WO2011108169A1 - インバータ装置及びその制御方法 - Google Patents

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高木　護
森本　進也
正希 久恒
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Yaskawa Electric Corp
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device for driving a motor and a control method thereof.
  • Patent Document 1 an inverter device capable of outputting a voltage in accordance with a voltage command to a motor is required, and an inverter device in which a deviation voltage due to dead time is not generated has been proposed in order to prevent distortion in the output voltage ( For example, see Patent Document 1).
  • the output signal for compensating for the dead time is delayed from the PWM gate signal and input to the gate drive circuit of the transistor so that the transistor as a switching element does not short-circuit the arm.
  • the switching delay time is measured every time, and even if the ON switching time, OFF switching time, and dead time of the transistor change, the control amount is made variable.
  • the PWM gate signal and the output voltage signal are always delayed by a certain time.
  • the conventional inverter device requires a voltage detection circuit for obtaining an output voltage signal. Furthermore, the deviation voltage is suppressed to 2 ⁇ (td-tS) period (td: dead time, tS: storage time) every half cycle of the fundamental frequency, but the semiconductor characteristics and drive of the transistors and diodes constituting the switching element There is no suppression effect on the compensation of the voltage generated by the stray capacitance of the circuit.
  • the present invention has been made in view of such problems, and provides an inverter device that can eliminate a voltage detection circuit and can compensate for voltage errors caused by factors other than dead time, and a control method therefor. For the purpose.
  • a typical invention of the present application is an inverter device including a power unit that performs PWM control of a voltage command to a motor for each set time period and outputs AC power, and is N times the time period (N ⁇ 1).
  • a voltage command generation unit that generates a voltage command in synchronization with a cycle of the period, a section determination unit that generates a section determination signal that turns on a half cycle of the time period, and turns off a next half cycle; and At the change timing, the voltage command is corrected so that the amount of change in current detection when the section determination signal is on is equal to the amount of change in current detection when off.
  • Another representative invention of the present application is a control method of an inverter device including a power unit that performs PWM control of a voltage command to a motor for each set time period, converts DC power to AC power, and outputs the power.
  • a voltage command is generated in synchronization with a period N times (N ⁇ 1) of the time period, and a section determination signal is generated that turns on the half cycle of the time period and turns off the next half period.
  • a difference value between the current detection value detected at the signal change timing and the previous value is calculated, and a voltage correction value at which the current change amount at the time of turning on the section determination signal is equal to the current change amount at the off time is calculated as the motor.
  • the current ripple component is reduced by equalizing the magnitude of the current ripple component in the first half period and the second half period of the PWM control, so that the vibration of the same period as the PWM control period and the noise caused by the same are suppressed. it can.
  • the block diagram of the inverter apparatus which shows 1st Example of this invention.
  • generation part 12 of this invention Test data showing the effect of the present invention
  • the block diagram of the inverter apparatus (at the time of table creation) which shows 2nd Example of this invention
  • the block diagram of the inverter apparatus (at the time of table reading) which shows 2nd Example of this invention
  • the flowchart which shows the process sequence in the voltage correction table preparation part 30 of this invention.
  • the power unit for power conversion includes a transistor Tr and a diode FD connected in reverse parallel thereto for each phase.
  • the semiconductor characteristics of the diode that constitutes this transistor Tr are such that if the current flowing through the motor is small, the diode FD connected in reverse parallel to the transistor Tr will not turn on completely, causing delay in switching of the transistor Tr, There is a tendency to become a halfway voltage level without being switched.
  • Such a switching delay of the transistor Tr differs depending on the on timing and the off timing of the gate signal for base driving the transistor Tr.
  • a similar problem occurs due to the influence of stray capacitance around the main circuit. For example, the effect of a floating capacitor between the emitter and collector of the transistor Tr. Depending on the magnitude of the current flowing through the motor, a difference occurs in the time for which the floating capacitor is charged. When the floating capacitor is charged, the current is zero when the minute current command is used. Due to these influences, the motor terminal voltage becomes a halfway voltage level. Even with factors other than the dead time, a voltage error occurs due to such a phenomenon. This voltage error becomes a different value between the first half period and the second half period of the PWM control period, and a current ripple occurs.
  • the ripple component of the motor current is extracted for each of the first half cycle and the second half cycle in the PWM control cycle, and the difference between the current ripple components generated in the first half cycle and the second half cycle is zero.
  • the voltage error is corrected using the output as a voltage correction value.
  • FIG. 1 is a block diagram of an inverter device showing a first embodiment of the present invention.
  • This inverter device includes a current control unit 1, subtracters 2 and 3, a coordinate conversion unit 4, a current detector 5, a coordinate conversion unit 6, a PWM signal generation unit 7, a power unit 8, a motor 9, and a PWM periodic signal generation unit 10.
  • the current control unit 1 generates Vd_ref1 and Vq_ref1 by performing, for example, PI (proportional / integral) control individually for Id and Iq so that given current commands Id_ref and Iq_ref coincide with detection currents Id and Iq described later.
  • d and q indicate components in a coordinate system in which the d axis that is the magnetic pole position direction and the q axis that is orthogonal to the d axis are used.
  • the subtractors 2 and 3 subtract voltage correction values Vdfc and Vqfc, which will be described later, from Vd_ref1 and Vq_ref1, respectively, and output dq voltage commands Vd_ref and Vq_ref.
  • the coordinate conversion unit 4 outputs the phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref obtained by dq / UVW coordinate conversion using the dq voltage commands Vd_ref, Vq_ref and the magnetic flux phase ⁇ .
  • the magnetic flux phase ⁇ is detected by the magnetic pole phase detector 14 to which the motor shaft of the motor 9 is attached.
  • the current detector 5 detects the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor 9 every half cycle of the set cycle in synchronization with an interval determination signal SD described later.
  • the coordinate conversion unit 6 converts the phase currents Iu, Iv, and Iw into detection currents Id and Iq by the inverse operation of the coordinate conversion unit 4.
  • the PWM signal generator 7 converts the phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref into PWM pulses by performing PWM (pulse width modulation) control using a PWM control signal described later, for example, a triangular wave carrier wave, and gate signals PWMU, PWMV, Outputs PWMW.
  • the power unit 8 includes a main circuit including a transistor Tr and a flywheel diode FD for each phase and each upper and lower arm, and a base drive circuit for the transistor Tr, and voltages according to phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, and Vw_ref according to the gate signal. Is output to drive the motor 9.
  • the PWM periodic signal generator 10 outputs a triangular wave carrier wave as a PWM periodic signal.
  • the triangular carrier wave may have another shape such as a sawtooth wave.
  • the section determination unit 11 outputs a section determination signal SD that turns off (0) the count-up section (first half cycle) of the triangular wave carrier wave, which is a PWM periodic signal, and turns on (1) the countdown section (second half cycle).
  • the d-axis voltage correction value generation unit 12 includes a subtractor 21, a dead zone 22, a sign inverter 24, an adder 25, a controller 26, and a sign inverter 28.
  • the subtractor 21 calculates a difference ⁇ Id between the detected current Id and the previous value Id_old.
  • the dead zone unit 22 performs dead zone processing on the difference ⁇ Id.
  • the dead zone 22 is provided as needed mainly for the purpose of removing quantization errors and switching noise during current detection.
  • the sign inverter 24 sets the difference ⁇ Id to Idfc if the section determination signal SD is off (0), and inverts the sign of the difference ⁇ I to set it to Idfc if the section determination signal SD is on (1).
  • the adder 25 adds Idfc and the previous value Idfc_old to obtain Idfc1, and updates the previous value Idfc_old to Idfc. In this way, the ripple component of the detection current Id is extracted every half cycle of the triangular wave carrier wave, and the difference between the current ripple components generated in the first half cycle and the second half cycle is extracted as Idfc1.
  • the controller 26 performs control so that the current ripple component difference Idfc1 becomes zero, and calculates the d-axis voltage correction value Vdfc1.
  • the controller 26 includes at least a controller using a proportional or integrator.
  • the sign inverter 28 sets the d-axis voltage correction value Vdfc to Vdfc if the section determination signal SD is off (0), and inverts the sign of the d-axis voltage correction value Vdfc if the section determination signal SD is on (1). To Vdfc. In this way, the d-axis voltage correction value Vdfc that compensates for the difference between the current ripple components is generated.
  • the d-axis voltage correction value generation unit 12 outputs the d-axis voltage correction value Vdfc to the subtracter 2 shown in FIG.
  • the q-axis voltage correction value generation unit 13 performs the same processing as the d-axis voltage correction value generation unit 12 on the detected current Iq to generate a q-axis voltage correction value Vqfc, and outputs it to the subtracter 3 shown in FIG. To do. Thus, Example 1 is performed.
  • the difference between the current ripple components generated in the first half cycle and the second half cycle of the triangular wave carrier wave may constitute an FFT by software, and a frequency component corresponding to one cycle of the triangular wave carrier wave may be extracted.
  • a dead time circuit is added to the normal PWM signal generator 7. Voltage compensation for this is performed by adding a voltage drop value corresponding to the dead time Td time to the dq voltage commands Vd_ref, Vq_ref or phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref in the coordinate conversion unit 4 or in the PWM signal generation unit 7.
  • the dead time Td is corrected in advance to the pulse width of the PWM pulse.
  • the magnetic flux phase ⁇ has been described as being detected using the magnetic pole phase detector 14. However, the magnetic flux phase ⁇ is determined using a magnetic pole estimator that receives the command current or detection current of the motor 9, the command voltage, or the detection voltage. It may be obtained by estimation.
  • FIG. 3 is test data showing the effect of the present invention, and is a result of FFT analysis of sound generated from the motor 9.
  • FIG. 3A is a power spectrum diagram to which Example 1 is not applied
  • FIG. 3B is an applied power spectrum diagram.
  • the capacity of the motor used in the test is 200 [W]
  • the rated current is 1.2 [Arms]
  • the period of the triangular wave carrier is 250 [ ⁇ s]
  • the motor is in a rotation stop state
  • the current is about 8 of the rated current. [%] Equivalent value.
  • the power spectrum value at the frequency of 4 kHz of the triangular wave carrier wave is greatly reduced by applying the first embodiment.
  • vibration in the PWM control cycle can be reduced, and noise associated therewith can be reduced.
  • FIGS. 4 and 5 are block diagrams of an inverter device showing a second embodiment of the present invention.
  • the inverter device additionally includes an operation mode switching unit 32 and a voltage correction value reading unit 33 from the configuration of FIG. 1, and a voltage correction table is used instead of the d-axis voltage correction value generation unit 12 and the q-axis voltage correction value generation unit 13.
  • a creation unit 30 and a voltage correction value storage unit 31 are provided.
  • the second embodiment will be described focusing on the creation and reading of the voltage correction table.
  • the voltage correction table is created with the configuration shown in FIG.
  • the voltage correction table creation unit 30 creates a voltage correction table by the sequence processing shown in FIG. This creation process will be described.
  • the magnetic flux phase ⁇ used in the coordinate conversion unit 4 and the coordinate conversion unit 6 is switched to the electrical angle phase ⁇ i of the current by an operation mode switching unit 32 described later.
  • the electrical angle phase ⁇ i is set to 0 [deg]
  • the current commands Id_ref and Iq_ref are set to 0, and the current control unit 1 is set to start the operation.
  • the magnitude of the ripple of the detection current Id is compared between the first half cycle and the second half cycle for each half cycle of the triangular wave carrier wave, and the voltage correction value Vdfc1 is increased or decreased so as to match.
  • the voltage correction table creation unit 30 inverts the sign of the voltage correction value Vdfc1 being adjusted as it is when the section determination signal SD is off (0), and when it is on (1), to the subtracter 2.
  • the d-axis voltage command Vd_ref is generated by subtracting it from Vd_ref1 output by the current control unit 1.
  • the above process is repeated to determine the voltage correction value Vdfc1 when the magnitude of the ripple of the detected current Id matches in the first half cycle and the second half cycle for every half cycle of the triangular wave carrier wave.
  • the coincidence condition at this time is (A + B) / 2 when the above difference falls within a predetermined value or when the voltage correction value Vdfc1 repeats with values of A and B. Good.
  • the processing so far is also performed for the detection current Iq, and the voltage correction value Vqfc1 is determined by repeating until the magnitude of the ripple of the detection current Iq matches every half cycle of the triangular wave carrier wave.
  • the electrical angle phase ⁇ i (i) of the current at this time Idref is the current magnitude Iref (j), the determined voltage correction value Vdfc1 is Vdfc2 (i, j), and Vqfc1 is Vqfc2 (i, j) To the voltage correction value storage unit 31.
  • the above processing is performed for each Istep from 0 to Iend for the electrical angle phase ⁇ i, and for each Jstep from 0 to Jend for the current command Id_ref for the electrical angle phase ⁇ i.
  • the voltage correction table creation unit 30 generates a voltage correction table, and the voltage correction value storage unit 31 uses the electrical angle phase ⁇ i (i) and the current magnitude Iref (j) as arguments.
  • a voltage correction table of values Vdfc2 (i, j) and Vqfc2 (i, j) is stored internally.
  • the values of Istep and Jstep are basically determined according to the required accuracy and the allowable table size (memory capacity). Note that since the rate of change of the voltage correction value is larger in the region where the current command Id_ref is smaller, the variable amount of the current magnitude is not constant, and an efficient table can be created by changing the smaller the smaller. Further, if the maximum value of the voltage correction value and the maximum value of the electrical angle phase ⁇ i necessary for the table are known in advance, the table may be created based on the size.
  • the characteristics of the transistors Tr and the like may be the same for each phase and each upper and lower arm, and the electrical angle phase ⁇ i may be a table in the range of 0 to 60 degrees.
  • the operation mode switching unit 32 stores a voltage correction table of voltage correction values Vdfc2 (i, j) and Vqfc2 (i, j) in the voltage correction value storage unit 31 (table creation mode), and a voltage correction value storage unit
  • the mode (table reading mode) for reading voltage correction values Vdfc2 (i, j) and Vqfc2 (i, j) from 31 is switched.
  • the switching of the operation is performed by switching the voltage correction values Vdfc and Vqfc and the magnetic flux phase ⁇ to the subtracters 2 and 3 and the current commands Id_ref and Iq_ref (not shown).
  • the voltage correction value Vdfc1Vqfc1 output from the voltage correction value storage unit 31, the electrical angle phase ⁇ i, and the current command that is sequentially changed.
  • the voltage correction values Vdfc2 and Vqfc2 output from the voltage reading unit 33, the magnetic flux phase ⁇ output from the magnetic pole phase detector 14, and the current command given from the outside.
  • the voltage correction value reading unit 33 uses the electrical angle phase ⁇ i (i) and the magnitude Iref (j) of the current as arguments from the voltage correction table stored in the voltage correction value storage unit 31 in the table reading mode.
  • the voltage correction values Vdfc2 (i, j) and Vqfc2 (i, j) are read as values corresponding to.
  • the electrical angle phase ⁇ i (i) and the magnitude Iref (j) of the current are obtained as equations (1) and (2), respectively, and the values before and after the corresponding values from the table created in the voltage correction value storage unit 31. Are linearly interpolated to obtain voltage correction values Vdfc2 and Vqfc2.
  • the voltage correction table may be created as a table of the phase voltage in the UVW, and the voltage correction table may be at least the electrical angle phase ⁇ i or the magnitude of the current. It may be created as one function of Iref.
  • the voltage correction values Vdfc2 and Vqfc2 may be converted to two-phase / three-phase, or the voltage correction values may be corrected to U, V, and W phase voltage commands.
  • the voltage correction values Vufc2 (i, j), Vvfc2 (i, j), and Vwfc2 (i, j) may be measured.
  • voltage correction values for two phases for example, Vufc2 (i, j) and Vwfc2 (i, j) are measured, and the voltage correction value for the remaining one phase is calculated from the measured voltage correction values for two phases. A value may be calculated.
  • the voltage correction value for one phase may be measured using the fact that the voltage output of the remaining two phases changes when the voltage command is corrected for one phase, and the voltage correction value may be used for correction. At this time, the voltage command for one phase may be selected from among the three phases.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating a method for controlling the inverter device according to the third embodiment. Each step will be described in turn.
  • step ST1 the phase currents Iu, Iv, Iw of the motor 9 are detected at the timings of the peaks and troughs of the triangular wave carrier wave, and are converted into detected currents Id, Iq.
  • step ST2 Vd_ref1 and Vq_ref1 are generated by performing, for example, PI (proportional / integral) control so that the given current commands Id_ref and Iq_ref coincide with the detected currents Id and Iq.
  • PI proportional / integral
  • step ST3 differences ⁇ Id and ⁇ Iq between the detected currents Id and Iq and their previous values are calculated.
  • step ST4 a section discrimination signal SD is generated that turns off the change section from the valley to the peak of the triangular wave carrier wave (0) and turns on the change section from the peak to the valley (1).
  • step ST5 if the section discrimination signal SD is off (0), ⁇ Id is set to Idfc and ⁇ Iq is set to Iqfc. If the section discrimination signal SD is on (1), ⁇ Id is set to Idfc and ⁇ Iq is set to Iqfc. In step ST6, Idfc and Iqfc are respectively added to the previous values Idfc_old and Iqfc_old to obtain Idfc1 and Iqfc1, and the previous values Idfc_old are updated by Idfc and Iqfc_old are saved by Iqfc.
  • step ST7 for example, PI control is performed so that Idfc and Iqfc become zero, and the outputs are set as voltage correction values Vdfc1 and Vqfc1, respectively. If the section determination signal SD is off (0) in step ST8, Vdfc1 and Vqfc1 are set as voltage correction values Vdfc and Vqfc. If the section discrimination signal SD is ON (1), ⁇ Vdfc1 and ⁇ Vqfc1 are set as voltage correction values Vdfc and Vqfc.
  • step ST9 the voltage correction values Vdfc and Vqfc are subtracted from Vd_ref1 and Vq_ref1 to generate dq voltage commands Vd_ref and Vq_ref.
  • step ST10 voltage is output in accordance with the dq voltage commands Vd_ref and Vq_ref, and the motor 9 is driven.
  • step ST2 has been described as being performed every time the detection currents Id and Iq are generated. However, the current control may be performed in either a peak or a valley of the triangular wave carrier wave. It may be performed once or several times. In this way, the third embodiment is implemented.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be modified as appropriate.
  • the gate signals PWMU, PWMV, and PWMW may be determined using the space vector method instead of the triangular wave comparison method for the calculation of the PWM signal generator 7 in FIG.
  • the voltage command (vector) is formed on a time average basis using two adjacent voltage vectors (for example, V1 and V2) among the basic voltage vectors V1 to V7, and the voltage command (vector) is updated. This is performed every half period of the set time period.
  • the gate signals PWMU, PWMV, and PWMW are output every time corresponding to a half period of the set triangular wave carrier. Therefore, even when different voltage errors occur in the first half cycle and the second half cycle in the PWM control cycle, voltage correction is possible, and the same effect as the triangular wave comparison method can be obtained. Further, the present invention can be implemented if the section determination signal SD output from the time determination unit 11 is generated in synchronization with the update timing of the voltage command (vector).
  • the voltage command compensated by the voltage correction value is not limited to the dq voltage commands Vd_ref and Vq_ref.
  • the phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, and Vw_ref may be used, or the pulse width of the PWM signal may be converted and compensated.
  • the voltage correction values Vdfc and Vqfc may be converted into two-phase / three-phase, or the voltage correction values for the U, V, and W phases may be calculated. Also good.
  • the U-phase voltage correction value Vufc can be calculated by performing the same process as the d-axis voltage correction value generation unit 12 on the U-phase current Iu.
  • the conversion of the PWM signal into the pulse width can be obtained by converting the phase voltage correction values Vufc, Vvfc, and Vwfc into the pulse width of the PWM pulse in the PWM signal generator 7. In this way, it goes without saying that the same effect can be obtained even if the phase voltage commands Vu_ref, Vv_ref, Vw_ref and the pulse width of the PWM signal are compensated.
  • the current control unit 1 that performs current control is provided so that the current commands Id_ref and Iq_ref and the detection currents Id and Iq match.
  • the currents of at least two phases are The current control may be configured to match.
  • the same effect can be obtained even if the voltage correction value according to the present invention is compensated for a given voltage command.

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Abstract

　電圧検出回路を不要とし、デッドタイム以外の要因で発生する電圧誤差に対しても補償可能なインバータ装置を提供する。　モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、直流電力を交流電力に変換して出力するパワー部と、時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、区間判別信号の変化タイミングで、モータの電流検出する電流検出部と、区間判別信号のオン時の電流検出の変化量と、オフ時の電流検出の変化量が等しくなるように電圧補正値を生成し、電圧指令に補正するする電圧補正部とを備える。

Description

インバータ装置及びその制御方法
　本発明は、モータを駆動するインバータ装置及びその制御方法に関する。
　従来から、モータへ電圧指令どおりに電圧出力可能なインバータ装置が要求され、出力電圧に歪が生じないようにするため、デッドタイムによる偏差電圧が生じないようにしたインバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１の技術によれば、スイッチング素子であるトランジスタがアーム短絡しないように、デッドタイムを補償する出力信号はＰＷＭゲート信号より遅れ、トランジスタのゲートドライブ回路に入力される。トランジスタインバータの出力電圧を検出して、毎回のスイッチング遅れ時間を計測し、トランジスタのＯＮスイッチング時間、ＯＦＦスイッチング時間やデッドタイムが変化しても、それに追従させ制御量を可変にする。こうして、常にＰＷＭゲート信号と出力電圧信号が一定時間だけ遅れるようにしている。
　このためＰＷＭ信号に対して一定時間の遅れのある出力電圧が得られ、そのパルス幅は出力電圧信号のパルス幅と一致するため出力電圧誤差が少なくなる。また、直接電圧を検出することによりスイッチング遅れを計測しているため、温度変化などにより、デッドタイム量が変化しても追従し補償量を修正できる。
特開平２－３０７３６９号
　しかしながら、従来のインバータ装置は、出力電圧信号を得る電圧検出回路を必要とする。さらに、偏差電圧は基本波周波数の半サイクルごとに２×（td－tS）期間（td：デッドタイム、tS：ストレージタイム）に抑制するが、スイッチング素子を構成するトランジスタやダイオードの半導体特性やドライブ回路の浮遊容量などにより発生する電圧の補償に対して抑制効果はない。
　本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電圧検出回路を不要とし、デッドタイム以外の要因で発生する電圧誤差に対しても補償可能なインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
　本願の代表的な発明は、モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、前記区間判別信号の変化タイミングで、前記区間判別信号のオン時の電流検出の変化量と、オフ時の電流検出の変化量が等しくなるように前記電圧指令を補正することである。
　本願の他の代表的な発明は、モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、直流電力を交流電力に変換して出力するパワー部を備えたインバータ装置の制御方法であって、前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生し、前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、前記区間判別信号の変化タイミングで検出した電流検出値とその前回値との差分値を算出し、前記区間判別信号のオン時の電流変化量と、オフ時の電流変化量が等しくなる電圧補正値を前記モータへの電圧指令に補正するものである。
　本発明によると、ＰＷＭ制御の前半周期と後半周期毎の電流リップル成分の大きさを等しくして電流リップルを軽減するので、ＰＷＭ制御周期と同じ周期の振動及びそれが原因で発生する騒音を抑制できる。
本発明の第１実施例を示すインバータ装置のブロック図 本発明のｄ軸電圧補正値生成部１２の詳細を示すブロック図 本発明の効果を示す試験データ 本発明の第２実施例を示すインバータ装置（テーブル作成時）のブロック図 本発明の第２実施例を示すインバータ装置（テーブル読出時）のブロック図 本発明の電圧補正テーブル作成部３０での処理手順を示すフローチャート 本発明の第３実施例の処理手順を示すフローチャート
　以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
　本発明の実施例の説明前に、本発明で補正する電圧誤差について説明する。
　電力変換するパワー部は、相毎にトランジスタTrとそれに逆並列接続されたダイオードFDを備える。このトランジスタTrを構成するダイオードの半導体特性は、モータに流れる電流が小さいとトランジスタTrに逆並列接続されたダイオードFDが完全にオンしない状態になり、トランジスタTrのスイッチングに遅れが生じたり、完全にスイッチングされず中途半端な電圧レベルとなったりする傾向がある。このようなトランジスタTrのスイッチングの遅れは、トランジスタTrをベースドライブするゲート信号のオンタイミングとオフタイミングで異なる。
　また、同様な問題は主回路周りの浮遊容量の影響によっても生じる。例えば、トランジスタTrのエミッタ－コレクタ間の浮遊コンデンサの影響である。モータに流れる電流の大きさにより、浮遊コンデンサにチャージされる時間に差が発生するし、浮遊コンデンサにチャージされる際には微小電流指令では電流ゼロとなる。これらの影響でモータ端子電圧は中途半端な電圧レベルとなる。
　デッドタイム以外の要因でも、このような現象により電圧誤差が発生する。この電圧誤差はＰＷＭ制御周期の前半周期と後半周期で異なる値となり、電流リップルが発生する。
　このようして発生する電流リップルを軽減するため、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎に、モータ電流のリップル成分を抽出し、前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差をゼロとする制御を施し、その出力を電圧補正値として電圧誤差を補正する。
　図１は、本発明の第１実施例を示すインバータ装置のブロック図である。このインバータ装置は、電流制御部１、減算器２，３、座標変換部４、電流検出器５、座標変換部６、ＰＷＭ信号発生部７、パワー部８、モータ９、ＰＷＭ周期信号発生部１０、区間判定部１１、ｄ軸電圧補正値生成部１２、ｑ軸電圧補正値生成部１３、磁極位相検出器１４を備える。
　電流制御部１は、与えられた電流指令Id_ref、Iq_refと後述の検出電流Id、Iqが一致するように、Id,Iq個別に、例えばＰＩ（比例・積分）制御してVd_ref1、Vq_ref1を生成する。なお、d,qは、磁極位置方向であるｄ軸とこのｄ軸と直交するｑ軸とした座標系での各成分を示す。
減算器２、３は、Vd_ref1、Vq_ref1から後述する電圧補正値Vdfc、Vqfcをそれぞれ減算してｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refを出力する。
　座標変換部４は、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refと磁束位相θを用いて、ｄｑ／ＵＶＷ座標変換で求めた相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refを出力する。なお、磁束位相θはモータ９のモータ軸の取り付けられた磁極位相検出器１４によって検出される。
　電流検出器５は、後述の区間判別信号ＳＤに同期して設定周期の半周期毎にモータ９の相電流Iu、Iv、Iwを検出する。
　座標変換部６は、上記座標変換部４の逆演算により相電流Iu、Iv、Iwを検出電流Id、Iqに変換する。
　ＰＷＭ信号発生部７は、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refを、後述のＰＷＭ制御信号、例えば三角波搬送波を用いてＰＷＭ（パルス幅変調）制御してＰＷＭパルスに変換し、ゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを出力する。
　パワー部８は、相毎、上下アーム毎にトランジスタTrとフライホイールダイオードFDを具備する主回路、トランジスタTrのベースドライブ回路を備え、上記ゲート信号に従い相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに応じた電圧を出力してモータ９を駆動する。
　ＰＷＭ周期信号発生部１０は、ＰＷＭ周期信号として三角波搬送波を出力する。三角波搬送波はのこぎり波といった他の形状であってもよい。以後、三角波搬送波の山、谷といった説明をする場合があるが、他の形状の搬送波の場合のＰＷＭ周期信号では、その信号の半周期毎ということを説明するものである。
　区間判定部１１は、ＰＷＭ周期信号である三角波搬送波のカウントアップ区間（前半周期）をオフ（０）、カウントダウン区間（後半周期）をオン（１）とする区間判別信号ＳＤを出力する。
　次に、d軸電圧補正値生成部１２について、図を用いて説明する。図２に示すようにｄ軸電圧補正値生成部１２は、差分器２１、不感帯部２２、符号反転器２４、加算器２５、制御器２６、符号反転器２８を備えている。
　差分器２１は、検出電流Idとその前回値Id_oldの差分ΔIdを算出する。
　不感帯部２２は、差分ΔIdに対し不感帯処理を行う。不感帯部２２は、主に電流検出の際の量子化誤差やスイッチングノイズの除去を目的とし、必要に応じて設けられる。
　符号反転器２４は、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば差分ΔIdをIdfcとし、区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば差分ΔIの符号を反転してIdfcとする。
　加算器２５は、Idfcとその前回値Idfc_oldを加算してIdfc1とし、前回値Idfc_oldをIdfcに更新する。
　このようにして、三角波搬送波の半周期毎に、検出電流Idのリップル成分を抽出し、前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差をIdfc1として取り出す。
　制御器２６は、電流リップル成分の差Idfc1がゼロとなるように制御し、d軸電圧補正値Vdfc1を算出する。制御器２６は、少なくとも比例器又は積分器を用いた制御器によって構成される。
　符号反転器２８は、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であればｄ軸電圧補正値VdfcをVdfcとし、区間判別信号ＳＤがオン（１）であればd軸電圧補正値Vdfcの符号を反転してVdfcとする。
　このようにして、上記電流リップル成分の差を補償するｄ軸電圧補正値Vdfcは生成される。
　ｄ軸電圧補正値生成部１２は、ｄ軸電圧補正値Vdfcを図１に示す減算器２に出力する。
　ｑ軸電圧補正値生成部１３は、検出電流Iqの対してｄ軸電圧補正値生成部１２と同様の処理を行ってｑ軸電圧補正値Vqfcを生成し、図１に示す減算器３に出力する。
このようにして、実施例１は行なわれる。
　上記説明では、三角波搬送波の前半周期と後半周期で生じた電流リップル成分の差は、ソフトウェアでＦＦＴを構成し、三角波搬送波の１周期に相当する周波数成分を抽出するようにしてもよい。
　また、上記では説明を省略したが、通常ＰＷＭ信号発生部７にはデッドタイム回路が付加される。そのための電圧補償は、座標変換部４において、デッドタイムTd時間相当の電圧降下値をｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_ref又は相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに加算することにより、あるいはＰＷＭ信号発生部７において、デッドタイムTd時間分を予めＰＷＭパルスのパルス幅に補正することにより行なわれる。
　また、磁束位相θは磁極位相検出器１４を用いて検出されるとして説明したが、磁束位相θはモータ９の指令電流又は検出電流、指令電圧又は検出電圧などを入力とた磁極推定器を用いて推定により求めるようにしてもよい。
　次に、実施例１を適用したインバータ装置の効果を図を用いて説明する。図３は本発明の効果を示す試験データであり、モータ９からの発生音をＦＦＴ解析したものである。図３（ａ）は実施例１を適用していないパワースペクトル図、（ｂ）は適用したパワースペクトル図である。なお、試験に用いたモータの容量は２００[W]、定格電流は１．２[Arms]であり、三角波搬送波の周期は２５０[μs]、モータは回転停止状態、電流は定格電流のおよそ８[%]相当値としている。
　図３からもわかるように、実施例１を適用することにより、三角波搬送波の周波数４ｋＨｚのパワースペクトル値が大幅に低減されている。
　このように、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎の電流リップルの大きさを同じにすることで、ＰＷＭ制御周期の振動を低減でき、これに伴う騒音を低減することができる。
　図４、図５は、本発明の第２実施例を示すインバータ装置のブロック図である。このインバータ装置は、図１の構成から追加で運転モード切替部３２と電圧補正値読み出し部３３を備え、ｄ軸電圧補正値生成部１２、ｑ軸電圧補正値生成部１３の代わりに電圧補正テーブル作成部３０、電圧補正値記憶部３１を備える。以下、電圧補正テーブルの作成及び読み出しを中心に第２実施例について説明する。
　電圧補正テーブルの作成は、図４の構成で実施される。
　電圧補正テーブル作成部３０は、図６に示すシーケンス的な処理により電圧補正テーブルを作成する。この作成処理を説明する。
　まず、後述の運転モード切替部３２により座標変換部４及び座標変換部６で用いる磁束位相θを電流の電気角位相θiに切り替えられる。電気角位相θiを０[deg]、電流指令Id_ref及びIq_refを=0として電流制御部１に設定して運転は開始される。
　次に、検出電流Idのリップルの大きさを、三角波搬送波の半周期毎に前半周期と後半周期で比較し、両者が一致するように電圧補正値Vdfc１を増加減して調整する。この調整の際、電圧補正テーブル作成部３０は、調整中の電圧補正値Vdfc１を、区間判別信号ＳＤのオフ（０）のときそのまま、オン（１）のとき符号を反転して減算器２へ出力し、電流制御部１が出力するVd_ref1から減じられてｄ軸電圧指令Vd_refが作成される。
　上記処理を繰り返して、検出電流Idのリップルの大きさが三角波搬送波の半周期毎に前半周期と後半周期で一致するときの電圧補正値Vdfc１を決定する。
　なお、このときの一致条件は、上記差異が所定値以内になったとき、又は電圧補正値Vdfc１がAとBの値で繰り返すようになった際の、（A+B）／２とすればよい。
　ここまでの処理を、検出電流Iqに対しても実施し、検出電流Iqのリップルの大きさを、三角波搬送波の半周期毎で一致するまで繰り返し、電圧補正値Vqfc１を決定する。
　次に、このときの電流の電気角位相θｉ(i)、Idrefを電流の大きさIref(j)、決定された電圧補正値Vdfc１をVdfc2(i,j)、Vqfc１をVqfc2(i,j)として電圧補正値記憶部３１に出力する。上記処理は、電気角位相θｉを０からＩｅｎｄまでＩｓｔｅｐ毎に、さらに、その電気角位相θｉについて、電流指令Id_refを０からJｅｎｄまでＪｓｔｅｐ毎に実施する。
　このようにして、電圧補正テーブル作成部３０は電圧補正テーブルを生成し、電圧補正値記憶部３１は、電気角位相θｉ(i)と電流の大きさIref(j)を引数とした、電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)の電圧補正テーブルを内部に記憶する。
　なお、Ｉｓｔｅｐ、Ｊｓｔｅｐの値は、基本的には要求される精度と許容されるテーブルの大きさ（メモリ容量）に応じて決定される。なお、電流指令Id_refが小さい領域程、電圧補正値の変化率が大きいので、電流の大きさの可変量は一定とせず、小さいほど細かく変更すると効率的なテーブルが作成できる。
　さらに、事前に電圧補正値の最大値や、テーブルとして必要な電気角位相θｉの最大値がわかっていれば、その大きさを基にテーブルの作成をやめるなどしてもよい。
　また、相毎、上下アーム毎にトランジスタTrなどの特性が同じとし、電気角位相θｉは０乃至６０度の範囲のテーブルとしてもよい。
　運転モード切替部３２は、電圧補正値記憶部３１に電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)の電圧補正テーブルを記憶するモード（テーブル作成モード）と、電圧補正値記憶部３１から電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)を読み出すモード（テーブル読出モード）を切り替える。
　この運転の切り替えは、減算器２，３への電圧補正値Vdfc、Vqfc、磁束位相θと、図示を省略した電流指令Id_ref、Iq_refの切り替えにより行われる。
つまり、テーブル作成モードでは、電圧補正値記憶部３１の出力する電圧補正値Vdfc１Vqfc１、電気角位相θｉ、順次可変される電流指令である。
また、テーブル読出モードでは、電圧読み出し部３３の出力する電圧補正値Vdfc2、Vqfc２、磁極位相検出器１４が出力する磁束位相θ、外部から与えられる電流指令である。
　電圧補正テーブルの読出は、図５の構成で実施される。
　電圧補正値読み出し部３３は、テーブル読出モードで、電圧補正値記憶部３１に記憶している電圧補正テーブルから、電流の電気角位相θｉ(i)と大きさIref(j)を引数とし、これに対応した値を電圧補正値Vdfc2(i,j)、Vqfc2(i,j)を読み出す。なお、電流の電気角位相θｉ(i)及び大きさIref(j)は、それぞれ（１）、（２）式として求め、電圧補正値記憶部３１に作成されているテーブルから該当の前後の値を読み出し、線形補間し電圧補正値Vdfc2、Vqfc2とする。
  θｉ(i)＝θ＋tan-1（Iq_ref/Id_ref）・・・（１）
  Iref(j)＝√（Iq_ref２　+　Id_ref２）・・・（２）
　なお、（１）、（２）式での電流の電気角位相θｉ(i)と大きさIref(j)の演算では、与えられる電流指令Id_ref、Iq_refの代わりに、検出電流Id,Iqを用いてもよい。
　このようにして得た電圧補正値Vdfc2、Vqfc2を、区間判別信号ＳＤのオフ（０）のときそのまま、オン（１）のとき符号を反転して、それぞれ減算器２、３へ出力して実施例２は行なわれる。
　なお、上記ではｄｑ軸での電圧補正テーブルの作成と利用について説明したが、ＵＶＷでの相電圧でのテーブルとして作成してもよいし、電圧補正テーブルは、少なくとも電気角位相θｉまたは電流の大きさIrefの１つの関数として作成してもよい。
　相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに補償する場合は、電圧補正値Vdfc2、Vqfc2を２相／３相変換してもよいし、Ｕ、Ｖ，Ｗ相の電圧指令に電圧補正値を補正するようにして、電圧補正値Vufc2(i,j)、Vvfc2(i,j)、Vwfc2(i,j)を測定するようにしても良い。この測定の際は、２相分の電圧補正値、例えばVufc2(i,j)、Vwfc2(i,j)を測定し、測定した２相分の電圧補正値から残りの１相分の電圧補正値を算出してもよい。
　また、電圧指令を１相分補正すると残りの２相の相電圧出力が変化することを利用し、１相分の電圧補正値を測定し、その電圧補正値を補正に用いてもよい。このときの１相分の電圧指令は３相のうち中間の相を選択するとよい。
　次に、本発明の第３実施例について説明する。図７は、第３実施例に係るインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。各ステップを順に説明する。
　ステップＳＴ１で、三角波搬送波の山、谷のそれぞれのタイミングでモータ９の相電流Iu、Iv、Iwを検出し、検出電流Id、Iqに変換する。
　ステップＳＴ２で、与えられた電流指令Id_ref、Iq_refと検出電流Id、Iqが一致するように、例えばＰＩ（比例・積分）制御してVd_ref1、Vq_ref1を生成する。
　ステップＳＴ３で、検出電流Id、Iqとその前回値との差分ΔId、ΔIqを算出する。
　ステップＳＴ４で、三角波搬送波の谷から山への変化区間をオフ（０）、山から谷への変化区間オン（１）とする区間判別信号ＳＤを生成する。
　ステップＳＴ５で、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば、ΔIdをIdfc、ΔIqをIqfcとする。区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば、－ΔIdをIdfc、－ΔIqをIqfcとする。
　ステップＳＴ６で、前回値Idfc_old、Iqfc_oldに、Idfc、Iqfcをそれぞれ加算してIdfc1、Iqfc1とし、前回値Idfc_oldをIdfc、Iqfc_oldをIqfcで更新して保存する。
　ステップＳＴ７で、Idfc、Iqfcがゼロとなるように例えばＰＩ制御し、その出力を電圧補正値Vdfc1、Vqfc1とする。
　ステップＳＴ８で、区間判別信号ＳＤがオフ（０）であれば、Vdfc1、Vqfc1を電圧補正値Vdfc、Vqfcとする。区間判別信号ＳＤがオン（１）であれば、－Vdfc1、－Vqfc1を電圧補正値Vdfc、Vqfcとする。
　ステップＳＴ９で、電圧補正値Vdfc、VqfcをVd_ref1、Vq_ref1から減算し、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refを生成する。
ステップＳＴ１０で、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refに従い電圧出力し、モータ９を駆動する。
　なお、各ステップの具体的な処理は、第１実施例で説明しているのでここでは説明を省略する。なお、ステップＳＴ２で行なわれる電流制御は、検出電流Id、Iqを生成する毎に行なうように説明したが、三角波搬送波の山あるいは谷のいずれかで行なうようにしてもよいし、山、谷の何回か１度行なうようにしてもよい。このようにして、第３の実施形態は実施される。
　以上、本発明の第１乃至第３の実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、適宜変形可能である。
　例えば、図１のＰＷＭ信号発生部７の演算を、三角波比較方式に代えて空間ベクトル方式を用いてゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを決定しても良い。
　空間ベクトル方式では、電圧指令（ベクトル）を基本電圧ベクトルＶ１～Ｖ７のうち、隣接する２つの電圧ベクトル（例えばＶ１とＶ２）を用いて時間平均的に形成され、電圧指令（ベクトル）の更新は、設定された時間周期の半周期毎に実施される。
　したがって、空間ベクトル方式においても、設定される三角波搬送波の周期の半周期に相当する時間毎にゲート信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷが出力される。
　したがって、ＰＷＭ制御周期における前半周期と後半周期毎に異なる電圧誤差が発生した場合でも、電圧補正が可能であり、三角波比較方式と同様の効果が得られる。また、時間判定部１１より出力される区間判別信号ＳＤは、電圧指令（ベクトル）の更新タイミングと同期させて生成すれば、本発明は実施できる。
　また、電圧補正値が補償する電圧指令は、ｄｑ電圧指令Vd_ref、Vq_refに限定されない。
　上述したデッドタイムの補償と同様に、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refでも良いし、ＰＷＭ信号のパルス幅に変換して補償するようにして良い。相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refに補償する場合は、電圧補正値Vdfc、Vqfcを２相／３相変換してもよいし、Ｕ、Ｖ，Ｗ相毎の電圧補正値を演算するようにしても良い。例えばＵ相の電圧補正値Vufcは、Ｕ相電流Iuに対してｄ軸電圧補正値生成部１２と同様の処理を行うことで演算できる。ＰＷＭ信号のパルス幅への変換は、ＰＷＭ信号発生部７において、相電圧補正値Vufc、Vvfc、VwfcをＰＷＭパルスのパルス幅に変換して求めることができる。このようにして、相電圧指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_refやＰＷＭ信号のパルス幅に補償するようにしても、同様の効果を得られるのは言うまでもない。
　さらに、上記では、電流指令Id_ref、Iq_refと検出電流Id、Iqが一致するように、電流制御する電流制御部１を備えるように説明したが、ＵＶＷ３相のうち、少なくとも２相の電流が指令と一致するように構成された電流制御であっても良い。さらには、Ｖ／ｆ一定制御のように電流制御部を備えなくとも、与えられる電圧指令に対し、本発明による電圧補正値を補償するように実施しても、同様の効果が得られる。
１　電流制御部
２、３　減算器
４　座標変換部
５　電流検出器
６　座標変換部
７　ＰＷＭ信号発生部
８　パワー部
９　モータ
１０　ＰＷＭ周期信号発生部
１１　区間判定部
１２　ｄ軸電圧補正値生成部
１３　ｑ軸電圧補正値生成部
１４　磁極位相検出器
２１　差分器
２２　不感帯部
２４　符号反転器
２５　加算器
２６　制御器
２８　符号反転器
３０　電圧補正テーブル作成部
３１　電圧補正値記憶部
３２　運転モード切替部
３３　電圧補正値読み出し部

Claims (13)

  1. 　モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、
    　前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
    　前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、
    　前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流検出する電流検出部と、
    　前記区間判別信号のオン時の前記電流検出の変化量と、オフ時の前記電流検出の変化量が等しくなるように電圧補正値を生成する電圧補正値生成部と、
    前記電圧指令に前記電圧補正値を補正する電圧補正部と、を備えたことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記電圧補正値生成部は、前記設定時間周期に同期した電流リップル成分を抽出する電流リップル検出部を備え、
    　前記電流リップル成分と前記区間判別信号に基づいて電圧補正値を生成することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置であって、
    　前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生する電圧指令発生部と、
    　前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生する区間判定部と、
    　前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流検出する電流検出部と、
    　少なくとも電流の電気角位相又は大きさを引数とした電圧補正テーブルを内部に記憶する電圧補正値記憶部と、
    　前記電圧補正テーブルから前記電圧補正値を読み出す電圧補正値読み出し部と、
    　前記電圧指令に前記電圧補正値を補正する電圧補正部と、を備えたことを特徴とするインバータ装置。
  4. 　請求項３に記載のインバータ装置であって、
    　前記電圧補正テーブルを作成する電圧補正テーブル作成部を備え、
    　前記電圧補正テーブル作成部は、少なくとも前記電流の電気角位相又は大きさを順次可変し、前記区間判別信号の変化タイミングで検出した電流検出値とその前回値との差分値を算出し、前記区間判別信号のオン時の電流変化量と、オフ時の電流変化量が等しくなる電圧補正値を電圧補正テーブルとして前記電圧補正値記憶部に記憶することを特徴とするインバータ装置。
  5. 　前記電圧指令発生部は、前記モータの磁極位置方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系で前記モータの電流制御する電流制御部を備えたことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  6. 　前記電圧指令発生部は、前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で、少なくとも２つの相で前記モータの電流制御する電流制御部を備えたことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  7. 　前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの磁極位置方向であるｄ軸と該ｄ軸と直交するｑ軸とから成るｄｑ軸座標系で前記電圧補正値を生成し、ｄｑ電圧指令に補正する
    ことを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  8. 　前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で前記電圧補正値を生成し、ＵＶＷ電圧指令に補正することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  9. 　前記電圧補正部は、前記電流検出を前記モータの各相に対応するＵＶＷ座標系で前記電圧補正値を生成し、前記電圧補正値をＰＷＭ制御におけるＰＷＭ時間幅に変換して補正することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  10. 　前記パワー部は、搬送波比較変調法に基づいて電力変換することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  11. 　前記パワー部は、空間電圧ベクトル変調法に基づいて電力変換することを特徴とする請求項１又は３に記載のインバータ装置。
  12. 　モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部を備えたインバータ装置の制御方法であって、
    　前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、
    　前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流を検出し、
    　前記電流検出値とその前回値との差分値を算出し、
    　前記区間判別信号のオン時の前記モータ電流の変化量と、オフ時の前記モータ電流の変化量が等しくなるように電圧補正値を生成し、
    　前記電圧補正値を前記電圧指令に補正することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
  13. 　モータへの電圧指令を設定時間周期毎にＰＷＭ制御し、交流電力を出力するパワー部と、電圧補正テーブルを内部に記憶する電圧補正値記憶部を備えたインバータ装置の制御方法であって、
    　前記時間周期のＮ倍（Ｎ≧１）の周期に同期させて電圧指令を発生し、
    　前記時間周期の半周期はオン、次の半周期はオフとする区間判別信号を発生し、
    　前記区間判別信号の変化タイミングで、前記モータの電流を検出し、
    　与えられえる電流指令又は前記検出した電流における電流位相角又は大きさの少なくとも一方を演算し、
    　少なくとも前記電流における電流位相角又は大きさを引数にして電圧補正値を読み出し、
    　前記電圧補正値を前記電圧指令に補正することを特徴とするインバータ装置の制御方法。
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