WO2012014643A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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WO2012014643A1
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frequency
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上嶋孝紀
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株式会社村田製作所
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    • H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency module that transmits and receives a plurality of communication signals using different frequency bands with a common antenna, and more particularly to a high-frequency module in which the reception signal output terminal of each communication signal is constituted by a balanced terminal.
  • some of such conventional high-frequency modules have a structure in which a SAW duplexer is connected to one individual terminal of a switch IC.
  • a SAW duplexer is connected to one individual terminal of a switch IC.
  • two types of received signals of communication signals are output from one individual terminal, and the received signals of each communication signal are output from different terminals as the high-frequency module by demultiplexing with a SAW duplexer.
  • a balanced terminal is often used as the reception signal output terminal depending on the configuration of the signal processing circuit in the subsequent stage.
  • FIG. 1A is a diagram showing a wiring pattern for a SAW duplexer in a conventional high-frequency module
  • FIG. 1B is a graph showing amplitude characteristics and phase characteristics of the SAW duplexer alone and the module of the conventional high-frequency module. is there.
  • FIG. 1B shows the characteristics of the GSM900 communication signal, and the phase characteristics are “0” when the phase difference between the signals output from the two balanced output terminals is 180 °.
  • the wiring patterns 101P and 102P serving as one balanced output from the SAW duplexer S2 have the same line width and line length, and are formed in parallel.
  • the wiring patterns 201P and 102P, which are another balanced output from the SAW duplexer S2 have the same line width and line length, and are formed in parallel.
  • the wiring patterns 301P and 302P serving as one balanced output from the SAW duplexer S1 have the same line width and line length, and are formed in parallel.
  • the other wiring patterns 401P and 402P serving as balanced outputs from the SAW duplexer S1 have the same line width and line length, and are formed in parallel.
  • the phase may actually deviate from 180 ° as shown in FIG. 1B, resulting in transmission loss. End up.
  • An object of the present invention is to realize a high-frequency module having a balanced terminal and having a higher degree of design freedom and excellent transmission characteristics.
  • the present invention relates to a high-frequency module including a high-frequency device including a balanced terminal, and a laminate including a balanced output external connection port on which the high-frequency device is mounted and connected to the balanced terminal.
  • the laminate of the high-frequency module includes a first routing pattern and a second routing pattern that connect the balanced terminal and the balanced output external connection port.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are formed in shapes that have the same characteristic impedance.
  • the two transmission lines that connect the balanced terminal and the balanced output external connection port have the same characteristic impedance, which causes amplitude attenuation and phase shift due to transmission, as shown in FIG. Absent.
  • the routing patterns can be designed with a higher degree of freedom. And the high frequency module can be reduced more easily by improving the design freedom.
  • At least a part of the first routing pattern and the second routing pattern are formed in different layers of the laminate.
  • This configuration shows a specific configuration of the first routing pattern and the second routing pattern.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are formed to have different pattern widths.
  • This configuration shows a specific configuration of the first routing pattern and the second routing pattern. In this way, by making the pattern widths of the respective drawing patterns different, the characteristic impedance can be easily made the same even if the pattern lengths are different.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are formed on the mounting surface side of the high frequency device. Electrode patterns and other wiring patterns forming other circuit elements constituting the high-frequency module are formed on the main surface side facing the mounting surface.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are separated from the electrode patterns and other wiring patterns that form other circuit elements constituting the high-frequency module in the stacked body. Therefore, it is possible to suppress electromagnetic coupling between the first routing pattern and the second routing pattern, and the electrode patterns and other wiring patterns forming other circuit elements constituting the high-frequency module.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are formed between the mounting surface of the high-frequency device and the first inner layer ground electrode formed inside the multilayer body.
  • the first routing pattern and the second routing pattern are formed between the mounting surface of the high frequency device and the first inner layer ground electrode, so that the capacitance of the first routing pattern and the second routing pattern can be designed. And design of characteristic impedance becomes easier.
  • a switch IC for switching and connecting the common terminal to each individual terminal is mounted on the laminate.
  • the high-frequency device is a SAW device with an unbalanced / balanced conversion function having an unbalanced terminal connected to an individual terminal and a balanced terminal.
  • the electrode patterns and other wiring patterns forming other circuit elements constitute a filter circuit connected to an individual terminal different from that of the SAW device.
  • the filter circuit side is a transmission circuit
  • the SAW device side is a reception circuit
  • the common terminal side of the switch IC is an antenna side circuit.
  • This configuration shows a more specific configuration example of the high-frequency module, and shows a case where a high-frequency switch module that transmits and receives a plurality of communication signals by using a common antenna is realized.
  • the two input / output electrodes constituting the balanced terminal of the high-frequency device are formed in parallel and close to each other along a predetermined side surface of the high-frequency device.
  • the two external connection electrodes constituting the balanced output external connection port are formed in parallel and close to each other along a predetermined side surface of the laminate.
  • This configuration shows the specific configuration of the high-frequency device and the laminate. Even in such a configuration, since the degree of freedom of the routing pattern is high, the arrangement direction of the two input / output electrodes constituting the balanced terminal of the high-frequency device and the two external connection ports constituting the balanced output external connection port The arrangement direction of the electrodes can be set as appropriate. Thereby, the shape freedom degree of a high frequency module improves, and size reduction etc. are attained.
  • the high frequency device includes a first balanced terminal and a second balanced terminal that are different from each other.
  • the extending direction of the main line portion is orthogonal.
  • This configuration shows the specific configuration of the high-frequency device used in the high-frequency module.
  • the high-frequency device is provided with the first balanced terminal and the second balanced terminal using the above-described improvement in the degree of freedom of the routing pattern, the extending direction of the main line portion of each routing pattern is orthogonal to each other. The electromagnetic coupling between these routing patterns is suppressed, and the isolation between these routing patterns can be improved.
  • FIG. 6 is a mounting configuration diagram of the top surface of the multilayer body 900 and a configuration diagram of external connection lands on the bottom surface of the multilayer body 900. It is a figure which shows the amplitude characteristic and phase characteristic in the SAW duplexer (SAW filter) single-piece
  • SAW duplexer SAW filter
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the high-frequency switch module of the present embodiment.
  • the high-frequency module 10 includes a switch IC 11, SAW duplexers S1 and S2, and individual terminal-side filters 13A and 13B.
  • the high-frequency module 10 is formed by circuit elements formed in the laminate and circuit elements mounted on the top surface of the laminate. .
  • the switch IC 11 and the SAW duplexers S1 and S2 are mounted circuit elements and are mounted on the top surface of the laminate.
  • the SAW duplexers S1 and S2 correspond to the “high frequency device” of the present invention.
  • the individual terminal side filters 13A and 13B are generally configured by an inductor and a capacitor.
  • the switch IC 11 includes a common terminal PIC0 and a plurality (9 in this embodiment) of individual terminals PIC11 to PIC19.
  • the switch IC 11 is supplied with a drive voltage Vdd and control voltages Vc1, Vc2, Vc3, and Vc4.
  • the switch IC11 is driven by applying the drive voltage Vdd, and connects the common terminal PIC0 to any one of the individual terminals PIC11 to PIC19 by a combination of Hi and Low of the control voltages Vc1, Vc2, Vc3, and Vc4.
  • the common terminal PIC0 of the switch IC11 is connected to the antenna port Pan of the high-frequency module 10 via a phase matching circuit / ESD protection circuit including an inductor L2, an inductor L1, and a capacitor C1.
  • the individual terminal PIC11 of the switch IC11 is connected to the first transmission signal input port PtL of the high-frequency module 10 via the individual terminal side filter 13A.
  • a GSM850 transmission signal or a GSM900 transmission signal is input to the first transmission signal input port PtL.
  • the individual terminal PIC12 of the switch IC 11 is connected to the second transmission signal input port PtH of the high-frequency module 10 via the individual terminal side filter 13B.
  • a GSM1800 transmission signal or a GSM1900 transmission signal is input to the second transmission signal input port PtH.
  • the individual terminal side filter 13A includes inductors GLt1 and GLt2 connected in series between the individual terminal PIC11 and the first transmission signal input port PtL.
  • a capacitor GCc1 is connected in parallel to the inductor GLt1
  • a capacitor GCc2 is connected in parallel to the inductor GLt2.
  • the individual terminal PIC11 side of the inductor GLt1 is connected to the ground via the capacitor GCu1.
  • a connection point between the inductor GLt1 and the inductor GLt2 is connected to the ground via the capacitor GCu2.
  • the first transmission signal input port PtL side of the inductor GLt2 is connected to the ground via the capacitor GCu3.
  • the individual terminal side filter 13 functions as a low-pass filter.
  • the individual terminal side filter 13 functions as a low-pass filter.
  • the inductors GLt1 and GLt2 and the capacitors GCc1, GCc2, GCu1, GCu2, and GCu3, which are circuit elements, and determining each element value to a desired value the GSM850 transmission signal and the GSM900 transmission signal It is possible to form a low pass filter that attenuates the second and third harmonics and higher harmonics and passes the fundamental frequencies of the GSM850 and GSM900 transmission signals.
  • the individual terminal side filter 13B includes inductors DLt1 and DLt2 connected in series between the individual terminal PIC12 and the second transmission signal input port PtH.
  • a capacitor DCc1 is connected in parallel to the inductor DLt1.
  • a connection point between the inductor DLt1 and the inductor DLt2 is connected to the ground via the capacitor DCu2.
  • the second transmission signal input port PtH side of the inductor DLt2 is connected to the ground via the capacitor DCu3.
  • the individual terminal side filter 13B functions as a low-pass filter.
  • the shapes of the inductors DLt1, DLt2 and capacitors DCc1, DCu2, DCu3, which are circuit elements, are appropriately set, and each element value is determined as a desired value, whereby the second harmonic of the GSM1800 transmission signal and the GSM1900 transmission signal.
  • a third harmonic and higher harmonics can be attenuated to form a low pass filter that passes the fundamental frequencies of the GSM1800 and GSM1900 transmission signals.
  • the individual terminals PIC13 and PIC15 of the switch IC11 are connected to the ground potential.
  • the unbalanced terminal of the SAW duplexer S2 is connected to the individual terminal PIC14 of the switch IC11.
  • a matching inductor L3 is connected between the line connecting the individual terminal PIC14 and the unbalanced terminal of the SAW duplexer S2 and the ground potential.
  • the SAW duplexer S2 includes a first SAW filter having a GSM850 reception signal band each having an unbalanced balance conversion function as a pass band and a second SAW filter having a GSM900 reception signal band as a pass band.
  • the SAW duplexer S2 outputs the GSM850 received signal input from the unbalanced terminal from the balanced terminal of the first SAW filter and attenuates it by the second SAW filter.
  • the SAW duplexer S2 attenuates the GSM900 received signal input from the unbalanced terminal by the first SAW filter and outputs it from the balanced terminal of the second SAW filter.
  • the two terminals constituting the balanced terminal of the first SAW filter of the SAW duplexer S2 are connected to the first reception signal output ports PrL11 and PrL12 of the high-frequency module 10 via the wiring patterns 101 and 102, respectively.
  • the first reception signal output ports PrL11 and PrL12 correspond to the “balanced output external connection port” of the present invention.
  • the wiring patterns 101 and 102 are formed so that the characteristic impedances coincide with each other.
  • the two terminals constituting the balanced terminal of the second SAW filter of the SAW duplexer S2 are connected to the second reception signal output ports PrL21 and PrL22 of the high-frequency module 10 via the wiring patterns 201 and 202, respectively.
  • the second reception signal output ports PrL21 and PrL22 also correspond to the “balanced output external connection port” of the present invention.
  • the wiring patterns 201 and 202 are formed so that the characteristic impedances coincide with each other.
  • the unbalanced terminal of the SAW duplexer S1 is connected to the individual terminal PIC16 of the switch IC11.
  • a matching inductor L4 is connected between the line connecting the individual terminal PIC16 and the unbalanced terminal of the SAW duplexer S1 and the ground potential.
  • the SAW duplexer S1 includes a third SAW filter whose pass band is a GSM1800 reception signal band each having an unbalanced balance conversion function, and a fourth SAW filter whose pass band is a GSM1900 reception signal band.
  • the SAW duplexer S1 outputs the GSM1800 received signal input from the unbalanced terminal from the balanced terminal of the third SAW filter and attenuates it by the fourth SAW filter.
  • the SAW duplexer S1 attenuates the GSM1900 received signal input from the unbalanced terminal by the third SAW filter and outputs it from the balanced terminal of the fourth SAW filter.
  • the two terminals constituting the balanced terminal of the third SAW filter of the SAW duplexer S1 are connected to the third reception signal output ports PrH11 and PrH12 of the high-frequency module 10 via the wiring patterns 301 and 302, respectively.
  • the third reception signal output ports PrH11 and PrH12 also correspond to the “balanced output external connection port” of the present invention.
  • the wiring patterns 301 and 302 are formed so that the characteristic impedances coincide with each other.
  • the two terminals constituting the balanced terminal of the fourth SAW filter of the SAW duplexer S1 are connected to the fourth reception signal output ports PrH21 and PrH22 of the high-frequency module 10 via the wiring patterns 401 and 402, respectively.
  • the fourth reception signal output ports PrH21 and PrH22 also correspond to the “balanced output external connection port” of the present invention.
  • the wiring patterns 401 and 402 are formed so that the characteristic impedances coincide with each other.
  • the individual terminals PIC17, PIC18, and PIC19 of the switch IC11 are connected to the first, second, and third input / output ports Pumt1, Put2, and Put3, respectively.
  • the high-frequency module 10 having the circuit configuration described above includes a laminated body 900 formed by laminating a plurality of dielectric layers PL1 to PL19, and various mounted circuit elements mounted on the top surface of the laminated body 900.
  • FIG. 3 is a stacking diagram of the high-frequency module of the present embodiment.
  • FIG. 3 shows the top layer of the multilayer body 900 as the first layer PL1, the bottom layer as the nineteenth layer PL19, and is a diagram in plan view of the electrode pattern from the bottom side.
  • the circles described in each layer in FIG. 3 are conductive via holes that connect the layers.
  • 4A is a mounting configuration diagram of the top surface of the multilayer body 900
  • FIG. 4B is a configuration diagram of an external connection land on the bottom surface of the multilayer body 900.
  • first layer PL1 dielectric layer 901
  • mounting lands for mounting the switch IC 11, SAW duplexers S1, S2, and inductors L1, L3, L4 are formed. These mounting lands are formed on the top surface side of the dielectric layer 901.
  • the mounting lands of the SAW duplexers S1 and S2 are formed so that the short direction of the SAW duplexers S1 and S2 is parallel to the longitudinal direction of the laminate 900. Further, the mounting lands of the SAW duplexer S1 are formed so that the balanced terminal lands P111 and P112 and the balanced terminal lands P121 and P122 are parallel to the lateral direction of the multilayer body 900. Similarly, the mounting lands of the SAW duplexer S2 are formed so that the balanced terminal lands P211 and P212 and the balanced terminal lands P221 and P222 are parallel to the lateral direction of the multilayer body 900.
  • the SAW duplexers S1 and S2 are mounted on the laminate 900 such that the respective short-side directions are parallel to the longitudinal direction of the laminate 900.
  • the SAW duplexers S1 and S2 are mounted on the laminate 900 so that the longitudinal direction of the SAW duplexers S1 and S2 is parallel to the longitudinal direction of the laminate 900.
  • the area in plan view can be reduced.
  • the high frequency module 10 can be formed small.
  • the degree of freedom of the arrangement of the SAW duplexers S1 and S2 can be increased, as will be described later, the balanced terminal lands P111, P112, P121, P122, P211, P212, P221 of the SAW duplexers S1 and S2. This is because the degree of freedom in routing from P222 is improved.
  • the wiring pattern 101 is connected to the balanced terminal land P211 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 201 is connected to the balanced terminal land P221 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 202 is connected to the balanced terminal land P222 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 301 is connected to the balanced terminal land P111 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 401 is connected to the balanced terminal land P121 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 402 is connected to the balanced terminal land P122 by a conductive via hole.
  • linear lead-out electrodes constituting the wiring patterns 102, 202 and 302 are formed in the third layer PL3 (dielectric layer 903).
  • the wiring pattern 102 is connected to the balanced terminal land P212 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 202 is connected to the wiring pattern 202 of the second layer PL2 by a conductive via hole.
  • the wiring pattern 302 is connected to the balanced terminal land P121 by a conductive via hole.
  • the inner layer ground electrode GND is formed on the substantially entire surface of the fourth layer PL4 (dielectric layer 904).
  • a routing electrode for the antenna side circuit is formed.
  • the sixth layer PL6 (dielectric layer 906), linear routing electrodes constituting the wiring pattern 201 are formed.
  • the wiring pattern 402 is connected to the wiring pattern 402 of the second layer PL2 by a conductive via hole.
  • the sixth layer (dielectric layer 906) is provided with a control voltage lead-out electrode.
  • the inner layer ground electrode GND is formed on the substantially entire surface of the seventh layer PL7 (dielectric layer 907).
  • Each circuit element to be formed is formed by an inner layer electrode pattern.
  • the inner layer ground electrode GND is formed on the substantially entire surface of the eighteenth layer PL18 (dielectric layer 918).
  • Various external connection lands are formed on the bottom surface side of the nineteenth layer PL19 (dielectric layer 919) constituting the bottom surface of the multilayer body 900. As shown in FIG. 4B, an external connection ground electrode GNDo is formed at the center of the dielectric layer 919 in plan view.
  • balanced output external connection lands PmR111, PmR112, PmR211, PmR212, corresponding to the balanced output external connection ports, are provided along the longitudinal direction.
  • PmR311, PmR312, PmR411, and PmR412 are arranged.
  • These balanced output external connection lands PmR111, PmR112, PmR211, PmR212, PmR311, PmR312, PmR411, PmR412 are the first reception signal output ports PrL11, PrL12, the second reception signal output ports PrL21, PrL22, the third of FIG.
  • These balanced output external connection lands PmR111, PmR112, PmR211, PmR212, PmR311, PmR312, PmR411, and PmR412 are connected to wiring patterns 101, 102, respectively via conductive via holes so as to realize the circuit of FIG. 201, 202, 301, 302, 401, 402 are connected.
  • external connection lands PmVD, PmVV1, PmVV2, PmVVc3, PmVVc4, and PmA are arranged along the longitudinal direction.
  • the external connection lands PmVD, PmVc1, PmVc2, PmVc3, and PmVVc4 are external connection lands (corresponding to Vdd, Vc1, Vc2, Vc3, and Vc4 in FIG. 2) for applying the drive voltage Vdd and the control voltage Vc1-Vc4.
  • the external connection land PmA is an external connection land corresponding to the antenna port Pan in FIG.
  • external connection lands PmTL and PmTH are formed along the short direction.
  • the external connection lands PmTL and PmTH are external connection lands corresponding to the first transmission signal input port PtL and the second transmission signal input port PtH.
  • external connection lands PmU1, PmU2, and PmU3 are arranged in the short direction.
  • the external connection lands PmU1, PmU2, and PmU3 are external connection lands corresponding to the first, second, and third input / output ports Pumt1, Put2, and Put3.
  • the high-frequency module 10 including the multilayer body 900 and the mounted circuit components mounted on the multilayer body 900 is formed.
  • the high-frequency module 10 of the present embodiment has the following characteristics.
  • the routing electrodes constituting the wiring patterns 101 and 102 are formed so that the characteristic impedances of the wiring patterns 101 and 102 are matched by appropriately setting the wiring electrode length and the wiring electrode width.
  • the routing electrodes constituting the wiring patterns 201 and 202 are formed so that the characteristic impedances of the wiring patterns 201 and 202 coincide with each other by appropriately setting the wiring electrode length and the wiring electrode width.
  • the routing electrodes constituting the wiring patterns 301 and 302 are formed so that the characteristic impedances of the wiring patterns 301 and 302 coincide with each other by appropriately setting the wiring electrode length and the wiring electrode width. .
  • the routing electrodes constituting the wiring patterns 401 and 402 are formed so that the characteristic impedances of the wiring patterns 401 and 402 are matched by appropriately setting the wiring electrode length and the wiring electrode width. .
  • FIG. 5 shows the amplitude characteristics and phase characteristics of a single SAW filter and the amplitude characteristics and phase characteristics of a high-frequency module for a GSM900 received signal when the configuration of this embodiment is used.
  • the wiring electrode length, the wiring electrode as in the prior art The degree of freedom of design is improved rather than making the widths completely coincide. Thereby, the freedom degree of design of the wiring pattern in the laminated body 900 improves, and the laminated body 900 can be reduced more in size. Furthermore, using this configuration, in the high-frequency module 10 of the present embodiment, the wiring pattern is formed across a plurality of dielectric layers. Thereby, the shape of the laminate 900 in plan view can be further reduced.
  • the inner layer ground electrode GND is formed in the adjacent layer of the lead electrode forming layer constituting the wiring pattern, and the lead electrode forming layer is provided between the mounting surface of the SAW duplexers S1 and S2 and the inner layer ground electrode. Therefore, it is easy to design the capacitance generated between each wiring pattern and the ground potential, and the characteristic impedance can be designed to a desired value more easily.
  • the main routing direction of the wiring patterns 301 and 302 routed from the balanced terminal lands P111 and P112 for each SAW filter of the SAW duplexer S1 is made parallel to the short direction of the multilayer body 900.
  • the main routing directions of the wiring patterns 401 and 402 routed from the balanced terminal lands P121 and P122 for the SAW filters of the SAW duplexer S1 are made parallel to the longitudinal direction of the multilayer body 900.
  • balanced output wiring patterns 101, 102, 201, 202, 301, 302, 401, 402 are formed from the second layer PL2 to the sixth layer PL6 of the laminate 900, and the high-frequency module. Electrode patterns of other circuit elements formed in the laminated body 900 constituting 10 are formed from the eighth layer PL8 to the eighteenth layer PL18. In addition, an inner layer ground electrode GND is formed on the seventh layer PL7 between them. With such a structure, the balanced output wiring patterns 101, 102, 201, 202, 301, 302, 401, 402 and other circuit elements are electrically separated from each other by the inner layer ground electrode GND. Therefore, electromagnetic coupling between the wiring patterns 101, 102, 201, 202, 301, 302, 401, 402 for balanced output and other circuit elements is suppressed, and the mutual isolation can be improved.
  • PmR211, PmR212, PmR311, PmR312, PmR411, and PmR412 do not necessarily have to be formed at overlapping positions in the plan view of the stacked body 900.
  • the characteristic impedance can be designed to a desired value, the wiring patterns 101 and 102, the wiring patterns 201 and 202, and the wiring patterns 301 and 302 need not be formed in the same shape. It is.
  • the degree of freedom in designing the shape of the electrode pattern on the inner layer of the laminate 900, the formation arrangement pattern of the external connection lands, and the arrangement pattern of the mounting lands of the SAW duplexers S1 and S2 is improved, and the laminate 900 is designed to be more compact. You can also
  • a small high-frequency module with a low loss can be realized while having a balanced output terminal.
  • the high-frequency switch module is described as an example of the high-frequency module, but the above-described configuration can be applied and the same operation and effect can be obtained even with other high-frequency modules having balanced output terminals. .
  • 10 high frequency switch module
  • 11 switch IC
  • 13A, 13B individual terminal side filter
  • 900 laminate
  • 901-919 dielectric layer
  • S1, S2 SAW duplexer

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Abstract

平衡端子を備えた構造であって、より設計自由度が高く且つ伝送特性の優れる高周波モジュールを実現する。積層体（９００）の第２層（ＰＬ２）から第６層（ＰＬ６）の所定の複数層には、ＳＡＷデュプレクサ（Ｓ１，Ｓ２）のＳＡＷフィルタの平衡端子にそれぞれ接続する配線パターン（１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２）が形成されている。この際、それぞれが平行線路の対となる配線パターン（１０１，１０２）の特性インピーダンスを一致させ、配線パターン（２０１，２０２）の特性インピーダンスを一致させ、配線パターン（３０１，３０２）の特性インピーダンスを一致させ、配線パターン（４０１，４０２）の特性インピーダンスを一致させる。

Description

高周波モジュール
　この発明は、それぞれに異なる周波数帯域を用いた複数の通信信号を共通のアンテナで送受信する高周波モジュール、特に、各通信信号の受信信号出力端子が平衡端子で構成された高周波モジュールに関する。
　従来、それぞれに異なる周波数帯域を用いた複数の通信信号を共通アンテナで送受信する高周波モジュールが各種考案されている。このような高周波モジュールでは、例えば特許文献１に示すように、共通アンテナに対してスイッチＩＣの共通端子が接続され、スイッチＩＣの複数の個別端子に、高周波モジュールとしての送信信号入力端子および受信信号出力端子が接続されている。
　また、このような従来の高周波モジュールでは、スイッチＩＣの一つの個別端子に対して、ＳＡＷデュプレクサを接続する構造のものもある。この高周波モジュールでは、一つの個別端子から二種類の通信信号の受信信号を出力し、ＳＡＷデュプレクサで分波することで、各通信信号の受信信号を、高周波モジュールとしての異なる端子から出力する。
　そして、このような構成の高周波モジュールには、後段の信号処理回路の構成等に応じて、受信信号出力端子に平衡端子が用いられることが多くある。
　このような平衡端子を用いる場合、当該平衡端子を構成する二端子から出力される信号の位相差が１８０°になるように配線パターンが設定される。したがって、従来では、図１（Ａ）に示すような配線パターンが用いられていた。図１（Ａ）は従来の高周波モジュールにおけるＳＡＷデュプレクサに対する配線パターンを示す図であり、図１（Ｂ）は従来構造の高周波モジュールのＳＡＷデュプレクサ単体およびモジュールでの振幅特性および位相特性を示すグラフである。なお、図１（Ｂ）はＧＳＭ９００通信信号の特性を示しており、位相特性は、二つの平衡出力端子から出力される信号の位相差が１８０°の場合を「０」としたものである。
　図１（Ａ）に示すように、ＳＡＷデュプレクサＳ２からの一つの平衡出力となる配線パターン１０１Ｐ，１０２Ｐは、線路幅、線路長が同じで、且つ平行に形成されている。同様に、ＳＡＷデュプレクサＳ２からの他の一つの平衡出力となる配線パターン２０１Ｐ，１０２Ｐは、線路幅、線路長が同じで、且つ平行に形成されている。さらに、ＳＡＷデュプレクサＳ１からの一つの平衡出力となる配線パターン３０１Ｐ，３０２Ｐは、線路幅、線路長が同じで、且つ平行に形成されている。同様に、ＳＡＷデュプレクサＳ１からの他の一つの平衡出力となる配線パターン４０１Ｐ，４０２Ｐは、線路幅、線路長が同じで、且つ平行に形成されている。
特開２００９－１２４７４６号公報
　しかしながら、従来のように、平衡出力に対する引き回しパターンとなる対の配線パターンを線路長、線路幅ともに同じ形状に形成する場合、設計的制約を受けるため、設計的自由度が低下する。このため、高周波モジュールを小型化し難くなる。また、設計的負荷が多くなってしまう。
　さらには、たとえ線路長、線路幅を同じに形成しても、図１（Ｂ）に示すように、現実的には位相が１８０°からずれてしまうことがあり、結果的に伝送損失が生じてしまう。
　本発明の目的は、平衡端子を備えた構造であって、より設計自由度が高く且つ伝送特性の優れる高周波モジュールを実現することにある。
　この発明は、平衡端子を備える高周波デバイスと、該高周波デバイスが実装され平衡端子に接続する平衡出力用外部接続ポートを備える積層体と、を備えた高周波モジュールに関する。この高周波モジュールの積層体は、平衡端子と平衡出力用外部接続ポートとを接続する第１引き回しパターンと第２引き回しパターンとを備える。第１引き回しパターンと第２引き回しパターンとは、それぞれの特性インピーダンスが同じになる形状に形成されている。
　この構成では、平衡端子と平衡出力用外部接続ポートとを接続する二本の伝送線路の特性インピーダンスが同じになることにより、後述する図５に示すように、伝送による振幅減衰も位相ズレも生じない。この際、従来のように、二つの引き回しパターンを、同じ線路幅、線路長にする必要がないので、より自由度が高い状態で、引き回しパターンを設計することができる。そして、設計自由度が向上することにより、高周波モジュールをより容易に小型化することができる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、第１引き回しパターンと第２引き回しパターンとは、少なくとも一部が積層体の異なる層に形成されている。
　この構成では、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンの具体的構成を示している。このように、少なくともこれらの一部が異なる層に形成されることで、より設計自由度が向上し、小型化も容易に可能になる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、第１引き回しパターンと第２引き回しパターンとは異なるパターン幅になるように形成されている。
　この構成では、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンの具体的構成を示している。このように、それぞれの引き回しパターンのパターン幅を異ならせることで、容易に、パターンの長さが異なっていても特性インピーダンスを同じにすることができる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンは、高周波デバイスの実装面側に形成される。高周波モジュールを構成する他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンは、実装面に対向する主面側に形成されている。
　この構成では、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンと、高周波モジュールを構成する他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンとが、積層体内で離間している。したがって、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンと、高周波モジュールを構成する他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンとの間の電磁界的結合を抑制できる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンは、高周波デバイスの実装面と、積層体の内部に形成された第１内層グランド電極との間に、形成されている。
　この構成では、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンが、高周波デバイスの実装面と、第１内層グランド電極との間に形成されることで、第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンのキャパシタンスの設計が容易になり、特性インピーダンスの設計がより容易になる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、積層体には、共通端子を各個別端子へ切り替えて接続するスイッチＩＣが実装されている。高周波デバイスは、個別端子に不平衡端子を接続するととともに、平衡端子を備える不平衡平衡変換機能付きＳＡＷデバイスである。他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンは、ＳＡＷデバイスと異なる個別端子に接続されるフィルタ回路を構成している。そして、この高周波モジュールでは、フィルタ回路側を送信回路とし、ＳＡＷデバイス側を受信回路とし、スイッチＩＣの共通端子側をアンテナ側回路とする。
　この構成では、高周波モジュールのより具体的な構成例を示しており、共通アンテナを用いて複数の通信信号を切り替えて送受信する高周波スイッチモジュールを実現した場合を示している。
　また、この発明の高周波モジュールでは、高周波デバイスの平衡端子を構成する二つの入出力電極は、高周波デバイスの所定側面に沿って平行に且つ近接して形成されている。また、この高周波モジュールでは、平衡出力用外部接続ポートを構成する二つの外部接続用電極は、積層体の所定側面に沿って平行に且つ近接して形成されている。
　この構成は、高周波デバイスおよび積層体の具体的構成を示している。このような構成であっても、引き回しパターンの自由度が高いため、高周波デバイスの平衡端子を構成する二つの入出力電極の配列方向と、平衡出力用外部接続ポートを構成する二つの外部接続用電極の配列方向とを適宜設定できる。これにより、高周波モジュールの形状自由度が向上し、小型化等が可能になる。
　また、この発明の高周波モジュールでは、高周波デバイスは、それぞれに異なる第１の平衡端子および第２の平衡端子を備える。第１の平衡端子に接続する引き回しパターンと、第２の平衡端子に接続する引き回しパターンとでは、主たる線路部の延びる方向が直交している。
　この構成では、高周波モジュールに用いる高周波デバイスの具体的構成を示している。上述の引き回しパターンの自由度が向上することを利用し、高周波デバイスが第１の平衡端子および第２の平衡端子を備える場合に、それぞれの引き回しパターンの主たる線路部の延びる方向を直交させれば、これら引き回しパターンの電磁界結合が抑圧され、これら引き回しパターン間のアイソレーションを向上できる。
　この発明によれば、設計自由度が高く、優れた伝送特性を有する、平衡出力が可能な高周波モジュールを実現することができる。
従来の高周波モジュールのＳＡＷデュプレクサに対する配線パターンを示す図、および、従来の高周波モジュールの振幅特性および位相特性を示す図である。 本実施形態の高周波スイッチモジュールの回路図である。 本実施形態の高周波モジュールの積層図である。 積層体９００の天面の実装構成図、および、積層体９００の底面の外部接続用ランドの構成図である。 本実施形態の構成を用いた場合のＧＳＭ９００受信信号に対するＳＡＷデュプレクサ（ＳＡＷフィルタ）単体での振幅特性および位相特性と、高周波モジュールとしての振幅特性および位相特性を示す図である。
　本発明の実施形態に係る高周波モジュールについて、図を参照して説明する。本実施形態では、高周波モジュールとして、不平衡平衡変換機能付きＳＡＷデュプレクサを備え、ＧＳＭ８５０，ＧＳＭ９００，ＧＳＭ１８００，ＧＳＭ１９００の通信信号を送受信する高周波スイッチモジュールを例に説明する。図２は本実施形態の高周波スイッチモジュールの回路図である。
　高周波モジュール１０は、スイッチＩＣ１１、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２、個別端子側フィルタ１３Ａ，１３Ｂを備えており、積層体内に形成される回路素子および積層体の天面に実装される回路素子により形成される。スイッチＩＣ１１およびＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２は実装型回路素子であり、積層体の天面に実装される。ここで、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２が本願発明の「高周波デバイス」に相当する。個別端子側フィルタ１３Ａ，１３Ｂは、概略的にはインダクタおよびキャパシタにより構成されている。
　スイッチＩＣ１１は、共通端子ＰＩＣ０と、複数（本実施形態では９個）の個別端子ＰＩＣ１１－ＰＩＣ１９を備える。スイッチＩＣ１１には、駆動電圧Ｖｄｄ、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４が与えられる。スイッチＩＣ１１は、駆動電圧Ｖｄｄが印加されることで駆動し、制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４のＨｉ，Ｌｏｗの組合せにより、共通端子ＰＩＣ０を個別端子ＰＩＣ１１－ＰＩＣ１９のいずれかに接続する。
　スイッチＩＣ１１の共通端子ＰＩＣ０は、インダクタＬ２とインダクタＬ１およびキャパシタＣ１からなる位相整合回路兼ＥＳＤ保護回路を介して、高周波モジュール１０のアンテナポートＰａｎに接続されている。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１１は、個別端子側フィルタ１３Ａを介して、高周波モジュール１０の第１送信信号入力ポートＰｔＬに接続されている。第１送信信号入力ポートＰｔＬには、ＧＳＭ８５０送信信号もしくはＧＳＭ９００送信信号が入力される。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１２は、個別端子側フィルタ１３Ｂを介して、高周波モジュール１０の第２送信信号入力ポートＰｔＨに接続されている。第２送信信号入力ポートＰｔＨには、ＧＳＭ１８００送信信号もしくはＧＳＭ１９００送信信号が入力される。
　ここで、個別端子側フィルタ１３Ａ，１３Ｂの構成を説明する。
　個別端子側フィルタ１３Ａは、個別端子ＰＩＣ１１と第１送信信号入力ポートＰｔＬとの間に直列接続されたインダクタＧＬｔ１，ＧＬｔ２を備える。インダクタＧＬｔ１にはキャパシタＧＣｃ１が並列接続しており、インダクタＧＬｔ２にはキャパシタＧＣｃ２が並列接続している。インダクタＧＬｔ１の個別端子ＰＩＣ１１側は、キャパシタＧＣｕ１を介してグランドへ接続している。インダクタＧＬｔ１とインダクタＧＬｔ２との接続点は、キャパシタＧＣｕ２を介してグランドへ接続している。インダクタＧＬｔ２の第１送信信号入力ポートＰｔＬ側は、キャパシタＧＣｕ３を介してグランドへ接続している。
　このような構成とすることで、個別端子側フィルタ１３は、ローパスフィルタとして機能する。この際、各回路素子であるインダクタＧＬｔ１，ＧＬｔ２、キャパシタＧＣｃ１，ＧＣｃ２，ＧＣｕ１，ＧＣｕ２，ＧＣｕ３の形状を適宜設定し、各素子値を所望値に決定することで、ＧＳＭ８５０送信信号およびＧＳＭ９００送信信号の２倍高調波および３倍高調波とそれ以上の高調波を減衰させ、ＧＳＭ８５０送信信号およびＧＳＭ９００送信信号の基本周波数を通過させるローパスフィルタを形成することができる。これにより、第１送信信号入力ポートＰｔＬから入力されたＧＳＭ８５０送信信号およびＧＳＭ９００送信信号の高調波は遮断され、ＧＳＭ８５０送信信号およびＧＳＭ９００送信信号の基本周波数信号のみが、スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１１に入力される。
　個別端子側フィルタ１３Ｂは、個別端子ＰＩＣ１２と第２送信信号入力ポートＰｔＨとの間に直列接続されたインダクタＤＬｔ１，ＤＬｔ２を備える。インダクタＤＬｔ１にはキャパシタＤＣｃ１が並列接続している。インダクタＤＬｔ１とインダクタＤＬｔ２との接続点は、キャパシタＤＣｕ２を介してグランドへ接続している。インダクタＤＬｔ２の第２送信信号入力ポートＰｔＨ側は、キャパシタＤＣｕ３を介してグランドへ接続している。
　このような構成とすることで、個別端子側フィルタ１３Ｂは、ローパスフィルタとして機能する。この際、各回路素子であるインダクタＤＬｔ１，ＤＬｔ２、キャパシタＤＣｃ１，ＤＣｕ２，ＤＣｕ３の形状を適宜設定し、各素子値を所望値に決定することで、ＧＳＭ１８００送信信号およびＧＳＭ１９００送信信号の２倍高調波および３倍高調波とそれ以上の高調波を減衰させ、ＧＳＭ１８００送信信号およびＧＳＭ１９００送信信号の基本周波数を通過させるローパスフィルタを形成することができる。これにより、第２送信信号入力ポートＰｔＨから入力されたＧＳＭ１８００送信信号およびＧＳＭ１９００送信信号の高調波は遮断され、ＧＳＭ１８００送信信号およびＧＳＭ１９００送信信号の基本周波数信号のみが、スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１２に入力される。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１３，ＰＩＣ１５は、グランド電位に接続している。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１４には、ＳＡＷデュプレクサＳ２の不平衡端子が接続している。個別端子ＰＩＣ１４とＳＡＷデュプレクサＳ２の不平衡端子とを接続する線路とグランド電位との間には、整合用のインダクタＬ３が接続している。
　ＳＡＷデュプレクサＳ２は、それぞれが不平衡平衡変換機能を有するＧＳＭ８５０受信信号帯域を通過帯域とする第１ＳＡＷフィルタと、ＧＳＭ９００受信信号帯域を通過帯域とする第２ＳＡＷフィルタとから構成されている。ＳＡＷデュプレクサＳ２は、不平衡端子から入力されたＧＳＭ８５０受信信号を、第１ＳＡＷフィルタの平衡端子から出力し、第２ＳＡＷフィルタで減衰させる。ＳＡＷデュプレクサＳ２は、不平衡端子から入力されたＧＳＭ９００受信信号を、第１ＳＡＷフィルタで減衰し、第２ＳＡＷフィルタの平衡端子から出力する。
　ＳＡＷデュプレクサＳ２の第１ＳＡＷフィルタの平衡端子を構成する二つの端子は、それぞれ配線パターン１０１，１０２を介して、高周波モジュール１０の第１受信信号出力ポートＰｒＬ１１，ＰｒＬ１２に接続されている。この第１受信信号出力ポートＰｒＬ１１，ＰｒＬ１２が、本発明の「平衡出力用外部接続ポート」に相当する。そして、詳細な構造は、後述するが、配線パターン１０１，１０２は、特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　ＳＡＷデュプレクサＳ２の第２ＳＡＷフィルタの平衡端子を構成する二つの端子は、それぞれ配線パターン２０１，２０２を介して、高周波モジュール１０の第２受信信号出力ポートＰｒＬ２１，ＰｒＬ２２に接続されている。この第２受信信号出力ポートＰｒＬ２１，ＰｒＬ２２も、本発明の「平衡出力用外部接続ポート」に相当する。そして、詳細な構造は、後述するが、配線パターン２０１，２０２は、特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１６には、ＳＡＷデュプレクサＳ１の不平衡端子が接続している。個別端子ＰＩＣ１６とＳＡＷデュプレクサＳ１の不平衡端子とを接続する線路とグランド電位との間には、整合用のインダクタＬ４が接続している。
　ＳＡＷデュプレクサＳ１は、それぞれが不平衡平衡変換機能を有するＧＳＭ１８００受信信号帯域を通過帯域とする第３ＳＡＷフィルタと、ＧＳＭ１９００受信信号帯域を通過帯域とする第４ＳＡＷフィルタとから構成されている。ＳＡＷデュプレクサＳ１は、不平衡端子から入力されたＧＳＭ１８００受信信号を、第３ＳＡＷフィルタの平衡端子から出力し、第４ＳＡＷフィルタで減衰させる。ＳＡＷデュプレクサＳ１は、不平衡端子から入力されたＧＳＭ１９００受信信号を、第３ＳＡＷフィルタで減衰し、第４ＳＡＷフィルタの平衡端子から出力する。
　ＳＡＷデュプレクサＳ１の第３ＳＡＷフィルタの平衡端子を構成する二つの端子は、それぞれ配線パターン３０１，３０２を介して、高周波モジュール１０の第３受信信号出力ポートＰｒＨ１１，ＰｒＨ１２に接続されている。この第３受信信号出力ポートＰｒＨ１１，ＰｒＨ１２も、本発明の「平衡出力用外部接続ポート」に相当する。そして、詳細な構造は、後述するが、配線パターン３０１，３０２は、特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　ＳＡＷデュプレクサＳ１の第４ＳＡＷフィルタの平衡端子を構成する二つの端子は、それぞれ配線パターン４０１，４０２を介して、高周波モジュール１０の第４受信信号出力ポートＰｒＨ２１，ＰｒＨ２２に接続されている。この第４受信信号出力ポートＰｒＨ２１，ＰｒＨ２２も、本発明の「平衡出力用外部接続ポート」に相当する。そして、詳細な構造は、後述するが、配線パターン４０１，４０２は、特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　スイッチＩＣ１１の個別端子ＰＩＣ１７，ＰＩＣ１８，ＰＩＣ１９は、それぞれ第１，第２，第３入出力ポートＰｕｍｔ１，Ｐｕｍｔ２，Ｐｕｍｔ３に接続している。
　＜高周波モジュール１０の構造説明＞
　上述の回路構成からなる高周波モジュール１０は、複数の誘電体層ＰＬ１－ＰＬ１９を積層してなる積層体９００と、該積層体９００の天面に実装された各種実装型回路素子からなる。図３は、本実施形態の高周波モジュールの積層図である。なお、図３は、積層体９００の天面側の最上層を第１層ＰＬ１として、最下層を第１９層ＰＬ１９として示しており、底面側から電極パターンを平面視した図である。そして、図３の各層に記載の丸印は、層間を接続する導電性ビアホールである。図４（Ａ）は積層体９００の天面の実装構成図であり、図４（Ｂ）は積層体９００の底面の外部接続用ランドの構成図である。
　第１層ＰＬ１（誘電体層９０１）には、スイッチＩＣ１１、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２、インダクタＬ１，Ｌ３，Ｌ４を実装するための実装用ランドが形成されている。これら実装用ランドは、誘電体層９０１の天面側に形成されている。
　ここで、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の実装用ランドは、これらＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の短手方向が、積層体９００の長手方向と平行になるように形成されている。また、ＳＡＷデュプレクサＳ１の実装用ランドは、平衡端子用ランドＰ１１１，Ｐ１１２および、平衡端子用ランドＰ１２１，Ｐ１２２が、積層体９００の短手方向に平行になるように形成されている。同様に、ＳＡＷデュプレクサＳ２の実装用ランドは、平衡端子用ランドＰ２１１，Ｐ２１２および、平衡端子用ランドＰ２２１，Ｐ２２２が、積層体９００の短手方向に平行になるように形成されている。
　このような構成により、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２は、それぞれの短手方向が積層体９００の長手方向に平行になるように、積層体９００へ実装される。
　したがって、従来の図１（Ａ）に示したように、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の長手方向が積層体９００の長手方向に平行になるように、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２を積層体９００へ実装するよりも、平面視した面積を小さくすることができる。これにより、高周波モジュール１０を小型に形成することができる。そして、このようなＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の配置の自由度を上げられるのは、後述するように、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の平衡端子用ランドＰ１１１，Ｐ１１２，Ｐ１２１，Ｐ１２２，Ｐ２１１，Ｐ２１２，Ｐ２２１，Ｐ２２２からの引き回しの自由度が向上しているからである。
　第２層ＰＬ２（誘電体層９０２）には、配線パターン１０１，２０１，２０２，３０１，４０１，４０２をそれぞれに構成する線状の引き回し電極が形成されている。配線パターン１０１は、平衡端子用ランドＰ２１１に導電性ビアホールで接続している。配線パターン２０１は、平衡端子用ランドＰ２２１に導電性ビアホールで接続している。配線パターン２０２は、平衡端子用ランドＰ２２２に導電性ビアホールで接続している。配線パターン３０１は、平衡端子用ランドＰ１１１に導電性ビアホールで接続している。配線パターン４０１は、平衡端子用ランドＰ１２１に導電性ビアホールで接続している。配線パターン４０２は、平衡端子用ランドＰ１２２に導電性ビアホールで接続している。
　第３層ＰＬ３（誘電体層９０３）には、配線パターン１０２，２０２，３０２をそれぞれに構成する線状の引き回し電極が形成されている。配線パターン１０２は、平衡端子用ランドＰ２１２に導電性ビアホールで接続している。配線パターン２０２は、第２層ＰＬ２の配線パターン２０２に導電性ビアホールで接続している。配線パターン３０２は、平衡端子用ランドＰ１２１に導電性ビアホールで接続している。
　第４層ＰＬ４（誘電体層９０４）には、内層グランド電極ＧＮＤが略全面に形成されている。
　第５層ＰＬ５（誘電体層９０５）には、アンテナ側回路用の引き回し電極が形成されている。
　第６層ＰＬ６（誘電体層９０６）には、配線パターン２０１を構成する線状の引き回し電極が形成されている。配線パターン４０２は、第２層ＰＬ２の配線パターン４０２に導電性ビアホールで接続している。また、第６層（誘電体層９０６）には、制御電圧用の引き回し電極が形成されている。
　第７層ＰＬ７（誘電体層９０７）には、内層グランド電極ＧＮＤが略全面に形成されている。
　第８層ＰＬ８（誘電体層９０８）から第１７層ＰＬ１７（誘電体層９１７）までは、上述の個別端子側フィルタ１３Ａ，１３Ｂ、およびアンテナ側の位相整合回路兼ＥＳＤ保護用のインダクタＬ１以外を構成する各回路素子が内層電極パターンにより形成されている。
　第１８層ＰＬ１８（誘電体層９１８）には、内層グランド電極ＧＮＤが略全面に形成されている。
　積層体９００の底面を構成する第１９層ＰＬ１９（誘電体層９１９）の底面側には、各種外部接続用ランドが形成されている。図４（Ｂ）に示すように、誘電体層９１９を平面視した中央には、外部接続用グランド電極ＧＮＤｏが形成されている。
　誘電体層９１９の長手方向に沿った一方の側辺付近には、当該長手方向に沿って、各平衡出力用外部接続ポートに相当する平衡出力用外部接続用ランドＰｍＲ１１１，ＰｍＲ１１２，ＰｍＲ２１１，ＰｍＲ２１２，ＰｍＲ３１１，ＰｍＲ３１２，ＰｍＲ４１１，ＰｍＲ４１２が配列形成されている。これら平衡出力用外部接続用ランドＰｍＲ１１１，ＰｍＲ１１２，ＰｍＲ２１１，ＰｍＲ２１２，ＰｍＲ３１１，ＰｍＲ３１２，ＰｍＲ４１１，ＰｍＲ４１２は、図２の第１受信信号出力ポートＰｒＬ１１，ＰｒＬ１２、第２受信信号出力ポートＰｒＬ２１，ＰｒＬ２２、第３受信信号出力ポートＰｒＨ１１，ＰｒＨ１２、第４受信信号出力ポートＰｒＨ２１，ＰｒＨ２２に対応する外部接続用ランドである。
　これら平衡出力用外部接続用ランドＰｍＲ１１１，ＰｍＲ１１２，ＰｍＲ２１１，ＰｍＲ２１２，ＰｍＲ３１１，ＰｍＲ３１２，ＰｍＲ４１１，ＰｍＲ４１２は、図２の回路を実現するように、導電性ビアホールを介して、それぞれに配線パターン１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２に接続している。
　誘電体層９１９の長手方向に沿った他方の側辺付近には、当該長手方向に沿って、外部接続用ランドＰｍＶＤ，ＰｍＶｃ１，ＰｍＶｃ２，ＰｍＶｃ３，ＰｍＶｃ４，ＰｍＡが配列形成されている。外部接続用ランドＰｍＶＤ，ＰｍＶｃ１，ＰｍＶｃ２，ＰｍＶｃ３，ＰｍＶｃ４は、駆動電圧Ｖｄｄおよび制御電圧Ｖｃ１－Ｖｃ４を印加するための外部接続用ランド（図２のＶｄｄ，Ｖｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４に対応）であり、外部接続用ランドＰｍＡは、図２のアンテナポートＰａｎに対応ずる外部接続用ランドである。
　誘電体層９１９の短手方向に沿った一方の側辺付近には、当該短手方向に沿って、外部接続用ランドＰｍＴＬ，ＰｍＴＨが形成されている。外部接続用ランドＰｍＴＬ，ＰｍＴＨは、第１送信信号入力ポートＰｔＬおよび第２送信信号入力ポートＰｔＨに対応する外部接続用ランドである。
　誘電体層９１９の短手方向に沿った他方の側辺付近には、当該短手方向に沿って、外部接続用ランドＰｍＵ１，ＰｍＵ２，ＰｍＵ３が配列形成されている。外部接続用ランドＰｍＵ１，ＰｍＵ２，ＰｍＵ３は、第１，第２，第３入出力ポートＰｕｍｔ１，Ｐｕｍｔ２，Ｐｕｍｔ３に対応する外部接続用ランドである。
　以上のような構造により、積層体９００と当該積層体９００に実装される実装回路部品とからなる高周波モジュール１０が形成される。
　このような構造において、本実施形態の高周波モジュール１０は、さらに次に特徴を有する。
　配線パターン１０１，１０２を構成する各引き回し電極は、配線電極長および配線電極幅を適宜設定することで、配線パターン１０１，１０２の特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　同様に、配線パターン２０１，２０２を構成する各引き回し電極は、配線電極長および配線電極幅を適宜設定することで、配線パターン２０１，２０２の特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　また、同様に、配線パターン３０１，３０２を構成する各引き回し電極は、配線電極長および配線電極幅を適宜設定することで、配線パターン３０１，３０２の特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　さらに、同様に、配線パターン４０１，４０２を構成する各引き回し電極は、配線電極長および配線電極幅を適宜設定することで、配線パターン４０１，４０２の特性インピーダンスが一致するように、形成されている。
　このように、それぞれのＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の各ＳＡＷフィルタに接続する平衡端子へ接続する配線パターン同士の特性インピーダンスを一致させるように設計すると、図５に示すような特性を得ることができる。図５は本実施形態の構成を用いた場合のＧＳＭ９００受信信号に対するＳＡＷフィルタ単体の振幅特性および位相特性と、高周波モジュールの振幅特性および位相特性を示す。
　図５に示すように、上述のように特性インピーダンスを一致させるように配線パターンを形成することで、当該配線パターンを伝送した後、すなわち、高周波モジュール１０の平衡出力用外部接続ポートからの出力時において、振幅減衰も位相ズレも生じない。これにより、低損失な平衡出力を実現できる。
　そして、このように、それぞれのＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の各ＳＡＷフィルタに接続する平衡端子へ接続する配線パターン同士の特性インピーダンスを一致させるように設計した場合、従来のように配線電極長、配線電極幅を完全に一致させるよりも、設計の自由度が向上する。これにより、積層体９００内の配線パターンの設計自由度が向上し、より積層体９００を小型化することができる。さらに、この構成を利用し、本実施形態の高周波モジュール１０では、配線パターンを複数の誘電体層に亘って形成する。これにより、さらに積層体９００の平面視した形状を小型化することができる。
　また、上述のように、配線パターンを構成する引き回し電極の形成層の隣接層に内層グランド電極ＧＮＤを形成し、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の実装面と内層グランド電極との間に引き回し電極の形成層が狭持されているので、各配線パターンに対するグランド電位との間で生じるキャパシタンスの設計が容易になり、特性インピーダンスを、より容易に所望値へ設計することができる。
　また、図３に示すように、ＳＡＷデュプレクサＳ１の各ＳＡＷフィルタ用の平衡端子用ランドＰ１１１、Ｐ１１２から引き回される配線パターン３０１，３０２の主たる引き回し方向を積層体９００の短手方向に平行にし、ＳＡＷデュプレクサＳ１の各ＳＡＷフィルタ用の平衡端子用ランドＰ１２１、Ｐ１２２から引き回される配線パターン４０１，４０２の主たる引き回し方向を積層体９００の長手方向に平行にする。これにより、配線パターン３０１，３０２と、配線パターン４０１，４０２との電磁界結合を抑制できる。この結果、配線パターン３０１，３０２と配線パターン４０１，４０２との間のアイソレーションを向上できる。また、このようにアイソレーションが確保できることで、配線パターン３０１，３０２と配線パターン４０１，４０２の特性インピーダンスの設計を容易にすることができる。
　また、図３に示すように、平衡出力用の配線パターン１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２が積層体９００の第２層ＰＬ２から第６層ＰＬ６に形成され、高周波モジュール１０を構成する積層体９００内に形成される他の回路素子の電極パターンが第８層ＰＬ８から第１８層ＰＬ１８に形成されている。その上で、これらの間となる第７層ＰＬ７に、内層グランド電極ＧＮＤが形成されている。このような構造により、平衡出力用の配線パターン１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２と他の回路素子とは、内層グランド電極ＧＮＤにより電気的に分離される。したがって、平衡出力用の配線パターン１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２と他の回路素子と間での電磁界結合が抑圧され、互いのアイソレーションを向上することができる。
　また、図３、図４に示すように、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２用の平衡端子用ランドＰ１１１，Ｐ１１２，Ｐ１２１，Ｐ１２２，Ｐ２１１，Ｐ２１２，Ｐ２２１，Ｐ２２２と、平衡出力用外部接続用ランドＰｍＲ１１１，ＰｍＲ１１２，ＰｍＲ２１１，ＰｍＲ２１２，ＰｍＲ３１１，ＰｍＲ３１２，ＰｍＲ４１１，ＰｍＲ４１２とが、積層体９００を平面視して、必ずしも重なる位置に形成される必要がない。これは、上述のように、特性インピーダンスを所望値に設計できれば、配線パターン１０１，１０２、配線パターン２０１，２０２、配線パターン３０１，３０２配線パターン４０１，４０２を必ずしも同じ形状で形成する必要がないからである。
　したがって、積層体９００の内層の電極パターンの形状、外部接続用ランドの形成配列パターン、およびＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２の実装ランドの配列パターンの設計自由度が向上し、より積層体９００を小型に設計することもできる。
　以上のように、本実施形態の構成を用いれば、平衡出力端子を有しながら、低損失で小型の高周波モジュールを実現することができる。
　なお、本実施形態では、高周波モジュールとして高周波スイッチモジュールを例に説明したが、平衡出力端子を備える他の高周波モジュールであっても、上述の構成を適用でき、同様の作用効果を得ることができる。
　また、上述の説明では、平衡出力する高周波デバイスとして、ＳＡＷデュプレクサＳ１，Ｓ２を二個実装した例を示したが、単に平衡端子を有するＳＡＷフィルタが一個だけの場合である等、平衡端子を有する高周波デバイスを少なくとも一個備える高周波モジュールであれば、上述の構成を適用でき、同様の作用効果を得ることができる。
１０：高周波スイッチモジュール、１１：スイッチＩＣ、１３Ａ，１３Ｂ：個別端子側フィルタ、１０１，１０２，２０１，２０２，３０１，３０２，４０１，４０２，１０１Ｐ，１０２Ｐ，２０１Ｐ，２０２Ｐ，３０１Ｐ，３０２Ｐ，４０１Ｐ，４０２Ｐ：配線パターン、９００：積層体、９０１－９１９：誘電体層、Ｓ１，Ｓ２：ＳＡＷデュプレクサ

Claims (8)

  1. 　平衡端子を備える高周波デバイスと、
    　該高周波デバイスが実装され、前記平衡端子に接続する平衡出力用外部接続ポートを備える積層体と、を備えた高周波モジュールであって、
    　前記積層体は、前記平衡端子と前記平衡出力用外部接続ポートとを接続する第１引き回しパターンと第２引き回しパターンとを備え、
    　前記第１引き回しパターンと前記第２引き回しパターンとは、それぞれの特性インピーダンスが同じになる形状に形成されている、高周波モジュール。
  2. 　請求項１に記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１引き回しパターンと前記第２引き回しパターンとは、少なくとも一部が前記積層体の異なる層に形成されている、高周波モジュール。
  3. 　請求項１に記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１引き回しパターンと前記第２引き回しパターンとは異なるパターン幅になるように形成されている、高周波モジュール。
  4. 　請求項１または２に記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンは、前記高周波デバイスの実装面側に形成され、
    　高周波モジュールを構成する他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンは、前記実装面に対向する主面側に形成されている、高周波モジュール。
  5. 　請求項４に記載の高周波モジュールであって、
    　前記第１引き回しパターンおよび第２引き回しパターンは、前記高周波デバイスの実装面と、前記積層体の内部に形成された第１内層グランド電極との間に、形成されている、高周波モジュール。
  6. 　請求項５に記載の高周波モジュールであって、
    　前記積層体には、共通端子を各個別端子へ切り替えて接続するスイッチＩＣが実装され、
    　前記高周波デバイスは、前記個別端子に不平衡端子を接続するととともに、前記平衡端子を備える不平衡平衡変換機能付きＳＡＷデバイスであり、
    　前記他の回路素子を形成する電極パターンおよび他の配線パターンは、前記ＳＡＷデバイスと異なる個別端子に接続されるフィルタ回路を構成しており、
    　前記フィルタ回路側を送信回路とし、前記ＳＡＷデバイス側を受信回路とし、前記スイッチＩＣの共通端子側をアンテナ側回路とする、高周波モジュール。
  7. 　請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の高周波モジュールであって、
    　前記高周波デバイスの前記平衡端子を構成する二つの入出力電極は、前記高周波デバイスの所定側面に沿って、平行に且つ近接して形成されており、
    　前記平衡出力用外部接続ポートを構成する二つの外部接続用電極は、前記積層体の所定側面に沿って、平行に且つ近接して形成されている、高周波モジュール。
  8. 　請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の高周波モジュールであって、
    　前記高周波デバイスは、それぞれに異なる第１の平衡端子および第２の平衡端子を備え、
    　前記第１の平衡端子に接続する引き回しパターンと、前記第２の平衡端子に接続する引き回しパターンとでは、主たる線路部の延びる方向が直交している、高周波モジュール。
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