JP2011182159A - 無線受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナ入力ダイナミックレンジを広げるため、受信感度と最大入力レベルが同時に改善される無線受信機を提供することを目的とするものである。
【解決手段】Ｑ値を可変にしたＲＦバンドバスフィルタ２と、低雑音増幅回路３と、広帯域の信号を検波する第１の検波回路１１と、希望波を検波する第２の検波回路１２と、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を指定する制御信号を発生する制御回路１３とを有し、希望波と妨害波の信号レベルが所定の閾値より大きい場合は低Ｑのバンドパスフィルタを用いて最大入力レベルを改善し、希望波と妨害波の信号レベルが所定の閾値より小さい場合は高Ｑのバンドパスフィルタを用いて受信感度を改善することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信相手から送信された電波を受信して信号を復調する無線受信機に関し、特に、受信電力のダイナミックレンジを改善した無線受信機に関するものである。

無線受信機は、通信相手から送信された電波を受信して信号を復調できるので、物理的な拘束から解放されて使用場所を選ばないことが最大の特徴である。そのため、広いエリアで使用可能となる無線受信機は、特にユーザメリットが大きい。

中でも車載ラジオ受信機やテレビ受像機など移動体に搭載される無線受信機は、移動体の到達しうるあらゆる地点で、ユーザが必要とする情報が載せられた電波をを受信し、ノイズや歪みなく音声・映像・データ等を復調できることが望ましい。しかし、通信相手との距離や反射物、地形などの影響により電波のレベルは場所によって様々に変化している。

ここで公共放送の電波の受信レベルについて検討すると、東京タワーなど基地局アンテナ近傍では数キロワット級であるのに対し、数百キロメートル離れた地点ではナノワット以下まで減衰してしまう。従って、無線受信機をできるだけ広いエリアで使用するためには、できるだけ幅広い受信電力のダイナミックレンジを持つことが要求される。

一方、無線受信機は、ユーザが受信しようとする周波数帯域の信号（希望波）以外の不要な信号（妨害波）によって、希望波が遮蔽されることを防ぐため、妨害波を排除する性能（選択度）も要求される。

一般に無線受信機は、アンテナ位置の電界強度が弱くなるほど復調信号の信号対雑音比（ＳＮ比）が低下する。実用に耐えうる所定のＳＮ比の復調信号が得られるような最小のアンテナ受信電力レベルを「実用感度」と言い、アンテナ受信電力レベルのダイナミックレンジの下限として使用される。

また、電界強度が強い強電界環境では、アンテナ直下の高周波増幅器や混合回路が歪むことで相互変調妨害や混変調妨害が発生することがある。歪みによるＳＮ比の劣化が発生しない最大のアンテナ受信電力レベルとして「最大入力レベル」が定義され、アンテナ受信電力レベルのダイナミックレンジの上限として使用される。実用感度や最大入力レベル、選択度は、主に無線受信機のアンテナ直下に接続されるフロントエンド回路の性能の影響が大きい。

受信感度と選択度の改善の両立を実現するために、フロントエンド回路内にＱ値可変の同調回路を使用し、妨害波の受信レベルが所定のレベル以上の場合は妨害波排除を優先して同調回路を低いＱ値に設定し、妨害波の受信レベルが所定のレベル以下であれば実用感度改善を優先して同調回路を高いＱ値に設定するものとして、Ｑ値を可変に構成した同調回路と、妨害波のレベルを検出する第２のレベル検出部と、検出した妨害波のレベルに応じて同調回路のＱ値を切り替えるように制御する制御部とを備え、妨害波のレベルが所定の閾値より小さいときは同調回路を高いＱ値に設定することにより、同調回路の後段に接続されたＦＥ回路の入力信号レベルが大きくなるようにして受信感度を高くする一方、妨害波のレベルが所定の閾値以上のときは同調回路を低いＱ値に設定することにより、ＦＥ回路の入力信号レベル、妨害波の入力レベルが小さくなるようにして妨害特性を良好にす
ることができるようにするものが知られている（例えば特許文献１参照）。

また、最大入力レベルを改善する技術については、、アンテナ直下にＡＧＣ（Ａｕｔｏ
Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路やバンドパスフィルタを置くことで、強いレベルの信号を受信する時には、増幅器や混合回路の前で信号を減衰させて歪み特性を改善するものとして、アンテナ入力レベルが強くなるにつれて、まずレベル検波回路および比較器による狭帯域のＡＧＣ動作とレベル検波回路による広帯域のＡＧＣ動作とを行い、さらに強入力となると、バイアス切換回路が、レベル検波回路からの第１のＡＧＣ電圧を混合回路のトランジスタ回路へバイアス電流として与えて、混合回路のダイナミックレンジを強入力側とした後、前記第１のＡＧＣ電圧によってＡＧＣ動作を行う技術が開示されている（例えば特許文献２参照）。

特開２００９−１６４９８１号公報 特開平８−８４０８９号公報

しかしながら、特許文献１に記載された技術においては、妨害波の受信レベルに応じて同調回路（ＲＦバンドパスフィルタ）のＱを切り替えるため、妨害波の受信レベルが極めて弱く（例えば−１０ｄＢμＶ）、希望波の受信レベルが非常に強い条件（例えば１２０ｄＢμＶ）においても高ＱのＲＦバンドパスフィルタが使用される。従って、ＲＦバンドパスフィルタの挿入損失が小さいために最大入力レベルが劣化するという課題があった。

また、特許文献２に記載された技術においては、アンテナ受信信号に含まれる希望波の信号レベルが弱く、実用感度と同等程度となる条件（例えば５ｄＢμＶ）においても、強いレベルの信号を受信する時（例えば１２０ｄＢμＶ）と同一のＲＦバンドパスフィルタを使用する。従って、ＲＦバンドパスフィルタの挿入損失が大きく、実用感度の改善が望めないという課題があった。

また、特許文献１に記載された受信機と特許文献２に記載された受信機の利得制御装置とを互いに組み合わせることにより、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタとＡＧＣを併用するフロントエンド回路が成立するが、これら２つの文献で考慮された条件と課題は、アンテナ受信信号における希望波レベルが弱電界環境にある条件での選択度と実用感度を同時に改善するという課題と、アンテナ受信レベルが強電界環境にある条件での最大入力レベルを改善するという課題に限られていた。

従って、アンテナ受信信号における希望波と妨害波が弱電界から強電界に至る様々な変化が生じる実環境において、選択度と実用感度、最大入力レベルを同時に改善することは考慮されていないため、実環境における無線受信機のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジを広げることができないという課題があった。

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、アンテナ受信レベルのダイナミックレンジを改善することのできる無線受信機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の無線受信機は、希望波の周波数に同調して受信信号を濾波するＲＦバンドパスフィルタに関連して同調信号の挿入損失を少なくても２値以上に変化させうるＱ値可変ＲＦバンドバスフィルタと、受信信号の増幅を行う増幅回路と、
受信レベルを検波する第１の検波回路と、受信レベルを検波する第２の検波回路と、前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を指定する制御信号を出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第１の検波回路の出力と前記第２の検波回路の出力に応じて算出される希望波と妨害波の受信レベルに応じて、前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を切り替える制御信号を発生する構成を有する。

本発明によれば、無線受信機の使用条件により希望波と妨害波の受信レベルが非常に幅広く変化する中で、受信感度と最大入力レベルを同時に改善して無線受信機のダイナミックレンジを広げることができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態における無線受信機の電気的構成を示すブロック図 本発明の実施の形態におけるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタの一例の等価回路図 本発明の実施の形態におけるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を変えた回路シミュレーション結果である挿入損失の周波数特性を示す図 （ａ）本発明の実施の形態におけるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え閾値を示す図（ｂ）従来のＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え閾値を示す図 無線受信機のアンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移（条件Ｘ）を示す図 無線受信機のアンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移（条件Ｙ）を示す図 無線受信機のアンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移（条件Ｚ）を示す図 従来の無線受信機においてアンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移（条件Ｚ）を示す図

以下、本発明の実施の形態における無線受信機について図面を参照しながら説明する。

図１は本発明の実施の形態における無線受信機１の電気的構成を示すブロック図である。

図１において、アンテナ２で受信した信号は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ（ＲＦ−ＢＰＦ）３に入力される。Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は、所定の同調周波数ｆ０と通過帯域幅ＢＷを持ち、入力された信号から、同調周波数ｆ０を中心とする帯域幅ＢＷに含まれる信号のみを選択的に通過させ、出力する。

より具体的には、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３に入力される信号のうち、同調周波数ｆ０を中心とする帯域幅ＢＷに含まれる信号は、より少ない減衰（例えば１ｄＢ）を受けて出力され、同調周波数ｆ０を中心とする帯域幅ＢＷに含まれない信号は、より大きな減衰（例えば３ｄＢ以上）を受けて出力される。

従って、同調周波数ｆ０を希望波の周波数と同一に設定することにより、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は、入力される信号から希望波のみを選択的に通過させることができる。

一般に、妨害波となる信号の周波数は同調周波数ｆ０を中心とする帯域幅ＢＷに含まれないので、妨害波は希望波より大きな減衰を受けてから出力される。
Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の出力信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）４を通過することで信号レベルが増幅されて、混合回路（ＭＩＸ）５に入力される。

混合回路５は、局部発信回路６の出力信号と低雑音増幅回路４の出力信号とを周波数混合する処理を行い、中間周波数信号を生成して出力する。

混合回路５から出力された中間周波数信号は、中間周波数バンドパスフィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ）７に入力され、復調に必要な帯域幅の周波数帯の信号が選択的に出力され、中間周波数増幅回路８により信号レベルが増幅される。

中間周波数増幅回路８の出力信号は、復調回路９で復調されることにより音声信号やデータ信号が抽出され、増幅や信号処理を受けてから出力回路１０に入力される。出力回路は、例えば、スピーカやディスプレイ、データ格納用メモリなどである。

混合回路５の出力信号は、第１の検波回路１１にも入力されることで信号レベルＰｗｄが検出される。検出信号レベルＰｗｄは、希望波と妨害波を含む広帯域信号の信号レベルである。

また、中間周波数増幅回路８の出力信号は、第２の検波回路１２にも入力されることで信号レベルＰｎｒが検出される。検出信号レベルＰｎｒは、希望波のみの狭帯域信号の信号レベルである。

第１の検波回路１１の検出信号と第２の検波回路１２の検出信号とは、制御回路１３に入力される。制御回路１３では、広帯域信号レベルＰｗｄと狭帯域信号レベルＰｎｒとに応じて、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３に出力する制御信号を決定する。

制御回路１３では、広帯域信号レベルＰｗｄと狭帯域信号レベルＰｎｒとから、希望波信号のＬＮＡ入力レベルＰｄと妨害波信号のＬＮＡ入力レベルＰｕとを以下のようにして決定している。

すなわち、Ｐｄ＝Ｐｎｒ−Ｇｉｆ＋Ｌｉｆ−Ｇｒｆ、Ｐｕ＝Ｐｗｄ−（Ｐｎｒ−Ｇｉｆ＋Ｌｉｆ）−Ｇｒｆである。ただし、ここで、Ｇｒｆは低雑音増幅器と混合回路のゲインの積（ｄＢ）を示す。また、Ｌｉｆは中間周波数バンドパスフィルタの挿入損失（ｄＢ）を示し、Ｇｉｆは中間周波数増幅回路のゲイン（ｄＢ）を示す。

図２に、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタの構成例の等価回路図を示す。また、図３に、図２のＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ１０３のＱ値を変えたときの挿入損失の周波数特性の回路シミュレーションを行った結果を示す。

図２に示す等価回路図は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ回路１０３が、入力ポート１０１と出力ポート１０２に接続された構成である。
Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ回路１０３は、固定キャパシタンス１０４、可変キャパシタンス１０５、可変キャパシタンス１０６、インダクタンス１０７、インダクタンス１０７の電流損失に相当する抵抗１０８、可変キャパシタンス１０９、固定キャパシタンス１１０から構成されている。

無線受信機１に組み込んで使用する回路はＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ回路１０３の部分のみである。可変キャパシタンス１０５、１０６、１０９には、例えば可変容量ダ
イオードやバリコン（バリアブルコンデンサ）が利用できる。

Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ回路１０３の中心となる共振回路はインダクタンス１０７および可変キャパシタンス１０６から構成される。可変キャパシタンス１０６は、不図示のチューニング電圧が印加されることにより容量が変化する。その結果、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ１０３の同調周波数が変化して、使用者が指定した周波数に無線受信機１が同調を取ることができる。

入力インピーダンス調整回路は、キャパシタンス１０４および可変キャパシタンス１０５、出力インピーダンス調整回路は可変キャパシタンス１０９、キャパシタンス１１０から構成されている。

ここで、可変キャパシタンス１０５および可変キャパシタンス１０９の容量を変化させるため、制御回路１３の出力信号が可変キャパシタンス１０５および可変キャパシタンス１０９に入力される。可変キャパシタンス１０５および可変キャパシタンス１０９の容量を変化させる目的は、フィルタのＱ値（負荷Ｑ）を変化させることである。

一般に、フィルタの損失を表す負荷Ｑ（Ｑｌｏａｄ）は、無負荷Ｑ（Ｑｕｎ）と外部Ｑ（Ｑｅｘｔ）を用いて、１／Ｑｌｏａｄ＝１／Ｑｕｎ＋１／Ｑｅｘｔと表すことができる。従って、負荷Ｑ（Ｑｌｏａｄ）の変化は、無負荷Ｑ（Ｑｕｎ）か、外部Ｑ（Ｑｅｘｔ）のいずれかを変化させることで実現される。

図２においては、可変キャパシタンス１０５および可変キャパシタンス１０９の容量が増大するとき、共振回路の入出力インピーダンスが低下する。このとき、外部Ｑ（Ｑｅｘｔ）が低下するため、負荷Ｑ（Ｑｌｏａｄ）も低下する。

なお、本実施の形態においてＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の「Ｑ値」とは、挿入損失と逆相関の変数として定義される。
すなわち、フィルタの同調周波数における挿入損失が大きいほど、Ｑ値が低いという意味である。上記のフィルタ回路の説明に用いた共振回路のＱ（負荷Ｑ、無負荷Ｑ、外部Ｑ）の値とは直接には相関しないものとする。

次に、図３を用いて、図２のＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ回路１０３のＱ値を変えたときの挿入損失の周波数特性の回路シミュレーションを行った結果について説明する。また、表１に、この回路シミュレーションに用いた図２に示される各素子の素子値を示す。表２に、同調周波数と挿入損失を示す。

図３および表２からわかるように、条件１および条件２ともに同調周波数は１００ＭＨｚであるが、挿入損失が０．９７ｄＢから２．１５ｄＢまで変化している。

条件１は、条件２よりも挿入損失が小さいので、フィルタのＱが高い（高Ｑ）条件であり、条件２はフィルタのＱが低い（低Ｑ）条件である。

フィルタのＱ、すなわち挿入損失が変化した理由は、主に、可変キャパシタンス１０５および可変キャパシタンス１０９を変化させたことにより外部Ｑ（Ｑｅｘｔ）および負荷Ｑ（Ｑｌｏａｄ）が変化したためであると理解できる。
条件１の挿入損失（０．９７ｄＢ）をＬｒｆ（高Ｑ）、条件２の挿入損失（２．１５ｄＢ）をＬｒｆ（低Ｑ）で表すことにする。

なお、フィルタのＱを変化させ得るＱ値可変ＲＦバンドバスフィルタ回路の構成例は、図２に示される構成例の回路図だけにとどまるものではない。

例えば、複同調フィルタにおける共振器間結合リアクタンスを可変キャパシタンスで構成すれば、図２に示される構成例の回路図と同じように挿入損失が変化する効果が得られる回路を設計可能である。

以上のように構成された無線受信機１にについて、以下に無線受信機１の制御回路１３が実行する処理動作を説明する。

図４（ａ）は、本発明の実施の形態における無線受信機１の制御回路１３で行うＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切り替え閾値を示す図である。

図４（ａ）には、無線受信機１のアンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕを横軸、同じく希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄを縦軸にとったとき、原点をＯ、（Ｐｕ、Ｐｄ）＝（Ｐｕｓ１、０）となる点Ａ、（Ｐｕ、Ｐｄ）＝（０、Ｐｄｓ１）となる点Ｂを結ぶ、三角形ＯＡＢが示されている。原点Ｏは、希望波および妨害波のＬＮＡ入力レベルが非常に小さい状態（例えば−２０ｄＢｕＶ）に相当する。

無線受信機１の制御回路１３は、前述した方法で広帯域信号レベルＰｗｄと狭帯域信号レベルＰｎｒから、アンテナ受信信号に含まれる希望波信号のＬＮＡ入力レベルＰｄと妨害波信号のＬＮＡ入力レベルＰｕを決定し、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄと妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが、三角形ＯＡＢの内側に相当するか、三角形ＯＡＢの外側に相当するかを判断する。

さらに、無線受信機１の制御回路１３は、アンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄと妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが、三角形ＯＡＢの内側に相当する場合は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が高Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成し、アンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄと妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが、三角形ＯＡＢの外側に相当する場合は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成して、生成した制御信号をＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

つまり、図４（ａ）に示される直線ＡＢは、希望波および妨害波の双方のレベルに依存したＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切り替え閾値を示している。

なお、Ｐｕｓ１は、アンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄが極めて弱い条件（例えば−２０ｄＢｕＶ）での妨害波のＬＮＡ入力レベルにおけるＱ値切り替え閾値であり、Ｐｄｓ１は、妨害波のＬＮＡ入力レベルが極めて弱い（例えば―２０ｄＢｕＶ）条件での希望波のＬＮＡ入力レベルにおけるＱ値切り替え閾値である。

Ｐｕｓ１、Ｐｄｓ１は、ともに、低雑音増幅器４の最大入力レベル以下の値として指定される。低雑音増幅器４の最大入力レベルとしては、例えば利得１ｄＢ圧縮レベル（Ｐ１ｄＢ）などが使用される。

Ｐ１ｄＢの代表的な値は、例えば７０ｄＢｕＶなどである。また、Ｐ１ｄＢからバックオフマージンを設けてさらに低い値（例えば６０ｄＢｕＶ）に設定し、受信機の線形性を改善することも可能である。

また、低雑音増幅器４の代わりに混合回路５のＰ１ｄＢを使用することも可能である。Ｐｕｓ１およびＰｄｓ１の値は、設計者の無線受信機設計の指針に従って適宜決めることができる。

図４（ｂ）は、従来技術におけるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え閾値を示す図である。

従来の無線受信機１の制御回路１３は、前述した方法で広帯域信号レベルＰｗｄと狭帯域信号レベルＰｎｒから、アンテナ受信信号に含まれる妨害波信号のＬＮＡ入力レベルＰｕを決定し、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが閾値Ｐｕｓ１より大きいか小さいかを判断する。

さらに、従来の無線受信機１の制御回路１３は、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが、図４（ｂ）に示す閾値Ｐｕｓ１より小さい場合は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が高Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成し、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕが、図４（ｂ）に示す閾値Ｐｕｓ１より大きい場合は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成して、生成した制御信号をＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

つまり、図４（ｂ）に示される直線ＡＣは、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕだけに依存し、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄに依存しないＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切り替え閾値を示している。

以下では、従来のものと比較して本発明の実施の形態のものでは、無線受信機のアンテナ入力レベル（受信電力）のダイナミックレンジが広がることを説明する。

表３は、本発明の実施の形態１における無線受信機１と従来技の無線受信機について、アンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルと妨害波のＬＮＡ入力レベルの異なる幾つかの条件において、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値が高Ｑまたは低Ｑのどちらに設定されるかを示す表である。

表３には、アンテナ受信信号に含まれる希望波の信号レベルと妨害波の信号レベルの条件の異なる条件Ｘ、Ｙ、Ｚを示している。条件Ｘでのアンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ１、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ１である。図４（ａ）および図４（ｂ）において、条件Ｘを示す点は点Ｐ１である。

本実施の形態においては、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ１（ただしＰｕ１＞Ｐｕｓ１を満たす）のとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切替の条件（閾値）は、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ＝無入力レベルＯ（例えば−２０ｄＢｕＶ）となることである。

条件Ｘのときの希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ１は、Ｐｄ１＞Ｏを満たす。従って、制御回路１３は、図４（ａ）内で条件Ｘを示す点Ｐ１は、三角形ＯＡＢの外側であると判断して、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成
してＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

次に、条件Ｙでのアンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ２、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ２である。

図４（ａ）および図４（ｂ）において、条件Ｙを示す点は点Ｐ２である。本実施の形態においては、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切替の条件（閾値）は、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ＝Ｐｄｓ２（Ｐｄｓ２の値はＰｕ２の値に応じて変化する）となることである。

条件Ｙのときの希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ２は、Ｐｄ２＜Ｐｄｓ２を満たす。従って、制御回路１３は、図４（ａ）におけるで条件Ｙを示す点Ｐ２が、三角形ＯＡＢの内側であると判断して、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が高Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成してＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

次に、条件Ｚでのアンテナ受信信号に含まれる希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ３、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ２である。図４（ａ）および図４（ｂ）において、条件Ｚを示す点は点Ｐ３である。

本実施の形態においては、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切替の条件（閾値）は、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ＝Ｐｄｓ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）となることである。

条件Ｚのときの希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ３は、Ｐｄ３＞Ｐｄｓ２を満たす。従って、制御回路１３は、図４（ａ）における条件Ｚを示す点Ｐ３が、三角形ＯＡＢの外側であると判断して、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成してＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

一方、従来のものにおいては、図４（ｂ）に示すように、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値切り替え条件は、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄによらずに、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕｓ１である。

条件Ｘのときの妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ１は、Ｐｕ１＞Ｐｕｓ１を満たし、条件Ｙおよび条件Ｚのときの妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ２は、Ｐｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす。

従って、制御回路１３は、条件Ｘのときに、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ１が閾値Ｐｕｓ１より大きいと判断して、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成してＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

一方、制御回路１３は、条件Ｙと条件Ｚのときに、妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ２が閾値Ｐｕｓ２より小さいと判断して、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が高Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成してＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

従って、表３に示すように、条件Ｚの場合に、本実施の形態の無線受信機１と従来の無線受信機とにおいて、制御回路１３により選択されるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値が異なるため、無線受信機のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジが変わる。

以下では、表３の条件Ｘ、Ｙ、Ｚについて、無線受信機のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジ（すなわちアンテナ受信レベルの最大入力レベルと実用感度）を考察する。

図５は、本実施の形態の無線受信機および従来の無線受信機において、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベルが条件Ｘの場合の、アンテナ２から低雑音増幅器（ＬＮＡ）４入力までの、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移を示す図である。

既に説明したように、条件Ｘのときは、本実施の形態の無線受信機１においても従来の無線受信機においても、制御回路１３は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３が低Ｑのフィルタとなるための制御信号を生成し、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３へ出力する。

従って、アンテナ２で受信した信号は、低ＱフィルタとなったＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３に入力され、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の出力信号が低雑音増幅器４へ入力される。

図５の縦軸は信号レベルを示す。図５の縦軸には、低雑音増幅器４の最大入力レベルをレベルＦとして示す。同様に、復調信号が所定のＳＮ比となるアンテナ受信レベルである実用感度に対応する低雑音増幅器４の入力レベルをレベルＤとして示す。すなわち、低雑音増幅器４の最大入力レベルがＦ、最小入力レベルがＤである。

図５の横軸は、アンテナ１で受信した信号が、図１に示される回路ブロック図の各ブロックを流れる向きを示す。

妨害波５１、希望波５２などの曲線（または直線）は、所定の条件における妨害波、希望波の、図１の回路ブロック図の各ブロックにおける信号レベルの推移を表す。
それぞれの信号レベルの推移を表す曲線（妨害波５１、希望波５２など）において、アンテナ入力レベルよりも、ＬＮＡ入力レベルの方が信号レベルが下がっている。

信号レベルが下がる理由は、アンテナ１で受信した信号が、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３に入力され、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の所定の挿入損失の減衰をした後に出力されて、ＬＮＡ（低雑音増幅器）４に入力されるためである。

つまり、それぞれの信号レベルの推移を表す曲線（妨害波５１、希望波５２など）において、アンテナ入力レベルとＬＮＡ入力レベルの差は、それぞれの信号におけるＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の挿入損失を示す。

図５において、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のＬＮＡ入力レベルが条件Ｘの場合の、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のレベル推移をレベル曲線妨害波５１、希望波のレベル推移をレベル曲線希望波５２として示す。

レベル曲線希望波５３は、レベル曲線希望波５２の信号レベルを変化させて、希望波のアンテナ入力レベルが最小入力レベル（すなわち実用感度）となるときのレベル推移を示す。

同様に、レベル曲線希望波５４は、レベル曲線希望波５２の信号レベルを変化させて、希望波のアンテナ入力レベルが最大入力レベルとなるときのレベル推移を示す。
なお、図４（ａ）および図４（ｂ）に示すように、条件Ｘのときのアンテナ受信信号に含まれる希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波５２の信号レベルを上下させても、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３のＱ値は変わらない。

条件Ｘの場合の、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルはＰｕ１であるので、妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波５１は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｕ１」の点を通る。

同様に、希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ１であるので、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波５２は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｄ１」の点を通る。条件Ｘのとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は低Ｑのフィルタとなるので、同調周波数に設定された希望波の挿入損失はＬｒｆ（低Ｑ）である。

従って、希望波のアンテナ入力レベルはＰｄ１＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となり、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波５２は、横軸「アンテナ入力」縦軸「Ｐｄ１＋Ｌｒｆ（低Ｑ）」の点を通る。

同様に、妨害波もＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３を通過するときに減衰を受ける。妨害波の挿入損失は、妨害波の周波数によって異なるが、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（低Ｑ）より大きい。

従って、図５における妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波５１は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の前後で（すなわちアンテナ入力レベルとＬＮＡ入力レベルの差は）、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（低Ｑ）より大となる減衰が発生することを、レベル曲線妨害波５１とレベル曲線希望波５２の傾きの違いとして示している。

レベル曲線希望波５３は、レベル曲線希望波５２の信号レベルを下げて、希望波のＬＮＡ入力レベルが、ＬＮＡの最小入力レベルである実用感度レベルＤと等しくなった時を示している。

レベル曲線希望波５３の示す希望波のアンテナ入力レベルは、Ｄ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。従って、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ１（ただしＰｕ１＞Ｐｕｓ１を満たす）のときに、希望波のアンテナ入力の最小入力レベルはＤ＋Ｌｒf（低Ｑ）となる。

レベル曲線希望波５４は、レベル曲線希望波５２の信号レベルを上げて、希望波のＬＮＡ入力レベルが、ＬＮＡの最大入力レベルＦと等しくなった時を示している。

レベル曲線希望波５４が示す希望波のアンテナ入力レベルは、Ｆ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。従って、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ１（ただしＰｕ１＞Ｐｕｓ１を満たす）のときに、希望波のアンテナ入力の最大入力レベルはＦ＋Ｌｒf（低Ｑ）となる。

以上の検討から、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ１（ただしＰｕ１＞Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号に含まれる希望波のダイナミックレンジＤＲは、Ｄ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）＜ＤＲ＜Ｆ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。

図６は、本実施の形態の無線受信機と従来の無線受信機とにおいて、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベルが条件Ｙの場合の、アンテナ２から低雑音増幅器（ＬＮＡ）４入力までの、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移を示す図である。

図６において、条件Ｙの場合の、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のレベル推移をレ
ベル曲線妨害波６１、希望波のレベル推移をレベル曲線希望波６２として示す。

レベル曲線希望波６３は、レベル曲線希望波６２の信号レベルを下げて、希望波のアンテナ入力レベルが最小入力レベル（すなわち実用感度）となるときのレベル推移を示す。

なお、図４（ａ）に示すように、本実施の形態においては、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）であるときは、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ２＜Ｐｄｓ２が成立する限り、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は高Ｑのフィルタとなる。

また、図４（ｂ）に示すように、従来技術においても、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２であるときは、Ｐｕ２＜Ｐｕｓ１であるので、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は高Ｑのフィルタとなる。

条件Ｙのとき、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２であるので、妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波６１は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｕ２」の点を通る。

同様に、希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ２であるので、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波６２は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｄ２」の点を通る。条件Ｙのとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は高Ｑのフィルタとなるので、同調周波数に設定された希望波の挿入損失はＬｒｆ（高Ｑ）である。

従って、希望波のアンテナ入力レベルはＰｄ２＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となり、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波６２は、横軸「アンテナ入力」縦軸「Ｐｄ２＋Ｌｒｆ（高Ｑ）」の点を通る。同様に、妨害波もＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３を通過するときに減衰を受ける。

妨害波の挿入損失は、妨害波の周波数によって異なるが、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（高Ｑ）より大きい。

従って、図６における妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波６１は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の前後で（すなわちアンテナ入力レベルとＬＮＡ入力レベルの差は）、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（高Ｑ）より大となる減衰が発生することを、レベル曲線妨害波６１とレベル曲線希望波６２の傾きの違いとして示している。

レベル曲線希望波６３は、レベル曲線希望波６２の信号レベルを下げて、希望波のＬＮＡ入力レベルが、ＬＮＡの最小入力レベルである実用感度レベルＤと等しくなった時を示している。

レベル曲線希望波６３の示す希望波のアンテナ入力レベルは、Ｄ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となる。

従って、アンテナ受信信号に含まれる妨害波の信号レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号における希望波の最小入力レベルはＤ＋Ｌｒf（高Ｑ）となる。

図７は、本実施の形態の無線受信機において、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のＬＮＡ入力レベルが条件Ｚの場合の、アンテナ２から低雑音増幅器（ＬＮＡ）４入力までの、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移を示す図である。

図７において、条件Ｚの場合の、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のレベル推移をレベル曲線妨害波７１、希望波のレベル推移をレベル曲線希望波７２として示す。
レベル曲線希望波７３は、レベル曲線希望波７２の信号レベルを上げて、希望波のアンテナ入力レベルが最大入力レベルとなるときのレベル推移を示す。

なお、図４（ａ）に示すように、本発明では、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２であるときは、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ３＞Ｐｄｓ２が成立する限り、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は低Ｑのフィルタとなる。

条件Ｚのとき、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２であるので、妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波７１は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｕ２」の点を通る。

同様に、希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ３であるので、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波６２は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｄ３」の点を通る。条件Ｚのとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は低Ｑのフィルタとなるので、同調周波数に設定された希望波の挿入損失はＬｒｆ（低Ｑ）である。

従って、希望波のアンテナ入力レベルはＰｄ３＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となり、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波７２は、横軸「アンテナ入力」縦軸「Ｐｄ３＋Ｌｒｆ（低Ｑ）」の点を通る。

同様に、妨害波もＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３を通過するときに減衰を受ける。妨害波の挿入損失は、妨害波の周波数によって異なるが、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（低Ｑ）より大きい。

従って、図７における妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波７１は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の前後で（すなわちアンテナ入力レベルとＬＮＡ入力レベルの差は）、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（低Ｑ）より大となる減衰が発生することを、レベル曲線妨害波７１とレベル曲線希望波７２の傾きの違いとして示している。

レベル曲線希望波７３は、レベル曲線希望波７２の信号レベルを上げて、希望波のＬＮＡ入力レベルが、ＬＮＡの最大入力レベルであるレベルＦと等しくなった時を示している。

レベル曲線希望波７３の示す希望波のアンテナ入力レベルは、Ｆ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。従って、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号における希望波の最大入力レベルはＦ＋Ｌｒf（低Ｑ）となる。

なお、レベル曲線希望波７４は、図６に示したレベル曲線希望波６３の示す、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときの、アンテナ受信信号における希望波の最小入力レベルのレベル推移を示す曲線である。

以上の検討から、本実施の形態においては、アンテナ受信信号に含まれる妨害波の信号レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号に含まれる希望波のダイナミックレンジＤＲは、Ｄ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）＜ＤＲ＜Ｆ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。

図８は、従来の無線受信機において、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベルが条件Ｚの場合の、アンテナ２から低雑音増幅器（ＬＮＡ）４入力までの、アンテナ受信信号に含まれる希望波と妨害波のレベル推移を示す図である。

図８において、条件Ｚの場合の、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のレベル推移をレベル曲線妨害波８１、希望波のレベル推移をレベル曲線希望波８２として示す。
レベル曲線希望波８３は、レベル曲線希望波８２の信号レベルを上げて、希望波のアンテナ入力レベルが最大入力レベルとなるときのレベル推移を示す。

なお、図４（ｂ）に示すように、本実施の形態においては、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）であるときは、希望波の信号レベルに関わりなく、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は高Ｑのフィルタとなる。

条件Ｚのとき、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２であるので、妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波８１は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｕ２」の点を通る。

同様に、希望波のＬＮＡ入力レベルはＰｄ３であるので、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波６２は、横軸「ＬＮＡ入力」縦軸「Ｐｄ３」の点を通る。
条件Ｚのとき、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３は高Ｑのフィルタとなるので、同調周波数に設定された希望波の挿入損失はＬｒｆ（高Ｑ）である。

従って、希望波のアンテナ入力レベルはＰｄ３＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となり、希望波のレベル推移を示すレベル曲線希望波８２は、横軸「アンテナ入力」縦軸「Ｐｄ３＋Ｌｒｆ（高Ｑ）」の点を通る。

同様に、妨害波もＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３を通過するときに減衰を受ける。妨害波の挿入損失は、妨害波の周波数によって異なるが、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（高Ｑ）より大きい。

従って、図８における妨害波のレベル推移を示すレベル曲線妨害波８１は、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３の前後で（すなわちアンテナ入力レベルとＬＮＡ入力レベルの差は）、希望波の挿入損失Ｌｒｆ（高Ｑ）より大となる減衰が発生することを、レベル曲線妨害波８１とレベル曲線希望波８２の傾きの違いとして示している。

レベル曲線希望波８３は、レベル曲線希望波８２の信号レベルを上げて、希望波のＬＮＡ入力レベルが、ＬＮＡの最大入力レベルであるレベルＦと等しくなった時を示している。レベル曲線希望波７３の示す希望波のアンテナ入力レベルは、Ｆ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となる。従って、アンテナ受信信号に含まれる妨害波の信号レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号における希望波の最大入力レベルはＦ＋Ｌｒf（高Ｑ）となる。

なお、レベル曲線希望波８４は、図６に示したレベル曲線希望波６３の示す、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときの、アンテナ受信信号における希望波の最小入力レベルのレベル推移を示す曲線である。

以上の検討から、従来技術では、アンテナ受信信号に含まれる妨害波のＬＮＡ入力レベ
ルＰｕ＝Ｐｕ２（ただしＰｕ２＜Ｐｕｓ１を満たす）のときに、アンテナ受信信号に含まれる希望波のダイナミックレンジＤＲは、Ｄ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）＜ＤＲ＜Ｆ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となる。

以上、本発明と従来技術の無線受信機におけるアンテナ受信レベルのダイナミックレンジについて検討した結果を表４に示す。

つまり、本実施の形態の無線受信機のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジＤＲは、アンテナ受信信号における妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＜Ｐｕｓ１のときは、Ｄ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）＜ＤＲ＜Ｆ＋Ｌｒｆ（低Ｑ）となる。

一方、従来の無線受信機のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジＤＲは、アンテナ受信信号における妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＜Ｐｕｓ１のときは、Ｄ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）＜ＤＲ＜Ｆ＋Ｌｒｆ（高Ｑ）となる。

Ｌｒｆ（低Ｑ）＞Ｌｒｆ（高Ｑ）であるから、本発明の無線受信機では、アンテナ受信信号における妨害波の信号レベルＰｕ＜Ｐｕｓ１のときの最大入力レベルが、従来技術の無線受信機より改善した（信号レベルが上がった）ことが明らかである。

以上のように本実施の形態によれば、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え条件を、妨害波がより小さい信号レベルになるほど、希望波がより大きい信号レベルとなることとして定めたため、妨害波の信号レベルに応じて、希望波のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジの最大入力レベルを改善させる（上げる）ことができる。従って、無線受信機のダイナミックレンジを広げることができる。

なお、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え閾値を、図４（ａ）に示される点ＡＢを結ぶ直線とした。従って、制御回路１３は、Ｐｕｓ１とＰｄｓ１の値を記憶しておくことにより、次のようにして、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替え条件を算出できる。
（１）妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＞Ｐｕｓ１であるとき、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄに無関係に低Ｑのフィルタを指定する。
（２）妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＜Ｐｕｓ１であるとき、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ＜−（Ｐｄｓ１／Ｐｕｓ１）×Ｐｕ＋Ｐｄｓ１であれば、高Ｑのフィルタを指定する。
（３）妨害波のＬＮＡ入力レベルＰｕ＜Ｐｕｓ１であるとき、希望波のＬＮＡ入力レベルＰｄ＞−（Ｐｄｓ１／Ｐｕｓ１）×Ｐｕ＋Ｐｄｓ１であれば、低Ｑのフィルタを指定する。

以上のようにして、アンテナ受信信号における妨害波と希望波のＬＮＡ入力レベルに応じたＱ値切り替え閾値の算出が可能である。
なお、実施の形態１では、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタ３と混合回路５の間に増幅回路４が挿入された構成としたが、増幅回路を省略する構成においても同様に実現可能である。

また、混合回路５には、サンプリングミキサを用いることも可能である。また、Ｑ値可変バンドパスフィルタの構成素子として、ＭＥＭＳによる可変リアクタンス素子や、可変抵抗素子などを用いることも可能である。

なお、実施の形態では、Ｑ値切り替え閾値が、アンテナ受信信号における希望波と妨害波のＬＮＡ入力レベルに応じて直線的に変化する構成としたが、閾値は曲線的に変化しても問題ない。

なお、信号レベルが時間的に激しく変動する環境において、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替えがノイズ源となることを防止するため、制御回路１３は、制御回路１３が出力するＱ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値制御信号を一定時間保持し、保持時間中はＱ値制御信号を変更せず、保持時間が経過したのちに、次のＱ値制御信号を出力するようにしてもよい。

なお、Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値切り替えは、高Ｑと低Ｑの２段階だけで行われる必要はなく、多段、もしくは連続的に変化するようにしてもよい。Ｑ値切り替えを多段化し一度に切りかえるＱ値切り替え幅を小さくしたり、Ｑ値を連続的に変化させたりすることによって、低雑音増幅器４の入力レベルの時間的な変化を緩やかにすることができ、無線受信機の安定性を向上させることができる。

なお、無線受信機１の電気的構成にはＡＧＣ回路を含んでも良い。例えば、可変アテネータ回路をアンテナ１と低雑音増幅器４の間に設置しても良い。図１に示す電気的構成からなる無線受信機にＡＧＣ回路を追加することによって、無線受信機１のアンテナ受信レベルのダイナミックレンジをさらに広げることができる。

本発明の無線受信機は、特に移動体に搭載された無線受信機、車載ラジオ放送受信機、ＴＶ放送受信機等として有用である。

１ 無線受信機
２ アンテナ
３ Ｑ値可変バンドパスフィルタ
４ 低雑音増幅器
５ 混合回路
６ 局部発振回路
７ 中間周波数バンドパスフィルタ
８ 中間周波数増幅期
９ 復調回路
１０ 出力回路
１１ 第１の検波回路
１２ 第２の検波回路
１３ 制御回路

Claims (2)

1. 希望波の周波数に同調して受信信号を濾波するＲＦバンドパスフィルタに関連して同調信号の挿入損失を少なくとも２値以上に変化させうるＱ値可変ＲＦバンドバスフィルタと、受信信号の増幅を行う増幅回路と、受信レベルを検波する第１の検波回路と、受信レベルを検波する第２の検波回路と、前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を指定する制御信号を出力する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記第１の検波回路の出力と前記第２の検波回路の出力に応じて算出される希望波と妨害波の受信レベルに応じて、前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタのＱ値を切り替える制御信号を前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタへ出力することを特徴とする無線受信機。
2. 前記制御回路は、閾値であるＰｕｓ１と他の閾値であるＰｄｓ１の値とを記憶し、
   前記妨害波の受信レベルがＰｕｓ１より大であるとき、前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタが低Ｑのフィルタとなる制御信号を出力し、
   前記妨害波の受信レベルがＰｕｓ１より小であるとき、前記希望波の受信レベルが−（Ｐｄｓ１／Ｐｕｓ１）×(妨害波の受信レベル)＋Ｐｄｓ１より小であれば前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタが高Ｑのフィルタとなる制御信号を前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタへ出力し、
   前記妨害波の受信レベルがＰｕｓ１より小であるとき、前記希望波の受信レベルが−（Ｐｄｓ１／Ｐｕｓ１）×（妨害波の受信レベル）＋Ｐｄｓ１より大であれば前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタが低Ｑのフィルタとなる制御信号を前記Ｑ値可変ＲＦバンドパスフィルタへ出力することを特徴とする、請求項１に記載の無線受信機。