WO2011162318A1 - 電力変換装置およびその温度上昇演算方法 - Google Patents

電力変換装置およびその温度上昇演算方法 Download PDF

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綾野　秀樹
石川　勝美
和俊 小川
勉 小南
真実 国広
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株式会社日立製作所
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a temperature rise calculation method thereof, and more particularly, to a power conversion device for evaluating the life of a switch element used in the power conversion device and a temperature rise calculation method thereof.
  • a temperature detector is connected to the base plate of the IGBT element of the inverter, and the ripple temperature is counted for each temperature range.
  • a temperature detector is connected to the base plate.
  • a cooling device such as a heat radiating fin
  • the loss per chip is calculated from the current detection value obtained from the current detector and the pulse width of the voltage obtained by detecting the edge of the voltage pulse command.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can calculate a temperature rise by a simple method or a temperature rise calculation method for the power conversion device.
  • a means for calculating a loss and an off-loss; a means for determining a switch element that conducts based on the polarity of the current command value; and a control of the switch element for each output phase based on the voltage command value for each output phase Means for calculating a conduction time within a period, means for calculating a conduction loss of the switch element based on the current value and the conduction time, an on loss and an off loss of the switch element, and the switch Means is provided for calculating a calorific value of the switch element based on the conduction loss of the element.
  • the chip loss is calculated using the current command value and the voltage command value in the arithmetic processing unit.
  • the current value of each output phase is estimated from the current command value.
  • the on-loss / off-loss of the chip is expressed as a function of the estimated current value flowing in each output phase, and the loss can be derived by integrating with the carrier frequency set in the arithmetic processing unit.
  • the conduction loss needs to be integrated into the saturation voltage that is a function of the estimated current value and the estimated current value.
  • the conduction time is calculated from the relationship between the carrier amplitude and the voltage command value at each inverter control cycle. Derived and performed operation. IGBT loss and diode loss can also be determined from the sign of the current command value.
  • an absolute temperature calculation can be performed by adding an outside air temperature sensor.
  • only the current and voltage command values that is, the internal information of the arithmetic processing unit can be used, and the temperature rise of the power converter can be calculated by a simple method. Can be used.
  • FIG. 1 is an overall schematic configuration diagram of a power converter according to a first embodiment of the present invention. It is a relationship diagram of ON / OFF of a switch element and the loss which generate
  • FIG. 5 is a relationship diagram between collector current and on-loss of a switch element. It is an example of the data table of ON loss with respect to collector current.
  • FIG. 4 is a relationship diagram between a current direction and a conduction element in a switch element.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of a relationship between a voltage command value and a conduction period of a switch element in PWM control. It is sectional drawing of an example of the semiconductor switch element which comprises a power converter device. It is a circuit model for exothermic evaluation.
  • FIG. 1 is an overall schematic configuration diagram of a power converter according to a first embodiment of the present invention.
  • an inverter main circuit 1 and a motor 2 that is fed and driven by the inverter main circuit 1 are provided.
  • control device in addition to a control circuit 3 that performs calculations for controlling the inverter main circuit 1 and a calorific value calculation in the inverter main circuit 1, as a sensor, from the inverter main circuit 1 to the motor 2.
  • a current detector 4 for detecting an output current and a rotary encoder 5 for detecting a magnetic pole position and a rotation speed of the motor 2 are provided.
  • a heat generation amount calculation unit 12 that calculates the chip heat generation amount of the switch element in the inverter main circuit 1 from a command value used for calculation in the control arithmetic unit, and this heat generation amount calculation unit
  • a storage device 13 for accumulating information on the calorific value calculated in 12 and element deterioration information calculated from the calorific value information, and an external storage device 14 for displaying a warning based on the calorific value information and history.
  • the configuration of the control system in the control circuit 3 is to input the difference between the speed command and the rotation speed of the motor 2 obtained from the rotary encoder 5 to the speed control system 6 so that the rotation speed of the motor 2 follows the speed command.
  • Torque current command value iq * is output.
  • the current signal of each phase (uvw phase) of the fixed coordinate system obtained from the current detector 4 is converted into the signals id and iq of the rotating coordinate system (dq phase) by the three-phase / 2-phase converter 7.
  • the d-axis and q-axis of the rotating coordinate system are orthogonal to each other. Generally, the d-axis is a motor field component and the q-axis is a motor torque component.
  • the current signals Id and Iq in the rotating coordinate system are input to the d-axis current control system 8d and the q-axis current control system 8q in order to follow the current command values Id * and Iq *, respectively.
  • the voltage command in the rotating coordinate system which is the output result, is converted into a three-phase voltage command in the fixed coordinate system by inputting it to the two-phase / three-phase converter 9, and the triangular wave carrier and the voltage are converted by the PWM controller 10.
  • An on / off control signal is generated based on the comparison with the command value. By this on / off control signal, each switch element of the inverter main circuit 1 is ON / OFF controlled via the gate driver 27.
  • the heat generation amount calculation unit 12 within the control circuit 3 calculates the chip heat generation amount based on the instantaneous value using only the control command value as an input factor, and performs the deterioration calculation.
  • a temperature sensor embedded in the element or a means for measuring the pulse width is not required, and the temperature rise of the switch element constituting the inverter 1 can be very easily performed. Degradation based on it can be evaluated.
  • the calorific value calculation uses voltage command values vu *, vv *, vw * in the fixed coordinate system and current command values iu *, iv *, iw * in the fixed coordinate system.
  • the current command values iu *, iv *, and iw * in the fixed coordinate system are obtained by inputting the current command values id * and iq * in the rotating coordinate system to the current command two-phase / three-phase conversion unit 11 and using the following equation: be able to.
  • ⁇ m is the magnetic pole position of the motor 2 obtained from the rotary encoder 5
  • K is a coefficient for conversion from the rotating coordinate system to the fixed coordinate system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a relationship between an ON / OFF state and a loss generated in the element when attention is paid to one switch element.
  • fsw is a switching frequency.
  • Both the on loss (Esw_on) and the off loss (Esw_off) are function values of the magnitude of the collector current Ic flowing through the collector portion of the element, as described below.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the collector current and the on-loss (Esw_on).
  • the on-loss (Esw_on) is as shown by a solid line in FIG. 3 and is expressed as (4) using a cubic polynomial, for example.
  • the coefficients a, b, c, and d are constant values.
  • the instantaneous value of the collector current Ic is equal to the current command value iu *, iv *, iw * of the corresponding coordinate system of the corresponding phase when conducting, and can be regarded as zero when not conducting.
  • these coefficients are stored in advance in the calorific value calculation unit 12 or the memory 13, and the on-loss is reduced by substituting the instantaneous current command value of the fixed coordinate system into the equation (4) for each switching period. Can be calculated. Further, as shown by the dotted line in FIG. 3, the on-loss may be calculated by approximating the linear equation for each current section. In this case, the calculation load can be reduced. Further, a table value of on-loss for the collector current may be provided in advance in the heat generation amount calculation unit 12 or the memory 13 and read as appropriate.
  • FIG. 4 is an example of a table of on-loss for the collector current.
  • the on-loss can be derived at high speed and accurately by reading the value corresponding to the instantaneous collector current for each switching period.
  • the off-loss (Esw_off) can be derived using the equation (4).
  • the recovery loss (Err) per switching is also a function value of the collector current Ic. Therefore, the recovery loss can be derived in the same manner as the on-loss.
  • the conduction loss of the switch element is a loss generated when a current flows in a conduction state.
  • the conduction loss Rcs of the switch element is
  • a new method for calculating the instantaneous loss by sequentially calculating the command loss from the command value every cycle is adopted for the conduction loss.
  • the conduction loss for each element is calculated from the direction of the phase current and the conduction width (duty ratio) of one cycle period.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the current direction in the switch element and the conduction element.
  • the figure is a model of an element for one output phase, in which a switch element IGBTp on the positive electrode side and a switch element IGBTn on the negative electrode side are connected in series, and the middle point thereof is connected to a load.
  • Each switch element has a configuration in which diodes Dp and Dn are connected in parallel.
  • the case where a current flows from the element in the load direction is positive.
  • the switch element IGBTp on the positive side and the diode Dn on the negative side are conductive elements as shown in FIG. 5A, and when the current is negative, the negative side is shown in FIG. 5B.
  • the switch element IGBTn and the positive diode Dp serve as a conducting element.
  • the sign of the output current is equal to the sign of the current command value iu *, iv *, iw * of the corresponding phase.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the voltage command value and the conduction period of the switch element in the PWM control.
  • the command pulses of the output voltages of the positive-side switch element IGBTp and the negative-side switch element IGBTn are inverted commands.
  • the output current command shown in FIG. 5A is positive, current flows in the positive switch element IGBTp in the Tpon section and the Tpoff section is in the negative polarity.
  • a current flows through the diode Dn on the side.
  • the output current command shown in FIG. 5B is negative, current flows through the positive diode Dp in the Tpon section, and current flows through the negative switch element IGBTn in the Tpoff section.
  • the ratio of Tpon and Tpoff with respect to the switching period Tsw is determined by the relationship between the magnitude of the triangular wave carrier and the voltage command value vu *, vv *, or vw *.
  • the ratio when the amplitude of the triangular wave carrier, which is the DC voltage value of the DC link, is Vdc and the switching period is Tsw is expressed by equations (8) and (9).
  • the ratio can be calculated from the voltage command value vu *, vv * or vw *.
  • the loss of each element per cycle Tsw is, for example, as shown in FIG. 6 as a part of a control calculation process of a general inverter device, generating a control calculation interrupt at the peak position of the triangular wave carrier, and a command at that time Calculate using the value (instantaneous value). That is, by calculating the loss in synchronization with the control calculation interrupt processing of the inverter device, it is possible to calculate with high accuracy. This is because the update of the command value is an interruption cycle, and the calculation result does not change even if the calculation is performed with a shorter cycle.
  • collector-emitter saturation voltage Vce (sat) and the emitter-collector saturation voltage Vec (sat) are also functions dependent on the collector current Ic, that is, current command values iu *, iv *, iw, as well as the on-loss. It can be calculated as a function that depends on *. That is, as in the case of the on loss, it can be derived by numerical calculation or table reference.
  • the conduction loss can also be calculated from the voltage command value and the current command value.
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a cross section of a semiconductor switch element constituting the power conversion device.
  • the semiconductor chip 15 is connected via a wire 16 to a substrate made of a conductor portion 18 and an insulator 19 via a solder 17.
  • the board portion is connected to the cooling device 21 via the solder 17 and the base plate 20.
  • Fig. 8 is a circuit model for heat generation evaluation.
  • the relationship between the amount of loss and temperature can be evaluated with a circuit model as shown in the figure. That is, the temperature T [n] can be derived by giving the loss amount P [n] corresponding to the heat source to the transient thermal impedance model of the element / cooler. Ta is the outside air temperature, and is added as an offset amount with respect to the temperature rise generated by the heat quantity P [n].
  • the transient thermal impedance model of the element / cooler can be expressed by combining a thermal circuit model using a CR circuit using a thermal resistance component R and a thermal capacity component C as shown in FIG. For example, in a parallel CR circuit, equation (18) is established.
  • ⁇ tc represents the control cycle, and in the case of FIG. 6, it is equal to the switching cycle Tsw which is the cycle of the control calculation interrupt.
  • the calorific value calculation unit 12 also performs the calculation of equation (19) based on the CR circuit model corresponding to the element. Furthermore, the temperature information of the calculation result is stored in the storage device 13.
  • the transient thermal impedance of detailed elements and cooling devices can be simulated by appropriately calculating the CR circuit in the form of series connection, and the calculation accuracy of the heat generation temperature can be improved. it can.
  • FIG. 9 is a diagram showing a simulation result obtained by calculating the chip temperature (junction portion of the wire) of the semiconductor switch element according to the first embodiment of the present invention. This simulation was performed with a model in which an inverter was driven with a permanent magnet motor as a load.
  • FIG. 10 is a schematic diagram of the junction temperature of the semiconductor switch element during continuous operation.
  • the temperature at the start of continuous operation tends to increase, and the temperature becomes saturated with the number of continuous operations. This is due to the fact that the cooling device has a low thermal time constant, so that a sufficient time is required until saturation.
  • the deterioration of the element is caused not only by the temperature change ⁇ T1 in one operation but also by the temperature change ⁇ T2 in continuous operation. It is also necessary to consider.
  • FIG. 11 is a schematic diagram of the relationship between the temperature change and the life of the semiconductor switch element. As shown in FIG. 11, the relationship between the lifetime (the number of heat cycles) and the temperature change progresses exponentially with respect to the temperature change width, so that the temperature change amount is small but the frequency is high as ⁇ T1 in FIG. In addition, it is necessary to consider both of the components such as ⁇ T2 that have a small frequency but a large temperature change amount.
  • the temperature is sequentially calculated by the calorific value calculation unit 12 at the timing of the control cycle ⁇ tc, so that the temperature rise of the element is simply calculated and recorded in the storage device 13, It is possible to estimate the remaining lifetime. Displaying the remaining life on the external display device 14 is very useful for maintenance personnel who perform periodic inspections.
  • the remaining life may be estimated by calculating the life consumed effectively by the calorific value calculation unit 12 from the waveform of the continuous operation state and accumulating the result in the storage device 13. In this case, since it is sufficient to store only the effective lifetime, the storage capacity can be reduced.
  • the operation speed or acceleration / deceleration may be limited. In this case, it is possible to extend the life as soon as possible against the destruction of the lifetime of the element. For example, there is an effect that a time margin can be ensured even in a case where urgent replacement is not possible.
  • the temperature may be calculated only for a specific element, for example, the V phase of the output phase. As a result, the calculation load can be reduced and the storage capacity for storing information can be reduced.
  • the temperature sensor 22 for grasping the external temperature Ta in FIG. 8 or FIG. 10 is attached.
  • the temperature may be calculated without using a temperature sensor or the like by giving a constant value as Ta.
  • a temperature sensor 22 for measuring the outside air temperature, not the temperature inside the module of the element, is attached.
  • FIG. 12 is a first example of the arrangement of the temperature sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor 22 is mounted on the cooling device 21.
  • the cooling device 21 it is not necessary to consider the cooling device 21 as an element of the transient thermal impedance in FIG. There is an effect that becomes simple.
  • the cooling device 21 has a large heat capacity and a small heat change like a water cooling system, the effect of thermal interference of other modules can be reduced.
  • FIG. 13 is a second example of the arrangement of the temperature sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • a temperature sensor 22 is mounted on the base plate 20 of the element.
  • the cooling device 21 it is not necessary to consider the cooling device 21 as an element of the transient thermal impedance, so that there is an effect that the calculation is simplified. In this case, there is an effect that it is difficult to receive thermal interference from other element modules.
  • FIG. 14 is a third example of the arrangement of the temperature sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor 22 is mounted on the control board 23 on which the control arithmetic device 3 for driving the element is mounted.
  • the control board 23 on which the control arithmetic device 3 for driving the element is mounted.
  • FIG. 15 is a fourth example of the arrangement of the temperature sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor 22 is installed inside the housing of the apparatus.
  • there is an effect of increasing the degree of freedom of arrangement because it is only necessary to arrange in the gap portion inside the housing.
  • the cooling device 21 has a large heat capacity such as a water cooling system, there is an effect of reducing the influence when heat is trapped inside the housing.
  • FIG. 16 is a fifth example of the arrangement of temperature sensors according to the first embodiment of the present invention.
  • the temperature sensor 22 is installed outside the casing of the apparatus. In this case, since there is no influence when heat accumulates inside the housing, there is an effect that the accuracy of the temperature calculation of the equation (18) can be increased.
  • the position where the temperature sensor 22 is mounted has been described.
  • the purpose of this is to calculate the absolute temperature of the chip in the module, starting from the temperature outside the module. That is, for example, even when a plurality of element modules are mounted, the number of temperature sensors may be smaller than the number of element modules, for example, one temperature sensor, and the effect of suppressing the complexity of the mounting form can be suppressed. .
  • FIG. 17 is an overall schematic configuration diagram of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • the current flowing in the motor 2 from the current flowing through the DC of the inverter is used without using the current sensor 4 in the first embodiment. It relates to the estimation method.
  • the current flowing through the direct current portion is measured from, for example, the voltage generated at both ends of the shunt resistor 25, and the field current id component and the torque current iq component are detected by the current calculation unit 26 in the control calculation device 3. Is derived. Also in the form of the second embodiment, the command values id * and iq * for these currents are calculated. Similarly to the first embodiment, the current command two-phase / three-phase conversion unit 11 performs the calculation of each phase. Current commands iu *, iv *, iw * flowing through the element can be calculated. Further, the voltage commands vu *, vv *, vw * can be calculated in the same manner.
  • the heat generation amount calculation unit 12 can calculate the heat generation amount of the semiconductor switch elements constituting the inverter by the same processing as the first embodiment, and can calculate the lifetime.

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Abstract

　極めて簡便な方法で、インバータ等の電力変換器を構成する半導体スイッチ素子の温度上昇を推定し、その劣化や残存寿命を評価する。　演算処理装置３内の発熱量演算部１２で、電流指令値Ｉｄ*,Ｉｑ＊と電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を使用してチップの損失の演算を実施する。まず、電流指令値から各出力相の電流値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を推定する。チップのオン／オフ損失は各出力相に流れる電流推定値の関数で表され、ＰＷＭキャリア周波数ｆと積算して損失を導出できる。また、導通損失は、電流推定値とその関数である飽和電圧に通流時間を積算する必要があるが、スイッチ素子の制御周期ｆｓｗ毎にキャリア振幅と電圧指令値の関係から通流時間を演算する。また、外気温センサを付加することで、絶対温度演算を実施する。

Description

電力変換装置およびその温度上昇演算方法
　この発明は、電力変換装置およびその温度上昇演算方法に関わり、特に、電力変換装置に使用するスイッチ素子の寿命を評価する電力変換装置およびその温度上昇演算方法に関する。
　特許文献１に記載された半導体装置の寿命推定方法および半導体電力変換装置では、インバータのＩＧＢＴ素子のベース板に温度検出器を接続し、リプル温度を温度範囲別にカウントしている。
　また、特許文献２に記載されたエレベータ制御装置では、寿命評価方法を扱ったものではないが、ＩＧＢＴ素子のジャンクション温度の上昇でチップの熱暴走を防止するために、電流検出器からの出力信号などからチップ当たりの損失を演算している。
特開２００２－１０１６６８号公報 特開平１１－２５５４４２号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された構成では、ベース板に温度検出器を接続することになるが、実用上はチップの直下部に温度検出器を接続する必要がある。したがって、特に放熱フィンなどの冷却装置に接続する場合には、温度検出器に配線接続するためにベース板あるいは冷却装置に加工を施す必要がある。また、各相のチップの劣化を評価する場合には、全てのチップ直下に温度センサを設置する必要があり、実装構成が複雑になる恐れがある。
　特許文献２に開示された構成では、電流検出器から得られる電流検出値と電圧パルス指令のエッジを検出して得られる電圧のパルス幅からチップ当たりの損失を演算することになる。
　しかしながら、この方式では、各相のチップの劣化を評価する場合には、少なくとも各相分のパルスエッジを検出する手段が必要になる。さらに、そのパルスエッジ取り込み信号をトリガとして瞬時電流を読み込む仕組みが必要であるため、専用のＡＤ変換器などが必要になり装置が複雑になる恐れがある。
　本発明の目的は、簡便な方法で温度上昇を演算できる電力変換装置または電力変換装置の温度上昇演算方法を提供することにある。
　本発明はその一面において、スイッチ素子のオン・オフ制御の制御周期毎に、電流指令値から各出力相の電流値を推定する手段と、推定した前記電流値の関数として、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失を演算する手段と、前記電流指令値の極性に基いて、導通するスイッチ素子を判別する手段と、各出力相の前記電圧指令値に基いて、各出力相のスイッチ素子の制御周期内における通流時間を演算する手段と、前記電流値および前記通流時間とに基いて、前記スイッチ素子の導通損失を演算する手段と、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失と、前記スイッチ素子の導通損失とに基づいて、前記スイッチ素子の発熱量を演算する手段を備えたことを特徴とする。
　本発明の望ましい実施態様においては、演算処理装置内で電流指令値と電圧指令値を使用してチップの損失の演算を実施する。まず、電流指令値から各出力相の電流値を推定する。チップのオン損失・オフ損失は前記各出力相に流れる電流推定値の関数で表され、演算処理装置内で設定するキャリア周波数と積算して損失を導出できる。また、導通損失は、電流推定値と電流推定値の関数である飽和電圧に通流時間を積算する必要があるが、インバータの制御周期毎にキャリア振幅と電圧指令値の関係から通流時間を導出して演算を実施する。ＩＧＢＴ損失とダイオード損失も電流指令値の符号から判別できる。また、外気温センサを付加することで絶対温度演算も実施できる。
　本発明の望ましい実施態様によれば、電流および電圧の指令値、すなわち演算処理装置の内部情報のみを使用し、簡便な方法で電力変換装置の温度上昇を演算できるので、素子の劣化評価等に活用できる。
本発明の第一の実施例による電力変換装置の全体概略構成図である。 スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦと素子で発生する損失の関係図である。 スイッチ素子のコレクタ電流とオン損失の関係図である。 コレクタ電流に対するオン損失のデータテーブルの例である。 スイッチ素子における電流方向と導通素子の関係図である。 ＰＷＭ制御における電圧指令値とスイッチ素子の導通期間の関係説明図。 電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子の一例断面図である。 発熱評価のための回路モデルである。 本発明の第一実施例により半導体スイッチ素子のチップ（ワイヤのジャンクション部分）温度を演算したシミュレーション結果を示す図である。 連続運転時の半導体スイッチ素子のジャンクション温度の模式図である。 温度変化と半導体スイッチ素子の寿命回数の関係の模式図である。 本発明の第一の実施例による温度センサの第一の配置例である。 本発明の第一の実施例による温度センサの第二の配置例である。 本発明の第一の実施例による温度センサの第三の配置例である。 本発明の第一の実施例による温度センサの第四の配置例である。 本発明の第一の実施例による温度センサの第五の配置例である。 本発明の第二の実施例による電力変換装置の全体概略構成図である。
　以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
　図１は、本発明の第一の実施例による電力変換装置の全体概略構成図である。
　まず、主回路構成としては、インバータ主回路１と、このインバータ主回路１により給電され駆動されるモータ２を備えている。
　次に、制御装置としては、インバータ主回路１を制御するための演算や、インバータ主回路１内の発熱量の演算を実施する制御回路３のほか、センサとして、インバータ主回路１からモータ２へ出力する電流を検出する電流検出器４と、モータ２の磁極位置および回転速度を検出するロータリーエンコーダ５を備えている。
　この実施例においては、制御回路３において、制御演算装置内で演算に使用する指令値からインバータ主回路１内のスイッチ素子のチップ発熱量を演算する発熱量演算部１２と、この発熱量演算部１２で演算した発熱量の情報や、発熱量の情報から演算した素子の劣化情報を蓄積するための記憶装置１３と、発熱量演算の情報や履歴に基づいて警告を表示する外部記憶装置１４を備えている。
　制御回路３内の制御系の構成としては、速度指令と前記ロータリーエンコーダ５より得られるモータ２の回転速度の差分を速度制御系６に入力し、モータ２の回転速度を速度指令に追従させるためのトルク電流指令値ｉｑ＊を出力する。さらに、電流検出器４から得られる固定座標系の各相（ｕｖｗ相）の電流信号を３相／２相変換部７により、回転座標系（ｄｑ相）の信号ｉｄ，ｉｑに変換する。回転座標系のｄ軸とｑ軸は直交しており、一般的にはｄ軸はモータの界磁成分、ｑ軸はモータのトルク成分を扱う軸になる。つまり、モータ２の制御においては回転座標系に変換することにより、界磁とトルクを独立して制御することが可能になる。前記の回転座標系の電流信号Ｉｄ，Ｉｑは、それぞれ電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に追従させるため、それぞれの差分をｄ軸電流制御系８ｄおよびｑ軸電流制御系８ｑに入力する。さらに、その出力結果である回転座標系における電圧指令を、２相／３相変換部９に入力することにより固定座標系の３相電圧指令に変換し、ＰＷＭ制御部１０により、三角波キャリアと電圧指令値との比較に基いてオン・オフ制御信号を生成する。このオン・オフ制御信号により、ゲートドライバ２７を介して、インバータ主回路１の各スイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する。
　この第一実施例では、制御回路３の内部で発熱量演算部１２により、制御指令値のみを入力因子として、瞬時値によりチップ発熱量を演算し、劣化演算を実施する。
　これにより、チップ温度等を計測するために、素子の内部に埋め込む温度センサや、パルス幅を計測する手段などを必要とせず、極めて簡便に、インバータ１を構成するスイッチ素子の温度上昇や、それに基づく劣化を評価できる。
　次に、発熱量演算部１２において、制御指令値から発熱量を演算する方法について説明する。
　発熱量の演算には、固定座標系の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊および固定座標系の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を使用する。固定座標系の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊は、回転座標系の電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊を、電流指令用二相／三相変換部１１に入力し、次式により得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、θｍは、ロータリーエンコーダ５より得られるモータ２の磁極位置であり、Ｋは回転座標系から固定座標系へ変換する際の係数である。ここで得られる固定座標系の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊と、固定座標系の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊から、以下の述べる方法で瞬時値としてのスイッチ素子損失を演算し、それを用いて素子温度の演算を実施する。
　図２は、１個のスイッチ素子に着目した場合におけるＯＮ／ＯＦＦ状態と、素子で発生する損失の関係を表す図である。素子で発生する損失は、
　　素子損失＝スイッチング損失＋導通損失　…………………………（２）
で表される。ここで、スイッチング損失は、スイッチ素子がＯＦＦからＯＮに変化する時に発生するオン損失、およびＯＮからＯＦＦに変化する時に発生するオフ損失であり、それぞれ、スイッチング周期（キャリア周期）の１周期当たり１回発生する。したがって、　
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
として表される。ここで、ｆｓｗはスイッチング周波数である。オン損失（Ｅｓｗ＿ｏｎ）、オフ損失（Ｅｓｗ＿ｏｆｆ）は、以下に述べるように、ともに素子のコレクタ部に流れるコレクタ電流Ｉｃの大きさの関数値になる。
　図３は、コレクタ電流とオン損失（Ｅｓｗ＿ｏｎ）の関係を示す図である。オン損失（Ｅｓｗ＿ｏｎ）は、図３の実線のようになり、例えば、三次多項式を用いて、（４）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、係数ａ，ｂ，ｃ，ｄは定数値である。コレクタ電流Ｉｃの瞬時値は、導通時には対応する相の固定座標系の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に等しい値であり、非導通時には零とみなすことができる。第一実施例では、発熱量演算部１２あるいはメモリ１３にこれらの係数を予め記憶させて置き、スイッチング周期毎に固定座標系の瞬時電流指令値を（４）式に代入することでオン損失を演算できる。また、図３の点線のように、電流区間ごとに一次式近似してオン損失を演算しても良い。この場合は、演算負荷を軽減できる効果がある。さらに、コレクタ電流に対するオン損失のテーブル値を発熱量演算部１２あるいはメモリ１３に予め備え、適宜、読みだしても良い。
　図４はコレクタ電流に対するオン損失のテーブルの例である。例えば、スイッチング周期毎に瞬時のコレクタ電流に対応する値を読み出すことで高速かつ正確にオン損失を導出できる。
　オフ損失（Ｅｓｗ＿ｏｆｆ）についても、オン損失（Ｅｓｗ＿ｏｎ）と同様に、（４）式を用いて導出することができる。
　また、オン損失（Ｅｓｗ＿ｏｎ）に含まれるダイオードのリカバリ損失も同様に、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
として表され、１スイッチング当たりのリカバリ損失（Ｅｒｒ）もコレクタ電流Ｉｃの関数値になる。このためリカバリ損失についてもオン損失と同様に導出することができる。
　次に、導通損失の演算方法について説明する。スイッチ素子の導通損失は、導通状態で電流が流れることにより発生する損失である。一般に、スイッチ素子の導通損失Ｒｃｓは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
として表される。同様に、ダイオードの導通損失Ｒｃｄは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
として表される。しかし、モータ２が同期電動機で、特に極低速運転の場合や、加速中の場合には、特定の素子に電流が集中したり、電流振幅が急変することになるため、正確な電流実効値の演算が困難になる。このため、（６）式、（７）式の演算値に対して誤差は大きくなる。
　そこで、第一実施例では、導通損失に対しても、１周期毎に指令値から逐次演算し、瞬時損失を演算する新方式を採用する。特に、相電流の方向と、１周期期間の通流幅（デューティ比）から、素子ごとの導通損失を演算する。
　図５は、スイッチ素子における電流方向と導通素子の関係図である。
　図は、出力相１相分の素子のモデルであり、正極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｐと負極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｎが直列接続され、その中点が負荷に接続される構成である。また、各スイッチ素子にはダイオードＤｐ，Ｄｎがそれぞれ並列に接続された構成である。
　図５では、素子から負荷方向に電流が流れる場合を正とする。出力電流が正の場合は、図５（ａ）のように正極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｐと負極側のダイオードＤｎが導通素子となり、電流が負の場合は、図５（ｂ）のように負極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｎと正極側のダイオードＤｐが導通素子となる。なお、出力電流の正負は該当する相の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊の符号と等しい。
　図６は、ＰＷＭ制御における電圧指令値とスイッチ素子の導通期間の関係を説明する図である。図６の出力指令パルスに着目した場合、正極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｐと負極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｎの出力電圧の指令パルスは反転した指令となる。出力電圧のパルスと出力電流指令値の関係は、図５（ａ）に示した出力電流指令が正の場合は、Ｔｐｏｎの区間は正極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｐに電流が流れ、Ｔｐｏｆｆの区間は負極側のダイオードＤｎに電流が流れることになる。同様に、図５（ｂ）に示した出力電流指令が負の場合は、Ｔｐｏｎの区間は正極側のダイオードＤｐに電流が流れ、Ｔｐｏｆｆの区間は負極側のスイッチ素子ＩＧＢＴｎに電流が流れる。
　また、図６より、スイッチング周期Ｔｓｗに対するＴｐｏｎとＴｐｏｆｆの比率は、三角波キャリアの大きさと電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，またはｖｗ＊の関係で決定する。一般にＤＣリンクの直流電圧値である三角波キャリアの振幅をＶｄｃ、スイッチング周期をＴｓｗとした場合の比率は、（８），（９）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　つまり、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊またはｖｗ＊から比率を演算することができる。
　１周期Ｔｓｗ当たりの各素子の損失は、例えば、一般的なインバータ装置の制御演算処理の一環として、図６のように、三角波キャリアの山の位置において制御演算割込を発生させ、その時の指令値（瞬時値）を使用して演算する。つまり、インバータ装置の制御演算割込処理と同期して損失の演算を行うことにより、精度の高い演算が可能になる。これは、指令値の更新は割り込み周期であるため、それよりも短い周期で演算しても演算結果は変化しないためである。
　出力電流指令が正の場合、（１０），（１１）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　一方、出力電流指令が負の場合、（１２），（１３）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　したがって、各素子の瞬時損失は、出力電流指令が正の場合、（１４），（１５）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　一方、出力電流指令が負の場合、（１６），（１７）式として導出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　また、コレクタ－エミッタ間飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）、エミッタ－コレクタ間飽和電圧Ｖｅｃ（ｓａｔ）についても、オン損失と同様に、コレクタ電流Ｉｃに依存する関数すなわち電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に依存する関数として演算できる。すなわち、オン損失の場合と同様に、数値演算あるいはテーブル参照により導出できる。
　したがって、導通損失も電圧指令値と電流指令値から演算することができる。
　図７は、電力変換装置を構成する半導体スイッチ素子の断面の概略図である。半導体のチップ１５はワイヤ１６を介して、導体部分１８と絶縁物１９からなる基板に半田１７を介して接続される。また、基板部分は半田１７およびベース板２０を介して冷却装置２１に接続される。発熱により温度が上昇した場合は半田１７や導体部分１８は膨張し、温度が下がると収縮する。この膨張と収縮の繰り返しにより、ワイヤ１６部分においては半田１７の剥がれが発生する。さらに、半田１７と導体部分１８やベース部分２０の熱膨張率の違いから温度上昇時には応力が発生する。この応力が繰り返されることによって、基板とベース板２０の間の半田部分（下側半田層）ではクラックが発生する。これらの劣化は、図１１に示す温度変化と寿命回数の関係のように温度の上昇幅（変化幅）に対して指数関数的に進行する。
　図８は、発熱評価のための回路モデルである。損失量と温度の関係は、図のような回路モデルで評価できる。つまり、熱源にあたる損失量Ｐ［ｎ］を、素子・冷却器の過渡熱インピーダンスモデルに与えることで、温度Ｔ［ｎ］を導出できる。Ｔａは外気温度であり、熱量Ｐ［ｎ］により発生する温度上昇に対してオフセット量として加算される。素子・冷却器の過渡熱インピーダンスモデルは、図８のように、熱抵抗成分Ｒと熱容量成分Ｃを使用したＣＲ回路による熱回路モデルを組み合わせることで表現できる。例えば、１並列のＣＲ回路では、（１８）式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、Δｔｃは制御周期を表し、図６の場合には、制御演算割込の周期であるスイッチング周期Ｔｓｗと等しい。（１８）式を展開すると、（１９）式となり、温度Ｔ［ｎ］を演算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　第一実施例では、発熱量演算部１２において素子に対応するＣＲ回路モデルに基づく（１９）式の演算も実施する。さらに、その演算結果の温度情報を記憶装置１３に記憶する。
　また、図８のように、ＣＲ回路を、適宜、直列接続した形態で演算することにより詳細な素子や冷却装置の過渡熱インピーダンスを模擬することができ、発熱温度の計算精度を向上させることができる。
　図９は、本発明の第一実施例により半導体スイッチ素子のチップ（ワイヤのジャンクション部分）温度を演算したシミュレーション結果を示す図である。このシミュレーションにおいては、永久磁石モータを負荷としてインバータを駆動したモデルで実施した。
　図９より、加速時の電流が大きい部分のみならず、点線部のように起動・停止時の極低速領域においても、温度が上昇していることが判る。これは、極低速時には、特定の素子に電流が集中すること、並びに、低速時には、過渡熱インピーダンスが大きくなるためであり、第一実施例のように、制御周期Δｔｃ毎に指令値により瞬時損失を演算することで低速時の動作を良く模擬できる効果がある。
　図１０は、連続運転時の半導体スイッチ素子のジャンクション温度の模式図である。一般的に連続運転開始時の温度は上昇傾向であり、連続運転回数に伴って温度は飽和する特性になる。これは、冷却装置の熱時定数の低いため、飽和までに十分時間を要することが要因であり、素子の劣化には１運転の温度変化量ΔＴ１のみならず、連続運転に伴う温度変化量ΔＴ２も考慮する必要がある。
　図１１は、温度変化と半導体スイッチ素子の寿命の関係の模式図である。温度変化に対する寿命（ヒートサイクル回数）の関係は、図１１のように、温度変化幅に対して指数関数的に進行するため、図１０のΔＴ１のように温度変化量は小さいが頻度が多い成分と、ΔＴ２のように頻度は少ないが温度変化量は大きい成分の両方を考慮しなければならない。
　第一実施例では、制御周期Δｔｃのタイミングで逐次温度を発熱量演算部１２で演算する形態であるため、簡便に素子の温度上昇を演算するとともに、これを記憶装置１３に記録することにより、残存する寿命を推定することが可能である。この残存する寿命を外部表示装置１４に表示することは、定期点検を行う保守員にとって、非常に有益である。
　また、連続運転状態の波形から、発熱量演算部１２で実効的に消費した寿命を演算し、その結果を記憶装置１３に蓄積することにより、残存する寿命を推定する方式でも良い。
この場合は、実効的な寿命分のみの保存で良いため、記憶容量を小さくできる効果がある。
　図１の第一実施例では、温度が所定値を超えることが予想されたり、残存する寿命が所定値よりも少なくなった場合には、外部表示装置１４に、その旨を表示して、手当て、あるいは修理・交換を促す。
　このように、破壊が発生する前に、利用者に情報を与えることにより、素子の不意な破壊によるインバータ駆動動作の中断を防止できる。また、例えば、破壊時に短絡モードになり、配線等を焼損させるなどの二次的な被害を防止できる効果がある。
　また、残存する寿命が所定値よりも少なくなった場合には、運転速度あるいは加減速度を制限しても良い。この場合は、素子の寿命破壊に対して応急的な延命を図ることができ、例えば、至急な交換ができない状態である場合においても、時間的な裕度を確保できる効果がある。
　また、図９、図１０では、半導体スイッチ素子のチップのジャンクション部分の温度についての演算について記載しているが、基板とベース板２０の間の半田層の温度を演算し、その変化から半田のクラックなどに依存する素子寿命を推定しても良いことは言うまでもない。
　また、特定の素子、例えば、出力相のうちのＶ相のみにおいて温度の演算を実施しても良い。これにより、演算負荷を軽くすることができる上、情報を記憶するための記憶容量を削減できる効果がある。
　次に、図８、あるいは図１０における外部温度Ｔａを把握するための温度センサ２２を取り付けた例について説明する。使用温度条件が一定である室内等の場合は、Ｔａとして一定値を与えて演算することで温度センサ等を使用せずに温度の演算を実施しても良い。
　しかしながら、温度環境が厳しい場合、例えば、寒冷地の屋外環境で昼夜温度が大きく異なる場合などは、例えば、図１０のように連続運転をせずとも、ＴａがΔＴ２のように変動して寿命回数に影響を与える。そこで、第一実施例では、素子のモジュール内温度ではなく、外気温度を測定する温度センサ２２を取り付ける。
　これにより、極簡単な温度センサの追加で素子モジュール内部のチップの絶対温度を演算することが可能になる。
　図１２は、本発明の第一の実施例による温度センサの配置の第一の例である。図１２では冷却装置２１の上に温度センサ２２を搭載する。この場合は、特に複数の素子モジュールを搭載している場合は熱干渉等の影響を受ける場合があるが、図８の過渡熱インピーダンスの要素として冷却装置２１を考慮しなくても良いため演算が簡単になる効果がある。
　この場合は、冷却装置２１が水冷システムのように熱容量が大きく、熱変化が少ない形態であれば、他モジュールの熱干渉の影響を緩和できる効果がある。
　図１３は、本発明の第一の実施例による温度センサの配置の第二の例である。図１３では素子のベース板２０の上に温度センサ２２を搭載する。この場合も図１２の温度センサの配置の第一の例と同様に過渡熱インピーダンスの要素として冷却装置２１を考慮しなくても良いため演算が簡単になる効果がある。また、この場合は、他素子モジュールの熱干渉を受けにくい効果がある。
　図１４は、本発明の第一の実施例による温度センサの配置の第三の例である。図１４では素子を駆動するための制御演算装置３を搭載する制御基板２３の上に温度センサ２２を搭載する。この場合は、プリント板上の配線パターンで接続することが可能であるため、電線等の配線を削除できる効果がある。
　図１５は、本発明の第一の実施例による温度センサの配置の第四の例である。図１５では装置の筐体の内部に温度センサ２２を設置する。この場合は、筐体内部の隙間部分に配置すれば良いため配置の自由度が大きくなる効果がある。特に、冷却装置２１が水冷システムのように熱容量が大きい形態であれば、筐体内部に熱がこもる場合の影響を小さくできる効果がある。
　図１６は、本発明の第一の実施例による温度センサの配置の第五の例である。図１６では装置の筐体の外部に温度センサ２２を設置する。この場合は、筐体内部に熱がこもる場合の影響を受けないため、（１８）式の温度演算の精度を高くできる効果がある。
　図１２から図１６では、温度センサ２２を取り付け位置について述べたが、これは、モジュールの外部の温度を起点にモジュール内のチップの絶対温度を演算することが目的である。すなわち、例えば、素子モジュールが複数搭載されている場合においても、温度センサの数は素子モジュールの数よりも少ない数、例えば１個の温度センサで良く、実装形態の複雑化を抑制できる効果がある。
　図１７は、本発明の第二の実施例による電力変換装置の全体概略構成図であり、第一実施例における電流センサ４を使用せず、インバータの直流を流れる電流からモータ２に流れる電流を推定する方式に関するものである。
　この実施例においては、直流部分に流れる電流を、例えば、シャント抵抗２５の両端に発生する電圧から測定し、制御演算装置３内の電流演算部２６によって、界磁電流ｉｄ成分とトルク電流ｉｑ成分を導出する。第二実施例の形態においても、これらの電流に対する指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を演算しており、第一実施例と同様に、電流指令用二相／三相変換部１１により、各相の素子に流れる電流指令ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊を演算できる。また、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊も同様に演算できる。
　したがって、第二実施例の形態においても、発熱量演算部１２において、第一実施例と同様の処理でインバータを構成する半導体スイッチ素子の発熱量を演算でき、その寿命を演算することができる。
　以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で様々変形して実施できることは言うまでもない。
　１…インバータ主回路、２…モータ、３…制御演算装置、４…電流センサ、５…ロータリエンコーダ、６…速度制御系、７…三相／二相変換部、８ｄ…ｄ軸電流制御系、８ｑ…ｑ軸電流制御系、９…二相／三相変換部、１０…ＰＷＭ制御部、１１…電流指令用二相／三相変換部、１２…発熱量演算部、１３…記憶装置、１４…外部表示装置、１５…チップ、１６…ワイヤ、１７…半田、１８…絶縁物、１９…導体、２０…ベース板、２１…冷却装置、２２…温度センサ、２３…制御基板、２４…筐体、２５…シャント抵抗、２６…電流演算部、２７…ゲートドライバ。

Claims (16)

  1. 　スイッチ素子を搭載したインバータ主回路と、
    　前記スイッチ素子を駆動するゲートドライバと、
    　三角波キャリアと電圧指令値とに基いて、前記スイッチ素子を駆動するためのオン・オフ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    　前記電圧指令値を演算する制御回路を有する電力変換装置において、
    　前記スイッチ素子のオン・オフ制御の制御周期毎に、
    　電流指令値から、各出力相の電流値を推定する手段と、
    　推定した前記電流値の関数として、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失を演算する手段と、
    　前記電流指令値の極性に基いて、導通するスイッチ素子を判別する手段と、
    　各出力相の前記電圧指令値に基いて、各出力相のスイッチ素子の制御周期内における通流時間を演算する手段と、
    　前記電流値および前記通流時間とに基いて、前記スイッチ素子の導通損失を演算する手段と、
    　前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失と、前記スイッチ素子の導通損失とに基づいて、前記スイッチ素子の発熱量を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　スイッチ素子を搭載したインバータ主回路と、
    　前記スイッチ素子を駆動するゲートドライバと、
    　三角波キャリアと電圧指令値とに基いて、前記スイッチ素子を駆動するためのオン・オフ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    　前記電圧指令値を演算する制御回路を有する電力変換装置において、
    　前記制御回路内で、前記スイッチ素子のオン・オフ制御の制御周期毎に、
    　各出力相の電流値を電流指令値から推定する手段と、
    　推定した前記電流値の関数として、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失を演算する手段と、
    　前記電流指令値の極性に基づいて、導通するスイッチ素子を判別する手段と、
    　キャリア振幅と各出力相の前記電圧指令値の比から、各出力相のスイッチ素子の制御周期内における通流時間を演算する手段と、
    　前記電流値と、前記電流値の関数である飽和電圧および前記通流時間とに基いて、前記スイッチ素子の導通損失を演算する手段と、
    　前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失と、前記スイッチ素子の導通損失とに基づいて、前記スイッチ素子の発熱量を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１または２において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態を記憶する記憶手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１または２において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態が、所定状態に達したことを判断する手段と、
    　前記所定状態に達したとき、警告を報知する外部報知装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１または２において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態から、前記スイッチ素子の残存する寿命を演算する手段と、
    　演算した前記スイッチ素子の残存する寿命を外部表示装置に表示する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１～５のいずれかにおいて、
    　前記インバータ主回路から給電されるモータを備え、
    　前記制御回路は、前記モータに対する速度指令値を発生する速度指令発生部と、前記速度指令値に応じて前記電流指令値を出力する速度制御系を備え、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態が、所定状態に達したとき、前記速度指令値を制限する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１～６のいずれかにおいて、
    　前記スイッチ素子の発熱量を演算する手段は、前記スイッチ素子のチップ部分或いは半田部分を対象として演算する手段であることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１～７のいずれかにおいて、
    　外部温度を取得するための温度センサと、
    　前記スイッチ素子の発熱量に前記温度センサの出力を加算して前記スイッチ素子の温度を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１～７のいずれかにおいて、
    　前記温度センサは、前記インバータ主回路を形成する前記スイッチ素子の数以下、あるいは、前記スイッチ素子内のチップの数の合計値以下のセンサからなり、
    　前記スイッチ素子の発熱量に前記温度センサの出力を加算して前記スイッチ素子の温度を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１～７のいずれかにおいて、
    　前記スイッチ素子の冷却装置またはベース板、前記制御回路を搭載する制御基板、或いは前記スイッチ素子を収容した筐体に設置した温度センサと、
    　前記スイッチ素子の発熱量に前記温度センサの出力を加算して前記スイッチ素子の温度を演算する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　スイッチ素子を搭載したインバータ主回路と、
    　前記スイッチ素子を駆動するゲートドライバと、
    　三角波キャリアと電圧指令値とに基いて、前記スイッチ素子を駆動するためのオン・オフ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    　前記電圧指令値を演算する制御回路を有する電力変換装置の温度上昇演算方法において、
    　前記スイッチ素子のオン・オフ制御の制御周期毎に、
    　電流指令値から、各出力相の電流値を推定するステップと、
    　前記電流値の関数として、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失を演算するステップと、
    　前記電流指令値の極性に基いて、導通するスイッチ素子を判別するステップと、
    　各出力相の前記電圧指令値に基いて、各出力相のスイッチ素子の制御周期内における通流時間を演算するステップと、
    　前記電流値および前記通流時間とに基いて、前記スイッチ素子の導通損失を演算するステップと、
    　前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失と、前記スイッチ素子の導通損失とに基づいて、前記スイッチ素子の発熱量を演算するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
  12. 　スイッチ素子を搭載したインバータ主回路と、
    　前記スイッチ素子を駆動するゲートドライバと、
    　三角波キャリアと電圧指令値とに基いて、前記スイッチ素子を駆動するためのオン・オフ制御信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    　前記電圧指令値を演算する制御回路を有する電力変換装置の温度上昇演算方法において、
    　前記制御回路内で、前記スイッチ素子のオン・オフ制御の制御周期毎に、
    　各出力相の電流値を電流指令値から推定するステップと、
    　前記電流値の関数として、前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失を演算するステップと、
    　前記電流指令値の符号から、導通するスイッチ素子を判別するステップと、
    　キャリア振幅と各出力相の前記電圧指令値の比から、各出力相のスイッチ素子の制御周期内における通流時間を演算するステップと、
    　前記電流値と、前記電流値の関数である飽和電圧および前記通流時間とに基いて、前記スイッチ素子の導通損失を演算するステップと、
    　前記スイッチ素子のオン損失およびオフ損失と、前記スイッチ素子の導通損失とに基づいて、前記スイッチ素子の発熱量を演算するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
  13. 　請求項１１または１２において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態を記憶する記憶ステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
  14. 　請求項１３において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態が、所定状態に達したことを判断するステップと、
    　前記所定状態に達したとき、外部報知装置で警告を報知するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
  15. 　請求項１１または１２において、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態から、前記スイッチ素子の残存する寿命を演算するステップと、
    　演算した前記スイッチ素子の残存する寿命を外部表示装置に表示するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
  16. 　請求項１１～１５のいずれかにおいて、
    　前記インバータ主回路から給電されるモータを備え、
    　前記制御回路は、前記モータに対する速度指令値を発生する速度指令発生部と、前記速度指令値に応じて前記電流指令値を出力する速度制御系を備え、
    　演算した前記スイッチ素子の発熱量、または発熱量から計算した前記スイッチ素子の温度情報、あるいは温度情報から演算した前記スイッチ素子の劣化状態が、所定状態に達したとき、前記速度指令値を制限するステップを備えたことを特徴とする電力変換装置の温度上昇演算方法。
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