JP2009111848A - 相互変調妨害検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を簡単な構成で容易に検出できるようにする。
【解決手段】周波数変換回路4より出力される広帯域IF信号を入力し、希望波周波数成分を減衰させるフィルタリング処理を行うノッチフィルタ21と、ノッチフィルタ21より出力される信号を増幅して出力するアンプ22とを備え、ノッチフィルタ21で希望波周波数を減衰させたにもかかわらずその希望波周波数に等しい信号がアンプ22から出力されるか否かによって相互変調妨害の有無を検出するようにすることにより、受信信号を振幅変調するなどの煩雑な処理を行うことなく、また、受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を容易に検出できるようにする。
【選択図】 図1
【解決手段】周波数変換回路4より出力される広帯域IF信号を入力し、希望波周波数成分を減衰させるフィルタリング処理を行うノッチフィルタ21と、ノッチフィルタ21より出力される信号を増幅して出力するアンプ22とを備え、ノッチフィルタ21で希望波周波数を減衰させたにもかかわらずその希望波周波数に等しい信号がアンプ22から出力されるか否かによって相互変調妨害の有無を検出するようにすることにより、受信信号を振幅変調するなどの煩雑な処理を行うことなく、また、受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を容易に検出できるようにする。
【選択図】 図1
Description
本発明は相互変調妨害検出回路に関し、特に、ラジオ受信機などの無線通信装置に2つの妨害波が入力されたときに発生する相互変調妨害を検出する回路に関するものである。
通常、ラジオ受信機などの無線通信装置では、受信信号の利得を調整するためにAGC(Automatic Gain Control)回路が設けられている。高周波段に設けられるRF(Radio Frequency)−AGC回路は、入力される受信信号のレベルに応じて、アンテナダンピング回路での減衰量やLNA(Low Noise Amplifier)等の利得を制御することで、受信信号の利得を調整するように成されている。
すなわち、一般的なRF−AGC回路は、受信信号のレベル(電界強度)が閾値より大きくないときは動作せず、当該受信信号の利得を下げることはない。しかし、アンテナに強電界の信号が入力されて電界強度が閾値を超えると、RF−AGC回路が動作して受信信号の利得を下げることにより、無線通信装置に過大な電力が加えられないようにする。
ここで、受信信号の中には、希望波だけでなく妨害波も含まれている場合がある。この場合は、希望波および妨害波に対して最適な利得設定をすること、例えば希望波の受信感度を落とすことなく妨害波を抑制するべく受信信号の利得を最適に制御することが望まれる。そのためには、単純に受信信号全体のレベルを検出するのではなく、希望波のレベルと妨害波のレベルとをそれぞれ検出し、検出したそれぞれのレベルに基づいて受信信号の利得を調整する必要がある。
ところが、一口に妨害波と言っても、それが単一の妨害波によるもの(希望波の他に妨害波が1つ存在する2信号妨害)や、複数の妨害波によるもの(希望波の他に複数の妨害波が存在する相互変調妨害)が存在する。そして、どちらの妨害波であるかによって、受信信号の最適な利得制御方法は異なる。具体的には、相互変調妨害を抑制するためには、受信信号の減衰量を2信号妨害が生じているときよりも大きくする必要がある。そのため、相互変調妨害が存在するか否かを検出し、その検出結果に応じて適切な利得制御を行う必要がある。
従来、この相互変調妨害が存在するか否かを検出する方法として、様々な方法が提案されている(例えば、特許文献1〜3参照)。
特開平5−335855号公報
特開平10−285062号公報
特開平6−232771号公報
特許文献1では、受信信号の減衰量変更に対するSメータの出力の変化を調べることにより、相互変調妨害が存在するか否かを判定する。すなわち、通常の信号の場合は受信信号の減衰量を変更すると、これに応じてSメータの出力信号レベルが1対1の割合で変化する。しかしながら、相互変調妨害により生じた信号がSメータに入力されている場合には、受信信号の減衰量1に対しSメータの出力3の割合で変化する。したがって、受信信号の減衰量変更に対するSメータの出力の変化を調べることにより、相互変調妨害が存在するか否かを判定できる。
特許文献2では、希望局の周波数と他のプリセットされた放送局の周波数との差を求め、その差によって相互変調妨害が起こる周波数関係にあるか否か検出する。すなわち、受信信号の中に2つの周波数f1,f2の信号があると、処理の過程で2f2−f1の周波数の信号が生じる。そして、2つの周波数f1,f2が比較的近い場合には、相互変調によって生じた信号が他の放送局の周波数とほぼ同一となる場合があり、これが相互変調妨害となって現れる。特許文献2では、このような相互変調妨害が起こる周波数関係にあるか否か検出している。
特許文献3では、受信信号を補助信号で振幅変調し、この際に有効周波数範囲の外側に位置する側波帯を発生させ、振幅変調により生ずる少なくとも1つの側波帯の振幅と、中間周波信号中の受信された搬送波faの振幅とを比較する。2つの放送局が2f2−f1=faのように同調周波数の位置にあるときは、搬送波と付加的な側波帯との間の振幅差は、相互変調なく受信される放送局の場合よりも小さくなる。そこで、補助信号による振幅変調の際の変調度により定められる比の値から偏差が生じたか否かによって、相互変調妨害の存在を検出している。
しかしながら、上記特許文献1に記載の技術において、相互変調妨害がない希望波のみの受信時にRF段の減衰量1に対してSメータの減衰量が1で、相互変調妨害の発生時にRF段の減衰量1に対してSメータの減衰量が3となるのは、希望波が妨害波に対して十分小さいレベルのときである。そのため、特許文献1に記載の技術では希望波の全レベルに適用できず、相互変調妨害を検出できる場合とできない場合があるという問題があった。
また、上記特許文献2に記載の技術は、オートメモリモードを有する受信機において、プリセットされた2つの放送局が相互変調妨害の発生する周波数関係にあるときにRF−AGCの感度を高くするものである。すなわち、受信信号の中で実際に相互変調妨害が発生しているかどうかを検出している訳ではない。このため、特許文献2に記載の技術では、任意の受信信号について相互変調妨害の有無を検出することができないという問題があった。
さらに、上記特許文献3に記載の技術では、受信信号を振幅変調する必要があり、システム的に簡便ではない。また、受信信号は100dB以上も変化するため、この範囲に振幅変調をかけることは容易でない。このため、特許文献3に記載の技術では、100dB以上の大きな受信強度を持つ受信信号について相互変調妨害の有無を検出することが困難という問題があった。
本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を簡単な構成で容易に検出できるようにすることを目的とする。
上記した課題を解決するために、本発明では、高周波の受信信号から変換された中間周波信号をフィルタ部に入力して希望波周波数成分を減衰させ、その減衰させた中間周波信号を増幅して出力するように成し、その出力信号が希望波周波数に等しい周波数成分を持っているか否かによって相互変調妨害の有無を検出するようにしている。
上記のように構成した本発明において、フィルタ部に入力される中間周波信号に希望波および2つの妨害波が含まれていたとする。この場合、フィルタ部により希望波が減衰されて2つの妨害波が取り出され、これが増幅部により増幅されて出力される。このとき、2つの妨害波の周波数が比較的近い場合には、相互変調によって希望波周波数に等しいスプリアス信号が発生する。これにより、希望波周波数を減衰させたにもかかわらずその希望波周波数に等しい信号が増幅部から出力されるか否かによって、相互変調妨害の有無を検出することができる。
このように本発明では、希望波を減衰させて相互変調妨害の有無を検出しているので、希望波のレベルによらず相互変調妨害を検出することができる。また、本発明では受信信号を振幅変調するなどの煩雑な処理は不要であり、大きな受信強度を持つ受信信号に対して振幅変調をかけることが困難という制限も受けない。これにより、本発明によれば、受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を簡単な構成で容易に検出することができる。
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本実施形態による相互変調妨害検出回路の一部を構成する検波回路の構成例を示す図である。また、図2は、本実施形態の相互変調妨害検出回路を適用したラジオ受信機の構成例を示す図である。
図2に示すように、本実施形態によるラジオ受信機は、アンテナ1、アンテナダンピング回路2、LNA3、周波数変換回路4、BPF5、IFアンプ6、第1のA/D変換回路7、整流回路8、第2のA/D変換回路9、検波回路10、第3のA/D変換回路11、DSP12、第1のテーブル情報記憶部13、第2のテーブル情報記憶部14およびインタフェース回路15を備えて構成されている。これらの構成(アンテナ1を除く)は、例えばCMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)プロセスにより1つの半導体チップに集積されている。
アンテナダンピング回路2は、アンテナ1で受信した高周波信号(希望波周波数および妨害波周波数を含む比較的広帯域のRF信号)を、インタフェース回路15より供給される制御信号に応じて可変設定された減衰度に制御する。LNA3は、アンテナダンピング回路2を通過したRF信号を低雑音で増幅する。LNA3の利得は、インタフェース回路15より供給される制御信号に応じて制御される。
LNA3により増幅された信号は、周波数変換回路4に供給される。周波数変換回路4は、LNA3から供給されるRF信号と、図示しない局部発振回路から供給される局部発振信号とを混合し、周波数変換を行って中間周波信号(IF信号)を生成して出力する。この周波数変換回路4も利得調整機能を有しており、その利得が、インタフェース回路15より供給される制御信号に応じて制御される。BPF5は、周波数変換回路4より供給されたIF信号に対して帯域制限を行って、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のIF信号を抽出する。
IFアンプ6は、BPF5より出力された狭帯域のIF信号を増幅する。第1のA/D変換回路7は、IFアンプ6より出力されたIF信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた狭帯域のデジタルIF信号は、DSP12に入力される。DSP12は、その機能構成として、復調部12a、第1のレベル検出部12b、第2のレベル検出部12c、相互変調妨害検出部12dおよび制御部12eを備えている。復調部12aは、第1のA/D変換回路7より入力された狭帯域のデジタルIF信号をベースバンド信号に復調して出力する。
整流回路8は、周波数変換回路4より出力された広帯域のIF信号を整流する。整流回路8の後段には平滑用のコンデンサCが接続されている。第2のA/D変換回路9は、整流回路8および平滑コンデンサCにより直流とされたIF信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた広帯域のデジタルIF信号は、DSP12に入力される。
検波回路10は、アンテナ1にて受信したRF信号に相互変調妨害が生じているか否かを検出するために必要な回路であり、周波数変換回路4より出力された広帯域のIF信号(希望波と妨害波との双方が含まれる信号)を検波する。図1に示すように、本実施形態の検波回路10は、ノッチフィルタ(バンドエリミネーションフィルタ)21およびアンプ22を備えている。
ノッチフィルタ21は、本発明のフィルタ部に相当するものであり、周波数変換回路4より広帯域IF信号を入力し、希望波周波数の成分を減衰させるようなフィルタリング処理を行う。アンプ22は、本発明の増幅部に相当するものであり、ノッチフィルタ21より出力される信号を増幅して出力する。アンプ22はダイナミックレンジが所定値(例えば、20dB)よりも小さく設定された線形アンプであり、相互変調妨害が発生しやすくなっている。
仮に、図1に示すように、ノッチフィルタ21に入力される広帯域IF信号に希望波および2つの妨害波が含まれていたとする。この場合、ノッチフィルタ21により希望波が減衰されて2つの妨害波が取り出され、これがダイナミックレンジの小さいアンプ22に入力されることにより、アンプ22からは、ある周波数のスプリアス信号が出力される。
例えば、広帯域IF信号の中に含まれている希望波の周波数をfd、2つの妨害波の周波数をそれぞれfud1=fd+Δf,fud2=fd+2Δf(Δfは放送局のチャンネルスペースで、例えば日本のFM放送の場合は100kHz)とすると、スプリアス周波数fsは以下のように表される。
fs=2fud1−fud2=2(fd+Δf)−(fd+2Δf)=fd
この式から分かるように、上述のような周波数関係にある2つの妨害波が存在すると、スプリアス周波数fsが希望波の周波数fdと一致してしまう。これが相互変調妨害である。
fs=2fud1−fud2=2(fd+Δf)−(fd+2Δf)=fd
この式から分かるように、上述のような周波数関係にある2つの妨害波が存在すると、スプリアス周波数fsが希望波の周波数fdと一致してしまう。これが相互変調妨害である。
つまり、相互変調によって生じたスプリアス周波数fsが希望波の周波数fdとほぼ同一となる相互変調妨害が生じると、相互変調妨害によって生じる信号は、希望波周波数の信号として検波回路10の出力に現れる。したがって、周波数変換回路4より出力された広帯域IF信号をノッチフィルタ21に通してアンプ22で増幅することにより、希望波周波数fdの成分を減衰させたにもかかわらずその希望波周波数fdに等しいスプリアス信号がアンプ22から出力されるか否かによって、アンテナ1にて受信したRF信号に相互変調妨害が生じているか否かを検出することができる。
第3のA/D変換回路11は、検波回路10より出力された信号をアナログ−デジタル変換する。このようにしてデジタルデータとされた検波信号は、DSP12に入力される。
DSP12の第1のレベル検出部12bは、第1のA/D変換回路7より入力される狭帯域デジタルIF信号に基づいて、アンテナ1で受信されたRF信号に含まれる希望波周波数の受信電界強度(希望波のアンテナレベル)を検出する。また、第2のレベル検出部12cは、第1のA/D変換回路7より入力される狭帯域デジタルIF信号と、第2のA/D変換回路9より入力される広帯域デジタルIF信号とに基づいて、アンテナ1で受信されたRF信号に含まれる妨害波周波数の受信電界強度(妨害波のアンテナレベル)を検出する。
ここで、DSP12による希望波のアンテナレベルおよび妨害波のアンテナレベルの検出方法について説明する。まず、希望波のアンテナレベルVDは、次の(式1)に示す演算によって求めることができる。
VD=VIFO+Grf+Gif ・・・(式1)
ただし、
VIFO:希望波のIFアンプ出力レベル
Grf:RF段(アンテナダンピング回路2、LNA3、周波数変換回路4)の合計利得
Gif:IFアンプ6の利得
VD=VIFO+Grf+Gif ・・・(式1)
ただし、
VIFO:希望波のIFアンプ出力レベル
Grf:RF段(アンテナダンピング回路2、LNA3、周波数変換回路4)の合計利得
Gif:IFアンプ6の利得
なお、第1のA/D変換回路7からDSP12に入力されるIF信号は、希望波周波数のみが含まれる狭帯域のIF信号である。したがって、第1のA/D変換回路7からDSP12に入力されるIF信号のレベルをDSP12が検出することにより、希望波のIFアンプ出力レベルVIFOは簡単に求めることができる。また、RF段の合計利得Grfは、DSP12が自身で制御してインタフェース回路15を介してアンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4に設定した利得の合計であるから、DSP12自身が把握している。また、図示はしていないが、第1のA/D変換回路7の最大入力を超えないようにDSP12によってIFアンプ6の利得Gifが調整されている(IF−AGC)ため、IFアンプ6の利得GifはDSP12が把握している。
一方、第2のA/D変換回路9からDSP12に入力される広帯域デジタルIF信号は、希望波周波数および妨害波周波数の両方が含まれる広帯域のIF信号である。したがって、その信号レベルVAGCは、次の(式2)で表される。
VAGC=√{(VD(Grf+Gagc))2+(VUD(Grf+Gagc))2} ・・・(式2)
ただし、
VUD:妨害波のアンテナレベル
Gagc:整流回路8の利得
なお、妨害波が2波のときは、広帯域デジタルIF信号のレベルVAGCは次の(式3)で与えられる。ただし、2波の妨害波レベルは同一とする。
VAGC=√{(VD(Grf+Gagc))2+2(VUD(Grf+Gagc))2} ・・・(式3)
VAGC=√{(VD(Grf+Gagc))2+(VUD(Grf+Gagc))2} ・・・(式2)
ただし、
VUD:妨害波のアンテナレベル
Gagc:整流回路8の利得
なお、妨害波が2波のときは、広帯域デジタルIF信号のレベルVAGCは次の(式3)で与えられる。ただし、2波の妨害波レベルは同一とする。
VAGC=√{(VD(Grf+Gagc))2+2(VUD(Grf+Gagc))2} ・・・(式3)
ここで、整流回路8の利得は固定値であるから、これをDSP12においてあらかじめ把握しておくことが可能である。したがって、上記(式1)〜(式3)から、広帯域デジタルIF信号のレベルVAGCと希望波のIFアンプ出力レベルVIFOとが分かれば、妨害波のアンテナレベルVUDを求めることができる。上述のように、DSP12は、第1のA/D変換回路7から入力されるIF信号のレベルを検出することにより、希望波のIFアンプ出力レベルVIFOを簡単に求めることができる。また、DSP12は、第2のA/D変換回路9から入力されるIF信号のレベルを検出することにより、広帯域デジタルIF信号のレベルVAGCを簡単に求めることができる。
DSP12の相互変調妨害検出部12dは、本発明の検出部に相当するものであり、第3のA/D変換回路11より入力される広帯域デジタルIF信号の検波信号に基づいて、アンテナ1で受信されたRF信号に相互変調妨害が生じているか否かを検出する。本実施形態では、この相互変調妨害検出部12dと、上述した検波回路10および第3のA/D変換回路11とによって本発明の相互変調妨害検出回路を構成している。
上述したように、相互変調妨害が生じているときは、検波回路10の出力に希望波周波数の信号が現れる。よって、検波回路10の後段にある第3のA/D変換回路11よりDSP12に入力されるデジタル検波信号が希望波の周波数に等しい周波数成分を持っているか否かを判定することにより、相互変調妨害が生じているか否かを検出することができる。上述の第2のレベル検出部12cは、この相互変調妨害検出部12dの検出結果に応じて、(式2)または(式3)の何れかにより妨害波のアンテナレベルVUDを求める。
DSP12の制御部12eは、第1のレベル検出部12bにより検出された希望波のアンテナレベルおよび第2のレベル検出部12cにより検出された妨害波のアンテナレベルに基づいて、第1および第2のテーブル情報記憶部13,14に記憶されているテーブル情報(その内容の詳細は後述する)を参照し、RF段の利得調整部(アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4)による受信信号の利得の調整を制御する。
すなわち、制御部12eは、テーブル情報を参照することにより、RF段の利得を制御するための制御データを生成する。そして、この制御データをインタフェース回路15に出力する。インタフェース回路15は、DSP12から供給される制御データに基づいて、アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4の利得を制御するための制御信号を生成し、アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4に供給する。これにより、RF段における受信信号の利得を制御する。
インタフェース回路15は、制御部12eから供給される制御データをデコードするデコーダと、当該デコーダの出力に基づいて切り替えが制御されるアナログスイッチとを備え、アナログスイッチの切り替えでRF段における受信信号の利得を制御する。このような構成のため、第1および第2のテーブル情報記憶部13,14に記憶されているテーブル情報によってアナログスイッチを直接制御し、RF段の利得をデジタル的に制御することができる。
次に、第1および第2のテーブル情報記憶部13,14に記憶されているテーブル情報について説明する。本実施形態のテーブル情報は、DSP12により検出される希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDと、RF段の利得調整部(アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4)により調整すべき受信信号の利得とを対応付けた情報である。
第1のテーブル情報は、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDと利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けたテーブル情報であって、相互変調妨害がない場合(2信号妨害または妨害波が2つ以上あっても相互変調を起こさない場合)に合わせて利得配分が設定されている。第2のテーブル情報は、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDと利得調整部により調整すべき受信信号の利得とを対応付けたテーブル情報であって、相互変調妨害に合わせて利得配分が設定されている。
図3は、第1のテーブル情報の例を示す図である。図4は、第2のテーブル情報の例を示す図である。制御部12eは、これらの第1および第2のテーブル情報に基づいて、アンテナダンピング回路2の利得Ga、LNA3の利得Gnおよび周波数変換回路4の利得Gmを、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じて順次制御することにより、受信信号の歪みの発生を改善する。なお、アンテナダンピング回路2の利得Gaは0[dB]以下の範囲で可変設定でき、LNA3の利得Gnは0〜20[dB]の範囲で可変設定できるものとする。
図3に示す第1のテーブル情報は、妨害波のアンテナレベルVUDが65[dBμ]以上のときAGCを動作させて、アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4の利得を制御するように利得配分が設定されている。具体的には、希望波のアンテナレベルVDが50[dBμ]より小さい場合には、感度抑圧の問題を避けるために、妨害波のアンテナレベルVUDによらずLNA3のみで受信信号の減衰を行うような利得配分になっている。一方、希望波のアンテナレベルVDが50[dBμ]以上の場合には、妨害波のアンテナレベルVUDが75[dBμ]以上のときに、LNA3に加えてアンテナダンピング回路2でも利得を下げるような利得配分になっている。これは、妨害波のアンテナレベルVUDが75[dBμ]以上になると、LNA3の利得を下げるだけでは減衰量が不足するからである。この場合、希望波のアンテナレベルVDが50[dBμ]以上と比較的大きいので、感度抑圧の問題は小さくなる。
例えば、希望波のアンテナレベルVDが10[dBμ]、妨害波のアンテナレベルVUDが65[dBμ]とすると、アンテナダンピング回路2の利得Ga、LNA3の利得Gn、周波数変換回路4の利得Gmは、それぞれGa=0[dB]、Gn=10[dB]、Gm=20[dB]に設定される。また、フィールドの状態が変化してVD=50[dBμ]、VUD=75[dBμ]になったとすると、利得設定がGa=−5[dB]、Gn=0[dB]、Gm=20[dB]となるように制御される。
図3に示す第1のテーブル情報として、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じた各段の最適な利得配分を決めた表を作成することにより、相互変調妨害が生じていないときに、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDから最適な利得設定を制御することができる。なお、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じた各段の最適な利得配分はシミュレーション値に基づき設定することが可能であるが、最終的には、図2に示す回路が実装されたICを用い評価して決めることになる。
図4に示す第2のテーブル情報は、妨害波のアンテナレベルVUDが55[dBμ]以上のときAGCを動作させて、アンテナダンピング回路2、LNA3および周波数変換回路4の利得を制御するように利得配分が設定されている。すなわち、AGC動作を開始する妨害波アンテナレベルVUDの閾値が、第1のテーブル情報のそれ(65[dBμ])よりも10[dBμ]小さく設定されている。このため、妨害波のアンテナレベルVUDの値が同じなら、第2のテーブル情報の方が第1のテーブル情報よりも減衰量が大きくなっている。
第2のテーブル情報においても第1のテーブル情報と同様に、希望波のアンテナレベルVDが50[dBμ]より小さい場合には、感度抑圧の問題を避けるために、妨害波のアンテナレベルVUDによらずLNA3のみで受信信号の減衰を行うような利得配分になっている。一方、希望波のアンテナレベルVDが50[dBμ]以上の場合には、妨害波のアンテナレベルVUDが65[dBμ]以上のときに、LNA3に加えてアンテナダンピング回路2でも利得を下げるような利得配分になっている。
例えば、希望波のアンテナレベルVDが10[dBμ]、妨害波のアンテナレベルVUDが65[dBμ]とすると、アンテナダンピング回路2の利得Ga、LNA3の利得Gn、周波数変換回路4の利得Gmは、それぞれGa=0[dB]、Gn=0[dB]、Gm=20[dB]に設定される。また、フィールドの状態が変化してVD=50[dBμ]、VUD=75[dBμ]になったとすると、利得設定がGa=−15[dB]、Gn=0[dB]、Gm=20[dB]となるように制御される。
図4に示す第2のテーブル情報として、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じた各段の最適な利得配分を決めた表を作成することにより、相互変調妨害が生じているときに、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDから最適な利得設定を制御することができる。なお、希望波のアンテナレベルVDおよび妨害波のアンテナレベルVUDに応じた各段の最適な利得配分はシミュレーション値に基づき設定することが可能であるが、最終的には、図2に示す回路が実装されたICを用い評価して決めることになる。
なお、図3および図4の例では周波数変換回路4の利得は全く調整していないが、最初に周波数変換回路4の利得を制御するようにしても良い。相互変調妨害は主にアンテナ1、LNA3で発生するが、システム構成によっては、希望波の入力レベルが小さいときに周波数変換回路4の利得を調整することにより相互変調妨害が改善される。
DSP12の制御部12eは、第1のレベル検出部12bにより検出した希望波のアンテナレベルVDおよび第2のレベル検出部12cにより検出した妨害波のアンテナレベルVUDと、相互変調妨害検出部12dにより検出した相互変調妨害の有無とに基づいて、上述した第1および第2のテーブル情報の何れかを選択的に参照し、RF段における受信信号の利得の調整を制御する。具体的には、制御部12eは、相互変調妨害が発生していないときには第1のテーブル情報を参照し、相互変調妨害が発生しているときには第2のテーブル情報を参照して、RF段における受信信号の利得の調整を制御する。
以上詳しく説明したように、本実施形態では、周波数変換回路4より出力される広帯域IF信号をノッチフィルタ21に入力して希望波を減衰させ、妨害波のみを取り出してアンプ22で増幅して出力する。そして、そのアンプ22からの出力信号が希望波周波数に等しい周波数成分を持っているか否かを相互変調妨害検出部12dで判定することによって、相互変調妨害の有無を検出するようにしている。
この場合において、ノッチフィルタ21に入力されるIF信号に希望波および2つの妨害波が含まれていて、2つの妨害波の周波数が所定の関係にあるとすると、相互変調によって希望波周波数に等しいスプリアス信号がアンプ22より出力される。これにより、ノッチフィルタ21で希望波周波数を減衰させたにもかかわらずその希望波周波数に等しい信号がアンプ22から出力されるか否かによって、相互変調妨害の有無を検出することができる。
このように本実施形態では、希望波を減衰させて相互変調妨害の有無を検出しているので、希望波のレベルによらず相互変調妨害を検出することができる。また、本実施形態では受信信号を振幅変調するなどの煩雑な処理を行っていないので、受信信号またはその中に含まれる希望波のレベルによらず、相互変調妨害を簡単な構成で容易に検出することができる。
なお、上記実施形態では、フィルタ部の一例としてノッチフィルタ21を挙げて説明したが、これに限定されない。例えば、バンドパスフィルタの組み合わせなどを用いても良い。
また、上記実施形態では、検波回路10、第3のA/D変換回路11および相互変調妨害検出部12dによって本発明の相互変調妨害検出回路を構成し、相互変調妨害検出部12dはDSP12により構成する例について説明しているが、これに限定されるものではない。
例えば、第3のA/D変換回路11および相互変調妨害検出部12dの代わりに、アンプ22の後段に波形整形回路および周波数カウンタを設ける。そして、波形整形回路によってアンプ22の出力信号をアナログ波形からデジタル波形に整形し、デジタル波形に整形されたIF信号に基づき周波数カウンタが周波数をカウントする。さらに、アンプ22より出力されるIF信号が希望波の周波数と一致するか否かをマイコン等が判定する。このように、相互変調妨害が生じているか否かをアナログ処理的に検出することも可能である。
その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の相互変調妨害検出回路は、例えばラジオ受信機などの無線通信装置においてAGC動作を行う自動利得調整装置に適用して好適なものである。
10 検波回路
11 第3のA/D変換回路
12 DSP
12d 相互変調妨害検出部
21 ノッチフィルタ
22 アンプ
11 第3のA/D変換回路
12 DSP
12d 相互変調妨害検出部
21 ノッチフィルタ
22 アンプ
Claims (3)
- 高周波受信信号から変換された中間周波信号を入力し、希望波周波数成分を減衰させるフィルタリング処理を行うフィルタ部と、
上記フィルタ部より出力される信号を増幅して出力する増幅部と、
上記増幅部より出力される信号が上記希望波周波数に等しい周波数成分を持っているか否かによって相互変調妨害の有無を検出する検出部とを備えたことを特徴とする相互変調妨害検出回路。 - 上記フィルタ部はノッチフィルタにより構成されることを特徴とする請求項1に記載の相互変調妨害検出回路。
- 上記増幅部はダイナミックレンジが所定値より小さく設定された線形アンプにより構成されることを特徴とする請求項1または2に記載の相互変調妨害検出回路。
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2008
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JP2015170889A (ja) * | 2014-03-05 | 2015-09-28 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置および妨害波検出方法 |
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