WO2012101753A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2012101753A1
WO2012101753A1 PCT/JP2011/051266 JP2011051266W WO2012101753A1 WO 2012101753 A1 WO2012101753 A1 WO 2012101753A1 JP 2011051266 W JP2011051266 W JP 2011051266W WO 2012101753 A1 WO2012101753 A1 WO 2012101753A1
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motor
current
voltage
frequency
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PCT/JP2011/051266
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伊藤　正人
金原　義彦
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三菱電機株式会社
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    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency

Definitions

  • This invention relates to a motor control device provided with means for discriminating the type of motor.
  • the driving method differs depending on the type of motor, so it is necessary to know the type of motor in advance before driving. Therefore, conventionally, the user grasps the type of motor in advance and selects a control device and a control method according to the motor type.
  • the motors whose type is difficult to know from the appearance, and the user cannot always know the motor type.
  • Patent Document 1 In order to solve this problem, the method of Patent Document 1 has been proposed.
  • the motor type is determined using the fact that the motor saturation differs depending on the motor type.
  • the motor type is determined based on the saturation of the motor.
  • the saturation degree of an induction motor is constant regardless of the rotor position of the motor, and the saturation degree of a synchronous motor (an embedded magnet synchronous motor, a surface magnet synchronous motor, or a synchronous reluctance motor) varies depending on the rotor position. It is determined by using.
  • the synchronous motor is designed so that magnetic saturation is unlikely to occur, the change in the degree of saturation due to the rotor position is small, and it may be difficult to distinguish from the induction motor. That is, since the saturation level is affected by the motor structure in addition to the motor type, it may be difficult to determine the motor type in the method of determining the motor type from the saturation level.
  • the present invention is capable of improving discrimination accuracy by discriminating a motor type by a method that is not easily affected by factors other than the type of motor such as a motor structure.
  • An object is to provide a control device.
  • a motor control device includes a frequency command setting unit that outputs a plurality of frequency commands, an AC voltage command generation unit that generates and outputs an AC voltage command based on the frequency command, and a motor based on the AC voltage command.
  • Type determination that determines the type of motor based on the voltage application unit that applies voltage, the current detection unit that detects the motor current flowing through the motor, and the transfer characteristics of the motor calculated from the motor current, the AC voltage command, and the frequency command It has a part.
  • a motor control device includes a frequency command setting unit that outputs a plurality of frequency commands, an AC voltage command generation unit that generates and outputs an AC voltage command based on the frequency command, and a motor based on the AC voltage command.
  • Type determination that determines the type of motor based on the voltage application unit that applies voltage, the current detection unit that detects the motor current flowing through the motor, and the transfer characteristics of the motor calculated from the motor current, the AC voltage command, and the frequency command Therefore, the motor type can be determined based on transfer characteristics that are less influenced by elements other than the motor type such as the motor structure, and the accuracy of determining the motor type can be improved.
  • FIG. Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a diagram showing a hardware configuration of a motor control device 1 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a detailed configuration diagram
  • FIGS. 3 and 4 are functional explanation diagrams
  • FIG. 6 is a detailed configuration diagram
  • FIGS. 7 and 8 are function explanatory diagrams.
  • 9 and 10 are configuration diagrams of modifications according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor 2 driven by the motor control device 1 is an AC motor in the first embodiment.
  • the motor control device 1 includes a voltage application unit 4 that applies a voltage to the motor 2, a current detection unit 3 that detects a motor current flowing between the voltage application unit 4 and the motor 2, and an AC voltage command to the voltage application unit 4.
  • the current detection unit 3 detects the u-phase current and the v-phase current, but may be a combination of two phases other than the u-phase and the v-phase. Further, all of the u phase, the v phase, and the w phase may be detected.
  • the voltage application unit 4 is a semiconductor power converter, and applies an AC voltage to the motor 2 based on an AC voltage command that is an output of the AC voltage command generation unit 5.
  • FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the AC voltage command generator 5.
  • the multiplier 51 obtains an angular frequency command ⁇ n by multiplying the frequency command f (n) by 2 ⁇ .
  • the trigonometric function calculator 52 outputs a cosine function cos ( ⁇ n ⁇ t) based on the angular frequency command ⁇ n.
  • the trigonometric function output from the trigonometric function calculator 52 may be either the cosine function cos ( ⁇ n ⁇ t) or the sine function sin ( ⁇ n ⁇ t). In the first embodiment, it will be described below that the cosine function cos ( ⁇ n ⁇ t) is output.
  • the multiplier 53 outputs Vref ⁇ cos ( ⁇ n ⁇ t) obtained by multiplying the cosine function cos ( ⁇ n ⁇ t), which is the output of the trigonometric function calculator 52, by a voltage command amplitude Vref which is an arbitrary constant value.
  • the two-phase / three-phase converter 54 performs a two-phase / three-phase conversion on the ⁇ -axis voltage command V ⁇ and the ⁇ -axis voltage command V ⁇ , which are stationary two-axis voltage commands, according to the equation (1), and the AC voltage command Vu *, Vv * and Vw * are output.
  • the alternating voltage changes in two directions.
  • V ⁇ and V ⁇ may be set so that the direction of the voltage vector changes in three or more directions, but in the first embodiment, V ⁇ and V ⁇ are applied so as to be an alternating voltage.
  • an alternating voltage (current) is used as a definition that a voltage (current) vector changes in two directions, for example, a voltage (current) that changes in two directions of 0 ° and 180 °.
  • the function of the frequency command setting unit 6 sets and outputs a plurality of different frequency commands.
  • f (1) to f (n N different frequency commands up to) are set and sequentially output according to the count value n.
  • the type discriminating unit 7 calculates the transfer characteristic from the alternating voltage of the motor 2 to the motor current using the motor currents iu, iv, the AC voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the frequency command f (n).
  • the motor type is determined based on the transfer characteristics. Specifically, a motor having a circuit (hereinafter referred to as a secondary circuit) through which current flows in the rotor, such as an induction motor or an induction synchronous motor, and a secondary circuit, such as a permanent magnet synchronous motor or a synchronous reluctance motor, Determine the type of motor that is not present.
  • FIG. 4A shows an example of the transfer characteristic of the induction motor
  • FIG. 4B shows an example of the transfer characteristic of the permanent magnet synchronous motor.
  • the angular frequency on the horizontal axis in FIG. 4 is obtained by converting the angular frequency into a common logarithm.
  • the ratio between the magnitude of the alternating voltage and the magnitude of the motor current (gain) obtained by dividing the magnitude of the motor current by the magnitude of the alternating voltage.
  • Frequency characteristics hereinafter referred to as gain diagram
  • a gain diagram is different between a motor having a secondary circuit (induction motor) and a motor having no secondary circuit (permanent magnet motor).
  • the motor having the secondary circuit of FIG. 4A has a secondary circuit, so the transfer function of the motor is a secondary system. Therefore, there are three points (round dotted line portions) where the gain gradient changes on the gain diagram.
  • the transfer function is a primary system, there is only one point where the gain gradient changes. Because of this characteristic, if there is only one point where the gain slope changes on the gain diagram, there is no secondary circuit, and if there are more than one point where the gain slope changes, the secondary circuit It can be determined that the motor has Therefore, in the first embodiment, the gain gradient is calculated, and the motor type is determined based on the gain gradient. The specific determination method is shown below.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining motor type determination processing according to the motor control apparatus of the first embodiment.
  • the frequency command f when the count value is n is referred to as f (n), and the frequency command is set in advance according to the count value.
  • an alternating voltage of the frequency command f (n) is applied to the motor (S54).
  • the alternating voltage is generated by the voltage applying unit 4 based on the AC voltage command from the AC voltage command generating unit 5 and applied to the motor 2 as described above.
  • n is less than or equal to the preset maximum count value N_end (S60)
  • a count value n + 1 obtained by adding 1 to the count value n is set (S61).
  • steps S53 to S60 are followed by steps S53 to S60. Repeat until it is greater than N_end. If the count value n is larger than the maximum count value, it is determined based on the value of the determination flag F whether the motor has a secondary circuit or no secondary circuit (S62 to S64), and the process ends (S65). ).
  • FIG. 6 is a detailed configuration diagram of the type discriminating unit 7, which calculates the alternating current magnitude Iamp, the alternating voltage magnitude Vref, the gain G, the gain gradient Ggd, and the motor type discrimination. Do.
  • the current amplitude calculator 71 uses the motor currents iu and iv that are the outputs of the current detector 3 to calculate and output an alternating current amplitude Iamp according to equation (2).
  • the voltage amplitude calculator 72 calculates the magnitude Vref of the AC voltage command by the equation (3) using Vu *, Vv * and Vw * which are the outputs of the AC voltage command generator 5.
  • the divider 73 divides the alternating current amplitude Iamp by the AC voltage command magnitude Vref to calculate and output the gain G.
  • the delay unit 75 outputs the gain G (n ⁇ 1) at the count value n ⁇ 1 that is one count before the current count value.
  • the adder / subtracter 74 outputs a gain difference ⁇ G (n) obtained by subtracting the gain G (n ⁇ 1) one count value before output from the delay unit 75 from the gain G (n) output from the divider 73.
  • the multiplier 76 outputs an angular frequency ⁇ n obtained by multiplying the frequency command f (n), which is the output of the frequency command setting unit 6, by 2 ⁇ .
  • the common logarithmic converter 77 converts the angular frequency ⁇ n, which is the output of the multiplier 76, into a common logarithmic value ⁇ n ′ of the angular frequency according to the equation (4).
  • the delay unit 79 outputs the common logarithmic value ⁇ n-1 ′ of the angular frequency at the count value n ⁇ 1 that is one count before the current count value.
  • the adder / subtracter 78 subtracts the common logarithmic value ⁇ n ⁇ 1 ′ of the angular frequency one count value before the output of the delay device 79 from the common logarithmic value ⁇ n ′ of the angular frequency that is the output of the common logarithmic converter 77.
  • the difference ⁇ n ′ of the common logarithm of the frequency is output.
  • the divider 80 divides the gain difference ⁇ G (n) output from the adder / subtractor 74 by the common logarithmic value difference ⁇ n ′ of the angular frequency output from the adder / subtractor 78 to obtain the gain gradient Ggd (n). Calculate.
  • the determination flag calculator 81 sets and outputs a determination flag F from the gain gradient Ggd (n) output from the divider 80.
  • FIG. 7 shows the relationship between the gain G (n) and the gain gradient Ggd (n) with respect to the angular frequency ⁇ n when alternating voltages having frequencies f (1) to f (n) are sequentially applied to a motor without a secondary circuit. An example is shown.
  • FIG. 7 shows the relationship between the gain G (n) and the gain gradient Ggd (n) with respect to the angular frequency ⁇ n when alternating voltages having frequencies f (1) to f (n) are sequentially applied to a motor without a secondary circuit. An example is shown.
  • the transfer function is a primary system and the gain slope of the gain diagram changes only once.
  • the gain gradient Ggd is close to zero.
  • the gain gradient Ggd decreases as the angular frequency increases.
  • the transfer function is a secondary system and the gain gradient of the gain diagram changes.
  • the gain gradient Ggd is close to zero.
  • the gain gradient Ggd is small from the vicinity of the point where the slope of the first gain changes from the lower angular frequency to the point where the slope of the second gain changes ( ⁇ 5 to ⁇ 8 in FIG. 8).
  • the gain gradient Ggd increases again and becomes near zero.
  • the gain gradient Ggd decreases as the angular frequency increases.
  • the gain gradient Ggd decreases as the frequency increases.
  • the initial gain gradient Ggd decreases, but thereafter the gain gradient Ggd increases and the gain gradient Ggd approaches zero. Thereafter, the gain gradient Ggd decreases again.
  • the determination flag calculator 81 sets and outputs a determination flag F using this difference in transfer characteristics.
  • the initial value of the determination flag F output from the determination flag calculator 81 is set to 0 (S52).
  • the gain gradient Ggd (n) which is the output of the divider 80, is smaller than the gain gradient Ggd (n ⁇ 1) one count value before, the gain gradient
  • the value of Ggd (n) is stored as the minimum value Ggd_min, and if not smaller, Ggd_min holds the current value. Further, simultaneously with the setting of Ggd_min, the gain gradient threshold Glev is set.
  • Glev is set to Kg times Ggd_min (Kg is an arbitrary value of 0 ⁇ Kg ⁇ 1). Then, the gain gradient Ggd (n + 1) of the next count value n + 1 is compared with the gain gradient threshold Glev, and 1 is added to the determination flag F when the gain gradient Ggd (n + 1) becomes larger than the gain gradient threshold Glev. To do.
  • the gain gradient Ggd (n + 1) does not become larger than the gain gradient threshold Glev, and 1 is not added to the determination flag F. That is, the determination flag F of a motor without a secondary circuit is 0.
  • the values of Ggd_min and Glev of Ggd in FIG. 7 change every time from Ggd (2) to Ggd (15), and in the figure, Ggd_min and Glev in the last state are described.
  • the determination flag F of the motor having the secondary circuit is 1.
  • the values of Ggd_min and Glev of Ggd in FIG. 8 change every time from Ggd (2) to Ggd (8), and do not change after Ggd (9).
  • Ggd_min and Glev in the last state are described.
  • the motor type discriminator 82 is based on the value of the determination flag F output from the determination flag calculator 81. If the determination flag F is 0, the motor has no secondary circuit. If the determination flag F is 1, the motor has a secondary circuit. And the motor type is output. When the discrimination target motor is an induction motor and a permanent magnet synchronous motor, the motor type discriminator 82 discriminates a permanent magnet synchronous motor if the determination flag F is 0, and an induction motor if the determination flag F is 1, and determines the motor type. Is output.
  • the voltage amplitude calculator 72 in FIG. 6 determines the magnitude of the AC voltage command from the Vu *, Vv *, and Vw * that are the outputs of the AC voltage command generator 5 according to the equation (3). Vref was calculated. However, the magnitude of the alternating voltage may be obtained directly from the AC voltage command generator 5 of FIG. In this case, the voltage amplitude calculator 72 is not necessary.
  • FIG. 9 shows a configuration diagram of the motor control device when Vref is directly obtained from the AC voltage command generation unit 5.
  • the frequency command f (n) for the count value n is set in advance according to the count value.
  • the common logarithmic value of the angular frequency may be changed at equal intervals according to the count value.
  • the gain gradient Ggd (n) is simply proportional to only the gain difference ⁇ G (n).
  • the determination of the motor type does not require the absolute value of the gain gradient Ggd (n), and only needs to know the point at which the gain gradient changes. As shown in FIG.
  • the gain difference ⁇ G (n) By giving as the gradient Ggd (n), the calculation of the difference between the common logarithmic values of the angular frequency can be omitted, and the configuration of the type discriminating unit 7 shown in FIG. The configuration can be simplified.
  • the type determination unit 107 is configured to obtain Vref directly from the AC voltage command generation unit 5.
  • the motor control device 1 determines the motor type based on the transfer characteristics of the motor 2.
  • the motor control device 1 calculates a gain G that is a frequency characteristic of the magnitude ratio of the alternating voltage and the motor current as the transfer characteristic of the motor 2, and obtains a gain gradient Ggd from the calculated gain G. Therefore, since the motor control apparatus 1 according to the first embodiment determines whether the motor has no secondary circuit or the motor having the secondary circuit without using the magnetic saturation of the motor, there is an effect that the determination accuracy can be improved. .
  • FIG. 11 is a diagram showing a hardware configuration of a motor control apparatus 201 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart for explaining processing
  • FIG. 13 is a configuration diagram
  • FIG. 14 is a motor equivalent circuit
  • FIG. 15 is a detailed block diagram.
  • a motor constant is calculated as the transfer characteristic of the motor, and the motor type is determined based on the motor constant as to whether the motor has a secondary circuit or does not have a secondary circuit.
  • FIG. 11 is the configuration diagram of the first embodiment, only in the type discriminating unit 207, and the others are the same. . Therefore, only the configuration and operation of the type determination unit 207 will be described below.
  • the type determination unit 207 calculates a motor constant of the motor 2 on the assumption that the motor 2 is a motor having a secondary circuit.
  • all the calculated motor constants are positive real numbers.
  • motor constants related to the secondary circuit for example, secondary resistance and secondary inductance, and mutual inductance between primary inductance and secondary inductance. Is a non-positive real number (negative or imaginary number). Using this characteristic, it is determined whether the motor has a secondary circuit or a motor without a secondary circuit.
  • FIG. 12 is a flowchart for determining the motor type according to the second embodiment.
  • S104 an alternating voltage having a frequency f (n) is applied (S104), and an alternating current having the same frequency as the alternating voltage is detected from the motor current flowing through the motor 2 (S105).
  • the motor 2 is a motor having a secondary circuit
  • the quadrature current in the quadrature direction is extracted and stored (S106). If the count value n is less than or equal to the preset maximum count value N_end (S107), a count value n + 1 obtained by adding 1 to the count value n is set (S108). Thereafter, steps S103 to S106 are followed by the count value n being the maximum count value. Repeat until it is greater than N_end.
  • the transfer function Gim (s) is identified by assuming that the motor 2 is a motor having a secondary circuit from the stored in-phase current and quadrature phase current (S109). ).
  • a primary resistance Rs, a secondary resistance Rr, a primary inductance Ls, a secondary inductance Lr, and a mutual inductance M which are motor constants, are calculated from the identified transfer function Gim (s) (S110).
  • the secondary resistance Rr and the mutual inductance M which are motor constants related to the secondary circuit, are other than positive real numbers. For this reason, if the secondary resistance Rr and the mutual inductance M are positive real numbers, it is determined that the motor has a secondary circuit, and if it is not a positive real number, the motor does not have a secondary circuit.
  • the secondary inductance Lr is also a motor constant related to the secondary circuit.
  • the primary inductance Ls is calculated as the secondary inductance Lr
  • the secondary inductance Lr is a motor constant calculation result even in a motor without a secondary circuit. Becomes a positive real number. For this reason, only the secondary resistance Rr and the mutual inductance M are used in determining the motor type.
  • a frequency command fn is set.
  • the voltage application unit 4 Based on the AC voltage command, the voltage application unit 4 applies an alternating voltage to the motor 2.
  • the current detector 3 detects motor currents iu and iv.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the type determination unit 207
  • FIG. 15 shows a detailed configuration diagram of the motor constant calculation unit 270 of the type determination unit 207.
  • From the alternating current detection (S105) to the motor constant calculation (S110) in the flowchart of FIG. 12 is a process of calculating the motor constant on the assumption that the motor 2 is a motor having a secondary circuit, and the motor constant of FIG. This corresponds to the calculation unit 270.
  • step 111 it is determined whether the secondary resistance Rr and the mutual inductance M are positive real numbers.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit for one phase when the induction motor, which is a motor having a secondary circuit, is stopped.
  • the transfer function Gim (s) from the input voltage Vs to the output current is expressed by equation (5) from FIG. 14, and if the coefficients a1, a2, b0, and b1 are used, equation (5) can be expressed by equation (6). Can do.
  • FIG. 15 is a detailed configuration diagram of the motor constant calculation unit 270, which includes a portion for calculating / storing in-phase current and quadrature phase current and a portion for identifying a transfer function.
  • the detected motor currents iu and iv are converted into the two stationary ⁇ axes and ⁇ axes by the equation (11). If the current converted to the ⁇ -axis is i ⁇ , and the current converted to the ⁇ -axis is i ⁇ , i ⁇ and i ⁇ can be expressed by equation (12).
  • I ⁇ is the magnitude of the ⁇ -axis current
  • ⁇ is the phase difference between V ⁇ and i ⁇ .
  • ⁇ r and ⁇ i are composed of an AC component having an angular frequency of 2 ⁇ n and a DC component having
  • a notch filter expressed by the equation (16) is applied, and the in-phase current
  • the notch filter is a filter that is used to extract only a necessary signal and sets the gain of the frequency of the narrowband signal to 0, and the gain to 1 for other frequencies.
  • sin ⁇ when the count value is n are represented as Ire (n) and Iim (n), respectively.
  • the phase converter 711 converts i ⁇ and i ⁇ .
  • the multiplier 712 outputs an angular frequency command ⁇ n obtained by multiplying the frequency command f (n) when the count value n is the output of the frequency command setting unit 6 by 2 ⁇ .
  • the cosine function calculator 713 outputs a cosine function cos ⁇ nt having an angular frequency ⁇ n, and the sine function calculator 714 outputs a sine function sin ⁇ nt having an angular frequency ⁇ n.
  • the proportional devices 715 and 716 output 2 cos ⁇ nt and 2 sin ⁇ nt, respectively, by doubling the cosine function cos ⁇ nt that is the output of the cosine function calculator 713 and the sine function sin ⁇ nt that is the output of the sine function calculator 714.
  • Multipliers 717 and 718 multiply 2cos ⁇ nt and 2sin ⁇ nt, which are the outputs of the proportional devices 715 and 716, by i ⁇ which is the output of the three-phase / two-phase converter 711, and output ⁇ r and ⁇ i in the equation (15). To do.
  • the notch filters 719 and 720 apply notch filters to the outputs ⁇ r and ⁇ i of the multipliers 717 and 718, respectively, and are in phase with the in-phase current Ire (n) at the count value n in the equations (17) and (18).
  • the current Iim (n) is output.
  • the in-phase current memory 721 stores the in-phase current Ire (n) when the count value n is equal to or less than N_end. When the count value becomes larger than N_end, the stored in-phase currents Ire (1) to Ire (N_end) are output as in-phase current storage values.
  • the quadrature current storage 722 stores the quadrature current Iim (n) when the count value n is equal to or less than N_end. When the count value becomes larger than N_end, the stored quadrature currents Iim (1) to Iim (N_end) are output as quadrature current storage values.
  • the angular frequency memory 723 stores the angular frequency ⁇ n when the count value n is equal to or less than N_end, and when the count value n is greater than N_end, the angular frequency from the frequency ⁇ 1 to ⁇ N_end is determined as the angular frequency. Output as stored value.
  • ⁇ (n) is defined by equation (25). From equation (24), ⁇ (n) in equation (25) is ideally zero. Therefore, unknown coefficients a1, a2, b0, and b1 are obtained by applying the method of least squares so that the expression (26) is minimized.
  • equation (26) a method for obtaining equation (26) will be described. If ⁇ is defined by equation (27), the relationship of equation (28) holds between ⁇ and ⁇ T, which is a transposed matrix of ⁇ .
  • equation (29) the function of equation (26) can be obtained from equation (28) and equation (29) as in equation (30).
  • Equation (31) When N_end> 2, the coefficients a1, a2, b0, b1 that minimize Equation (30) can be obtained by Equation (31) by applying the least square method.
  • the transfer function identifier 725 in FIG. 15 stores the in-phase current memory value, the quadrature current memory value, and the angular frequency memory that are the outputs of the in-phase current memory 721. Using the stored angular frequency value as the output of 723, the calculation of the equations (19), (29) to (31) is performed to obtain the coefficients a1, a2, b0, b1.
  • Vref in the equation (19) Vref calculated by the equation (3) by the voltage amplitude calculator 724 is used. Further, as described in the first embodiment, Vref may be obtained directly from the AC voltage command generation unit 5 in FIG. In that case, the voltage amplitude calculator 724 becomes unnecessary.
  • the motor constant converter 726 uses the coefficients a1, a2, b0, b1 that are the outputs of the transfer function identifier 725 to calculate the primary resistance Rs, the secondary resistance Rr, which are motor constants using the equations (7) to (10).
  • the motor constant calculator 270 of FIG. 13 outputs the secondary resistance Rr and the mutual inductance M, which are the outputs of the motor constant converter 726, to the motor type discriminator 271.
  • the motor type discriminator 271 in FIG. 13 discriminates the motor type from the secondary resistance Rr and the mutual inductance M, which are the outputs of the motor constant calculator 270. If both the secondary resistance Rr and the mutual inductance M are positive real numbers, it is determined that the motor has a secondary circuit, and if both are not positive real numbers, the motor has no secondary circuit, and the motor type is output. If the motor 2 is either an induction motor or a permanent magnet synchronous motor, it is determined that the motor is an induction motor if both the secondary resistance Rr and the mutual inductance M are positive real numbers, and a permanent magnet synchronous motor. Can do.
  • the motor control device 201 calculates a motor constant as the transfer characteristic of the motor 2 and determines the type of the motor from this motor constant.
  • the motor control device 201 applies an alternating voltage set based on a plurality of different frequency commands to the motor 2, and assumes that the motor 2 has a secondary circuit based on the alternating current and the alternating voltage flowing through the motor 2 at that time.
  • the transfer function of the motor 2 is identified.
  • a motor constant is calculated as a transfer characteristic of the motor 2 from the identified transfer function.
  • the motor control apparatus 201 determines whether the motor has a secondary circuit or a motor without a secondary circuit without using the magnetic saturation of the motor, so that the determination accuracy can be improved. is there.
  • the present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device provided with a means capable of determining the type of motor to be controlled using the transfer characteristics of the motor, and is widely applied to an AC motor control device. it can.

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Abstract

　モータ制御装置（１）は、複数の周波数指令を出力する周波数指令設定部（６）と、周波数指令に基づいて交流電圧指令を生成し出力する交流電圧指令生成部（５）と、交流電圧指令に基づいてモータに電圧を印加する電圧印加部（４）と、モータ（２）に流れるモータ電流を検出する電流検出部（３）と、モータ電流と交流電圧指令と周波数指令とから演算したモータ（２）の伝達特性に基づいてモータ種別を判別する種別判別部（７）とを備えたものである。

Description

モータ制御装置
　この発明は、モータの種別を判別する手段を備えたモータの制御装置に関する。
　誘導モータや同期モータなどのモータを駆動するためには、モータの種別によって駆動方法が異なるため、駆動する前に予めモータの種別を知る必要がある。そのため、従来は、ユーザーが予めモータの種別を把握し、モータ種別に応じた制御装置、制御方法を選択していた。しかし、モータは外観から種別を知ることが困難なものもあり、必ずしもユーザーがモータ種別を把握できるとは限らない。
　この問題を解決するために、特許文献１の方法が提案されている。特許文献１の方法では、モータ種別によって、モータの飽和度が異なることを利用してモータ種別を判別する。
特開２００２－０９５２８９号公報
　特許文献１の方法では、モータの飽和度によってモータ種別を判別している。例えば、誘導モータはモータの回転子位置にかかわらず飽和度が一定であり、同期モータ（埋込磁石同期モータ、表面磁石同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータ）は回転子位置により飽和度が変化することを利用して判別している。しかし、同期モータにおいて磁気飽和が生じにくいように設計した場合、回転子位置による飽和度の変化が小さく、誘導モータとの判別が困難になる場合がある。すなわち、飽和度はモータ種別以外にモータ構造にも影響されるため、飽和度からモータ種別を判別する方法では、モータ種別の判別が困難になる場合がある。　
　この発明は、上記のような課題を解決するため、モータの構造などのモータの種別以外の要素の影響を受けにくい方法でモータ種別を判別することで、判別精度を向上させることが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
　この発明に係るモータ制御装置は、複数の周波数指令を出力する周波数指令設定部と、周波数指令に基づいて交流電圧指令を生成し出力する交流電圧指令生成部と、交流電圧指令に基づいてモータに電圧を印加する電圧印加部と、モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、モータ電流と交流電圧指令と周波数指令とから演算したモータの伝達特性に基づいてモータの種別を判別する種別判別部を備えたものである。
　この発明に係るモータ制御装置は、複数の周波数指令を出力する周波数指令設定部と、周波数指令に基づいて交流電圧指令を生成し出力する交流電圧指令生成部と、交流電圧指令に基づいてモータに電圧を印加する電圧印加部と、モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、モータ電流と交流電圧指令と周波数指令とから演算したモータの伝達特性に基づいてモータの種別を判別する種別判別部を備えたものであるため、モータの構造などのモータの種別以外の要素の影響が少ない伝達特性に基づいてモータ種別を判別でき、モータ種別の判別精度を向上することができる。
この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る詳細構成図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る機能説明図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る機能説明図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る処理を説明するフローチャートである。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る詳細構成図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る機能説明図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る機能説明図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る他の構成図である。 この発明の実施の形態１のモータ制御装置に係る他の詳細構成図である。 この発明の実施の形態２のモータ制御装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態２のモータ制御装置に係る処理を説明するフローチャートである。 この発明の実施の形態２のモータ制御装置に係る構成図である。 この発明の実施の形態２のモータ制御装置に係るモータ等価回路である。 この発明の実施の形態２のモータ制御装置に係る詳細構成図である。
実施の形態１．
　以下、本願発明の実施の形態１について、図に基づいて説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置１のハードウエア構成を示す図であり、図２は詳細構成図、図３、４は機能説明図、図５は処理を説明するフローチャート、図６は詳細構成図、図７、８は機能説明図である。また、図９、１０は本願発明の実施の形態１に係る変形例の構成図である。
　以下、この発明の実施の形態１に係るモータ制御装置１の構成を、図１に基づいて説明する。
　モータ制御装置１が駆動するモータ２は、この実施の形態１において交流モータである。モータ制御装置１は、モータ２に電圧を印加する電圧印加部４と、電圧印加部４とモータ２との間を流れるモータ電流を検出する電流検出部３と、電圧印加部４に交流電圧指令を与える交流電圧指令生成部５と、交流電圧指令生成部５に周波数指令ｆを与える周波数指令設定部６と、交流電圧指令と周波数指令とモータ電流とからモータの伝達特性を演算してモータ種別を判別する種別判別部７から構成されている。
  図１において、電流検出部３はｕ相電流とｖ相電流を検出しているが、ｕ相とｖ相以外の他の二相の組合せでも構わない。また、ｕ相、ｖ相、ｗ相すべてを検出してもよい。
  電圧印加部４は半導体電力変換器であり、交流電圧指令生成部５の出力である交流電圧指令に基づいてモータ２に交流電圧を印加する。
  図２は交流電圧指令生成部５の詳細構成図である。
　乗算器５１は、周波数指令ｆ（ｎ）に２πを乗じて角周波数指令ωｎを求める。三角関数演算器５２は、角周波数指令ωｎに基づいて余弦関数ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）を出力する。ここで、三角関数演算器５２が出力する三角関数は余弦関数ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）および正弦関数ｓｉｎ（ωｎ・ｔ）のどちらでもよい。本実施の形態１では余弦関数ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）を出力することとして、以下説明する。
　乗算器５３は、三角関数演算器５２の出力である余弦関数ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）に任意の一定値である電圧指令振幅Ｖｒｅｆを乗じたＶｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）を出力する。二相／三相変換器５４は、静止二軸の電圧指令であるα軸電圧指令Ｖαとβ軸電圧指令Ｖβを（１）式に従って二相／三相変換を行い、交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  本実施の形態１では、Ｖαを乗算器５３の出力であるＶｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）とし、Ｖβ＝０と与えるので、交流電圧指令生成部５が出力する交流電圧指令は、電圧のベクトルの方向が２方向で変化する交番電圧となる。
　なお、Ｖβ＝Ｖｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）、Ｖα＝０として（１）式で求めた交流電圧指令で与えてもよい。
　また、電圧ベクトルの方向が３方向以上で変化する回転電圧となるようにＶα、Ｖβを設定してもよいが、本実施の形態１では交番電圧になるようにＶα、Ｖβを与えた場合について説明する。
　以下、本発明では交番電圧（電流）とは、電圧（電流）ベクトルが２方向に変化する、例えば０°と１８０°の２方向に変化する電圧（電流）であるとの定義で使用する。
　図３の機能説明図を用いて、周波数指令設定部６の機能を説明する。
　周波数指令設定部６は、複数の異なる周波数指令を設定し出力するものであり、本実施の形態１では図３に示すように、周波数指令ｆ（ｎ）として、ｆ（１）～ｆ（ｎ）までのｎ個の異なる周波数指令を設定し、カウント値ｎに応じて順次出力する。
  次に図４の機能説明図を用いて種別判別部７の動作について詳細に説明する。
　種別判別部７は、モータ電流ｉｕ、ｉｖと交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と周波数指令ｆ（ｎ）とを用いて、モータ２の交番電圧からモータ電流までの伝達特性を演算し、その伝達特性によりモータ種別を判別する。
　具体的には誘導モータや誘導同期モータのように回転子に電流が流れる回路（以下、二次回路と呼ぶ）を有するモータと、永久磁石同期モータやシンクロナスリラクタンスモータのように二次回路がないモータの種別を判別する。
　図４（ａ）に誘導モータの伝達特性の一例を、図４（ｂ）に永久磁石同期モータの伝達特性の一例を示す。なお、図４の横軸の角周波数は角周波数を常用対数に換算したものである。
　本実施の形態１では伝達特性として、図４に示すように、モータ電流の大きさを交番電圧の大きさで除算することで得た交番電圧の大きさとモータ電流の大きさ比（ゲイン）の周波数特性（以下、ゲイン線図という）を用いる。
　図４に示すように、二次回路を有するモータ（誘導モータ）と二次回路がないモータ（永久磁石モータ）はゲイン線図が異なる。
　具体的には図４（ａ）の二次回路を有するモータでは、二次回路を有するためモータの伝達関数は２次系となる。そのため、ゲイン線図上にゲインの傾きが変化する点が３箇所（丸点線部分）存在する。これに対し、図４（ｂ）の二次回路がないモータでは、その伝達関数が１次系であるため、ゲインの傾きが変化する点が１箇所のみ存在する。
　このような特徴があるので、ゲイン線図上のゲインの傾きが変化する点の数が１つであれば二次回路がないモータ、ゲインの傾きが変化する点が１より多ければ二次回路を有するモータと判別することができる。
　そこで、本実施の形態１では、ゲインの傾きを演算し、このゲインの傾きに基づいてモータ種別の判別を行う。
　以下に、その具体的な判別方法を示す。
 図５は、本実施の形態１のモータ制御装置に係るモータ種別判別処理を説明するフローチャートである。
　処理が開始されると（Ｓ５１）、初期値ｎ＝１および後述する判定フラグＦ＝０を設定する（Ｓ５２）。次に、カウント値ｎ（初期値＝１）に応じて周波数指令ｆ（ｎ）を設定する（Ｓ５３）。
　なお、カウント値ｎの時の周波数指令ｆをｆ（ｎ）と称し、周波数指令はカウント値に応じてあらかじめ設定しておく。
　次に、周波数指令ｆ（ｎ）の交番電圧をモータに印加する（Ｓ５４）。交番電圧は、前述したように、交流電圧指令生成部５からの交流電圧指令に基づいて電圧印加部４により生成され、モータ２に印加される。交番電圧が印加されるとモータ２に交番電流が流れ、この交番電流を電流検出部３により検出する（Ｓ５５）。
　次に、交番電流の大きさＩａｍｐを演算し（Ｓ５６）、カウント値ｎの時の交番電流と交番電圧の大きさの比であるゲインＧ（ｎ）を演算する（Ｓ５７）。次に、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）の演算を行う（Ｓ５８）。
　次に、後で詳細を説明する判定フラグＦの演算を行う（Ｓ５９）。
　カウント値ｎが予め設定したカウント最大値Ｎ＿ｅｎｄ以下であれば（Ｓ６０）、カウント値ｎに１を加算したカウント値ｎ＋１を設定し（Ｓ６１）、以降ステップＳ５３～Ｓ６０をカウント値ｎがカウント最大値Ｎ＿ｅｎｄよりも大きくなるまで繰返す。
　カウント値ｎがカウント最大値よりも大きくなれば、判定フラグＦの値に基づき、二次回路を有するモータか二次回路がないモータかを判別し（Ｓ６２～Ｓ６４）、処理を終了する（Ｓ６５）。
　図６は種別判別部７の詳細構成図であり、前述した交番電流の大きさＩａｍｐの演算、交番電圧の大きさＶｒｅｆの演算、ゲインＧの演算、ゲインの傾きＧｇｄの演算およびモータ種別判別を行う。
　電流振幅演算器７１は、電流検出部３の出力であるモータ電流ｉｕ、ｉｖを用いて、（２）式により交番電流振幅Ｉａｍｐを演算し出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　電圧振幅演算器７２は、交流電圧指令生成部５の出力であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を用いて（３）式により交流電圧指令の大きさＶｒｅｆを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　除算器７３は、交番電流振幅Ｉａｍｐを交流電圧指令の大きさＶｒｅｆで除算して、ゲインＧを演算し出力する。遅延器７５は、現在のカウント値の１カウント前であるカウント値ｎ－１の時のゲインＧ（ｎ－１）を出力する。
　加減算器７４は、除算器７３の出力であるゲインＧ（ｎ）から、遅延器７５の出力である１カウント値前のゲインＧ（ｎ－１）を減算したゲインの差分ΔＧ（ｎ）を出力する。乗算器７６は、周波数指令設定部６の出力である周波数指令ｆ（ｎ）に２πを乗算した角周波数ωｎを出力する。常用対数換算器７７は、乗算器７６の出力である角周波数ωｎを（４）式により角周波数の常用対数値ωｎ´に換算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  遅延器７９は、現在のカウント値の１カウント前であるカウント値ｎ－１の時の角周波数の常用対数値ωｎ－１´を出力する。加減算器７８は、常用対数換算器７７の出力である角周波数の常用対数値ωｎ´から、遅延器７９の出力である１カウント値前の角周波数の常用対数値ωｎ－１´を減算した角周波数の常用対数値の差分Δωｎ´を出力する。
　除算器８０は、加減算器７４の出力であるゲインの差分ΔＧ（ｎ）を加減算器７８の出力である角周波数の常用対数値の差分Δωｎ´で除算して、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）を演算する。
  次に、図７、図８の機能説明図を用いて、図６の判定フラグ演算器８１すなわち図５のフローチャートの判定フラグＦ演算（Ｓ５９）の動作を説明する。
　判定フラグ演算器８１は、除算器８０の出力であるゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）より判定フラグＦを設定し出力する。
　図７は、二次回路がないモータに周波数をｆ（１）からｆ（ｎ）までの交番電圧を順次印加したときの角周波数ωｎに対するゲインＧ（ｎ）とゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）の一例を示す。
　図８は、二次回路を有するモータに周波数ｆ（１）からｆ（ｎ）までの交番電圧を順次印加したときの角周波数ωｎに対するゲインＧ（ｎ）とゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）の一例である。
　図７のように、二次回路がないモータでは、伝達関数が一次系でありゲイン線図のゲインの傾きが変化する点は１つである。角周波数が低い時（図７のω１～ω６）は、ゲインの傾きＧｇｄはゼロ近傍になる。ゲインの傾きが変化する点付近よりも高い角周波数（図７のω７～ω１５）では、角周波数が高くなればなるほどゲインの傾きＧｇｄは小さくなる。
　一方、図８の二次回路を有するモータでは、伝達関数が二次系でありゲイン線図のゲインの傾きが変化する点は３つである。角周波数が低い時（図８のω１～ω４）は、ゲインの傾きＧｇｄはゼロ近傍になる。
　角周波数が低いほうから数えて１つ目のゲインの傾きが変化する点付近から、２つ目のゲインの傾きが変化する点付近（図８のω５～ω８）では、ゲインの傾きＧｇｄは小さくなる。そして、２つ目のゲインの傾きが変化する点から３つ目のゲインの傾きが変化する点付近（図８のω９～ω１２）では、再びゲインの傾きＧｇｄは大きくなりゼロ近傍になる。３つ目のゲインの傾きが変化する点付近よりも高い角周波数（図８のω１３～ω１５）では、角周波数が高くなればなるほどゲインの傾きＧｇｄは小さくなる。
  ゲインの傾きＧｇｄの変化を整理すると、二次回路がないモータの場合、周波数が高くなればなるほどゲインの傾きＧｇｄが小さくなる。これに対し、二次回路を有するモータの場合、周波数が高くなるに従い、最初ゲインの傾きＧｇｄが小さくなるが、その後ゲインの傾きＧｇｄは大きくなり、ゲインの傾きＧｇｄがゼロ近傍になる。その後、再びゲインの傾きＧｇｄが小さくなる。
　 判定フラグ演算器８１は、この伝達特性の違いを利用して判定フラグＦを設定し出力する。
　以下、図５の判定フラグＦ演算（Ｓ５９）の処理を具体的に説明する。
　全体の処理開始時に、判定フラグ演算器８１が出力する判定フラグＦの初期値は０に設定されている（Ｓ５２）。
　カウント値を１からｎまで順次変化させて、除算器８０の出力であるゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）が、１カウント値前のゲインの傾きＧｇｄ（ｎ－１）よりも小さければ、ゲインの傾きの最小値Ｇｇｄ＿ｍｉｎとしてＧｇｄ（ｎ）の値を記憶し、小さくなければＧｇｄ＿ｍｉｎは現在の値を保持する。また、Ｇｇｄ＿ｍｉｎの設定と同時に、ゲインの傾き閾値Ｇｌｅｖを設定する。
　Ｇｌｅｖは、Ｇｇｄ＿ｍｉｎのＫｇ倍（Ｋｇは、０＜Ｋｇ＜１の任意の値）に設定する。そして、次のカウント値ｎ＋１のゲインの傾きＧｇｄ（ｎ＋１）とゲインの傾き閾値Ｇｌｅｖを比較し、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ＋１）がゲインの傾き閾値Ｇｌｅｖよりも大きくなったら判定フラグＦに１を加算する。
　二次回路がないモータの場合、図７に示すように角周波数が高くなればなるほどゲインの傾きが小さくなる。このため、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ＋１）がゲインの傾き閾値Ｇｌｅｖよりも大きくなることはなく、判定フラグＦに１が加算されることはない。すなわち、二次回路がないモータの判定フラグＦは０となる。
　ここで、図７中のＧｇｄのＧｇｄ＿ｍｉｎおよびＧｌｅｖの値は、Ｇｇｄ（２）からＧｇｄ（１５）まで毎回変化しており、図では最後の状態のＧｇｄ＿ｍｉｎおよびＧｌｅｖを記載している。
　一方、二次回路を有するモータは、図８に示すように、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ＋１）がゲインの傾き閾値Ｇｌｅｖよりも大きくなるため、判定フラグＦに１が加算される。すなわち、二次回路を有するモータの判定フラグＦは１となる。
　ここで、図８中のＧｇｄのＧｇｄ＿ｍｉｎおよびＧｌｅｖの値は、Ｇｇｄ（２）からＧｇｄ（８）まで毎回変化しており、Ｇｇｄ（９）以降は変化しない。図では最後の状態のＧｇｄ＿ｍｉｎおよびＧｌｅｖを記載している。
  モータ種別判別器８２は判定フラグ演算器８１が出力する判定フラグＦの値に基づいて、判定フラグＦが０ならば二次回路がないモータ、判定フラグＦが１ならば二次回路を有するモータと判別し、モータ種別を出力する。
　判別対象のモータが誘導モータと永久磁石同期モータである場合、モータ種別判別器８２は、判定フラグＦが０ならば永久磁石同期モータ、判定フラグＦが１ならば誘導モータと判別し、モータ種別を出力する。
　以上、本実施の形態１においては、図６の電圧振幅演算器７２は、交流電圧指令生成部５の出力であるＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊から（３）式により交流電圧指令の大きさＶｒｅｆを演算した。しかし、交番電圧の大きさは、（３）式で求める以外に、図１の交流電圧指令生成部５から直接Ｖｒｅｆを得てもよい。この場合、電圧振幅演算器７２は不要となる。
  交流電圧指令生成部５から直接Ｖｒｅｆを得る場合のモータ制御装置の構成図を図９に示す。
　また、本実施の形態１においては、カウント値ｎの時の周波数指令ｆ（ｎ）をカウント値に応じてあらかじめ設定した。しかし、カウント値に応じて角周波数の常用対数値を等間隔で変化させてもよい。この場合は、Δωｎ´が一定であるため、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）は単純にゲインの差分ΔＧ（ｎ）のみに比例する。
　モータ種別の判別は、ゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）の絶対値は必要なく、ゲインの傾きが変化する点さえ分かればよいので、図１０に示すように、ゲインの差分ΔＧ（ｎ）をゲインの傾きＧｇｄ（ｎ）として与えることで、角周波数の常用対数値の差分の演算を省くことができ、モータ制御装置の図６で示した種別判別部７の構成を図１０の種別判別部１０７の構成ように簡素化することができる。
　なお、この種別判別部１０７においては、交流電圧指令生成部５から直接Ｖｒｅｆを得る構成としている。
　このように、本実施の形態１によれば、モータ制御装置１はモータ２の伝達特性に基づいてモータ種別を判別する。モータ制御装置１は、このモータ２の伝達特性として、交番電圧の大きさとモータ電流の大きさ比の周波数特性であるゲインＧを演算し、演算したゲインＧよりゲインの傾きＧｇｄを求める。
　したがって、本実施の形態１に係るモータ制御装置１は、モータの磁気飽和を用いないで二次回路がないモータか二次回路を有するモータかを判別するため、判別精度を向上できる効果がある。
　実施の形態２．
　以下、本願発明の実施の形態２について、図に基づいて説明する。図１１は、この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２０１のハードウエア構成を示す図であり、図１２は処理を説明するフローチャート、図１３は構成図、図１４はモータ等価回路、図１５は詳細構成図である。図１１において、図１と同一あるいは相当部分には、同一符号を付している。
  この実施の形態２においては、モータの伝達特性としてモータ定数を演算し、このモータ定数に基づいて二次回路を有するモータか二次回路がないモータかどうかのモータ種別の判別を行う。
　この発明の実施の形態２に係るモータ制御装置２０１の構成を、図１１に示すが、実施の形態１の構成図である図１とは種別判別部２０７が異なるのみで、その他は同一である。したがって、以下種別判別部２０７の構成と動作についてのみ説明する。
　種別判別部２０７は、モータ２が二次回路を有するモータであると仮定してモータ２のモータ定数の演算を行う。
　モータ定数の演算を行った結果、二次回路を有するモータである場合、演算したモータ定数はすべて正の実数となる。しかし、二次回路がないモータの場合は、二次回路がないために、二次回路に関連するモータ定数、例えば二次抵抗や二次インダクタンス、そして、一次インダクタンスと二次インダクタンスとの相互インダクタンスの値が、正の実数以外（負や虚数）となる。この特性を利用して、二次回路を有するモータか二次回路がないモータかを判別する。
　図１２は本実施の形態２のモータ種別を判別するフローチャートである。
　処理が開始されると（Ｓ１０１）、初期値ｎ＝１を設定する（Ｓ１０２）。次に、カウント値ｎ（初期値＝１）に応じて周波数指令ｆ（ｎ）を設定する（Ｓ１０３）。
　次に、周波数ｆ（ｎ）の交番電圧を印加し（Ｓ１０４）、モータ２に流れるモータ電流から交番電圧と同一周波数の交番電流を検出する（Ｓ１０５）。
　モータ２が二次回路を有するモータであると仮定して、二次回路を有するモータのモータ定数を求めるために、交番電流のうち、交番電圧と同位相方向の同位相電流と、交番電圧と直交位相方向の直交位相電流とを抽出し、記憶する（Ｓ１０６）。
　カウント値ｎが予め設定したカウント最大値Ｎ＿ｅｎｄ以下であれば（Ｓ１０７）、カウント値ｎに１を加算したカウント値ｎ＋１を設定し（Ｓ１０８）、以降ステップＳ１０３～Ｓ１０６をカウント値ｎがカウント最大値Ｎ＿ｅｎｄよりも大きくなるまで繰返す。
　カウント値ｎがカウント最大値よりも大きくなれば、記憶した同位相電流、直交位相電流よりモータ２が二次回路を有するモータであると仮定して、伝達関数Ｇｉｍ（ｓ）を同定する（Ｓ１０９）。
　次に、同定した伝達関数Ｇｉｍ（ｓ）からモータ定数である一次抵抗Ｒｓ、二次抵抗Ｒｒ、一次インダクタンスＬｓ、二次インダクタンスＬｒおよび相互インダクタンスＭを演算する（Ｓ１１０）。
　モータ２が二次回路のないモータである場合、演算したモータ定数のうち、二次回路に関連するモータ定数である二次抵抗Ｒｒ、相互インダクタンスＭは、正の実数以外となる。このため、二次抵抗Ｒｒ、相互インダクタンスＭが正の実数であれば、二次回路を有するモータ、正の実数でなければ二次回路がないモータとの判別を行う。
　なお、二次インダクタンスＬｒも二次回路に関係するモータ定数であるが、一次インダクタンスＬｓ＝二次インダクタンスＬｒとして演算するため、二次インダクタンスＬｒは、二次回路がないモータにおいてもモータ定数演算結果が正の実数となる。このため、モータ種別の判別では、二次抵抗Ｒｒ、相互インダクタンスＭのみを用いる。
　以下、図１２のフローチャートについて、さらに説明する。
　図１２の周波数指令ｆ（ｎ）の設定（Ｓ１０３）から交番電流の検出（Ｓ１０５）までは、実施の形態１と同様に周波数指令設定部６はカウント値ｎ（初期値＝１）に応じて周波数指令ｆｎを設定する。交流電圧指令生成部５は、静止二軸上のα軸電圧指令Ｖα＝Ｖｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）およびβ軸電圧指令Ｖβ＝０を（１）式により二相／三相変換しての交流電圧指令を生成する。この交流電圧指令に基づいて電圧印加部４は、モータ２に交番電圧を印加する。そして、電流検出部３は、モータ電流ｉｕ、ｉｖを検出する。
　図１２のフローチャートの交番電流検出（Ｓ１０５）以降が、本実施の形態２の図１１の種別判別部２０７の処理に相当部分である。
　図１３は、種別判別部２０７の構成図であり、種別判別部２０７のモータ定数演算部２７０の詳細構成図を図１５に示す。
　図１２のフローチャートの交番電流検出（Ｓ１０５）からモータ定数演算（Ｓ１１０）までは、モータ２が二次回路を有するモータであると仮定してモータ定数を演算する処理であり、図１３のモータ定数演算部２７０に相当する。ステップ１１１で二次抵抗Ｒｒ、相互インダクタンスＭが正の実数かどうかの判断を行う。
　まず、種別判別部２０７のうちモータ定数演算部２７０について説明する。
　図１４は、二次回路を有するモータである誘導モータの停止時における１相分の等価回路である。入力電圧Ｖｓから出力電流ｉｓまでの伝達関数Ｇｉｍ（ｓ）は、図１４より（５）式となり、係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１を用いれば（５）式は、（６）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、図中および（５）、（６）式中の記号の意味は下記のとおりである。
　　　　　　　Ｍ：相互インダクタンス、lｓ：一次漏れインダクタンス、lｒ：二次漏れインダクタンス
　　　　　　　Ｒｓ：一次抵抗、Ｌｓ：一次インダクタンス（＝lｓ＋Ｍ）
　　　　　　　Ｒｒ：二次抵抗、Ｌｒ：二次インダクタンス（＝lｒ＋Ｍ）
　　　　　　　ｓ：ラプラス演算子
　モータ定数演算部２７０は、モータ２が二次回路を有するモータであると仮定してモータ定数を演算するため、（６）式で表される二次回路を有するモータの伝達関数Ｇｉｍ（ｓ）を同定して、係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１を求める。この求めた係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１から（７）～（１０）式によりモータ定数を演算する。
　なお、通常、一次インダクタンスＬｓと二次インダクタンスＬｒは近い値となるため、係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１からモータ定数を計算する場合はＬｓ＝Ｌｒとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
  図１５はモータ定数演算部２７０の詳細構成図であり、同位相電流、直交位相電流を演算・記憶する部分と、伝達関数を同定する部分から構成されている。
　前述したＶα＝Ｖｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）、Ｖβ＝０の交番電圧を印加し、電流検出部３で検出する。この検出したモータ電流ｉｕ、ｉｖを（１１）式により静止二軸のα軸とβ軸に換算する。このα軸に換算した電流をｉα、β軸に換算した電流をｉβとすると、ｉαとｉβは（１２）式で表すことができる。なお、（１２）式のＩαはα軸電流の大きさ、φはＶαとｉαの位相差である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　Ｖαからｉαまでの伝達関数をＧα（ｊωｎ）とすると、Ｖα＝Ｖｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）の交番電圧を与えた場合の伝達関数Ｇα（ｊωｎ）は（１３）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（１３）式の｜Ｉα／Ｖｒｅｆ｜ｃｏｓφを同位相電流、｜Ｉα／Ｖｒｅｆ｜ｓｉｎφを直交位相電流と称する。図１５の同位相電流と直交位相電流を演算・記憶する部分では、この同位相電流と直交位相電流を演算する。
　（１３）式のうち、Ｖｒｅｆは既知の値であるため、同位相電流｜Ｉα｜ｃｏｓφと直交位相電流｜Ｉα｜ｓｉｎφを求めることで、伝達関数Ｇα（ｊωｎ）を求めることができる。
　次に同位相電流｜Ｉα｜ｃｏｓφと直交位相電流｜Ｉα｜ｓｉｎφを求める方法について説明する。余弦関数２ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）と正弦関数２ｓｉｎ（ωｎ・ｔ）を用意し、ｉαに余弦関数と正弦関数を乗じたものをそれぞれξｒ、ξｉとすると、ξｒ、ξｉは（１４）、（１５）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　（１４）、（１５）式から明らかなように、ξｒ、ξｉは２ωｎの角周波数の交流成分と、｜Ｉα｜・ｃｏｓφまたは｜Ｉα｜・ｓｉｎφの直流成分から成っている。したがって、ξｒ、ξｉから２ωｎの角周波数成分を除去すれば、同位相電流｜Ｉα｜ｃｏｓφと直交位相電流｜Ｉα｜ｓｉｎφを求めることができる。
　本実施の形態２では、ξｒ、ξｉから２ωｎの角周波数成分を除去するために（１６）式で表されるノッチフィルタを適用し、（１７）、（１８）式のように同位相電流｜Ｉα｜ｃｏｓφと直交位相電流｜Ｉα｜ｓｉｎφを得る。
  ここで、ノッチフィルタとは、必要な信号のみを取り出すために使用され、狭帯域信号の周波数のゲインを０にし、それ以外の周波数に対してはゲインを１にするフィルタである。
　なお、カウント値がｎの時の同位相電流｜Ｉα｜ｃｏｓφと、直交位相電流｜Ｉα｜ｓｉｎφをそれぞれＩｒｅ（ｎ）、Ｉｉｍ（ｎ）と表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
  このようにＩｒｅ（ｎ）、Ｉｉｍ（ｎ）を求めるために、図１５の同位相電流、直交位相電流を演算・記憶する部分では、電流検出部３で検出したｉｕ、ｉｖを三相／二相変換器７１１でｉα、ｉβに変換する。
　乗算器７１２は、周波数指令設定部６の出力であるカウント値ｎのときの周波数指令ｆ（ｎ）に、２πを乗じた角周波数指令ωｎを出力する。余弦関数演算器７１３は、角周波数ωｎの余弦関数ｃｏｓωｎｔを出力し、また、正弦関数演算器７１４は、角周波数ωｎの正弦関数ｓｉｎωｎｔを出力する。
　比例器７１５、７１６は、余弦関数演算器７１３の出力である余弦関数ｃｏｓωｎｔと正弦関数演算器７１４の出力である正弦関数ｓｉｎωｎｔをそれぞれ２倍にした２ｃｏｓωｎｔと２ｓｉｎωｎｔを出力する。乗算器７１７、７１８は、比例器７１５、７１６の出力である２ｃｏｓωｎｔと２ｓｉｎωｎｔに三相／二相変換器７１１の出力であるｉαを乗じて（１４）、（１５）式のξｒ、ξｉを出力する。
　ノッチフィルタ７１９、７２０は、乗算器７１７、７１８の出力であるξｒ、ξｉそれぞれにノッチフィルタを施して、（１７）、（１８）式のカウント値ｎにおける同位相電流Ｉｒｅ（ｎ）と直交位相電流Ｉｉｍ（ｎ）を出力する。
　また、同位相電流記憶器７２１は、カウント値ｎがＮ＿ｅｎｄ以下の場合、同位相電流Ｉｒｅ（ｎ）を記憶する。カウント値がＮ＿ｅｎｄより大きくなった場合は、記憶した同位相電流Ｉｒｅ（１）～Ｉｒｅ（Ｎ＿ｅｎｄ）を同位相電流記憶値として出力する。
　直交位相電流記憶器７２２は、カウント値ｎがＮ＿ｅｎｄ以下の場合、直交位相電流Ｉｉｍ（ｎ）を記憶する。カウント値がＮ＿ｅｎｄより大きくなった場合は、記憶した直交位相電流Ｉｉｍ（１）～Ｉｉｍ（Ｎ＿ｅｎｄ）を直交位相電流記憶値として出力する。
　角周波数記憶器７２３は、カウント値ｎがＮ＿ｅｎｄ以下の時にカウント値ｎのときの角周波数ωｎを記憶し、カウント値ｎがＮ＿ｅｎｄより大きくなった場合、周波数ω１～ωＮ＿ｅｎｄまでの角周波数を角周波数記憶値として出力する。
　次に、伝達関数同定器７２５について説明する。Ｖαに角周波数ωｎの交番電圧Ｖα＝Ｖｒｅｆ・ｃｏｓ（ωｎ・ｔ）を印加したときのＶαからｉαまでの伝達関数は、前述した同位相電流Ｉｒｅ（ｎ）と直交位相電流Ｉｉｍ（ｎ）を用いると、（１９）式で表すことができる。ここで、（１９）式の伝達関数をＨ（ｊωｎ）とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　また、（５）式の二次回路を有するモータの伝達関数Ｇｉｍ（ｓ）の分母、分子をそれぞれＡ（ｓ）、Ｂ（ｓ）とし、（２０）、（２１）式で定義すると、Ｇｉｍ（ｓ）は（２２）式となる。また、（２２）式のラプラス演算子ｓをｊωｎで置き換えた場合、（２２）式は（２３）式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　前述したように、本実施の形態２では、モータ２は二次回路を有するモータであると仮定してモータ定数を演算するので、（１９）式の伝達関数Ｈ（ｊωｎ）は（２３）式の二次回路を有するモータの伝達関数Ｇｉｍ（ｊωｎ）になると仮定される。すなわち、（２４）式の関係が成立する。
　ここで、ε（ｎ）は（２５）式で定義する。（２４）式より、（２５）式のε（ｎ）は理想的にはゼロになる。そこで、最小二乗法を適用して（２６）式が最小になるように、未知の係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　次に、（２６）式を求める方法について説明する。
　εを（２７）式で定義すると、εとεの転置行列であるεＴとは（２８）式の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　ここで、ε´を（２９）式で定義すれば、（２８）と（２９）式により（３０）式のように（２６）式の関数を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　Ｎ＿ｅｎｄ＞２のとき、（３０）式を最小にする係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１は最小二乗法を適用して（３１）式で求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　図１５の伝達関数同定器７２５は、上記のようにカウント値がＮ＿ｅｎｄよりも大きくなれば、同位相電流記憶器７２１の出力である同位相電流記憶値と直交位相電流記憶値および角周波数記憶器７２３の出力である角周波数記憶値を用いて（１９）、（２９）～（３１）式の演算を行い係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１を求める。
　なお、（１９）式中のＶｒｅｆは、電圧振幅演算器７２４で（３）式により演算したＶｒｅｆを用いる。
　また、実施の形態１で説明したように、図１１の交流電圧指令生成部５から直接Ｖｒｅｆを得てもよい。その場合、電圧振幅演算器７２４は不要となる。
　モータ定数換算器７２６は、伝達関数同定器７２５の出力である係数ａ１、ａ２、ｂ０、ｂ１から、（７）～（１０）式を用いてモータ定数である一次抵抗Ｒｓ、二次抵抗Ｒｒ、一次インダクタンスＬｓ（＝二次インダクタンスＬｒ）および相互インダクタンスＭを演算する。モータ定数換算器７２６は、このうち、モータ種別判別に利用する二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭを出力する。
　図１３のモータ定数演算部２７０は、モータ定数換算器７２６の出力である二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭをモータ種別判別器２７１へ出力する。
　図１３のモータ種別判別器２７１は、モータ定数演算部２７０の出力である二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭからモータ種別を判別する。
　二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭの両方が正の実数ならば、二次回路を有するモータ、両方が正の実数でなければ二次回路がないモータと判別してモータ種別を出力する。
　なお、モータ２が誘導モータか永久磁石同期モータのいずれかであれば、二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭの両方が正の実数ならば誘導モータ、そうでなければ永久磁石同期モータと判別することができる。
　以上説明したように、本実施の形態２に係るモータ制御装置２０１は、モータ２の伝達特性としてモータ定数を演算し、このモータ定数からモータの種別を判別する。
　モータ制御装置２０１は、複数の異なる周波数指令に基づいて設定した交番電圧をモータ２に印加し、そのときモータ２に流れる交番電流と交番電圧より、モータ２が二次回路を有するモータと仮定してモータ２の伝達関数を同定する。この同定した伝達関数よりモータ２の伝達特性としてモータ定数を演算する。演算したモータ定数のうち二次回路に関連する二次抵抗Ｒｒと相互インダクタンスＭの両方が正の実数であれば二次回路を有するモータ、それ以外であれば二次回路がないモータと判別する。このため、本実施の形態２に係るモータ制御装置２０１は、モータの磁気飽和を用いないで二次回路を有するモータか二次回路がないモータかを判別するため、判別精度を向上できる効果がある。
　この発明は、モータの制御装置、特に制御対象のモータの種別をモータの伝達特性を用いて判別することができる手段を備えたモータの制御装置に関するものであり、交流モータの制御装置に広く適用できる。    

Claims (4)

  1. 複数の周波数指令を出力する周波数指令設定部と、前記周波数指令に基づいて交流電圧指令を生成し出力する交流電圧指令生成部と、前記交流電圧指令に基づいてモータに電圧を印加する電圧印加部と、前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出部と、前記モータ電流と前記交流電圧指令と前記周波数指令とから演算した前記モータの伝達特性に基づいてモータ種別を判別する種別判別部とを備えたモータ制御装置。
  2. 前記種別判別部が演算する前記モータの前記伝達特性は、前記周波数指令に対する前記交流電圧指令と前記モータ電流の大きさの比とする請求項１記載のモータ制御装置。
  3. 前記種別判別部が演算する前記モータの前記伝達特性は、前記モータ電流と前記交流電圧指令と前記周波数指令とから演算した前記モータのモータ定数とする請求項１記載のモータ制御装置。
  4. 前記モータ定数は、前記モータが二次回路を有すると仮定して伝達関数を同定して演算した前記二次回路の二次抵抗と相互インダクタンスとする請求項３記載のモータ制御装置。    
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