出力ポートは、それぞれ第１及び第２の
ＲＦ信号の線形結合である出力信号をパワー検出器
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に出力する。パワー検出器Ｐ１，
Ｐ２，Ｐ３は、上述の出力ポートから供給された信号の
パワーレベルをそれぞれ検出する。このように上述の各
出力ポートには、それぞれ１つのパワー検出器Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３が接続され、デジタル信号信号処理回路４５
は、これらパワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３により検出さ
れ、出力されたパワーレベルを示す値に基づいて、第１
及び第２のＲＦ信号の複素比を算出する。
【００１５】このような５ポート結合装置では、３つの
アナログ／デジタル（analog-to-digital：以下、Ａ／
Ｄという。）変換器が必要であるという問題があった。
アナログ／デジタル（analog-to-digital：以下、Ａ／
Ｄという。）変換器が必要であるという問題があった。
【００１６】欧州特許公開番号０９５７６１４Ａ１号に
は、位相偏移変調（phase shift keying：ＰＳＫ）信号
又は直交振幅変調（quadrature amplitude modulatio
n：ＱＡＭ）信号のためのｎポート復調装置が開示され
ている。ｎ＝５の場合、Ｉ／Ｑ復調装置は、図６に示す
ように、上述したような受動５ポート結合装置を備え
る。図６及び図７に示すように、３つのパワー検出器Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３には、５ポート結合装置８１から出力さ
れたアナログ信号が供給される。アナログ回路８２，８
３は、パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３からのアナログ出
力信号を処理することにより、復調すべき信号のＩ／Ｑ
成分を検出する。局部発振器２０は、５ポート結合装置
１に第２の入力信号を供給する。フィルタ８４は、パワ
ー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３から出力されたアナログ信号
をフィルタリングしてアナログ回路８２、８３に供給す
る。アナログ回路８３は、回路８７を備え、回路８７
は、パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３から出力されたアナ
ログ信号をそれぞれ２つの分岐信号に分割して出力す
る。また、それぞれ個別に調整可能な利得（ｇ１，
ｇ２，ｇ ３，ｇ４，ｇ５，ｇ６，ｇ７，ｇ８）を有する
ＤＣ増幅器８８は、これら分岐信号をそれぞれ増幅す
る。さらに、加算／減算回路８９，９０は、それぞれ増
幅された分岐信号を加算又は減算することにより、復調
すべきＲＦ信号、すなわち第１のＲＦ信号のＩ／Ｑ成分
を検出する。例えば、Ｉ／Ｑ出力回路３３は、入力され
たＩ／Ｑ成分をＡ／Ｄ変換する。
は、位相偏移変調（phase shift keying：ＰＳＫ）信号
又は直交振幅変調（quadrature amplitude modulatio
n：ＱＡＭ）信号のためのｎポート復調装置が開示され
ている。ｎ＝５の場合、Ｉ／Ｑ復調装置は、図６に示す
ように、上述したような受動５ポート結合装置を備え
る。図６及び図７に示すように、３つのパワー検出器Ｐ
１，Ｐ２，Ｐ３には、５ポート結合装置８１から出力さ
れたアナログ信号が供給される。アナログ回路８２，８
３は、パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３からのアナログ出
力信号を処理することにより、復調すべき信号のＩ／Ｑ
成分を検出する。局部発振器２０は、５ポート結合装置
１に第２の入力信号を供給する。フィルタ８４は、パワ
ー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３から出力されたアナログ信号
をフィルタリングしてアナログ回路８２、８３に供給す
る。アナログ回路８３は、回路８７を備え、回路８７
は、パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３から出力されたアナ
ログ信号をそれぞれ２つの分岐信号に分割して出力す
る。また、それぞれ個別に調整可能な利得（ｇ１，
ｇ２，ｇ ３，ｇ４，ｇ５，ｇ６，ｇ７，ｇ８）を有する
ＤＣ増幅器８８は、これら分岐信号をそれぞれ増幅す
る。さらに、加算／減算回路８９，９０は、それぞれ増
幅された分岐信号を加算又は減算することにより、復調
すべきＲＦ信号、すなわち第１のＲＦ信号のＩ／Ｑ成分
を検出する。例えば、Ｉ／Ｑ出力回路３３は、入力され
たＩ／Ｑ成分をＡ／Ｄ変換する。
【００１７】この５ポート復調装置においては、アナロ
グ回路８２、８３は多数のＤＣ増幅器と減算及び加算回
路を備えているため、構造が複雑であるという問題があ
った。さらに、この手法では較正処理を容易に適用でき
ないという問題があった。
グ回路８２、８３は多数のＤＣ増幅器と減算及び加算回
路を備えているため、構造が複雑であるという問題があ
った。さらに、この手法では較正処理を容易に適用でき
ないという問題があった。
【００１８】そこで、本発明は上述の課題に鑑みてなさ
れたものであり、より単純なアナログ回路を備え、Ａ／
Ｄ変換器の数を２つに削減して高周波信号の復調を行う
Ｉ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法を提供することを目
的とする。さらに、本発明は、ハードウェアの複雑性を
低減するとともに、電力消費量を最適化し、同時に較正
特性を劣化させずに維持できるＩ／Ｑ復調装置及びＩ／
Ｑ復調方法を提供することを目的とする。
れたものであり、より単純なアナログ回路を備え、Ａ／
Ｄ変換器の数を２つに削減して高周波信号の復調を行う
Ｉ／Ｑ復調装置及びＩ／Ｑ復調方法を提供することを目
的とする。さらに、本発明は、ハードウェアの複雑性を
低減するとともに、電力消費量を最適化し、同時に較正
特性を劣化させずに維持できるＩ／Ｑ復調装置及びＩ／
Ｑ復調方法を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係るＩ／Ｑ復調装置は、復調すべき第１
の高周波信号が入力される第１の入力端子と、局部発振
器からの第２の高周波信号が入力される第２の入力端子
とを備え、２つの高周波信号を結合して、パワー検出器
用の３つの出力信号を出力するＩ／Ｑ復調装置におい
て、パワー検出器の３つの出力信号を結合して２つの分
岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値を得るためのさらなるデジタ
ル処理回路に供給するアナログ結合回路を備える。
めに、本発明に係るＩ／Ｑ復調装置は、復調すべき第１
の高周波信号が入力される第１の入力端子と、局部発振
器からの第２の高周波信号が入力される第２の入力端子
とを備え、２つの高周波信号を結合して、パワー検出器
用の３つの出力信号を出力するＩ／Ｑ復調装置におい
て、パワー検出器の３つの出力信号を結合して２つの分
岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値を得るためのさらなるデジタ
ル処理回路に供給するアナログ結合回路を備える。
【００２０】パワー検出器の３つの出力信号のうちの１
つを２つの副分岐信号に分割してもよい。これら２つの
副分岐信号は、調整可能であってもよい。加算器によ
り、パワー検出器の３つの出力信号のうち、２つの副分
岐信号に分割されていない残りの２つの出力信号のそれ
ぞれに各副分岐信号を結合してもよい。各分岐信号をア
ナログ／デジタル変換器に供給してもよい。このアナロ
グ／デジタル変換器の出力信号は、デジタル処理回路に
供給してもよい。
つを２つの副分岐信号に分割してもよい。これら２つの
副分岐信号は、調整可能であってもよい。加算器によ
り、パワー検出器の３つの出力信号のうち、２つの副分
岐信号に分割されていない残りの２つの出力信号のそれ
ぞれに各副分岐信号を結合してもよい。各分岐信号をア
ナログ／デジタル変換器に供給してもよい。このアナロ
グ／デジタル変換器の出力信号は、デジタル処理回路に
供給してもよい。
【００２１】さらに、上述の目的を達成するために、本
発明に係る移動通信装置は、上述のＩ／Ｑ復調装置を備
える。
発明に係る移動通信装置は、上述のＩ／Ｑ復調装置を備
える。
【００２２】さらに、上述の目的を達成するために、本
発明に係る移動通信装置は、復調すべき第１の高周波信
号と、局部発振器からの第２の高周波信号とを結合し
て、パワー検出器用の３つの出力信号生成するステップ
と、パワー検出器の３つの出力信号を結合してアナログ
形式の２つの分岐信号を生成するステップと、２つの分
岐信号をデジタル的に処理して第１の高周波信号のＩ／
Ｑ値を検出するステップとを有する。
発明に係る移動通信装置は、復調すべき第１の高周波信
号と、局部発振器からの第２の高周波信号とを結合し
て、パワー検出器用の３つの出力信号生成するステップ
と、パワー検出器の３つの出力信号を結合してアナログ
形式の２つの分岐信号を生成するステップと、２つの分
岐信号をデジタル的に処理して第１の高周波信号のＩ／
Ｑ値を検出するステップとを有する。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るＩ／Ｑ復調装
置及びＩ／Ｑ復調方法について、図面を参照して詳細に
説明する。
置及びＩ／Ｑ復調方法について、図面を参照して詳細に
説明する。
【００２４】図１は、本発明を適用したＩ／Ｑ復調装置
６０の構造を示す図である。Ｉ／Ｑ復調装置６０は、３
つのパワー検出器と、２つのアナログ／デジタル（anal
og-to-digital：以下、Ａ／Ｄという。）変換器と、１
つのデジタル処理回路とを備える。このＩ／Ｑ復調装置
６０は、混合回路、すなわち混合処理を行う非線形回路
を備えていない。変調された第１のＲＦ信号６１に局部
発振器から生成された第２のＲＦ信号を結合することに
より、第１のＲＦ信号のＩ／Ｑ値を算出することができ
る。
６０の構造を示す図である。Ｉ／Ｑ復調装置６０は、３
つのパワー検出器と、２つのアナログ／デジタル（anal
og-to-digital：以下、Ａ／Ｄという。）変換器と、１
つのデジタル処理回路とを備える。このＩ／Ｑ復調装置
６０は、混合回路、すなわち混合処理を行う非線形回路
を備えていない。変調された第１のＲＦ信号６１に局部
発振器から生成された第２のＲＦ信号を結合することに
より、第１のＲＦ信号のＩ／Ｑ値を算出することができ
る。
【００２５】図２に示すように、変調された第１のＲＦ
信号６１と第２のＲＦ信号６２との結合は、５ポート構
造６３において行われ、５ポート構造６３は、３つのパ
ワー検出器から出力された信号を処理回路６４に供給す
る。
信号６１と第２のＲＦ信号６２との結合は、５ポート構
造６３において行われ、５ポート構造６３は、３つのパ
ワー検出器から出力された信号を処理回路６４に供給す
る。
【００２６】図３に示すように、処理回路６４は、アナ
ログボード２と、Ａ／Ｄ変換及びデジタル処理回路５３
とを備える。パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３からの出力
信号は、それぞれオプションとして調整可能な利得
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を有する増幅器５０に供給される。可
変利得を有する増幅器５０の利得は、例えば制御バス５
４を介して制御してもよい。増幅器５０からの出力信号
は、アナログ回路が設けられたサブボード５１に入力さ
れる。このサブボード５１もまた、制御バス５４を介し
て制御してもよい。サブボード５１には、Ａ／Ｄ変換及
びデジタル処理回路５３が接続されており、Ａ／Ｄ変換
及びデジタル処理回路５３は、復調された第１のＲＦ信
号のＩ成分及びＱ成分を出力する。
ログボード２と、Ａ／Ｄ変換及びデジタル処理回路５３
とを備える。パワー検出器Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３からの出力
信号は、それぞれオプションとして調整可能な利得
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を有する増幅器５０に供給される。可
変利得を有する増幅器５０の利得は、例えば制御バス５
４を介して制御してもよい。増幅器５０からの出力信号
は、アナログ回路が設けられたサブボード５１に入力さ
れる。このサブボード５１もまた、制御バス５４を介し
て制御してもよい。サブボード５１には、Ａ／Ｄ変換及
びデジタル処理回路５３が接続されており、Ａ／Ｄ変換
及びデジタル処理回路５３は、復調された第１のＲＦ信
号のＩ成分及びＱ成分を出力する。
【００２７】アナログボード２に設けられたサブボード
５１の内部構成を図４に示す。入力信号の１つＰ１は、
機能的分配器（functional divider）７により２つの分
岐信号に分割される。このようにして生成された分岐信
号は、（演算増幅器の反転入力端子に入力されることに
より）ＤＣ増幅器８により増幅及び反転される。ここ
で、ＤＣ増幅器８の調整可能な利得ｇ１，ｇ２は、制御
バス５４を介して制御してもよい。増幅された出力信号
は、２つの加算器１０に入力され、加算器１０は、これ
ら増幅された信号と増幅されていない信号Ｐ２、Ｐ３と
を加算して、結合処理回路（combination processing u
nit）７０の出力信号Ｘ１，Ｘ２を生成する。
５１の内部構成を図４に示す。入力信号の１つＰ１は、
機能的分配器（functional divider）７により２つの分
岐信号に分割される。このようにして生成された分岐信
号は、（演算増幅器の反転入力端子に入力されることに
より）ＤＣ増幅器８により増幅及び反転される。ここ
で、ＤＣ増幅器８の調整可能な利得ｇ１，ｇ２は、制御
バス５４を介して制御してもよい。増幅された出力信号
は、２つの加算器１０に入力され、加算器１０は、これ
ら増幅された信号と増幅されていない信号Ｐ２、Ｐ３と
を加算して、結合処理回路（combination processing u
nit）７０の出力信号Ｘ１，Ｘ２を生成する。
【００２８】なお、応用例に応じて、ＤＣ増幅器８に代
えて、減衰率を調整可能な減衰器を用いてもよい。信号
Ｐ１は、増幅時に反転されない場合、反転器を追加して
もよく、あるいは、加算器に代えて、信号Ｐ１を増幅器
の他の信号から減算する減算器を設けてもよい。
えて、減衰率を調整可能な減衰器を用いてもよい。信号
Ｐ１は、増幅時に反転されない場合、反転器を追加して
もよく、あるいは、加算器に代えて、信号Ｐ１を増幅器
の他の信号から減算する減算器を設けてもよい。
【００２９】なお、結合処理回路７０は、アナログ的に
動作し、アナログ素子のみから構成されている。
動作し、アナログ素子のみから構成されている。
【００３０】このように、結合処理回路７０は、機能的
分配器７、ＤＣ増幅器８及び加算器１０により、パワー
検出器の３つの出力信号を調整可能に結合して、２つの
出力信号Ｘ１、Ｘ２を生成する。結合処理回路７０の２
つの出力信号は、ＤＣ増幅器７１により増幅され、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器７２に供給される。なお、ＤＣ増幅器
７１は、設けなくてもよい。Ａ／Ｄ変換器７２から出力
されるデジタル信号は、デジタル処理回路７３に供給さ
れ、デジタル処理回路７３は、デジタル信号を処理し
て、受信された変調ＲＦ信号のＩ成分及びＱ成分を示す
信号を出力する。このように、変調ＲＦ信号６１のＩ／
Ｑ値の算出は、結合処理回路７０におけるアナログ処理
とは異なり、デジタル的に行われる。
分配器７、ＤＣ増幅器８及び加算器１０により、パワー
検出器の３つの出力信号を調整可能に結合して、２つの
出力信号Ｘ１、Ｘ２を生成する。結合処理回路７０の２
つの出力信号は、ＤＣ増幅器７１により増幅され、それ
ぞれＡ／Ｄ変換器７２に供給される。なお、ＤＣ増幅器
７１は、設けなくてもよい。Ａ／Ｄ変換器７２から出力
されるデジタル信号は、デジタル処理回路７３に供給さ
れ、デジタル処理回路７３は、デジタル信号を処理し
て、受信された変調ＲＦ信号のＩ成分及びＱ成分を示す
信号を出力する。このように、変調ＲＦ信号６１のＩ／
Ｑ値の算出は、結合処理回路７０におけるアナログ処理
とは異なり、デジタル的に行われる。
【００３１】図１及び図２に示すトポロジの具体例につ
いて考察する。変調ＲＦ信号を信号ｓ１とし、局部発信
信号の複素値をｓ２とすると、以下のような関係が成り
立つ。なお、以下の式においては、局部発振信号の基準
位相を０とする。
いて考察する。変調ＲＦ信号を信号ｓ１とし、局部発信
信号の複素値をｓ２とすると、以下のような関係が成り
立つ。なお、以下の式においては、局部発振信号の基準
位相を０とする。
【００３２】
【数１】
【００３３】実際には、Ｉ／Ｑ復調装置は、信号ｓ１及
び信号ｓ２の複素値又は局部発信信号に対する相対振幅
及び相対位相を検出する。ここで、振幅比をｄとし、位
相差をφとすると、以下の式が得られる。
び信号ｓ２の複素値又は局部発信信号に対する相対振幅
及び相対位相を検出する。ここで、振幅比をｄとし、位
相差をφとすると、以下の式が得られる。
【００３４】
【数２】
【００３５】図１に示すトポロジにより、パワー検出器
に供給される以下のような複素値（ｖ１，ｖ２，ｖ３）
が生成される。係数ｋｍｎは、ポートｎからパワー検出
器ｍへの伝達関数を表す。
に供給される以下のような複素値（ｖ１，ｖ２，ｖ３）
が生成される。係数ｋｍｎは、ポートｎからパワー検出
器ｍへの伝達関数を表す。
【００３６】
【数３】
【００３７】ここで、信号ｓ２が一定の値を有してい
る、すなわち、例えば局部発信信号のパワーレベルが変
化しないとする。この場合、式（１０）に示すように、
新たな変数ＶＤＣを導入できる。
る、すなわち、例えば局部発信信号のパワーレベルが変
化しないとする。この場合、式（１０）に示すように、
新たな変数ＶＤＣを導入できる。
【００３８】
【数４】
【００３９】Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、理想的なダイオード
によるパワー検出の後の低い周波数（疑似ＤＣ電圧）を
有する。θの値は、５ポート構造における移相値を表
し、定数とみなしてもよい。
によるパワー検出の後の低い周波数（疑似ＤＣ電圧）を
有する。θの値は、５ポート構造における移相値を表
し、定数とみなしてもよい。
【００４０】
【数５】
【００４１】Ｐ１のパワーを減算し、式（１４）、（１
５）に示すように関連する定数を乗算するｋとにより、
以下のような２つの未知数を有する２つの式を得ること
ができる。
５）に示すように関連する定数を乗算するｋとにより、
以下のような２つの未知数を有する２つの式を得ること
ができる。
【００４２】
【数６】
【００４３】結合処理回路７０は、これらの式（１
６）、（１７）を具現化する。式（１６）、（１７）に
示すように、Ｐ１に関連する乗算係数ｋ２１ ２／ｋ１１
２、ｋ３ １ ２／ｋ１１ ２は、結合処理回路７０の増幅器
８の利得ｇ１、ｇ２により実現される。実際の構造の多
くにおいて、これらは通常１より小さい。したがって、
この構成は、図４に示すようなアナログ反転増幅器に代
えて、可変減衰器を用いて実現することもできる。
６）、（１７）を具現化する。式（１６）、（１７）に
示すように、Ｐ１に関連する乗算係数ｋ２１ ２／ｋ１１
２、ｋ３ １ ２／ｋ１１ ２は、結合処理回路７０の増幅器
８の利得ｇ１、ｇ２により実現される。実際の構造の多
くにおいて、これらは通常１より小さい。したがって、
この構成は、図４に示すようなアナログ反転増幅器に代
えて、可変減衰器を用いて実現することもできる。
【００４４】出力信号Ｘ１及びＸ２の値は、２つのＡ／
Ｄ変換器によりサンプリングされ、デジタル処理回路に
供給される。Ｉ／Ｑ値を算出するために、デジタル領域
において、以下のような演算が実行される。
Ｄ変換器によりサンプリングされ、デジタル処理回路に
供給される。Ｉ／Ｑ値を算出するために、デジタル領域
において、以下のような演算が実行される。
【００４５】
【数７】
【００４６】移相値が４５°である特別な条件において
は、Ｉ及びＱの出力について、より単純な式（２０）〜
式（２３）を得ることができる。
は、Ｉ及びＱの出力について、より単純な式（２０）〜
式（２３）を得ることができる。
【００４７】
【数８】
【００４８】
【発明の効果】以上のように、本発明に係るＩ／Ｑ復調
装置は、パワー検出器の３つの出力信号を結合して２つ
の分岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値を得るためのさらなるデ
ジタル処理回路に供給するアナログ結合回路を備える。
これにより、単純なハードウェア構成で、必要なアナロ
グ／デジタル素子の数を削減してＩ／Ｑ復調処理を行う
ことができる。
装置は、パワー検出器の３つの出力信号を結合して２つ
の分岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値を得るためのさらなるデ
ジタル処理回路に供給するアナログ結合回路を備える。
これにより、単純なハードウェア構成で、必要なアナロ
グ／デジタル素子の数を削減してＩ／Ｑ復調処理を行う
ことができる。
【００４９】また、本発明に係るＩ／Ｑ復調方法は、復
調すべき第１の高周波信号と、局部発振器からの第２の
高周波信号とを結合して、パワー検出器用の３つの出力
信号生成し、パワー検出器の３つの出力信号を結合して
アナログ形式の２つの分岐信号を生成し、２つの分岐信
号をデジタル的に処理して第１の高周波信号のＩ／Ｑ値
を検出する。これにより、単純なハードウェア構成で、
必要なアナログ／デジタル素子の数を削減してＩ／Ｑ復
調処理を行うことができる。
調すべき第１の高周波信号と、局部発振器からの第２の
高周波信号とを結合して、パワー検出器用の３つの出力
信号生成し、パワー検出器の３つの出力信号を結合して
アナログ形式の２つの分岐信号を生成し、２つの分岐信
号をデジタル的に処理して第１の高周波信号のＩ／Ｑ値
を検出する。これにより、単純なハードウェア構成で、
必要なアナログ／デジタル素子の数を削減してＩ／Ｑ復
調処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＩ／Ｑ復調装置の概略を示す
図である。
図である。
【図２】本発明を適用したＩ／Ｑ復調装置の内部構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】アナログ回路ボードの内部構成を示す図であ
る。
る。
【図４】図３に示すアナログ回路ボードに設けられたサ
ブボードの内部構成を示す図である。
ブボードの内部構成を示す図である。
【図５】従来の５ポート結合装置の基本的な構造を示す
図である。
図である。
【図６】従来のＩ／Ｑ復調装置を備える受信機の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図７】図６に示すＩ／Ｑ復調装置のアナログ回路ボー
ドに設けられたサブボードの内部構造を示す図である。
ドに設けられたサブボードの内部構造を示す図である。
７ 機能的分配器、８ ＤＣ増幅器、１０ 加算器、５
４ 制御バス、７０ 結合処理回路、７１ ＤＣ増幅
器、７２ Ａ／Ｄ変換器、７３ デジタル処理回路
４ 制御バス、７０ 結合処理回路、７１ ＤＣ増幅
器、７２ Ａ／Ｄ変換器、７３ デジタル処理回路
フロントページの続き (72)発明者 ブランコビッチ、ベズリン ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジー センター シュトゥットゥガルト ソニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 クルペシェビッチ、ドラガン ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジー センター シュトゥットゥガルト ソニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 ラトニ、モハメド ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジー センター シュトゥットゥガルト ソニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 阿部 雅美 東京都品川区東五反田３丁目14番13号 高 輪ミューズビル 株式会社ソニーコンピュ ータサイエンス研究所 ソニー株式会社内 (72)発明者 佐生 登 東京都品川区東五反田３丁目14番13号 高 輪ミューズビル 株式会社ソニーコンピュ ータサイエンス研究所 ソニー株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 FG02 FH00 JG01 JH00
Claims (15)
- 【請求項１】 復調すべき第１の高周波信号が入力され
る第１の入力端子と、局部発振器からの第２の高周波信
号が入力される第２の入力端子とを備え、該２つの高周
波信号を結合して、パワー検出器用の３つの出力信号を
出力するＩ／Ｑ復調装置において、 上記パワー検出器の３つの出力信号を結合して２つの分
岐信号を生成し、Ｉ／Ｑ値を得るためのさらなるデジタ
ル処理回路に供給するアナログ結合回路を備えるＩ／Ｑ
復調装置。 - 【請求項２】 上記アナログ結合回路は、上記パワー検
出器の３つの出力信号のうちの１つを２つの副分岐信号
に分割する分割回路を備えることを特徴とする請求項１
記載のＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項３】 上記副分岐信号のパワーを個別に調整す
る調整手段を備える請求項２記載のＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項４】 上記アナログ結合回路は、上記パワー検
出器の３つの出力信号のうち、２つの副分岐信号に分割
されていない残りの２つの出力信号のそれぞれに、上記
副分岐信号の直流値を加算する加算手段を備えることを
特徴とする請求項２又は３記載のＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項５】 上記アナログ結合回路の２つの出力信号
をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換器を
備える請求項１記載のＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項６】 上記アナログ／デジタル変換器からの出
力信号は、デジタル処理回路に供給されることを特徴と
する請求項１乃至５いずれか１項記載のＩ／Ｑ復調装
置。 - 【請求項７】 上記デジタル処理回路は、変調高周波信
号のＩ／Ｑ値を算出するように設計されていることを特
徴とする請求項６記載のＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項８】 請求項１乃至６いずれか１項記載のＩ／
Ｑ復調装置を備える移動通信装置。 - 【請求項９】 復調すべき第１の高周波信号と、局部発
振器からの第２の高周波信号とを結合して、パワー検出
器用の３つの出力信号生成するステップと、 上記パワー検出器の３つの出力信号を結合してアナログ
形式の２つの分岐信号を生成するステップと、 上記２つの分岐信号をデジタル的に処理して上記第１の
高周波信号のＩ／Ｑ値を検出するステップとを有するＩ
／Ｑ復調方法。 - 【請求項１０】 上記パワー検出器の３つの出力信号の
うちの１つを２つの副分岐信号に分割するステップを有
する請求項９記載のＩ／Ｑ復調方法。 - 【請求項１１】 上記副分岐信号のパワーは制御可能に
調整されることを特徴とする請求項１０記載のＩ／Ｑ復
調装置。 - 【請求項１２】 上記副分岐信号は、それぞれ上記パワ
ー検出器の３つの出力信号のうち、２つの副分岐信号に
分割されていない残りの２つの出力信号のいずれかに結
合されることを特徴とする請求項１１記載のＩ／Ｑ復調
方法。 - 【請求項１３】 上記分岐信号は、それぞれアナログ／
デジタル変換器に供給されることを特徴とする請求項１
２記載のＩ／Ｑ復調方法。 - 【請求項１４】 上記アナログ／デジタル変換器の出力
信号は、デジタル処理回路に供給されることを特徴とす
る請求項９乃至１３記載いずれか１項記載のＩ／Ｑ復調
方法。 - 【請求項１５】 上記デジタル処理回路は、変調高周波
信号のＩ／Ｑ値を算出することを特徴とする請求項１４
記載のＩ／Ｑ復調方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP00119506A EP1189338A1 (en) | 2000-09-06 | 2000-09-06 | I/Q demodulator device with three power detectors and two A/D converters |
| EP00119506.4 | 2000-09-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002141961A true JP2002141961A (ja) | 2002-05-17 |
Family
ID=8169776
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001270941A Withdrawn JP2002141961A (ja) | 2000-09-06 | 2001-09-06 | Ｉ／ｑ復調装置及びｉ／ｑ復調方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6999528B2 (ja) |
| EP (1) | EP1189338A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002141961A (ja) |
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| JP2010133778A (ja) * | 2008-12-03 | 2010-06-17 | Toshiba Corp | レーダ信号処理装置及びレーダ装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| DE10360470B4 (de) * | 2003-12-22 | 2010-11-18 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Demodulieren eines Empfangssignals |
| FR2876517B1 (fr) * | 2004-10-08 | 2009-04-10 | Groupe Ecoles Telecomm | Demodulateur et modulateur-demodulateur par conversion directe de frequence |
| DE102006016761A1 (de) * | 2006-04-10 | 2007-10-18 | Infineon Technologies Ag | Sendevorrichtung und Verfahren zum Übertragen eines Datensignals |
| US20090267746A1 (en) * | 2008-04-23 | 2009-10-29 | Martec Corporation | Multi-Port Receiver |
| CN110661538B (zh) * | 2019-09-11 | 2021-05-14 | 芯原微电子(上海)股份有限公司 | 低功耗全自动调整宽带接收机射频前端 |
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| GB1553654A (en) * | 1978-02-17 | 1979-09-26 | Marconi Co Ltd | Marconi co ltd |
| US4614945A (en) * | 1985-02-20 | 1986-09-30 | Diversified Energies, Inc. | Automatic/remote RF instrument reading method and apparatus |
| US4700108A (en) * | 1985-10-02 | 1987-10-13 | Westinghouse Electric Corp. | Cavity system for a particle beam accelerator |
| US4989262A (en) * | 1988-11-28 | 1991-01-29 | Nec Corporation | Demodulator with multiple interference cancellers responsive to correlations between undesired signals and error signals |
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| US5894496A (en) * | 1996-09-16 | 1999-04-13 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for detecting and compensating for undesired phase shift in a radio transceiver |
| EP0841756A3 (en) * | 1996-11-07 | 2001-11-28 | Nokia Mobile Phones Ltd. | An improved correlator circuit for a six-port receiver |
| CA2239681C (en) * | 1997-06-10 | 2007-08-21 | Xinping Huang | In-phase and quadrature signal regeneration |
| EP0896455B1 (en) * | 1997-08-08 | 2006-11-02 | Sony Deutschland GmbH | Non-coherent 6-port receiver |
| DE69825148T2 (de) * | 1997-12-18 | 2005-02-10 | Sony International (Europe) Gmbh | Direktempfänger mit n toren |
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| US6340883B1 (en) * | 1998-09-03 | 2002-01-22 | Sony/Tektronik Corporation | Wide band IQ splitting apparatus and calibration method therefor with balanced amplitude and phase between I and Q |
| JP2001244765A (ja) * | 2000-02-28 | 2001-09-07 | Mitsubishi Electric Corp | 自動利得制御方法および自動利得制御用プロセッサならびに復調装置 |
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2000
- 2000-09-06 EP EP00119506A patent/EP1189338A1/en not_active Ceased
-
2001
- 2001-09-05 US US09/947,145 patent/US6999528B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-09-06 JP JP2001270941A patent/JP2002141961A/ja not_active Withdrawn
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|---|---|---|---|---|
| JP2010133778A (ja) * | 2008-12-03 | 2010-06-17 | Toshiba Corp | レーダ信号処理装置及びレーダ装置 |
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|---|---|
| US20020044613A1 (en) | 2002-04-18 |
| US6999528B2 (en) | 2006-02-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20081002 |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20081107 |
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20081202 |